JPS627234A - Ｐｃｍ伝送方式およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、Ｐ　ＣＭ　（ｐｕｌｓｅ　ｃｏｄｅ　ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ　〜パルス符号変調）伝送方式およびそ
の装置に係り、特に、Ｄ　Ｐ　ＣＭ　（ｄｉｆＴｅｒｅ
ｎｔｉａｌ　　Ｐ　ＣＭ　〜差分ＰＣＭ）のようにサン
プル間の差分データを伝送する方式のＰＣＭ伝送におけ
る誤り補正時の直流分のずれに対する改善技術に関する
ものである。

なお、この場合「伝送」とは、無線、有線の通信回線を
介しての伝送に限らず、単に、変／復調系や記録／再生
系を通すことも含む広義の伝送を意味し、したがって「
伝送路」とは、通信・信号回線、変／復調系、記録／再
生系等やこれらの組合わせを含む系を意味する。

〔発明の技術的背景〕

ＤＰＣＭ伝送システムは、基本的に直流伝送を行なうこ
とができないシステムである。何故ならば、原アナログ
信号の差分値情報だけを伝送するので、たとえ一度でも
伝送エラーが生ずると、そのエラーは受信側で直流値の
変化として永久に保存されてしまう。

例えば、ＤＰＣＭ伝送時において、伝送エラーが発生し
、いわゆる誤り訂正処理によって訂正することができず
、補正による誤り回復を図った場合について説明する。

第９図に示すような正弦波信号ｓｗが図示Ａ〜Ｄ点でサ
ンプリングされて差分データとして伝送された場合、伝
送の過程でＢＳＣ点の差分データが失われると、受信側
で前置ホールドが行なわれて、差分値が零として扱われ
、図示Ｂ′、Ｃ゛点として受信される。次に、Ｄ点につ
いての正しい差分データが伝送された場合、受信側では
、Ａ点と値の等しいＣ゛点を基準として差分データが加
算され、Ｄ′点として受信される。したがって、受信波
形は図示破線のようになり、データの欠落個所において
直流レベルがずれてしまう。このため、原信号が零レベ
ルを中心とする正弦波信号であっても、再生系のダイナ
ミックレンジ（零レベルを中心とする）の上限、下限の
中心から外れ、有効ダイナミックレンジが狭くなってし
まう。

また、ＤＰＣＭ伝送におけるもうひとつの問題は、特に
高域信号と低域信号とが同時に存在する２信号伝送時に
、低域信号が高域信号に比して低いビットレベルに落込
んでしまうことである。このように、低域信号が低いビ
ットレベルに落込んでしまうと、伝送ビットが少ないと
きには低域信号が伝送できなくなってしまう。さらに、
この場合のようなりＰＣＭ信号に準瞬時圧伸を施す場合
にも、送信側で下位ビットを切捨ててデータの圧縮を行
なうため、低域情報が切捨てられることになり、低域信
号が伝送されなくなる。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、アナログ原信号の逐次差分データの伝
送を利用して、しかも伝送エラーに起因する直流分のず
れ等の悪影響を実質的に防止し、その上、高周波成分と
低域成分とが同時に存在する場合にも良好な伝送特性を
得ることを可能とするＰＣＭ伝送方式およびその装置を
提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明に係る第１の発明は方法の発明であり、アナログ
原信号または該アナログ原信号から得られる信号に基づ
いて上記アナログ原信号の逐次差分値に対応するディジ
タル差分データを算出するとともに、該アナログ原信号
のレベルを実質的に判別し、該判別結果に応じて上記差
分データの算出における差分係数を可変制御してディジ
タル伝送データを得て、該伝送データおよび実質的に上
記判別結果に対応する判別情報を送信し、これら伝送デ
ータおよび判別情報を受信して、受信伝送データの積分
処理を行なうとともに、受信判別情報に基づき送信側の
上記差分係数に対応させて上記積分処理における積分係
数を制御し、この積分結果をアナログ再生信号への変換
に供することを特徴とするＰＣＭ伝送方式である。

また、本発明に係る第２の発明は、上記第１の発明方法
の実施に直接使用する物の発明であり、アナログ原信号
または該アナログ原信号から得られた信号から上記アナ
ログ原信号の逐次差分値に対応するディジタル差分デー
タを算出するとともに該算出における差分係数を可変と
した差分演算手段と、実質的に上記アナログ原信号また
は該アナログ原信号から得ら回た信号に基づいて上記ア
ナログ原信号のレベルを判別し、該判別結果に応じて上
記差分演算手段の差分係数を可変制御する判別制御手段
と、上記差分演算手段の出力データと上記判別制御手段
における判別結果とを実質的に伝送系に送出する送信手
段とを具備することを特徴とするＰＣＭ送信装置である
。

そして、本発明に係る第３の発明も、上記第１の発明の
実施に直接使用する物の発明であり、アナログ原信号の
レベルに応じて可変制御された差分係数による逐次差分
値に対応するディジタル差分データからなる伝送データ
と、上記差分係数に実質的に対応する判別情報とを含む
伝送信号を受信・復調し、上記アナログ原信号に対応す
る情報を得るためのＰＣＭ受信装置において、これら伝
送データおよび判別情報を伝送系から受信する受信手段
と、この手段で受信された受信伝送データの積分値を算
出して再生系へ出力するとともに、該算出における積分
係数を可変とした積分演算手段と、上記受信手段で受信
された受信判別情報に基づき送信側の上記差分係数に対
応させて上記積分演算手段の積分係数を可変制御する係
数制御手段とを具備することを特徴とするＰＣＭ受信装
置である。

〔発明の実施例〕

本発明の実施例について具体的に述べる前に、まず、本
発明の原理について説明する。

アナログ原信号がサンプリングされてディジタル化され
たリニアＰＣＭデータの完全差分をとったＤＰＣＭ伝送
において、所定周波数ｆ　ｌｌｌ１ｎ以下の周波数につ
いては仮に高レベルの信号であったとしてもデータのＬ
　Ｓ　Ｂ　（ｌｅａｓｔ　５１ｇｎ１ｆ’１ｃａｎｔｂ
ｉｔ〜最下位ビット）未満の振幅となってしまい、伝送
不能となってしまう。

このような場合に、差分係数αを１未満に減少させ不完
全差分とすると、周波数ｆｃ以下におけるデータ値の減
少が生じなくなる。　この周波数ｆｃと差分係数αの値
には相関があるから、原信号のレベルに応じて差分係数
αの値を制御して、ｆｃの値を変化させれば、低域信号
についても伝送できることになる。そして、原信号のレ
ベルが非常に低く、リニアＰＣＭデータを用いても所定
の伝送ビット数内で充分に伝送できる場合には、差分係
数αを０、すなわちリニアＰＣＭとすればよい。

さらに、原信号が単一の低周波信号でなく、高周波信号
あるいは周波数の異なる２以上の信号を含む場合、上記
周波数ｆＣが高い周波数の信号の周波数に近い値となる
ようにαを制御すれば、低い周波数成分についてはレベ
ルが低くならないので実害は生じない。そこで、このよ
うな点を考慮し原信号の周波数とレベルに応じて差分係
数αを制御すれば、高周波信号あるいは周波数の異なる
２以上の信号についても良好な伝送が行なえることにな
る。

そこで、本発明では、伝送に用いる差分データを、通常
の完全差分データすなわち差分係数αが１の場合の差分
データのみとせず、所定の条件のもとに差分係数αを可
変制御して不完全差分データあるいは原データそのまま
のリニアデータとする（以下、説明の便宜上、この差分
データ、すなわち本発明において伝送に用いられる不完
全差分データおよびリニアデータを含む差分データをｒ
ＶＤＰＣＭデータ」と称する）。

所定のサンプリング周期でサンプリングされディジタル
化された原サンプルデータから差分データを得るために
は、第３図に示されるように、原サンプルデータと、１
サンプル分の遅延手段１により遅延された１サンプル前
の原サンプルデータとを減算手段２で減算すればよい。

そして、この減算にあたり、図示のように、遅延手段１
と減算手段２との間に、係数αを乗するための乗算手段
３を設け、この乗算手段３により、１サンプル前の原サ
ンプルデータに差分係数αを乗するようにする。この乗
算手段３の乗数αを可変制御することにより、上述のよ
うな差分係数αを変化させることができる。

差分係数αの値と得られるＶＤＰＣＭデータとの関係を
第４図に示す。差分係数αが１の場合は、通常の差分す
なわち完全差分をとることを意味し、加算手段２の出力
としてＤＰＣＭＰＣＭデータする完全差分データが得ら
れる。差分係数αが０の場合は、差分をとらないことを
意味し、通常のリニアＰＣＭデータに相当するリニアデ
ータが得られる。そして、αが０と１との間の値（すな
わち、０〈α〈１）のときには、差分データ成分とリニ
アデータ成分とがαの値に応じた割合で含まれる不完全
差分データが得られる。αが１よりも大きいとき（１く
α）は、差分データ成分とリニアデータ成分とがαの値
に応じた割合で含まれ、さらにこの場合は、原データに
対して極性が反転した不完全差分データが得られる。

したがって、ＶＤＰＣＭデータを得る際の差分係数αの
制御においては、αが１であるときに相当する完全差分
データ伝送時のＳ／Ｎを維持し得るようにαの値を制御
することが条件と−なる。すなわち、Ｓ／Ｎの点では、
基本的に、完全差分データが最も優れており、次いで、
不完全差分データ、リニアデータの順となる。但し、こ
の関係も周波数と信号レベルによって変化し、上記３種
のデータのいずれによっても得られるＳ／Ｎが変らない
場合がある。そして、伝送エラー発生時に、誤り訂正で
処理できずに補正を行なった場合、ならびに、高域信号
と低域信号とが同時に含まれる２信号伝送の場合に関し
ては、リニアデータが最もよい結果が得られ、次いで不
完全差分データ、完全差分データの順となる。

そこで、本発明では、信号レベルに応じて伝送ＰＣＭデ
ータの生成方式を切換え制御し、全体として実質的に完
全差分ＰＣＭと等しいＳ／Ｎを得て、しかもエラー発生
時および２信号伝送時における完全差分ＰＣＭの問題点
を効果的に改善し得るようにする。

具体的な例について述べる。

１４ビツトの原サンプリングデータを８ビツトに準瞬時
圧伸処理を施した場合のＰＣＭデータは、圧伸される原
サンプルデータが、リニアデータであるときは、準瞬時
圧伸（ｎｅａｒ　ｔｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓｃｏｍｐ
ａｎｄｉｎｇ　）　Ｐ　ＣＭ　（以下、ｒＮＩ−ＰＣＭ
Ｊと称する）データと呼称し、圧伸される原サンプルデ
ータが、完全差分データであるときは、差分準瞬時圧伸
（ｄｉＮ’ｅｒｅｎｔｉａｌ　ｃｏｍｐａｎｄｉｎｇ　
）　Ｐ　ＣＭ（以下、ＩＤＣ−ＰＣＭＪと称する）デー
タと呼称し、そして圧伸される原サンプルデータが、不
完全差分データであるときは、不完全ＤＣ−ＰＣＭデー
タと呼称する。

第５図に、周波数に対するＳ／Ｎの関係を示す。

第５図において、線ＡはＤＣ−ＰＣＭの特性であり、線
ＢはＮｌ−ＰＣＭの特性を示している。

ここで、原サンプルデータは１４ビツトであり、圧伸が
行なわれる場合の圧縮されたデータ長は８ビツトとする
。１４ビツトのデータが８ビツトに圧縮された場合、６
ビツトが切捨てられることになる。

■４ビットのデータにおける６ビツトは３６ｄＢに相当
する。このため、入力信号、すなわち原信号が一３ｆ３
ｄＢ以下となった場合、圧縮が行なわれても切捨てられ
るビットはなく、すべてのデータを伝送することができ
る。これに対して、原信号が一３８ｄＢを超える大きさ
である場合には、８ビツトへのデータの圧縮が行なわれ
ると伝送ビットの欠落を生じＳ／Ｎが悪化する。したが
って、原信号レベルが一３６ｄＢ以下の場合には、Ｎ１
−ＰＣＭでもＤＣ−ＰＣＭでも実質的にＳ／Ｈに差を生
じない。このようにＤＣ−ＰＣＭとＮｌ−ＰＣＭのＳ／
Ｎが等しくなる入力レベルは第５図の線Ｃで示される。

この線Ｃよりも高い入力レベルのときにのみ、Ｓ／Ｎが
Ｎｌ−ＰＣＭよりもよくなり、ＤＣ−ＰＣＭによる利点
が生ずる。

次に、不完全ＤＣ−ＰＣＭにより、例えばαが７７８の
とき、Ｎ１−ＰＣＭと等しいＳ／Ｎが得られるレベル、
すなわち線りで示されるレベルについて説明する。

低い周波数域においては、αが７／８のときの不完全Ｄ
Ｃ−ＰＣＭデータはりニアＰＣＭデータから７７８が差
引かれたデータ、すなわちリニアＰＣＭデータの１／８
のデータとなる。したがって、この場合の不完全ＤＣ−
ＰＣＭは、リニアＰＣＭよりも３ビツト少ないデータで
表わすことができる。

つまり、αが７／８の不完全ＤＣ−ＰＣＭは、低い周波
数域においては、Ｎｌ−ＰＣＭよりも１８ｄＢ良好なＳ
／Ｎが得られる。

第５図において、ＯｄＢの線、すなわち信号レベルに相
当する線をＥとすれば、線Ｅと線りとで囲まれる領域Ｒ
ａに相当する信号はＤＣ−ＰＣＭ伝送時にのみ良好なＳ
／Ｎが得られる。線Ｃと線りとで囲まれる領域Ｒｈに相
当する信号は、ＤＣ−ＰＣＭおよび不完全ＤＣ−ＰＣＭ
　（この場合は、α−７７８−０，８７５）において良
好なＳ／Ｎが得られる。線Ａと線Ｃとで挟まれる領域Ｒ
ｅに相当する信号は、ＤＣ−ＰＣＭ、不完全ＤＣ−ＰＣ
ＭおよびＮ１−ＰＣＭのいずれによって伝送しても同じ
Ｓ／Ｎが得られる。

したがって、領域Ｒａの信号はＤＣ−ＰＣＭで伝送し、
領域Ｒｂの信号は不完全ＤＣ−ＰＣＭで伝送し、領域Ｒ
ｅの信号はＮ１−ＰＣＭで伝送すれば最も良好な結果が
得られることになる。

このような原理に基づく、本発明の第１の実施例の構成
を第１図および第２図に示す。第１図は送信装置であり
、第２図は受信装置である。

第１図に示される送信装置において、入力端子１１には
アナログ原信号が入力され、このアナログ信号は、Ａ／
Ｄ　（アナログ−ディジタル）コンバータ１２で所定の
周波数でサンプリングされディジタル化される。このＡ
／ＤコンバータＩ２の出力は、可変差分器Ｉ３および判
別器■４に与えられる。可変差分器１３は、第３図に示
された構成と同様の構成を有し、遅延手段としてのレジ
スタ１３ａ　ｓ減算手段としての加算器１３ｂ　、およ
び乗算手段としての係数乗算器１３Ｃで構成される。係
数乗算器ｉ３ｃは、外部から与えられる係数制御信号に
応じた係数を入力に乗算して出力する係数可変の係数乗
算器である。判別器１４は、原アナログ信号の信号レベ
ルおよび周波数が第５図に示された領域Ｒａ、、Ｒｈお
よびＲｅのいずれに該当するかを判別するものである。

この判別器１４は、例えば、図示のように一３６ｄＢお
よび一１８ｄＢをスレッシュホールドレベルとするレベ
ル判別用のコンパレータを用いて構成することができ、
この場合ディジタルコンパレータを用いて構成される。

なお、判別器をアナログコンパレータを用いて構成する
こともでき、その場合は、第１図に仮想線で示すように
、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力でなく　Ａ／Ｄコンバー
タ■２の入力、すなわち入力端子１１に入力されたアナ
ログ信号を判別器の入力とする。判別器１４は、入力信
号（被判定信号）が−１８ｄＢ以上のレベルを有する場
合は領域Ｒａに属すると判定し、入力信号が一３６ｄＢ
以下のレベルを有する信号は領域Ｒｅに属すると判定し
、これらのいずれにも該当しない信号は領域Ｒｂに該当
すると判定する。そして、判別器１４は、判別の結果を
示す判別データを出力するとともに、判別の結果に応じ
て差分係数αを切換えるためのα制御信号を差分器１３
の係数乗算器１３ｃに与える。差分器１３は、このα制
御信号に応じて差分係数が切換えられる。すなわち、差
分器１３は、判別器１４で領域Ｒａと判定されたときに
は、αが１に制御され、完全差分データを出力する。

差分器１３は、判別器１４で領域Ｒｂと判定されたとき
には、αが０と１の間に制御され、不完全差分データを
出力する。差分器１３は、判別器１４で領域Ｒｈと判定
されたときには、αが０に制御され、リニアデータを出
力する。なお、判別器１４は、１ブロツクが３２サンプ
ルとしてデータがブロック化されている場合、あるブロ
ック内で唯１つのデータでも上記判別条件の領域Ｒａに
該当する場合には当該ブロックについて領域Ｒａに該当
すると判定し、領域Ｒａに該当すると判定されなかった
場合であってブロック内に唯１つのデータでも領域Ｒｂ
に該当する場合には当該ブロックについて領域Ｒａに該
当すると判定する。差分器１３の出力は、先に述べたＶ
ＤＰＣＭデータであり、Ｎ　ｌ−ＰＣＭエンコーダ１５
に与えられて準瞬時圧伸方式による圧縮処理が施される
。この場合、ＮＩ−ＰＣＭエンコーダ１５には、アキュ
ムレータ１Ｂが接続されており、Ｎ１−ＰＣＭエンコー
ダ１５によるデータ圧縮に際して切捨てられる欠落ビッ
トを上記アキュムレータ１６で累積して後続の伝送デー
タに反映させ、上記欠落ビットによって生ずる伝送誤差
を補償するようにしている。このようにして得られたＮ
ｌ−ＰＣＭエンコーダ１５の出力データと判別器１４か
ら出力される判別データとが、例えば時分割方式により
多重化され、伝送信号として出力端子１７より伝送路へ
送出される。このとき、伝送路に送出される多重化され
た伝送信号は、第６図に図式化して示すように、Ｎｌ−
ＰＣＭエンコーダ１５で得られた例えば８ビツトに圧縮
された１ブロツク３２サンプルの信号データおよび該信
号データよりも少ないビット数の１ブロック当り１つの
スケールデータと、上記判別器１４から出力される１ブ
ロック当り１つの判別データとで構成される。

第２図に示される受信装置において、入力端子２１に入
力される伝送路からの伝送信号は、準瞬時圧伸方式に従
ったデータ伸長処理を行なうＮｌ−ＰＣＭデコーダ２２
および受信判別器２３に与えられる。Ｎｌ−ＰＣＭデコ
ーダ２２は、受信された伝送信号中のスケールデータを
用いて同受信伝送信号中の信号データを伸長して出力す
る。このＮ１−ＰＣＭデコーダ２２の出力は、先に述べ
たＶＤＦ’ＣＭデータに相当する信号であり、積分器２
４に与えられる。積分器２４は、送信側の差分器１３の
逆の操作をするものであり、１サンプル前の積分器２４
出カデータを遅延保持する遅延手段としてのレジスタ２
４ａと、このレジスタ２４ａの出力に積分係数βを乗算
する乗算手段としての係数乗算器２４ｂと、この係数乗
算器２４ｂの出力と入力データ、すなわちＮ１−ＰＣＭ
デコーダ２２の出力とを加算する加算手段としての加算
器２４ｃとで構成されている。

この加算器２４ｃの出力が、この積分器２４の出力であ
り、レジスタ２４ａで保持される。また、係数乗算器２
４ｂは、乗数、すなわち係数βを可変とした係数乗算器
である。受信判別器２３は、上記受信伝送信号中の判別
データに応じて積分係数βを制御するβ制御信号を出力
する。したがって、積分器２４の積分係数βは受信判別
器２３から出力されるβ制御信号に応じて切換えられ、
受信された判別データに対応した値となる。このときの
積分係数βを、送信側の差分係数αと等しい値として、
差分器１３による差分処理に正しく対応する積分処理を
積分器２４で行なわせる。積分器２４の出力はＤ／Ａ（
ディジタル−アナログ）コンバータ２５に与えられ、ア
ナログ値に変換される。Ｄ／Ａコンバータ２５から出力
されるアナログ信号が出力端子２Ｂを介して出力され再
生に供される。先に述べたように、積分器２４の積分係
数βを、送信側の差分器１３の差分係数αと等しい値と
することにより、積分器２４による積分処理が差分器１
３による差分処理に正しく対応し、正しい再生出力を得
ることが可能となる。

このようにした場合、一般の音楽信号やスピーチ等の信
号においては、Ｎｌ−ＰＣＭで伝送する時間が最も多く
なり、次に不完全ＤＣ−ＰＣＭで伝送する時間が多くな
って、ＤＣ−ＰＣＭで伝送されるのは極く短時間となる
。そして、信号伝送時にデータの欠落により訂正できな
いエラーが発生し補正を行なった場合でも、Ｎｌ−ＰＣ
Ｍ伝送時なら直流分のずれの間層は生じないし、不完全
ＤＣ−ＰＣＭで伝送されているときも直流分のずれはＤ
Ｃ−ＰＣＭの場合よりも少なくて済む。したがって、実
質的・に問題となる直流分のずれはほとんど生じない。

また、２信号入力時においても、Ｎｌ−ＰＣＭ伝送時な
ら同等問題が生じることはなく、不完全ＤＣ−ＰＣＭ伝
送でもＤＣ−ＰＣＭよりも良好な条件で伝送が行なえる
。したがって、２信号伝送についても問題となることが
ほとんどない。

このように、上述の構成によれば、ＤＰＣＭ伝送時の問
題を大幅に改善できる。

なお、上述において、ＤＣ−ＰＣＭ伝送時にも、充分に
低い周波数や直流に対しては、不完全ＤＣ−ＰＣＭとな
るようにして、非常に低い周波数や直流の信号の差分伝
送による累積誤差の問題を防止することもできる。

本発明の第２の実施例による送信装置の構成を第７図に
示す。この実施例では、差分係数αは、α−１、α−７
／８およびα−０の３段階を選択的に切換え、これらの
選択のための判別を差分出力より行なう。

第７図において、第１図と同様の部分には同符号を付し
て示しており、Ａ／Ｄコンバータ１２の出力が与えられ
る差分器３１は、１サンプル分のデータ遅延用のレジス
タ３１ａと、このレジスタａｔａの出力にそれぞれ差分
係数αとなる係数１．７／８および０を乗算するための
係数乗算器３１ｂＬ、３１ｂ２および３１ｂ３と、これ
ら係数乗算器３１ｂ１．３１ｂ２および３１ｂ３の各出
力をＡ／Ｄコンバータ１２の出力からそれぞれ減算する
加算器３１Ｃ１，３１Ｃ２および３１ｃ３とで構成され
る（実質的には、αが１の場合は、係数乗算器３ｔｂｉ
は無いのと同じであり、αがＯの場合は、係数乗算器３
１ｂ３および加算器３１０３は機能していないが、ここ
では説明の便宜上これらを設けた構成としている）。こ
の差分器３１の３つの加算器３１ｃｌ、３１ｃ２および
３１Ｃ３の出力は、これらを選択的に切換えるスイッチ
３２を介してＮ１−ＰＣＭエンコーダ１５に接続されて
いる。該差分器３１の加算器３１Ｃ１，３１Ｃ２および
３１Ｃ３の出力は、判別器３３にも与えられる。この判
別器３３から出力される切換え信号によりスイッチ３２
の切換え選択が行なわれる。

これら判別器３３およびスイッチ３２の動作について説
明すると、差分器３１の各加算器３１ｃ１．３１ｃ２．
３１ｃ３の出力を比較し、完全差分データ、すなわちα
が１の加算器３１ｃ１の出力が選択されているときに、
該完全差分データの有効ビット数が伝送ビット数に比し
て著しく少なくなったならば、不完全差分データ、すな
わちαが７／８の加算器３１ｃ２の出力を選択させる。

不完全差分データ、すなわちαが７／８の加算器３１ｃ
２の出力が選択されている状態で、該不完全差分データ
の有効ビット数が伝送ビット数に比して著しく少なくな
ったならば、リニアデータ、すなわち加算器３１ｃ３の
出力を選択させる。そして、リニアデータ、すなわち加
算器３Ｌｃ３の出力が選択されている状態で、不完全差
分データ、すなわちαが７／８の加算器３１ｃ２の出力
の有効ビット数が充分なビット数となったならば、不完
全差分データ、すなわち加算器３１ｃ２の出力を選択さ
せる。不完全差分データ、すなわちαが７／８の加算器
３１Ｃ２の出力が選択されている状態で、完全差分デー
タ、すなわちαが１の加算器３１ｃｌの出力の有効ビッ
ト数が充分なビット数となったならば、完全差分データ
、すなわち加算器３１ｃ１の出力を選択させる。

したがって、第８図（ａ）に示すように、完全差分デー
タの有効ビット数カ５伝送ビツト数にほぼ見合った値で
あるときには、リニアデータおよび不完全差分データが
伝送ビット数よりも多いビット数となり、このときは完
全差分データを選択し伝送に供する。第８図（ｂ）に示
すように、不完全差分データの有効ビット数が伝送ビッ
ト数にほぼ見合った値であるときには、リニアデータが
伝送ビット数よりも多いビット数、完全差分データが伝
送ビット数よりも少ないビット数となり、このときは不
完全差分データを選択し伝送に供する。

第８図（ｃ）に示すように、リニアデータの有効ビット
数が伝送ビット数にほぼ見合った値であるときには、完
全差分データおよび不完全差分データが伝送ビット数よ
りも少ないビット数となり、このときはリニアデータを
選択し伝送に供する。

判別器３３からは、上述の判別結果を示す判別データも
出力され、この判別データはＮ　ｌ−ＰＣＭエンコーダ
１５に与えられ、準瞬時圧伸のスケールデータに合成さ
れる。

このように準瞬時圧伸を行なっている場合、上記完全差
分データの有効ビット数が伝送ビット数よりも小さくな
るのは、スケールデータの示すスケール値が０、すなわ
ちデータ圧縮が行なわれない場合である。したがって、
この実施例では、スケール値が０のときに３つの伝送状
態が存在するので、これを区別するためにスケール値に
負の極性を設ける。例えば、本来の準瞬時圧伸における
スケール値が７〜０であれば、本実施例におけるスケー
ル値は７〜−２とすれば、上記３つの状態もスケール値
により区別できる。すなわち、この場合のスケール値に
は、判別データの判別情報も含むことになる。この場合
のスケールデータのビット数は、上記本来のスケール値
を示すために必要なビット数に対して１ビツト増やすだ
けで済む。

この実施例の場合の受信装置の例は特に図示しないが、
第２図の場合と異なる点は、判別器がスケールデータを
もとに動作することのみであり、他の点では第２図と全
く同様でよい。

なお、本発明は、上述し且つ図面に示した実施例にのみ
限定されることなくその要旨を変更しない範囲内で種々
変形して実施することができる。

例えば、リニアデータ、完全差分データおよび不完全差
分データの全てを準瞬時圧伸する代りに、これらの一部
のみを準瞬時圧伸するようにしたり、これら全てを圧伸
しないようにしたりしてもよい。

また、不完全差分における差分係数αの値を例えば３／
４　　（−０，７５）　、７／８　　（−０，８７５）
　、１５／１６等と複数個用いて切換え選択するように
してもよく、判別データの点で不都合の生じない範囲で
ほぼ連続的に制御するようにしてもよい。

また、先に述べたように、完全差分データを用いずに、
不完全差分データとりニアデータのみを用いて実施する
こともできる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、アナログ原信号の逐次差分データの伝
送を利用して、しかも伝送エラーに起因する直流分のず
れ等の悪影響を実質的に防止し、その上、高周波成分と
低域成分とが同時に存在する場合にも良好な伝送特性を
得ることの可能なＰＣＭ伝送方式およびその実施に直接
使用するＰＣＭ送信装置ならびにＰＣＭ受信装置を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は本発明の第１の実施例における送
信装置および受信装置の構成をそれぞれ示すブロック図
、第３図〜第５図は本発明の原理について説明するため
の図、第６図は上記第１の実施例を詳細に説明するため
の図、第７図は本発明の第２の実施例による送信装置の
構成を示すブロック図、第８図は同実施例の作用を説明
するための図、第９図は従来の方式による問題点を説明
するための図である。 １２・・・Ａ／Ｄ　（アナログ−ディジタル）コンバー
タ、１３．３１・・・差分器、１４．３３・・・判別器
、１５・・・Ｎ１−ＰＣＭエンコーダ、１Ｂ・・・アキ
ュムレータ、２２・・・Ｎｌ−ＰＣＭデコーダ、２３・
・・受信判別器、２４・・・積分器、２５・・・Ｄ／Ａ
　（ディジタル−アナログ）コンバータ、３２・・・ス
イッチ。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第３図 基溌イ土数べ１変え１＝帛不秘基分デザ＠４図 も、 ｆｏ　　　　ｈ　　ｆ２ｆ３ｆ４ｆｓ　　ｆｓ　　ｆ７
ｆａタイグぐン２しシン ９ＰＪ９　　図 Ｖ 型創逓￥

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）アナログ原信号または該アナログ原信号から得ら
   れる信号に基づいて上記アナログ原信号の逐次差分値に
   対応するディジタル差分データを算出するとともに、該
   アナログ原信号のレベルを実質的に判別し、該判別結果
   に応じて上記差分データの算出における差分係数を可変
   制御してディジタル伝送データを得て、該伝送データお
   よび実質的に上記判別結果に対応する判別情報を送信し
   、これら伝送データおよび判別情報を受信して、受信伝
   送データの積分処理を行なうとともに、受信判別情報に
   基づき送信側の上記差分係数に対応させて上記積分処理
   における積分係数を制御し、この積分結果をアナログ再
   生信号への変換に供することを特徴とするＰＣＭ伝送方
   式。
2. （２）アナログ原信号または該アナログ原信号から得ら
   れた信号から上記アナログ原信号の逐次差分値に対応す
   るディジタル差分データを算出するとともに該算出にお
   ける差分係数を可変とした差分演算手段と、実質的に上
   記アナログ原信号または該アナログ原信号から得られた
   信号に基づいて上記アナログ原信号のレベルを判別し、
   該判別結果に応じて上記差分演算手段の差分係数を可変
   制御する判別制御手段と、上記差分演算手段の出力デー
   タと上記判別制御手段における判別結果とを実質的に伝
   送系に送出する送信手段とを具備したことを特徴とする
   ＰＣＭ送信装置。
3. （３）アナログ原信号のレベルに応じて可変制御された
   差分係数による逐次差分値に対応するディジタル差分デ
   ータからなる伝送データと、上記差分係数に実質的に対
   応する判別情報とを含む伝送信号を受信・復調し、上記
   アナログ原信号に対応する情報を得るためのＰＣＭ受信
   装置において、これら伝送データおよび判別情報を伝送
   系から受信する受信手段と、この手段で受信された受信
   伝送データの積分値を算出して再生系へ出力するととも
   に、該算出における積分係数を可変とした積分演算手段
   と、上記受信手段で受信された受信判別情報に基づき送
   信側の上記差分係数に対応させて上記積分演算手段の積
   分係数を可変制御する係数制御手段とを具備したことを
   特徴とするＰＣＭ受信装置。