RU2138030C1 - Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр - Google Patents

Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр Download PDF

Info

Publication number
RU2138030C1
RU2138030C1 RU95105532A RU95105532A RU2138030C1 RU 2138030 C1 RU2138030 C1 RU 2138030C1 RU 95105532 A RU95105532 A RU 95105532A RU 95105532 A RU95105532 A RU 95105532A RU 2138030 C1 RU2138030 C1 RU 2138030C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
reflection coefficient
prediction
coefficients
floating
coefficient
Prior art date
Application number
RU95105532A
Other languages
English (en)
Other versions
RU95105532A (ru
Inventor
Хофманн Рудольф
Original Assignee
Филипс Электроникс Н.В.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Филипс Электроникс Н.В. filed Critical Филипс Электроникс Н.В.
Publication of RU95105532A publication Critical patent/RU95105532A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2138030C1 publication Critical patent/RU2138030C1/ru

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/03—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters
    • G10L25/06—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00 characterised by the type of extracted parameters the extracted parameters being correlation coefficients
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L25/00—Speech or voice analysis techniques not restricted to a single one of groups G10L15/00 - G10L21/00
    • G10L25/90—Pitch determination of speech signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • H03H21/0043—Adaptive algorithms

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)

Abstract

Сущность изобретения: система передачи содержит кодирующее устройство, предназначенное для кодирования сигналов, передающее устройство, приемное устройство и декодирующее устройство. Для декодирующего устройства предусмотрен адаптивный фильтр прогнозирования, посредством которого речевые или звуковые сигналы кодируются при снижении их скоростей передачи битов. Коэффициенты фильтра для адаптивного фильтра прогнозирования определяются рекурсивным образом в соответствии с рекурсией Левинсона-Дербина с использованием арифметических операций над числами с фиксированной запятой, что позволяет увеличить точность вычислений при кодировании в системе передачи без увеличения объема вычислений и является достигаемым техническим результатом. 6 с. и 5 з.п. ф-лы, 2 табл., 4 ил.

Description

Изобретение касается системы передачи, содержащей кодирующее устройство, предназначенное для кодирования сигнала, передающее устройство, предназначенное для передачи кодированного сигнала на приемное устройство, декодирующее устройство, предназначенное для декодирования кодированного сигнала, и адаптивный фильтр прогнозирования.
Кроме того, изобретение касается терминального блока, кодирующего устройства, декодирующего устройства и адаптивного фильтра прогнозирования.
Описание такой системы передачи можно найти в документе "Проект спецификации G 728 с фиксированной запятой", документ АН.93-Д.3, Исследовательская группа XV МККТТ (Международный консультативный комитет по телеграфии и телефонии), Лондон, 29 - 30 марта 1993 г., и в Рекомендации G.728 МККТТ "Кодирование речевых сигналов со скоростью 16 кбит/с, с использованием линейного предсказания при кодировании с низкой задержкой". На эти два документа далее будут даваться ссылки как на источники [1] и [2]. Такие системы передачи можно также использовать, когда необходимо осуществлять многократное использование заданной пропускной способности. Уменьшение скорости передачи битов сигнала во время кодирования обеспечивает возможность, например, поддерживать четыре телефонных разговора одновременно по одному каналу передачи с пропускной способностью 64 кбит/с.
Многократное использование заданной пропускной способности имеет очень важное значение в радиоканалах, для увеличения количества абонентов системы подвижной радиотелефонной связи. Кроме того, емкость запоминающего устройства с произвольно выбранной средой для хранения информации можно использовать со значительно большим преимуществом, когда применяются кодирующие устройства, понижающие скорость передачи битов, и соответствующие декодирующие устройства, потому что для хранения информационного сигнала в этом случае необходим меньший объем памяти в запоминающем устройстве.
Для уменьшения скорости передачи битов известно использование линейного предсказания. В источниках [1] и [2] коэффициенты прогнозирования вычисляются адаптивным фильтром прогнозирования. Вычисления выполняются посегментно с использованием значений выборок вспомогательного сигнала. В качестве вспомогательного сигнала можно использовать (электрический) звуковой сигнал или речевой сигнал, например, говорящего абонента. В качестве альтернативы, можно в качестве вспомогательного сигнала использовать синтезированный звуковой или речевой сигнал, создаваемый в кодирующем устройстве, которое работает по принципу "анализ посредством синтеза". Линейная корреляция между предсказанным значением выборки (прогнозируемым значением) вспомогательного сигнала и предыдущим значением выборки этого сигнала определяется с использованием коэффициентов прогнозирования. Коэффициенты прогнозирования определяют таким образом, чтобы сумма квадратов всех ошибок, вычисленная для сегмента значений выборок, была минимальной. Ошибка определяется как разница между значением выборки и ее прогнозируемым значением. Ниже приводится более детальное описание.
В соответствии с источником /1/ и /2/ возбуждаемый сигнал преобразуется посредством синтезирующего фильтра в синтезированный звуковой сигнал. Этот синтезированный звуковой сигнал вычитается из подлежащего кодированию звукового сигнала, а разница используется для оптимизации выбора возбуждаемого сигнала.
Расчеты коэффициентов прогнозирования требуют определения коэффициентов корреляции, которые получают из значений выборок синтезированного звукового сигнала. Расчет коэффициентов прогнозирования с использованием коэффициентов корреляции требует значительного объема аппаратных средств и связан с высокой стоимостью. Для снижения объема используемых аппаратных средств и стоимости коэффициенты прогнозирования вычисляют рекурсивно. Начинают с расчета первого коэффициента отражения по двум первым коэффициентам корреляции. По первому коэффициенту отражения получают первый коэффициент прогнозирования. Кроме того, вычисляется также ошибка прогнозирования, которая является показателем качества прогнозирования. Затем определяется второй коэффициент отражения, исходя из следующего коэффициента корреляции, ранее вычисленного коэффициента прогнозирования с текущей ошибки прогнозирования. При наличии второго коэффициента отражения и ранее расчитанных коэффициентов прогнозирования (на данной стадии рассматривается только первый коэффициент прогнозирования), производится перерасчет ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования. Затем вычисляется второй коэффициент прогнозирования и новая ошибка прогнозирования. Перерасчет ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования и расчет следующего коэффициента прогнозирования повторяются столько раз, сколько нужно для того, чтобы оказались известными все необходимые коэффициенты прогнозирования.
Согласно источнику /2/ для получения достаточной точности предлагается реализация в арифметических операциях над числами с плавающей запятой. Недостаток реализации в арифметических операциях над числами с плавающей запятой состоит в необходимости использования большого объема аппаратных средств. Поэтому в источнике [1] предложено выполнять арифметические операции над 16-разрядными числами с фиксированной запятой, при которых результаты и промежуточные результаты сохраняются в так называемом формате блока чисел с плавающей запятой. Под этим следует понимать представление блока чисел в формате с плавающей запятой, однако с тем ограничением, что все числа блока имеют один и тот же показатель степени (с основанием 2). Общий показатель степени выбирают так, чтобы все мантиссы располагались в заданных пределах. В источнике /1/ предусматривается, что все мантиссы находятся в пределах между -1 и +1. Показано, что в формате блока чисел с плавающей запятой могут иметь место коэффициенты прогнозирования, приобретающие в соответствии с предыдущим опытом значения, которые могут иметь величину порядка 10. Если, например, при перерасчете коэффициентов прогнозирования возникает переполнение, т. е. перерассчитанный коэффициент предсказания будет равен 1 или превысит 1, мантиссы всех ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования должны быть разделены на 2, а общий показатель степени (с основанием 2) уменьшится на 1. После этого снова начнется перерасчет. Изменение формата блока чисел с плавающей запятой из-за переполнения здесь будет требовать адаптации формата блока чисел с плавающей запятой. Для повторного перерасчета используются только мантиссы ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования и только с 16-разрядной разрешающей способность. Снижение разрешающей способности по крайней мере с 17 бит до 16 бит, которое иногда оказывается необходимым для расчета, можно осуществить различными способами. С помощью примера будет приведено краткое объяснение способа снижения в соответствии с источником /1/. Если, например, рассчитан третий коэффициент отражения с разрешающей способностью 17 бит (между третьим коэффициентом отражения и получаемым на его основе третьим коэффициентом прогнозирования разница заключается только в числовом представлении), ее уменьшают посредством округления до 16 бит, так что два первых коэффициента прогнозирования можно перерасчитать посредством арифметических операций над 16-разрядными числами с плавающей запятой. Если при таком перерасчете происходит переполнение, то по окончании перерасчета округленный третий коэффициент отражения, например, также делится на два, а результат, имеющий разрешающую способность, равную 16 двоичным разрядам, запоминается в качестве мантиссы третьего коэффициента прогнозирования. Деление прекращается после 16 двоичных разрядов (включая двоичный разряд знака ). Вследствие двоичной системы эта операция соответствует сдвигу десятичной запятой на одно положение, тогда как самый младший двоичный разряд теряется. Эта процедура приводит к неприемлемо большой неточности, особенно в случае большого количества коэффициентов прогнозирования.
Задачей изобретения является увеличение точности вычислений при кодировании в системе передачи определенного выше без увеличения объема и сложности вычислений. Такая система передачи содержит кодирующее устройство, предназначенное для кодирования сигнала, передающее устройство, предназначенное для передачи кодированного сигнала на приемное устройство, декодирующее устройство, предназначенное для декодирования принятого кодированного сигнала, и адаптивный фильтр прогнозирования, предусмотренный для кодирующего устройства и содержащий средство расчета коэффициентов корреляции по сегментам значений выборки вспомогательного сигнала, который зависит от сигнала или от декодированного сигнала, а также средство определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции посредством арифметических операций над N-разрядными числами с фиксированной запятой, причем система содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов прогнозирования, которые должны быть представлены в формате блока чисел с плавающей запятой:
a) средство расчета к-го коэффициента коррекции с минимальной разрешающей способностью, равной N+1 двоичным разрядам,
b) средство буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N+1 двоичным разрядам,
c) средство определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способностью, равной N двоичным разрядам,
d) средство перерасчета к-1 ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, полученного в соответствии с пунктом c),
e) средство адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 коэффициентов прогнозирования, если при перерасчете к-1 ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования произошло переполнение, так что N двоичных единиц недостаточны для представления перерасчитанного коэффициента прогнозирования,
f) средство преобразования к-го коэффициента отражения, буферизированного в соответствии с пунктом b), в число, имеющее формат с плавающей запятой, показатель степени которого представляется показателем степени, определенным в соответствии с пунктом e) блока чисел в формате с плавающей запятой, а мантисса которого имеет разрушающую способность, равную по крайней мере N+1 двоичным разрядам,
g) средство округления до N двоичных разрядов мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного в соответствии с пунктом f), и
h) средство запоминания к-го коэффициента отражения, полученного в соответствии с пунктом g), в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
Соответствующая изобретению система передачи отличается от системы передачи, описанной в источнике [1] тем, что к-й коэффициент отражения после его первого расчета буферизируется с минимальной точностью, равной N+1 двоичным разрядам. Для перерасчета к-1 ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования используется значение, которое отличается от буферизированного значения ограничением до N двоичных разрядов. Если при перерасчете к-1 ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, буферизированное значение после завершения перерасчета делится, например, на 2 и затем округляется до N двоичных разрядов. Ошибка, обусловленная таким введением к-го коэффициента прогнозирования в (адаптированный) формат блока чисел с плавающей запятой, по крайней мере равна соответствующей ошибке согласно источнику [1] . Однако важно указать, что в случае изобретения знак ошибки с одинаковой частотой становится положительным и отрицательным, в чем проявляется отличие от решения, описанного в источнике [1].
Вышесказанное будет подтверждено на двух примерах.
Предположим, что имеются три (N=3) двоичных разряда для представления результатов и четыре двоичных разряда для промежуточных результатов. Кроме того, предположим, что адаптирование из-за переполнения требует деления на 4. Числовые примеры для к-го коэффициентов отражения, имеющих 4-разрядную разрешающую способность, начинаются с представления в числах с фиксированной запятой.
В первом примере к-й коэффициент отражения имеет значение +5/8. В двоичной системе этот коэффициент отражения представлен числом 0.101, где первый нуль указывает на знак. В соответствии с источником /1/ процедура имеет следующий вид:
a) 0.101 (к-й коэффициент отражения: +5/8 с 4-разрядной разрешающей способностью).
b) 0.11 (значение по пункту b), округленное до 3 позиций для перерасчета к-1 ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования.
c) 0.00 (значение по пункту b), разделенное на 4, также с 3-разрядной разрешающей способностью. Это значение представляет мантиссу к-го коэффициента отражения в формате блока чисел с плавающей запятой с показателем степени 2 и базой 2).
Что касается оценки ошибки, то если используется аппроксимация по пункту c) вместо пункта a), то полученный в соответствии с пунктом c) результат вначале снова необходимо умножить на 4. Разница между получающимся в результате значением и выходным значением представляет ошибку F. В настоящем случае (представления в виде дроби) F = (-5/8) = -5/8.
В противоположность этому, в соответствии с изобретением предусматривается следующее:
a) 0.101 (к-й коэффициент отражения: +5/8 с 4-разрядной разрешающей способностью).
b) 0.001 (значение по пункту a), деленное на 4, также с 4-разрядной разрешающей способностью).
c) 0.01 (значение по пункту b), округленное до 3 двоичных разрядов).
По аналогии с предыдущими наблюдениями, теперь мы имеет ошибку F = (1 - 5/8) = 3/8.
Если в качестве выходного значения выбрать 0.011 (+3/8), то в соответствии с той же схемой источника /1/ для ошибки имеет значение F = (0 - 3/8) = -3/8. В соответствии с изобретением теперь имеем F = (0 - 3/8) = -3/8.
Указанную выше последовательность средств, а также последовательность, которая будет указана ниже, не следует понимать таким образом, что эти средства должны приводиться в действие также в этой последовательности по времени. Дополнительный вариант осуществления изобретения включает в себя средство адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 уже перерассчитанных и еще не перерассчитанных коэффициентов прогнозирования, и средство продолжения перерасчета к-1 коэффициентов прогнозирования для коэффициента прогнозирования, при котором произошло переполнение.
Если переполнение произошло при перерасчете коэффициентов прогнозирования, то, как показано в источнике [1] адаптируется формат чисел с плавающей запятой только ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования, а затем перерасчет опять начинается сначала. В противоположность этому, соответствующий изобретению вариант осуществления позволяет исключить значительную часть вычислительных средств, особенно в случае большого количества коэффициентов.
На фиг. 1 представлена система передачи, в которой может быть использовано изобретение; на фиг. 2 - базовая блок-схема адаптивного фильтра прогнозирования; на фиг. 3 - базовая блок-схема речевого кодирующего устройства; на фиг. 4 - графики, предназначенные для пояснения различий между изобретением и известным уровнем техники.
На фиг. 1 дано схематическое представление системы передачи, включающей в себя кодирующее устройство 101 и передающее устройство 102 на передающей стороне, и приемное устройство 103 и декодирующее устройство 104 на принимающей стороне. Сочетание кодирующего устройства 101 с передающим устройством 102 и (или) сочетание приемного устройства 103 с декодирующим устройством 104 образует терминальный блок LE.
Кодирующее устройство 101 кодирует речевой сигнал 10a посредством адаптивного фильтра прогнозирования 10A. Этот фильтр имеет соответствующие изобретению характерные особенности, которые будут пояснены ниже. Речевой сигнал 10a имеет скорость передачи битов, равную 64 кбит/с. Кодирующее устройство 101 снижает эту скорость до скорости кодированного сигнала 10b. Скорость передачи битов кодированного сигнала 10b составляет 16 кбит/с. Сигнал 10b содержит параметры речевого сигнала 10a, и эти параметры определяются посегментно.
Передающее устройство 102 передает кодированный сигнал 10b (перекодированный в требуемый код передачи) по показанному на чертеже каналу передачи на приемное устройство 103, которое перекодирует переданный сигнал в сигнал 10c; этот сигнал соответствует сигналу 10b, за исключением искажений, обусловленных кодированием и передачей.
Декодирующее устройство 104 декодирует сигнал 10c также с помощью адаптивного фильтра прогнозирования 10B. В результате получается сигнал 10d. Сигнал 10d соответствует речевому сигналу 10a, за исключением искажений, обусловленных кодированием, декодированием и передачей. Адаптивные фильтры 10A и 10B определяют зависящие от сигнала коэффициенты фильтров (коэффициенты прогнозирования) в соответствии с рекурсией Левинсона-Дербина. Рекурсия Левинсона-Дербина представляет собой алгоритм определения поэтапным способом решений линейной системы уравнений, в которой матрица коэффициентов представляет собой матрицу Теплица, типа симметричной матрицы, имеющей одинаковые элементы по заданной диагонали.
NCOF коэффициентов прогнозирования (NCOF означает количество этих коэффициентов) для адаптивного фильтра представляют однозначное следствие такого условия, что сумма квадратов ошибок прогнозирования должна быть минимизирована в среднем (по сегменту сигнала заданной длины).
Если, например, значения s(k) выборок подать на вход фильтра, то выходное значение фильтра в момент n будет соответствовать следующей линейной комбинации:
Figure 00000002

Значение y(n) принимается за прогнозируемое значение выборки S(n). Если выразить сумму квадратов ошибок сегмента, содержащего LSEG значений выборок, уравнением
Figure 00000003

и уравнение (1) подставить в уравнение (2), минимизируя при этом коэффициенты a(i) в уравнении (2), то получится вышеуказанная система уравнений с матрицей Теплица, если значения выборок за пределами этого сегмента равны нулю. Элементами матрицы Теплица в этом случае являются значения функции автокорреляции входного сигнала в момент выборок выходного сигнала, и эту функцию в дальнейшем будем называть коэффициентом автокорреляции r(minc). Подробное представление рекурсии Левинсона-Дербина можно найти в работе Л.Р. Рабинера и Р.У. Шейфера "Цифровая обработка речевых сигналов". Прентис-Хол, 1978 год.
В алгоритме рекурсия Левинсона-Дербина (см. в конце описания, табл.1), выраженная в работе Рабинера и Шейфера уравнениями (8.67) - (8.72), представлена в виде псевдокода, потому что такой код позволяет лучше определить этапы программы, выполняемые арифметическим блоком для расчета коэффициентов прогнозирования.
В целях более полного представления приведенных в псевдокоде этапов программы, дадим более подробное пояснение некоторых строк показанного выше алгоритма.
В качестве входных данных необходимы коэффициент прогнозатора, имеющий наименование NCOF, и NCOF-коэффициентов автокорреляции. Коэффициент прогнозатора NCOF идентичен количеству коэффициентов фильтра a(i) в уравнении (1). Коэффициенты автокорреляции r(0), r(1) и так далее до r(NCOF) определяются другими, не раскрытыми здесь функциональными блоками, которые, однако, известны специалистам в данной области техники.
Коэффициенты прогнозирования a(0), a(1) и так далее до a(NCOF) представляют выходные данные.
Строки 01 и 02 относятся к двум первым коэффициентам прогнозирования. Строка 03 содержит указание на вспомогательную переменную величину альфа (ошибка прогнозирования для NCOF = 1), первое слагаемое которой представляет нулевой коэффициент автокорреляции, а второе слагаемое представляет произведение первого коэффициента корреляции и первого коэффициента прогнозирования.
Если коэффициент прогнозатора NCOF равен 1, расчет повторяется, в противном случае продолжается цикл, имеющий текущую переменную minc, причем эта переменная приобретает значения всех целых чисел от 2 до NCOF. В цикле для всех текущих переменных minc ранее рассчитанные коэффициенты прогнозирования a(1), a(2) и так далее, до a(minc - 1) изменяются (перерассчитываются), как показано в строках 017 и 018. В конце всех команд, которые должны выполняться для текущего значения к переменной minc, проходящей диапазон значений, коэффициенту прогнозирования, имеющему индекс minc, присваивается значение, как показано в строке 020. Этот коэффициент прогнозирования называется к-m коэффициентом прогнозирования, переменные величины суммы и rc (коэффициент отражения), которые рассчитываются впервые для текущего значения к переменной minc, проходящей диапазон значений, должны получить такое же добавление.
В цикле обработки переменной minc, проходящей диапазон значений, выполняют два дополнительных цикла, которые не перемежаются и имеют текущую переменную величину ip, верхнее значение которой может изменяться в зависимости от текущего значения переменной minc, как показано в строках 06 и 014.
Вспомогательными переменными являются переменные, имеющие названия альфа, сумма, rc, R1 и R2. Вспомогательная переменная альфа представляет собой сумму квадратов ошибок, соответствующую уравнению (2), а также имеет описательное значение, альфа представляет собой энергосодержание сигнала ошибки (ошибку прогнозирования). Это содержание всегда должно быть положительным. Поэтому, если для переменной альфа имеется значение, меньшее или равное нулю, как показано в строке 012, расчет прерывается. Переменная rc также имеет описательное значение, это так называемый коэффициент отражения, который играет роль так называемой "трубной" модели речевого тракта. Коэффициент отражения, определяемый в виде отношения вспомогательных переменных суммы и альфа, как показано в строке 09, относится к каждому коэффициенту прогнозирования.
Большинство реализаций способов кодирования речи в реальном масштабе времени, в соответствии с которыми необходимо также рассчитывать коэффициенты для адаптивных фильтров, базируются на арифметических устройствах, производящих операции над 16-разрядными числами с фиксированной запятой, хотя промежуточные результаты могут иметь более высокую точность (например, 32 двоичных разряда). Точность результатов рекурсии Левинсона, несомненно, зависит от точности вычислений при рекурсии. Что касается точности расчетов, то в псевдокоде найдены позиции, характеризующиеся высокой чувствительностью, где промежуточные результаты умножения и деления имеют более высокую разрешающую способность; в этом случае ее необходимо снижать до простой разрешающей способности. К ним относятся в частности строки 02, 03, 07, 09, 010, 015, 016 и 020.
Модуль, предназначенный для реализации рекурсии Левинсона-Дербина посредством арифметических операций над 16-разрядными числами с фиксированной запятой, будет описан со ссылкой на нижеприведенный псевдокод (см. в конце описания). Вначале следует ввести несколько определений:
>> - Операция сдвига вправо.
<< - Операция сдвига влево.
roud(reg) - Операция округления, выполняемая на регистре "reg" с 32-разрядной длиной слова. Предположим, что двоичные разряды "reg" пронумерованы числами 0, 1, 2 ..., 31, в то время как знаковый разряд представляет 31-й разряд, а значимость отдельных двоичных разрядов уменьшается от 30-го разряда к 0-му разряду. Округление с точностью 16 двоичных разрядов в этом случае означает, что к 16-му разряду добавляется 15-й разряд, после чего в качестве результата используются разряды 16-31.
2 - Перемножение чисел с фиксированной запятой.
/ - Деление чисел с фиксированной запятой. Поскольку выполнение деления является очень дорогостоящей операцией, точный расчет результата деления производят только для такого количества позиций, которое абсолютно необходимо. Результаты делений исправляются прямо в регистре, содержащем результаты.
xh - означает 16 самых старших двоичных разрядов 32-разрядного слова x.
Xl - означает 16 самых младших двоичных разрядов 33-разрядного слова x.
Рекурсия Левинсона 16- разрядных чисел с фиксированной запятой приведена в табл.2.
Пояснения для псевдокода
При представлении числами с фиксированной запятой, коэффициенты прогнозирования a[i] можно представлять величинами только между -1,0 и +0,1. Однако, поскольку во время рекурсии коэффициенты a[i] могут превышать 1,0 (строки X47. . .X75), все коэффициенты представляются в форме блока чисел с плавающей запятой. То есть все коэффициенты нормализуются к общей базе 2EXPa, так что мантисса всех нормализованных коэффициентов прогнозирования снова оказывается в пределах между -1,0 и +1,0. В начале рекурсии Левинсона коэффициенты еще не рассчитаны, поэтому показатель степени EXPa устанавливается на 0 (строка X1).
Строка 01 здесь не выполняется, потому что нет необходимости дополнительно рассчитывать a(0) = 1,0.
Аналогичным образом преобразуются строки 02 и 03 в цикле, имеющем текущую переменную minc. Поэтому ниже будет дано объяснение разрешающей способности с фиксированной запятой.
Вначале будет приведено описание реализации по процедуре с фиксированной запятой строк 05-07. В строках X17, X19 a0 указывает на 32-разрядный регистр накопления. Входной регистр умножения загружается коэффициентом автокорреляции r[minc-ip]. Дополнительный входной регистр умножения загружается мантиссой ранее рассчитанного нормализованного коэффициента прогнозатора a[ip]; соответствующий показатель степени EXPa один и тот же для всех коэффициентов. Необходимо особо подчеркнуть, что коэффициент a[0] не включается в нормализацию, потому что не нужно дополнительно выполнять умножение на a[0] = 1.
Конечный результат накопления, вначале без составляющей a[0]*2*r[minc], преобразуется в строке X21 из представления в виде числа с плавающей запятой в представление в виде числа с фиксированной запятой посредством устройства сдвига влево, предназначенного для денормализации 32-разрядного результата в накопителе a0.
В строках X22 - X24 добавляется составляющая
a[0] *2*r[minc] при использовании дополнительного 32-разрядного регистра a1. Здесь следует отметить, что необходимо стереть младшую часть регистра a1, потому что вследствие его использования, вспомогательный регистр может все еще содержать предыдущие значения в других ячейках.
В строках X25 - X28 подготавливается противополоожный член деления для расчета текущего (к-го) коэффициента отражения rc. Давление требует положительных входных данных, имеющих размер слова, равный 16 двоичных разрядов, который получается в строке X25 посредством операции округления результата 32-разрядного слова в регистре a0.
Регистры на входе схемы делителя загружаются непосредственно для выполнения деления с целью расчета текущего (к-го) коэффициента отражения rc, показатель степени здесь не нужен. Необходимо здесь указать, что в соответствии с источником [1] выполняется деление на значения переменных альфа и num, выраженные числами с плавающей запятой, восстановленные из a0 строки X24. Это соответствует существенному увеличению необходимой скорости вычисления.
Результат деления в строке X31 выполняется с точностью 17 двоичных разрядов, где 17-й двоичный разряд необходим для операции округления. Это округление выполняется в строке X33 с целью вычисления текущего (к-го) коэффициента отражения и в строке X77 с целью вычисления текущего (к-го) коэффициента прогнозирования. В строке X32 результат деления, из которого 17 двоичных разрядов запоминаются с выравниванием вправо в 32-разрядном регистре a2, перед операцией округления соответствующим образом адаптируется к фиксированной десятичной запятой. После использования корректировочного знака в строке X34, окончательный текущий коэффициент отражения rc получается из старшей части 32-разрядного регистра a1 посредством считывания старшей 16-разрядной длины слова a1h.
В строках X37-X40 производится расчет теперь известным способом нового значения альфа, где все входные и выходные переменные величины представляются в 16-разрядном формате числе с фиксированной запятой. Здесь также следует специально упомянуть о том, что на этом этапе в соответствии с источником /1/ расчеты переменных альфа и a0h (a0h соответствует сумме в строке 09) производятся посредством представления с плавающей запятой, что соответствует значительному увеличению требуемой скорости вычисления.
В строках X45 - X74 осуществляется адаптирование ранее рассчитанных коэффициентов прогнозирования (перерасчет и адаптирование формата блока чисел с плавающей запятой). Это соответствует операциям строк 015-018. В этом отношении необходимо специально отметить, что в случае переполнения во время перерасчета коэффициентов прогнозирования a[ip] и, соответственно, a[minc-ip] , все коэффициенты (то есть коэффициенты уже перерассчитанные и еще перерассчитанные, таким образом ранее рассчитанные коэффициенты) a[1], a[2] .. . a[min-1] уменьшаются в 1/2 раза (что соответствует сдвигу вправо на 1 двоичный разряд в строках X54, X65, соответственно). Теперь, когда произведен перерасчет в строках X55, X56, X57 и X66-X71, соответственно, переполнение не будет происходить.
После завершения обработки старых коэффициентов (ранее рассчитанных), по rc производится расчет нового (к-го) коэффициента прогнозирования a[minc] (см. строку 020). В отношении формата с фиксированной запятой следует отметить, что новый (к-й) коэффициент также должен запоминаться в формате блока с плавающей запятой. Следовательно, ранее рассчитанный коэффициент отражения rc, который имеется в нормализованном формате с фиксированной запятой, запоминается в регистре a[minc] после сдвига вправо на EXPa двоичных разрядов. В случае приведенного здесь решения, первый коэффициент отражения, который все еще хранится в регистре a2 и имеет 17-разрядную разрешающую способность, сдвигается вправо на EXPa двоичных разрядов, а после этого округляется с точностью 16 двоичных разрядов. Это является принципиальным отличием от решения, опубликованного в источнике [1], в котором коэффициент отражения, уже округленный непосредственно после деления, сдвигается вправо на EXPa двоичных разрядов, а новый коэффициент прогнозирования получается путем ограничения до 16 двоичных разрядов. Это принципиальное отличие на данном этапе ведет к реализации операций над 16-разрядными числами с фиксированной запятой описанной здесь рекурсии Левинсона, которая обеспечивает лучшие результаты при значительном сокращении стоимости вычислений, по сравнению с решением, приведенным в источнике [1].
На фиг. 2 представлен адаптивный фильтр прогнозирования. Такие адаптивные фильтры включают в себя фильтр 2 в узком смысле и блок управления 1. Фильтр 2 формирует соответствующие уравнению (1) выходные значения y(n) и посылает их по линии a2. Входные значения s(n) подаются по линии b1 как на фильтр 2, так и на блок управления 1.
Блок управления 1 можно грубо разделить на два функциональных блока 1A, и 1B. Функциональный блок 1A расчитывает по сегменту входного сигнала коэффициенты корреляции, передает эти значения в функциональный блок 1B, который посредством преобразования выражения (2) определяет из них новые коэффициенты прогнозирования описанным выше способом. Затем блок управления 1 замещают по линии b1 весь набор коэффициентов, вычисленных блоком 1B для использовавшихся до сих пор коэффициентов прогнозирования. Описанный фильтр, включающий в себя функциональный блок 1B, может быть использован многократно в современных речевых кодерах-декодерах (кодеках).
На фиг. 3 показано речевое кодирующее устройство с прогнозированием, посредством которого кодированный речевой сигнал также декодируется с целью улучшения кодирования. Поэтому специальное описание декодирующего устройства опускается.
Подлежащий кодированию речевой сигнал подается в виде значений выборок на декодирующее устройство по линии 6a. Вычитающее устройство 6 вычитает из него соответствующие значения речевого сигнала, и в этом случае декодированного кодирующим устройством. Этот речевой сигнал подается на вычитающее устройство 6 по линии 4a. По линии 6a разность подается на блок 9, который осуществляет специальное взвешивание разностного сигнала (для обширного представления сравните, например, работу Дж.Х.Чена "Высококачественное кодирование речи со скоростью 16 кбит/с с задержкой в одном направлении менее 2 мс", 1990 г., S9.1 IEEE, стр. 453-456), после чего образуется и запоминается сумма квадратов ошибок для сегмента речевого сигнала. Для поступающего по линии 6a сегмента речевого сигнала испытываются 128 различных вариантов кодирования, и наконец вариант, приводящий к наименьшим ошибкам, посылается на приемное устройство в качестве кодированного сигнала.
Эти 128 вариантов являются следствием того, что показанная позицией 1 кодовая книга запоминает 128 так называемых векторов. Каждый вектор представляет собой последовательность значений выборок, содержащую модель сигнала, посредством которого может быть возбужден речевой тракт человека, например, при резонансе. Векторы последовательно считываются из кодовой книги 1 и масштабируются посредством управляемого пересчетного (масштабирующего) устройства 2 (это соответствует регулировке громкости при генерировании человеческой речи. Пересчетное устройство 2 управляется посредством блока 3. После этого масштабированные векторы подаются на прогнозатор 4, 5 и 8 с прогнозированием в обратном направлении. Прогнозатор моделирует работу голосового тракта человека. Он содержит фильтр 5, 8, как показано на фиг. 2. Кроме того, такие фильтры включены в блоки 3 и 9. По линии 1a передается, например, номер вектора, который приводит к наименьшим ошибкам в текущем сегменте речевого сигнала.
На фиг. 4 графически показано то, что описано выше для двух примеров. При преобразовании коэффициентов предсказания в форме блока чисел с плавающей запятой с мантиссами до 3 двоичных разрядов изобретение в среднем обеспечивает лучшие результаты, чем те, которые могут быть получены в соответствии с известным уровнем техники [1]. Все выходные данные представляют собой положительные двоичные числа с 4-разрядной разрешающей способностью. Для облегчения проверки двух нижних графиков, на верхнем графике показаны выходные данные в двоичном представлении (знаковый разряд опускается) во взаимосвязи с их представлением в дробных числах.
На среднем графике показана ошибка F, которая получается, если выходные данные вначале округляются, как описано в источнике [1], а затем расчитываются мантиссы с 3-разрядной разрешающей способностью. На нижнем графике показана ошибка F, которая получается, если вначале расчитываются мантиссы с 4-разрядной разрешающей способностью, а затем округляются до 3-двоичных разрядов. Масштаб ошибки одинаковый в обоих случаях и соответствует масштабу верхнего графика.

Claims (11)

1. Система передачи, содержащая по меньшей мере кодирующее устройство для кодирования сигнала, по меньшей мере передающее устройство для передачи кодированного сигнала к по меньшей мере передающее устройство для передачи кодированного сигнала к по меньшей мере приемному устройству, по меньшей мере декодирующее устройство для декодирования принятого кодированного сигнала и по меньшей мере адаптивный фильтр прогнозирования, предусмотренный по меньшей мере для кодирующего устройства, причем адаптивный фильтр прогнозирования содержит средство для вычисления коэффициента корреляции по сегментам значений выборок вспомогательного сигнала, и средство для определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции с использованием арифметических операций над N-разрядными числами с фиксированной запятой, отличающаяся тем, что содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов для представления в формате блока чисел с плавающей запятой: средство для вычисления к-го коэффициента отражения с минимальной разрезающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрежающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способностью, равной N двоичным разрядам, средство для повторного вычисления к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, определенного средством для определения к-го коэффициента отражения, средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой К-1 коэффициентов прогнозирования, если при повторном вычислении к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, так что N двоичных разрядов недостаточны для предоставления повторного вычисления коэффициента прогнозирования, средство для преобразования к-го коэффициента отражения, буферизованного средством для буферизации к-го коэффициента отражения, в число в формате с плавающей запятой, показатель степени которого представляет показатель степени формата блока чисел с плавающей запятой, полученного с использованием средства для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой, мантисса которого имеет разрешающую способность, равную по меньшей мере N + 1 двоичным разрядам, средство для округления до N двоичных разрядов мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного средством для преобразования к-го коэффициента отражения, и средство для запоминания к-го коэффициента отражения, полученного средством для округления до N двоичных разрядов, в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
2. Система передачи по п.1, отличающаяся тем, что содержит средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 уже повторно вычисленных и еще не вычисленных повторно коэффициентов прогнозирования и средство для продолжения повторного вычисления к-1 коэффициентов прогнозирования для коэффициента прогнозирования, при котором произошло переполнение.
3. Терминальный блок, содержащий по меньшей мере кодирующее устройство, по меньшей мере передающее устройство и по меньшей мере адаптивный фильтр прогнозирования, причем адаптивный фильтр прогнозирования содержит средство для вычисления коэффициентов корреляции по сегментам значений выборок сигнала и средства для определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции с использованием арифметических операций над N-рязрядными числами с фиксированной запятой, отличающийся тем, что содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов для представления в формате блока чисел с плавающей запятой, средство для вычисления к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способностью, равной N двоичным разрядам, средство для повторного вычисления к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, определенного средством для определения к-го коэффициента отражения, средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 коэффициентов прогнозирования, если при повторном вычислении к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, так что N двоичных разрядов недостаточны для представления повторно вычисленного коэффициента прогнозирования, средство для преобразования к-го коэффициента отражения, буферизированного средством для буферизации к-го коэффициента отражения, в число в формате с плавающей запятой, показатель степени которого представляет показатель степени формата блока чисел с плавающей запятой, полученного с использованием средства для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой, мантисса которого имеет разрешающую способность, равную по меньшей мере N + 1 двоичным разрядам, средство для округления до N двоичных разрядов разрядов мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного средством для преобразования к-го коэффициента отражения, и средство для запоминания к-го коэффициента отражения, полученного средством для округления до N двоичных разрядов, в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
4. Терминальный блок, содержащий по меньшей мере декодирующее устройство, по меньшей мере приемное устройство и по меньшей мере адаптивный фильтр прогнозирования, причем адаптивный фильтр прогнозирования содержит средство для вычисления коэффициентов корреляции по сегментам значений выборок сигнала и средство для определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции с использованием арифметических операций над N-разрядными числами с фиксированной запятой, отличающийся тем, что содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов для представления в формате блока чисел с плавающей запятой: средство для вычисления к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способностью, равной N двоичным разрядам, средство для повторного вычисления к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, определенного средством для определения к-го коэффициент отражения, средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 коэффициентов прогнозирования, если при повторном вычислении к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, так что N двоичных разрядов недостаточны для представления повторно вычисленного коэффициента прогнозирования, средство для преобразования к-го коэффициента отражения, буферизированного средством для буферизации к-го коэффициента отражения, в число в формате с плавающей запятой, показатель степени которого представляет показатель степени формата блока чисел с плавающей запятой, полученного с использованием средства для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой, мантисса которого имеет разрешающую способность, равную по меньшей мере N + 1 двоичным разрядам, средство для округления до N двоичных разрядов мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного средством для преобразования к-го коэффициента отражения, и средство для запоминания к-го коэффициента отражения, полученного средством для округления до N двоичных разрядов, в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
5. Терминальный блок по п.3 или 4, отличающийся тем, что содержит средство для адаптирования блока чисел в формате с плавающей запятой к-1 уже повторного вычисленных и еще не вычисленных повторно коэффициентов прогнозирования и средство для продолжения повторного вычисления к-1 коэффициентов прогнозирования для коэффициента прогнозирования, при котором произошло переполнение.
6. Кодирующее устройство для кодирования сигнала, содержащее по меньшей мере адаптивный фильтр прогнозирования, причем адаптивный фильтр прогнозирования содержит средство для вычисления коэффициента корреляции по сегментам значений выборок вспомогательного сигнала, и средство для определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции с использованием арифметических операций над N-разрядными числами с фиксированной запятой, отличающееся тем, что содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов для представления в формате блока чисел с плавающей запятой: средство для вычисления к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способностью, равной N двоичным разрядам, средство для повторного вычисления к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, определенного средством для определения к-го коэффициента отражения, средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 коэффициентов прогнозирования, если при повторном вычислении к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, так что N двоичных разрядов недостаточны для представления повторно вычисленного коэффициента прогнозирования, средство для преобразования к-го коэффициента отражения, буферизированного средством для буферизации к-го коэффициента отражения, в число в формате с плавающей запятой, показатель степени которого представляет показатель степени формата блока чисел с плавающей запятой, полученного с использованием средства для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой, мантисса которого имеет разрешающую способностью, равную по меньшей мере N + 1 двоичным разрядам, средство для округления до N двоичных разрядов мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного средством для преобразования к-го коэффициента отражения, и средство для запоминания к-го коэффициента отражения, полученного средством для округления до N двоичных разрядов, в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
7. Кодирующее устройство по п.6, отличающееся тем, что содержит средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 уже повторно вычисленных и еще не вычисленных повторно коэффициентов прогнозирования и средство для продолжения повторного вычисления к-1 коэффициентов прогнозирования для коэффициента прогнозирования, при котором произошло переполнение.
8. Декодирующее устройство для декодирования сигнала, содержащее по меньшей мере адаптивный фильтр прогнозирования, причем адаптивный фильтр прогнозирования содержит средство для вычисления коэффициента корреляции по сегментам значений выборок вспомогательного сигнала, и средство для определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции с использованием арифметических операций над N-разрядными числами с фиксированной запятой, отличающееся тем, что содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов для представления в формате блока чисел с плавающей запятой: средство для вычисления к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способность, равной N двоичным разрядам, средство для повторного вычисления к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, определенного средством для определения к-го коэффициента отражения, средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 коэффициентов прогнозирования, если при повторном вычислении к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, так что N двоичных разрядов недостаточны для представления повторно вычисленного коэффициента прогнозирования, средство для преобразования к-го коэффициента отражения, буферизированного средством для буферизации к-го коэффициента отражения, в число в формате с плавающей запятой, показатель степени которого представляет показатель степени формата блока чисел с плавающей запятой полученного с использованием средства для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой, мантисса которого имеет разрешающую способность, равную по меньшей мере N + 1 двоичным разрядам, средство для округления до N двоичных разрядов мантиссы мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного средством для преобразования к-го коэффициента отражения, и сре6дство для запоминания к-го коэффициента отражения, полученного средством для округления до N двоичных разрядов, в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
9. Декорирующее устройство по п.8, отличающееся тем, что содержит средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 уже повторно вычисленных и еще не вычисленных повторно коэффициентов прогнозирования и средство для продолжения повторного вычисления к-1 коэффициентов прогнозирования для коэффициента прогнозирования, при котором произошло переполнение.
10. Адаптивный фильтр прогнозирования, содержащий средство для вычисления коэффициента корреляции по сегментам значений выборок входного сигнала и средство для определения коэффициентов отражения и прогнозирования по коэффициентам корреляции с использованием арифметических операций над N-разрядными числами с фиксированной запятой, отличающийся тем, что содержит следующие средства, предназначенные для рекурсивного определения коэффициентов для представления в формате блока чисел с плавающей запятой: средство для вычисления к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для буферизации к-го коэффициента отражения с минимальной разрешающей способностью, равной N + 1 двоичным разрядам, средство для определения к-го коэффициента отражения с разрешающей способностью, равной N двоичным разрядам, средство для повторного вычисления к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования с использованием к-го коэффициента отражения, определенного средством для определения к-го коэффициента отражения, средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 коэффициентов прогнозирования, если при повторном вычислении к-1 ранее вычисленных коэффициентов прогнозирования происходит переполнение, так что N двоичных разрядов недостаточны для представления повторно вычисленного коэффициента прогнозирования, средство для преобразования к-го коэффициента отражения, буферизированного средством для буферизации к-го коэффициента отражения, в число в формате с плавающей запятой, показатель степени которого представляет показатель степени формата блока чисел с плавающей запятой, полученного с использованием средства для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой, мантисса которого имеет разрешающую способность, равную по меньшей мере N + 1 двоичным разрядам, средство для округления до N двоичных разрядов мантиссы к-го коэффициента отражения, полученного средством для преобразования к-го коэффициента отражения, и средство для запоминания к-го коэффициента отражения, полученного средством для округления до N двоичных разрядов, в качестве к-го коэффициента прогнозирования.
11. Адаптивный фильтр по п.10, отличающийся тем, что содержит средство для адаптирования формата блока чисел с плавающей запятой к-1 уже повторно вычисленных и еще не вычисленных повторно коэффициентов прогнозирования и средство для продолжения повторного вычисления к-1 коэффициентов прогнозирования для коэффициента прогнозирования, при котором произошло переполнение.
RU95105532A 1993-05-05 1994-05-02 Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр RU2138030C1 (ru)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DEP4314921.9 1993-05-05
DE4314921 1993-05-05
PCT/IB1994/000087 WO1994025961A1 (en) 1993-05-05 1994-05-02 Transmission system comprising at least a coder

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU95105532A RU95105532A (ru) 1997-12-20
RU2138030C1 true RU2138030C1 (ru) 1999-09-20

Family

ID=6487280

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU95105532A RU2138030C1 (ru) 1993-05-05 1994-05-02 Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр
RU95105531A RU2123728C1 (ru) 1993-05-05 1994-05-02 Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU95105531A RU2123728C1 (ru) 1993-05-05 1994-05-02 Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр

Country Status (13)

Country Link
US (2) US5657350A (ru)
EP (2) EP0649557B1 (ru)
JP (2) JP3509862B2 (ru)
KR (2) KR100346963B1 (ru)
CN (3) CN1113332C (ru)
CA (2) CA2137926C (ru)
DE (2) DE69420221T2 (ru)
ES (2) ES2138077T3 (ru)
HK (2) HK1012750A1 (ru)
RU (2) RU2138030C1 (ru)
SG (1) SG55188A1 (ru)
UA (2) UA41893C2 (ru)
WO (2) WO1994025961A1 (ru)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3522012B2 (ja) * 1995-08-23 2004-04-26 沖電気工業株式会社 コード励振線形予測符号化装置
US6088445A (en) * 1997-08-01 2000-07-11 Crystal Semiconductor Corp. Adaptive filter system having mixed fixed point or floating point and block scale floating point operators
US5905659A (en) * 1997-10-07 1999-05-18 Rose; Ralph E. Training a recursive filter by use of derivative function
US5974434A (en) * 1997-10-07 1999-10-26 Ralph E. Rose Method and apparatus for automatically tuning the parameters of a feedback control system
US6012025A (en) * 1998-01-28 2000-01-04 Nokia Mobile Phones Limited Audio coding method and apparatus using backward adaptive prediction
US6014093A (en) * 1998-02-27 2000-01-11 Hayes; Adam T. Pulse coding system
DE19824104B4 (de) * 1998-04-27 2009-12-24 Abb Research Ltd. Nichtlinearer Widerstand mit Varistorverhalten
DE19845888A1 (de) * 1998-10-06 2000-05-11 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur Codierung oder Decodierung von Sprachsignalabtastwerten sowie Coder bzw. Decoder
KR100743534B1 (ko) * 2000-01-07 2007-07-27 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 디지털 정보를 전송하는 전송장치 및 전송방법
JP3748261B2 (ja) * 2003-06-17 2006-02-22 沖電気工業株式会社 Ａｄｐｃｍ方式復号器
JP4049793B2 (ja) * 2003-09-02 2008-02-20 日本電信電話株式会社 浮動小数点信号可逆符号化方法、復号化方法、及びそれらの装置、プログラム及びその記録媒体
DE102004007185B3 (de) * 2004-02-13 2005-06-30 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Prädiktives Codierungsschema
US7272567B2 (en) * 2004-03-25 2007-09-18 Zoran Fejzo Scalable lossless audio codec and authoring tool
US7961890B2 (en) 2005-04-15 2011-06-14 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung, E.V. Multi-channel hierarchical audio coding with compact side information
US7734466B2 (en) * 2005-06-20 2010-06-08 Motorola, Inc. Reduced complexity recursive least square lattice structure adaptive filter by means of limited recursion of the backward and forward error prediction squares
DE102005039621A1 (de) * 2005-08-19 2007-03-01 Micronas Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur adaptiven Reduktion von Rausch- und Hintergrundsignalen in einem sprachverarbeitenden System
US8195462B2 (en) * 2006-02-16 2012-06-05 At&T Intellectual Property Ii, L.P. System and method for providing large vocabulary speech processing based on fixed-point arithmetic
ATE532350T1 (de) * 2006-03-24 2011-11-15 Dolby Sweden Ab Erzeugung räumlicher heruntermischungen aus parametrischen darstellungen mehrkanaliger signale
US9048784B2 (en) * 2007-04-03 2015-06-02 General Motors Llc Method for data communication via a voice channel of a wireless communication network using continuous signal modulation
JPWO2009050896A1 (ja) 2007-10-16 2011-02-24 パナソニック株式会社 ストリーム合成装置、復号装置、方法
US8704186B2 (en) * 2009-11-17 2014-04-22 Lawrence Livermore National Security, Llc Active noise canceling system for mechanically cooled germanium radiation detectors
WO2011097199A2 (en) * 2010-02-04 2011-08-11 Sony Corporation Recursive adaptive interpolation filters (raif)
KR101956284B1 (ko) * 2011-06-30 2019-03-08 엘지전자 주식회사 보간 방법 및 이를 이용한 예측 방법
BR112016022466B1 (pt) * 2014-04-17 2020-12-08 Voiceage Evs Llc método para codificar um sinal sonoro, método para decodificar um sinal sonoro, dispositivo para codificar um sinal sonoro e dispositivo para decodificar um sinal sonoro
EP3040852A1 (en) * 2014-12-31 2016-07-06 Nxp B.V. Scaling for block floating-point data
US20200210839A1 (en) * 2018-12-31 2020-07-02 Microsoft Technology Licensing, Llc Neural network activation compression with outlier block floating-point

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3619586A (en) * 1968-11-25 1971-11-09 Research Corp Universal digital filter for linear discrete systems
US3842250A (en) * 1973-08-29 1974-10-15 Sperry Rand Corp Circuit for implementing rounding in add/subtract logic networks
US4509150A (en) * 1980-12-31 1985-04-02 Mobil Oil Corporation Linear prediction coding for compressing of seismic data
FR2515901A1 (fr) * 1981-11-04 1983-05-06 Trt Telecom Radio Electr Systeme de transmission mic-differentiel avec prediction adaptative
NL8304214A (nl) * 1983-12-07 1985-07-01 Philips Nv Werkwijze voor het korrigeren van foute waarden van monsters van een equidistant bemonsterd signaal en inrichting voor het uitvoeren van de werkwijze.
US4831636A (en) * 1985-06-28 1989-05-16 Fujitsu Limited Coding transmission equipment for carrying out coding with adaptive quantization
US4872132A (en) * 1987-03-13 1989-10-03 Zoran Corporation Method and means for block floating point arithmetic
US5142656A (en) * 1989-01-27 1992-08-25 Dolby Laboratories Licensing Corporation Low bit rate transform coder, decoder, and encoder/decoder for high-quality audio
US5218621A (en) * 1991-04-04 1993-06-08 Motorola, Inc. Adaptive digital equalization filter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Проект спецификации G 728 с фиксированной запятой, документ AN.93-Д.3, Исследовательская группа XV МККТТ /Международный консультативный комитет по телеграфии и телефонии/, Лондон, 29-30 марта 1993 г. *

Also Published As

Publication number Publication date
CN1516496A (zh) 2004-07-28
HK1019284A1 (en) 2000-01-28
DE69420220T2 (de) 2000-07-06
WO1994025961A1 (en) 1994-11-10
UA41892C2 (ru) 2001-10-15
EP0649557B1 (en) 1999-08-25
UA41893C2 (ru) 2001-10-15
CN1113332C (zh) 2003-07-02
KR100332850B1 (ko) 2002-10-18
CN1109263A (zh) 1995-09-27
WO1994025960A1 (en) 1994-11-10
HK1012750A1 (en) 1999-08-06
CA2137925C (en) 2005-06-28
SG55188A1 (en) 2000-03-21
CN1251176C (zh) 2006-04-12
US5751902A (en) 1998-05-12
CA2137926A1 (en) 1994-11-10
JPH08501892A (ja) 1996-02-27
ES2138076T3 (es) 2000-01-01
EP0649557A1 (en) 1995-04-26
CN1109264A (zh) 1995-09-27
DE69420221D1 (de) 1999-09-30
KR950702731A (ko) 1995-07-29
DE69420220D1 (de) 1999-09-30
CN1131508C (zh) 2003-12-17
RU2123728C1 (ru) 1998-12-20
DE69420221T2 (de) 2000-07-06
JP3509862B2 (ja) 2004-03-22
CA2137925A1 (en) 1994-11-10
JP3509861B2 (ja) 2004-03-22
EP0649558A1 (en) 1995-04-26
KR100346963B1 (ko) 2002-11-13
JPH08501891A (ja) 1996-02-27
ES2138077T3 (es) 2000-01-01
EP0649558B1 (en) 1999-08-25
CA2137926C (en) 2005-06-28
KR950702730A (ko) 1995-07-29
US5657350A (en) 1997-08-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2138030C1 (ru) Система передачи, терминальный блок, кодирующее устройство, декодирующее устройство и адаптивный фильтр
RU2183034C2 (ru) Вокодерная интегральная схема прикладной ориентации
EP0497479B1 (en) Method of and apparatus for generating auxiliary information for expediting sparse codebook search
AU683127B2 (en) Linear prediction coefficient generation during frame erasure or packet loss
EP0673018B1 (en) Linear prediction coefficient generation during frame erasure or packet loss
US5339384A (en) Code-excited linear predictive coding with low delay for speech or audio signals
EP0673017B1 (en) Excitation signal synthesis during frame erasure or packet loss
JPH01233500A (ja) 複数レート音声エンコーデイング方法
JP3254687B2 (ja) 音声符号化方式
US4890327A (en) Multi-rate digital voice coder apparatus
EP0673015B1 (en) Computational complexity reduction during frame erasure or packet loss
KR102017892B1 (ko) 향상된 계층적 코딩
US5313554A (en) Backward gain adaptation method in code excited linear prediction coders
US5924063A (en) Celp-type speech encoder having an improved long-term predictor
JP3283152B2 (ja) 音声パラメータ量子化装置およびベクトル量子化装置
KR100482392B1 (ko) 복잡성이감소된신호전송시스템,수신기,송신기,디코더,인코더및전송방법
JPH05289698A (ja) 音声符号化法
JP2775533B2 (ja) 音声の長期予測装置
KR20000013870A (ko) 음성 부호화기에서 피치 예측을 이용한 오류 프레임 처리 방법및 그를 이용한 음성 부호화 방법
JPH05341800A (ja) 音声符号化装置

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20130503