JPH07147566A - 音声信号伝送装置 - Google Patents
音声信号伝送装置Info
- Publication number
- JPH07147566A JPH07147566A JP5293623A JP29362393A JPH07147566A JP H07147566 A JPH07147566 A JP H07147566A JP 5293623 A JP5293623 A JP 5293623A JP 29362393 A JP29362393 A JP 29362393A JP H07147566 A JPH07147566 A JP H07147566A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- band
- voice
- analog
- frequency
- Prior art date
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- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域音声信号に重畳されたノイズを除去し
音声の品質劣化を防止できる。 【構成】 アナログディジタル変換器１１は、ノイズが
重畳された広帯域音声信号を時系列信号に変換する。Ｆ
ＦＴ演算回路１２はこの時系列信号から周波数軸上の信
号に変換する。圧縮手段１３はこの周波数軸上の信号の
高域周波数成分に対して間引きを施し帯域を圧縮する。
逆ＦＦＴ演算回路１４は圧縮手段１３の出力を時系列信
号に逆変換する。ディジルアナログ変換器１５は時系列
信号をアナログ信号に変換する。
音声の品質劣化を防止できる。 【構成】 アナログディジタル変換器１１は、ノイズが
重畳された広帯域音声信号を時系列信号に変換する。Ｆ
ＦＴ演算回路１２はこの時系列信号から周波数軸上の信
号に変換する。圧縮手段１３はこの周波数軸上の信号の
高域周波数成分に対して間引きを施し帯域を圧縮する。
逆ＦＦＴ演算回路１４は圧縮手段１３の出力を時系列信
号に逆変換する。ディジルアナログ変換器１５は時系列
信号をアナログ信号に変換する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声信号伝送装置の送
信装置に利用する。特に、ノイズ重畳された広帯域音声
信号を音声帯域の回線を介して送信する送信装置の高域
に重畳されたノイズを抑圧するノイズ抑圧装置に関する
ものである。
信装置に利用する。特に、ノイズ重畳された広帯域音声
信号を音声帯域の回線を介して送信する送信装置の高域
に重畳されたノイズを抑圧するノイズ抑圧装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、音声信号伝送装置は、広帯域音声
信号に重畳されたノイズを除去することなく伝送してい
た。
信号に重畳されたノイズを除去することなく伝送してい
た。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来の音声信号伝送装置では、音声信号に重畳されたノイ
ズを除去することなく伝送していたために、音声の通話
品質が劣化する問題点があった。
来の音声信号伝送装置では、音声信号に重畳されたノイ
ズを除去することなく伝送していたために、音声の通話
品質が劣化する問題点があった。
【０００４】ここで、音声信号をディジタル信号処理し
てピッチを得、音声信号の雑音重畳区間をピッチで区切
って同期加算し、こうして得た雑音除去音声で音声信号
の雑音重畳区間を補間する提案があるが（特開昭６３−
２６１２３号公報）、広帯域音声信号の高域周波数成分
の雑音を抑圧するものではない。
てピッチを得、音声信号の雑音重畳区間をピッチで区切
って同期加算し、こうして得た雑音除去音声で音声信号
の雑音重畳区間を補間する提案があるが（特開昭６３−
２６１２３号公報）、広帯域音声信号の高域周波数成分
の雑音を抑圧するものではない。
【０００５】本発明は前記の問題点を解決するもので、
広帯域音声信号に重畳されたノイズを除去し音声の品質
劣化を防止できる音声信号伝送装置を提供することを目
的とする。
広帯域音声信号に重畳されたノイズを除去し音声の品質
劣化を防止できる音声信号伝送装置を提供することを目
的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信すべき広
帯域音声を回線に送信する送信装置と、この回線からこ
の送信装置の送信信号を受信する受信装置とを備えた音
声信号伝送装置において、前記送信装置は、前記広帯域
音声を時系列的なディジタル信号に変換するアナログデ
ィジタル変換器、このアナログディジタル変換器の出力
ディジタル信号を周波数分割された信号に変換する変換
手段、この変換手段の出力信号の高域周波数成分を間引
きして帯域圧縮する圧縮手段、この圧縮手段の出力信号
を時系列的なディジタル信号に変換する逆変換手段、お
よびこの逆変換手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタルアナログ変換器を含むノイズ抑圧装置を備
えたことを特徴とする。
帯域音声を回線に送信する送信装置と、この回線からこ
の送信装置の送信信号を受信する受信装置とを備えた音
声信号伝送装置において、前記送信装置は、前記広帯域
音声を時系列的なディジタル信号に変換するアナログデ
ィジタル変換器、このアナログディジタル変換器の出力
ディジタル信号を周波数分割された信号に変換する変換
手段、この変換手段の出力信号の高域周波数成分を間引
きして帯域圧縮する圧縮手段、この圧縮手段の出力信号
を時系列的なディジタル信号に変換する逆変換手段、お
よびこの逆変換手段の出力信号をアナログ信号に変換す
るディジタルアナログ変換器を含むノイズ抑圧装置を備
えたことを特徴とする。
【０００７】また、本発明は、前記変換手段は、前記ア
ナログディジタル変換器からのディジタル信号から有限
個のデータを取り出しフレーム処理および窓かけ処理を
行いこの処理されたフレーム内のデータに対する周波数
領域への変換を高速フーリエ変換により行う高速フーリ
エ変換演算回路を含み、前記逆変換手段は、前記高速フ
ーリエ変換演算回路の出力信号を逆高速フーリエ変換に
より時系列的なディジタル信号に変換しオーバラップ処
理を行う逆高速フーリエ変換演算回路を含むことができ
る。
ナログディジタル変換器からのディジタル信号から有限
個のデータを取り出しフレーム処理および窓かけ処理を
行いこの処理されたフレーム内のデータに対する周波数
領域への変換を高速フーリエ変換により行う高速フーリ
エ変換演算回路を含み、前記逆変換手段は、前記高速フ
ーリエ変換演算回路の出力信号を逆高速フーリエ変換に
より時系列的なディジタル信号に変換しオーバラップ処
理を行う逆高速フーリエ変換演算回路を含むことができ
る。
【０００８】さらに、本発明は、前記圧縮手段は、高い
周波数の間引く区間は間引き率を高くし、その区間の最
大パワーの周波数成分を残すべき有効成分として選択し
帯域を圧縮する手段を含むことができる。
周波数の間引く区間は間引き率を高くし、その区間の最
大パワーの周波数成分を残すべき有効成分として選択し
帯域を圧縮する手段を含むことができる。
【０００９】また、本発明の別の観点は、前記音声信号
伝送装置に利用するノイズ抑圧装置である。この装置は
前記音声信号伝送装置とは別に個別に商品として取り引
きすることができる。
伝送装置に利用するノイズ抑圧装置である。この装置は
前記音声信号伝送装置とは別に個別に商品として取り引
きすることができる。
【００１０】
【作用】ノイズが重畳された広帯域音声をアナログディ
ジタル変換して広帯域音声の時系列信号に変換し、高速
フーリエ変換でこの時系列信号から周波数軸中の信号に
変換して高域周波数成分に対して間引きを施す。さら
に、逆高速フーリエ変換で周波数成分信号を時系列信号
に逆変換してディジタルアナログ変換することにより、
広帯域音声信号に重畳されたノイズを除去し音声の品質
劣化を防止できる。
ジタル変換して広帯域音声の時系列信号に変換し、高速
フーリエ変換でこの時系列信号から周波数軸中の信号に
変換して高域周波数成分に対して間引きを施す。さら
に、逆高速フーリエ変換で周波数成分信号を時系列信号
に逆変換してディジタルアナログ変換することにより、
広帯域音声信号に重畳されたノイズを除去し音声の品質
劣化を防止できる。
【００１１】
【実施例】本発明の実施例について図面を参照して説明
する。
する。
【００１２】図１は本発明一実施例音声信号伝送装置の
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【００１３】図１において、音声信号伝送装置は、送信
すべき広帯域音声を入力する入力手段２０およびこの入
力手段２０の出力を回線に送信する送信手段３０を含む
送信装置４０と、この回線から送信装置４０の送信信号
（ノイズ抑圧信号）を受信する受信装置５０とを備え
る。
すべき広帯域音声を入力する入力手段２０およびこの入
力手段２０の出力を回線に送信する送信手段３０を含む
送信装置４０と、この回線から送信装置４０の送信信号
（ノイズ抑圧信号）を受信する受信装置５０とを備え
る。
【００１４】ここで本発明の特徴とするとろは、送信装
置４０は、入力手段２０からの広帯域音声を時系列的な
ディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器１
１、アナログディジタル変換器１１の出力ディジタル信
号を周波数分割された信号に変換する変換手段、この変
換手段の出力信号の高域周波数成分を間引きして帯域圧
縮する圧縮手段１３、圧縮手段１３の出力信号を時系列
的なディジタル信号に変換する逆変換手段、およびこの
逆変換手段の出力信号をアナログ信号に変換して送信手
段３０に出力するディジタルアナログ変換器５１を含む
ノイズ抑圧装置１０を備えたことにある。
置４０は、入力手段２０からの広帯域音声を時系列的な
ディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器１
１、アナログディジタル変換器１１の出力ディジタル信
号を周波数分割された信号に変換する変換手段、この変
換手段の出力信号の高域周波数成分を間引きして帯域圧
縮する圧縮手段１３、圧縮手段１３の出力信号を時系列
的なディジタル信号に変換する逆変換手段、およびこの
逆変換手段の出力信号をアナログ信号に変換して送信手
段３０に出力するディジタルアナログ変換器５１を含む
ノイズ抑圧装置１０を備えたことにある。
【００１５】また、前記変換手段は、アナログディジタ
ル変換器１１からのディジタル信号から有限個のデータ
を取り出しフレーム処理および窓かけ処理を行いこの処
理されたフレーム内のデータに対する周波数領域への変
換を高速フーリエ変換により行う高速フーリエ変換演算
回路としてＦＦＴ演算回路１２を含み、前記逆変換手段
は、ＦＦＴ変換演算回路１２の出力信号を逆高速フーリ
エ変換により時系列的なディジタル信号に変換しオーバ
ラップ処理を行う逆高速フーリエ変換演算回路として逆
ＦＦＴ演算回路１４を含む。
ル変換器１１からのディジタル信号から有限個のデータ
を取り出しフレーム処理および窓かけ処理を行いこの処
理されたフレーム内のデータに対する周波数領域への変
換を高速フーリエ変換により行う高速フーリエ変換演算
回路としてＦＦＴ演算回路１２を含み、前記逆変換手段
は、ＦＦＴ変換演算回路１２の出力信号を逆高速フーリ
エ変換により時系列的なディジタル信号に変換しオーバ
ラップ処理を行う逆高速フーリエ変換演算回路として逆
ＦＦＴ演算回路１４を含む。
【００１６】さらに、圧縮手段１３は、高い周波数の間
引く区間は間引き率を高くし、その区間の最大パワーの
周波数成分を残すべき有効成分として選択し帯域を圧縮
する手段を含む。
引く区間は間引き率を高くし、その区間の最大パワーの
周波数成分を残すべき有効成分として選択し帯域を圧縮
する手段を含む。
【００１７】このような構成の音声信号伝送装置の動作
について説明する。
について説明する。
【００１８】図２は本発明の音声信号伝送装置の広帯域
音声のスペクトルを示す図であり、横軸は周波数を示
し、縦軸は信号パワーを示す。また、図２（ａ）はノイ
ズ付加の広帯域音声のスペクトルを示し、図２（ｂ）は
ノイズ抑圧を施した広帯域音声のスペクトルを示す。
音声のスペクトルを示す図であり、横軸は周波数を示
し、縦軸は信号パワーを示す。また、図２（ａ）はノイ
ズ付加の広帯域音声のスペクトルを示し、図２（ｂ）は
ノイズ抑圧を施した広帯域音声のスペクトルを示す。
【００１９】図１において、ノイズが付加された広帯域
音声信号をアナログディジタル変換器１１にて時系列の
ディジタル信号に変換し、その信号をＦＦＴ演算回路１
２で周波数軸上の信号に変換する。この時点でのスペク
トルは、図２（ａ）に示す。この周波数成分の内、高域
周波数成分に対しては周波数を間引く。周波数を間引く
区間は、図２（ａ）に示すように、間引く率が２：１の
区間から間引く率が４：１の区間へと周波数が高くなる
につれ間引く率を上げている。
音声信号をアナログディジタル変換器１１にて時系列の
ディジタル信号に変換し、その信号をＦＦＴ演算回路１
２で周波数軸上の信号に変換する。この時点でのスペク
トルは、図２（ａ）に示す。この周波数成分の内、高域
周波数成分に対しては周波数を間引く。周波数を間引く
区間は、図２（ａ）に示すように、間引く率が２：１の
区間から間引く率が４：１の区間へと周波数が高くなる
につれ間引く率を上げている。
【００２０】有効成分として残すべき周波数成分の設定
は、間引く区間の最大パワーを選択するものとする。図
中の黒で示した周波数成分は有効成分として残す成分、
白で示す成分は、間引きにより削除する成分である。す
なわち削除される周波数成分は、削除しても広帯域音声
信号に大きく影響を与えない部分であり、ノイズ成分の
比重が大きい信号であると見なしている。これらの間引
き処理を圧縮手段１３で行う。さらに、この圧縮した周
波数信号を逆ＦＦＴ演算回路１４にて、時系列信号に戻
した後に、ディジタルアナログ変換器１５にてアナログ
信号に変換し、ノイズ抑圧した広帯域音声として出力す
る。
は、間引く区間の最大パワーを選択するものとする。図
中の黒で示した周波数成分は有効成分として残す成分、
白で示す成分は、間引きにより削除する成分である。す
なわち削除される周波数成分は、削除しても広帯域音声
信号に大きく影響を与えない部分であり、ノイズ成分の
比重が大きい信号であると見なしている。これらの間引
き処理を圧縮手段１３で行う。さらに、この圧縮した周
波数信号を逆ＦＦＴ演算回路１４にて、時系列信号に戻
した後に、ディジタルアナログ変換器１５にてアナログ
信号に変換し、ノイズ抑圧した広帯域音声として出力す
る。
【００２１】実施例の内でノイズ抑圧装置に関しては本
実施例の対象として市場で個別に商品として取り引きす
ることができ、利用者は音声信号伝送装置の送信装置に
組み込んで使用することができる。
実施例の対象として市場で個別に商品として取り引きす
ることができ、利用者は音声信号伝送装置の送信装置に
組み込んで使用することができる。
【００２２】次に、本発明のノイズ抑圧装置を使用して
帯域圧縮して送信し、その送信信号を受信し帯域伸張す
る広帯域音声信号のアナログ伝送方式について説明す
る。
帯域圧縮して送信し、その送信信号を受信し帯域伸張す
る広帯域音声信号のアナログ伝送方式について説明す
る。
【００２３】このアナログ伝送方式では、広帯域音声を
電話帯域に帯域圧縮してアナログ伝送し、受信側の帯域
伸張により広帯域音声を再生する。帯域圧縮は、広帯域
音声の中高域周波数成分を間引くことにより電話帯域内
に圧縮する。帯域伸張は、圧縮音声の低域成分からピッ
チ検出を行い、ピッチの整数倍に近い周波数位置に中高
域成分を再配置して伸張する。１２ｋＨｚ帯域音声を用
いた計算機シミュレーションに基づく５段階ＭＯＳ値
（Mean Opinion Score）の主観評価結果を用いて、電話
帯域音声２．４より評価の高い３．１が得られることを
示す。この方式により、既存のアナログ電話回線を用い
て、より肉声に近い通話のできる広帯域音声会議端末を
実現できる。
電話帯域に帯域圧縮してアナログ伝送し、受信側の帯域
伸張により広帯域音声を再生する。帯域圧縮は、広帯域
音声の中高域周波数成分を間引くことにより電話帯域内
に圧縮する。帯域伸張は、圧縮音声の低域成分からピッ
チ検出を行い、ピッチの整数倍に近い周波数位置に中高
域成分を再配置して伸張する。１２ｋＨｚ帯域音声を用
いた計算機シミュレーションに基づく５段階ＭＯＳ値
（Mean Opinion Score）の主観評価結果を用いて、電話
帯域音声２．４より評価の高い３．１が得られることを
示す。この方式により、既存のアナログ電話回線を用い
て、より肉声に近い通話のできる広帯域音声会議端末を
実現できる。
【００２４】通信での使用を主とした約４ｋＨｚ帯域の
電話帯域音声符号化では、回線使用の効率化をはかるべ
く従来の６４ｋｂｐｓのＰＣＭ伝送から３２ｋｂｐｓの
ＡＤＰＣＭ、１６ｋｂｐｓのＭＰＣ（Multi Pulse Code
c)、８ｋｂｐｓのＣＥＬＰ（Codebook Excited LPC) 方
式等の符号化技術へと低ビットレート化が進んでいる
（丸善発行のマルチメディア符号化の国際標準、1991.
5、安田浩編著）。また、電話帯域より広い帯域を対象
とする符号化では、７ｋＨｚ帯域を６４ｋｂｐｓで伝送
するＳＢＡＤＰＣＭ（Sub-band ADPCM) が代表的であ
る。さらに、最近では約２０ｋＨｚのオーディオ帯域を
約１／６〜１／１２に圧縮符号化できるＭＰＥＧ（Moti
on Picture Expert Group)方式もＩＳＯで標準化され
（テレビジョン学会誌、Vol.46,No.9,pp.1072-1075,199
2)、伝送端末での実用化も検討されつつある。音声通信
の分野においても、電話帯域より広い帯域を伝送するシ
ステムへの要求が高まっている。
電話帯域音声符号化では、回線使用の効率化をはかるべ
く従来の６４ｋｂｐｓのＰＣＭ伝送から３２ｋｂｐｓの
ＡＤＰＣＭ、１６ｋｂｐｓのＭＰＣ（Multi Pulse Code
c)、８ｋｂｐｓのＣＥＬＰ（Codebook Excited LPC) 方
式等の符号化技術へと低ビットレート化が進んでいる
（丸善発行のマルチメディア符号化の国際標準、1991.
5、安田浩編著）。また、電話帯域より広い帯域を対象
とする符号化では、７ｋＨｚ帯域を６４ｋｂｐｓで伝送
するＳＢＡＤＰＣＭ（Sub-band ADPCM) が代表的であ
る。さらに、最近では約２０ｋＨｚのオーディオ帯域を
約１／６〜１／１２に圧縮符号化できるＭＰＥＧ（Moti
on Picture Expert Group)方式もＩＳＯで標準化され
（テレビジョン学会誌、Vol.46,No.9,pp.1072-1075,199
2)、伝送端末での実用化も検討されつつある。音声通信
の分野においても、電話帯域より広い帯域を伝送するシ
ステムへの要求が高まっている。
【００２５】これらの圧縮技術は、すべてディジタル符
号化技術であり、加入者伝送路に適用するには、ＩＳＤ
Ｎ等のディジタル回線が対象となる。しかし、現在の加
入者線路におけるディジタル回線の普及率は高いとは言
えず、従来からのアナログ電話回線での通信が大半を占
めている。一方、アナログ電話回線で広帯域音声を伝送
する場合、ディジタル符号化された広帯域音声を、高速
モデムで用いて伝送する方式が考えられる。しかし、現
在の最高速モデムは約２０ｋｂｐｓ程度の通信スピード
であるため、実現性は低い。
号化技術であり、加入者伝送路に適用するには、ＩＳＤ
Ｎ等のディジタル回線が対象となる。しかし、現在の加
入者線路におけるディジタル回線の普及率は高いとは言
えず、従来からのアナログ電話回線での通信が大半を占
めている。一方、アナログ電話回線で広帯域音声を伝送
する場合、ディジタル符号化された広帯域音声を、高速
モデムで用いて伝送する方式が考えられる。しかし、現
在の最高速モデムは約２０ｋｂｐｓ程度の通信スピード
であるため、実現性は低い。
【００２６】ここでは、通常約４ｋＨｚ以下の帯域しか
伝送できない既存のアナログ電話回線を対象とした広帯
域の音声通話を可能とする伝送方式について説明する。
まず、この伝送方式の原理を説明し、次にシミュレーシ
ョンによる再生音声の主観評価結果を用いてこのアナロ
グ伝送方式の有効性を示す。
伝送できない既存のアナログ電話回線を対象とした広帯
域の音声通話を可能とする伝送方式について説明する。
まず、この伝送方式の原理を説明し、次にシミュレーシ
ョンによる再生音声の主観評価結果を用いてこのアナロ
グ伝送方式の有効性を示す。
【００２７】（Ａ）アナログ伝送方式の構成 図３はアナログ伝送方式のブロック構成図であり、二線
式伝送装置に適用した例を示す。図３において、送信側
では、アナログディジタル変換器１１で広帯域音声のア
ナログ信号をディジタル信号に変換しＦＦＴ演算回路１
２でこの時系列信号を周波数領域に変換する。次に、圧
縮手段１３で周波数領域上の広帯域信号を後述する帯域
圧縮処理により電話帯域まで圧縮する。さらに、逆ＦＦ
Ｔ演算回路１４で再び時間領域に戻したあと、ディジタ
ルアナログ変換器１５でディジタル信号からアナログ信
号に変換し、アナログの圧縮音声として伝送する。
式伝送装置に適用した例を示す。図３において、送信側
では、アナログディジタル変換器１１で広帯域音声のア
ナログ信号をディジタル信号に変換しＦＦＴ演算回路１
２でこの時系列信号を周波数領域に変換する。次に、圧
縮手段１３で周波数領域上の広帯域信号を後述する帯域
圧縮処理により電話帯域まで圧縮する。さらに、逆ＦＦ
Ｔ演算回路１４で再び時間領域に戻したあと、ディジタ
ルアナログ変換器１５でディジタル信号からアナログ信
号に変換し、アナログの圧縮音声として伝送する。
【００２８】受信側では、到来する圧縮音声をアナログ
ディジタル変換し、ＥＱＬ（回線損失補償）回路５２で
回線の周波数損失性を補償した後に、ＦＦＴ演算回路５
３で周波数領域への変換を行う。伸張手段５５ではこの
信号から、ピッチ検出回路５４で検出されるピッチの値
に基づいて、後述する帯域伸張処理を施す。さらに、逆
ＦＦＴ演算回路５６で再び時間領域に戻し、ディジタル
アナログ変換器５７で伸張音声として再生する。
ディジタル変換し、ＥＱＬ（回線損失補償）回路５２で
回線の周波数損失性を補償した後に、ＦＦＴ演算回路５
３で周波数領域への変換を行う。伸張手段５５ではこの
信号から、ピッチ検出回路５４で検出されるピッチの値
に基づいて、後述する帯域伸張処理を施す。さらに、逆
ＦＦＴ演算回路５６で再び時間領域に戻し、ディジタル
アナログ変換器５７で伸張音声として再生する。
【００２９】（Ｂ）帯域圧縮処理 図４はアナログ伝送方式の帯域圧縮処理を示すフローチ
ャートである。図５はアナログ伝送方式の帯域圧縮処理
における分割区間と間引き率とを示す図である。図４に
おいて、帯域圧縮処理は、フレーム処理、窓かけ処理、
ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform、離散フーリェ変
換）間引き処理、ＩＤＦＴ（逆ＤＦＴ）、オーバラップ
処理からなる。
ャートである。図５はアナログ伝送方式の帯域圧縮処理
における分割区間と間引き率とを示す図である。図４に
おいて、帯域圧縮処理は、フレーム処理、窓かけ処理、
ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform、離散フーリェ変
換）間引き処理、ＩＤＦＴ（逆ＤＦＴ）、オーバラップ
処理からなる。
【００３０】まず、時系列データから有限個のデータを
抜き出すフレーム処理を行い取り出されたフレーム内の
データに対する周波数領域への変換をＤＦＴにより行
う。ＤＦＴを行うにあたり、連続周期性を欠如しないよ
う時間窓関数を乗じる必要がある（窓欠け処理）。時間
窓関数には多々の窓関数があり目的に即した窓関数を選
択しなければならない（Prentice-Hall,1975、Theory a
nd applications of digital signal processing、L.R.
Rabiner and B.Gold) 。このアナログ伝送方式では、フ
レーム境界歪を軽減するオーバラップ処理を単純な加算
で実現するため、台形窓あるいは三角窓を用いる。
抜き出すフレーム処理を行い取り出されたフレーム内の
データに対する周波数領域への変換をＤＦＴにより行
う。ＤＦＴを行うにあたり、連続周期性を欠如しないよ
う時間窓関数を乗じる必要がある（窓欠け処理）。時間
窓関数には多々の窓関数があり目的に即した窓関数を選
択しなければならない（Prentice-Hall,1975、Theory a
nd applications of digital signal processing、L.R.
Rabiner and B.Gold) 。このアナログ伝送方式では、フ
レーム境界歪を軽減するオーバラップ処理を単純な加算
で実現するため、台形窓あるいは三角窓を用いる。
【００３１】また、帯域圧縮および帯域伸張を行うにあ
たり、音声の周波数特性を考慮した周波数間引き区間と
間引き率とを送受信の端末間で取り決めておく必要があ
る。音声の長時間平均周波数スペクトルは通常、８００
Ｈｚまでほぼ平坦で、８００Ｈｚ以上はオクターブ当た
り−１０ｄＢの傾斜を持つ周波数特性で近似されること
が多い（研究実用化報告、Vol.4 、No.2,pp.245-262,19
55.1、音声の瞬時レベル分布およびスペクトル、三浦種
敏、越川常治）。この高域減衰特性を適用し、図５に示
されるような分割区間毎の間引き率を用いる。図５中の
横軸は周波数を示し、記されている分数は間引き率を表
している。例えば、１／４が記されている分割区分で
は、周波数領域のサンプル数を１／４に間引き、１／４
の圧縮音声サンプルを得る。この操作は、１／４の帯域
幅に圧縮することを示している。１／１が記されている
低域の分割区間は間引きを行わず、中域から高域にかけ
て間引き率を上げていく。
たり、音声の周波数特性を考慮した周波数間引き区間と
間引き率とを送受信の端末間で取り決めておく必要があ
る。音声の長時間平均周波数スペクトルは通常、８００
Ｈｚまでほぼ平坦で、８００Ｈｚ以上はオクターブ当た
り−１０ｄＢの傾斜を持つ周波数特性で近似されること
が多い（研究実用化報告、Vol.4 、No.2,pp.245-262,19
55.1、音声の瞬時レベル分布およびスペクトル、三浦種
敏、越川常治）。この高域減衰特性を適用し、図５に示
されるような分割区間毎の間引き率を用いる。図５中の
横軸は周波数を示し、記されている分数は間引き率を表
している。例えば、１／４が記されている分割区分で
は、周波数領域のサンプル数を１／４に間引き、１／４
の圧縮音声サンプルを得る。この操作は、１／４の帯域
幅に圧縮することを示している。１／１が記されている
低域の分割区間は間引きを行わず、中域から高域にかけ
て間引き率を上げていく。
【００３２】このような分割区分および間引き率によ
り、帯域圧縮における周波数成分毎の移動位置が送受信
間で定められる。例えば、間引き率１／４の分割区間で
は、伸張帯域における４サンプル幅の周波数範囲に対し
て、圧縮帯域内の一つの周波数位置が定められている。
このアナログ伝送方式では、周波数成分の移動で周波数
値を逆転させることのない昇順の配置とした。
り、帯域圧縮における周波数成分毎の移動位置が送受信
間で定められる。例えば、間引き率１／４の分割区間で
は、伸張帯域における４サンプル幅の周波数範囲に対し
て、圧縮帯域内の一つの周波数位置が定められている。
このアナログ伝送方式では、周波数成分の移動で周波数
値を逆転させることのない昇順の配置とした。
【００３３】間引き処理では、まずＤＦＴ演算により得
られた実部および虚部の値から、その２乗和をとり周波
数成分毎のスペクトルパワーを求め、最大パワーとなっ
た成分を、伝送すべき有効な周波数成分として選び出
す。次に、その有効成分を後述する位相補正を行った後
に、送受信間で定められた電話帯域内へ移動される。例
えば、ＤＦＴ演算の周波数成分数で３２サンプルとなる
帯域幅をもつ分割区間において、８サンプルの周波数成
分となる帯域に圧縮する場合を考える。まず、４サンプ
ルごとにスペクトルパワーを求め、最大パワーとなった
１サンプルの周波数成分を有効とし、定められた電話帯
域内の周波数位置に移動させる。これを８回繰り返し、
８サンプルの有効成分を取り出すことで、１／４の帯域
圧縮を行うことになる。また、２／３の圧縮を行う分割
区間では、３サンプルごとにパワーを求め、最小パワー
でない成分の２サンプルを有効成分として圧縮を行う。
られた実部および虚部の値から、その２乗和をとり周波
数成分毎のスペクトルパワーを求め、最大パワーとなっ
た成分を、伝送すべき有効な周波数成分として選び出
す。次に、その有効成分を後述する位相補正を行った後
に、送受信間で定められた電話帯域内へ移動される。例
えば、ＤＦＴ演算の周波数成分数で３２サンプルとなる
帯域幅をもつ分割区間において、８サンプルの周波数成
分となる帯域に圧縮する場合を考える。まず、４サンプ
ルごとにスペクトルパワーを求め、最大パワーとなった
１サンプルの周波数成分を有効とし、定められた電話帯
域内の周波数位置に移動させる。これを８回繰り返し、
８サンプルの有効成分を取り出すことで、１／４の帯域
圧縮を行うことになる。また、２／３の圧縮を行う分割
区間では、３サンプルごとにパワーを求め、最小パワー
でない成分の２サンプルを有効成分として圧縮を行う。
【００３４】このような周波数成分の間引きにより帯域
を圧縮した信号をＩＤＦＴにより時系列信号に戻した
後、オーバラップ処理で隣接したフレームが重なり合う
区間データをそれぞれ加算し、連続的な圧縮信号を得
る。
を圧縮した信号をＩＤＦＴにより時系列信号に戻した
後、オーバラップ処理で隣接したフレームが重なり合う
区間データをそれぞれ加算し、連続的な圧縮信号を得
る。
【００３５】（Ｃ）帯域伸張処理 図６はアナログ伝送方式の帯域伸張処理を示すフローチ
ャートである。図６において、帯域伸張処理も帯域圧縮
処理と同様に、有限個のデータを抜き出すフローチャー
ト処理および時間窓関数を乗じる窓かけ処理を施した後
に、ＤＦＴ演算を行う。帯域伸張は、帯域圧縮処理で移
動した周波数成分を、フレーム内のピッチ検出結果に基
づき、その整数倍の値に最も近い周波数位置へ移動させ
る。なお、周波数成分の移動においては、圧縮時と同様
に後述の位相補正を施す必要がある。ピッチ検出は、フ
レームデータに対するローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介
して、自己相関法（オーム社発行の音声情報処理の基
礎、１９８１、斎藤收三、中田和男）により求められ
る。さらに、帯域圧縮処理と同様に、時系列信号に戻す
ＩＤＦＴ演算とオーバラップ処理を施すことで、連続的
な伸張信号を得られる。
ャートである。図６において、帯域伸張処理も帯域圧縮
処理と同様に、有限個のデータを抜き出すフローチャー
ト処理および時間窓関数を乗じる窓かけ処理を施した後
に、ＤＦＴ演算を行う。帯域伸張は、帯域圧縮処理で移
動した周波数成分を、フレーム内のピッチ検出結果に基
づき、その整数倍の値に最も近い周波数位置へ移動させ
る。なお、周波数成分の移動においては、圧縮時と同様
に後述の位相補正を施す必要がある。ピッチ検出は、フ
レームデータに対するローパスフィルタ（ＬＰＦ）を介
して、自己相関法（オーム社発行の音声情報処理の基
礎、１９８１、斎藤收三、中田和男）により求められ
る。さらに、帯域圧縮処理と同様に、時系列信号に戻す
ＩＤＦＴ演算とオーバラップ処理を施すことで、連続的
な伸張信号を得られる。
【００３６】（Ｄ）周波数成分の移動とオーバラップ処
理における位相補正 図７はアナログ伝送方式の周波数成分移動による位相ず
れを示す図である。
理における位相補正 図７はアナログ伝送方式の周波数成分移動による位相ず
れを示す図である。
【００３７】帯域圧縮および伸張処理時に必要な周波数
成分の移動において、フレームオーバラップ処理を加算
とする場合には、周波数成分毎の位相補正処理が必要と
なる。位相補正を行わない最悪のケースでは、オーバラ
ップ区間の加算フレームで移動された周波数成分の位相
差がπとなった場合に、それらのフレームを加算するこ
とでオーバラップ区間内の周波数成分を０にすることに
なる。図７に１／２フレームオーバラップの場合におけ
る位相ずれの様子を示す。Ｊ番目フレームと（Ｊ＋１）
番目のフレーム内で周波数成分を移動した場合の信号波
形であり、オーバラップ区間において、図７（ａ）はπ
の位相差を生じる周波数成分の移動の例、図７（ｂ）は
位相差を生じない周波数成分の移動の例である。図７中
のＦ（２）、ＦJ （３）、ＦJ+1 （４）等は、ＤＦＴ演
算における周波数成分であり、その周波数位置を２、
３、４のインデックスで示している。図７（ａ）では周
波数位置２の周波数成分Ｆ（２）を、各フレーム内でそ
のまま周波数位置３に移動させた時に再生される波形を
表している。Ｊ番目と（Ｊ＋１）番目フレームにおける
処理で再生される波形ＦJ （３）とＦJ+1 （３）のオー
バラップ区間に位相ずれπが表されている。図７（ｂ）
では、同様にＦ（４）への移動であるがオーバラップ区
間の位置ずれはない。
成分の移動において、フレームオーバラップ処理を加算
とする場合には、周波数成分毎の位相補正処理が必要と
なる。位相補正を行わない最悪のケースでは、オーバラ
ップ区間の加算フレームで移動された周波数成分の位相
差がπとなった場合に、それらのフレームを加算するこ
とでオーバラップ区間内の周波数成分を０にすることに
なる。図７に１／２フレームオーバラップの場合におけ
る位相ずれの様子を示す。Ｊ番目フレームと（Ｊ＋１）
番目のフレーム内で周波数成分を移動した場合の信号波
形であり、オーバラップ区間において、図７（ａ）はπ
の位相差を生じる周波数成分の移動の例、図７（ｂ）は
位相差を生じない周波数成分の移動の例である。図７中
のＦ（２）、ＦJ （３）、ＦJ+1 （４）等は、ＤＦＴ演
算における周波数成分であり、その周波数位置を２、
３、４のインデックスで示している。図７（ａ）では周
波数位置２の周波数成分Ｆ（２）を、各フレーム内でそ
のまま周波数位置３に移動させた時に再生される波形を
表している。Ｊ番目と（Ｊ＋１）番目フレームにおける
処理で再生される波形ＦJ （３）とＦJ+1 （３）のオー
バラップ区間に位相ずれπが表されている。図７（ｂ）
では、同様にＦ（４）への移動であるがオーバラップ区
間の位置ずれはない。
【００３８】位相差は、オーバラップ幅と周波数軸上で
の移動距離に関係しており、次のように求めることがで
きる。
の移動距離に関係しており、次のように求めることがで
きる。
【００３９】まず、Ｎ個のデータｆ（ｎ）、（ｎ＝０、
…、Ｎ−１）とＮ個の周波数成分Ｆ（κ）、（κ＝０、
…、Ｎ−１）におけるＤＦＴおよびＩＤＦＴの定義式
は、
…、Ｎ−１）とＮ個の周波数成分Ｆ（κ）、（κ＝０、
…、Ｎ−１）におけるＤＦＴおよびＩＤＦＴの定義式
は、
【００４０】
【数１】 である。
【００４１】いま、フレームとして切り出す前の時間領
域ｉ、（ｉ＝０、…、∞）における入力信号ｇ（ｉ）
を、周波数位置を示す整数ｕの位置に複素数Ｇ（ｕ）の
周波数成分のみをもつものと仮定すればＩＤＦＴの定義
から、
域ｉ、（ｉ＝０、…、∞）における入力信号ｇ（ｉ）
を、周波数位置を示す整数ｕの位置に複素数Ｇ（ｕ）の
周波数成分のみをもつものと仮定すればＩＤＦＴの定義
から、
【００４２】
【数２】 となる。これはスペクトル１本に相当する。
【００４３】時間領域ｉにおける入力信号の０からＮサ
ンプル切り出した信号を第１フレームとして、フレーム
内の時間領域ｎにおけるＦ1 （ｎ）とすれば、 ｆ1 （ｎ）＝ｇ（ｉ）， （ｎ＝ｉ：０≦ｎ＜Ｎ） （５） と表される。これをＤＦＴすると、式（６）に示される
ように周波数位置ｕにＧ（ｕ）の成分をもち、他の周波
数位置の成分は０となる。
ンプル切り出した信号を第１フレームとして、フレーム
内の時間領域ｎにおけるＦ1 （ｎ）とすれば、 ｆ1 （ｎ）＝ｇ（ｉ）， （ｎ＝ｉ：０≦ｎ＜Ｎ） （５） と表される。これをＤＦＴすると、式（６）に示される
ように周波数位置ｕにＧ（ｕ）の成分をもち、他の周波
数位置の成分は０となる。
【００４４】
【数３】 ここで、位置ｕの代わりに、位置γに成分Ｇ（ｕ）を有
する信号をＦ1 '(κ) とすると、
する信号をＦ1 '(κ) とすると、
【００４５】
【数４】 となる。Ｆ1 '(κ) に対して、ＩＤＦＴを行いその信号
をｆ1 '(ｎ) で表すと、
をｆ1 '(ｎ) で表すと、
【００４６】
【数５】 となる。これを式（５）の条件式ｎ＝ｉを用いて、もと
の時間領域ｉに戻し、第１フレームでの再生信号ｇ1 '
(ｉ) が式（９）のとおり得られる。
の時間領域ｉに戻し、第１フレームでの再生信号ｇ1 '
(ｉ) が式（９）のとおり得られる。
【００４７】
【数６】 次に、第１フレームに対してＭサンプル（０＜Ｍ＜Ｎ）
ずれた点からを第２フレームとし、入力信号ｇ（ｉ）か
らＮサンプル切出したものをｆ2 （ｎ) として表すと次
式を得る。
ずれた点からを第２フレームとし、入力信号ｇ（ｉ）か
らＮサンプル切出したものをｆ2 （ｎ) として表すと次
式を得る。
【００４８】 ｆ2 （ｎ），（ｎ＝ｉ−Ｍ：０≦ｎ≦Ｎ） （１０） ｆ2 （ｎ）をＤＦＴし、式（４）および式（１０）を適
用すると、
用すると、
【００４９】
【数７】 となる。周波数ｕ以外の成分は０であり、ｆ2 （ｕ) だ
けが周波数成分をもつ。ここで、式（７）と同様に、次
式でＦ2 '(κ) を表す。
けが周波数成分をもつ。ここで、式（７）と同様に、次
式でＦ2 '(κ) を表す。
【００５０】
【数８】 Ｆ2 '(κ) に対して、ＩＤＦＴを行うその信号をＦ2 '
(ｎ) で表すと、
(ｎ) で表すと、
【００５１】
【数９】 となる。これを式（１０）の条件式ｎ＝ｉ−Ｍを用い
て、もとの時間領域ｉに戻し、第２フレームでの再生信
号ｇ2 '(ｉ) が得られる。
て、もとの時間領域ｉに戻し、第２フレームでの再生信
号ｇ2 '(ｉ) が得られる。
【００５２】
【数１０】 第一フレームでの再生信号ｇ1 '(ｉ) と第２フレームで
の再生信号ｇ2 '(ｉ) との位相差θは、式（９）と式
（１４）から、
の再生信号ｇ2 '(ｉ) との位相差θは、式（９）と式
（１４）から、
【００５３】
【数１１】 となる。ただしａｒｇは複素数から位相角をとりだす関
数である。位相差θはＭに依存するオーバラップ幅と周
波数成分の移動距離（γ−ｕ）とによるものであること
がわかる。例えば、Ｍ＝Ｎ３／４となる１／４フレーム
オーバラップの位相差θ1/4 は、 θ1/4 ＝−３π（γ−ｕ）／２ （１６） となる。周波数成分の移動距離０、１、２、３、４、
５、…に対しては、θ1/4が０、π／２、π、３π／
２、０、π／２、…となる。すなわち、理想的な位相差
０を実現するためには、移動距離に対して４の剰余で処
理される位相補正が必要となる。また、Ｍ＝Ｎ／２とな
る１／２フレームオーバラップでの位相差θ1/2 は、 θ1/2 ＝−π（γ−ｕ） （１７） となり、周波数成分の移動距離０、１、２、３、…に対
して、θ1/2 ＝０、π、０、π、…が得られる。これ
は、ＤＦＴの演算結果における周波数位置を示すインデ
ックス（ｕおよびγ）の値が、奇数値と偶数値との間の
移動にあたる時のみπの位相差を生じると解釈できる。
数である。位相差θはＭに依存するオーバラップ幅と周
波数成分の移動距離（γ−ｕ）とによるものであること
がわかる。例えば、Ｍ＝Ｎ３／４となる１／４フレーム
オーバラップの位相差θ1/4 は、 θ1/4 ＝−３π（γ−ｕ）／２ （１６） となる。周波数成分の移動距離０、１、２、３、４、
５、…に対しては、θ1/4が０、π／２、π、３π／
２、０、π／２、…となる。すなわち、理想的な位相差
０を実現するためには、移動距離に対して４の剰余で処
理される位相補正が必要となる。また、Ｍ＝Ｎ／２とな
る１／２フレームオーバラップでの位相差θ1/2 は、 θ1/2 ＝−π（γ−ｕ） （１７） となり、周波数成分の移動距離０、１、２、３、…に対
して、θ1/2 ＝０、π、０、π、…が得られる。これ
は、ＤＦＴの演算結果における周波数位置を示すインデ
ックス（ｕおよびγ）の値が、奇数値と偶数値との間の
移動にあたる時のみπの位相差を生じると解釈できる。
【００５４】これらの位相補正は、基本的には、毎フレ
ーム行うことが必要である。いま、隣接するフレーム間
での位相差がθで、（Ｊ−１）番目フレームとＪ番目の
フレームとの加算に対する位相補正をＪ番目のフレーム
で行うことを考える。ただし、ＪはＪ＞１の自然数とす
る。ここで、（Ｊ＋１）番目フレームにおいてはＪ番目
フレームに対する位相差θを補正するが、Ｊ番目フレー
ム自体既に（Ｊ−１）番目フレームに対する位相差θが
補正されていることに着目すると、（Ｊ＋１）番目フレ
ームにおける位相補正は２θとなる。すなわち、（Ｊ−
１）番目フレームに対する（Ｊ＋１）番目フレームにお
ける位相補正は、１＝０、１、２、３、４、…、Ｌに対
してθ、２θ、３θ、４θ、５θ、…、（Ｌ＋１）θと
累積されることになる。
ーム行うことが必要である。いま、隣接するフレーム間
での位相差がθで、（Ｊ−１）番目フレームとＪ番目の
フレームとの加算に対する位相補正をＪ番目のフレーム
で行うことを考える。ただし、ＪはＪ＞１の自然数とす
る。ここで、（Ｊ＋１）番目フレームにおいてはＪ番目
フレームに対する位相差θを補正するが、Ｊ番目フレー
ム自体既に（Ｊ−１）番目フレームに対する位相差θが
補正されていることに着目すると、（Ｊ＋１）番目フレ
ームにおける位相補正は２θとなる。すなわち、（Ｊ−
１）番目フレームに対する（Ｊ＋１）番目フレームにお
ける位相補正は、１＝０、１、２、３、４、…、Ｌに対
してθ、２θ、３θ、４θ、５θ、…、（Ｌ＋１）θと
累積されることになる。
【００５５】例えば、周波数上の移動距離が１で、１／
４フレームオーバラップの場合には、θ1/4 ＝π／２で
あるため、θ、２θ、３θ、４θ、５θ、…と累積する
位相補正量は、π／２、π、３π／２、０、π／２、３
π／２、…となる。同様に、１／２フレームオーバラッ
プの場合には、θ1/2 ＝πであるため、θ、２θ、３
θ、４θ、５θ、…と累積する位相補正量は、π、０、
π、０、π、…となる。これは、１／２フレームオーバ
ラップの場合には１フレームおき毎に位相補正を行えば
良いことを表しており、１／４フレームオーバラップの
場合より簡単な処理で位相補正を行うことができる。
４フレームオーバラップの場合には、θ1/4 ＝π／２で
あるため、θ、２θ、３θ、４θ、５θ、…と累積する
位相補正量は、π／２、π、３π／２、０、π／２、３
π／２、…となる。同様に、１／２フレームオーバラッ
プの場合には、θ1/2 ＝πであるため、θ、２θ、３
θ、４θ、５θ、…と累積する位相補正量は、π、０、
π、０、π、…となる。これは、１／２フレームオーバ
ラップの場合には１フレームおき毎に位相補正を行えば
良いことを表しており、１／４フレームオーバラップの
場合より簡単な処理で位相補正を行うことができる。
【００５６】（Ｅ）シミュレーション シミュレーション設定条件 図８はアナログ伝送方式の１２ｋＨｚ帯域の広帯域音声
と電話帯域（３．４ｋＨｚ帯域）音声との間で帯域圧縮
および帯域伸張を行ったシミュレーションの設定条件を
示す図である。
と電話帯域（３．４ｋＨｚ帯域）音声との間で帯域圧縮
および帯域伸張を行ったシミュレーションの設定条件を
示す図である。
【００５７】図９はアナログ伝送方式のシミュレーショ
ンに用いた分割帯域と間引き率との関係を示す図であ
る。（Ｂ）節で述べた周波数成分の移動位置は、図９に
より定められている。例えば、１／４の間引き率の区間
では、広帯域音声の周波数位置９６、９７、９８、９９
の四つに対して圧縮音声の周波数位置６９、また１０
０、１０１、１０２、１０３に対して７０が定められて
いることを示している。
ンに用いた分割帯域と間引き率との関係を示す図であ
る。（Ｂ）節で述べた周波数成分の移動位置は、図９に
より定められている。例えば、１／４の間引き率の区間
では、広帯域音声の周波数位置９６、９７、９８、９９
の四つに対して圧縮音声の周波数位置６９、また１０
０、１０１、１０２、１０３に対して７０が定められて
いることを示している。
【００５８】（Ｆ）主観評価結果 図１０はアナログ伝送方式の伸張音声の主観評価結果を
示す図である。
示す図である。
【００５９】シミュレーションにより帯域圧縮・帯域伸
張を施された音声を５段階評価のＭＯＳ値（Mean Opini
on Score) を用いて主観評価を行った。入力信号とし
て、単独音声および、音声会議を想定した音声と背景雑
音まはたＢＧＭ（Back GroundMusic)の加算信号を用い
た。背景雑音には一般的な事務所の周囲雑音を、ＢＧＭ
には弦楽四重奏の楽曲を使用している。評定者には、評
価点５の基準信号として１２ｋＨｚ帯域の信号を視聴さ
せた。また評価は、ダブルブラインド方式（Swedish Br
oadcasting Corporation(SR)Research and Development
Department,1991.5、The SR Report on The MPEG/Audi
o Subjective Listening Test 、Sten Bergman,Christe
r Grewin,Thomas Ryden)を用い、ＣＣＩＲ Ｒｅｃ．５
６２（International Radio Consultative Committee
C.C.I.R. Recommendation No.562,1990) のグレードス
ケールにより行った。音声評価に関してエキスパートで
はない一般の評定者１４名による主観評価結果をＭＯＳ
値にて図１０に示す。
張を施された音声を５段階評価のＭＯＳ値（Mean Opini
on Score) を用いて主観評価を行った。入力信号とし
て、単独音声および、音声会議を想定した音声と背景雑
音まはたＢＧＭ（Back GroundMusic)の加算信号を用い
た。背景雑音には一般的な事務所の周囲雑音を、ＢＧＭ
には弦楽四重奏の楽曲を使用している。評定者には、評
価点５の基準信号として１２ｋＨｚ帯域の信号を視聴さ
せた。また評価は、ダブルブラインド方式（Swedish Br
oadcasting Corporation(SR)Research and Development
Department,1991.5、The SR Report on The MPEG/Audi
o Subjective Listening Test 、Sten Bergman,Christe
r Grewin,Thomas Ryden)を用い、ＣＣＩＲ Ｒｅｃ．５
６２（International Radio Consultative Committee
C.C.I.R. Recommendation No.562,1990) のグレードス
ケールにより行った。音声評価に関してエキスパートで
はない一般の評定者１４名による主観評価結果をＭＯＳ
値にて図１０に示す。
【００６０】このアナログ伝送方式による伸張音声で
は、それぞれのサンプルにおいて、既存の電話帯域音声
よりも高い評価が得られている。また、サンプル自体に
高域周波数成分が少なかった男声サンプルでの評価結果
は、女声サンプルに比較するとやや低く、電話帯域音声
との差が縮まっている。しかし、帯域の広い楽曲を付加
した男声＋ＢＧＭのサンプルでは、このアナログ伝送方
式のＭＯＳ値が３．０と電話帯域音声２．２より高くな
っており、帯域を広げた本方式の優位性が認められる。
は、それぞれのサンプルにおいて、既存の電話帯域音声
よりも高い評価が得られている。また、サンプル自体に
高域周波数成分が少なかった男声サンプルでの評価結果
は、女声サンプルに比較するとやや低く、電話帯域音声
との差が縮まっている。しかし、帯域の広い楽曲を付加
した男声＋ＢＧＭのサンプルでは、このアナログ伝送方
式のＭＯＳ値が３．０と電話帯域音声２．２より高くな
っており、帯域を広げた本方式の優位性が認められる。
【００６１】前述のように、本アナログ伝送方式は、広
帯域音声を電話帯域に帯域圧縮してアナログ伝送し、受
信側の帯域伸張により広帯域音声を再生する。帯域圧縮
では、広帯域音声の中高域周波数成分を間引くことによ
り電話帯域内に圧縮する。帯域伸張では、圧縮音声の低
域成分からピッチ検出を行い、ピッチの整数倍に近い周
波数位置に中高域成分を再配置して伸張する。
帯域音声を電話帯域に帯域圧縮してアナログ伝送し、受
信側の帯域伸張により広帯域音声を再生する。帯域圧縮
では、広帯域音声の中高域周波数成分を間引くことによ
り電話帯域内に圧縮する。帯域伸張では、圧縮音声の低
域成分からピッチ検出を行い、ピッチの整数倍に近い周
波数位置に中高域成分を再配置して伸張する。
【００６２】１２ｋＨｚ帯域音声を用いた計算機シミュ
レーションに基づく５段階ＭＯＳ値の主観評価結果を用
いて、電話帯域音声の評価２．４より評価の高い３．１
が得られることを示した。このアナログ伝送方式により
既存のアナログ電話回線を用いて、より肉声に近い通話
のできる広帯域音声会議端末が実現できる。
レーションに基づく５段階ＭＯＳ値の主観評価結果を用
いて、電話帯域音声の評価２．４より評価の高い３．１
が得られることを示した。このアナログ伝送方式により
既存のアナログ電話回線を用いて、より肉声に近い通話
のできる広帯域音声会議端末が実現できる。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、音声信
号に付加されたノイズを除去し音声の品質劣化を防止で
きる優れた効果がある。
号に付加されたノイズを除去し音声の品質劣化を防止で
きる優れた効果がある。
【図１】本発明一実施例音声信号伝送装置のブロック構
成図。
成図。
【図２】本発明の音声信号伝送装置の送信装置の広帯域
音声信号のスペクトルを示す図。
音声信号のスペクトルを示す図。
【図３】アナログ伝送方式のブロック構成図。
【図４】アナログ伝送方式の帯域圧縮処理を示すフロー
チャート。
チャート。
【図５】アナログ伝送方式の帯域圧縮処理における分割
区間と間引き率とを示す図。
区間と間引き率とを示す図。
【図６】アナログ伝送方式の帯域伸張処理を示すフロー
チャート。
チャート。
【図７】アナログ伝送方式の周波数成分移動による位相
ずれを示す図。
ずれを示す図。
【図８】アナログ伝送方式の１２ｋＨｚ帯域の広帯域音
声と電話帯域（３．４ｋＨｚ帯域）音声との間で帯域圧
縮および帯域伸張を行ったシミュレーションの設定条件
を示す図。
声と電話帯域（３．４ｋＨｚ帯域）音声との間で帯域圧
縮および帯域伸張を行ったシミュレーションの設定条件
を示す図。
【図９】アナログ伝送方式のシミュレーションに用いた
分割帯域と間引き率との関係を示す図。
分割帯域と間引き率との関係を示す図。
【図１０】アナログ伝送方式の伸張音声の主観評価結果
を示す図。
を示す図。
１０ ノイズ抑圧装置 １１、５１ アナログディジタル変換器 １２、５３ ＦＦＴ演算回路 １３ 圧縮手段 １４、５６ 逆ＦＦＴ演算回路 １５、５７ ディジタルアナログ変換器 ２０ 入力手段 ３０ 送信手段 ４０ 送信装置 ５０ 受信装置 ５２ ＥＱＬ回路 ５４ ピッチ検出回路 ５５ 伸張手段 ６０ 二線四線変換器
Claims (4)
- 【請求項１】 送信すべき広帯域音声を回線に送信する
送信装置と、この回線からこの送信装置の送信信号を受
信する受信装置とを備えた音声信号伝送装置において、 前記送信装置は、前記広帯域音声を時系列的なディジタ
ル信号に変換するアナログディジタル変換器、このアナ
ログディジタル変換器の出力ディジタル信号を周波数分
割された信号に変換する変換手段、この変換手段の出力
信号の高域周波数成分を間引きして帯域圧縮する圧縮手
段、この圧縮手段の出力信号を時系列的なディジタル信
号に変換する逆変換手段、およびこの逆変換手段の出力
信号をアナログ信号に変換するディジタルアナログ変換
器を含むノイズ抑圧装置を備えたことを特徴とする音声
信号伝送装置。 - 【請求項２】 前記変換手段は、前記アナログディジタ
ル変換器からのディジタル信号から有限個のデータを取
り出しフレーム処理および窓かけ処理を行いこの処理さ
れたフレーム内のデータに対する周波数領域への変換を
高速フーリエ変換により行う高速フーリエ変換演算回路
を含み、 前記逆変換手段は、前記高速フーリエ変換演算回路の出
力信号を逆高速フーリエ変換により時系列的なディジタ
ル信号に変換しオーバラップ処理を行う逆高速フーリエ
変換演算回路を含む請求項１記載の音声信号伝送装置。 - 【請求項３】 前記圧縮手段は、高い周波数の間引く区
間は間引き率を高くし、その区間の最大パワーの周波数
成分を残すべき有効成分として選択し帯域を圧縮する手
段を含む請求項１記載の音声信号伝送装置。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかに記載の音
声信号伝送装置に利用するノイズ抑圧装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5293623A JP2570603B2 (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | 音声信号伝送装置およびノイズ抑圧装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5293623A JP2570603B2 (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | 音声信号伝送装置およびノイズ抑圧装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147566A true JPH07147566A (ja) | 1995-06-06 |
| JP2570603B2 JP2570603B2 (ja) | 1997-01-08 |
Family
ID=17797113
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5293623A Expired - Lifetime JP2570603B2 (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | 音声信号伝送装置およびノイズ抑圧装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2570603B2 (ja) |
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| JP2570603B2 (ja) | 1997-01-08 |
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