JPS59223034A

JPS59223034A - デイジタル信号伝送装置

Info

Publication number: JPS59223034A
Application number: JP9768883A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Akagiri; 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-06-01
Filing date: 1983-06-01
Publication date: 1984-12-14
Also published as: JPH0574252B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、ＰＣＭディジタル信号のようなディジタル信
号を伝送するためのディジタル信号伝送装置に関し、特
に、一般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモー１へ、和分ＰＣ
Ｍモードのうちで圧縮率の大きなモードを切換選択して
伝送するようなディジタル信号伝送装置に関する。

〔背景技術とその問題点〕

近年において、ディジクル技術の進歩に伴ない、オーテ
ィオ信号やビデオ信号等のアナログ信号をサンプリング
して量子化及び符号化処理を行ない、いわゆる１）　Ｃ
Ｍ　（パルスコードモジュレーンヨン）信号として伝送
（記録・再生も含む。）することが多くなっている。

このようζこ、アナログ信号をＰＣＭディジクルー信号
に変換して伝送する際には、一般に、ザンプリング周波
数を高くするほど伝送可能なアナログ信号の帯域が広く
なり、量子化ヒント数を多くするほどグイナミソクレン
ジが広くなることが知られている。従って、元のアナロ
グ信号を高忠実度で、すなわち広帯域かつ大ダイナミッ
クレンジでティシタル伝送しようとすると、高いサンプ
リング周波数及び多くの量子化ビット数を要し、単位時
間当りに伝送するビット数、いわゆるビットレートが高
くなる。

しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）の特性に
より上記ピットレー１・は制限を受け、また、送受信側
（記録・再生側）でのディジタル信号処理速度等によっ
ても上記ビットレートの制限が生じ、さらに現実問題と
して、ＰＣＭ信刊記録再生装置等の製品を供給する場合
の経済性、コストパフォーマンス等を考慮することによ
り、なるべく低いヒツトレートで高品質の信号伝送ある
いは記録再生を行なうことが重要となる。

ここで、低いピットレー１・て太ダイナミックレンジを
実現する技術として、差分ＰＣＭ方式が知られている。

この差分ＰＣＭ方式は、入力信号周波数がサンプリング
周波数の１７６までの低・中域範囲において、少ない量
子化ビット数で一般ＰＣへ４方式よりも大きなダイナミ
ックレンジを得ることができる。しかしながら、入力信
号周波数が高域の範囲では、差分ＰＣＭ方式のダイナミ
ックレンジが一般ＰＣＭ方式よりも減少することがあり
、また歪率の増加による音質劣化等の悪影響も生じ易い
。

〔発明の目的〕

本発明は、このような従来の実情に鑑み、入力信号を・
伝送するのに最も適した伝送モード、例えば一般ＰＣＭ
モード、差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモードのうぢの
いずれかのモードを、時間に関して分割したブロック毎
に決定して、最大の伝送効率を得るようにしたディジタ
ル信Δ体送装置の提供を目的とする。また、本発明の他
の目的は、時間的な変化が激しい楽器音の立上り部のよ
うな波形相関率の小さい信号波形をも少ないピットレー
１・で効率良く伝送（記録・再生も含む。）し得るよう
なディジタル信号伝送装置を提供することである。

〔発明の概要〕

すなわち、不発明番と係るディジタル信号伝送装置の特
徴は、入力信号のサンプリング波高値データに基づき、
一般ＰＣＭモードのディジタルデーりとしての波高値デ
ータ、差分ＰＣＭモードのディジクルデータとしての差
分値データ、及び和分Ｐ　ＣＭモードのティジクルテー
クとしての和分値データのうちの少なくとも２種類のデ
ータを出力する手段と、このデータ出力手段からの各種
類のデータを比較して圧縮率が最も高いモードを判別す
るデータ比較手段と、このデータ比較手段からの出力（
と応じて圧縮率の最も高いモードを選択して、複数ワー
ドを１ブロツクとして出力する選択手段とを備えて成る
こＬである。

〔実施例〕

本発明の詳細な説明に先立ち、一般のＰＣＭ、差分ＰＣ
Ｍ、和分ＰＣＭの差違について説明する。

すなわち、第１図に示すような入力信号をサンプリング
した各サンプリング波高値りを量子化し符号化したもの
が一般ＰＣＭデータであるのに対し、隣接サンプリング
値開の差分値ｄを量子化し符号化し勺ものが差分２０Ｍ
データである。そして、入力波形が比較的ゆっくりと変
化するとき、すなわちサンプリング周波数に比べて入力
信号周波数が低い場合には、サンプリング波高値に比べ
て上記差分値が小さく、同じ量子化ビット数の条件で、
差分１）　ＣＭの方が一般ＰＣＭよりも大きなダイナミ
ックレンジを得ることができる。

ここで、一定周波数ｆｉ　（角周波数ω１＝２πｆｉ）
の正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数ｆｓでサ
ンプリングし、隣接サンプリング値開の差分値をとる場
合について考察する。

先ず、入力信号としての時間ｔの関数ｆ（ｔ）を、／（
ｔ）＝ｓｉｎω、ｔ　　　　　　　・・・曲・・・・・
・・・■とするとき、サンプリング周期Ｔｓ　（＝　１
／ｆｓ　）のときの差分値ｄ　（ｔｌは、ｄ（１）−ｆ（ｔ）　　ｆ　（ｔ　　Ｔｓ）＝ｓｉｎω
１ｔ−ａｉｎω１（ｔ−７Ｍ）　　−・−曲−＝…■こ
のｄ　（ｔ）の最大値を求めるために、０式を微分して
、ｄ’（を沖ω１（１−６ｓｒ　−７；　）　Ｓ石妬ｔ＋
５ｉｕ−■Ｓω１ｔ　　　　　　　　…・・・・…パ・
・・■Ｓとの０式のｄ’（ｔ）＝Ｏとおいて、ｓこの０式より、Ｘ５ｉｎ（ω、を十ψ）　　　　・曲面・曲・■従って
、０式よりｄ　（ｔ）の最大値ｄｌｎａＸは、ここで、
一般の１）　ＣＭの場合のデータの最大値は最大サンプ
リング値となる振幅値であり、■式の振幅１であるから
、差分ＰＣＭの最大値と一般ＰＣＭの最大値が等しくな
る入力周波数、７’ｉｌは、上記０式のｄｍａＸ＝１と
して、２００８−＝１ｆＳ巴す−。ｏｓ−’−！−一二／Ｓ２３、−、　　ｆｉ、−一迦＝ユ・７５０Ｃｆ３　”２π　
　２π　　　　２一杏ｆ・キ０．１６７ｆｓ　　　　　・・・・・・・・・・・・
・・・■すなわち、入力周波数ｆ１がサンプリング周波
数ｆｓの１７６となるとき、差分ＰＣ，Ｍデータの最大
値と一般ＰＣＭデータの最大値とが等しくなり、同じダ
イナミックレンジとなる。

次に、上記サンプリング値の隣接するものの和分値を量
子化し符号化したものが和分ＰＣＭデータであり、上記
正弦波の入力信号ｊ（ｔ）のときの和分値ａ（ｔ）は、ａ（ｔｌ−ｊ（ｔ）＋ｆ（ｔ　−１１１８）＝ｓｉｎω
１１＋ｓｉｎωＨ（ｔ−五）　　−＝−曲面■となる。

この和分値ａ　（ｔ）の最大値ａｍａＸは、前記差分値
の場合と同様に計算でき、周波数ｆ１□は、ｆ１□−一口２π ｆＳ−＋　　１一石■・（−Σ）Ｌｆ５キ０．３３３ｆｓ　　　　　　　・曲面・回置となる。

すなわち、入力周波数ｆｌがサンプリング周波数ｆＳ　
の１／３となるとき、和分ＰＣＭデータの最大値と一般
ＰＣＭデータの最大値とが等しくなる。

従って、入力信号を一定のサンプリング周波数でサンプ
リングし、上記波高値、差分値、及び和分値をそれぞれ
等しいビット数で量子化するときに得られるダイナミッ
クレンジは、例えば第２図のようになる。この第２図に
おいては、縦軸にダイナミックレンジのｄＢ値を、横軸
に入力信号周波数ｊ１をそれぞれとっており、サンプリ
ング周波数ｆｓ及び量子化ビット数をそれぞれ例えば３
２ｉ＜ＩＩｚ　及び８ビットとした場合の、一般ＰＣＭ
モード時の特性曲線Ａ、差分ＰＣＭモード時の特性曲線
Ｂ、及び和分ＰＣＭモート時の特性曲線Ｃを、それぞれ
示している。この第２図から明らかなように、入力信号
周波数ｆｌが低域からｆｓ／６までのときは、差分１）
ＣＭモードのダイナミックレンジが大きく、相対的に圧
縮効率が最も高い。同様に、入力信号周波数ｆ１がｆｓ
／６からｆｓ／３まての範囲では一般ＰＣＭモードが、
また入力信号周波数ｆ１　がｆｓ／３以上のときは和分
ＰＣＭモードが、それぞれダイナミックレンジを大きく
とれ、圧縮効率が高いものとなる。

本発明の要旨は、例えはこの周波数特性クラ７に応じて
、最もダイナミックレンジが大きくなるモードを判別し
、そのモードのデータを伝送するように切換選択するこ
とである。この場合の切換選択は、後述するフロック（
一定接数ワードより成るフロック）単位で行なっている
。

ところで、以上のような差分１）ＣＭデデー等のティシ
クルデータを伝送（記録・再生も含む。）する際に、デ
ータの全ビットを用いずに一部のヒソ１〜を伝送するよ
うな適応型（アダプティブ）処理が一般に知られている
。

例えは第３図は、適応型差分１）　ＣＭのエンコーダの
一例を示し、この第３図において、入力端子１には上記
ザンプリング値を量子化（及び符号化）したディジクル
信号が供給されている。この入力デイシタル信号は、加
算器２に送られて、局部デコーダ１０からの出力との差
ｆなわち誤差分がとられ、この加算器２からの誤差信号
は、量子化器３により再量子化されて、１ワードのビッ
ト長ヲ短かくするようないわゆるビットリダクンヨンが
なされ、出力端子５に送られる。ここで、アクプティフ
アルゴリズムブロック４は、量子化器３及び量子化器特
性とコンプリメンタリ動作を行なう乗算器６の特性を適
応的に変化させるものであり、そのアルゴリズムには種
々のものが考えられているが、代表例としては、出力信
号のレベルが犬となるほど量子化器３の量子化ステップ
幅を大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ１
０は、量子化器３からの出力信号をテコード。して予測
された出力としての局部デコーダ出力を加算器２に送り
、上記入力信号から減算することにより、入力信号と予
測信号の差、すなわち上記誤差信号を得るためのもので
ある。この２局部デコーダ１０は、量子化器３に対して
相補的な動作を行なう乗算器６と、この乗算器６の出力
古上記局部デコーダ出力とを加算する加算器７と、この
加算器７からの出力を１サンプリング周期だけ遅延させ
る遅延回路８と、この遅延回路８の出力に減衰係数ｋを
乗算してエラー減衰を行なうだめの係数乗算器９とより
成っている。

以上のような適応型（アクブチイブ）差分ＰＣＭエンコ
ータにおいて、アクプティフアルゴリズムフロック４に
よる適応型（アダプティブ）動作は、量子化器３と乗算
器６６ごて行なイっれており、一般的には出力端子５の
エン出力１−出カが大きいほど大きい量子化ステップを
与えるよう（・こしている。この適応型（アクブチイブ
）動作により、限られたワー１へビット長で高域の大り
イナミンクレンジ信号を処理することができる。

しかしながら、このようなアダプティブ動作は、エラー
が生じた時にエンコーダ、デコーダ間のトラッカビリテ
ィを著るしく損ない、かつ差分ＰＣＭ等の弱点であるエ
ラー伝播の悪影響を受け、使用」二耐え難いものとなる
おそれがある。

このエラー伝播について以下に説明する。

第４図は、上記差分ＰＣＭデータを得るためのエンコー
ダの基本構成例を示すブロック回路図であり、入力端子
１１に入力−された上記サンプリング波高値データは、
加算器１２及び遅延回路１４に供給されている。遅延回
路１４は、■サンプリンタ周期ｌ１ｌｓだけ入力データ
を遅延するものであり、この遅延データは減衰係数１（
を乗算するための係数乗算器１５を介して加算器１２に
減算入力として送られる。この加算器１２からの出力が
、上記差分ＰＣＭデータとして出力端子１３に送られる
。

この第４図の入力端子１１に順次（サンプリング周期毎
に）入力される波高値データをそれぞれＷｏ　　、　Ｗ
ｒ　　、　Ｗ２　、・・・とするとき、差分値データ１
）＋　　、　］）２　　、・・・は、１１ｈ　　＝　Ｗ
ｒ　　　ｌ＜　・Ｗ。

Ｄｚ　＝Ｗ２−　ｋＷｌとなる。この減衰係数には、Ｑ　（ｋ　（ｌであり、エ
ラー発生の影響が無限時間継続しないように、過去のデ
ータの影響を低減するためのものである。

しかし、ｋを小さく選ぶことにより、エラー伝播時間を
短縮することはできるが、ダイナミックレンジの拡大効
果を減らしてしまうため、ｋをあ才り（こ小さくするこ
とは好ましくない。

そこで、減衰係数にのダイナミックレンジに対する影響
を調べるために、第４図の入力ｘ（ｎＴ）に対する出力
ｙ（ｎＴ）の関係をみると、ｙ　（ｎＴ　）＝ｘ　（ｎ
　Ｔ　）−ｋ・ｘ　（ｎ　Ｔ−’ｌ’　）・・曲・・・
０ただしＴはサンブリンク周期となる。いま入力としてｅｊＱｌｔをとると、０式は、
ｙ（ｎ’ｌ’）−ｘ（ｎ’ｌ”）−ｋｅ”Ｔｘ（ｎＴ）
＝（１−ｋｃ””）ｘ（ｎＴ）　　−−−＝・。

となり、伝達関数Ｈ（ｅｊＱＩＴ）は、］■（ｅ””）
　＝　１−　ｋ　ｅ　”Ｔまた、伝達関数の大きさＩＨ
（ｅ”Ｔ）　１は１ｌ−１（ｃ”Ｔ）　ｌ　＝Ｉ　１−
ｋｅＪ″＋Ｔ１＝　ｌ　（１−ｋｃｏｓωＴ）＋ｊ　ｋ
ｓｉｎωＴ　ｌ＝　（（］　−ｋｃｏｓωＴ）２−＋（
ｋｓｉｎｃ＝＋Ｔ　）２）ゾ２−（１＋］＜”−２１＜
ｃｏｓωＴ　）　　　・−＝＠ここで入力周波数をｆｌ
（−−５−）とし、サンプリング周波数をｆｓ（−１／
Ｔｓ　）とすると、ω＋Ｔｓ　＝　２　ｙｒ　ｆ１Ｔｓ＝２π分　　　　　　・凹・・曲・…■以上より、ＩＮ（ｅ　　　）１ｆ、−（１＋に一２ｋｃｏｓ２π八
、ｌ／’２Ｓ・・・・・・・・・・・・・・［相］この［相］式を、ｆ＋＝０（直流）における伝達関数の
大きさで正規化すると、このＧとｆ１／Ｊ’ｓとの関係を、Ｉ（をパタメータと
して表示すると、第５図のようになる。

この第５図からも明らかなように、１（の値が小さくな
るに従って、低域カットオフ周波数は上昇し、高域に対
する低域のクイナミンクレンジ拡大量は少なくなってゆ
く。従って、ｋは例えば０８５以上に選ぶことが望まし
く、この程度の１（の値でもエラー伝播を短かい時間に
おさえ込めるよう　　　（な技術が要望されている。

そこで、本発明の実施例においては、差分ＰＣＭデーデ
ータ一定の複数ワード単位でブロック化し、上記エラー
伝播現象を短時間で抑えるようにしている。

ずなわぢ、第６図において、前述したアダプティブ処理
された差分ＰＣＭデ〜りの１１−１ワードのデータＩ）
＋　、　Ｄ２　、−　、　Ｄｎ−＋を１ブロツクとし、
この１ブロツク内に、前記波高値データ（一般ＰＣＭデ
ーク）Ａｂのワード、笈び前記アダプティブ（適応型）
処理の情報データＡｄを示すワードを、それぞれ少なく
とも１ワードずつ含めて、■プロ　　−ツクを少なくき
もｎ＋１ワードで構成している。

たたし、これらのワードのビット長は、各データに応じ
て異ならせてもよく、例えば、波高値（あるいは瞬時値
）情報ワードのデータＡｂについては１４ビット、アダ
プティブ処理された差分データＤ１〜Ｄｎ−＋の各ワー
ドやアダプティブ情報Ａｄのワードについては１ワード
７ビツトのようにすれ：ぼよい。才た、一般ＰＣＭモー
ド、差分ＰＣＭモート、和分ＰＣＭモードを適宜選択し
て伝送する場合には、上記差分データＤ、　−Ｄ、　、
の各ワードの位置に、それぞれ一般ＰＣＭデーグ（波高
値データ）ワードや差分データワードや和分データワー
ド′を配すればよく、さらに上記１ブロツク中にモード
選択情報ワードを含ませ、るようにすればよい。

このようにブロック化した場合のアダプティブ清報ワー
ドのデータＡｄは、そのブロック内に含まれるアダプテ
ィブ処理されたデータの全ワード、例えば第６図の差分
ＰＣＭデータＤＩ−Ｄｎ−，に対して共通に用いられる
ものである。これは、従来においてアダプティブ情報さ
れたデータを伝送する場合に、各ワード毎にアダプティ
ブ情報を含ませているのに比へて、分離された形態てア
ダプティブ情報が存在しているので、全体のピッ１〜数
を少なくてきるとともに、このアクブチイブ情報だけを
誤り訂正能力の高い符号構成としても全体の冗長度の増
加は少なくてすむ。このような符号構成例を第７図に示
す。この第７図において、パリティデータＰ１はアダプ
ティブ情報Ａｄのみの７々リテイチエソクを行ない、パ
リティデータＰ２は、アダプティブ情報Ａｄ、瞬時波高
値テークＡ　ｌ）及び１フロツク分の差分１）ＣＭデデ
ーＤｌ−Ｄｎ−１の全てのパリティヂエツクを行なう。

さら（こ、上述のように、一般ＰＣＭモート、差分ＰＣ
Ｍモード、及び和分Ｉ）　ＣＭモードのうちのいずれか
のモードを選択して伝送する場合のモード選択情報ワー
ドを含ませる場合には、３モートのう七の１モードを選
択するのに要するビット数は２ビ・ノドであるから、当
該ブロックのモード選択用のみならず、前後のブロック
についてのモード選択用情報をも含めて、全体として６
ビツトのワードとすればよい。

このように複数のワードをブロック化することにより、
ｋを大きくしてもエラー伝播時間を短かく抑えることが
できるわけであるが、ここで、差分ＰＣＭデーデー送時
に、上記ブロック化を行なわない場合と、ブロック化を
行なった場合とて、■ビットエラーが生じたときのエラ
ー伝播時間を比較する。いま、サンプリング周、波数ｆ
Ｓ＝３２ｋ　Ｈｚ　、減衰係数に−０，９９とするとき
、従来のブロック化を行なわない差分Ｐ　ＣＩＶＩデー
タ伝送においては、エラーが発生時の１％？こまで減衰
するためζこけ、アダプティブ動作の狂いの影響を無視
しても、０９９ｎ≦００１を満足するようなｌ〕サンプリング周期の時間の経過が
必要である。このときのｎは４５９以上であり、エラー
伝播時間ｎ’ｐｓ　（Ｔｓ＝１／ｆｓ＝ｏ、３１５ｒｒ
＋ｓ）は、ｎ’ｌ”ｓキ１４．３　ｍｓとなる。これに対して、例えば３２ワードを１ブロツク
とする場合には、１フロツク内でエラー伝播が完結され
るため、約１ｍ５程度の短時間でエラーの影響が無くな
る。したがって、減衰定数ｋを特に小さくする必要がな
く、第５図から明らかなよう（こ、低周波域のクイナミ
ツクレンノを大きくとることができ、またアダプティブ
動作も大きくとることができる。

ところで、このようなブロック化を行なう場合に、一般
１）ＣＭモモ−・、差分１）　ＣＭモード、和分ＰＣＭ
モート”のそれぞれのモードにおける１フロツク内の各
ワードの最大の絶対値が、上記３つのモードのうちのい
ずれのモードで最も小さくなるかによって、フロック内
の信号スペクトルの主要部分がどの周波数領域に存在す
るかを知るための条件、さらに圧縮率の高いモードを判
断可能とするための条件を調べる。

いま、入力信号を周波数ｆ１　の正弦波信号とし、１フ
ロツクのワード数をＮ１ブロック周期をＴＢとするとき
、第８図に示すように、ブロック周期１が入力信号の周
期Ｔ＋　（＝　１／ｆ＋　）の１７２以上あれば、一般
ＰＣＭモードの１ブロツク内の最大絶対値は入力信号の
振幅値（ゼロ−ピーク値）に略等しくなる。１ブロツク
内のワード数Ｎは、ＴＢ／Ｔｓ（ただしＴｓはサンプリ
ング周期）で与えられるから、の条件が成り立つワード数Ｎが１ブロツク内にとられて
いれば、一般ＰＣＭモードの１ブロツク内最大絶対値は
上記入力信号の振幅値ζこ近い値となり、１ブロツク内
の最大絶対値は差分ＰＣＭモードの方が一般１）　ＣＭ
モードよりも小さくなる。とれに対して、上記０式の条
件が満たされないワード数Ｎのときには、一般ＰＣＭモ
ードのブロック内最大絶対値が減少して、差分ＰＣＭモ
ードのブロック内最大絶対値よりも小さくなることがあ
り得るが、そのＮの値は３よりも小さいことが次のよう
に示される。

すなわち、第９図のように、入力正弦波の各サンプル点
をａ、ｂ、ｃ、・・・とし、点ａとｂは、これらの差分
値が最大となるように入力正弦波のセロクロス点から時
間軸上で等距離の位置に配されているとすると、ａ、１
〕間の差分値（の絶対値）Ｄａｂは、Ｄａｂ＝　２　ｓｉｎ　２πｆ、・土　　・・・・・・
・・・・・・・・・［相］ｆ１次に、点ａからＮ個のサンプル点を１ブロツク内に含む
とすると、フロック内最大値（たたし絶対値）Ｌは、これらの［相］、０式よりＤ　ａｂ　−りとなるＮをＮ
〈Ｊ＼の領域において求めると、ｊＩ −２５となり、Ｎは整数であることより、Ｎが３以上あれば、
Ｎ　＜　　／Ｓの領域においても、差分ＰＣＭモ２ｊ’
ｉ −ドの方が一般ＰＣＭモートよりもブロック内の最大絶
対値を小さくすることがてき、上記各モード、例えば一
般ＰＣＭモードと差分ＰＣＭモードとの間て、ｌブロッ
ク内の最大絶対値を比較することで、信号周波数の高低
を判断することができる。

また、以」二のようにブロック単位で最適モート”を選
択して切換えることにより、従来Ｏこおいて差分ＰＣＭ
モー１−の高域で問題となっていたエラー発生時のエラ
ーの拡大を防止することができる。

ここで、第１０図及び第１１図は、入力信号周波数ｆｔ
　＝　１０　ｋＩ−１ｚ　　で、サンプリング周波数ｆ
ｓ＝３２　ｋＨｚのとき、すなわちＪ’ｉ＞ｆ３／６の
ときの、ビットエラー発生時の影響を、一般ＰＣＭモー
ドによるデータ伝送の場合（第１０図）、及び差分１）
ＣＭモードによるデータ伝送の場合（第１１図）につい
てそれぞれ示す波形図であり、受信側（あるいは再生側
）でのディジクルーアナログ変換後の波形（第１０図Ｂ
、第１１図Ｂ）と、このディジクルーアナログ変換され
た信号をローパスフィルタを介して取り出した波形（第
１０図Ａ。

第１１図Ａ）とをそれそ゛れ示している。これらの第１
０図、第１１図において、時間軸上の点Ｅにてビットエ
ラーが発生しており、一般１）ＣＭ−Ｅ−１−（第１０
図）の方が、差分ＰＣＭモード（第１１図）よりもエラ
ーの影響が少ないことが明らかである。そして、本発明
においては、ｆｌ）ｆｓ／６のときには一般ＰＣＭモー
ドを選択しており、ビットエラーによる悪影響が抑えら
れていることが明らかである。

次に、本発明の好ましい一実施例として、以上説明した
各技術的思想を実現するための具体的構成例について図
面とともに説明する。

第１２図はＰ　ＣＭ信号伝送に用いられるＰＣＭエンコ
ーダの一例を示すフロック回路図である。

この第１２図（こおいて、エンコーダの入力端子３１に
は、例えば１４ビツトのディジタルデータ信号（→〕゛
ンブリング波高値データ信号）が供給されている。この
入力端子３１ζこ接続されたプリエンファシス回路３２
は、特に高域の信号を強調してＳＮ比を向上するために
用いられるものてあり、例えば５６μｓの時定数のもの
が用いられる。このプリエンファシス回路３２からの例
えは１４ビツト出力は、マルチプレクサ３３、ブロック
内最大値検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和
分処理回路３６に、それぞれ送られる。ブロック内最大
値検出比較回路３４には、上記プリエンファシス回路３
２からの１４ピッ１−サンプリンタデータ信号の他に、
差分処理回路３５からの例えば１５ビット差分データ信
号、及び和分処理回路３６からの１５ビット和分データ
信号が供給されている。このブロック内最大値検出比較
回路３４において、１ブロツク（複数ワード）内の上記
各データの絶対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、
最大値の小さいモードの方が、圧縮効率が高いとして、
モード選択を行なう。差分処理回路３５は、例えば前記
第４図のような基本構成を有し、プリエンファシス回路
３２からのサンプルデータのうちの隣接するワードの差
分データを順次取り出す。

ずち゛わち、上記１フロ、ンクに対応して上記サンプル
波高値デーりのｎワードへ’Ｖｏ　、　Ｗｌ、・・・、
Ｗｎ−１が入力されるとき、差分処理回路３５からは、
］）　１＝’Ｗｏ　　ｌ＜　−Ｗ　１１）２−Ｗ１〜１＜・Ｗ２Ｊ）ｎ−、＝Ｗ、、　、　−ｋ　、Ｗｎ−またたし１〜
は減衰係数、０（ｋ（１のＩ］−１ワードの差分１）　０Ｍデータ　］Ｉ）＋　
、　Ｄ２　。

・・・、Ｊ）ｎ−、が出力される。この１フロック分の
各差分Ｉ）　ＣＭデータＩ）＋−１）ｎ−１は、フロッ
クメモリ３γに送られて蓄えられる。和分処理回路３Ｇ
は、上記入力波高値テークと１ザンプリンタ周期前の人
力テークの係数乗算値との和をとるものであり、１フロ
ツク内に入力される波高値データのｎワーＭＷｏ〜Ｗｎ
−１に対する和分テークのｎ−１ワードＡｔ　”Ａｎ−
１は、Ａｒ　＝　Ｗ　ｌ＋に・ＷＯＡ２＝　Ｗ２　＋ｋ　−Ｗ　Ｉ　　　　　’Ａｎ−にＷ
ｎ−１十に−Ｗｎ−２〆となる。そして、ブロック内最大値検出比較回路３４に
おいては、■ブロック内のそれぞれのモードにおけるワ
ードのデータのうちの最大絶対値、すなわち、一般ＰＣ
Ｍモードにおけるデータ（波高値データ）Ｗ、　−Ｗ、
　、のうちの最大絶対値、差分Ｐ　ＣＭモードにおける
差分テークＤｌ”Ｄｈ−＋のうちの最大の絶対値、及び
和分ＰＣＭモードにおける和分テークＡｒ〜Ａｎ−＋の
うちの最大の絶対値をそれぞイを検出し、これらの３モ
ードの各最大絶対値を比較して、廉も小さい最大絶対値
を持つモードが前述した等しいビット数でクイナミツク
レンジを広くとれるような圧縮効率の高いモードである
と判断し、このモード情報及びこのモードの最大絶対値
を、モード選択・アクブチイブ情報算出回路４１に送る
。ここで、圧縮率の最も高いモードの選択を行なうため
には、ブロック内の各モードにおけるそれぞれの最大値
を比較する以外ｌこ、各モードにおけるそれぞれの平均
エネルギー等を比較して、これらのモードの圧縮率を評
価するようにしてもよい。

ここで、入力信号が正弦波の場合には、前述した第２図
に示す周波数特性に応じて、クイナミソクレンソが最も
広くなるモードに切り換わるよう（こそ−ド選択を行な
わせればよい。

次に、モート選択・アダプティブ情報算出回路４１は、
上記最大値の小さいモート、すなわち圧縮率の高いモー
ドを選択するための情報、及び量子化ステップの大きさ
を示すアクブチイブ情報を出力する回路であり、モード
選択情報はモート切換処理回路４２及びマルチプレクサ
３３に、また４２（こは、フロックメモリ３７に蓄えら
れた１フロック分の差分処理テークＤ、ごｆ）ｎ−Ｊが
送られており、上記モード選択情報に応じて選択された
モードの１ブロック分の全ワードのデータ、すなわち、
一般ＰＣＭモード選択時にはＷ１〜Ｗｎ−ｒ　のテーク
、差分ＰＣＭデータ選択時にはＤ　’　−Ｄ　ｎ−＋の
テーク、和分１）　ＣＭモード選択時にはＡｌ−Ａｎ〜
１のデータをそれそ゛れ出力し、アクブティフ処理回路
４３に送る。ここて、モード切換処理回路４２の具体的
動作としては、入力データである１フロック分の差分テ
ークＤ１〜Ｄｎ−ｒ及びブリエンファ７ス回路３２から
の瞬時波高値テークＷｏに基づいて、上記選択されたモ
ードのデータを得るような処理を行なうものであり、差
分ＰＣＭモード選択時には、人力テークＤｌ−Ｄｎ−１
をそのまま出力ずれはよい。一般ＰＣＭモード選択時に
は、和分動作により差分処理を打ち消せばよく、具体的
には、Ｗ　ｒ　　＝　Ｄ　１−１−　ｋ　・Ｗ。

Ｗ２　　＝　Ｄ２　十ｋ　−ＷＩＷｎ−１−Ｄｎ−１十に−Ｗｎ−２の演算処理を行なえはよい。同様に、和分ＰＣＭ０Ｍモ
ー１ル時には、和分動作を２回行なうことにより、上記
入力データ１）１〜Ｄｎ−＋及びＷＯより和分データＡ
ｌ−Ａｎ−＋を得ることがてき、Ａ、＋　　＝　Ｗ＋　
＋ｌ＜Ｗｏ　　＝　Ｄｒ　＋２１＜Ｗ。

Ａ２　　二　Ｗ２＋ｋＷ＋　　＝　　１）２　＋　２　
ｋＷ２Ａ、ｎ−＋　＝＝　Ｗｎ−＋−１−１＜Ｗｎ−２
＝Ｄｎ−ｔ＋２１＜Ｗｎ−ｚのようになる。

次に、アダプティブ処理回路４３は、上記最大絶対値に
応じた量子化ステップ幅で、モー１′：切換処理回路４
２からのブロック内ワー　ドのデータの再量子化を行な
う。

このアクプテイフ動作の一具体例を説明する。

モード切換処理回路４２からのデータが例えば１ワード
川５ヒントで２の補数表示されているとき、最上位ヒツ
トいわゆるＭＳＢは正負の符号を示し、「０」のとき正
、「１」のとき負のデータを意味する。これに対して、
フロック内最大値検出比較回路３４において得られた上
記選択されたモードのフロック内最大値は、絶対値てあ
り、元のデータが正の場合はそのまま、負の場合は２の
補数がとられて、常に正の１５ヒツト値となっている。

この最大絶対値のＭ　Ｓ　１３は常に「０」であり、そ
の値の大きさく特に２進数表示時の実質的な桁数）に応
じて、第１３図に示すように、ＭＳＢからしＳＢに向か
ってＩｎ＋１個のｒＯＪが配される。すなわち、この第
１３図の最大絶対直の実質的な桁数は１４−ｍであり、
これは浮動小数点表示するときの指数値に対応する。モ
ード選択・アダプティブ情報算出回路４１においては、
この最大絶対値のＭ　Ｓ　１３から、連続する「Ｏｊの
個数ｍ　＋　１を求め、１１］をアクブテイフ情報とし
てアダプテイフ処理回路４３に送る。アダプテイフ処理
回路４３は、入力１５ビソトデーりをｍピント左方にシ
フ１−操作し、ンフト後のデータのＭＳＢ、７り例えは
７ビソ１−を有効桁数として取り出し、マルチプレクサ
３３に送る。このアダプティブ処理回路４３からの出力
データは、■ブロック内に入力された１ワード例えは１
５ビツトとするｎ　−１ワードのデータ、ずなわち一般
ＰＣＭモー１−選択時【こはデータＷ１〜Ｗ、１−＋　
　、差分ＰＣＭモード選択時にはデータＤ＋〜Ｊ）ｎ−
＋、和分ＰＣＭモード選択時にはデータＡｌ　−Ａｎ−
１のいずれかをそれぞれアダプティブ処理した、１７−
ド例えば７ビツトとする１１−１ワードのデータＸ１〜
Ｘ　ｎ　−ｌてあり、元の１５ピッ１−入力データが正
の数のときには、第１４図Ａに示すようにＭ　Ｓ　Ｂよ
り少なくともｍ　−１−１ビット以上［−〇」が連続し
ているから、ｍピッ）へ左方ンフトシた７ヒソト出力デ
ータのＭ’ＳＢモｒＯＪで正の数を表わし、また、元の
１５ビット入カデータが負の数のときには、第１４図Ｂ
に示すようにＭＳＢより少なくともｍ　＋１ビット以上
「１」が連続しているから、ｎ）ヒツト左方ンフトシた
７ビソト出力データのＭＳＢも「Ｊ」となり負の数を表
わす。

マルチプレクサ３３は、ブリエンファンス回路３２から
の瞬時波高値データＡｂ、モート選択・アダプティブ情
報算出回路４１からのアダプティブ情報データＡｄ及び
モード選択情報データＭ、さらにアダプティブ処理回路
４３からのアダプティブ処理されたｎ　−１ワードのテ
ークＸ）〜Ｘｎ−１を、時系列ディジタルデータζこ変
換し、例えは第１５図に示すような順序で各ワードのテ
−りをンリアル伝送する。この第１５図のモート′選択
情報ワードのデータＭ−１，ＭＯ、Ｍ＋は、１フロツク
前のモード選択データＭ−１、現在送ろうとするフロッ
クのモード選択デーりＭＯｌ及び１フロツク後のモード
選択データＭ１の３フロック分のモード選択データを１
ワードとして伝送することを示しており、■ブロックの
モード選択データが３回伝送されるため、伝送エラーζ
こ強い効果がある。

マルチプレクサ３３からは、第１５図のようなワード配
列順序で、ブロック同期部分やワード同期部分、あるい
はエラー訂正部分等を含んだフロソ？単位のンリアルデ
ータカぢ出力端子３９を介して出力され、銅線や光フ≠
イバ等の伝送線を介して伝送され、あるいは磁気テープ
、磁気ナイス　　・　−り、光学ディスク等の記録媒体
に記録される。

このようにしてブロック単位でシリアル伝送されたディ
ジクル信号より元のサンプリング波高値信号を復元する
ためのデコーダは、例えば第１６図のように構成すれば
よい。

この第１６図において、入力端子５１には、伝送媒体（
記録娯体も含む。）からの第１５図のようなワード配列
で１ブロツクが構成されるディジクル信号が入力され、
この入力信号はマルチプレクサ５２に供給される。マル
チプレクサ５２は、例えば上記入力ディジクル信号中の
プロ・ツク同期信号やワード同期信号に基いて、前述し
た各種データＡｂ　、　Ａｄ　、　Ｍ　、　　Ｘｒ　−
Ｘｎ−＋　を互いに分離し、アクブチイブ処理されたい
ずれかのモードの７　９　Ｘｒ　＝　Ｘｎ−ｒをアダプ
ティブ（復元）処理回路５３に送る。この処理回路５３
は、マルチプレクサ５２からのアクブチイブ情報データ
Ａｄに基づき、アダプティブ復元動作を行なう。例えば
７ビソ１〜のデータＸ１〜Ｘｎ−１のＭ　ＳＢ　（符号
を示すビット）を前記ｍビット分符号拡張してｍ＋７ビ
ソトとじ、さらにＬＳＢζこ続けてＢ−ｍビ・ノドの無
効ビットを付加して、全体として１５ビ・ノドの２の補
数表示データに変換する。この１５ビットデータは、モ
ード選択データＭＯが指示するモードのデータであり、
一般ＰＣＭモードが選択されているときには前記データ
Ｗｌ〜Ｗｎ−、１差分ＰＣＭ−Ｅ−ド時には前記データ
Ｄ　Ｉ　−Ｄ　ｎ−１、和分１）ＣＭモード時には前記
データＡ　ｌ−Ａ　ｎ−１となっている。このようなア
ダプティブ゛（復元）処理回路５３からのデータは、モ
ード切換処理回路５４に送られ、上記モード選択データ
ＭＯ＆こ応した処理が行なわれて、前述した波高値デー
タＷｌ〜Ｗ　ｎ−１となってマルチプレクサ５５（こ送
られる。

このモード切換処理回路５４における動作としては、入
力データが一般ＰＣＭデータＷ１〜Ｗｎ−１のときには
そのまま出力し、入力データカＳ差分ＰＣＭテークＡ１
〜Ａ　ｎ　−ｒ　のときには前述のような和分動作によ
りデータＷｌ−Ｗｎ−＋　＆こ変換し、入力データが和
分ＰＣＭデータＡ　１−Ａｎ−１のときには差分動作に
よりて一夕Ｗ　ｌ−Ｗ　ｎ−ｉζこ変換する。これらの
和分動作及び差分動作時（こ（ま、瞬時波高値データＡ
ｂ　（＝Ｗｏ）も使用される。

次に、マルチプレクサ５５は、入力段のマルチプレクサ
５２からの瞬時波高値データＡｂ　　（−Ｗ。

）、及びモード切換処理回路５４からの波高値デー　り
Ｗｒ〜Ｗｎ−＋　を、例えばサンプリング周期で順次１
ワードずつ出力し、１ブロツク周期でｎワードのデータ
ＷＯ〜Ｗｎ−ｒ　を順次出力する。マルチプレクサ５５
からの出力は、前記ブリエンファ／ス回路３２と逆の特
性を有するテイエンファンス回路５６を介して、出力端
子５７より取り出される。

以上説明した本発明の実施例によれば、伝送すべきデー
タの複数ワー１−をフ狛ツク化したことにより、差分１
）ＣＭモードあるいは和分ＰＣＭモート゛におけるエラ
ー伝播を短時間で終息させることができ、また減衰定数
１くを大きくとれ、大きなアクブチイブ動作を行なえる
ため、ダイナミックレンジの広いアダプティブ差分（あ
るいは和分）ＰＣＭディジタル信号の伝送が可能となる
。さらに、アクブチイブ情報を１ブロツクにつき１ワー
ドの割合で伝送すればよいため、各ＰＣＭデータのワー
ド毎にアダプティブ情報を送る場合に比べて少ないビッ
トレートで済み、しかも冗長度を極端に増加させること
なくエラー訂正能力を大幅に高めることが可能となる。

さらイこ、本発明の実施例によれば、一般ＰＣＭモート
、差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード等の種々の伝送
モードにおける上記ブロック内のワードの最大値を比較
することにより、より大きな圧縮を行なえるモートを選
択して、この選択されたモードのデータを１ブロック単
位で伝送しているため、エラー伝播、瞬時ＳＮ比の劣化
、歪率の増大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効
果のディジタル信号伝送が可能となる。

すなわち、瞬時ＳＮ比については、先ず、低中域入力に
対しては差分ＰＣＭモードが選択され、例えば第１７図
に示すように８０ｄＢにも達する大きな瞬時ＳＮ比及び
ダイナミックレンジが得られる。この第１７図は、サン
プリング周波数ｆｓ＝３２ｋＨｚ、入力信号周波数ｆｔ
　＝　１　ｋＨｚ　テフルビット入力時のレスポンスを
示しており、■ワード７ビソ１−伝送でも、２ｋＨｚ以
上で７０　ｄＢ以上の瞬時ＳＮ比が、また５ｋＨｚ以上
では８０ｄＢ以上もの瞬時ＳＮ比が得られる。これに対
して、高域入力時には一般ＰＣＭモードが、さらにｆｓ
／３以上の超高域入力時には和分Ｉ）ＣＭモードが、そ
れぞれ選択され、差分ＰＣＭモードで生じるエラーの拡
大、瞬時ＳＮ比の低下を防止している。例えば第１８図
は、Ｊ’ｓ　＝　３２　ｋＨｚのときのＪ’＋−１０１
＜　Ｉ−１ｚ　の入力時（ｆｓ　／　６　＜ｆＩ＜ｆｓ
／　３　）における、一般Ｐ　ＣＭモードの周波数特性
曲線Ａ及び差分Ｉ）　ＣＭモードの周波数特性曲線Ｂを
示しており、これらの曲線Ａ、Ｂから明らかなように、
例えば２ｋＨｚでは一般ＰＣＭモードの方が差分Ｐ　Ｃ
Ｍモードよりも１５ｄＩ３８度瞬時ＳＮ比が改善されて
いる。

また、入力信号の周波数の変化に応じて、ブロック単位
で最適モードが選択される。例えば第１９図ないし第２
１図は、トーンバースト入力時の一般ＰＣＭモードと差
分ＰＣＭモート間の切換信号波形Ａ及び入力信号波形Ｂ
をそれぞれ示しており、入力信号に応じたモード切換が
行なわれていることがわかる。すなわち、第１９図のト
ーンバースト入力のキャリア周波数は１００Ｉ（ｚ、第
２０図の同キャリア周波数は５．０　ｋＨｚであり、い
ずれもｆｓＶ６　（中５．３３　ｋＨｚ）以下であルカ
、トーンバースト立上り時のリンギングによる高周波成
分を再現するために、例えば１フロック周期ＴＢたけ差
分１）ＣＭモードから一般ＰＣＭモードに切り換えられ
ている。第２１図のトーンバ−スト入力のキャリア周波
数は５．５５ｋＨｚで、ｆｓ／６以上であるから、この
バースト信号が現われている間は一般］？ＣＭモードが
選択されており、バースト信号が無くなった時点で差分
ＰＣＭモートに切り換わっている。次に、第２２図は現
実の音楽信号（この例ではロック音楽）入力波形Ｂに対
するモード切換波形Ａを示しており、上記第１９図ない
し第２１図に比べて時間軸を圧縮して示している。

これらの第１９図ないし第２２図からも明らかなように
、時間的な変化が激しく波形相関率が小さいような例え
ば楽器音立上り部分等も、少いピットレー１・で効率良
く伝送（記録・再生も含む。）でき、一般の通信や記録
・再生のみならず、電子楽器の音源として利用しても好
ましい効果が得られる。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、本発明の要旨を逸脱しない範囲ζこおいて種々の変
更が可能であることは勿論である。

〔発明の効果〕

本発明に係るディジタル信号伝送装置によれば、例えば
一般Ｐ　ＣＭモード、差分ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモ
ード等の各穏伝送モードを、入力信号に応じた最も圧縮
率の高いモードを選択し切り換えているため、これらの
各種伝送モードのそれぞれの利点を最大限に活かし、か
つ各モードのそれぞれの欠点を補うこ吉ができ、例えば
、低中域入力時に広いダイナミックレンジで最も効率よ
く伝送が行なえる差分ＰＣＭモードにおいて、高域入力
時に生じていたエラー伝播拡大や瞬時ＳＮ比劣化等の欠
点を、高域入力時には一般ＰＣＭモードや和分ＰＣＭモ
〜ドに切り換えるこさにより解決することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はアナログ信号波形を順次サンプリングするとき
の波高値と差分値を説明するための波形図、第２図は一
般ＰＣＭモード、差分ＰＣＭモード及び和分ＰＣＭモー
ドのダイナミックレンジの周波数特性を示すグラフ、第
３図は適応型（アタブテイブ）差分ＰＣＭエンコータの
一例を示すブロック回路図、第４図は差分ＰＣＭエンコ
ーダの基本構成例を示すフロック回路図、第５図は減衰
係数に応じた差分ＰＣＭ伝達関数周波数特性を示すグラ
フ、第６図は１ブロツク内のワードの構成例を示す図、
第７図は１ブロック分のデータ伝送のための符号構成例
を示す図、第８図及び第９図はｌブロック内のワード数
による一般ＰＣＭデータ最大値と差分ＰＣＭデー久最大
値との大小関係を説明するためのグラフ、第１０図及び
第１１図は一般ＰＣＭモード及び差分ＰｃＭモードζこ
おけるビットエラーの影響をそれぞれ説明するためのク
イムチャ−１・、第１２図は本発明の一実施例に用いら
れるエンコータの回路構成の一例を示すブロック回路図
、第１３図は最大絶対値のワードの一例を示す図、第１
４図Ａ、Ｂはアクプテイフ処理の動作を説明するだめの
図、第１５図は１ブロツク内のワード構成例を示す図、
第１６図は第１２図のエンコータと対称的な動作を行な
うデコーダの回路構成の一例を示すフロック回路図、第
１７図は差分ＰＣＭモードζこおける低域周波数信号入
力時の周波数特性を示すクラ７、第１８図は高域周波数
信号入力時の一般ＰＣＭモードと差分ＰＣＭモー１−１
こおける周波数特性を示すクラ７、第１９図ないし第２
２図はそれそ゛れ入力信号波形Ｂに対するモート切換波
形Ａを示すクイムチャ−１−である。３１・・・・・入力端子３３．５２．５５・・・・・マルチプレクサ３４・・・
・・・フｏ　ツク内最大値検出比較回路３５・・・・差
分処理回路３６・・・・・・和分処理回路３７・・・・・・ブロックメモリ４１・・・・・・モード選択・アクブチイブ情報算出回
路４２．５４・・・・・・　モード切換処理回路４３・
・・・・・アダプティフ処理回路５３・・・・・・アダ
プティブ（復元）処理回路特許出願人　ノニー株式会社代理人　弁理士　小　池　　　晃同　　　　１）　村　　榮　　− 第８問第７図第１０図第１７図第１８図岡諷躯−〔Ｈ２〕第１９図

Claims

【特許請求の範囲】

入力信号のザンプリンタ波高値データに基つき、一般Ｐ
　ＣＭモートのディジタルデータとしての波高値デーり
、差分Ｉ）ＣＭモートのディジタルデータとしての差分
値データ、及び和分ＰＣＭモードのディンクルデータと
しての和分値テークのうちの少なくとも２種類のテーク
を出力する手段と、このテーク出力手段からの各種類の
テークを比較して圧縮率が最も高い七−１−を判別する
データ比較手段と、このデータ比較手段からの出力に応
じて圧縮率が最も高いモードのデータを選択して複数ワ
ード゛をｊフロックさして出力する選択手段さを備えて
成ることを特徴とするディジクル信号伝送装置。