KR100313977B1 - 디지탈입력신호압축장치및방법과,압축디지탈신호신장장치및방법 - Google Patents

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이데이 노부유끼
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Abstract

[구성] 입력 디지탈 신호를 블럭 플로팅 처리 회로(16)에 의해 가변 길이 블럭 단위로 플로팅 처리한 이후, 직교 변환(예를 들어, DFT) 회로(13, 14, 15)에 의해 직교 변환하도록 하는 디지탈 신호 부호화 회로에 있어서, 블럭 플로팅 처리 회로(16)에서는, 동일한 지표, 예를 들어, 블럭내의 최대 절대치에 기초하여 가변 블럭의 길이 및 블럭 플로팅의 플로팅 계수를 결정한다.
[효과] 가변 블럭의 길이 및 블럭 플로팅의 플로팅 계수가 동일 지표(블럭내의 최대 절대치 등)를 사용하여 결정할 수 있기 때문에, 처리량을 감할 수 있다.

Description

디지탈 입력 신호 압축 장치 및 방법과, 압축 디지탈 신호 신장 장치 및 방법
제 1 도는 본 발명이 적용 가능한 엔코더의 구체적인 예를 나타내는 블럭도.
제 2 도는 제 1 도의 장치에서 분할 대역 및 각각의 대역에서의 시간축 방향에 대해서 블럭화의 구체적인 예를 나타내는 도면.
제 3 도는 제 1 도의 장치에서 각각의 대역에서의 시간축 방향에 대해서 블럭 크기를 2개의 크기 사이에서 절환하는 예를 나타내는 도면.
제 4 도는 제 1도의 장치에서 각각의 대역에서의 시간축 방향에 대해서 블럭 크기를 3개의 크기 사이에서 절환하는 예를 나타내는 도면.
제 5 도는 실시예의 동작을 설명하기 위한 흐름도.
제 6 도는 제 1 도의 장치의 허용 잡음 산출 회로(20)의 구체적인 예를 나타내는 블럭 회로도.
제 7 도는 바크 스펙트럼(bark spectrum)을 나타내는 도면.
제 8 도는 마스킹 스펙트럼(masking spectrum)을 나타내는 도면.
제 9 도는 최소 가청 커브 및 마스킹 스펙트럼이 합성된 것을 나타내는 도면.
제 10 도는 본 발명의 실시예가 적용 가능한 디코더의 구체적인 예를 나타내는 블럭도.
제 11 도는 종래 기술에서 처리 순서에 의한 블럭 길이의 예를 나타내는 도면.
제 12 도는 종래의 블럭 플로팅 처리의 순서에 대한 예를 나타내는 흐름도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
11, 12 : 대역 분할 필터 13, 14, 15 : 직교 변환 회로
16, 56 : 블럭 플로팅 회로 17, 57 : 플로팅 해제 회로
18, 52 : 적응 비트 할당 부호화 회로 20 : 허용 잡음 산출 회로
22 : 대역마다의 에너지 검출 회로
23 : 콘벌루션(convolution) 필터 회로
24 : 감산기 25 : 함수 발생 회로
26 : 제산기 27 : 합성 회로
28 : 감산기 30 : 허용 잡음 보정 회로
32 : 최소 가청 커브 발생 회로 33 : 보정 정보 출력 회로
53, 54, 55 : 직교 변환 회로 58, 59 : 합성 필터
본 발명은 입력 디지탈 신호에 대하여 이른바 블리 플로팅 처리를 행하는 디지탈 신호부호화 장치에 관한 것이다.
오디오 신호 등을 비트 압축하여 부호화하는 기술의 하나로서, 입력 데이타 를 소정 워드수마다 블럭화하고, 이 블럭 단위로 플로팅 처리를 행하는 이른바, 블럭 플로팅 기술이 공지되어 있다. 이 블럭 플로팅 기술은, 블럭내의 각각의 워드의 절대치내에서 가장 큰 것(최대 절대치)물 추출하고, 이 최대 절대치를 해당 블럭내의 전체 워드에 대하여 공통의 플로팅 계수로서 플로팅 처리를 행하는 것이다.
또한, 시간축상의 신호를 주파수 축상의 신호로 변환(즉, 직교 변환)하여 부호화하는 직교 변환 부호화도 공지되어 있다. 이 직교 변환으로서는, 예를 들어 오디오 PCM 데이타를 소정 워드 단위로 블럭화하고, 각각 블럭마다 고속 퓨리어 변환(FFT) 처리를 행하도록 하는 것이 있다.
그런데, 이러한 직교 변환을 위한 연산 처리는, 멀티-탭의 FIR(유한 임펄스 응답) 필터에 의하여 실행되는 예가 많고, 이때, 계수 승산 처리 또는 총합을 취하는 연산 등에 있다. 이러한 처리에 의해 발생되는 비트의 수로 인하여 오버플로우 등이 발생한다. 이러한 오버플로우를 방지하기 위하여, 연산에 의해 발생되는 비트의 수는, 예를 들어 입력 데이타의 각각의 워드의 비트 수 보다 큰 비트를 이용하는 처리에 의해 미리 고려되어야 한다. 이러한 멀티-비트의 연산에는, 고기능의 DSP(디지탈 신호 처리 유닛) 등이 요구되고, 시간도 소요되기 때문에, 보다 간단한 직교 변환이 요구되고 있다.
그래서, 직교 변환 이전에 입력 데이타에 대하여 블럭 플로팅 처리를 실시하여 비트 압축함으로써, 직교 변환 연산 데이타의 비트 수를 미리 감하여 두는 것이 고려되고 있다.
또한, 직교 변환을 위한 블럭의 길이를, 입력 신호에 따라 적용적으로 변화시키는 것이 고려되고 있다. 이는, 특히 입력 신호를 미리 몇 개인가(예를 들어 3개 정도)의 대역으로 분할하고, 각각의 대역마다 직교 변환을 행하는 경우에, 분할 된 각각의 대역 신호의 시간적 변동의 대소 또는 패턴 등에 따라 블럭 길이를 변화시키는 것이 보다 효율적인 부호화를 행할 수 있기 때문이다.
여기서, 상술한 것처럼, 직교 변환 이전에 블럭 플로팅을 실행하는 기술과,입력 신호에 따라 적응적으로 블럭 길이를 변화시키는 기술을 조합하여 부호화를 실행하는 경우에는, 각각의 처리가 독립으로 필요하게 되기 때문에, 처리량이 증대 한다는 결점이 있다.
구체적으로, 예를 들어, 제 11도에 도시된 것처럼, 비교적 대블럭(BL)을 미리 몇 개의 블럭으로 분할(예를 들어, 4 분할)하여 소블럭(BLS1, BLS2, BLS3, BLS4)을 준비하여 둔다. 다음에 제 12 도의 스텝(S1)에 나타나듯이, 이들의 소블럭(BLS1, BLS2, BLS3, BLS4)의 각각의 에너지를, 가변 길이의 블럭 사이즈(블럭 길이)의 결정을 위하여 구하고, 다음의 스텝(S2)에서 이들 각각의 블럭의 에너지에 따라 블럭 사이즈를 결정한다. 다음에, 스텝(S3)에서 결정된 블럭내에서의 최대 절대치를 구하고, 최대 절대치에 기초하여 블럭 플로팅 처리를 실시한다. 그리고, 다음의 스텝(S4)에서, 이 블럭에 대한 상기 FFT 등의 직교 변환을 행한다.
이러한 처리 순서에서는, 블럭 사이즈(블럭 길이)의 결정을 위한 각각의 소블럭(BLS1, BLS2, BLS3, BLS4)마다의 에너지 산출과, 블럭 플로팅 처리를 위한 각각의 블럭의 최대 절대치 산출이 필요하게 되고, 처리량 또는 이른바 마이크로 프로그램에서 처리할 때의 스텝 수가 증대한다.
본 발명은 이러한 점을 감안하여 제안된 것이고, 직교 변환 이전에 블럭 플로팅을 실시함과 함께, 해당 블럭 길이를 입력 신호에 따라 적응적으로 가변하는 경우에, 처리량을 저감 가능한 디지탈 신호 부호화 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 관한 디지탈 신호 부호화 장치는, 입력 디지탈 신호를 블럭화하여 플로팅 처리한 이후에 직교 변환을 실시하는 디지탈 신호 부호화 장치로서, 블럭 길이를 가변으로 함과 동시에, 가변 블럭의 길이 및 블럭 플로팅의 플로팅 계수를 동일한 지표에 기초하여 결정함으로써, 상술한 과제를 해결하는 것이다.
여기서, 상술한 지표의 한 예는, 블럭내의 최대 절대치를 들 수 있다. 이 경우, 미리 최단 길이의 소블럭으로 가분할 하여 두고, 각각의 소블럭마다 최대 절 대치를 구하고, 이들 최대 절대치에 기초하여, 최적 블럭 길이 및 최적 길이의 블 럭내에서의 최대 절대치를 결정한다.
블럭 길이 결정과 플로팅 계수의 결정이 동일한 지표에 기초하여 실행되기 때문에, 처리량 또는 스텝의 수를 적게 할 수 있다.
이하, 본 발명의 한 실시예에 대하여 도면을 참조하면서 설명한다.
본 발명이 적용 가능한 디지탈 신호 부호화 장치는, 오디오 PCM 신호 등의 입력 디지탈 신호를, 대역 분할 부호화(SBC), 적응 변환 부호화(ATC) 및 적용 비트할당(APC-AB)의 각각의 기술을 사용하여 고능률 부호화하는 것이다. 구체적으로, 제 1 도에 나타내는 본 실시예의 장치에서는, 입력 디지탈 신호를 복수의 주파수 대역으로 분할함과 함께, 높은 주파수 대역 등의 밴드폭을 넓게 선정하고, 각각의 주파수 대역마다 직교 변환을 행하여, 얻어진 주파수축의 스펙트럼 데이타를, 후술하는 사람의 청각 특성을 고려한 이른바 임계 대역폭(크리티컬 밴드)마다 적응적으로 비트 할당하여 부호화하고 있다. 또한, 본 발명의 실시예에서는 직교 변환 이전에 입력 신호에 따라 적응적으로 블럭 사이즈(블럭 길이)를 변경시키고, 해당 블럭 단위로 플로팅 처리를 행하고 있다.
즉, 제 1 도에서, 입력 단자(10)에는 예를 들어, 0~20kHz의 오디오 PCM 신호가 공급되어 있다. 입력 신호는 예를 들어, 이른바 QMF 필터 등의 대역 분할 필터(11)에 의하여 0~10kHz 대역과 10k~20kHz 대역으로 분할되고, 0~10kHz 대역의 신호는 동일하며, 이른바 QMF 필터 등의 대역 분할 필터(12)에 의해 0~5kHz 대역과 5k~10kHz 대역으로 분할된다. 대역 분할 필터(11)에서의 10k~20kHz 대역의 신호는 직교 변환 회로인 고속 퓨리어 변환(DFT) 회로(13)에 보내고, 대역 분할 필터(12)에서의 5k~10kHz 대역의 신호는 DFT 회로(14)에 보내지고, 대역 분할 필터(12)에서의 0~5kHz 대역의 신호는 DFT 회로(15)로 보내짐으로써, 각각 DFT 처리된다.
그런데, 본 발명의 실시예에서는, 상술한 직교 변환일 때의 연산량을 저감하기 위하여, 직교 변환 이전의 시간축상의 입력 데이타를 블럭 플로팅 처리하여 비트 압축하고, 직교 변환 이후에 상술한 블럭 플로팅을 해제하고 있다.
즉, 제 1 도에서, 대역 분할 필터(11, 12)에서 얻어진 각각의 대역의 시간축 상의 데이타를, 블럭 플로팅 처리 회로(16)에 공급하고, 제 11 도에 나타나듯이, 각각의 블럭(BL)을 단위로서 블럭 플로팅 처리를 행하고 있으며, 각각의 직교 변환회로(제 1 도의 예에서는 DFT, 즉 이산 퓨리어 변환 회로)(13, 14, 15)에 의해서 이러한 블럭 플로팅 처리된 데이타에 대하여 직교 변환 처리의 연산을 한 이후에, 플로팅 해제 회로(17)에 의하여 블럭 플로팅을 해제하고 있다. 이 플로팅 해제하는 경우에는, 블럭 플로팅 처리 회로(16)에서의 플로팅 정보가 사용되고 있다. 이러한 블럭 플로팅 처리하는 경우의 플로팅 계수를 구하는 경우에도, 상술한 블럭내의 각각의 워드에 대한 절대치의 논리합을 취할 수 있다.
여기서, 각각의 DFT 회로(13, 14, 15)에 공급하는 각각의 대역마다의 블럭에 대하여 표준적인 입력 신호에 대한 구체적인 예를 제 2 도에 나타낸다. 제 2 도의 구체적인 예에서는, 고역측만큼 주파수 대역을 넓게 함과 동시에 시간 분해 능력을 높게(블럭 길이를 짧게)하고 있다. 즉, 저역측의 0~5kHz 대역의 신호에 대해서는 1 블럭(BLL)을 예를 들어, 1024 샘플로 하고, 또한, 중역의 5k~10kHz 대역의 신호에 대해서는, 저역측의 길이(TBL)의 블럭(BLL)의 각각의 절반의 길이(TBL/2)의 블럭(BLM1, BLM2)에서 블럭화 하고, 고역측의 10k~20kHz 대역의 신호에 대해서는, 저역 측의 블럭(BLL)의 각각의 1/4의 길이(TBL/4)의 블럭(BLH1, BLH2, BLH3, BLH4)에서 블럭화하고 있다. 또한, 입력 신호로서 0∼22kHz의 대역을 고려하는 경우에는, 저역이 0∼5.5kHz, 중역이 5.5k∼11kHz, 고역이 11k∼22kHz로 된다.
단, 본 발명의 실시예에서는, 후술하듯이, 입력 신호에 따라 블럭 사이즈(블럭 길이)를 가변으로 하고 있으며, 이 블럭 사이즈의 결정은, 블럭 플로팅의 플로팅 계수를 결정하기 위하여 사용되는 최대 절대치에 의하여 행하도록 하고 있다.
다시 제 1 도를 참조하면, 각각의 DFF 회로(13, 14, 15)에 의해 DFT 처리되어 얻어진 주파수 축상의 스펙트럼 데이타 또는 DFT 계수 데이타는, 플로팅 해제 회로(17)에 의해 블럭 플로팅 처리가 해제된 이후에, 이른바 임계 대역(크리티컬밴드)마다 결정하여 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에 전송된다. 이 임계 대역은 사람의 청각 특성을 고려하여 분할된 주파수 대역이고, 어느 순음의 주파수 근방의 동일한 강도의 협대역 밴드 노이즈에 의하여 해당 순음이 마스크될 때의 노이즈가 갖는 대역의 것이다. 임계 대역은 고역만큼 대역폭이 넓게 되어 있으며, 0~20kHz의 전체 주파수 대역은 예를 들어, 25의 임계 대역으로 분할되어 있다.
허용 잡음 산출 회로(20)는, 임계 대역마다 분할된 스펙트럼 데이타에 기초하여, 이른바 마스킹 효과 등을 고려한 각각의 임계 대역마다의 허용 노이즈 량을 구하고, 이 허용 노이즈 량과 각각의 임계 대역마다의 에너지 또는 피크치 등에 기초하여, 각각의 임계 대역마다 할당 비트 수를 구하고, 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에 의하여 각각의 임계 대역마다 할당된 비트 수에 따라 각각의 스펙트럼 데이타(또는 DFT 계수 데이타)를 재양자화 하도록 되어 있다. 이와 같이 하여, 부호화된 데이타는 출력 단자(19)를 통하여 추출된다.
그런데, 상술한 대역 분할 필터(11, 12)에 의하여 분할된 각각의 주파수 대역마다 각각의 시간축 방향에 대해서 블럭화하여 플로팅 저리한 후에 직교 변환할 때의 각각의 블럭 길이(블럭 사이즈)는, 입력 신호에 따라 적응적으로 절환하고 있다.
즉, 제 3 도에 나타나듯이, 시간폭(TBL)의 대블럭(BL)과 블럭 길이를 절반의 TBL/2로 되어 있는 블럭(BLR1, BLR2)의 사이에서 블럭 사이즈 절환을 행하는 경우에서 설명하면, 우선. 작은 쪽의 블럭(BLR1, BLR2)에서의 각각의 블럭 내의 최대 절대치(MXR1,MXR2)를 구한다. 다음에, 이들의 최대 절대치(MXR1,MXR2)를 비교하고,
MXR2/MXR1≥20 ... (1)
식(1)으로 될 때는, 작은 쪽의 블럭(BLR1, BLR2)의 사이즈로 절환한다. 이외의 것에 대해서는 큰 쪽의 블럭(BL)의 사이즈를 선택한다.
다음, 제 4 도에 나타나듯이, 시간폭(TBL)의 대블럭(BL)과, 블럭 길이를 절반인 TBL/2로 되어 있는 중간 정도의 블럭(BLR1, BLR2)과, 블럭 길이를 더 절반의 TBL/4로 되어 있는 소블럭(BLS1, BLS2, BLS3, BLS4) 사이에서 블럭 사이즈 절환을 행하는 경우에 대하여 설명한다. 우선, 각각의 소블럭 (BLS1, BLS2, BLS3, BLS4)의 각각의 블럭내의 최대 절대치(MXS1, MXS2, MXS3, MXS4)를 구한다. 이들 4개의 최대 절대치(MXS1, MXS2, MXS3, MXS4)에 대해서,
MXsn+1/MXsn≥20 ... (2)
단, n=1, 2, 3
식(2)으로 될 때는, 길이(TBL/4)의 소블럭(BLS1, BLS2, BLS3, BLS4)의 블럭 사이즈를 선택한다. 식(2)이 만족하지 않을 때에는, 상술한 중간 정도의 블럭(BLR1, BLR2)의 각각의 블럭내 최대 절대치(MXR1, MXR2)를 구하고,
MXR2/MXR1≥10 ... (3)
식(3)이 만족되는지의 여부를 판별한다. 식(3)이 만족할 때에는 길이(TBL/2)의 중간 정도의 블럭(BLR1, BLR2)의 블럭 사이즈를 선택한다. 이들 이외에는, 즉,
MXR2/MXR1＜ 10 ... (4)
식(4)으로 될 때에는, 길이(TBL)의 대블럭(BL)의 블럭 사이즈를 선택한다.
여기서, 제 5 도는 입력 디지탈 신호의 각각의 워드의 데이타 입력에서 직교변환까지의 처리를 소프트웨어적으로 실현할 때의 순서를 나타내고 있다. 제 5 도에 있어서, 우선, 스텝(S11)에서는 각각의 워드의 절대치를 산출하고 있다. 다음 의 스텝(S12)에서는 최대 절대치를 검출한다. 이 최대 절대치를 검출하는 대신에, 논리합 연산을 행하여도 무방하다. 다음의 스텝(S13)에서는, 1 블럭내의 전체 워 드에 대하여 최대 절대치 검출 또는 논리합 연산이 종료하는지의 여부를 판별하고 있다. 이 블럭은 선택 가능한 각각의 블럭 사이즈의 블럭이다. 스텝(S13)의 판별에 의하여, 전체 워드의 논리합 연산이 종료하지 않음(No)으로 될 때는 스텝(S11)으로 돌아가고, 전체 워드의 논리합 연산이 종료(YES)할 때는 다음의 스텝(S14)으로 진행하고 있다.
여기서, 상술한 스텝(S12)에서 블럭내의 절대치의 논리합을 취하는 경우에는, 블럭내의 최대 절대치를 검출하는 처리가 불필요하게 되고, 논리합 연산만의 단순한 처리에 의하여 플로팅 계수(시프트 량)즐 구할 수 있다.
스텝(S14) 및 스텝(S15)은, 플로팅 계수로서의 시프트 량의 검출 동작에 상당하는 것이고, 스텝(S14)에서는 좌측 시프트가 실행되고, 스텝(S15)에서는 시프트 결과의 최상위 비트(MSB)가 "1" 인지를 검출 여부를 판별한다. 이 스텝(S15)에서는 MSB로 "1"이 검출되지 않을 때(No)는, 스텝(S14)으로 돌아가고, "1"이 검출되었을 때(YES)는 다음의 스텝(S16)으로 진행한다.
스텝(S16)에서는, 상술한 각각의 블럭 사이즈의 전체 블럭에 대하여 최대 절대치(또는, 시프트 량)를 획득되는지의 여부를 판별하고, 아니오(No)가 될 때는 스텝(S11)으로 돌아가고, 예(YES)가 될 때는 다음의 스텝(S17)으로 진행한다. 스텝(S17)에서는 식(1), 또는 식(2)∼식(4)에 기초하여 블럭 사이즈를 결정하여, 다음의 스텝(S18)에서 이 결정된 블럭의 최대 절대치를 구한다. 다음의 스텝(S19)에서 각각의 워드를 정규화(플로팅 처리)하고, 스텝(S20)에서 상기 결정된 1 블럭내의 전체 워드를 정규화 여부를 판별하고 있으며, 아니오(No)가 될 때는 스텝(S19)으로 돌아가고, 예(YES)가 될 때는 다음의 스텝(S21)으로 진행하고 있다. 스텝(S21)에서는 예를 들어, 중간 정도의 블럭(BLR1, BLR2) 또는, 소블럭(BLS1, BLS2, BLS3, BLS4)등의 블럭 사이즈가 선택되었을 때, 대블럭(BL)의 범위내의 전체 블럭에 대하여 처리가 완료했는지의 여부를 판별하고 있으며, 아니오(No)가 될 때는 스텝(S11)으로 돌아가고, 예(YES)가 될 때는 다음의 스텝(S22)으로 진행하고 있다. 이 스텝(S22)에서 직교 변환을 실행한 이후에, 처리를 종료하고 있다.
이러한 실시예에 의하면, 각각의 블럭마다 구하여진 최대 절대치(또는, 논리합 출력)를, 블럭 플로팅 계수 및 블럭 사이즈 결정에 공통하여 사용함으로써, 처리량을 저감할 수 있고, 예를 들어, 이른바 마이크로 프로그램에 의해 처리를 행하는 경우의 스텝의 수를 감소시킬 수 있다.
다음에, 제 6 도는 상술한 허용 잡음 산출 회로(20)의 한 구체적인 예의 개략 구성을 나타내는 블럭 회로도이다. 제 6 도에 있어서, 입력 단자(21)에는, 상술한 각각의 DFT 회로(13, 14, 15)에서의 주파수 축상의 스펙트럼 데이타가 공급된다. 이 데이타로서는, DFT 연산을 하여 얻어지는 DFT 계수 데이타의 실수 성분과 허수 성분에 기초하여 산출된 진폭값과 위상값 내의 진폭값을 사용하도록 하고 있다. 이는, 일반적으로 사람의 청각은 주파수 축상의 진폭(레벨, 강도)에는 민감하지만, 위상에 대하여는 매우 둔감한 것을 고려한 것이다.
이 주파수 축상의 입력 데이타는, 대역마다의 에너지 산출 회로(22)에 전송되고, 상술한 임계 대역마다의 에너지가, 예를 들어, 해당 밴드 내에서의 각각의 진폭값의 총합을 계산하는 것 등에 의해 구해진다. 각각의 밴드마다의 에너지 대신에, 진폭값의 피크값, 평균값 등이 사용되는 것도 있다. 이 대역마다의 에너지 산출 회로(22)에서의 출력으로서, 예를 들어 각각의 밴드의 전체 값의 스펙트럼은, 일반적으로 바크 스펙트럼이라고 한다. 제 7 도는 이러한 각각의 임계 대역마다의 바크 스펙트럼(SB)을 나타내고 있다. 단, 제 7 도에서는, 도시를 간략화 하기 위하여, 상술한 임계 대역의 밴드 수를 12 밴드(B1∼R12)로 표현하고 있다.
여기서, 상기 바크 스펙트럼(SB)의 이른바 마스킹에 있어서 영향을 고려하기 때문에, 해당 바크 스펙트럼(SB)에 소정의 가중 함수를 곱하여 그 곱해진 결과를 부가하는 콘벌루션 처리(convolution processing)를 실행한다. 이러한 이유로 인해, 상술한 대역마다의 에너지 산출 회로(22)의 출력, 즉 해당 바크 스펙트럼(SB)의 각각의 값은, 콘벌루션 필터 회로(23)에 전송된다. 해당 콘벌루션 필터 회로(23)는, 예를 들어 입력 데이타를 순차 지연시키는 복수의 지연 소자와, 이들 지연 소자에서의 출력에 필터 계수(가중 함수)를 승산하는 복수의 승산기(예를 들어, 각각의 밴드에 대응하는 25개의 승산기)와, 각각의 승산기 출력의 총합을 갖는 총합 가산기로 구성되는 것이다. 이러한 콘벌루션 처리에 의하여, 제 7 도의 중간 점선으로 나타내는 부분의 전체 합이 얻어 진다. 또한, 상술한 마스킹은, 사람의 청각의 특성에 의하여, 어느 신호에 의해 다른 신호가 마스크 되어 들을 수 없게 되는 현상을 의미하고, 마스킹 효과에는 시간축상의 오디오 신호에 의한 시간축 마스킹 효과와, 주파수 축상의 오디오 신호에 의한 시간축 마스킹 효과와, 주파수 축상의 신호에 의한 동시 마스크 효과가 있다. 이들 마스킹 효과에 의하여, 마스크 되는 부분에 노이즈가 있다면, 이 노이즈는 들을 수 없게 된다. 이 때문에, 실제 오디오 신호에서는, 이 마스크 되는 범위내의 노이즈는 허용 가능한 노이즈로 된다.
여기서, 상술한 콘벌루설 필터 회로(23)의 각각의 승산기의 승산 계수(필터계수)의 한 구체적인 예를 나타내면, 임의 밴드에 대응하는 승산기(M)의 계수를 1로 할 때, 승산기(M-1)에서 계수(0.15)를 지연 소자의 출력에 승산하고, 승산기(M-2)에서 계수(0.0019)를 지연 소자의 출력에 승산하며, 승산기(M-3)에서 계수(0.0000086)를 지연 소자에 승산하고, 승산기(M+l)에서 계수(0.4)를 지연 소자에 승산하며, 승산기(M+2)에서 계수(0.06)를 지연 소자에 승산하고, 승산기(M+3)에서 계수(0.007)를 지연 소자의 출력에 승산 함으로써, 상술한 바크 스펙트럼(SB)의 콘벌루션 처리가 실행된다. 여기서, M은 1∼25의 임의 정수이다.
다음에, 상술한 콘벌루션 필터 회로(23)의 출력은 감산기(24)로 보내어 진다. 감산기(24)는, 상술한 콘벌루션 영역에서의 후술하는 허용 가능한 노이즈 레벨에 대응하는 레벨(α)을 구하는 것이다. 또한, 해당 허용 가능한 노이즈 레벨(허용 노이스 레벨)에 대응하는 레벨(α)은, 후술하듯이, 역-콘벌루션 처리를 행함으로써, 임계 대역의 각각의 밴드마다의 허용 노이즈 레벨로 되도록 하는 레벨이다. 여기서, 상술한 감산기(24)에는, 상기 레벨(α)을 구하기 위한 허용 함수(마스크 레벨을 나타내는 함수)가 공급된다. 이 허용 함수를 증가 또는 감소시킴으로써, 상술한 레벨(α)의 제어를 실행한다. 해당 허용 함수는, 다음에 설명하는 (n-ai) 함수 발생 회로(25)에서 공급되어 있는 것이다.
즉, 허용 노이즈 레벨에 대응하는 레벨(α)은, 임계 대역의 저역으로부터 순차 부여되는 번호를 i로 하면, 다음의 식(5)에서 구할 수 있다.
α= S-(n-ai) ...(5)
식(5)에서, n, a는 정수로서, a ＞ 0, S는 콘벌루션 처리된 바크 스펙트럼의 강도이고, 식(5)에서 (n-ai)가 허용 함수로 된다. 본 실시예에서는 n=38, a=1로 하고 있으며, 이때의 음질 열화는 없고. 양호한 부호화를 행할 수 있었다.
이와 같이 하여, 상술한 레벨(α)이 구해지고, 이 데이타는, 제산기(276)에 진송된다. 해당 계산기(27)에서는, 상술한 콘벌루션 영역에서의 상술한 레벨(α)을 역-콘벌루션 하기 위한 것이다. 따라서, 이러한 역-콘벌루션 처리를 실행함으로써, 상술한 레벨(α)로부터 마스킹 스펙트럼이 얻어지도록 된다. 즉, 이러한 마스킹 스펙트럼이 허용 노이즈 스펙트럼으로 된다. 또한, 상술한 역-콘벌루션 처리는, 복잡한 연산을 필요로 하지만, 본 실시예에서는 간략화된 상술한 제산기(26)를 사용하여 역-콘벌루션을 실행한다.
다음에, 상술한 마스킹 스펙트럼은, 합성 회로(27)를 통하여 감산기(28)에 전송된다. 여기서, 해당 감산기(28)에는, 상술한 대역마다의 에너지 검출 회로(22)로부터 출력, 즉 상술한 바크 스펙트럼(SB)이, 지연 회로(29)를 통해 공급된다. 따라서, 이 감산기(28)에서 상술한 마스킹 스펙트럼과 바크 스펙트럼(SB)의 감산 연산이 실행되고, 제 8 도에 나타나듯이, 상술한 바크 스펙트럼(SB)은, 해당 마스킹 스펙트럼(MS)의 레벨에서 나타내는 레벨 이하가 마스킹된다.
해당 감산기(28)로부터의 출력은, 허용 잡음 보정 회로(30)를 통해, 출력 단자(31)를 통해 추출되고, 예를 들어 할당 비트 수 정보가 미리 기억된 ROM 등(도시하지 않음)으로 전송된다. 이 ROM 등은, 상술한 감산 회로(28)로부터 허용 잡음보정 회로(30)를 통해 얻어진 출력(상술한 각각의 밴드의 에너지와 상술한 노이즈 레벨 설정 수단의 출력과의 차분의 레벨)에 따라, 각각의 밴드마다의 할당 비트 수 정보를 출력한다. 이러한 할당 비트 수 정보가 상술한 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에 전송되기 때문에, FFT 회로(13, 14, 15)로부터의 주파수 축상의 각각의 스펙트럼 데이타가 각각의 밴드마다 할당된 비트 수에서 양자화된다.
즉, 요약하면, 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에서는, 상술한 임계 대역의 각각의 밴드 에너지와 상술한 노이즈 레벨 설정 수단과의 출력 차분의 레벨에 따라 할당된 비트 수에 의해 상술한 각각의 밴드마다의 스펙트럼 데이타를 양자화 하게 된다. 또한, 지연 회로(29)는 상술한 합성 회로(27) 이전의 각각의 회로에서의 지연 량을 고려하여 대역마다의 에너지 검출 회로(22)에서의 바크 스펙트럼(SB)을 지연시키기 위해 설치되어 있다.
그런데, 상술한 합성 회로(27)에서 합성하는 경우에, 최소 가청 커브 발생회로(32)에서 공급되는 제 9 도에 나타나듯이 사람의 청각 특성인 이른바 최소 가청 커브(RC)를 나타내는 데이타와, 상술한 마스킹 스펙트럼(MS)을 합성할 수 있다. 이 최소 가청 커브에서, 잡음 절대 레벨이 최소 가청 커브 이하가 되면, 그 잡음은 들을 수 없게 된다. 이러한 최소 가청 커브는 코딩이 동일하여도, 재생시의 재생볼륨에 따르게 된다. 그러나, 현실적인 디지탈 시스템에서는 예를 들어 16 비트 동적 범위로의 음악을 듣는 쪽에는 그다지 차이가 없기 때문에, 만일, 4kHz 부근의 가장 귀에 듣기 쉬운 주파수 대역의 양자화 잡음을 들을 수 없게 된다면, 다른 주파수 대역에 있어서, 이 최소 가청 커브의 레벨 이하의 양자화 잡음은 들을 수 없다고 생각된다. 따라서, 이와 같이 예를 들어, 시스템이 갖는 워드 길이의 4kHz 부근의 잡음을 들을 수 없는 것으로 가정하고, 최소 가청 커브(RC)와 마스킹 스펙트럼(MS)을 함께 합성함으로써 허용 노이즈 레벨을 얻도록 한다면, 이 경우의 허용 노이즈 레벨은 제 9 도의 사선으로 나타내는 부분까지고 할 수 있다. 본 실시예에서는, 상술한 최소 가청 커브의 4kHz의 레벨을, 예를 들어 20 비트 상당의 최저 레벨에 맞추고 있다. 또한, 제 8 도는 신호 스펙트럼(SS)도 동시에 나타내고 있다.
또한, 상술한 허용 잡음 보정 회로(30)에서는, 보정 정보 출력 회로(33)로부터 전송되는 예를 들어 동일한 라운드네스 커브(loudness curve)의 정보에 기초하여, 상술한 감산기(28)의 출력에서 허용 잡음 레벨을 보정한다. 여기서, 동일한 라운드네스 커브는, 사람의 청각 특성에 관한 특성 곡선이고, 예를 들어 1kHz의 순음과 동일한 크기로 들을 수 있는 각각의 주파수에서의 음압을 구하여 곡선으로 연결하기 때문에, 라운드네스의 등감도 곡선이라고 부른다. 이와 같은 라운드네스 곡서은 제 9 도에 나타난 최소 가청 커브(RC)와 대략 동일한 곡선을 나타낸다. 이와 같은 라운드네스 곡선에 있어서, 예를 들어 4kHz 부근에서는 1kHz에서 음압이 8∼10dB 내려도 1kHz 와 동일한 크기로 들을 수 있고, 역으로 50kHz 부근에서는 1kHz에서의 음압 보다 약 15dB 높지 않으면 동일한 크기로 들을 수 없다. 이 때문에 상술한 최소 가청 커브의 레벨을 초과한 잡음(허용 노이즈 레벨)은, 동일한 라운드네스 곡선에 따른 커브로 부여되는 주파수 특성을 가지도록 하는 것이 양호 함을 알 수 있다. 이러한 것으로부터, 상술한 것과 같은 라운드네스 곡선을 고려하여 상술한 허용 노이즈 레벨을 보정하는 것은, 사람의 청각 특성에 적합함을 알수 있다. 여기서, 보정 정보 출력 회로(33)는, 상술한 적응 비트 부호화 회로(18)에서의 양자화 할 때의 출력 정보량(데이타 량)의 검출 출력과, 최종 부호화 데이타의 비트 레이트 목표값과의 사이의 오차 정보에 기초하여, 상술한 허용 노이즈 레벨을 보정하도록 해도 좋다. 이는, 전체의 리트 할당 단위 블럭에 대하여 미리 일시적인 적응 비트 할당을 실행하여 얻어진 전체 비트 수가 최종적인 부호화 출력 데이타의 비트 레이트에 의하여 정하는 일정의 비트 수(목표값)에 대해 오차를 갖고 있기 때문에, 그 오차분을 0으로 하도록 재차 비트 할당을 하는 것이다. 즉, 목표치 보다 전체 할당 비트 수가 적을 때는 차이의 비트 수를 각각의 단위 블럭으로 할당하여 부가하도록 하고, 목표치보다 전체 할당 비트 수가 많을 때는 차이의 비트 수를 각각의 단위 블럭으로 할당하여 감하도록 하는 것이다.
이것을 실행하기 위하여, 상술한 전체 할당 비트 수의 상술한 목표치에서의 오차를 검출하고, 이러한 오차 데이타에 따라 보정 정보 출력 회로(33)가 각각의 할당 비트 수를 보정하기 위한 보정 데이타를 출력한다. 여기서, 상술한 오차 데이타가 비트 수의 부족을 나타내는 경우는, 상술한 단위 블럭당 많은 비트 수가 사용되기 때문에, 상술한 데이타 량이 상술한 목표치 보다 많게 되는 경우를 고려할 수 있다. 또한, 상술한 오차 데이타가 비트 수 나머지를 나타내는 데이타인 경우는 상술한 단위 블럭당 적은 비트 수로서 완료하고, 상술한 데이타 량이 목표치 보다 적게 되어 있는 경우를 고려할 수 있다. 따라서, 상술한 보정 정보 출력 회로(33)에서는, 그 오차 데이타에 따라, 감산기(28)에서의 출력에서 허용 노이즈 레벨을, 예를 들어, 상술한 동일 라운드네스 곡선의 정보 데이타에 기초하여 보정되기 위한 보정치의 데이타가 출력되도록 된다. 상술과 같은 보정치가, 허용 잡음 보정 회로(30)에 전송되기 때문에, 상술한 감산기(28)에서의 허용 노이즈 레벨은 보정될 수 있다.
또한, 상술한 최소 가청 커브의 합성 처리를 행하지 않는 구성으로 하여도 좋다. 즉, 이 경우에는 최소 가청 커브 발생 회로(32), 합성 회로(27)가 불필요하게 되고, 상술한 감산기(24)에서의 출력은 제산기(26)에서 역-콘벌루션된 이후에, 즉시 감산기(28)에 전송된다.
또한, 제 10 도에 나타나듯이, 데이타 측에서의 역직교 변환(제 10 도의 예에서는 IDFT, 즉 역이산 퓨리어 변환)의 전후에서 블럭 플로팅 처리 및 플로팅 해제 처리를 행하는 경우에, 블럭 내의 각각의 워드에 대한 절대치 논리화를 취함으로서 플로팅 계수를 구하도록 하는 것도 가능하다.
제 10 도에서, 입력 단자(51)에는 제 1 도의 출력 단자(19)에서 얻어지는 파수 축상의 부호화 데이타가 공급되어 있으며, 이 부호화 데이타는 적응 비트 할당의 복호화 회로(52)로 전송되어 복호 처리된다. 이들 적응 비트 할당 복호화 처리된 주파수 축상의 데이타는, 블럭 플로팅 처리 회로(56)에 전송되어 블럭 단위의 플로팅 처리가 실시된 이후에, 역직교 변환(제 10 도의 예에서는 IDFT, 즉 역이산 퓨리어 변환) 회로(53, 54, 55)로서 상술한 제 1 도의 각각의 직교 변환 회로(13, 14, 15)에서의 처리에 대한 각각의 역의 처리가 실시된다. 이들 역직교 변환 회로(53, 54, 55)에서의 출력은 플로팅 해제 회로(57)로 보내지고, 상술한 블럭 플로팅 처리 회로(56)에서의 플로팅 정보에 기초하여 블럭 단위의 플로팅 해제가 행하여진다. 플로팅 해제 회로(57)에서의 각각의 대역의 출력은, 합성 필터(58, 59)에 의하여, 제 1 도의 대역 분할 필터(11, 12)의 역-처리가 실시되어 각각의 대역이 합성되고, 출력 단자(60)로부터 추출된다.
또한, 본 발명은 상술한 실시예에만 한정되지 않는데, 예를 들어 오디오 PCM 신호뿐만 아니라, 디지탈 음성(스피치) 신호나 디지탈 영상 신호 등의 신호 처리 장치에도 적용 가능하다.
본 발명의 디지탈 신호 부호화 장치는, 입력 디지탈 신호를 가변 길이의 블럭으로서 블럭 플로팅 처리를 한 이후에 직교 변환을 하고, 가변 블럭의 길이 및 블럭 플로팅의 플로팅 계수를 같은 지표에 의하여 결정함으로써, 처리량이나 프로그램의 스텝 수를 저감할 수 있다.

Claims (8)

  1. (3회 정정) 디지탈 입력 신호를 압축하기 위한 장치에 있어서, 상기 디지탈 입력 신호를 복수의 신호들로 주파수 분할하는 대역 분할 필터 수단으로서, 상기 복수의 신호들의 각각은 복수의 주파수 범위 중 한 범위내의 주파수 범위 신호를 포함하는, 상기 대역 분할 필터 수단과, 인덱스에 응답하여 동작하고, 상기 주파수 범위 신호의 블럭들로의 분할을결정하여, 상기 블럭들의 각각에 대한 블럭 길이를 나타내는 블럭 길이 결정 신호를 제공하기 위한 블럭 길이 결정 수단과, 상기 블럭 길이 결정 수단의 블럭 길이 결정 신호 및 상기 인덱스에 응답하여 동작하고, 상기 주파수 범위 신호의 블럭들에 블럭 플로팅 처리를 적용하는 블럭 플로팅 처리 수단으로서, 상기 블럭들의 각각은 상기 블럭 길이 결정 신호에 의해 표시되는 블럭 길이를 갖고, 상기 블럭 플로팅 처리 수단은 주파수 범위 신호의 블럭들의 각각으로부터 블러 플로팅 처리된 주파수 범위 신호의 블럭을 제공하는, 상기 블럭 플로팅 처리 수단과, 상기 블럭 플로팅 처리된 주파수 범위 신호의 블럭들을 직교 변환하여, 복수의 스펙트럼 계수를 생성하기 위한 직교 변환 수단과, 상기 직교 변환 수단으로부터 상기 복수의 스펙트럼 계수들을 대역들로 분할 하고, 상기 대역들의 각각에서 허용 가능한 노이즈 레벨에 응답하여 상기 대역들의 각각의 대역내의 스펙트럼 계수들을 양자화하기 위해 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 적응적 비트 할당 수단을 포함하는 디지탈 입력 신호 압축 장치.
  2. (신설) 디지탈 입력 신호를 압축하기 위한 장치에 있어서, 상기 디지탈 입력 신호를 복수의 신호들로 분할하는 대역 분할 필터 수단으로서, 상기 복수의 신호들의 각각은 복수의 주파수 범위들중 각각의 범위내에 있고, 상기 복수의 신호들은 상기 복수의 주파수 범위 중 한 범위내의 주파수 범위 신호를 포함하는, 상기 대역 분할 필터 수단과, 상기 주파수 범위 신호의 블럭들에 블럭 플로팅 처리를 적용하여, 블럭 플로팅 처리된 주파수 범위 신호를 제공하기 위한 블럭 플로팅 처리 수단과, 상기 블럭 플로팅 처리된 주파수 범위 신호의 블럭들을 직교 변환하여, 복수의 스펙트럼 계수를 제공하기 위한 직교 변환 수단과, 상기 직교 변환 수단으로부터 상기 스펙트럼 계수들을 대역들로 분할하고, 상기 대역들의 각각에서 허용 가능한 노이즈 레벨에 응답하여 상기 대역들의 각각의 대역내의 스펙트럼 계수들을 양자화하기 위해 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 적응적 비트 할당 수단을 포함하고, 상기 적응적 비트 할당 수단은, 상기 대역들의 각각에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨을 계산하는 허용 가능한 노이즈 레벨 계산 수단과, 상기 대역들의 각각에서, 상기 허용 가능한 노이즈 레벨을 최소 가청 레벨과 비교하는 수단으로서, 상기 최소 가청 레벨이 상기 허용 가능한 노이즈 레벨보다 높은 상기 대역들의 각각에 대해 플래그를 설정하는, 상기 비교 수단과, 상기 플래그가 설정된 상기 대역들의 각각에서, 상기 허용 가능한 노이즈 레벨로서 상기 최소 가청 레벨을 선택하는 수단을 포함하는, 디지탈 입력 신호 압축 장치.
  3. (신설) 디지탈 입력 신호를 압축하기 위한 장치에 있어서, 상기 디지탈 입력 신호에 응답하여 인덱스를 발생하는 인덱스 발생 수단과, 상기 인덱스에 응답하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들로의 분할을 결정하는 블럭 길이 결정 수단과, 상기 인덱스에 응답하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들에 블럭 플로팅 처리를 적용하여, 상기 디지탈 입력 신호의 블럭 플로팅 처리된 블럭들을 제공하기 위한 블럭 플로팅 처리 수단과, 복수의 스펙트럼 계수들을 제공하기 위해 상기 디지탈 입력 신호의 상기 블럭 플로팅 처리된 블럭들의 각각을 직교 변환하는 직교 변환 수단과, 상기 직교 변환 수단으로부터 상기 복수의 스펙트럼 계수들을 대역들로 분할하고, 상기 대역들의 각각의 대역내의 스펙트럼 계수들을 양자화하기 위하여 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 적응적 비트 할당 수단을 포함하는 디지탈 입력 신호 압축 장치.
  4. (신설) 디지탈 입력 신호를 압축하기 위한 장치에 있어서, 인덱스에 응답하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들로의 분할을 결정하는 블럭 길이 결정 수단과, 블럭 플로팅 계수로서 상기 인덱스를 이용하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들의 각각에 블럭 플로팅 처리를 적용하는 블러 플로팅 수단과, 상기 디지탈 입력 신호의 상기 블럭 플로팅 처리된 블럭들로부터 스펙트럼 계수들을 유도하는 수단과, 상기 스펙트럼 계수들을 대역들로의 주파수 분할하고, 상기 대역들의 각각에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨에 응답하여 상기 대역들의 각각의 대역내의 상기 스펙트럼 계수들을 양자화하기 위해 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 적응적 비트 할당 수단을 포함하고, 상기 적응적 비트 할당 수단은, 상기 대역들의 각각에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨을 계산하는 허용 가능한 노이즈 레벨 계산 수단과, 상기 대역들의 각각에서, 상기 허용 가능한 노이즈 레벨을 최소 가청 레벨과 비교하는 비교 수단과, 상기 비교 수단에 의해 상기 최소 가청 레벨이 상기 허용 가능한 노이즈 레벨보다 높은 것으로 결정한 대역들의 각각에서 상기 허용 가능한 노이즈 레벨로서 상기 최소 가청 레벨을 선택하는 선택 수단을 포함하는, 디지탈 입력 신호 압축 장치.
  5. (신설) 디지탈 입력 신호를 압축하기 위한 방법에 있어서, 상기 디지탈 입력 신호에 응답하여 인덱스를 발생하는 단계와, 상기 인덱스에 응답하여 디지탈 입력 신호의 블럭들로의 분할을 결정하는 단계와, 상기 디지탈 입력 신호의 블럭 플로팅 처리된 블럭들을 제공하기 위해 상기 인덱스에 응답하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들에 블럭 플로팅 처리를 적용하는 단계와, 복수의 스펙트럼 계수를 생성하기 위해 상기 디지탈 입력 신호의 상기 블럭 플로팅 처리된 블럭들의 각각을 직교 변환하는 단계와, 상기 복수의 스펙트럼 계수들을 대역들로 분할하고, 상기 대역들의 각각의 대역내의 스펙트럼 계수들을 양자화하기 위해 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 단계를 포함하는 디지탈 입력 신호 압축 방법.
  6. (신설) 디지탈 입력 신호를 압축하기 위한 방법에 있어서, 인덱스에 응답하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들로의 분할을 결정하는 단계와, 블럭 플로팅 계수로서 상기 인덱스를 이용하여 상기 디지탈 입력 신호의 블럭들의 각각에 블럭 플로팅 처리를 적용하는 단계와, 상기 디지탈 입력 신호의 상기 블럭 플로팅 처리된 블럭들로부터 스펙트럼 계수들을 유도하는 단계와, 상기 스펙트럼 계수들을 대역들로 주파수 분할하는 단계와, 상기 대역들의 각각에 대해 허용 가능한 노이즈 레벨에 응답하여 상기 대역들의 각각의 대역내의 상기 스펙트럼 계수들을 양자화하기 위해 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 단계를 포함하고, 상기 복수의 양자화 비트를 적응적으로 할당하는 단계는, 상기 대역들의 각각에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨을 계산하는 단계와, 상기 대역들의 각각에서, 상기 허용 가능한 노이즈 레벨을 최소 가청 레벨과 비교하는 단계와, 상기 비교하는 단계에 의해 상기 최소 가청 레벨이 상기 허용 가능한 노이즈 레벨보다 높은 것으로 결정한 대역들의 각각에서 상기 허용 가능한 노이즈 레벨로서 상기 최소 가청 레벨을 선택하는 단계를 포함하는, 디지탈 입력 신호 압축 방법.
  7. (신설) 복수의 양자화된 스펙트럼 계수들 및 보조 정보를 포함하는 압축된 디지탈 신호를 신장하기 위한 장치에 있어서, 상기 보조 정보에 응답하여 동작하여, 복수의 스펙트럼 계수들을 제공하기 위해 상기 양자화된 스펙트럼 계수들을 역으로 양자화하는 적응적 비트 할당 디코딩 수단과, 역 블럭 플로팅 처리된 스펙트럼 계수들을 제공하기 위해 상기 스펙트럼 계수들에 역 블럭 플로팅을 적응하는 블럭 플로팅 수단과, 복수의 주파수 범위 신호들을 제공하기 위해 상기 역 블럭 플로팅 처리된 스펙트럼 계수들을 역으로 직교 변환하는 역 직교 변환 수단과, 출력 신호를 제공하기 위해 상기 주파수 범위 신호들을 합성하는 역 필터 수단을 포함하는 압축 디지탈 신호 신장 장치.
  8. (신설) 디지탈 출력 신호를 제공하기 위해 압축된 디지탈 신호를 신장하기 위한 방법에 있어서, 상기 압축된 디지탈 신호는,
    가) 대역들로 주파수 분할된 복수의 양자화된 스펙트럼 계수들로서, 상기 대역들은 내부의 상기 스펙트럼 계수들이 서브-대역들로 더 주파수 분할되는 분할된 대역을 포함하고, 상기 대역들의 각각과 상기 서브-대역들의 각각에서 양자화된 스펙트럼 계수들은 양자화 비트의 적응적으로 할당된 수를 이용하여 양자화되는, 상기 복수의 양자화된 스펙트럼 계수들과,
    나) 각각의 대역에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨과,
    다) 상기 분할된 대역에 대한 플래그 신호를 포함하고,
    상기 방법은, 상기 분할된 대역에 대한 플래그 신호가 제 1 상태에 있을 때 상기 분할된 대역에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨로서 상기 분할된 대역의 허용 가능한 노이즈 레벨을 설정하고, 상기 분할된 대역에 대한 플래그 신호가 제 2 상테에 있을 때 상기 분할된 대역을 구성하는 상기 서브-대역들 중 한 서브-대역에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨로서 상기 분할된 대역의 허용 가능한 노이즈 레벨을 설정하는 단계와, 상기 분할된 대역에 대한 플래그 신호가 제 2 상태에 있을 때, 상기 분할된 대역의 상기 허용 가능한 노이즈 레벨로부터, 상기 분할된 대역을 구성하는 상기 서브-대역들 중 다른 서브 대역들의 각각에 대한 허용 가능한 노이즈 레벨을 결정하는 단계와, 스펙트럼 계수들을 제공하기 위해 상기 분할된 대역을 구성하는 대역들의 각각과 서브-대역들의 각각에서 각각 양자화핀 스펙트럼 계수들을 역으로 양자화하기 위하여 상기 분할된 대역을 구성하는 상기 대역들의 각각과 상기 서브-대역들의 각각에 대해 허용 가능한 노이즈 레벨을 이용하는 단계와, 상기 스펙트럼 계수들로부터 상기 디지탈 출력 신호를 유도하는 단계를 포함하는 압축 디지탈 신호 신장 방법.
KR1019920005038A 1991-03-29 1992-03-27 디지탈입력신호압축장치및방법과,압축디지탈신호신장장치및방법 KR100313977B1 (ko)

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