JP2005012294A

JP2005012294A - Ａｄｐｃｍ方式復号器

Info

Publication number: JP2005012294A
Application number: JP2003171555A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Shimotoru; 勉下豊留
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2003-06-17
Filing date: 2003-06-17
Publication date: 2005-01-13
Anticipated expiration: 2023-06-17
Also published as: US7295617B2; JP3748261B2; US20040258164A1

Abstract

【解決手段】シフトレジスタ１は、仮数部と指数部に分解された量子化差分信号を受け入れて仮数部をビット展開し、シフト演算制御回路２は、上記指数部の値に応じて上記ビット展開された仮数部をビットシフトし、オーバフロー検出ビット３は、上記シフトレジスタ１の最上位ビットに付加され、上記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出し、セレクタ４は、上記オーバフロー検出ビット３が上記仮数部のオーバフローを検出すると、上記ビット展開された仮数部を所定の上限値で置き換えて予測信号として出力し、上記仮数部のオーバフローを検出しないと、上記ビット展開された仮数部をそのまま予測信号として出力する。
【効果】簡単な処理、簡単な構成によって、音声品質の良いＡＤＰＣＭ方式復号器を得ることができるという効果を得る。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６に準拠したＡＤＰＣＭ（適応差分ピーシーエム）方式復号器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
音声信号の圧縮方式としてＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６ＡＤＰＣＭに準拠した通信システムが普及している。この通信システムに於ける、伝送エラーの誤り訂正方式では、送信機が、伝送フレームにチェックビットを挿入して送信する。受信機が、この伝送フレームを受信すると、チェックビットを抽出し、伝送系統中に於ける伝送エラーの有無を判断する。受信機は、伝送エラーを検出すると所定の誤り訂正方式に基づいて伝送フレームを訂正し、この誤り訂正された伝送フレームを復号器に入力する（例えば、特許文献１参照）。
あるいは又、受信機が、伝送エラーを検出すると所定の手順に従って伝送フレームを置き換える（例えば、特許文献２参照）、等の方式が実用化されている。
【０００３】
【特許文献１】
特開平７−２２１７１８号公報（要約）
【特許文献２】
特開平８−２２３１２６号公報（要約）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、従来の伝送エラーの誤り訂正方式では、受信機がチェックビットを用いて伝送エラーを検出すると、伝送フレームをＡＤＰＣＭ方式復号器へ入力する前に誤り訂正を実行してしまう。従って、ＡＤＰＣＭ方式復号器とは全く別の場所で、且つ、所定の誤り訂正方式に基づいて伝送エラーの誤り訂正を実行しているため、その処理が複雑であり、処理を実行するハードウェアも増大するという解決すべき課題が残されていた。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は以上の点を解決するため次の構成を採用する。
〈構成１〉
ＡＤＰＣＭ方式復号器であって、量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器は、仮数部と指数部に分解された上記量子化差分信号を受け入れて上記仮数部をビット展開するビット展開手段と、上記指数部の値に応じて上記ビット展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、上記ビット展開手段の最上位ビットに付加され、上記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段と、該オーバフロー検出手段が上記仮数部のオーバフローを検出すると、上記ビット展開された仮数部を所定の上限値で置き換えて上記予測信号として出力し、上記仮数部のオーバフローを検出しないと、上記ビット展開された仮数部をそのまま予測信号として出力する、予測信号出力手段とを含むことを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
【０００６】
〈構成２〉
構成１に記載のＡＤＰＣＭ方式復号器に於いて、上記予測信号出力手段は、一方の入力端から上記所定の上限値と、他方の入力端から上記ビット展開された仮数部を受け入れて、上記オーバフロー検出手段が上記オーバフローを検出すると、上記所定の上限値を選択し、上記オーバフロー検出手段が上記オーバフローを検出しないと、上記ビット展開された仮数部を選択し、出力端から出力させるセレクタであることを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
【０００７】
〈構成３〉
ＡＤＰＣＭ方式復号器であって、量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器は、仮数部と指数部に分解された上記量子化差分信号を受け入れて上記仮数部をビット展開するビット展開手段と、上記指数部の値に応じて上記ビット展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、上記ビット展開手段の最上位ビットに付加され、上記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段と、上記仮数部のオーバフローを検出すると、上記ＡＤＰＣＭ方式復号器の復号データ出力を停止させるミュート処理手段とを含むことを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
【０００８】
〈構成４〉
ＡＤＰＣＭ方式復号器であって、量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器は、仮数部と指数部に分解された上記量子化差分信号を受け入れて上記仮数部をビット展開するビット展開手段と、上記指数部の値に応じて上記ビット展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、上記ビット展開手段の最上位ビットに付加され、上記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段と、上記仮数部のオーバフローを検出すると、上記ＡＤＰＣＭ方式復号器の復号データ出力を所定の低域フィルタを通して出力することを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を具体例を用いて説明する。
上記従来の技術でも説明したように従来伝送エラーの誤り訂正方式では、伝送エラーが検出されると、所定の誤り訂正方式に基づいて伝送フレームが訂正され、この誤り訂正された伝送フレームが復号器に送られる。そのように、復号器には、従来、その内部に誤り訂正手段が設けられていない。
【００１０】
そこで発明者は、伝送エラーが含まれたままの伝送フレームが復号器に入力されたときにどのような現象を発生するかについて種々の観点から検討したところ、観測者の聴覚で異常を感じる程度の伝送エラーが含まれているときは、復号器の中で部分予測信号がオーバフローしていることを見出した。このような知見に基づいて、本発明では、復号器側を少し改良しており、これにより従来技術に基づいて音声品質を向上させるよりも遙かに簡単な処理、簡単な構成によって音声品質を向上させることが可能になった。この具体例について以下に説明する。
【００１１】
以下、具体例の構成と動作とを説明する。
〈具体例１〉
図１は、具体例１の付加回路のブロック図である。
この図は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６に準拠したＡＤＰＣＭ方式復号器の適応予測器に本発明によって付加される付加回路を示すブロック図である。
この付加回路の詳細説明に先立って、この付加回路が配置されるＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６に準拠したＡＤＰＣＭ方式の符号器及び復号器の概要について説明する。
【００１２】
図２は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ符号器のブロック図である。（ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の図１−１／ＪＴ−Ｇ７２６基本構成図を引用）
図より、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ符号器は、均一ＰＣＭ変換部１１と、減算器１２と、適応量子化器１３と、適応逆量子化器１４と、加算器１５と、適応予測器１６とを備える。
【００１３】
均一ＰＣＭ変換部１１は、μ則で量子化された６４ｋｂｉｔ／ｓのＰＣＭ入力信号を受け入れて均一量子化ＰＣＭ信号に変換する部分である。ここでμ則とは、対数圧縮特性を折れ線で近似した特性をもつ音声符号化標準であり日本及び北米で広く適用されている符号化法である。
減算器１２は、均一ＰＣＭ変換部１１の出力信号、即ち、符号化器の入力信号から適応予測器１６が出力する予測信号を減算する部分である。予測信号とは、音声信号の近接したサンプリング値間でのレベルの相関関係が強いことから、過去の信号を用いて入力信号は、こうなっている筈であると予測した値であり適応予測器１６によって生成される信号である。
【００１４】
適応量子化器１３は、減算器１２の出力、即ち、入力信号から予測信号を減算した差分信号を受け入れて４ビットで符号化する部分である。
この適応量子化器１３の出力は、伝送経路を通ってＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ方式復号器に向けて送出される。
表１は、適応量子化器の入出力特性表である。
【００１５】
【表１】

【００１６】
この表は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の表２−１／ＪＴ−Ｇ７２６、４０ｋｂｉｔ／ｓ動作用に正規化した量子化器入出力特性を引用している。
この表では、正規化した量子化器の入力信号範囲１７、即ち、差分信号と、その差分信号が４ビットで量子化された値（Ｄ（ｋ））１８と、この量子化された値（Ｄ（ｋ））１８を逆量子化した値１９が示されている。この表の量子化された値（Ｄ（ｋ））１８は極性を表す１ビットが追加されて伝送経路を通ってＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ方式復号器に向けて送出される。
【００１７】
適応逆量子化器１４は、量子化された値（Ｄ（ｋ））１８の一部を受け入れて逆量子化した値１９（上記表１）、即ち、量子化差分信号を適応予測器１６及び加算器１５へ送出する部分である。
加算器１５は、量子化差分信号と適応予測器１６の出力である予測信号とを加算して再生信号を生成する部分である。
適応予測器１６は、再生信号と量子化差分信号とを受け入れて上記予測信号を生成し、減算器１２へ送出する部分である。
【００１８】
以上説明したように、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ符号器は、音声信号が、近接したサンプリング値間では相関が強いことに基づいて、入力信号の値を予測する予測信号を生成し、この入力信号から予測信号との差分をとり、これを量子化して出力する。こうすることによって量子化のビットレートを低減している。
【００１９】
図３は、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ復号器のブロック図である。（ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の図１−１／ＪＴ−Ｇ７２６基本構成図を引用）
図より、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ方式復号器は、適応逆量子化器１４と、加算器１５と、適応予測器２６と、ＰＣＭ変換部２１と、同期符号化補正部２２とを備える。
【００２０】
図に示すように復号器は、上記符号器のフィードバックループ（減算器１２→適応量子化器１３→適応逆量子化器１４→加算器１５→適応予測器１６→減算器１２）内にＰＣＭ変換部２１と、同期符号化補正部２２が追加され、適応予測器１６が、本発明により付加回路が追加された適応予測器２６で置き換えられた構成をとる。
ＰＣＭ変換部２１は、均一量子化されたＰＣＭ信号をμ則で量子化されたＰＣＭ信号に変換する部分である。即ち、上記符号器に配置される均一ＰＣＭ変換部１１の逆機能を有する部分である。
同期符号化補正部２２は、タンデム符号化（例えばＡＤＰＣＭ→ＰＣＭ→ＡＤＰＣＭ等のディジタル信号での接続）を行う際の累積的な歪みが発生するのを防止する部分である。
【００２１】
適応予測器２６は、上記ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ符号器の有する適応予測器１６と、その内部構成は同様である。但し、本発明による付加回路が、付加されるので、ここで内部構成の概要について説明しておくこととする。
【００２２】
図４は、適応予測器の構成のブロック図である。（ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の図４−６／ＪＴ−Ｇ７２６適応予測器と再生信号算出器を引用）
図に示すように、適応予測器は、量子化差分信号ＤＱ（ｋ）（この信号は、表１のＤ（ｋ）１８に相当する）を受け入れて、予測信号ＳＥ（ｋ）算出するに当たって、部分予測信号ＷＡ１、部分予測信号ＷＡ２、部分予測信号ＷＢ１、部分予測信号ＷＢ２、部分予測信号ＷＢ３、部分予測信号ＷＢ４、部分予測信号ＷＢ５、部分予測信号ＷＢ６を求め、ＡＣＣＵＭ３５で加算し、予測信号ＳＥ（ｋ）を求めている。（ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の本文４．２．６適応予測器と再生信号算出器の（ａ）ＡＣＣＵＭを引用）
【００２３】
一例として上記部分予測信号ＷＡ１、部分予測信号ＷＡ２の生成経路について説明する。
図に示すように適応予測器に量子化差分信号ＤＱが入力されＡＤＤＢ３１へ送られる。ＡＤＤＢ３１は、量子化差分信号ＤＱと、予測信号ＳＥ（上記予測信号の所定のサンプリング値）を加算して再生信号ＳＲを生成し、ＦＬＯＡＴＢ３２へ送る。
【００２４】
ＦＬＯＡＴＢ３２は、再生信号ＳＲを浮動小数点表示に変換する。ここで再生信号ＳＲは、仮数部ＭＡＮＴ、指数部ＥＸＰに分割され、Ｗ・ＭＡＧ＝Ｗ・ＭＡＮＴ＋Ｗ・ＥＸＰとし、再生信号ＳＲ０となってＤＥＬＡＹ３３へ送られる。
ＤＥＬＡＹ３３は、再生信号ＳＲ０を１クロック周期遅延させ、再生信号ＳＲ１（Ｗ１・ＭＡＧ＝Ｗ１・ＭＡＮＴ＋Ｗ１・ＥＸＰ）としてＦＭＵＬＴ３４へ送る。
【００２５】
ＦＭＵＬＴ３４は、ＳＲ１（Ｗ１・ＭＡＧ＝Ｗ１・ＭＡＮＴ＋Ｗ１・ＥＸＰ）に予測器計数Ａ１を乗算し、ＷＡ１・ＭＡＧ＝ＷＡ１・ＭＡＮＴ＋ＷＡ１・ＥＸＰを演算し、固定小数点表示に変換して出力する。ＷＡ１・ＭＡＧを固定小数点表示した値ＷＡ１が図中の部分予測信号ＷＡ１に該当する。
尚、予測器計数Ａ１は、上記のように音声信号が、近接したサンプリング値間では相関が強いことに基づいて、図に示すように多数の遅延線（図中ＤＥＬＡＹと表示）を用いたディジタルフィルタによって生成されている（詳細はＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の本文２．７適応予測器と再生信号算出器）。
【００２６】
同様にして部分予測信号ＷＡ２を生成経路について説明する。
上記ＤＥＬＡＹ３３の出力である、再生信号ＳＲ１（Ｗ１・ＭＡＧ＝Ｗ１・ＭＡＮＴ＋Ｗ１・ＥＸＰ）の一部は、ＤＥＬＡＹ３６へ送られる。
ＤＥＬＡＹ３６は、再生信号ＳＲ１を１クロック周期遅延させ、再生信号ＳＲ２（Ｗ２・ＭＡＧ＝Ｗ２・ＭＡＮＴ＋Ｗ２・ＥＸＰ）としてＦＭＵＬＴ３７へ送る。
【００２７】
ＦＭＵＬＴ３７は、ＳＲ２（Ｗ２・ＭＡＧ＝Ｗ２・ＭＡＮＴ＋Ｗ２・ＥＸＰ）に予測器計数Ａ２を乗算しＷＡ２・ＭＡＧ＝ＷＡ２・ＭＡＮＴ＋ＷＡ２・ＥＸＰを演算し、固定小数点表示に変換して出力する。ＷＡ２・ＭＡＧを固定小数点表示した値ＷＡ２が図中の部分予測信号ＷＡ２に該当する。
尚、予測器計数Ａ２は、上記のように音声信号が、近接したサンプリング値間では相関が強いことに基づいて、図に示すように多数の遅延線（図中ＤＥＬＡＹと表示）を用いたディジタルフィルタによって生成されている（詳細はＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の本文２．７適応予測器と再生信号算出器）。
【００２８】
上記説明に於いて、ＦＭＵＬＴ３６が、ＷＡ１・ＭＡＧ＝ＷＡ１・ＭＡＮＴ＋ＷＡ１・ＥＸＰを、固定小数点表示に変換して出力する部分、及びＦＭＵＬＴ３７が、ＷＡ２・ＭＡＧ＝ＷＡ２・ＭＡＮＴ＋ＷＡ２・ＥＸＰを、固定小数点表示に変換して出力する部分に上記図１に示す、具体例１の付加回路が、配置される。
【００２９】
図１に戻って具体例１の付加回路についてＦＭＵＬＴ３６を例に挙げて説明する。
図に示すように具体例１の付加回路は、シフトレジスタ１と、シフト演算制御回路２と、オーバフロー検出ビット３と、セレクタ４とを備える。
【００３０】
シフトレジスタ１は、１６ビットからなり、その最上位ビット（ＭＳＢ）がオーバフロー検出ビット３に割り当てられる。このシフトレジスタ１は、上記ＷＡ１・ＭＡＧの仮数部ＷＡ１・ＭＡＮＴ５を受け入れてビット展開するビット展開手段である。仮数部は、最上位ビットを除いた１５ビットで表される。
【００３１】
シフト演算制御回路２は、シフトレジスタ１に展開された仮数部ＷＡ１・ＭＡＮＴ５をＷＡ１・ＭＡＧの指数部ＷＡ１・ＥＸＰ６の値に応じて最上位ビット（ＭＳＢ）に向けてビットシフトさせるビットシフト手段である。
オーバフロー検出ビット３は、シフトレジスタ１に展開された仮数部ＷＡ１・ＭＡＮＴ５が、上記のようにビットシフトされたときにオーバフローしているか否かを検出するオーバフロー検出手段である。
【００３２】
セレクタ４は、オーバフロー検出ビット３がオーバフローを検出すると、ビット展開手段に展開された仮数部を所定の上限値で置き換えて予測信号ＳＥとして出力し、仮数部のオーバフローを検出しないと、ビット展開手段に展開された仮数部をそのまま予測信号ＳＥとして出力する、予測信号出力手段である。
【００３３】
次に、以上説明した付加回路の動作について数値例を当てはめて説明する。上記本発明による付加回路の効果を鮮明にするために最初に比較例として、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の本文４．２．６適応予測器と再生信号算出器の（７）ＦＭＵＬＴに従って演算する。
図５は、比較例の付加回路のブロック図である。
この図はＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６に基づく付加回路である。この比較例の付加回路と上記具体例１の付加回路との相違点は、以下の通りである。
【００３４】
相違点（１）
シフトレジスタ４１は、１５ビット構成であり上記具体例１のオーバフロー検出ビットを有していない。
相違点（２）
比較例の付加回路には、上記具体例１の付加回路に含まれているセレクタ４を有していない。
比較例の付加回路と上記具体例１の付加回路との相違点は、以上２点のみであり他の部分は、全て同じである。
【００３５】
一例としてシフトレジスタ４１にＷＡ１・ＭＡＮＴ＝０ｘ９８が、シフト演算制御回路４２にＷＡ１・ＥＸＰ＝２７が入力されたものとして説明する。
この場合にはＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の本文４．２．６適応予測器と再生信号算出器の（７）ＦＭＵＬＴの次式が該当する。
ＷＡ１・ＭＡＧ＝（（ＷＡ１・ＭＡＮＴ＜＜７）＜＜（ＷＡ１・ＥＸＰ−２６））＆３２７６７ …（１式）
ＷＡ１・ＥＸＰ＞２６ …（２式）
【００３６】
（１式）にＷＡ１・ＭＡＮＴ＝０ｘ９８及びＷＡ１・ＥＸＰ＝２７を代入して次式を得る。
ＷＡ１・ＭＡＧ＝０ｘ９８＜＜８＆３２７６７ …（３式）
（３式）の０ｘ９８＜＜８（０ｘ９８をＭＳＢの方向へ８ビットシフトするの意味）を演算するとビット列は１００１１０００００００００００と表される。しかし、シフトレジスタ４１は１５ビットしか有していないので、最上位ビット１は、オーバフローし、シフトレジスタ４１に展開されるビット列は、００１１０００００００００００となる。
【００３７】
上記ビット列００１１０００００００００００と、３２７６７（０ｘ７ＦＦＦ）のビット列１１１１１１１１１１１１１１１との論理積を取って００１１０００００００００００を得る。
∴ＷＡ１・ＭＡＧ＝６１４４（０ｘ１８００） …（４式）を得る。
（４式）を考察すると、シフトレジスタ４１上でビットシフトされたビット列がオーバフローしたために０ｘ９８の値３８９１２が大幅に減少し６１４４（０ｘ１８００）になっていることが分かる。その結果予測信号ＳＥが大きく変動し、結果として復号データが乱れることになる。
【００３８】
次に図１に戻って、シフトレジスタ１にＷＡ１・ＭＡＮＴ＝０ｘ９８が、シフト演算制御回路２にＷＡ１・ＥＸＰ＝２７が入力された場合について説明する。
この場合にも比較例と同様にＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６の本文４．２．６適応予測器と再生信号算出器の（７）ＦＭＵＬＴの次式が該当する。
ＷＡ１・ＭＡＧ＝（（ＷＡ１・ＭＡＮＴ＜＜７）＜＜（ＷＡ１・ＥＸＰ−２６））＆３２７６７ …（１式）
ＷＡ１・ＥＸＰ＞２６ …（２式）
【００３９】
（１式）にＷＡ１・ＭＡＮＴ＝０ｘ９８及びＷＡ１・ＥＸＰ＝２７を代入して次式を得る。
ＷＡ１・ＭＡＧ＝０ｘ９８＜＜８＆３２７６７ …（３式）
（３式）の０ｘ９８＜＜８（０ｘ９８をＭＳＢの方向へ８ビットシフトするの意味）を演算するとビット列は１００１１０００００００００００と表される。しかし、シフトレジスタ１には、ＭＳＢにオーバフロー検出ビット３が付加されて１６ビット構成になっている。
従って、最上位ビット１は、オーバフローすることなくビット列１００１１０００００００００００が、そのままシフトレジスタ１に展開されることになる。但し、最上位ビット１は、オーバフロー検出信号となる。
【００４０】
セレクタ４は、オーバフロー検出信号（最上位ビット１）を受け入れると、上記ビット列の最上位ビット１を除いた００１１０００００００００００と３２７６７（０ｘ７ＦＦＦ）のビット列１１１１１１１１１１１１１１１との論理積を取ってビット列００１１０００００００００００を得る。セレクタ４は、オーバフロー検出信号を受け入れているのでビット列００１１０００００００００００を３２７６７（０ｘ７ＦＦＦ）のビット列１１１１１１１１１１１１１１１で置き換える。ここでは３２７６７（０ｘ７ＦＦＦ）が上限値に該当する。
【００４１】
以上の結果を考察すると、オーバフローしても０ｘ９８の値３８９１２が３２７６７（０ｘ７ＦＦＦ）で置き換えられるので予測信号ＳＥが大きく変動することは無くなる。結果として復号データが乱れることは無くなる。
以上の説明では、部分予測信号ＷＡ１のみについて説明したが他の部分予測信号に関しても全く同様のことが成立するので説明を省略する。
【００４２】
図６は、復号器出力の説明図である。
（ａ）は、正常データを復号した場合の復号器出力を、（ｂ）は、誤りあるデータを復号した場合の復号器出力を、（ｃ）は、具体例１の復号器出力を、それぞれ表している。
図に示すように、誤りあるデータを上記比較例で復号した場合には、本来（ｂ）に示すように波形が乱れるが、本具体例の付加回路を付加することによって正常な復号器出力（ａ）にほぼ近づいた復号器出力（ｃ）を得ることができる。
【００４３】
尚、上記説明では、シフトレジスタ１のビット数を１ビット増加させてオーバフロー検出ビットを付加したが、本発明は、この例に限定されるものではない。即ち、シフトレジスタ１のビット数を１５ビットのままに据え置いて、シフト演算制御回路に於けるビットシフト量を１ビット減らすことによって対応することも可能である。但し、この場合には、仮数部の最下位ビットを１ビット犠牲にすることになる。
【００４４】
更に、上記本具体例によるＡＤＰＣＭ方式復号器を用いた受信機は、従来の伝送エラーの誤り訂正方式に基づいてチェックビットが挿入された伝送フレームを受け入れても、上記機能が何ら悪影響を受けることはない。即ち、送信機に採用されている誤り訂正方式に無関係に上記機能を果たし得ることに留意すべきである。
【００４５】
〈具体例１の効果〉
以上説明したように、シフトレジスタの最上位ビットに仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出ビットを付加し、オーバフローを検出すると、ビット展開手段に展開された仮数部を所定の上限値で置き換えて予測信号として出力し、仮数部のオーバフローを検出しないと、ビット展開手段に展開された仮数部をそのまま予測信号として出力する、予測信号出力手段とを備えることによって簡単な処理、簡単な構成によって、音声品質の良いＡＤＰＣＭ方式復号器を得ることができるという効果を得る。
【００４６】
〈具体例２〉
図７は、具体例２の付加回路のブロック図である。
図に示すように、具体例２の付加回路は、シフトレジスタ１と、シフト演算制御回路２と、オーバフロー検出ビット３と、ミュート処理回路５１とを備える。
ミュート処理回路５１は、オーバフロー検出ビット３が仮数部のオーバフローを検出すると、ＡＤＰＣＭ方式復号器５０の復号データ出力を停止させるミュート処理手段である。
他の構成要素は、具体例１と同様なので説明を省略する。
【００４７】
図８は、具体例２の復号器出力説明図である。
具体例２のＡＤＰＣＭ方式復号器５０が、誤りあるデータを復号した場合には、具体例１と同様にオーバフロー検出ビット３が、オーバフロー判定信号を出力する。このオーバフロー判定信号は、ミュート処理回路５１へ送られる。このときミュート処理回路５１は、ＡＤＰＣＭ方式復号器５０の復号データ出力を停止させる。その結果、図に示すように復号器出力はミュート処理され、復号器出力の乱れた部分は出力されないことになる。
【００４８】
〈具体例２の効果〉
以上説明したように、短時間の誤りデータは、出力停止されるので音声品質の低下を最低限度に抑えることができるという効果を得る。
【００４９】
〈具体例３〉
図９は、具体例３の付加回路のブロック図である。
図に示すように、具体例３の付加回路は、シフトレジスタ１と、シフト演算制御回路２と、オーバフロー検出ビット３と、ローパスフィルタ６１とを備える。
ローパスフィルタ６１は、復号データの高域成分の通過を阻止する低域フィルタである。
他の構成要素は、具体例１と同様なので説明を省略する。
【００５０】
図１０は、具体例３の復号器出力説明図である。
具体例３のＡＤＰＣＭ方式復号器６０が、誤りあるデータを復号した場合には、具体例１と同様にオーバフロー検出ビット３が、オーバフロー判定信号を出力する。このオーバフロー判定信号は、ローパスフィルタ６１へ送られる。このときローパスフィルタ６１は、ＡＤＰＣＭ方式復号器６０の復号データ出力経路に接続され復号データの高域成分の通過を阻止する。その結果、図に示すように復号器出力の高域成分の通過は阻止され、復号器出力の乱れた部分は出力されないことになる。
【００５１】
〈具体例３の効果〉
以上説明したように、短時間の誤りデータによる復号器出力の高域成分の通過は阻止されるので音声品質の低下を最低限度に抑えることができるという効果を得る。
【００５２】
【発明の効果】
量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器に、仮数部と指数部に分解された上記量子化差分信号を受け入れて仮数部をビット展開するビット展開手段と、指数部の値に応じてビット展開手段に展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、ビット展開手段の最上位ビットに付加され、ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段を備え、仮数部のオーバフローを検出すると、ビット展開手段に展開された仮数部を所定の上限値で置き換えて予測信号として出力することにより、従来の誤り訂正方式に基づいて音声品質を向上させるよりも遙かに簡単な処理、簡単な構成によって音声品質を向上させることが可能になるという効果を得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】具体例１の付加回路のブロック図である。
【図２】ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ符号器のブロック図である。
【図３】ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ．７２６準拠ＡＤＰＣＭ復号器のブロック図である。
【図４】適応予測器の構成のブロック図である。
【図５】比較例の付加回路のブロック図である。
【図６】復号器出力の説明図である。
【図７】具体例２の付加回路のブロック図である。
【図８】具体例２の復号器出力説明図である。
【図９】具体例３の付加回路のブロック図である。
【図１０】具体例３の復号器出力説明図である。
【符号の説明】
１シフトレジスタ
２シフト演算制御回路
３オーバフロー検出ビット
４セレクタ
５ＷＡｎＭＡＮＴ（仮数部）
６ＷＡｎＥＸＰ（指数部）
７ＷＡｎＭＡＧ（予測信号）

Claims

ＡＤＰＣＭ方式復号器であって、
量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器は、
仮数部と指数部に分解された前記量子化差分信号を受け入れて前記仮数部をビット展開するビット展開手段と、
前記指数部の値に応じて前記ビット展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、
前記ビット展開手段の最上位ビットに付加され、前記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段と、
該オーバフロー検出手段が前記仮数部のオーバフローを検出すると、前記ビット展開された仮数部を所定の上限値で置き換えて前記予測信号として出力し、前記仮数部のオーバフローを検出しないと、前記ビット展開された仮数部をそのまま予測信号として出力する、予測信号出力手段とを含むことを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
請求項１に記載のＡＤＰＣＭ方式復号器に於いて、
前記予測信号出力手段は、
一方の入力端から前記所定の上限値と、他方の入力端から前記ビット展開された仮数部を受け入れて、前記オーバフロー検出手段が前記オーバフローを検出すると、前記所定の上限値を選択し、前記オーバフロー検出手段が前記オーバフローを検出しないと、前記ビット展開された仮数部を選択し、出力端から出力させるセレクタであることを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
ＡＤＰＣＭ方式復号器であって、
量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器は、
仮数部と指数部に分解された前記量子化差分信号を受け入れて前記仮数部をビット展開するビット展開手段と、
前記指数部の値に応じて前記ビット展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、
前記ビット展開手段の最上位ビットに付加され、前記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段と、
前記仮数部のオーバフローを検出すると、前記ＡＤＰＣＭ方式復号器の復号データ出力を停止させるミュート処理手段とを含むことを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。
ＡＤＰＣＭ方式復号器であって、
量子化差分信号から予測信号を算出する適応予測器は、
仮数部と指数部に分解された前記量子化差分信号を受け入れて前記仮数部をビット展開するビット展開手段と、
前記指数部の値に応じて前記ビット展開された仮数部をビットシフトするビットシフト手段と、
前記ビット展開手段の最上位ビットに付加され、前記ビットシフトされた仮数部のオーバフローを検出するオーバフロー検出手段と、
前記仮数部のオーバフローを検出すると、前記ＡＤＰＣＭ方式復号器の復号データ出力を所定の低域フィルタを通して出力することを特徴とするＡＤＰＣＭ方式復号器。