JP3509861B2 - 少なくとも１個のコーダを有する伝送システム - Google Patents
少なくとも１個のコーダを有する伝送システムInfo
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
-
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- G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients
-
- G—PHYSICS
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- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
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- G10L25/06—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being correlation coefficients
-
- G—PHYSICS
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- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
- G10L25/90—Pitch determination of speech signals
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Description
本発明は、信号をコーディングするための少なくとも
１個のコーダ、コーディングされた信号を少なくとも１
個の受信器に伝送するための少なくとも１個の伝送器、
上記コーディングされた信号をデコードするための少な
くとも１個のデコーダ及び少なくとも１個の適応予測フ
ィルタを有する伝送システムに関するものである。 さらに本発明は中継ユニット、コーダ、デコーダ及び
適応予測フィルタに関するものである。
１個のコーダ、コーディングされた信号を少なくとも１
個の受信器に伝送するための少なくとも１個の伝送器、
上記コーディングされた信号をデコードするための少な
くとも１個のデコーダ及び少なくとも１個の適応予測フ
ィルタを有する伝送システムに関するものである。 さらに本発明は中継ユニット、コーダ、デコーダ及び
適応予測フィルタに関するものである。
このような伝送システムは、例えばドキュメントAH.9
3−D.3、CCITTスタディーグループXV、ロンドン、1993
年３月29、30日付け「Draft of G.728 Fixed Point
Specification」及びCCITT Recommendation G.728
の「Coding of speech signals at 16kbit/s usi
ng low−delay code excited linear predictio
n」から困難性がなく得ることができる。この二つのド
キュメントはこれ以降参照文献１及び参照文献２と呼ぶ
こととする。このような伝送システムは、所与の伝送容
量で形成されるべき多使用のときいつも使用可能であ
る。コーディングの間の信号のビットレートの減縮は、
例えば一つの64kbit/s伝送チャネルにわたって、同時に
４つの電話通話をなすことを可能とする。 所与の伝送容量での多使用は、もし自動車無線システ
ムの加入者数の増加を考えるならば容易に理解できるぐ
らい無線チャネルで大変な重要性をもつ。また、ビート
レート圧縮コーダ及び適切なデコーダが使われるとき、
情報信号を蓄積するために必要な蓄積空間が少なくてす
むから、任意の蓄積媒体でメモリの蓄積容量がもっと有
利に使われることができる。 ビットレート圧縮のために線形予測を使うことが知ら
れている。参照文献１及び２では予測係数が適応予測フ
ィルタにより計算される。上記計算は補助の信号のサン
プル値を含むセグメント毎になされる。上記補助の信号
は、例えば人からくる（電子的）音声信号又はスピーチ
信号でもよい。他の上記補助の信号が、「合成による分
析」の原理に従って操作するコーダにおいて作られるよ
うな合成音声又はスピーチ信号であることも可能であ
る。上記補助の信号の予測サンプル値（予測値）とこの
信号の前のサンプル値との間の線形的相関は、前記予測
係数で実現される。１セグメントのサンプル値に対して
計算された全ての誤差の二乗の合計が最小値とみなされ
るように、上記予測係数は決められる。誤差は、ここに
サンプル値とこの予測値との間の違いとして理解される
よう意味される。もっと正確な記述がこれ以降なされる
だろう。 参照文献１及び２において励起された信号は合成フィ
ルタにより合成音声信号に変換される。この合成音声信
号はコーディングされるべき音声信号から減算され、差
は上記励起された信号の選択を最適化するために使われ
る。 前記予測係数の計算は、上記合成音声信号のサンプル
値から引き出される相関係数を要する。上記相関係数に
基づいて上記予測係数の計算は、かなりの回路規模（CI
RCUITRY）及びコストを要する。この回路規模及びコス
ト高を減らすために、上記予測係数はリカーシブに計算
される。第１に、最初の反射係数が二つの最初の相関係
数から計算される。上記最初の反射係数から最初の予測
係数は引き出される。さらにまた、上記予測の質の指数
となる予測誤差が計算される。それから、次の（第２
の）反射係数が次の（第２の）相関係数、前に計算され
た予測係数（このポジションでは上記最初の予測係数だ
けが関わる）及び現在の予測誤差で決められる。この
（第２の）予測係数及び上記前に計算された予測係数で
前に計算された予測係数が再計算される。それから次の
（第２の）予測係数及び新しい予測誤差が計算される。
上記前に計算された予測係数の再計算と他の予測係数の
計算とが何回も繰り返されるので全ての必要な予測係数
が知られる。 参照文献２において、浮動小数点計算の実施が充分な
正確さを得るために提案される。浮動小数点計算の実施
の欠点は回路規模が大きくなることである。この目的の
ため、参照文献１において16ビット固定小数点計算を実
施することが提案されていて、ここでは結果と上記計算
の中間結果とがいわゆるブロック浮動小数点フォーマッ
トで保持される。これはしかしながら、上記ブロック全
ての数が同じ指数（基数は２）をもつという制限を伴っ
て、浮動小数点フォーマットでのブロックの数の表示と
して理解されるよう意味される。全てのマンティッサが
指示された制限の中で位置されるように、共通の指数が
選択される。参照文献１において全てのマンティッサが
−１と１との間に位置されることが定められる。前記ブ
ロック浮動小数点フォーマットにおいて、例えば上記予
測係数が以前の経験から10のオーダであるだろう値に見
積もられ、示される。上記予測係数が再計算されるとき
例えばオーバフローが起こる、すなわち、再計算された
予測係数が１又は１を越えるならば、全ての上記前に計
算された予測係数のマンティッサが２で割られ前記共通
の指数（基数２）が一つ増加するだろう。それから再計
算が新たに始まる。オーバフローによる前記ブロック浮
動小数点フォーマットの変化はここにブロック浮動小数
点フォーマットの適応と呼ばれる。繰り返される再計算
のために、16ビットだけの分解能で上記前に計算された
予測係数のマンティッサだけが使われる。ときどき計算
に必要である少なくとも17ビットから16ビットへの分解
能の圧縮は、違ったやり方で効果的にできる。参照文献
１による上記圧縮のやり方は例をあげて概示されるだろ
う。例えば第３の反射係数（数の表示において第３の反
射係数とそこから引き出されるべき第３の予測係数との
間ではわずかに違いがあるだけである）が、17ビットの
分解能で計算されたならば、16ビットにまるめられるこ
とにより短くなるので、二つの最初の予測係数が16ビッ
トの固定小数点計算でそこで再計算されることができ
る。この再計算の間オーバフローがあるならば、上記丸
められた第３の反射係数は例えば、再計算が終わったと
き２により分割され、16ビットの分解能をもつ結果が第
３の予測係数のマンティッサとして蓄積される。除算は
16ビット（サインビットを含む）の後止まる。バイナリ
ーシステムのため、この操作は10進法での小数点の１ポ
ジション移動に対応し、一方最小の大きさのビットが失
われる。この過程は不正確さを生じ、特に多くの予測係
数では、受け入れられないほど大きくなる。
3−D.3、CCITTスタディーグループXV、ロンドン、1993
年３月29、30日付け「Draft of G.728 Fixed Point
Specification」及びCCITT Recommendation G.728
の「Coding of speech signals at 16kbit/s usi
ng low−delay code excited linear predictio
n」から困難性がなく得ることができる。この二つのド
キュメントはこれ以降参照文献１及び参照文献２と呼ぶ
こととする。このような伝送システムは、所与の伝送容
量で形成されるべき多使用のときいつも使用可能であ
る。コーディングの間の信号のビットレートの減縮は、
例えば一つの64kbit/s伝送チャネルにわたって、同時に
４つの電話通話をなすことを可能とする。 所与の伝送容量での多使用は、もし自動車無線システ
ムの加入者数の増加を考えるならば容易に理解できるぐ
らい無線チャネルで大変な重要性をもつ。また、ビート
レート圧縮コーダ及び適切なデコーダが使われるとき、
情報信号を蓄積するために必要な蓄積空間が少なくてす
むから、任意の蓄積媒体でメモリの蓄積容量がもっと有
利に使われることができる。 ビットレート圧縮のために線形予測を使うことが知ら
れている。参照文献１及び２では予測係数が適応予測フ
ィルタにより計算される。上記計算は補助の信号のサン
プル値を含むセグメント毎になされる。上記補助の信号
は、例えば人からくる（電子的）音声信号又はスピーチ
信号でもよい。他の上記補助の信号が、「合成による分
析」の原理に従って操作するコーダにおいて作られるよ
うな合成音声又はスピーチ信号であることも可能であ
る。上記補助の信号の予測サンプル値（予測値）とこの
信号の前のサンプル値との間の線形的相関は、前記予測
係数で実現される。１セグメントのサンプル値に対して
計算された全ての誤差の二乗の合計が最小値とみなされ
るように、上記予測係数は決められる。誤差は、ここに
サンプル値とこの予測値との間の違いとして理解される
よう意味される。もっと正確な記述がこれ以降なされる
だろう。 参照文献１及び２において励起された信号は合成フィ
ルタにより合成音声信号に変換される。この合成音声信
号はコーディングされるべき音声信号から減算され、差
は上記励起された信号の選択を最適化するために使われ
る。 前記予測係数の計算は、上記合成音声信号のサンプル
値から引き出される相関係数を要する。上記相関係数に
基づいて上記予測係数の計算は、かなりの回路規模（CI
RCUITRY）及びコストを要する。この回路規模及びコス
ト高を減らすために、上記予測係数はリカーシブに計算
される。第１に、最初の反射係数が二つの最初の相関係
数から計算される。上記最初の反射係数から最初の予測
係数は引き出される。さらにまた、上記予測の質の指数
となる予測誤差が計算される。それから、次の（第２
の）反射係数が次の（第２の）相関係数、前に計算され
た予測係数（このポジションでは上記最初の予測係数だ
けが関わる）及び現在の予測誤差で決められる。この
（第２の）予測係数及び上記前に計算された予測係数で
前に計算された予測係数が再計算される。それから次の
（第２の）予測係数及び新しい予測誤差が計算される。
上記前に計算された予測係数の再計算と他の予測係数の
計算とが何回も繰り返されるので全ての必要な予測係数
が知られる。 参照文献２において、浮動小数点計算の実施が充分な
正確さを得るために提案される。浮動小数点計算の実施
の欠点は回路規模が大きくなることである。この目的の
ため、参照文献１において16ビット固定小数点計算を実
施することが提案されていて、ここでは結果と上記計算
の中間結果とがいわゆるブロック浮動小数点フォーマッ
トで保持される。これはしかしながら、上記ブロック全
ての数が同じ指数（基数は２）をもつという制限を伴っ
て、浮動小数点フォーマットでのブロックの数の表示と
して理解されるよう意味される。全てのマンティッサが
指示された制限の中で位置されるように、共通の指数が
選択される。参照文献１において全てのマンティッサが
−１と１との間に位置されることが定められる。前記ブ
ロック浮動小数点フォーマットにおいて、例えば上記予
測係数が以前の経験から10のオーダであるだろう値に見
積もられ、示される。上記予測係数が再計算されるとき
例えばオーバフローが起こる、すなわち、再計算された
予測係数が１又は１を越えるならば、全ての上記前に計
算された予測係数のマンティッサが２で割られ前記共通
の指数（基数２）が一つ増加するだろう。それから再計
算が新たに始まる。オーバフローによる前記ブロック浮
動小数点フォーマットの変化はここにブロック浮動小数
点フォーマットの適応と呼ばれる。繰り返される再計算
のために、16ビットだけの分解能で上記前に計算された
予測係数のマンティッサだけが使われる。ときどき計算
に必要である少なくとも17ビットから16ビットへの分解
能の圧縮は、違ったやり方で効果的にできる。参照文献
１による上記圧縮のやり方は例をあげて概示されるだろ
う。例えば第３の反射係数（数の表示において第３の反
射係数とそこから引き出されるべき第３の予測係数との
間ではわずかに違いがあるだけである）が、17ビットの
分解能で計算されたならば、16ビットにまるめられるこ
とにより短くなるので、二つの最初の予測係数が16ビッ
トの固定小数点計算でそこで再計算されることができ
る。この再計算の間オーバフローがあるならば、上記丸
められた第３の反射係数は例えば、再計算が終わったと
き２により分割され、16ビットの分解能をもつ結果が第
３の予測係数のマンティッサとして蓄積される。除算は
16ビット（サインビットを含む）の後止まる。バイナリ
ーシステムのため、この操作は10進法での小数点の１ポ
ジション移動に対応し、一方最小の大きさのビットが失
われる。この過程は不正確さを生じ、特に多くの予測係
数では、受け入れられないほど大きくなる。
本発明の目的は、計算の正確さを落とすことなしに、
冒頭で決められた型の伝送システムでの計算回路規模及
びコスト高を減らすことである。 この性質をもつ伝送システムは、 信号をコーディングするための少なくとも１個のコー
ダ、 コーディングされた信号を少なくとも１個の受信器へ
伝送するための少なくとも１個の伝送器、 上記コーディングされた信号をデコードするための少
なくとも１個のデコーダ 及び少なくとも１個のコーダを具備する少なくとも１
個の適応予測フィルタを有し、上記適応予測フィルタ
は、上記信号又はデコードされた信号に依存する補助の
信号のサンプル値のセグメントから相関係数を計算する
ための手段及び Ｎビットの固定小数点計算において上記相関係数から
反射係数及び予測係数を決めるための手段を有し、 前記ブロック浮動小数点フォーマットにおいて、表示
されるべき上記予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）ａ）のもとで得られるｋ番目の反射係数を利用し
て、（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を再計算す
るための手段、 ｃ）既に再計算された、及びｂ）のもとで得られた（ｋ
−１）個の前に計算された予測係数の再計算の間オーバ
フローが起こるならば再計算された予測係数を再現する
ためにＮビットではもはや充分ではないのでまだ再計算
されていない（ｋ−１）個の予測係数のブロック浮動小
数点フォーマットを適応させるための手段、 ｄ）ｃ）のもとでオーバフローが発生したところの予測
係数のために（ｋ−１）個の予測係数の再計算を続ける
ための手段、 ｅ）浮動小数点フォーマットにおいて、ａ）のもとで計
算されたｋ番目の反射係数（この指数はブロック浮動小
数点フォーマットのｃ）のもとで決められた指数により
表示される）からｋ番目の予測係数に変換するための手
段、 ｆ）ｋ番目の予測係数としてｅ）のもとで得られた数を
蓄積するための手段（X79） が設けられる。 上記予測係数の再計算の間オーバフローが起こるなら
ば、参照文献１によると、全ての（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の浮動小数点フォーマットが適応さ
れ、それから再計算が再び初めから始められる。対照的
に、本発明による具体例では、特にたくさんの係数にお
いてはわずかではない部分の計算回路を避けれる、なぜ
ならば既に再計算された上記予測係数がもう一度計算さ
れる必要はないからである。本発明は、ブロック浮動小
数点フォーマットを除いて、既に再計算された上記予測
係数が、もし再計算が繰り返されたならば現れたであろ
う値に対応するという認識に基づくものである。 上記及び以下に示されるべき手段の順番は、これらが
時間的にこの順番に作動されるべきであるというように
理解されるべきではない。 本発明の他の実施例は、 2a）（Ｎ＋１）ビットの最小分解能をもつｋ番目の反射
係数を計算するための手段、 2b）（Ｎ＋１）ビットの最小分解能をもつｋ番目の反射
係数をバッファするための手段、 2c）2b）のもとでバッファされたｋ番目の反射係数を
ｅ）のもとで決められた少なくとも（Ｎ＋１）ビットの
分解能をもつマンティッサを有する浮動小数点フォーマ
ット数へ変換するための手段、 2d）2c）のもとで得られた上記マンティッサをＮビット
にまるめるための手段及び 2e）ｋ番目の予測係数のマンティッサとして2d）のもと
でまるめられた上記マンティッサを蓄積するための手段 を有する。 本発明による上記伝送システムは、参照文献１で記載
の伝送システムとは、その最初の計算の後ｋ番目の反射
係数が最小精度（Ｎ＋１）ビットでバッファされるとい
うことで区別される。（ｋ−１）個の前に計算された予
測係数の再計算のため、Ｎビットの制限によりバッファ
された値とは区別される値が使われる。（ｋ−１）個の
前に計算された予測係数の再計算の間オーバフローが起
こるならば、上記バッファされた値は例えば２により分
割され、上記再計算が終了後、それからＮビットにまる
められる。（適応）ブロック浮動小数点フォーマットに
ｋ番目の予測係数を取り入れるこのやり方は、最大でも
参照文献１に対応する大きさの誤差を生じる。しかしな
がら、参照文献１とは違って、本発明による誤差の符号
が負になるのと同じくらいしばしば正になるように現れ
ることが見い出されることも同じくらい重要である。 これらの主張は二つの簡易な例の助けをかりて今から
確かめられるであろう。 結果を表示するために３ビット（Ｎ＝３）、また中間
結果のために少なくとも４ビットが使われるとする。さ
らにまた、オーバフローに対する上記適応は４による除
算を要求するとする。固定小数点表示での４ビットの分
解能をもつｋ番目の反射係数の数の例が始められる。 第１の例では、ｋ番目の反射係数は＋5/8の値をも
つ。バイナリシステムにおいて、この反射係数は0.101
として表示され、最初の０は符号を示す。参照文献１に
よると、過程は以下の通りである。 ａ）0.101（ｋ番目の反射係数:4ビットの分解能をもつ
＋5/8） ｂ）0.11 （（ｋ−１）個の前に計算された予測係数の
再計算のために３桁に丸められたａ）の値） ｃ）0.00 （また３ビットの分解能をもつ４で割られた
ｂ）の値。この値は、指数２及び基数２をもつブロック
浮動小数点フォーマットにおいてｋ番目の反射係数のマ
ンティッサである。） 上記誤差についての主張をなすために、近似値ｃ）が
ａ）の代わりに使われるならば、ｃ）は最初に４でまた
乗算されるべきである。そこからの結果値と出力値との
間の違いが誤差Ｆである。今の場合（分数としての表
示）Ｆ＝（−5/8）＝−5/8。 対照的に本発明によれば、 ａ）0.101（ｋ番目の反射係数:4ビットの分解能をもつ
＋5/8） ｂ）0.001（また４ビットの分解能をもつ４で割られた
ａ）の値） ｃ）0.01 （３ビットにまるめられたｂ）の値） となる。 前の考察になぞらえて誤差は、Ｆ＝（１−5/8）＝3/8
である。 上記出力値として0.011（＋3/8）が選択されるなら
ば、参照文献１の同じ構成による誤差に対してＦ＝（０
−3/8）＝−3/8となる。本発明によれば、Ｆ＝（０−3/
8）＝−3/8である。 本発明の実施例が図を参照して説明される。 ［図面の簡単な説明］ 図１は本発明が使われる特定の伝送システムを示し、 図２は適応予測フィルタの基本的回路図を示し、 図３はスピーチコーダの基本的回路図を示し、 図４は本発明と従来技術との違いを明らかにするため
の図を示す。
冒頭で決められた型の伝送システムでの計算回路規模及
びコスト高を減らすことである。 この性質をもつ伝送システムは、 信号をコーディングするための少なくとも１個のコー
ダ、 コーディングされた信号を少なくとも１個の受信器へ
伝送するための少なくとも１個の伝送器、 上記コーディングされた信号をデコードするための少
なくとも１個のデコーダ 及び少なくとも１個のコーダを具備する少なくとも１
個の適応予測フィルタを有し、上記適応予測フィルタ
は、上記信号又はデコードされた信号に依存する補助の
信号のサンプル値のセグメントから相関係数を計算する
ための手段及び Ｎビットの固定小数点計算において上記相関係数から
反射係数及び予測係数を決めるための手段を有し、 前記ブロック浮動小数点フォーマットにおいて、表示
されるべき上記予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）ａ）のもとで得られるｋ番目の反射係数を利用し
て、（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を再計算す
るための手段、 ｃ）既に再計算された、及びｂ）のもとで得られた（ｋ
−１）個の前に計算された予測係数の再計算の間オーバ
フローが起こるならば再計算された予測係数を再現する
ためにＮビットではもはや充分ではないのでまだ再計算
されていない（ｋ−１）個の予測係数のブロック浮動小
数点フォーマットを適応させるための手段、 ｄ）ｃ）のもとでオーバフローが発生したところの予測
係数のために（ｋ−１）個の予測係数の再計算を続ける
ための手段、 ｅ）浮動小数点フォーマットにおいて、ａ）のもとで計
算されたｋ番目の反射係数（この指数はブロック浮動小
数点フォーマットのｃ）のもとで決められた指数により
表示される）からｋ番目の予測係数に変換するための手
段、 ｆ）ｋ番目の予測係数としてｅ）のもとで得られた数を
蓄積するための手段（X79） が設けられる。 上記予測係数の再計算の間オーバフローが起こるなら
ば、参照文献１によると、全ての（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の浮動小数点フォーマットが適応さ
れ、それから再計算が再び初めから始められる。対照的
に、本発明による具体例では、特にたくさんの係数にお
いてはわずかではない部分の計算回路を避けれる、なぜ
ならば既に再計算された上記予測係数がもう一度計算さ
れる必要はないからである。本発明は、ブロック浮動小
数点フォーマットを除いて、既に再計算された上記予測
係数が、もし再計算が繰り返されたならば現れたであろ
う値に対応するという認識に基づくものである。 上記及び以下に示されるべき手段の順番は、これらが
時間的にこの順番に作動されるべきであるというように
理解されるべきではない。 本発明の他の実施例は、 2a）（Ｎ＋１）ビットの最小分解能をもつｋ番目の反射
係数を計算するための手段、 2b）（Ｎ＋１）ビットの最小分解能をもつｋ番目の反射
係数をバッファするための手段、 2c）2b）のもとでバッファされたｋ番目の反射係数を
ｅ）のもとで決められた少なくとも（Ｎ＋１）ビットの
分解能をもつマンティッサを有する浮動小数点フォーマ
ット数へ変換するための手段、 2d）2c）のもとで得られた上記マンティッサをＮビット
にまるめるための手段及び 2e）ｋ番目の予測係数のマンティッサとして2d）のもと
でまるめられた上記マンティッサを蓄積するための手段 を有する。 本発明による上記伝送システムは、参照文献１で記載
の伝送システムとは、その最初の計算の後ｋ番目の反射
係数が最小精度（Ｎ＋１）ビットでバッファされるとい
うことで区別される。（ｋ−１）個の前に計算された予
測係数の再計算のため、Ｎビットの制限によりバッファ
された値とは区別される値が使われる。（ｋ−１）個の
前に計算された予測係数の再計算の間オーバフローが起
こるならば、上記バッファされた値は例えば２により分
割され、上記再計算が終了後、それからＮビットにまる
められる。（適応）ブロック浮動小数点フォーマットに
ｋ番目の予測係数を取り入れるこのやり方は、最大でも
参照文献１に対応する大きさの誤差を生じる。しかしな
がら、参照文献１とは違って、本発明による誤差の符号
が負になるのと同じくらいしばしば正になるように現れ
ることが見い出されることも同じくらい重要である。 これらの主張は二つの簡易な例の助けをかりて今から
確かめられるであろう。 結果を表示するために３ビット（Ｎ＝３）、また中間
結果のために少なくとも４ビットが使われるとする。さ
らにまた、オーバフローに対する上記適応は４による除
算を要求するとする。固定小数点表示での４ビットの分
解能をもつｋ番目の反射係数の数の例が始められる。 第１の例では、ｋ番目の反射係数は＋5/8の値をも
つ。バイナリシステムにおいて、この反射係数は0.101
として表示され、最初の０は符号を示す。参照文献１に
よると、過程は以下の通りである。 ａ）0.101（ｋ番目の反射係数:4ビットの分解能をもつ
＋5/8） ｂ）0.11 （（ｋ−１）個の前に計算された予測係数の
再計算のために３桁に丸められたａ）の値） ｃ）0.00 （また３ビットの分解能をもつ４で割られた
ｂ）の値。この値は、指数２及び基数２をもつブロック
浮動小数点フォーマットにおいてｋ番目の反射係数のマ
ンティッサである。） 上記誤差についての主張をなすために、近似値ｃ）が
ａ）の代わりに使われるならば、ｃ）は最初に４でまた
乗算されるべきである。そこからの結果値と出力値との
間の違いが誤差Ｆである。今の場合（分数としての表
示）Ｆ＝（−5/8）＝−5/8。 対照的に本発明によれば、 ａ）0.101（ｋ番目の反射係数:4ビットの分解能をもつ
＋5/8） ｂ）0.001（また４ビットの分解能をもつ４で割られた
ａ）の値） ｃ）0.01 （３ビットにまるめられたｂ）の値） となる。 前の考察になぞらえて誤差は、Ｆ＝（１−5/8）＝3/8
である。 上記出力値として0.011（＋3/8）が選択されるなら
ば、参照文献１の同じ構成による誤差に対してＦ＝（０
−3/8）＝−3/8となる。本発明によれば、Ｆ＝（０−3/
8）＝−3/8である。 本発明の実施例が図を参照して説明される。 ［図面の簡単な説明］ 図１は本発明が使われる特定の伝送システムを示し、 図２は適応予測フィルタの基本的回路図を示し、 図３はスピーチコーダの基本的回路図を示し、 図４は本発明と従来技術との違いを明らかにするため
の図を示す。
【実施例】
図１は、伝送側のコーダ101及び伝送器102と受信側の
受信器103及びデコーダ104とを有する伝送システムの概
略図を与える。上記コーダ101と上記伝送器102との組み
合わせ及び／又は受信器103と上記デコーダ104との組み
合わせは中継ユニットLEを形成する。 上記コーダ101は適応予測フィルタ10Aによりスピーチ
信号10aをコーディングする。このフィルタは、以下に
明らかである本発明による特徴を有する。上記スピーチ
信号10aは64kbit/sのビットレートを有する。上記コー
ダ101は、このビットレートをコーディングされた信号1
0bのビットレートへ圧縮する。上記コーディングされた
信号10bのビットレートは16kbit/sである。上記信号10b
は上記スピーチ信号10aのセグメント毎に決められるパ
ラメータを有する。 上記伝送器102は上記コーディングされた信号10b（要
求により伝送コードに伝送コーディングされ）を、図に
示されるように伝送チャネルを介して上記受信器103へ
伝送し、当該受信器は上記伝送された信号をコーディン
グの及び伝送のエラーがなければ上記信号10bに対応す
る信号10cへ伝送コーディングする。 前記デコーダ104は、上記信号10cを適応予測フィルタ
10Bの助けによりまたデコードする。この結果は、信号1
0dである。コーディングの、デコーディングの及び伝送
のエラーがなければ、上記信号10dは前記スピーチ信号1
0aに対応する。上記適応予測フィルタ10A及び10Bはレビ
ンソン・ダービン・リカージョンによる信号依存フィル
タ係数（予測係数）を決める。上記レビンソン・ダービ
ン・リカージョンはステップバイステップ形式で線形集
合の式の解を決定するためのアルゴリズムであり、上記
線形集合の式の係数マトリクスは、このように所与の対
角線に沿って同じ要素をもつ対称マトリクスであるトプ
リッツ（Toplitz）マトリクスである。 適応予測フィルタに対するNCOF予測係数（NCOFはこれ
ら係数の数を表す）は、明白に予測エラーの二乗の合計
が所与の長さの信号区分にわたって平均して最小化され
るという要求の結果である。 例えば、サンプル値ｓ（ｋ）が上記フィルタの入力に
印可されるならば、以下の線形の組み合わせ式（１）
は、瞬間ｎでの上記フィルタの出力値である。 値ｙ（ｎ）は予測サンプル値ｓ（ｎ）で考慮される。LS
EG個のサンプル値を有するセグメントの上記エラーの二
乗の合計はすなわち を形成し、式（１）が式（２）に代入され、一方係数ａ
（ｉ）が式（２）で最小であり、このセグメント外の上
記サンプル値が０にセットされるならばトプリッツマト
リクスをもつ上記セット式が生じる。上記トプリッツマ
トリクスの要素はこの場合に前記入力信号のサンプル時
での上記入力信号の自動相関関数の値であり、当該関数
はこれ以降自動相関係数ｒ（minc）と呼ばれる。レビン
ソン・ダービン・リカージョンの詳細な説明はL.R.Rabi
ner/R.W.Schafer著「Digital Pocessing of Speech
Signals」（Prentice−Hall、1978年）に見られる。 以下にRabiner/Schaferの中の式（8.67）から（8.7
2）により表されるレビンソン・ダービン・リカージョ
ンのアルゴリズムが擬似コードとして表される、なぜな
らこのコードがプログラムステップのよりよい検出を許
容し、計算ユニットが上記予測係数の計算のために実行
されるからである。 上記擬似コード内で所与のプログラムステップをもっ
と明らかにするために、上記アルゴリズムの幾つかの行
がさらに説明される。 NCOFの名前をもつ予測子係数と（NCOF＋１）個の自動
相関係数とは入力データとして要求される。上記予測子
係数NCOFは式（１）のフィルタ係数ａ（ｉ）の数と同一
である。上記自動相関係数ｒ（０）,r（１）...r（NCO
F）は、ここに開示されていないが、当業者には既知で
ある他の関数ユニットにより決められる。 上記予測係数ａ（０）,a（１）...a（NCOF）は出力デ
ータである。 行O1及びO2は二つの最初の予測係数の設定を有する。
行O3において補助の変数alpha（NCOF＝１に対する予測
エラー）の割り当てがあり、この被加算数はゼロ番目の
自動相関係数であり、この加数は初期の相関係数と初期
の予測係数との積である。 上記予測子係数NCOFが１に等しいならば、計算は終了
である、さもなければ、２からNCOFまでの全て整数とみ
なす実行変数mincをもつループを通過する。行O17及び
行O18に示されるように、上記実行変数mincに対する上
記ループにおいて、前に計算された全ての予測係数ａ
（１）,a（２）...a（minc−１）は変化される（再計算
される）。上記実行変数mincの現在の値ｋにたいして実
効されるべき全指示の最後に、行O20に示されるよう
に、値は指標mincをもつ予測係数に割り当てられる。こ
の予測係数はｋ番目の予測係数と呼ばれるべきである。
上記実行変数mincの現在の値ｋに対して最初の時間に計
算される変数のsumとrc（反射係数）とは同じ加算を得
ることである。 行O6及び行O14で示されるように、上記実行変数minc
をもつループにおいて、交互に実行されず上記実行変数
mincの現在の値に依存する当該変数の上位をもつ実行変
数ipをもつ二つの他のループを通過する。 補助の変数はalpha,sum,rc、R1及びR2の名前をもつも
のである。上記補助の変数alphaは式（２）に基づくエ
ラーの二乗の合計であり、また記述的意味ももつ。alph
aはエラー信号（予測エラー）のエネルギー内容であ
る。この内容はいつも正であるべきである。従って行O1
2に示されるように、alphaの値が０に等しいか又はそれ
より小さいならば、上記計算は止められる。また変数rc
も記述的意味をもつ。これは、音声管のいわゆる管モデ
ルで役割を演じるいわゆる反射係数である。行O9に示さ
れるように、補助の変数のsumとalphaとの商として生じ
る反射係数は、各々の予測係数に属する。 適応フィルタに対する全ての係数が計算されるべきで
あるスピーチコーディング方法の多くの実時間手段は、
16ビット固定小数点計算ユニットに基づいていて、一方
中間結果は強調された精度（例えば32ビット）でもって
部分的に有効である。レビンソン・リカージョンの結果
の精度は上記リカージョンの計算精度に決定的に依存す
る。計算精度に関していえば、前記擬似コードにおける
最大の感知ポジションは乗算又はわり算の中間結果が高
分解能で利用できるところで見つけられ、それから簡易
分解能に圧縮されるべきである。これらは特に行O2、行
O3、行O7、行O9、行O10、行O15、行O16及び行O20であ
る。 16ビット固定小数点計算でのレビンソン・ダービン・
リカージョンを実現するためのモジュールは以下の擬似
コードを参照に述べられる。幾つかの定義が最初に導入
されるべきことである。 ＞＞ 右移動操作 ＜＜ 左移動操作 round（reg） 32ビット長レジスタ"reg"で実行される
まるめ操作。"reg"内のビットは0,1,2,...,31と数字が
つけられ、一方符号のビットはビット31であり、個々の
ビットの大きさはビット30からビット０へ向かって減少
するとする。それから16ビットの精度をもつまるめは、
ビット16からビット31までが結果として使われた後、ビ
ット15がビット16に加えられるということを意味する。 ＊２＊ 固定小数点乗算 ／ 固定小数点割り算 割り算は実行するのにとても高くつくので、割り算の
結果は絶対的に必要な桁数（position）と正確に同じ数
だけ計算される。割り算の結果は上記結果を含むレジス
タ内で行末ぞろえである。 xhは32ビットワードｘの16の大きいビットを意味する。 x1は32ビットワードｘの16の小さいビットを意味する。 前記擬似コードの説明： 固定小数点表示において、予測係数ａ［ｉ］は−1.0
と＋1.0との間の値とだけみなせる。しかしながら、上
記係数ａ［ｉ］はリカージョンの間（行X47...行X75）
1.0を超えることが可能だから、全ての係数が前記ブロ
ック浮動小数点フォーマットに表示される。これはつま
り、共通基底2EXPaに正規化されるので、全ての正規化
された予測係数のマンティッサは−1.0と＋1.0との間に
再びある。レビンソン・リカージョンの最初に、係数は
計算されてしまっていない、だから指数EXPaは０にセッ
トされる（行X1）。 行O1はここでは実行されない、なぜならばａ（０）＝
1.0は付加的に計算される必要はないからである。 行O2及び行O3は近似的に実行変数mincをもつループの
中に変換される。従って、前記固定小数点分解能の説明
はこれより以降説明されるだろう。 最初に行O5から行O7までの固定小数点手段の説明があ
る。 行X17、行X19においてa0は32ビット長のアキュムレー
ションレジスタを表す。乗算入力レジスタは前記自動相
関係数ｒ［minc−ip］をもってロードされる。他の乗算
入力レジスタは前に計算された正規化された予測係数ａ
［ip］のマンティッサをもってロードされる。付随の指
数EXPaは全ての係数に対して同じである。上記係数ａ
［０］が正規化に含まれないことは、特に強調されるべ
きである、なぜならばａ［０］＝１による乗算は付加的
に実行される必要はないからである。 最初に要素ａ［０］＊２＊ｒ［minc］をもたずにアキ
ュムレーションの最終結果は、行X21でアキュムレータa
0の32ビット結果を非正規化するために左シフトによ
り、前記浮動小数点表示から前記固定小数点表示に減ら
される。 行X22から行X24において、要素ａ［０］＊２＊ｒ［mi
nc］は加算され一方他の32ビット長レジスタa1が使われ
る。上記レジスタa1の下位が消去されるべきであること
は、注意されるべきである、なぜならば、この使用に基
づいて上記補助のレジスタa1は依然他の場所で前の値を
含むことができるからである。 行X25から行X28において、割り算のカウンタ期間は現
在（ｋ番目）の反射係数rcを計算するために用意され
る。割り算は、a0で32ビット長結果のまるめ操作により
行X25で達成される16ビットデータ長をもつ正の入力デ
ータを要求する。 割り算ユニットの入力部でのレジスタは、直接に現在
（ｋ番目）の反射係数rcの計算のために割り算を実行す
るためにロードされる。指数は必要ではない。参照文献
１では行X24のa0から回復されたalpha及びnumの浮動小
数点値による割り算が実行されるということが、ここに
述べられるべきである。これは必要な計算スピードのか
なりの増加に対応する。 行X31で、割り算の結果は17ビットの精度で計算さ
れ、上記17番目のビットはまるめ操作のために必要であ
る。このまるめは、現在（ｋ番目）の反射係数を計算す
るため行X33で、及び現在（ｋ番目）の予測係数を計算
するため行X77で実行される。行X32で、32ビット長レジ
スタa2で右調整されて蓄積される17ビットの割り算の結
果は、上記まるめ操作前に固定のセットデシマル小数点
に近似的に適応される。行X34で正しい符号になった
後、ついに上位16ビット長a1hを読み出すことにより、
上記現在の反射係数rcが32ビット長レジスタa1の上位か
ら引き出される。 行X37から行X40で、これから知られるやり方でalpha
の新しい値が計算され、一方全ての入力、出力変数は16
ビット固定小数点フォーマットで表される。ここに、参
照文献１においては、このポジションで計算が要求され
る計算スピードのかなりの増加に対応するalpha及びa0h
（a0hは行O9のsumに対応する）に対する浮動小数点表示
でなされるという事実を特に記述する。 行X45から行X74で上記前に計算された予測係数が適応
される（再計算及びブロック浮動小数点フォーマットの
適応）。これは行O15から行O18までの操作に対応する。
これについての特別なことは、上記予測係数ａ［ip］及
びａ［minc−ip］それぞれの再計算の間でのオーバフロ
ーの場合に、全ての（すなわち係数がすでに再計算され
ているか再計算されていない、このようにこれらは前に
計算はされた）係数ａ［１］,a［２］,...a［minc−
１］はファクタ1/2により減縮される（すなわち行X54,
行X65でそれぞれで１ビット右移動）ということであ
る。それ以降、行X55,行X56、行X57及び行X66から行X71
まででそれぞれ再計算があるとき、オーバフローがもは
や起こることはできない。 （前に計算された）古い係数の調整が終わった後で、
新しい（ｋ番目の）予測係数ａ［minc］がrcから計算さ
れる（行O20参照）。前記固定小数点フォーマットで
は、新しい（ｋ番目の）係数がまたブロック浮動小数点
フォーマットで蓄積されるべきであるということが注意
されるべきである。したがって、正規化されてない固定
小数点フォーマットで利用される上記計算されていた反
射係数rcは、EXPaビット右へ移動後ａ［minc］に蓄積さ
れる。ここに与えられた解で、まだレジスタa2に蓄積さ
れている及び17ビットの分解能をもつ上記反射係数は、
最初にEXPaビット右へ移動され、その後16ビットの精度
でまるめられる。これは、参照文献１で公開された割り
算後すでに直後まるめられている反射係数が、EXPaビッ
ト右へ移動後16ビットに切り取ることにより前記新しい
予測係数が引き出されるという解法とは決定的相違であ
る。このポジションでのこの大きな相違は、参照文献１
で示された解法よりかなり少ない計算コストでよりよい
結果を生むレビンソン・リカージョンのここに述べられ
た16ビット固定小数点方法へと導く。 図２は適応予測フィルタを示す。このような予測フィ
ルタは、より狭い意味でのフィルタ２及び制御ユニット
１を有する。より狭い意味での上記フィルタ２は式
（１）による出力値ｙ（ｎ）を作り、これらをラインa2
を越えて送る。入力値ｓ（ｎ）は、より狭い意味での上
記フィルタ２と上記制御ユニット１との両方へラインa1
を越えて印可される。 上記制御ユニット１はまた、二つの機能ユニット1A及
び1Bに大まかに細分割されてもよい。上記機能ユニット
1Aは前記入力信号の部分から相関係数を計算し、式（ex
pression）（２）を減らすことにより、これらの値を上
述の手段をもつ新しい予測係数をそこから決定する上記
機能ユニット1Bへ運ぶ。それから上記制御ユニット１
は、ラインb1を超えてユニット1Bにより計算された全体
ブロックの係数を今まで使われた予測係数と入れ替え
る。上記機能ユニット1Bを有する上述のフィルタはモダ
ンなスピーチコーディックで何回も使用可能である。 図３は予測スピーチコーダを示し、当該コーダにより
コーディングされたスピーチ信号はまたコーディングを
改善するようにデコーディングされる。したがって、デ
コーダの特別な記述は省略される。 コーディングされるべき上記スピーチ信号はライン6a
を介して上記コーダへサンプル値の形式で印可される。
減算器６は上記コーダにより再びデコーディングされた
上記スピーチ信号の適切な値をそこから減算し、当該ス
ピーチ信号はライン4aを越えて上記減算器６へ印可され
る。差が、差信号のスペクトラル重み付けをなすユニッ
ト９へライン6bを越えて送られ（広範囲の表示比較のた
めに例えばCHEN,J.H.著「HIGH−QUALITY 16 KB/s SPEEC
H CODING WITH A ONE−WAY DELAY LESS THAN 2MS」199
0,IEEE S9.1,45頁から456頁まで）、その後スピーチ信
号セグメントに対するエラーの二乗の合計は形成され蓄
積される。ライン6a上の上記スピーチ信号のセグメント
に対して128の異なるコーディングオプションはテスト
され、ついにはエラーをほとんど起こさない上記オプシ
ョンがコード信号として前記受信器へ送られる。 これら128のオプションは、コードブック１が128のい
わゆるベクトルを蓄えるという事実から起こる。各々の
ベクトルは連続サンプル値であり、この連続性は上記信
号のシミュレーションを含み、これにより人間の音声管
が、例えば共振で励起できる。上記ベクトルは必然的に
コードブック１から読み出され、制御可能スケーラ２に
より基準化される（これは人間の声が発声するときのボ
リューム制御に対応する）。上記スケーラ２はユニット
３を介して制御される。次に基準化されたベクトルは後
ろ向き予測をもつ予測器４、５及び８へいく。上記予測
器は人間的音声管の操作のコピーを形成する。図２に示
されるようなフィルタ５、８を含む。このようなフィル
タは、さらにまた上記ユニット３及び９に含まれる。ラ
イン1aを介して、例えば現在のスピーチ信号セグメント
内で最も少ないエラーを導く上記ベクトル数が伝送され
る。 図４は概略的に二つの例、すなわち３ビットのマンテ
ィッサをもつブロック浮動小数点フォーマットで予測係
数の変換をもつ例に関する、これまで示されてきたとこ
ろのものと、平均して参照文献１で述べられているより
もよりよい結果を生み出す本発明とを示す。出力データ
は４ビット分解能をもつ全て正のバイナリー数である。
図４の下二つの図の立証を容易にするために、一番上の
図は分数でのこれらの表示に対してバイナリー表示での
（符号ビットは省略されている）出力データの配分を示
す。 真ん中の図は、上記出力データが最初に参照文献１に
よりまるめられ、それからマンティッサが３ビット分解
能で計算されたならば作られるエラーＦを示す。一番下
の図は、マンティッサが最初に４ビットの分解能で計算
され、それから３ビットにまるめられたならばつくられ
るエラーＦを示す。上記エラーＦに対する基準化は両方
の場合で同じであり上図のと対応する。
受信器103及びデコーダ104とを有する伝送システムの概
略図を与える。上記コーダ101と上記伝送器102との組み
合わせ及び／又は受信器103と上記デコーダ104との組み
合わせは中継ユニットLEを形成する。 上記コーダ101は適応予測フィルタ10Aによりスピーチ
信号10aをコーディングする。このフィルタは、以下に
明らかである本発明による特徴を有する。上記スピーチ
信号10aは64kbit/sのビットレートを有する。上記コー
ダ101は、このビットレートをコーディングされた信号1
0bのビットレートへ圧縮する。上記コーディングされた
信号10bのビットレートは16kbit/sである。上記信号10b
は上記スピーチ信号10aのセグメント毎に決められるパ
ラメータを有する。 上記伝送器102は上記コーディングされた信号10b（要
求により伝送コードに伝送コーディングされ）を、図に
示されるように伝送チャネルを介して上記受信器103へ
伝送し、当該受信器は上記伝送された信号をコーディン
グの及び伝送のエラーがなければ上記信号10bに対応す
る信号10cへ伝送コーディングする。 前記デコーダ104は、上記信号10cを適応予測フィルタ
10Bの助けによりまたデコードする。この結果は、信号1
0dである。コーディングの、デコーディングの及び伝送
のエラーがなければ、上記信号10dは前記スピーチ信号1
0aに対応する。上記適応予測フィルタ10A及び10Bはレビ
ンソン・ダービン・リカージョンによる信号依存フィル
タ係数（予測係数）を決める。上記レビンソン・ダービ
ン・リカージョンはステップバイステップ形式で線形集
合の式の解を決定するためのアルゴリズムであり、上記
線形集合の式の係数マトリクスは、このように所与の対
角線に沿って同じ要素をもつ対称マトリクスであるトプ
リッツ（Toplitz）マトリクスである。 適応予測フィルタに対するNCOF予測係数（NCOFはこれ
ら係数の数を表す）は、明白に予測エラーの二乗の合計
が所与の長さの信号区分にわたって平均して最小化され
るという要求の結果である。 例えば、サンプル値ｓ（ｋ）が上記フィルタの入力に
印可されるならば、以下の線形の組み合わせ式（１）
は、瞬間ｎでの上記フィルタの出力値である。 値ｙ（ｎ）は予測サンプル値ｓ（ｎ）で考慮される。LS
EG個のサンプル値を有するセグメントの上記エラーの二
乗の合計はすなわち を形成し、式（１）が式（２）に代入され、一方係数ａ
（ｉ）が式（２）で最小であり、このセグメント外の上
記サンプル値が０にセットされるならばトプリッツマト
リクスをもつ上記セット式が生じる。上記トプリッツマ
トリクスの要素はこの場合に前記入力信号のサンプル時
での上記入力信号の自動相関関数の値であり、当該関数
はこれ以降自動相関係数ｒ（minc）と呼ばれる。レビン
ソン・ダービン・リカージョンの詳細な説明はL.R.Rabi
ner/R.W.Schafer著「Digital Pocessing of Speech
Signals」（Prentice−Hall、1978年）に見られる。 以下にRabiner/Schaferの中の式（8.67）から（8.7
2）により表されるレビンソン・ダービン・リカージョ
ンのアルゴリズムが擬似コードとして表される、なぜな
らこのコードがプログラムステップのよりよい検出を許
容し、計算ユニットが上記予測係数の計算のために実行
されるからである。 上記擬似コード内で所与のプログラムステップをもっ
と明らかにするために、上記アルゴリズムの幾つかの行
がさらに説明される。 NCOFの名前をもつ予測子係数と（NCOF＋１）個の自動
相関係数とは入力データとして要求される。上記予測子
係数NCOFは式（１）のフィルタ係数ａ（ｉ）の数と同一
である。上記自動相関係数ｒ（０）,r（１）...r（NCO
F）は、ここに開示されていないが、当業者には既知で
ある他の関数ユニットにより決められる。 上記予測係数ａ（０）,a（１）...a（NCOF）は出力デ
ータである。 行O1及びO2は二つの最初の予測係数の設定を有する。
行O3において補助の変数alpha（NCOF＝１に対する予測
エラー）の割り当てがあり、この被加算数はゼロ番目の
自動相関係数であり、この加数は初期の相関係数と初期
の予測係数との積である。 上記予測子係数NCOFが１に等しいならば、計算は終了
である、さもなければ、２からNCOFまでの全て整数とみ
なす実行変数mincをもつループを通過する。行O17及び
行O18に示されるように、上記実行変数mincに対する上
記ループにおいて、前に計算された全ての予測係数ａ
（１）,a（２）...a（minc−１）は変化される（再計算
される）。上記実行変数mincの現在の値ｋにたいして実
効されるべき全指示の最後に、行O20に示されるよう
に、値は指標mincをもつ予測係数に割り当てられる。こ
の予測係数はｋ番目の予測係数と呼ばれるべきである。
上記実行変数mincの現在の値ｋに対して最初の時間に計
算される変数のsumとrc（反射係数）とは同じ加算を得
ることである。 行O6及び行O14で示されるように、上記実行変数minc
をもつループにおいて、交互に実行されず上記実行変数
mincの現在の値に依存する当該変数の上位をもつ実行変
数ipをもつ二つの他のループを通過する。 補助の変数はalpha,sum,rc、R1及びR2の名前をもつも
のである。上記補助の変数alphaは式（２）に基づくエ
ラーの二乗の合計であり、また記述的意味ももつ。alph
aはエラー信号（予測エラー）のエネルギー内容であ
る。この内容はいつも正であるべきである。従って行O1
2に示されるように、alphaの値が０に等しいか又はそれ
より小さいならば、上記計算は止められる。また変数rc
も記述的意味をもつ。これは、音声管のいわゆる管モデ
ルで役割を演じるいわゆる反射係数である。行O9に示さ
れるように、補助の変数のsumとalphaとの商として生じ
る反射係数は、各々の予測係数に属する。 適応フィルタに対する全ての係数が計算されるべきで
あるスピーチコーディング方法の多くの実時間手段は、
16ビット固定小数点計算ユニットに基づいていて、一方
中間結果は強調された精度（例えば32ビット）でもって
部分的に有効である。レビンソン・リカージョンの結果
の精度は上記リカージョンの計算精度に決定的に依存す
る。計算精度に関していえば、前記擬似コードにおける
最大の感知ポジションは乗算又はわり算の中間結果が高
分解能で利用できるところで見つけられ、それから簡易
分解能に圧縮されるべきである。これらは特に行O2、行
O3、行O7、行O9、行O10、行O15、行O16及び行O20であ
る。 16ビット固定小数点計算でのレビンソン・ダービン・
リカージョンを実現するためのモジュールは以下の擬似
コードを参照に述べられる。幾つかの定義が最初に導入
されるべきことである。 ＞＞ 右移動操作 ＜＜ 左移動操作 round（reg） 32ビット長レジスタ"reg"で実行される
まるめ操作。"reg"内のビットは0,1,2,...,31と数字が
つけられ、一方符号のビットはビット31であり、個々の
ビットの大きさはビット30からビット０へ向かって減少
するとする。それから16ビットの精度をもつまるめは、
ビット16からビット31までが結果として使われた後、ビ
ット15がビット16に加えられるということを意味する。 ＊２＊ 固定小数点乗算 ／ 固定小数点割り算 割り算は実行するのにとても高くつくので、割り算の
結果は絶対的に必要な桁数（position）と正確に同じ数
だけ計算される。割り算の結果は上記結果を含むレジス
タ内で行末ぞろえである。 xhは32ビットワードｘの16の大きいビットを意味する。 x1は32ビットワードｘの16の小さいビットを意味する。 前記擬似コードの説明： 固定小数点表示において、予測係数ａ［ｉ］は−1.0
と＋1.0との間の値とだけみなせる。しかしながら、上
記係数ａ［ｉ］はリカージョンの間（行X47...行X75）
1.0を超えることが可能だから、全ての係数が前記ブロ
ック浮動小数点フォーマットに表示される。これはつま
り、共通基底2EXPaに正規化されるので、全ての正規化
された予測係数のマンティッサは−1.0と＋1.0との間に
再びある。レビンソン・リカージョンの最初に、係数は
計算されてしまっていない、だから指数EXPaは０にセッ
トされる（行X1）。 行O1はここでは実行されない、なぜならばａ（０）＝
1.0は付加的に計算される必要はないからである。 行O2及び行O3は近似的に実行変数mincをもつループの
中に変換される。従って、前記固定小数点分解能の説明
はこれより以降説明されるだろう。 最初に行O5から行O7までの固定小数点手段の説明があ
る。 行X17、行X19においてa0は32ビット長のアキュムレー
ションレジスタを表す。乗算入力レジスタは前記自動相
関係数ｒ［minc−ip］をもってロードされる。他の乗算
入力レジスタは前に計算された正規化された予測係数ａ
［ip］のマンティッサをもってロードされる。付随の指
数EXPaは全ての係数に対して同じである。上記係数ａ
［０］が正規化に含まれないことは、特に強調されるべ
きである、なぜならばａ［０］＝１による乗算は付加的
に実行される必要はないからである。 最初に要素ａ［０］＊２＊ｒ［minc］をもたずにアキ
ュムレーションの最終結果は、行X21でアキュムレータa
0の32ビット結果を非正規化するために左シフトによ
り、前記浮動小数点表示から前記固定小数点表示に減ら
される。 行X22から行X24において、要素ａ［０］＊２＊ｒ［mi
nc］は加算され一方他の32ビット長レジスタa1が使われ
る。上記レジスタa1の下位が消去されるべきであること
は、注意されるべきである、なぜならば、この使用に基
づいて上記補助のレジスタa1は依然他の場所で前の値を
含むことができるからである。 行X25から行X28において、割り算のカウンタ期間は現
在（ｋ番目）の反射係数rcを計算するために用意され
る。割り算は、a0で32ビット長結果のまるめ操作により
行X25で達成される16ビットデータ長をもつ正の入力デ
ータを要求する。 割り算ユニットの入力部でのレジスタは、直接に現在
（ｋ番目）の反射係数rcの計算のために割り算を実行す
るためにロードされる。指数は必要ではない。参照文献
１では行X24のa0から回復されたalpha及びnumの浮動小
数点値による割り算が実行されるということが、ここに
述べられるべきである。これは必要な計算スピードのか
なりの増加に対応する。 行X31で、割り算の結果は17ビットの精度で計算さ
れ、上記17番目のビットはまるめ操作のために必要であ
る。このまるめは、現在（ｋ番目）の反射係数を計算す
るため行X33で、及び現在（ｋ番目）の予測係数を計算
するため行X77で実行される。行X32で、32ビット長レジ
スタa2で右調整されて蓄積される17ビットの割り算の結
果は、上記まるめ操作前に固定のセットデシマル小数点
に近似的に適応される。行X34で正しい符号になった
後、ついに上位16ビット長a1hを読み出すことにより、
上記現在の反射係数rcが32ビット長レジスタa1の上位か
ら引き出される。 行X37から行X40で、これから知られるやり方でalpha
の新しい値が計算され、一方全ての入力、出力変数は16
ビット固定小数点フォーマットで表される。ここに、参
照文献１においては、このポジションで計算が要求され
る計算スピードのかなりの増加に対応するalpha及びa0h
（a0hは行O9のsumに対応する）に対する浮動小数点表示
でなされるという事実を特に記述する。 行X45から行X74で上記前に計算された予測係数が適応
される（再計算及びブロック浮動小数点フォーマットの
適応）。これは行O15から行O18までの操作に対応する。
これについての特別なことは、上記予測係数ａ［ip］及
びａ［minc−ip］それぞれの再計算の間でのオーバフロ
ーの場合に、全ての（すなわち係数がすでに再計算され
ているか再計算されていない、このようにこれらは前に
計算はされた）係数ａ［１］,a［２］,...a［minc−
１］はファクタ1/2により減縮される（すなわち行X54,
行X65でそれぞれで１ビット右移動）ということであ
る。それ以降、行X55,行X56、行X57及び行X66から行X71
まででそれぞれ再計算があるとき、オーバフローがもは
や起こることはできない。 （前に計算された）古い係数の調整が終わった後で、
新しい（ｋ番目の）予測係数ａ［minc］がrcから計算さ
れる（行O20参照）。前記固定小数点フォーマットで
は、新しい（ｋ番目の）係数がまたブロック浮動小数点
フォーマットで蓄積されるべきであるということが注意
されるべきである。したがって、正規化されてない固定
小数点フォーマットで利用される上記計算されていた反
射係数rcは、EXPaビット右へ移動後ａ［minc］に蓄積さ
れる。ここに与えられた解で、まだレジスタa2に蓄積さ
れている及び17ビットの分解能をもつ上記反射係数は、
最初にEXPaビット右へ移動され、その後16ビットの精度
でまるめられる。これは、参照文献１で公開された割り
算後すでに直後まるめられている反射係数が、EXPaビッ
ト右へ移動後16ビットに切り取ることにより前記新しい
予測係数が引き出されるという解法とは決定的相違であ
る。このポジションでのこの大きな相違は、参照文献１
で示された解法よりかなり少ない計算コストでよりよい
結果を生むレビンソン・リカージョンのここに述べられ
た16ビット固定小数点方法へと導く。 図２は適応予測フィルタを示す。このような予測フィ
ルタは、より狭い意味でのフィルタ２及び制御ユニット
１を有する。より狭い意味での上記フィルタ２は式
（１）による出力値ｙ（ｎ）を作り、これらをラインa2
を越えて送る。入力値ｓ（ｎ）は、より狭い意味での上
記フィルタ２と上記制御ユニット１との両方へラインa1
を越えて印可される。 上記制御ユニット１はまた、二つの機能ユニット1A及
び1Bに大まかに細分割されてもよい。上記機能ユニット
1Aは前記入力信号の部分から相関係数を計算し、式（ex
pression）（２）を減らすことにより、これらの値を上
述の手段をもつ新しい予測係数をそこから決定する上記
機能ユニット1Bへ運ぶ。それから上記制御ユニット１
は、ラインb1を超えてユニット1Bにより計算された全体
ブロックの係数を今まで使われた予測係数と入れ替え
る。上記機能ユニット1Bを有する上述のフィルタはモダ
ンなスピーチコーディックで何回も使用可能である。 図３は予測スピーチコーダを示し、当該コーダにより
コーディングされたスピーチ信号はまたコーディングを
改善するようにデコーディングされる。したがって、デ
コーダの特別な記述は省略される。 コーディングされるべき上記スピーチ信号はライン6a
を介して上記コーダへサンプル値の形式で印可される。
減算器６は上記コーダにより再びデコーディングされた
上記スピーチ信号の適切な値をそこから減算し、当該ス
ピーチ信号はライン4aを越えて上記減算器６へ印可され
る。差が、差信号のスペクトラル重み付けをなすユニッ
ト９へライン6bを越えて送られ（広範囲の表示比較のた
めに例えばCHEN,J.H.著「HIGH−QUALITY 16 KB/s SPEEC
H CODING WITH A ONE−WAY DELAY LESS THAN 2MS」199
0,IEEE S9.1,45頁から456頁まで）、その後スピーチ信
号セグメントに対するエラーの二乗の合計は形成され蓄
積される。ライン6a上の上記スピーチ信号のセグメント
に対して128の異なるコーディングオプションはテスト
され、ついにはエラーをほとんど起こさない上記オプシ
ョンがコード信号として前記受信器へ送られる。 これら128のオプションは、コードブック１が128のい
わゆるベクトルを蓄えるという事実から起こる。各々の
ベクトルは連続サンプル値であり、この連続性は上記信
号のシミュレーションを含み、これにより人間の音声管
が、例えば共振で励起できる。上記ベクトルは必然的に
コードブック１から読み出され、制御可能スケーラ２に
より基準化される（これは人間の声が発声するときのボ
リューム制御に対応する）。上記スケーラ２はユニット
３を介して制御される。次に基準化されたベクトルは後
ろ向き予測をもつ予測器４、５及び８へいく。上記予測
器は人間的音声管の操作のコピーを形成する。図２に示
されるようなフィルタ５、８を含む。このようなフィル
タは、さらにまた上記ユニット３及び９に含まれる。ラ
イン1aを介して、例えば現在のスピーチ信号セグメント
内で最も少ないエラーを導く上記ベクトル数が伝送され
る。 図４は概略的に二つの例、すなわち３ビットのマンテ
ィッサをもつブロック浮動小数点フォーマットで予測係
数の変換をもつ例に関する、これまで示されてきたとこ
ろのものと、平均して参照文献１で述べられているより
もよりよい結果を生み出す本発明とを示す。出力データ
は４ビット分解能をもつ全て正のバイナリー数である。
図４の下二つの図の立証を容易にするために、一番上の
図は分数でのこれらの表示に対してバイナリー表示での
（符号ビットは省略されている）出力データの配分を示
す。 真ん中の図は、上記出力データが最初に参照文献１に
よりまるめられ、それからマンティッサが３ビット分解
能で計算されたならば作られるエラーＦを示す。一番下
の図は、マンティッサが最初に４ビットの分解能で計算
され、それから３ビットにまるめられたならばつくられ
るエラーＦを示す。上記エラーＦに対する基準化は両方
の場合で同じであり上図のと対応する。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平４−107600（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−190399（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−232762（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−55994（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10L 11/00
G10L 19/04
Claims (10)
- 【請求項１】信号をコーディングするための少なくとも
１個のコーダ、前記コーディングされた信号を少なくと
も１個の受信器へ伝送するための少なくとも１個の伝送
器、前記コーディングされた信号をデコーディングする
ための少なくとも１個のデコーダ、及び少なくとも１個
のコーダに対して具備される少なくとも１個の適応予測
フィルタを有し、 前記適応予測フィルタは、 前記信号又は前記デコーディングされた信号に依存する
補助の信号のサンプリング値のセグメントから相関係数
を計算するための手段及びＮビットの固定小数点計算で
前記相関係数から反射係数及び予測係数を決めるための
手段を有し、 ブロック浮動小数点フォーマットで表示されるべき前記
予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）前記ａ）の下で得られる前記ｋ番目の反射係数を利
用して、（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を再計
算するための手段、 ｃ）既に再計算された、及び前記（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の前記再計算の間にオーバフローが生
じたならば、Ｎビットではもはや再計算された予測係数
を表示するのに充分ではないのでまだ再計算されていな
い前記（ｋ−１）個の予測係数の前記ブロック浮動小数
点フォーマットを適応するための手段、 ｄ）前記ｃ）の下で前記オーバフローが発生した際、前
記予測係数のため前記（ｋ−１）個の予測係数の前記再
計算を継続するための手段、 ｅ）前記ｋ番目の反射係数を前記ブロック浮動小数点フ
ォーマットの前記ｃ）の下で決められた指数により表示
される指数をもつ浮動小数点フォーマット数へ変換する
ための手段、及び ｆ）前記ｋ番目の予測係数として前記ｅ）の下で得られ
る前記数を蓄えるための手段、 を具備する伝送システム。 - 【請求項２】請求項１に記載の伝送システムにおいて、 2a）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数を計算するための手段、 2b）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数をバッファするための手段、 2c）前記2b）の下でバッファされた前記ｋ番目の反射係
数を少なくとも（Ｎ＋１）ビットの分解能をもつマンテ
ィッサをもつ（請求項１の）前記ｅ）による浮動小数点
フォーマット数へ変換するための手段、 2d）前記2c）の下で得られる前記マンティッサをＮビッ
トへまるめるための手段、及び 2e）前記ｋ番目の予測係数の前記マンティッサとして前
記2d）の下でまるめられた前記マンティッサを蓄えるた
めの手段、 を有することを特徴とする伝送システム。 - 【請求項３】少なくとも１個のコーダ及び／又は少なく
とも１個のデコーダ、少なくとも１個の伝送器及び／又
は少なくとも１個の受信器及び少なくとも１個の適応予
測フィルタを有し、 前記適応予測フィルタは、信号のサンプリング値のセグ
メントから相関係数を計算するための手段、及びＮビッ
トの固定小数点計算で前記相関係数から反射係数及び予
測係数を決めるための手段を有し、 前記ブロック浮動小数点フォーマットで表示されるべき
前記予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）前記ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）前記ａ）の下で得られる前記ｋ番目の反射係数を利
用して、前記（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を
再計算するための手段、 ｃ）既に再計算された、及び前記（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の前記再計算の間にオーバフローが生
じたならば、Ｎビットではもはや再計算された予測係数
を表示するのに充分ではないので、まだ再計算されてい
ない前記（ｋ−１）個の予測係数の前記ブロック浮動小
数点フォーマットを適応するための手段、 ｄ）前記ｃ）の下で前記オーバフローが発生した際、前
記予測係数のため前記（ｋ−１）個の予測係数の前記再
計算を継続するための手段、 ｅ）前記ｋ番目の反射係数を前記ブロック浮動小数点フ
ォーマットの前記ｃ）の下で決められる前記指数により
表示される指数をもつ浮動小数点フォーマット数へ変換
するための手段、及び ｆ）前記ｋ番目の予測係数として前記ｅ）の下で得られ
る前記数を蓄えるための手段、 を具備する中継ユニット。 - 【請求項４】請求項３に記載の中継ユニットにおいて、 2a）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数を計算するための手段、 2b）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数をバッファするための手段、 2c）前記2b）の下でバッファされた前記ｋ番目の反射係
数を少なくとも（Ｎ＋１）ビットの分解能をもつマンテ
ィッサをもつ（請求項３）の前記ｅ）による浮動小数点
フォーマット数へ変換するための手段、 2d）前記2c）の下で得られる前記マンティッサをＮビッ
トへまるめるための手段、及び 2e）前記ｋ番目の予測係数の前記マンティッサとして前
記2d）の下でまるめられた前記マンティッサを蓄えるた
めの手段、 を有することを特徴とする中継ユニット。 - 【請求項５】少なくとも１個の適応予測フィルタを有
し、 前記適応予測フィルタは、 信号又は前記デコーディングされる信号に依存する補助
の信号のサンプリング値のセグメントから相関係数を計
算するための手段及びＮビットの固定小数点計算で前記
相関係数から反射係数及び予測係数を決めるための手段
を有し、 前記ブロック浮動小数点フォーマットで表示されるべき
前記予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）前記ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）前記ａ）の下で得られる前記ｋ番目の反射係数を利
用して、前記（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を
再計算するための手段、 ｃ）既に再計算された、及び前記（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の前記再計算の間にオーバフローが生
じたならば、Ｎビットではもはや再計算された予測係数
を表示するのに充分ではないので、まだ再計算されてい
ない前記（ｋ−１）個の予測係数の前記ブロック浮動小
数点フォーマットを適応するための手段、 ｄ）前記ｃ）の下で前記オーバフローが発生した際、前
記予測係数のため前記（ｋ−１）個の予測係数の前記再
計算を継続するための手段、 ｅ）前記ｋ番目の反射係数を前記ブロック浮動小数点フ
ォーマットの前記ｃ）の下で決められた前記指数により
表示される指数をもつ浮動小数点フォーマット数へ変換
するための手段、及び ｆ）前記ｋ番目の予測係数として前記ｅ）の下で得られ
る前記数を蓄えるための手段、 を含む、前記信号をコーディングするためのコーダ。 - 【請求項６】請求項５に記載のコーダにおいて、 2a）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数を計算するための手段、 2b）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数をバッファするための手段、 2c）前記2b）の下でバッファされた前記ｋ番目の反射係
数を少なくとも（Ｎ＋１）ビットの分解能をもつマンテ
ィッサをもつ（請求項５）の前記ｅ）による浮動小数点
フォーマット数へ変換するための手段、 2d）前記2c）の下で得られる前記マンティッサをＮビッ
トへまるめるための手段、及び 2e）前記ｋ番目の予測係数の前記マンティッサとして前
記2d）の下でまるめられた前記マンティッサを蓄えるた
めの手段、 を有することを特徴とするコーダ。 - 【請求項７】少なくとも１個の適応予測フィルタを有
し、 前記適応予測フィルタは、信号又は前記デコーディング
される信号に依存する補助の信号のサンプリング値のセ
グメントから相関係数を計算するための手段、及びＮビ
ットの固定小数点計算で前記相関係数から反射係数及び
予測係数を決めるための手段を有し、 前記ブロック浮動小数点フォーマットで表示されるべき
前記予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）前記ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）前記ａ）の下で得られる前記ｋ番目の反射係数を利
用して、前記（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を
再計算するための手段、 ｃ）既に再計算された、及び前記（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の前記再計算の間にオーバフローが生
じたならば、Ｎビットではもはや再計算された予測係数
を表示するのに充分ではないので、まだ再計算されてい
ない前記（ｋ−１）個の予測係数の前記ブロック浮動小
数点フォーマットを適応するための手段、 ｄ）前記ｃ）の下で前記オーバフローが発生した際、前
記予測係数のため前記（ｋ−１）個の予測係数の前記再
計算を継続するための手段、 ｅ）前記ｋ番目の反射係数を前記ブロック浮動小数点フ
ォーマットの前記ｃ）の下で決められた前記指数により
表示される指数をもつ浮動小数点フォーマット数へ変換
するための手段、及び ｆ）前記ｋ番目の予測係数として前記ｅ）の下で得られ
る前記数を蓄えるための手段、 を含む、信号をデコーディングするためのデコーダ。 - 【請求項８】請求項７に記載のデコーダにおいて、 2a）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数を計算するための手段、 2b）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数をバッファするための手段、 2c）前記2b）の下でバッファされる前記ｋ番目の反射係
数を少なくとも（Ｎ＋１）ビットの分解能をもつマンテ
ィッサをもつ（請求項７の）前記ｅ）による浮動小数点
フォーマット数へ変換するための手段、 2d）前記2c）の下で得られる前記マンティッサをＮビッ
トへまるめるための手段、及び 2e）前記ｋ番目の予測係数の前記マンティッサとして前
記2d）の下でまるめられた前記マンティッサを蓄えるた
めの手段、 を有することを特徴とするデコーダ。 - 【請求項９】信号のサンプリング値のセグメントから相
関係数を計算するための手段及びＮビットの固定小数点
計算で前記相関係数から反射係数及び予測係数を決める
ための手段を有し、 前記ブロック浮動小数点フォーマットで表示されるべき
前記予測係数をリカーシブに決めるために、 ａ）前記ｋ番目の反射係数を計算するための手段、 ｂ）前記ａ）の下で得られる前記ｋ番目の反射係数を利
用して、前記（ｋ−１）個の前に計算された予測係数を
再計算するための手段、 ｃ）既に再計算された、及び前記（ｋ−１）個の前に計
算された予測係数の前記再計算の間にオーバフローが生
じたならば、Ｎビットではもはや再計算された予測係数
を表示するのに充分ではないので、まだ再計算されてい
ない前記（ｋ−１）個の予測係数の前記ブロック浮動小
数点フォーマットを適応するための手段、 ｄ）前記ｃ）の下で前記オーバフローが発生した際、前
記予測係数のため前記（ｋ−１）個の予測係数の前記再
計算を継続するための手段、 ｅ）前記ｋ番目の反射係数を前記ブロック浮動小数点フ
ォーマットの前記ｃ）の下で決められた前記指数により
表示される指数をもつ浮動小数点フォーマット数へ変換
するための手段、及び ｆ）前記ｋ番目の予測係数として前記ｅ）の下で得られ
る前記数を蓄えるための手段、 を含む、適応予測フィルタ。 - 【請求項１０】請求項９に記載の適応予測フィルタにお
いて、 2a）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数を計算するための手段、 2b）最小分解能（Ｎ＋１）ビットをもつ前記ｋ番目の反
射係数をバッファするための手段、 2c）前記2b）の下でバッファされた前記ｋ番目の反射係
数を少なくとも（Ｎ＋１）ビットの分解能をもつマンテ
ィッサをもつ（請求項７の）前記ｅ）による浮動小数点
フォーマット数へ変換するための手段、 2d）前記2c）の下で得られる前記マンティッサをＮビッ
トへまるめるための手段、及び 2e）前記ｋ番目の予測係数の前記マンティッサとして前
記2d）の下でまるめられた前記マンティッサを蓄えるた
めの手段、 を有することを特徴とする適応予測フィルタ。
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| US5905659A (en) * | 1997-10-07 | 1999-05-18 | Rose; Ralph E. | Training a recursive filter by use of derivative function |
| US5974434A (en) * | 1997-10-07 | 1999-10-26 | Ralph E. Rose | Method and apparatus for automatically tuning the parameters of a feedback control system |
| US6012025A (en) * | 1998-01-28 | 2000-01-04 | Nokia Mobile Phones Limited | Audio coding method and apparatus using backward adaptive prediction |
| US6014093A (en) * | 1998-02-27 | 2000-01-11 | Hayes; Adam T. | Pulse coding system |
| DE19824104B4 (de) * | 1998-04-27 | 2009-12-24 | Abb Research Ltd. | Nichtlinearer Widerstand mit Varistorverhalten |
| DE19845888A1 (de) * | 1998-10-06 | 2000-05-11 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Codierung oder Decodierung von Sprachsignalabtastwerten sowie Coder bzw. Decoder |
| BR0008826A (pt) * | 2000-01-07 | 2001-12-18 | Koninkl Philips Electronics Nv | Dispositivo e processo de transmissão paratransmitir um sinal de informação digital atravésde um meio de transmissão, e, receptor parareceber um sinal de transmissão e gerar um sinalde informação digital a partir do mesmo |
| JP3748261B2 (ja) * | 2003-06-17 | 2006-02-22 | 沖電気工業株式会社 | Ａｄｐｃｍ方式復号器 |
| JP4049793B2 (ja) * | 2003-09-02 | 2008-02-20 | 日本電信電話株式会社 | 浮動小数点信号可逆符号化方法、復号化方法、及びそれらの装置、プログラム及びその記録媒体 |
| DE102004007185B3 (de) * | 2004-02-13 | 2005-06-30 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Prädiktives Codierungsschema |
| US7392195B2 (en) * | 2004-03-25 | 2008-06-24 | Dts, Inc. | Lossless multi-channel audio codec |
| US7961890B2 (en) | 2005-04-15 | 2011-06-14 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung, E.V. | Multi-channel hierarchical audio coding with compact side information |
| US7734466B2 (en) * | 2005-06-20 | 2010-06-08 | Motorola, Inc. | Reduced complexity recursive least square lattice structure adaptive filter by means of limited recursion of the backward and forward error prediction squares |
| DE102005039621A1 (de) * | 2005-08-19 | 2007-03-01 | Micronas Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur adaptiven Reduktion von Rausch- und Hintergrundsignalen in einem sprachverarbeitenden System |
| US8195462B2 (en) * | 2006-02-16 | 2012-06-05 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | System and method for providing large vocabulary speech processing based on fixed-point arithmetic |
| WO2007110103A1 (en) * | 2006-03-24 | 2007-10-04 | Dolby Sweden Ab | Generation of spatial downmixes from parametric representations of multi channel signals |
| US9048784B2 (en) * | 2007-04-03 | 2015-06-02 | General Motors Llc | Method for data communication via a voice channel of a wireless communication network using continuous signal modulation |
| JPWO2009050896A1 (ja) * | 2007-10-16 | 2011-02-24 | パナソニック株式会社 | ストリーム合成装置、復号装置、方法 |
| US8704186B2 (en) * | 2009-11-17 | 2014-04-22 | Lawrence Livermore National Security, Llc | Active noise canceling system for mechanically cooled germanium radiation detectors |
| WO2011097199A2 (en) * | 2010-02-04 | 2011-08-11 | Sony Corporation | Recursive adaptive interpolation filters (raif) |
| KR101956284B1 (ko) * | 2011-06-30 | 2019-03-08 | 엘지전자 주식회사 | 보간 방법 및 이를 이용한 예측 방법 |
| BR122020015614B1 (pt) | 2014-04-17 | 2022-06-07 | Voiceage Evs Llc | Método e dispositivo para interpolar parâmetros de filtro de predição linear em um quadro de processamento de sinal sonoro atual seguindo um quadro de processamento de sinal sonoro anterior |
| EP3040852A1 (en) * | 2014-12-31 | 2016-07-06 | Nxp B.V. | Scaling for block floating-point data |
| US20200210839A1 (en) * | 2018-12-31 | 2020-07-02 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Neural network activation compression with outlier block floating-point |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3619586A (en) * | 1968-11-25 | 1971-11-09 | Research Corp | Universal digital filter for linear discrete systems |
| US3842250A (en) * | 1973-08-29 | 1974-10-15 | Sperry Rand Corp | Circuit for implementing rounding in add/subtract logic networks |
| US4509150A (en) * | 1980-12-31 | 1985-04-02 | Mobil Oil Corporation | Linear prediction coding for compressing of seismic data |
| FR2515901A1 (fr) * | 1981-11-04 | 1983-05-06 | Trt Telecom Radio Electr | Systeme de transmission mic-differentiel avec prediction adaptative |
| NL8304214A (nl) * | 1983-12-07 | 1985-07-01 | Philips Nv | Werkwijze voor het korrigeren van foute waarden van monsters van een equidistant bemonsterd signaal en inrichting voor het uitvoeren van de werkwijze. |
| US4831636A (en) * | 1985-06-28 | 1989-05-16 | Fujitsu Limited | Coding transmission equipment for carrying out coding with adaptive quantization |
| US4872132A (en) * | 1987-03-13 | 1989-10-03 | Zoran Corporation | Method and means for block floating point arithmetic |
| US5142656A (en) * | 1989-01-27 | 1992-08-25 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Low bit rate transform coder, decoder, and encoder/decoder for high-quality audio |
| US5218621A (en) * | 1991-04-04 | 1993-06-08 | Motorola, Inc. | Adaptive digital equalization filter |
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