JPH0629934A - 適応差分符号化伝送方法 - Google Patents
適応差分符号化伝送方法Info
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- JPH0629934A JPH0629934A JP18371092A JP18371092A JPH0629934A JP H0629934 A JPH0629934 A JP H0629934A JP 18371092 A JP18371092 A JP 18371092A JP 18371092 A JP18371092 A JP 18371092A JP H0629934 A JPH0629934 A JP H0629934A
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- Japan
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- adaptive
- prediction
- prediction gain
- bits
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 伝送路で発生した誤りに対して極めて安定
な、必要最小限のビット数で伝送可能な適応差分符号化
伝送方法を提供する。 【構成】 適応予測処理（５，７）を行なって音声信号
を差分符号化伝送するにあたり、適応予測器（５，７）
の予測利得を大きく取り、適応予測器(7) の出力に予測
利得調整係数を乗じ、好適には常設のビット割当器(11)
のビット配分を前記予測利得の値により制御する。
な、必要最小限のビット数で伝送可能な適応差分符号化
伝送方法を提供する。 【構成】 適応予測処理（５，７）を行なって音声信号
を差分符号化伝送するにあたり、適応予測器（５，７）
の予測利得を大きく取り、適応予測器(7) の出力に予測
利得調整係数を乗じ、好適には常設のビット割当器(11)
のビット配分を前記予測利得の値により制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、音声信号の高能率符
号化伝送方法に係り、特に適応差分符号化伝送方法に関
するものである。
号化伝送方法に係り、特に適応差分符号化伝送方法に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の技術の説明にあたって次の量を定
義する。予測利得とは、適応予測器を用いない適応PCM
方法の復号化装置の信号対雑音比と適応差分PCM 方法の
復号化装置の信号対雑音比との比をいう。以下「予測利
得」の用語はこれに従う。
義する。予測利得とは、適応予測器を用いない適応PCM
方法の復号化装置の信号対雑音比と適応差分PCM 方法の
復号化装置の信号対雑音比との比をいう。以下「予測利
得」の用語はこれに従う。
【０００３】従来、この種の適応差分PCM 方法として
は、図５(a) 、図５(b) に示す構成が取られてきた（例
えば、CCITT 勧告案G.721 に示されている) 。
は、図５(a) 、図５(b) に示す構成が取られてきた（例
えば、CCITT 勧告案G.721 に示されている) 。
【０００４】図５(a) は符号化装置、図５(b) は復号化
装置の一構成例をそれぞれ示している。
装置の一構成例をそれぞれ示している。
【０００５】従来例構成では、符号化装置は減算器21、
適応量子化器22、適応逆量子器23、適応予測器24.1、2
4.2、量子化ステップ幅適応制御器25および加算器26を
具備し、復号化装置は適応逆量子化器23、量子化ステッ
プ幅適応制御器25、適応予測器24.1、24.2および加算器
26を具備している。
適応量子化器22、適応逆量子器23、適応予測器24.1、2
4.2、量子化ステップ幅適応制御器25および加算器26を
具備し、復号化装置は適応逆量子化器23、量子化ステッ
プ幅適応制御器25、適応予測器24.1、24.2および加算器
26を具備している。
【０００６】符号化装置は、入力信号と適応予測器24.
1、24.2の出力との差を適応量子化器22に入力し、適応
量子化器22の出力が伝送される。同時に適応量子化器22
の出力は量子化ステップ幅適応制御器25と適応逆量子化
器23に入力され、適応逆量子化器23の出力は加算器26と
適応予測器24.1に入力される。適応予測器24.1、24.2は
符号化装置の安定性と予測利得との兼ね合いから、例え
ばCCITT 勧告案G.721 では24.1では６次の全零型適応予
測器、24.2では２次の全極型適応予測器が用いられてい
る。この構成で３kHz の音声信号で10数dBの予測利得を
得ている。
1、24.2の出力との差を適応量子化器22に入力し、適応
量子化器22の出力が伝送される。同時に適応量子化器22
の出力は量子化ステップ幅適応制御器25と適応逆量子化
器23に入力され、適応逆量子化器23の出力は加算器26と
適応予測器24.1に入力される。適応予測器24.1、24.2は
符号化装置の安定性と予測利得との兼ね合いから、例え
ばCCITT 勧告案G.721 では24.1では６次の全零型適応予
測器、24.2では２次の全極型適応予測器が用いられてい
る。この構成で３kHz の音声信号で10数dBの予測利得を
得ている。
【０００７】復号化装置は符号化装置の適応逆量子化器
23と量子化ステップ幅適応制御器25と適応予測器24.1、
24.2と加算器26に対応して構成されている。
23と量子化ステップ幅適応制御器25と適応予測器24.1、
24.2と加算器26に対応して構成されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来例では、復号化装
置の適応予測器24.2にフィードバックループが存在し、
伝送誤りが生じると適応予測器の出力に誤差が生じる。
この誤差によって生じるノイズは有色ノイズであるた
め、適応予測器を通った出力に誤差を生じ、さらにその
誤差が適応予測器内のフィードバックループを回り続け
てしまうため、ついては発振することがある。この発振
を防止するため従来例では適応予測器の構成は予測利得
が余り大きくならないように具体的には最大10数dB程度
で予測利得を抑える構成になっている。このため、予測
利得を大きく取り伝送する予測残差信号のパワーを小さ
くして量子化ビット数を削減する効果は小さくなる。
置の適応予測器24.2にフィードバックループが存在し、
伝送誤りが生じると適応予測器の出力に誤差が生じる。
この誤差によって生じるノイズは有色ノイズであるた
め、適応予測器を通った出力に誤差を生じ、さらにその
誤差が適応予測器内のフィードバックループを回り続け
てしまうため、ついては発振することがある。この発振
を防止するため従来例では適応予測器の構成は予測利得
が余り大きくならないように具体的には最大10数dB程度
で予測利得を抑える構成になっている。このため、予測
利得を大きく取り伝送する予測残差信号のパワーを小さ
くして量子化ビット数を削減する効果は小さくなる。
【０００９】また、従来例の適応量子化装置は波形のサ
ンプル値毎に量子化の信号範囲の最大値となるように適
応的に利得を調整し、量子化誤差を少なくするものであ
るから、予測利得が大きいときに量子化ビット数を少な
くするようなことはしていない。
ンプル値毎に量子化の信号範囲の最大値となるように適
応的に利得を調整し、量子化誤差を少なくするものであ
るから、予測利得が大きいときに量子化ビット数を少な
くするようなことはしていない。
【００１０】そこで本発明の目的は、適応差分PCM 伝送
方法の伝送ビット数をできるだけ少なく、または削減さ
れたビット数を他の伝送ビット数に割り当てることがで
きるよう、予測利得を大きく取りかつ安定に動作する適
応差分PCM 伝送方法を提供せんとするものである。
方法の伝送ビット数をできるだけ少なく、または削減さ
れたビット数を他の伝送ビット数に割り当てることがで
きるよう、予測利得を大きく取りかつ安定に動作する適
応差分PCM 伝送方法を提供せんとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明適応差分符号化伝送方法は適応予測処理を行なっ
て音声信号を差分符号化伝送するにあたり、送信側にあ
っては、前記適応予測処理のための予測利得を計算し、
算出された予測利得の値に対応して前記適応予測処理後
の出力に予測利得調整係数を乗ずるとともに、入力音声
信号のサンプル値と前記予測利得調整係数が乗じられた
出力の差分値を適応量子化するための所要ビット数を決
定し、この所要ビット数のデータを適応差分符号化され
た音声信号に多重して伝送し、受信側にあっては、伝送
されてきた前記所要ビット数のデータを使用して適応差
分符号化され伝送されてきた音声信号の復号を制御する
とともに、受信側でも当該伝送されてきた音声信号を適
応予測処理し、そのための予測利得を計算し、算出され
た予測利得の値に対応して受信側の適応予測処理後の出
力にも予測利得調整係数を乗ずることを特徴とするもの
である。
本発明適応差分符号化伝送方法は適応予測処理を行なっ
て音声信号を差分符号化伝送するにあたり、送信側にあ
っては、前記適応予測処理のための予測利得を計算し、
算出された予測利得の値に対応して前記適応予測処理後
の出力に予測利得調整係数を乗ずるとともに、入力音声
信号のサンプル値と前記予測利得調整係数が乗じられた
出力の差分値を適応量子化するための所要ビット数を決
定し、この所要ビット数のデータを適応差分符号化され
た音声信号に多重して伝送し、受信側にあっては、伝送
されてきた前記所要ビット数のデータを使用して適応差
分符号化され伝送されてきた音声信号の復号を制御する
とともに、受信側でも当該伝送されてきた音声信号を適
応予測処理し、そのための予測利得を計算し、算出され
た予測利得の値に対応して受信側の適応予測処理後の出
力にも予測利得調整係数を乗ずることを特徴とするもの
である。
【００１２】
【作用】本発明方法によれば、適応予測処理のための予
測利得を計算し、算出された予測利得の値に応じて適応
予測処理後の出力に調整係数を乗じているので、適応予
測器内のフィードバックループの動作の安定化が得ら
れ、伝送誤りが生じてもその影響が抑圧され、また予測
利得の値により所要ビット割当てを実施すれば高能率符
号化伝送方法が達成される。
測利得を計算し、算出された予測利得の値に応じて適応
予測処理後の出力に調整係数を乗じているので、適応予
測器内のフィードバックループの動作の安定化が得ら
れ、伝送誤りが生じてもその影響が抑圧され、また予測
利得の値により所要ビット割当てを実施すれば高能率符
号化伝送方法が達成される。
【００１３】
【実施例】以下添付図面を参照し実施例により本発明を
詳細に説明する。図１に本発明適応差分PCM 伝送方法で
使用される送信側の符号化装置(a) 、受信側の復号化装
置(b) の実施例構成ブロック線図を示す。
詳細に説明する。図１に本発明適応差分PCM 伝送方法で
使用される送信側の符号化装置(a) 、受信側の復号化装
置(b) の実施例構成ブロック線図を示す。
【００１４】実施例の説明にあたっては符号化装置を例
に取って説明し、復号化装置の構成は符号化装置の一部
と同じなので説明は省略する。
に取って説明し、復号化装置の構成は符号化装置の一部
と同じなので説明は省略する。
【００１５】本発明に係る符号化装置は減算器１、適応
量子化器２、量子化ステップ幅適応制御器３、適応逆量
子化器４、全零型適応予測器５、加算器６、全極型適応
予測器７、加算器８、乗算器９、加算器10およびビット
割当器11を具備している。
量子化器２、量子化ステップ幅適応制御器３、適応逆量
子化器４、全零型適応予測器５、加算器６、全極型適応
予測器７、加算器８、乗算器９、加算器10およびビット
割当器11を具備している。
【００１６】また本発明に係る復号化装置は適応逆量子
化器４、量子化ステップ幅適応制御器３、全零型適応予
測器５、加算器６、８、全極型適応予測器７および乗算
器９を具備し、それぞれ符号化装置の適応逆量子化器
４、量子化ステップ幅適応制御器３、全零型適応予測器
５、加算器６、８、全極型適応予測器７、乗算器９に対
応している。以下、本発明の符号化装置についてさらに
詳細に説明する。
化器４、量子化ステップ幅適応制御器３、全零型適応予
測器５、加算器６、８、全極型適応予測器７および乗算
器９を具備し、それぞれ符号化装置の適応逆量子化器
４、量子化ステップ幅適応制御器３、全零型適応予測器
５、加算器６、８、全極型適応予測器７、乗算器９に対
応している。以下、本発明の符号化装置についてさらに
詳細に説明する。
【００１７】減算器１と適応量子化器２と量子化ステッ
プ幅適応制御器３と適応逆量子化器４は従来例のものと
同じである。全零型適応予測器５および全極型適応予測
器７の構成を図２に示す。全零型適応予測器５も全極型
適応予測器７も構成は同じであり、異なるのは次数と係
数の計算に必要なパラメータの引き出し点である。図２
に示す適応予測器のｊ番目の１次（１段）分を図３に示
す。図３のＺ-1は１サンプルの遅れを示し、efj (n) 、
ebj (n) は後述する計算式で使用する数値である。図３
の Kj (n) は偏自己相関係数と呼ばれ次式によって計算
される。
プ幅適応制御器３と適応逆量子化器４は従来例のものと
同じである。全零型適応予測器５および全極型適応予測
器７の構成を図２に示す。全零型適応予測器５も全極型
適応予測器７も構成は同じであり、異なるのは次数と係
数の計算に必要なパラメータの引き出し点である。図２
に示す適応予測器のｊ番目の１次（１段）分を図３に示
す。図３のＺ-1は１サンプルの遅れを示し、efj (n) 、
ebj (n) は後述する計算式で使用する数値である。図３
の Kj (n) は偏自己相関係数と呼ばれ次式によって計算
される。
【数１】 crossj (n) ＝（1.0 −γ）*crossj (n-1) + γ* efj (n) * ebj (n) (1) forj (n) ＝（1.0 −γ）*forj (n-1) + γ* efj (n) * efj (n) (2) back j (n) ＝（1.0 −γ）* backj (n-1) + γ* ebj (n) * ebj (n) (3) Kj (n) ＝ crossj (n)/(forj (n)*backj (n))1/2 (4)
【００１８】ここで、＊は積を表し、γは０≦γ≦１の
範囲を取る定数である。図３の予測器を必要次数分接続
したのが全零型適応予測器５及び全極型適応予測器７で
あり、次数は実際の計算速度と予測利得との兼ね合いか
ら本実施例では全零型適応予測器５では４次、全極型適
応予測器７では２次とした。
範囲を取る定数である。図３の予測器を必要次数分接続
したのが全零型適応予測器５及び全極型適応予測器７で
あり、次数は実際の計算速度と予測利得との兼ね合いか
ら本実施例では全零型適応予測器５では４次、全極型適
応予測器７では２次とした。
【００１９】全零型適応予測器５には適応逆量子化器４
からの時刻ｔにおける出力を入力し、前式(1) 〜(3) と
図２の構成によって時刻ｔ＋１の値を予測するものであ
る。全極型適応予測器７の偏自己相関係数 kj (n) は加
算器６の出力すなわち全零型適応予測器５の出力と適応
逆量子化器４の出力の和信号を使って前式(1) 〜(3)に
従って計算し、全極型適応予測器７の入力信号は全極型
適応予測器７の出力と加算器６の出力の和信号である。
全極型適応予測器７の出力信号は既に計算されている K
j (n) を使い図２の構成によって計算された後乗算器９
に入力され、次に示すλが掛けられ、全零型適応予測器
５の出力信号と加算器10によって加算される。λは予測
利得調整係数で次式によって計算される。
からの時刻ｔにおける出力を入力し、前式(1) 〜(3) と
図２の構成によって時刻ｔ＋１の値を予測するものであ
る。全極型適応予測器７の偏自己相関係数 kj (n) は加
算器６の出力すなわち全零型適応予測器５の出力と適応
逆量子化器４の出力の和信号を使って前式(1) 〜(3)に
従って計算し、全極型適応予測器７の入力信号は全極型
適応予測器７の出力と加算器６の出力の和信号である。
全極型適応予測器７の出力信号は既に計算されている K
j (n) を使い図２の構成によって計算された後乗算器９
に入力され、次に示すλが掛けられ、全零型適応予測器
５の出力信号と加算器10によって加算される。λは予測
利得調整係数で次式によって計算される。
【数２】 λ＝1.0 −σ＊（復号値のパワー）／（予測残差のパワー） ＝1.0 −σ＊（加算器６の出力のパワー）／（適応逆量子化器４の出力のパ ワー） (5)
【００２０】ここでσは予測利得調整のための定数で、
σが小さいほど予測利得がとれるが安定性との兼ね合い
から本実施例では1.0 ＊10-5とした。
σが小さいほど予測利得がとれるが安定性との兼ね合い
から本実施例では1.0 ＊10-5とした。
【００２１】ビット割当器11はあらかじめ定められた区
間に応じて次の計算式で計算された値を出力し適応量子
化器２と量子化ステップ幅適応制御器３に所要ビット数
情報として送り、また、復号化装置へも所要ビット数デ
ータとして送られる。
間に応じて次の計算式で計算された値を出力し適応量子
化器２と量子化ステップ幅適応制御器３に所要ビット数
情報として送り、また、復号化装置へも所要ビット数デ
ータとして送られる。
【数３】 bit ＝（10＊log10(Σx 2) −10＊log10 （Σ（yp−ｘ)2) −δ)/6 (6)
【００２２】ただし、ｘは符号化器への入力信号で、yp
は加算器６の出力信号でΣはあらかじめ定められた区間
での総和を示し、δはあらかじめ必要とされている信号
対雑音比（デシベル換算）である。適応量子化器２と量
子化ステップ幅適応制御器３はあらかじめ定められた区
間毎に上記bit 値分量子化ビット数を小さくし情報量を
削減する。また、復号化装置では送られてきた所要ビッ
ト数データに応じて適応逆量子化器のビット数を割り当
てる。
は加算器６の出力信号でΣはあらかじめ定められた区間
での総和を示し、δはあらかじめ必要とされている信号
対雑音比（デシベル換算）である。適応量子化器２と量
子化ステップ幅適応制御器３はあらかじめ定められた区
間毎に上記bit 値分量子化ビット数を小さくし情報量を
削減する。また、復号化装置では送られてきた所要ビッ
ト数データに応じて適応逆量子化器のビット数を割り当
てる。
【００２３】図４は一つの情報チャネルを複数の帯域ｎ
に分割して符号化する装置の実施例の一つで、ある帯域
の一つに図１(a) に示した実施例が適用されている。図
１(a) で適用したところのビット割当器からの出力を図
４中の全体ビット割当装置14に入力することによって、
図１(a) の実施例で削減できたビット数を必要としてい
る他の帯域の符号化装置へ割り当てることが可能にな
る。
に分割して符号化する装置の実施例の一つで、ある帯域
の一つに図１(a) に示した実施例が適用されている。図
１(a) で適用したところのビット割当器からの出力を図
４中の全体ビット割当装置14に入力することによって、
図１(a) の実施例で削減できたビット数を必要としてい
る他の帯域の符号化装置へ割り当てることが可能にな
る。
【００２４】本発明の実施例につき図面を参照して詳細
に説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく
発明の要旨内で各種の変形、変更の可能なことは自明で
あろう。
に説明してきたが、本発明はこれに限定されることなく
発明の要旨内で各種の変形、変更の可能なことは自明で
あろう。
【００２５】
【発明の効果】従来例では扱う帯域が３kHz 程度の帯域
であったことと扱う内容が主として音声であったことか
ら十数dB程度の予測利得の適応差分符号化伝送方法が用
いられてきた。また、予測利得が余り大きくないので適
応差分符号化伝送方法に割り当てるビット数を削減する
ような考え方は取られなかった。
であったことと扱う内容が主として音声であったことか
ら十数dB程度の予測利得の適応差分符号化伝送方法が用
いられてきた。また、予測利得が余り大きくないので適
応差分符号化伝送方法に割り当てるビット数を削減する
ような考え方は取られなかった。
【００２６】従来例では予測利得と伝送路の誤りに対す
る安定性とは相反していたが、本発明発明方法では予測
利得調整係数を導入することによって、適応予測器の構
成及び計算方法に制限がなくなり、音声に限らずすべて
の音響信号でできるだけ大きい予測利得が取れかつ安定
な伝送方法が実現できるようになった。
る安定性とは相反していたが、本発明発明方法では予測
利得調整係数を導入することによって、適応予測器の構
成及び計算方法に制限がなくなり、音声に限らずすべて
の音響信号でできるだけ大きい予測利得が取れかつ安定
な伝送方法が実現できるようになった。
【００２７】また、本願発明方法では予測利得を逐次計
算することで予測利得によって削減できるビット数を求
めることができ、必要最小限の信号対雑音比を維持しな
がらビット数を削減できるようになった。このようなこ
とは従来例では不可能であった。また、本願発明方法で
削減できたビット数を他のチャネルの符号化器のビット
数に割り当てることが可能になり、限られた情報チャネ
ルを最大限有効に活用できるようになった。
算することで予測利得によって削減できるビット数を求
めることができ、必要最小限の信号対雑音比を維持しな
がらビット数を削減できるようになった。このようなこ
とは従来例では不可能であった。また、本願発明方法で
削減できたビット数を他のチャネルの符号化器のビット
数に割り当てることが可能になり、限られた情報チャネ
ルを最大限有効に活用できるようになった。
【図１】本発明方法で使用される送信側の符号化装置
(a) 、受信側の復号化装置(b) の実施例構成ブロック線
図。
(a) 、受信側の復号化装置(b) の実施例構成ブロック線
図。
【図２】適応予測器の実施例構成図。
【図３】図２図示適応予測器１段分の構成図。
【図４】本発明に係る多チャネル符号化装置の構成図。
【図５】従来例の符号化装置(a) 、復号化装置(b) の構
成例ブロック線図。
成例ブロック線図。
１, 21 減算器 ２， 22 適応量子化器 ３， 25 量子化ステップ幅適応制御器 ４， 23 適応逆量子化器 ５ （全零型）適応予測器 ６，８，10, 26 加算器 ７ （全極型）適応予測器 ９ 乗算器 11 ビット割当器 14 全体ビット割当装置 15 本発明による符号化装置 16 合成装置 24 適応予測器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 菅並 秀樹 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 (72)発明者 小泉 悟 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内 (72)発明者 井上 友幸 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放 送協会放送技術研究所内
Claims (3)
- 【請求項１】 適応予測処理を行なって音声信号を差分
符号化伝送するにあたり、送信側にあっては、前記適応
予測処理のための予測利得を計算し、算出された予測利
得の値に対応して前記適応予測処理後の出力に予測利得
調整係数を乗ずるとともに、入力音声信号のサンプル値
と前記予測利得調整係数が乗じられた出力の差分値を適
応量子化するための所要ビット数を決定し、この所要ビ
ット数のデータを適応差分符号化された音声信号に多重
して伝送し、受信側にあっては、伝送されてきた前記所
要ビット数のデータを使用して適応差分符号化され伝送
されてきた音声信号の復号を制御するとともに、受信側
でも当該伝送されてきた音声信号を適応予測処理し、そ
のための予測利得を計算し、算出された予測利得の値に
対応して受信側の適応予測処理後の出力にも予測利得調
整係数を乗ずることを特徴とする適応差分符号化伝送方
法。 - 【請求項２】 請求項１記載の伝送方法において、送信
側の前記算出された予測利得の値に応じて前記適応量子
化するための所要ビット数の決定が行なわれることを特
徴とする適応差分符号化伝送方法。 - 【請求項３】 所定の帯域幅を使用して適応差分符号化
された１つの音声信号を複数チャネルで伝送する請求項
１または２記載の伝送方法において、１つのチャネルの
前記所要ビット数のビット配分により削減されたビット
数を他のチャネルのビットに割当てることを特徴とする
適応差分符号化伝送方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18371092A JPH0629934A (ja) | 1992-07-10 | 1992-07-10 | 適応差分符号化伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18371092A JPH0629934A (ja) | 1992-07-10 | 1992-07-10 | 適応差分符号化伝送方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0629934A true JPH0629934A (ja) | 1994-02-04 |
Family
ID=16140609
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18371092A Pending JPH0629934A (ja) | 1992-07-10 | 1992-07-10 | 適応差分符号化伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0629934A (ja) |
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995002925A1 (fr) * | 1993-07-16 | 1995-01-26 | Sony Corporation | Procede et dispositif de codage a haute efficacite, procede et dispositif de decodage a haute efficacite, systeme de codage/decodage et support d'enregistrement a haute efficacite |
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-
1992
- 1992-07-10 JP JP18371092A patent/JPH0629934A/ja active Pending
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