JPH02131611A - デイジタル信号処理装置 - Google Patents
デイジタル信号処理装置Info
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- JPH02131611A JPH02131611A JP28545588A JP28545588A JPH02131611A JP H02131611 A JPH02131611 A JP H02131611A JP 28545588 A JP28545588 A JP 28545588A JP 28545588 A JP28545588 A JP 28545588A JP H02131611 A JPH02131611 A JP H02131611A
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Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ産業上の利用分野
本発明はディジタル信号処理装置に関し、例えばオーデ
ィオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようになさ
れたディジタル信号処理装置に適用して好適なものであ
る． Ｂ発明の概要 本発明は、ディジタル信号処理装置において、ノイズフ
ィルタの次数を予測化フィルタに比して高く設定するこ
とにより、従来に比して信号対量子化雑音比を改善する
ことができる． Ｃ従来の技術 従来、この種のディジタル信号処理装置においては、適
応予測符号化法（ａｄａｐｔｉｖｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｖｅｃｏｄｉｎｇ ： Ａ Ｐ Ｃ ）の手法を用いて
オーディオ信号を符号化して情報圧縮することにより、
Ｓ／Ｎ比、明瞭度等の劣化を未然に防止してオーディオ
信号を高い伝送効率で伝送するようになされたものがあ
る（特開昭５９−２２３０３３号公報、特開昭６０−２
２３０３４号公報、特開昭６１−１５８２１７号公報、
特開昭６ｌ１５８２１８号公報》． すなわち第４図において、１はディジタル信号処理装置
を示し、入カディジタル信号Ｓ１を予測化フィルタ３に
与える． 予測化フィルタ３は、第５図に示すように、直列接続さ
れた２つの遅延回路４Ａ及び４Ｂの出力信号を乗算器５
Ａ及び５Ｂで重み付けした後加算器６で加算するように
なされた２次のフィルタ回路で構成され、これにより乗
算器５Ａ及び５Ｂの重み付け量でフィルタ特性が決まる
ようになされている． ディジタル信号処理装置１においては、当該予測化フィ
ルタ３の出力信号を人カディジタル信号ＳＩと共に加算
器７に与えることにより、予測化フィルタ３の出力信号
と入力ディジタル信号ＳＩの差信号でなる残差信号Ｓｚ
ｌを得る．線型予測分析器８は、当該残差信号ＳＺ＋を
受け、これにより入力ディジタル信号Ｓｌのスペクトラ
ム形状を所定期間ごとに検出し、当該検出結果に基づい
てパラメータ信号ＳＰを出力して予測化フイルタ３のフ
ィルタ特性を切り換える．すなわち、入力ディジタル信
号Ｓ１のスペクトラムが、高い周波数帯域に分布してい
る場合は、乗算器５Ａ及び５Ｂの重み付け量を値０に選
定し（以下ストレートＰＣＭモードと呼ぶ）、残差信号
ＳＺ＋のスペクトラム形状を入力ディジタル信号Ｓｌ
のスベクトラム形状と一敗させる．これに対して、スト
レートＰＣＭモードから順次平坦なスペクトラム形状に
近づくと、乗算器５Ａ及び５Ｂの重み付け量を、当該ス
ペクトラム形状に応じて値０．９３７５及び０ （以下
１次差分ＰＣＭモードと呼ぶ”） 、｛１１．７９６８
７５及び−０．８１２５ （以下２次差分ＰＣＭモード
と呼ぶ）に切り換える．これにより予測化フィルタ３に
おいては、残差信号ＳＺ＋が小さくなるようにフィルタ
特性が切り換わる． さらに線型予測分析器８は、パラメータ信号ｓｐを予測
化フィルタ９及び伝送対象の予測化フィルタ１０に出力
すると共に、残差信号Ｓｏｌの最大値に基づいてフロー
テイング係数信号Ｓ，を乗？器１１に出力し、これによ
り所定のダイナミックレンジに補正された残差信号ＳＺ
＋を再量子化器ｌ２に入力する． すなわち再量子化器ｌ２は、加算器ｌ３及び乗算器ｌ１
を介して残差信号Ｓ■を受け、当該残差信号ＳＺＩを再
量子化して伝送対象に送出する．これに対して伝送対象
側においては、伝送路Ｌ１に送出された伝送信号ＳＬＩ
を、乗算器１１の逆特性でなる乗算器Ｌ８及び加算器２
０を介して予測化フィルタｌＯに受け、当該予測化フィ
ルタｌＯの出力信号を加算器２０に帰還するようになさ
・れている． かくして予測化フィルタ１０をパラメータ信号Ｓ，に基
づいて予測化フィルタ３と同様のフィルタ特性に切り換
えることにより、伝送イε号ＳＬＩを復号し得”Ｓこれ
により入力ディジタル信号ＳＩに代えて残差信号Ｓｏｌ
を伝送した分、高い伝送効率で入カディジタル信号Ｓ１
を伝送し得るようになされている． このとき再量子化器１２は、加算器２１を介して入出力
信号の差信号Ｓ。を得、当該差信号Ｓ−，を乗算器１１
の逆特性でなる乗算器２２及び予測化フィルタ３と同特
性でなる予測化フィルタ９を介して加算器１３に帰還す
ることにより、再量子化の際に生じる量子化雑音（すな
わち再量子化誤差信号でなり以下再量子化雑音と呼ぶ）
を抑圧するようになされている． ところで、この種のディジタル信号処理装置においては
、ノイズシェービングの手法を用いて再量子化雑音のス
ベクトラム形状を切り換えることにより、聴感上の信号
対量子化雑音比（ＳＮＲ）を改善するようになされたも
のが提案されている（ＩＩＩ！ＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩ
ＯＮＳ ＯＮ ＡＣＯＵＳＴＩＣＳ，ＳＰＥＥＣＨ，Ａ
ＮＤＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＩ’ＳＳ４ＮＧ．ＶＯＬ．
ＡＳＳＰ−２７，ＮＯ．３，ＪＵＮＥ １９７９、電子
情報通信学会誌 ４／’８７ ＶＯＬ．７０．ＮＯ．４
頁３９２〜４００、特開昭５９−２２３０３２号公報、
特開昭６０−１０３７４６号公報、特開昭６１−１５８
２２０号公報）。
ィオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようになさ
れたディジタル信号処理装置に適用して好適なものであ
る． Ｂ発明の概要 本発明は、ディジタル信号処理装置において、ノイズフ
ィルタの次数を予測化フィルタに比して高く設定するこ
とにより、従来に比して信号対量子化雑音比を改善する
ことができる． Ｃ従来の技術 従来、この種のディジタル信号処理装置においては、適
応予測符号化法（ａｄａｐｔｉｖｅ ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｖｅｃｏｄｉｎｇ ： Ａ Ｐ Ｃ ）の手法を用いて
オーディオ信号を符号化して情報圧縮することにより、
Ｓ／Ｎ比、明瞭度等の劣化を未然に防止してオーディオ
信号を高い伝送効率で伝送するようになされたものがあ
る（特開昭５９−２２３０３３号公報、特開昭６０−２
２３０３４号公報、特開昭６１−１５８２１７号公報、
特開昭６ｌ１５８２１８号公報》． すなわち第４図において、１はディジタル信号処理装置
を示し、入カディジタル信号Ｓ１を予測化フィルタ３に
与える． 予測化フィルタ３は、第５図に示すように、直列接続さ
れた２つの遅延回路４Ａ及び４Ｂの出力信号を乗算器５
Ａ及び５Ｂで重み付けした後加算器６で加算するように
なされた２次のフィルタ回路で構成され、これにより乗
算器５Ａ及び５Ｂの重み付け量でフィルタ特性が決まる
ようになされている． ディジタル信号処理装置１においては、当該予測化フィ
ルタ３の出力信号を人カディジタル信号ＳＩと共に加算
器７に与えることにより、予測化フィルタ３の出力信号
と入力ディジタル信号ＳＩの差信号でなる残差信号Ｓｚ
ｌを得る．線型予測分析器８は、当該残差信号ＳＺ＋を
受け、これにより入力ディジタル信号Ｓｌのスペクトラ
ム形状を所定期間ごとに検出し、当該検出結果に基づい
てパラメータ信号ＳＰを出力して予測化フイルタ３のフ
ィルタ特性を切り換える．すなわち、入力ディジタル信
号Ｓ１のスペクトラムが、高い周波数帯域に分布してい
る場合は、乗算器５Ａ及び５Ｂの重み付け量を値０に選
定し（以下ストレートＰＣＭモードと呼ぶ）、残差信号
ＳＺ＋のスペクトラム形状を入力ディジタル信号Ｓｌ
のスベクトラム形状と一敗させる．これに対して、スト
レートＰＣＭモードから順次平坦なスペクトラム形状に
近づくと、乗算器５Ａ及び５Ｂの重み付け量を、当該ス
ペクトラム形状に応じて値０．９３７５及び０ （以下
１次差分ＰＣＭモードと呼ぶ”） 、｛１１．７９６８
７５及び−０．８１２５ （以下２次差分ＰＣＭモード
と呼ぶ）に切り換える．これにより予測化フィルタ３に
おいては、残差信号ＳＺ＋が小さくなるようにフィルタ
特性が切り換わる． さらに線型予測分析器８は、パラメータ信号ｓｐを予測
化フィルタ９及び伝送対象の予測化フィルタ１０に出力
すると共に、残差信号Ｓｏｌの最大値に基づいてフロー
テイング係数信号Ｓ，を乗？器１１に出力し、これによ
り所定のダイナミックレンジに補正された残差信号ＳＺ
＋を再量子化器ｌ２に入力する． すなわち再量子化器ｌ２は、加算器ｌ３及び乗算器ｌ１
を介して残差信号Ｓ■を受け、当該残差信号ＳＺＩを再
量子化して伝送対象に送出する．これに対して伝送対象
側においては、伝送路Ｌ１に送出された伝送信号ＳＬＩ
を、乗算器１１の逆特性でなる乗算器Ｌ８及び加算器２
０を介して予測化フィルタｌＯに受け、当該予測化フィ
ルタｌＯの出力信号を加算器２０に帰還するようになさ
・れている． かくして予測化フィルタ１０をパラメータ信号Ｓ，に基
づいて予測化フィルタ３と同様のフィルタ特性に切り換
えることにより、伝送イε号ＳＬＩを復号し得”Ｓこれ
により入力ディジタル信号ＳＩに代えて残差信号Ｓｏｌ
を伝送した分、高い伝送効率で入カディジタル信号Ｓ１
を伝送し得るようになされている． このとき再量子化器１２は、加算器２１を介して入出力
信号の差信号Ｓ。を得、当該差信号Ｓ−，を乗算器１１
の逆特性でなる乗算器２２及び予測化フィルタ３と同特
性でなる予測化フィルタ９を介して加算器１３に帰還す
ることにより、再量子化の際に生じる量子化雑音（すな
わち再量子化誤差信号でなり以下再量子化雑音と呼ぶ）
を抑圧するようになされている． ところで、この種のディジタル信号処理装置においては
、ノイズシェービングの手法を用いて再量子化雑音のス
ベクトラム形状を切り換えることにより、聴感上の信号
対量子化雑音比（ＳＮＲ）を改善するようになされたも
のが提案されている（ＩＩＩ！ＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩ
ＯＮＳ ＯＮ ＡＣＯＵＳＴＩＣＳ，ＳＰＥＥＣＨ，Ａ
ＮＤＳＩＧＮＡＬ ＰＲＯＣＩ’ＳＳ４ＮＧ．ＶＯＬ．
ＡＳＳＰ−２７，ＮＯ．３，ＪＵＮＥ １９７９、電子
情報通信学会誌 ４／’８７ ＶＯＬ．７０．ＮＯ．４
頁３９２〜４００、特開昭５９−２２３０３２号公報、
特開昭６０−１０３７４６号公報、特開昭６１−１５８
２２０号公報）。
このノイズシェービングの手法は、再量子化雑音のスベ
クトラム形状をオーディオ信号のスペクトラム形状に近
偵させることにより、聴感上のマスキング効果を利用し
て信号対量子化雑音比を改善することを内容としている
． すなわち、第４図の構成においては、例えばストレー｝
ＰＣＭモードにおいて、予測化フィルタ９の重み付け量
を予測化フィルタ３の重み付け量と異なる値に選定する
ことにより、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデ
ィオ信号のスペクトラム形状に近似させることができ、
これにより信号対量子化雑音比を改善し得るようになさ
れている． Ｄ発明が解決しようとする問題点 ところが、実際上第４図の構成においてノイズシェービ
ングの手法を用いる場合、信号対量子化雑音比の改善効
果が未だ不十分な問題があった．本発明は、以上の点を
考慮してなされたもので、従来に比して信号対量子化雑
音比を改善することができるディジタル信号処理装置を
提案しようとするものである． ？問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため本発明においては、予測化
フィルタ３と、予測化フィルタ３の入力信号Ｓ１及び出
力信号との差信号Ｓ■を出力する予測誤差検出手段７と
、差信号ＳＺＩを再量子化して出力する再量子化手段ｌ
１、！２と、再量子化の際に生じる再量子化誤差信号Ｓ
ｆｆを再量子化手段１１、１２に帰還するノイズフィル
タ４１とを有するディジタル信号処理装置４０において
、予測化フィルタ３に比して、ノイズフィルタ４ｌの次
数を高くする． Ｆ作用 予測化フィルタ３に比して、ノイズフィルタ４ｌの次数
を高くすれば、その分再量子化雑音のスペクトラム形状
を所望の形状に整形することができる． Ｇ実施例 第４図との対応部分に同一符号を付して示す第１図にお
いて、４０は全体としてノイズシェービングの機能を備
えたディジタル信号処理装置を示し、予測化フィルタ９
に代えてノイズフィルタ４１を設ける， 第２図に示すようにノイズフィルタ４ｌは、ｎ段の直列
接続された遅延回路４２Ａ、４２Ｂ、・・・・・・、４
２Ｘ１各遅延回路４２Ａ，４２Ｂ、・・・・・・４２Ｘ
の出力信号を重み付けする乗算器４３Ａ、４３Ｂ、・・
・・・・、４３Ｘ及び重み付けされた出力信号を加算す
る加算器４４Ｂ、・・・・・・、４４Ｘで構成されるよ
うになされたｎ次のフィルタ回路で構成されている． 従って、従来予測化フィルタ３と同じ次数の予測化フィ
ルタ９に代えて、次数の高いノイズフィルタ４ｌを用い
るようにしたことにより、再量子化雑音を従来に比して
所望の形状に近いスペクトラム形状に整形することがで
きる． すなわち第３図に示すように、ストレートＰｃＭモード
、１次差分ＰＣＭモード及び２次差分ＰＣＭモードにお
いて、伝送対象側で復調された出力信号Ｓ０に含まれる
再量子化雑音ＳＲを、それぞれ次式 Ｓ．＝ １ − １．３３６７８２−’＋０．６４２
−”・・・・・・ （１） Ｓ．− １ − ０．５２−’ ・
・・・・・ （２）Ｓ，１＝ １ − ０．３２り
・・・・・・（３）で表されるスペクトラム形状
にする． このようにすれば、ストレートＰＣＭモードから順次高
い周波数帯域のスペクトラムが減少する１次差分ＰＣＭ
モード及び２次差分ＰＣＭモードにおいて、当該スベク
トラムの減少に応じて再量子化雑音Ｓ．のスベクトラム
形状を、順次平坦なスベクトラム形状に整形することが
でき、その分ストレー｝ＰＣＭモード以外のモードにお
いても、聴感上のマスキング効果を利用して信号対量子
化雑音比を改善することができる． ところで予測化フィルタ３の周波数特性をＰ（Ｚ）、ノ
イズフィルタ４１の周波数特性をＲ （Ｚ）とおくと、
再量子化雑音のスペクトラム形状Ｓ．は、平坦な周波数
特性をΔとおいて、次式と表し得る。
クトラム形状をオーディオ信号のスペクトラム形状に近
偵させることにより、聴感上のマスキング効果を利用し
て信号対量子化雑音比を改善することを内容としている
． すなわち、第４図の構成においては、例えばストレー｝
ＰＣＭモードにおいて、予測化フィルタ９の重み付け量
を予測化フィルタ３の重み付け量と異なる値に選定する
ことにより、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデ
ィオ信号のスペクトラム形状に近似させることができ、
これにより信号対量子化雑音比を改善し得るようになさ
れている． Ｄ発明が解決しようとする問題点 ところが、実際上第４図の構成においてノイズシェービ
ングの手法を用いる場合、信号対量子化雑音比の改善効
果が未だ不十分な問題があった．本発明は、以上の点を
考慮してなされたもので、従来に比して信号対量子化雑
音比を改善することができるディジタル信号処理装置を
提案しようとするものである． ？問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため本発明においては、予測化
フィルタ３と、予測化フィルタ３の入力信号Ｓ１及び出
力信号との差信号Ｓ■を出力する予測誤差検出手段７と
、差信号ＳＺＩを再量子化して出力する再量子化手段ｌ
１、！２と、再量子化の際に生じる再量子化誤差信号Ｓ
ｆｆを再量子化手段１１、１２に帰還するノイズフィル
タ４１とを有するディジタル信号処理装置４０において
、予測化フィルタ３に比して、ノイズフィルタ４ｌの次
数を高くする． Ｆ作用 予測化フィルタ３に比して、ノイズフィルタ４ｌの次数
を高くすれば、その分再量子化雑音のスペクトラム形状
を所望の形状に整形することができる． Ｇ実施例 第４図との対応部分に同一符号を付して示す第１図にお
いて、４０は全体としてノイズシェービングの機能を備
えたディジタル信号処理装置を示し、予測化フィルタ９
に代えてノイズフィルタ４１を設ける， 第２図に示すようにノイズフィルタ４ｌは、ｎ段の直列
接続された遅延回路４２Ａ、４２Ｂ、・・・・・・、４
２Ｘ１各遅延回路４２Ａ，４２Ｂ、・・・・・・４２Ｘ
の出力信号を重み付けする乗算器４３Ａ、４３Ｂ、・・
・・・・、４３Ｘ及び重み付けされた出力信号を加算す
る加算器４４Ｂ、・・・・・・、４４Ｘで構成されるよ
うになされたｎ次のフィルタ回路で構成されている． 従って、従来予測化フィルタ３と同じ次数の予測化フィ
ルタ９に代えて、次数の高いノイズフィルタ４ｌを用い
るようにしたことにより、再量子化雑音を従来に比して
所望の形状に近いスペクトラム形状に整形することがで
きる． すなわち第３図に示すように、ストレートＰｃＭモード
、１次差分ＰＣＭモード及び２次差分ＰＣＭモードにお
いて、伝送対象側で復調された出力信号Ｓ０に含まれる
再量子化雑音ＳＲを、それぞれ次式 Ｓ．＝ １ − １．３３６７８２−’＋０．６４２
−”・・・・・・ （１） Ｓ．− １ − ０．５２−’ ・
・・・・・ （２）Ｓ，１＝ １ − ０．３２り
・・・・・・（３）で表されるスペクトラム形状
にする． このようにすれば、ストレートＰＣＭモードから順次高
い周波数帯域のスペクトラムが減少する１次差分ＰＣＭ
モード及び２次差分ＰＣＭモードにおいて、当該スベク
トラムの減少に応じて再量子化雑音Ｓ．のスベクトラム
形状を、順次平坦なスベクトラム形状に整形することが
でき、その分ストレー｝ＰＣＭモード以外のモードにお
いても、聴感上のマスキング効果を利用して信号対量子
化雑音比を改善することができる． ところで予測化フィルタ３の周波数特性をＰ（Ｚ）、ノ
イズフィルタ４１の周波数特性をＲ （Ｚ）とおくと、
再量子化雑音のスペクトラム形状Ｓ．は、平坦な周波数
特性をΔとおいて、次式と表し得る。
従って再量子化雑音のスベクトラム形状Ｓ，を選定する
場合、次式 Ｆ （Ｚ） ＝ １．３３６７８２−’＋０．６
４２−″Ｆ （Ｚ）− ０．５２−’ Ｆ （Ｚ）− ０．３２−’ 《７》 とおいて、（１）〜（３）式をまとめて、次式Ｓ７ −
Δ （１−Ｆ （Ｚ） ）て表せば、（８）式から
、次式 の関係が得られる． 従って、（９）式を解いて、次式 Ｒ （Ｚ） −Ｆ （Ｚ） ＋Ｐ （Ｚ）−
Ｆ （Ｚ） ・ Ｐ （Ｚ） ・・・・・・ （１０） の関係が得られる． ここで、ストレー｝ＰＣＭモード、１次差分ＰＣＭモー
ド及び２次差分ＰＣＭモードにおいては、重み付け係数
がそれぞれ値０、値０．９３７５及び０、値１．７９６
８７５及び−０．８１２５でなることから、Ｐ （Ｚ）
は、それぞれ、次式 Ｐ （Ｚ） −０ ・・
・・・・ （１１）Ｐ （Ｚ） −０．９３７５２
−’ ・・・・・・ （１２）Ｐ （
Ｚ） −１．７９６８７５２−’−０．８１２５２−
”（ｌ３） で表すことができる。
場合、次式 Ｆ （Ｚ） ＝ １．３３６７８２−’＋０．６
４２−″Ｆ （Ｚ）− ０．５２−’ Ｆ （Ｚ）− ０．３２−’ 《７》 とおいて、（１）〜（３）式をまとめて、次式Ｓ７ −
Δ （１−Ｆ （Ｚ） ）て表せば、（８）式から
、次式 の関係が得られる． 従って、（９）式を解いて、次式 Ｒ （Ｚ） −Ｆ （Ｚ） ＋Ｐ （Ｚ）−
Ｆ （Ｚ） ・ Ｐ （Ｚ） ・・・・・・ （１０） の関係が得られる． ここで、ストレー｝ＰＣＭモード、１次差分ＰＣＭモー
ド及び２次差分ＰＣＭモードにおいては、重み付け係数
がそれぞれ値０、値０．９３７５及び０、値１．７９６
８７５及び−０．８１２５でなることから、Ｐ （Ｚ）
は、それぞれ、次式 Ｐ （Ｚ） −０ ・・
・・・・ （１１）Ｐ （Ｚ） −０．９３７５２
−’ ・・・・・・ （１２）Ｐ （
Ｚ） −１．７９６８７５２−’−０．８１２５２−
”（ｌ３） で表すことができる。
従って、（１０）式にそれぞれ（５）〜（７）式及び（
１１）〜（１３）式を代入することにより、次式 Ｒ （Ｚ）＝ １．３３６７８２−’＋０．６４２
−”（ｌ４） Ｒ （Ｚ）−１．４３７５２−’＋ ０．４６８７
５２−１（ｌ５） Ｒ （Ｚ） ＝２．０９６８７５２−’−１．３５
１５６３２ ２−１＋ ０．２４３７５２−３ を得ることができ、ストレートＰＣＭモードにおいては
、１段目及び２段目の乗算器４３Ａ及び４３Ｂの重み付
け係数を値１．３３６７８及び０．６４とおき、３段目
以降を値０とおけばよいことが解る．さらに、１次差分
ＰＣＭモードにおいては、１段目及び２段目の乗算器４
３Ａ及び４３Ｂの重み付け係数を値１．４３７５及び０
．４６８７５とおき、３段目以腎を｛Ｍ Ｏとおけばよ
く、２次差分ＰＣＭモードにおいては、１段目、２段目
及び３段目の乗算器４３Ａ、４３Ｂ及び４３Ｃの重み付
け係数を値２．０９６８７５、−１．３５１５６３及び
０．２４３７５とおき、４段目以降を値０とおけばよい
ことが解る． かくして、ストレートＰＣＭモード、１次差分ＰＣＭモ
ード及び２次差分ＰＣＭモードにおいて、重み付け係数
を切り換えてノイズフィルタ４ｌのフィルタ特性を切り
換えることにより、再量子化雑音のスペクトラム形状を
（１）〜（３）式で表される形状に整形することができ
る． 以上の構成によれば、ノイズフィルタ４１０次数を予測
化フィルタ３に比して高く設定すると共に、当該ノイズ
フィルタ４１のフィルタ特性を予測化フィルタ３のフィ
ルタ特性に応じて切り換えることにより、再量子化雑音
のスペクトラム形状を所望の形状に整形し得、かくして
信号対量子化雑音比を従来に比して改善することができ
る．なお上述の実施例においては、ストレートＰＣＭモ
ード、１次差分ＰＣＭモード及び２次差分ＰＣＭモード
を備えたデジタル信号処理装置に本発明を適用した場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、適応予測符
号化法を用いてデジタル信号を伝送するようになされた
デジタル信号処理装置に広く通用することができる． のスベクトラム形状を示す特性曲線図、第４図は従来の
ディジタル信号処理装置を示すブロック図、第５図はそ
の予測化フィルタを示すブロック図である． １、４０・・・・・・ディジタル信号処理装置、３、９
、ｌＯ・・・・・・予測化フィルタ、１２・・・・・・
再量子化器、４１・・・・・・ノイズフィルタ． Ｈ発明の効果
１１）〜（１３）式を代入することにより、次式 Ｒ （Ｚ）＝ １．３３６７８２−’＋０．６４２
−”（ｌ４） Ｒ （Ｚ）−１．４３７５２−’＋ ０．４６８７
５２−１（ｌ５） Ｒ （Ｚ） ＝２．０９６８７５２−’−１．３５
１５６３２ ２−１＋ ０．２４３７５２−３ を得ることができ、ストレートＰＣＭモードにおいては
、１段目及び２段目の乗算器４３Ａ及び４３Ｂの重み付
け係数を値１．３３６７８及び０．６４とおき、３段目
以降を値０とおけばよいことが解る．さらに、１次差分
ＰＣＭモードにおいては、１段目及び２段目の乗算器４
３Ａ及び４３Ｂの重み付け係数を値１．４３７５及び０
．４６８７５とおき、３段目以腎を｛Ｍ Ｏとおけばよ
く、２次差分ＰＣＭモードにおいては、１段目、２段目
及び３段目の乗算器４３Ａ、４３Ｂ及び４３Ｃの重み付
け係数を値２．０９６８７５、−１．３５１５６３及び
０．２４３７５とおき、４段目以降を値０とおけばよい
ことが解る． かくして、ストレートＰＣＭモード、１次差分ＰＣＭモ
ード及び２次差分ＰＣＭモードにおいて、重み付け係数
を切り換えてノイズフィルタ４ｌのフィルタ特性を切り
換えることにより、再量子化雑音のスペクトラム形状を
（１）〜（３）式で表される形状に整形することができ
る． 以上の構成によれば、ノイズフィルタ４１０次数を予測
化フィルタ３に比して高く設定すると共に、当該ノイズ
フィルタ４１のフィルタ特性を予測化フィルタ３のフィ
ルタ特性に応じて切り換えることにより、再量子化雑音
のスペクトラム形状を所望の形状に整形し得、かくして
信号対量子化雑音比を従来に比して改善することができ
る．なお上述の実施例においては、ストレートＰＣＭモ
ード、１次差分ＰＣＭモード及び２次差分ＰＣＭモード
を備えたデジタル信号処理装置に本発明を適用した場合
について述べたが、本発明はこれに限らず、適応予測符
号化法を用いてデジタル信号を伝送するようになされた
デジタル信号処理装置に広く通用することができる． のスベクトラム形状を示す特性曲線図、第４図は従来の
ディジタル信号処理装置を示すブロック図、第５図はそ
の予測化フィルタを示すブロック図である． １、４０・・・・・・ディジタル信号処理装置、３、９
、ｌＯ・・・・・・予測化フィルタ、１２・・・・・・
再量子化器、４１・・・・・・ノイズフィルタ． Ｈ発明の効果
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 予測化フィルタと、 上記予測化フィルタの入力信号及び出力信号との差信号
を出力する予測誤差検出手段と、 上記差信号を再量子化して出力する再量子化手段と、 上記再量子化の際に生じる再量子化誤差信号を上記再量
子化手段に帰還するノイズフィルタとを有するディジタ
ル信号処理装置において、上記予測化フィルタに比して
、上記ノイズフィルタの次数を高くするようにした ことを特徴とするディジタル信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63285455A JP2952878B2 (ja) | 1988-11-11 | 1988-11-11 | デイジタル信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63285455A JP2952878B2 (ja) | 1988-11-11 | 1988-11-11 | デイジタル信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02131611A true JPH02131611A (ja) | 1990-05-21 |
| JP2952878B2 JP2952878B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=17691742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63285455A Expired - Fee Related JP2952878B2 (ja) | 1988-11-11 | 1988-11-11 | デイジタル信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2952878B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7206563B1 (en) * | 2003-04-17 | 2007-04-17 | Apogee Technology, Inc. | Reduction of radio frequency interference (RFI) produced by switching amplifiers |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61158217A (ja) * | 1984-12-29 | 1986-07-17 | Sony Corp | 信号伝送装置 |
-
1988
- 1988-11-11 JP JP63285455A patent/JP2952878B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61158217A (ja) * | 1984-12-29 | 1986-07-17 | Sony Corp | 信号伝送装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7206563B1 (en) * | 2003-04-17 | 2007-04-17 | Apogee Technology, Inc. | Reduction of radio frequency interference (RFI) produced by switching amplifiers |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2952878B2 (ja) | 1999-09-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |