JPH01233500A - 複数レート音声エンコーデイング方法 - Google Patents

複数レート音声エンコーデイング方法

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JPH01233500A
JPH01233500A JP63316617A JP31661788A JPH01233500A JP H01233500 A JPH01233500 A JP H01233500A JP 63316617 A JP63316617 A JP 63316617A JP 31661788 A JP31661788 A JP 31661788A JP H01233500 A JPH01233500 A JP H01233500A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は音声コード化技術、より詳細に言えば、複数レ
ー）　（ｍｕｌｔｉ−ｒａｔｅ　）の音声コード化の方
法に関する。
Ｂ、従来の技術 ディジタル・ネットワークは、音声信号をデジタル的に
エンコードするのが望ましい場合に、伝送したり記憶し
たりするのに使用される。その目的のために、取り扱わ
れる各音声信号は、最初にサンプルされ、そして各サン
プル・パルスはデジタル的にバイナリ・ビットにエンコ
ードされる。
理論的に言えば、各サンプル・パルスをコード化するの
に用いられるビット数を増加すればするほど、少なくと
もコード化は向上する、即ちエンド・ユーザに与えられ
る前にデコードされたとき、音声に最も近い信号が得ら
れる。然しながら、経済的な観点からみて効果的なネッ
トワークにするために、ネットワークのトラヒックの数
、換言すればユーザの数は、ネットワークの混乱を生ず
ると、どのない範囲で、最大限に増加する必要がある。
このために、トラヒックがネットワーク内で増加した時
に、ユーザの使用を拒絶しないで、コーディング歪み（
ノイズ）を受忍可能な範囲まで拡げることにより、音声
のコード化のビット・レートを低める方法が用いられて
いるけれども、これが、何故上述の方法を使うかの１つ
の理由である。トラヒックの状態が許す限りにおいて、
音声のコード化の質を上げ、トラヒックの密度が高い状
態の下では、予め決められた許容レベルまで上記の質を
下げることは妥当性があると考えられる。一方のコード
化の質（１ビツト・レート）から他方の質へ切換えるこ
のスイッチングは、ネットワーク内のすべてのノードで
出来るだけ簡単に、且つ迅速に行われるべきである。こ
の目的を達成するために、複数レートのコード化装置に
組込みビット・ストリームを持つフレームを与えること
によって、予め決められた一方のビット・レートからよ
り低い所定のビット・レートへの切換えが、フレームの
所定の部分を降下するだけで行えるようにすることが必
要である。
Ｃ０発明が解決しようとする問題点 従って、本発明の目的はコード信号励起エンコーディン
グ（Ｃｏｄｅ−Ｅｘｃｉｔｅｄ　ｅｎｃｏｄｉｎｇ　）
技術を用いて、音声信号を複数レートでコード化する手
法を提供することにある。
Ｄ０問題点を解決するための手段 本発明は、コード励起長期間予測コード化信号発生装置
（Ｃｏｄｅ−Ｅｘｃｉｔｅｄ　Ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ　Ｐ
ｒｅｄｉｃｔｉｏｎＣｏｄｅｒ）　（ＣＥ／ＬＴ　Ｐ装
置という）を含む複数レートの音声コード化の方法及び
その装置に関する。
音声信号は、短期間残差信号を誘出するために短期間フ
ィルタで濾過される。この短期間残差信号は、第１のＣ
Ｅ／ＬＴＰ装置に与えられてコード化される。そして、
このコード化信号をデコードし、とのデコード結果から
、第１のＣＥ／ＬＴＰ装置への入力信号を差し引いてエ
ラー信号を生成する。上記のエラー信号は、転じて第２
のＣＥ／ＬＴＰ装置に印加されて、コード化信号を誘導
する。複数レート・フレームは、上記の第１のＣＥ／Ｌ
ＴＰ装置からのコード化信号と、上記の第２のＧＥ／Ｌ
ＴＰ装置からのコード化信号の両方を含んでいる。
より詳細にいえば、本発明は、音声信号に基づいて発生
される短期間残差信号を誘出するために、オリジナルの
音声信号を短期間フィルタ作用によって処理した後、第
１のＣＥ／ＬＴＰ装置に印加することを含んでおり、こ
の第１のＧＥ／ＬＴＰ装置の動作は、上記第１の長期間
残信号を誘出するために、上記の短期間残差信号から、
第１の予測残差信号を差し引くことと、上記第１の長期
間残差信号を利得ｇ１及びアドレスに１にコード化する
ことと、第１の長期間残差信号から第１のエラー信号を
誘出するために、第１の長期間残差信号から、第１の再
構成された残差信号（コード化された後の信号）を差し
引くことと、上記の第１のエラー信号を、第２のＣＥ／
ＬＴＰ装置に供給して、利得ｇ２及びアドレスに２にコ
ード化することと、同じ複数レート・コード化フレーム
に（ｇｌ、ｋｌ）及び（ｇ２、ｋ２）を綜合させること
とを含み、これにより、より低いコード化フレームへの
切換えを（ｇ２、ｋ２）の廃棄によって達成する。すな
わち（ｇｌ、ｋｌ）のみ伝送することにより達成する。
上述した本発明の原理に従って、第３の、第４の００６
等々のＣＥ／ＬＴＰ装置を設けることによって、明らか
に、より高いレートへ拡大することができる。
Ｅ、実施例 第１図を参照すると２レート（ｂｉ−ｒａｔｅ　）コー
ド化装置の実施例の単純化されたブロック図が示されて
おり、既に説明したように、この装置によって、ビット
・レートは、より高いレート数に拡大される。
第１図の装置において、電話用の帯域幅（３００ヘルツ
乃至３３００ヘルツ）に制限された音声信号が、８キロ
・ヘルツでサンプルされ、そして、月並なデジタル・ア
ナログ・コンバータ（図示せず）において、毎サンプル
・パルス当り１２ビツトでデジタル的にエンコードされ
たＰＣＭによって、サンプル・パルス列の信号、５（ｎ
）が入力として与えられている。これらのサンプル信号
は最初の装置１０において先ずプリエンファシスされ、
次に、部分的自己相関で誘導される係数ａ。
（ＰＡＲＣＯＲ誘導）を発生するために演算装置１２で
処理される。上記の係数ａ、は、信号５（ｎ）を濾過す
る短期間予測フィルタ（ＳＴＰ）１３を同調するのに用
いられ、そして、その装置１３は短期間残差信号ｒ（ｎ
）を与える。上記の短期間残差信号は第１のＣＥ／ＬＴ
Ｐ装置Ａに与えられてコード化される。ＣＢ／ＬＴＰ装
置Ａに与えられたこの入力信号は、上記の短期間残差信
号ｒ（ｎ）から、第１の長期間残差信号ｅ（ｎ）を誘出
するために、予め決められた遅延値Ｍ（音声ピッチ期間
の倍数に等しい値）によって遅延され、且つ利得係数す
、ｒｌ（ｎ−Ｍ）を乗算することによって合成された（
再構成された）残差信号に対応する第１の予測残差信号
を、短期間残差信号ｒ（ｎ）から差し引くことによって
、第１の長期間残差信号ｅ（ｎ）を誘出するよう処理さ
れる。
このブロック・コーディング技術が、本発明の目的のた
めに、１６０サンプル長さのｒ（ｎ）のブロックにわた
って使用されることは、注意を払う必要がある。パラメ
ータｂ及びＭは８０個のサンプル・パルス毎に評価され
る。長期間残差信号ｅ（ｎ）の流れは、Ｌ個の順序付け
られたサンプル・パルスのブロックに再分割され、そし
て次に、上記の各ブロックは、コード励起コード化第１
装置（ＣＢＬＰＩ　）１５により処理されて、Ｌ個のサ
ンプル・パルスのに個のシーケンス（列）によって標準
化されたコードワードとして利用可能にされる。次の時
点において、第１の長期間残差信号ｅ　（ｎ　）ｔコー
ド化することは、不変分散エラー基準の観点から、ｅ（
ｎ）信号の列に最も良く適合したコードワードを選択す
ること、そしてコードワードの参照数字（ｒｅｆｅｒｅ
ｎｃｅ　ｎｕｍｂｅｒ　）　ｋ　ｌで信号ｅ（ｎ）を置
き換えることを含んでいる。事前に記憶されたコードワ
ードが標準化されているものとして、次に、第１の利得
係数ｇ１が決められ、テストされるのがよい。
コードワードの参照数字に１が決められた後、第１のデ
コード装置（ＤＥＣＯＤＥＩ　）１６において発生され
、再構成された第１の残差信号ｅｌ（ｎ）＝ｇ１．ＣＢ
（ｋｌ）は上記の長期間予測装置１４に供給される。
また、この再構成された残差信号は、減算装置１７にお
いて、信号ｅ（ｎ）から差し引かれ、その出力としてエ
ラー信号ｒ’（ｎ）を与える。
次に、エラー信号ｒ’（ｎ）は、既に述べたＣＢ／ＬＴ
Ｐ装置Ａと同様な第２のＣＥ／ＬＴＰ装置Ｂに印加され
る。この第２のＣＥ／ＬＴＰ装置は、エラー信号ｒ’（
ｎ）が印加される減算器１８を含み、コード励起コード
化第２装置（ＣＥＬＰ２）１９をアドレスするエラー残
差信号ｅ′（ｎ）を発生する。この装置１９は、信号ｅ
′（ｎ）を第２の利得係数ｇ２とコードワードのアドレ
スに２とにコード化する。また、上記のコード化装置１
９は、コードワードＣＢ（ｋ２）及び利得ｇ２を第２の
デコード装置（ＤＥＧＯＤＢ２’）２０に印加するよう
に動作し、このデコード装置２０は下記の数式で表わさ
れるデコーされたエラー信号を与える。
ｅ２（ｎ）＝ｇ２．ＣＢ（ｋ２） また、上記の信号ｅ２（ｎ）は第１のＬＴＰＩと同じ第
２の長期間予測装置（ＬＴＰ２）に印加され、その出力
は減算装置１８においてｒ’（ｎ）から差し引かれる。
最後に、ａｌ、ｂ、Ｍ、（ｇｌ、ｋｌ）及び（ｇｌ ２、ｋ２）のデータを複数レート（２レート）フレーム
に多重化することによって、全レードの７レームが発生
される。
既に述べたように、この処理はＣＢ／ＬＴＰ装置Ａまた
はＧＥ／ＬＴＰ装置Ｂのよ装置付加的なコード励起長期
間予測コーダを直列に挿入することによって容易に拡張
することができる。
第２図に示した流れ図は、プリエンファシスと、ＰＡＲ
ＣＯＦＬ関連の計算の両方に含まれる動作の詳細を説明
するための図である。１６０個の信号サンプル・パルス
５（ｎ）の各ブロックは先ず、信号自己相関関数の２つ
の第１値を誘導するために処理される。
プリエンファシス係数Ｒは、 Ｒ＝Ｒ１／Ｒ２ で計算され、そして１６０個のサンプル・パルス５（ｎ
）のオリジナルの組はプリエンファシスされた組５ｐ（
ｎ）に変換される。５ｐ（ｎ）は次式で与えられる。
ｓｐ　（ｎ　）＝ｓ　（ｎ　）−Ｒ，ｓ　（ｎ−１）プ
リエンファシスされたａ、パラメータは、いゎゆるＰＡ
ＲＣＯＲ係数に、がら、逓昇プロシージャによって誘導
され、これは転じて月並なレロー・グーゲン（Ｌｅｒｏ
ｕｘ−Ｇｕｅｇｅｎ　）法を用いてプリエンファシスさ
れた信号５ｐ（ｎ）から誘導される。８個のａｌ、また
はＰＡＲＣＯＲ係数に、はＵ　ｎ　／　Ｙａｎｇアルプ
リズムを用いて２８ビツトでコード化される。これらの
方法及びアルゴリズムについては、以下の刊行物を参照
されたい。
−Ｊ、Ｌｅｒｏｕｘ　ａｎｄ　Ｃ，Ｇｕｅｇｅｎ　：　
ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｏｎ　ＡＳＳＰ　ｐ
ｐ、２５７〜２５９．　Ｊｕｎｅ　１９７７の「部分相
関係数の固定少数点計算Ｊ　（Ａ　ｆｉｘｅｄ　ｐｏｉ
ｎｔｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｐａｒｔｉａｌ　
ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎｃｏｅｆｆ　１ｃｉｅｎｔｓ　）
と題する刊行物。
−Ｃ，に、　ＵＮ　ａｎｄ　Ｓ、ＣＹａｎｇ：Ｐｒｏｃ
ｅｅｄｉｎｇｓ。
Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　
ｏｎ　ＱＳＳＰ　Ｈａｒｔｆｏｒｄ。
Ｍａｙ　１９７７のｒＬＰＣリフレクション係数の小片
的な線形量子化Ｊ　（Ｐｉｅｃｅｗｉｓｅ　１ｉｎｅａ
ｒ　ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎｏｆ　ＬＰＣｒｅｆｌｅ
ｘｉｏｎ　ｃｏｅｆｆｉｃｅｎｔｓ）と題する刊行物。
−Ｌ＋Ｄ、Ｍａｒｋｅｌ　ａｎｄ　Ａ、Ｈ，Ｇｒａｙ　
：　ＳｐｒｉｎｇｅｒＶｅｒｌａｇ　１９７６、５ｔｅ
ｐ−ｕｐ　ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ　ｐｐ、　９４〜９５の
「スピーチのリニヤ予測Ｊ　（Ｌｉｎｅｒ　ｐｒｅｄｉ
ｃｔｆｏｎ　ｏｆｓｐｅｅｃｈ）と題する刊行物。
一米国特許第４２１６３５４号（欧州特許２９９８）。
短期間フィルター８は次式で与えられる短期間残差サン
プル・パルス信号ｒ（ｎ）を発生する。
長期間係数のｂ値及びＭ値を計算するためには、幾つか
の方法がある０例えば、１つの方法は、１９８２年４月
のＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　ｏｎ　Ｃｏｍａ＋ｕｎｉｃ
ａｔｉｏｎ。
Ｖｏｌ、　Ｃ０Ｎ−３０の「低ビット・レートにおける
スピーチの予測的コード化Ｊ　（Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ
　Ｃｏｄｉｎｇ　ｏｆＳｐｅｅｃｈ　ａｔ　ｌｏｗ　Ｂ
ｉｔ　Ｒａｔｅ）と題する文献、及び１９７０年のＢｅ
１ｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　Ｊｏｕｒｎ
ａｌ、　Ｖｏｌ、４９の「スピーチ信号の適合予測コー
ド化Ｊ　（Ａｄａｐｔｉｖｅｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ　ｃ
ｏｄｉｎｇｏｆ　５ｐｅｅｃｈ　ｓｉｇｎａｌｓ）と題
する文献を参照されたい。
一般的にいえば、Ｍはピッチ値、またはその高調波であ
り、それを計算する方法は当業者には公知である。
また、非常に異なった方法が欧州特許出願ＦＲ９８７０
０４に記載されている。
上記の特許出願に従って、 ｌ？０ 上式において、値、ｂ及びＭは、８０個のサンプル・パ
ルスと、それらよりも先行する前の８０個のサンプル・
パルスとを使用して、１８０個のサンプル・パルスの各
ブロックにわたって２度決定される。
Ｍの値、即ちピッチに関連する値Ｍは２つの処理ステッ
プに基づいて計算される。その第１のステップは、粗調
整ピッチに関連したＭ値のおおざっばな決定を行い、そ
れに続く第２のステップ（微調整ステップ）は、限られ
た数の値について自己相関方法を使用してＭ値を調節す
る。
１、第１のステップ おおざっばな決定は可変量値及びゼロ交差検出を含む非
直線性技術を用いることに基礎を置いており、より詳細
に言えば以下のステップを含んでいる。
−　ゼロ、または予め決められた値Ｌ１または前の微調
整値ＭにＬ値を強制することによって可変Ｍｌを初期化
すること。
−現在のサブ・ブロックの８０個のサンプル・パルスと
、８０個の先行する前のサンプル・パルスを含む１６０
個のサンプル・パルスのブロックのベクトルをロードす
ること。
−１６０個のサンプル・パルス中の正のピーク値（Ｖｍ
ａｘ）と、負のピーク値（Ｖｍｌｎ）とを検出すること
。
−以下の閾値を計算すること。
正の閾値Ｔｈ”＝ａ、Ｖｍａｘ 負の閾値Ｔｈ　　＝ａ、Ｖｍｌｎ αは経験的に選択された値（例えばα＝０．５）−以下
の条件に従った現在のサブ・ブロックを表わす新しいベ
クトルＸ（ｎ）を設定すること。
若し、ｒ（ｎ）≧Ｔｈ＋ならば、Ｘ（ｎ）＝１若し、ｒ
（ｎ）≦Ｔｈ−ならば、Ｘ（ｎ）＝１その他の場合、Ｘ
（ｎ）＝０ −１．０または１の値のみを含むこの新しいベクトルは
「清浄ベクトル（ｃｌｅａｎｅｄ　ｖｅｃｔｏｒ　）　
Ｊと呼ばれる。
−清浄ベクトルの２つの値の間の有効ゼロ交差（５ｉ８
ｎｉｆｉｃａｎｔ　ｚｅｒｏ　ｃｒｏｓｓｉｎｇ　）　
（即ち符号が変化すること）を検出すること、換言すれ
ば、相互に近接したゼロ交差を検出すること。
一連続して検出されたゼロ交差の間のｒ（ｎ）サンプル
区間の数を表わすＭ′の値を計算すること。
−ΔＭ＝１Ｍ’−Ｍ＋を計算し、そしてΔＭが所定の値
Ｄ（例えばＤ＝５）よりも大きい任意のＭ′を捨て去っ
た後、前のおおざっばな値ＭとＭ′とを比較すること。
−捨て去らなかったＭ′の平均値を求めるため、Ｍの粗
調整値を計算すること。
２、第２のステップ 微調整値Ｍの決定は、ピッチ付けされたパルスの近くに
位置したサンプル・パルスの囲りで取り上げたサンプル
・パルスのみについて演算が施される自己相関方法を用
いることに基礎を置いている。
第２のステップは以下のステップを含んでいる。
−丁度いま計算されたおおまかなＭ値（粗調整値）（但
しゼロではないものとする）に等しいＭ値か、または、
前に測られた微調整値Ｍに等しいＭ値を取って初期化す
ること。
−清浄ベクトル、即ち粗ピツチに関する所定数のサンプ
ル・パルスを自己相関ゾーンにロードすること。
−以下の式から誘導された一組のＲ（ｋ’）値を計算す
ること。
上式において、ｋ′は、選択された自己相関ゾーンの下
限Ｍｍｌｎから上限Ｍｍａｘまでに変化する清浄ベクト
ルのサンプル・パルス・インデックスであり、自己相関
ゾーンの範囲は例えば、Ｍｍｌ　ｎ＝Ｌで、Ｍｍａｘ＝
１２０であるとする。
ｂ及びＭが計算されると、それらの値は、以下に説明さ
れる変換長期間予測装置１４を同調するのに使用される
。この装置１４の出力、即ち信号ｒ（ｎ）に対して減算
演算れ予測された第１の長期間残差信号は、第１の長期
間残差信号ｅ（ｎ）を与える。この信号ｅ（ｎ）は転じ
て、係数ｋｌ及び利得係数ｇ１にコード化される。係数
に１は装置（ＣＢＬＰＩ　）１５にあるテーブル中に事
前に記憶されているコードワードＣＢ（ｋｌ）のアドレ
スを表わしている。コードワード及び利得係数の選択は
、平均二乗誤差を選択基準の基礎としている。換言すれ
ば、それらは、以下の式で与えられる最小値Ｅを与える
にテーブル・アドレスを見ることによって与えられる。
Ｅ＝［ｅ（ｎ）０ｇ１．ＣＢ（ｋ、ｎ）］Ｔ。
［ｅ（ｎ）　−ｇｌ、ＣＢ（ｋ、ｎ）］　　　　　（１
）上式において、Ｔは平均数学的移項演算（ｍｅａｎｓ
ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ　ｔｒａｎｓｐｏｓｉｔｉｏ
ｎ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　）を表わす。
ＣＢ（ｋ、ｎ）は第１図のコード化装置１５内のアドレ
スｋに位置するコードワードを表わす。
換言すれば、Ｌを各コードワードＣＢのサンプル・パル
ス数とした場合、ＥはＬの２つのコンポーネント・ベク
トルのスカラー量である。
Ｅを最小化する最適スケール係数Ｇ（ｋ）［（１）式中
のｇｌ］は次式をセットすることによって決定される。
Ｇ 及び ＩＣＢ（ｋ、　ｎ）ｌＺ 等式、Ｇ（ｋ）の分母は、事前に記憶されたテーブル中
のコードワードを事前に標準化することによって回避す
ることができる標準化のファクタである。
上式（１）は次式のように簡単化することができる。
そして、最適コードワードは等式（２）の最後の項を最
大にするｋの値を見出すことによって得られる。
ＣＢ２　（ｋ　）はＩＣＢ（ｋ、ｎ）１２を表わし、そ
して、 ５ｐ（ｋ）はスカラー量ｅＴ（ｎ　）、ＣＢ　（ｋ。
ｎ）であるとすると、 先ず、次式を最大にするｋの値を見出すことが必要とな
り、 ［５Ｐ（ｋ）］” ＣＢ２（ｋ） そして、次に、以下の式からＧ（ｋ）の値を決定する。
即ち、 ＣＢ２（ｋ） 上式は以下のような異なった数式で表わすことができる
。
ｎ＝１．２１．、、、Ｌを持つ（ｅｎ）は、ニジコード
されるべきｅ（ｎ）個のサンプル・パルスのシーケンス
を表わすものとする。そして、ｎ＝１．２１．、、、Ｌ
及びに＝１．２１１６０、Ｋを持つ（Ｙ　　ｋ）は夫々
Ｌ個のサンプル・パルスのに個のコードワードを含むテ
ーブルを表わすものとする。但しに＝２°ピッ１とする
。
ＣＥＬＰにおいてエンコードする処理動作は以下の結果
をもたらす。
−以下の相関環を計算すること。
７１、＝／ 上式において、ｋ＝１１．、、、Ｋとする。
−以下の条件を最適化するためのｋの値を選択すること
。
Ｅｋｏｐｔ＝Ｍａｘ（Ｅｋ） 但しに＝１１．、、、にとする。
−ｅ（ｎ）シーケンスをＣビットのブロック＝ｌｏｇ２
にビット十〇（ｋ）コーディング・ビットに変換するこ
と。
上述の動作を遂行するアルゴリズムは第３図に示されて
いる。
第１の２つのインデックス・カウンター及びｊは１＝１
及びｊ＝１にセットされる。コードワードＣＢ（１，ｎ
）はテーブルから読取られる。
第１のスカラー量は次式から計算される。
し この値は二乗されて５Ｐ（２）の値とされ、対応するコ
ードワード［即ちＣＢ（１）］の二乗値で割り算される
。次に、ｌは１つづつ増加され、そして、Ｋをコード・
ブック中のコードワード数とした場合、Ｉ＝Ｋになるま
で、上記の動作が反復される。１＝１１．、、、にとし
た場合、以下のシーケンス ５Ｐ２（１） ＣＢ２（１） の範囲内で、以下の最大値 ５Ｐ２（Ｋ） ＣＢ２　（Ｋ　） を与える最適値のコードワードＣＢ（ｋ）が選択される
。この動作はテーブルの参照数字ｋｔ−検出して可能と
なる。
ｋが選択されると、利得係数は以下の式を用いて計算さ
れる。
シーケンスｅ（ｎ）内のサンプル・パルスの数がＬの倍
数に選択された場合、上記のシーケンスｅ（ｎ）は、夫
々のウィンドーがＬ個のサンプル・パルスの長さを持つ
ものとして、ＪＬ個のウィンドーに２次分割され、次に
ｊ＝ＪＬになるまで、ｊが１つづつ増加される。
各コードワードのエネルギを単位値にセットするために
、コード・ブックを標準化することによって、計算を簡
単化し、コード化装置の複雑性の単純化を計ることがで
きる。換言すれば、１＝１１．、、、Ｋとして、Ｌのコ
ンポーネント・ベクトルの振幅が、次式で１に標準化さ
れる。
ＣＢ２（１）＝１ この場合、最良のコードワードｋを決定する数式は単純
化される（アルプリズムに含まれるすべての分母を単位
値と等しくする）。スケール係数Ｇ（ｋ）は変更される
のに反して、最適のシーケンスのための参照数字には修
正されない。
この方法はテーブルを記憶するために非常に大きなメモ
リを必要とする０例えば、上記のサイズＫＸＬは、Ｋ＝
２５６でＬ＝２０とした場合、４万バイトの程度になる
。
異なったアプローチを以下に説明する。システムを初期
化する際に、残差信号のＬ＋に個のサンプル・パルスの
第１のブロック、例えばｅ（ｎ）がテーブル中に記憶さ
れる。次に後続するＬ個のワード長さの各列ｅ（ｎ）は
、（Ｌ＋Ｋ　’）個のサンプル・パルスの長さのテーブ
ルにわたって、次の１つのサンプル・パルス位置から（
ｅｎ）その列をシフトすることによって、（Ｌ＋Ｋ　）
個のサンプル・パルスの長いテーブルの列に相関される
。
上式において、ｋ＝１１．、、、にとする。
この方法はテーブルに必要とするメモリの大きさを、Ｋ
＝２５６でＬ＝２０の場合、２万バイトに減少する。
第４図は長期間予測装置１４のブロック図を示す。コー
ド化装置１５において選択され、デコード装置１６によ
って与えられる第１の再構成残差信号、即ち ｅｌ（ｎ）−ｇｌ、ＣＢ（ｋｌ） が加算器３０に供給されると、その出力は、長さが値Ｍ
まで調節可能な可変遅延線３２に印加される。可変遅延
線３２のＭ値で遅延された出力は、乗算器３４において
利得係数すにより乗算演算される。この演算結果の出力
は加算器３０に印加される。
第１図に示されたように、計算されたｂ及びＭの値はま
た、長期間残差信号から再構成された誘導信号から差し
引いて誘導されたエラー信号として、後続するＣＢ／Ｌ
ＴＰ装置のために使用することが出来る。
第５図は本発明に従った複数レート・コーディングに含
まれる動作のアルゴリズムを示す図である。この例は、
説明を簡明にするために、複数レートは２レートとしで
ある。
この処理は以下に述べるステップを含んでいる。
（１）　短期間残差の部分： ５（ｎ）信号はａ（１）係数を持つディジタル・フィル
タを用いて短期間フィルタ動作を通じて短期間残差信号
ｒ（ｎ）に変換される。上記の係数は短期間分析動作を
通じてプリエンファシスされた信号ｓｐ　（ｎ　）から
誘導された信号に従属する係数である。
（２）　第１の長期間予測の部分： 短期間残差信号ｒ（ｎ）は以下の条件によって第１の長
期間残差信号ｅ（ｎ）に変換される。
ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）　−す、ｒｌ（ｎ−Ｍ）上式におい
て、ｂは長期間残差分析から誘導される利得であり、Ｍ
はピッチ倍数であり、ｒｌ（ｎ−Ｍ）はＭによって遅延
され再構成された長期間残差信号から誘導される。
（８）　コード励起コード化の第１の部分：第１の長期
残差信号は第１のコードワード・テーブルのアドレス（
ｋｌ）と、第１の利得係数（ｇｌ）にコード化される。
これは、ｅ（ｎ）サンプル・パルスの所定の長さのブロ
ックに最も良く適合したコードワードのアドレスに１を
決定するために、上記のブロックを事前に記憶されたコ
ードワードと相関させることによって達成される。
（４）　コード励起コード化信号のエラーの第１の部分
： コード化のエラー信号ｒ’（ｎ）はコード化されでいな
いｅ（ｎ）からデコードされたｅｌ（ｎ）を差し引くこ
とによって誘導される。
（５）　第２の長期間予測の部分： 次に、エラー信号は、前の動作と同様に、即ち既に計算
されたＭ及びｂ係数を使用して第２の長期間残差のため
の演算処理を施すことによって、下記のエラー残差ｅ’
（ｎ）に変換される。
ｅ’　　（ｎ）＝ｒ’　　（ｎ）−ｂ、ｒ２（ｎ　　Ｍ
）（この第２のステップのために、前に計算したｂ及び
Ｍ値を保持することは、演算動作の仕事を軽減する助け
になることは言うまでもない。これらの再計算も同様に
考慮するのが好ましい。）（６）　コード励起コード化
の第２部分二転じて、エラー残差信号は、最も良く適合
した第２のコードワードのアドレス（ｋ２）及び第２の
利得係数（ｇ２）を得るために第２のＣＥ／ＬＴＰ装置
に与えられる。
上述の処理は月並な多重化アプローチを使用して２レー
トのフレームに挿入されるデータ、ａ９、ｂ、Ｍ、（ｇ
ｌ、ｋｌ）及び（ｇ２、ｋ２）を与える。この処理は、
（ｇ３、ｋ３）、（ｇ４、ｋ４）１０１０等々を発生す
るために、最後の３つのステップを繰り返すことによっ
て、更に高いレート数に拡大することができるのは、こ
れ以上の説明を要することなく明らかである。
月並なデマルチブレキシング動作を介して種々のデータ
が相互に分離されているものと仮定して、第６図のアル
ゴリズムに示されたように、複数レート（２レート）フ
レームから元の音声を合成し戻すことが出来る。ｋｌ及
びに２の値は、コード化装置の説明と開運して既に述べ
たように、設定されたテーブルから、コードワードＣＢ
（ｋｉ）及びＣＢ（ｋ２’）を取出すために、上記のテ
ーブルをアドレスするのに用いられる。これらの動作は
以下の信号を再構成することができる。
ｅｌ（ｎ）＝ｇ１．ＣＢ（ｋｌ、ｎ） ｅ２（ｎ）＝ｇ２．ＣＢ（ｋ２．ｎ） 従って、ｅ’　　（ｎ）＝ｅｌ（ｎ）＋ｅ２（ｎ）であ
る。
次に、上記の信号ｅ’（ｎ）は、ｂ及びＭに同調された
長期間合成フィルター／Ｂ（ｚ）に供給された後、これ
により、ビ　（ｎ）を発生する。
次に、信号ｒ’（ｎ）、は、−組のａ、係数に同調され
た短期間合成デジタル・フィルター／Ａ（ｚ）によって
濾過されて、合成された音声信号Ｓ′（ｎ）を与える。
上述の音声合成装置（受信装置）のブロック図が第７図
に示されている。デマルチプレクサ６゜はデータ信号を
相互に分離する。ｋｌ及びに２はテーブル６１及び６２
をアドレスするのに使用され、その出力はマルチプレク
サ６３及び６４に供給されて、ｅｌ（ｎ）及びｅ２（ｎ
）を与える。
加算器６５はｅｌ（ｎ）及びｅ２（ｎ）を加算し、そし
てその出力は、長さＭに調節された可変遅延線６８及び
マルチプレクサ６９を通った出方と加算器６７で加算し
、その結果値はディジタル・フィルタ７０［１／Ａ（ｚ
　）３に供給される。従って、加算器６７の出力は、ａ
、に設定された係数によってディジタル・フィルタ７ｏ
で濾過されて、合成された復元音声信号ｓ’（ｎ）を与
える。
本発明の複数レートのアプローチはより巧妙なコーディ
ング方法によって実現することが出来る。
例えば、第８図に示したような通常のベース・バンド・
コードに適用することができる。元の音声信号５（ｎ）
が短期間残差信号ｒ（ｎ）を誘導するように処理された
のち、それは、低域フィルタ（ｔ、ｐＦ　）７０と加算
器７１を使用して、低周波帯域幅（ＬＦ）信号ｒｌ（ｎ
）と、高周波帯域幅（ＨＦ）信号ｒｈ（ｎ）とに分離さ
れる。高周波帯域幅のエネルギは装置（ＨＦＥ　）７２
により計算され、そして装置７３において、Ｅによって
指定されたデータにコード化される。装置７３の出力は
番号（３）で示されている。帯域幅ＬＦ及びＨＦの夫々
の信号、即ちｒｌ（ｎ）及びｒｈ（ｎ）は第１図のブロ
ックＡ及びＢで表示されているような複数レートのＣＢ
／ＬＴＰコード化装置７５及び７６に供給される。分離
（ｂ、Ｍ）計算装置のいずれも両方の帯域幅に使用する
ことができる。
最後に、マルチプレクサ７７に供給される信号は下記に
示すデータである。
−ＰＡＲＣＯＲに関連する係数：ａ。
一　ピッチ、または長期間に関連するデータ：ｂ及びＭ −高周波エネルギのデータ二Ｅ −低周波帯域幅の複数レートＣＥ／ＬＴＰ：ｇ１；に１
；ｇｌ；に１ −　高周波帯域幅の複数レートＣＥ／ＬＴＰ：２、　２
．　２．　２ ｇＩＩｋｌＩｇ２１に２ このアプローチは、全てのレートに共通なデータの組、
即ちａ８、ｂ、及びＭパラメータと、例えば以下のアプ
ローチに従った出力フレーム中に挿入され、または挿入
されない残りのデータとによって、幾つかのレートでコ
ード化することができる。
−１６Ｋｂｐｓ（毎秒１６キロ・バイト）のビット・レ
ートで全帯域幅のコード化装置：ｇｌ；ｋ　；　；　ｇ
　２　；　ｋ　２　：　ｇ　”ｒ　：　ｋ　”ｘ　：　
ｇう及びに杉を加算する。
−中間的帯域幅のコード化装置：ｇｌ；に１；ｇｌ；に
１；ｇ２及びに２のみ。
−　低周波帯域幅のコード化装置：ｇ”；ｌ＜’；１．
１ ｇ２．に２及びＥｏ １．１ −　低レートのコード化装置：　ｇ　１１　ｋｌ及びＥ
本発明の技術的範囲内で、出力（１）、（２）及び（３
）と、ａｏ、ｂ、Ｍ及びＥの他の組合せを考えることは
、当業者であれば容易になし得るととは明らかである。
Ｆ１発明の効果 本発明は音声信号を複数レートでコード化した音声伝達
用のディジタル・ネットワークにおいて、簡単な構成で
、一方のレートから他方のレートへの切換を、ネットワ
ーク内のすべてのノードについて迅速に行うことができ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に従ったコード化装置を説明するための
ブロック図、第２図は第１図の装置１０．１２及び１３
に含まれた動作を説明するための流れ図、第３図はコー
ド励起コード化動作を説明するための流れ図、第４図は
第１図の装置１４を具体化したブロック図、第５図は第
１図に示した本発明の装置の動作を説明するための流れ
図、第６図は本発明に使用されるデコーダを示す図、第
７図は第６図のデコーダのブロック図、第８図は本発明
に従って、ベース・バンド・コード化を行うコード化装
置のブロック図である。 １０・・・・プリエンファシス、１３・・・・短期間フ
ィルタ、１４・・・・第１の長期間予測装置、１５・・
・・コード誘起コード化第１装置、１６・・・・第１の
デコード装置、１７．１８・・・・減算器、１９・・・
・コード誘起コード化第２装置、２０・・・・第２のデ
コード装置、Ａ、Ｂ・・・・ＣＥ／ＬＴＰ装置。 出　願　人　　インターナショナル・ビジネス・マシー
ンズ・コーポレーション 復代理人　　弁理士　　澤　　１）　俊　　夫第２日 第３ｍ 第５氏 纂６凪 第８国

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 原信号をサンプリングしてサンプル・ブロックを生成し
    、各サンプル・ブロックを予め記憶されているテーブル
    ・アドレスにおよび利得係数ｇに変換するコード励起エ
    ンコーデイング手法を用いて音声起原信号を複数レート
    でエンコーデイングする方法において、 上記音声起原信号に第１のコード励起エンコーデイング
    を実行して第１のテーブル・アドレスに１および第１の
    利得係数ｇ１を生成するステップと、 上記第１のテーブル・アドレスｋ１および第１の利得係
    数ｇ１をデコードするステップと、上記音声起原信号か
    ら上記デコードの結果信号を差し引いてエラー信号を生
    成するステップと、上記エラー信号に第２のコード励起
    エンコーデイングを実行し第２のテーブル・アドレスｋ
    ２および第２の利得係数ｇ２を生成するステップと、上
    記第１のテーブル・アドレスｋ１および第１の利得係数
    ｇ１と第２のテーブル・アドレスｋ２および第２の利得
    係数ｇ２とを多重化するステップとを有し、 低いレートでエンコーデイングを行うときには第２のテ
    ーブル・アドレスｋ２および第２の利得係数ｇ２を廃棄
    するようにした複数レート音声エンコーデイング方法。
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