JP3119292B2 - ノイズ抑圧受信回路 - Google Patents

ノイズ抑圧受信回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は音声を符号化し、伝送す
るシステムにおいて、伝送路の符号誤りにより発生する
雑音を抑圧するノイズ抑圧受信回路に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】音声信号をディジタルで伝送するシステ
ムでは、送信装置において、符号化した音声信号をフレ
ーミングした後、有線あるいは無線の伝送路へ送信し、
受信側装置においては、受信したフレームをデフレーミ
ングした後、復号化し音声信号を再生する。図8に音声
伝送システムの送信側装置を示す。音声入力端1から入
力された音声信号はA/D変換器2によりアナログ信号
からディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変
換された音声信号は伝送する情報量を減らすために符号
器3により符号化される。符号化には例えば対数PCM
のような非線形な量子化ステップを用いた方式や、AD
PCMのような線形予測技術を用いた符号化方式が用い
られる。符号化された音声信号はフレーミング部4によ
りフレーミングされ、誤り検出ビット付加部5により例
えばCRCのような誤り検出ビットを付加された後、伝
送路送信端6から送信フレームとして有線あるいは無線
の伝送路に送信される。図9は受信側装置を示す。伝送
路受信端7から入力された受信フレームはデフレーミン
グ部8によりデフレーミングされた後、復号器9により
復号化される。復号化された音声信号は減衰器10を通
り、D/A変換器11によりアナログ信号に変換され、
音声信号出力端13から出力される。このようなシステ
ムにおいて伝送路で符号誤りが生じるとそれは音声信号
中に大振幅雑音となって表れ、受聴者に大きな不快感を
与える。減衰器10はこのような符号誤りが発生した時
の不快音を軽減するために設けられる。即ち、伝送路に
おいて符号誤りが発生すると、復号化された音声信号に
雑音が混入したり、波形歪みが生じたりし、特に伝送路
が無線である場合、フェージングによる電界強度の急激
な落ち込みがあるため、バースト性の符号誤りが発生す
る。バースト性の符号誤りが発生した場合には、多くの
符号誤りが短時間に集中するため、復号化音声に混入す
る雑音は音声信号に比べて遥かに大きな振幅となる。こ
の雑音は受聴者には過大な破裂音として聞こえるため、
大きな不快感を与えることになる。これを防止するた
め、通常誤り検出器12により受信フレームの符号誤り
を検出し、符号誤りがあった場合は減衰器10において
復号化音声信号を減衰もしくは無音置換する。この方法
により符号誤りに起因する雑音のレベルを抑圧すること
ができ、受聴者に与える不快感を軽減することができ
る。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前記の雑音抑
圧方式では、過大な破裂音を受聴者に不快感を与えない
程度まで抑圧しようとすると、復号化音声信号に与える
減衰量も大きくしなければならない。減衰器により音声
信号そのものまでも減衰させることにすると、符号誤り
のあるフレームでは、会話の了解度が損なわれてしまう
という問題がある。また符号化方式にADPCMのよう
な線形予測を使用した方式を用いた場合、伝送誤りがな
くなった後、復号化音声信号が正常な状態に収束するま
で一定期間を要するが、前記の雑音抑圧方法では符号誤
りのあったフレームのみ減衰させるため、収束期間の残
留雑音が減衰されず耳障りな感じが残るという問題があ
る。
【0004】そこで、本発明の目的は、音声信号の了解
性を損なうことなく雑音を抑圧して、受聴者に与える不
快感を軽減することができるようなノイズ抑圧受信回路
を提供することである。
【0005】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、複数フレームの連続から成り、各フレーム
が音声データと誤り検出ビットとを有している受信信号
から前記音声データを抽出し、前記音声データ又はこれ
に対応するデータが時間軸上に連続的に配列されたディ
ジタル音声信号を形成する信号処理手段と、前記受信信
号から前記誤り検出ビットを検出し、前記音声データに
誤りがあるか否かをフレーム単位で検出する誤り検出手
段と、前記信号処理手段と前記誤り検出手段とに接続さ
れ、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得ら
れなかった時に前記ディジタル音声信号を選択して出力
し、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得ら
れた時にゼロレベルを示す信号を選択して出力するスイ
ッチ手段と、前記スイッチ手段から得られた前記ディジ
タル音声信号に対応するアナログ信号の包絡線の情報を
含む値を有するピークフォロワ信号を形成するピークフ
ォロワ回路と、前記信号処理手段と前記誤り検出手段と
前記ピークフォロワ回路とに接続され、前記誤り検出手
段から誤りの検出を示す出力が得られた時に前記ディジ
タル音声信号を前記ピークフォロワ信号のレベルでクリ
ップするクリップ手段とを備えたノイズ抑圧受信回路に
係わるものである。なお、請求項2に示すレベル調整手
段を設けることが望ましい。また、請求項3及び6に示
すように誤り検出信号の遅延手段を設けることが望まし
い。また、請求項4に示すように、第1及び第2の比較
器51、53と、カウンタ52と、カウンタ周期設定レ
ジスタ(54)と、第1及び第2のスイッチ59、56
と、シフタ55でピークフォロワ回路を構成することが
できる。また、請求項5に示すように、ディジタル・ア
ナログ変換器の後段にピークフォロワ回路及びクリップ
回路を設けることができる。また、請求項7に示すよう
に、復号器を設けることができる。上記各請求項と実施
例との対応関係を示すと、信号処理手段はデフレーミン
グ部15と復号器16であり、誤り検出手段は誤り検出
器20であり、スイッチ手段はスイッチ22であり、ピ
ークフォロワ回路はピークフォロワ回路23又は23a
又は71であり、クリップ手段はクリッパ17又は72
であり、請求項2のレベル調整手段はレベル調整器24
であり、請求項3及び6の遅延手段は遅延器25であ
り、請求項5の信号選択手段は例えば図7の第1のアナ
ログスイッチ74である。本発明におけるピークフォロ
ワ回路は、アナログ音声信号又はディジタル音声信号に
対応するアナログ音声信号の包絡線を示す信号を得る回
路又は包絡線に近似の信号を得る回路を意味する。包絡
線に近似の信号とは図2(F)に示すように図2(E)
の大きなピークのみに応答する信号である。従って、ピ
ークフォロワ回路は信号の一部又は全部のピークに追従
する信号を意味している。またピークフォロワ回路を観
点を変えてローパスフィルタ又は平滑化回路又は積分回
路と呼ぶことができる。
【0006】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明においては、誤
りが発生したフレームにおいて受信信号の利得を下げる
のではなく、音声レベルに追従したクリップレベル(ピ
ークフォロワ信号レベル)で振幅を制限することにより
雑音レベル(ノイズレベル)を抑圧している。このこと
により通話の了解度を損なうことなく雑音による不快感
を軽減することができる。また、請求項2の発明に従っ
てレベル調整手段を設けると、音声信号の不必要な抑圧
を防いでノイズを良好に抑圧することができる。また、
請求項3及び4の発明によれば、誤りフレームの次のフ
レームの頭の部分まで雑音が抑圧される。誤りフレーム
が有る場合、復号化の収束の遅れによって次のフレーム
に残留雑音が生じる可能性があるが、誤り検出に遅延を
与えることによって次のフレームの雑音を抑圧すること
ができる。請求項4の発明によれば、乗算器、加算器等
を使用しない比較的簡単な回路構成によってピークフォ
ロワ信号を得ることができる。請求項5の発明によれ
ば、アナログ回路によってピークフォロワ回路及びクリ
ップ回路を構成することが可能になる。
【0007】
【第1の実施例】次に、本発明の第1の実施例のノイズ
抑圧受信回路を図1を参照して説明する。雑音抑圧方式
によるノイズ抑圧受信回路を示す図1において、14は
伝送路から送られてきた受信フレーム即ちフレーム構成
の受信信号を入力する伝送路入力端子、15は受信フレ
ームをデータワードと誤り検出用ワードと同期信号に分
離するためのフレームデコーダ即ちデフレーミング部、
16はデータワードの復号化を行い音声信号のリニアな
サンプル列を出力する復号器、17はクリッパ即ちクリ
ップ回路、19は音声信号をディジタルからアナログに
変換するためのD/A変換器、20は受信フレームに付
加された誤り検出ビット即ち誤り検出用ワードを利用し
て受信フレームの符号誤りを検出する誤り検出器、21
はアナログ音声信号を出力する音声信号出力端子、22
はスイッチ、23は音声の包絡線レベルに追従したレベ
ルを発生させるためのピークフォロワ回路、24はクリ
ップレベルを調整するためのレベル調整器、25は遅延
器、26はゼロ信号発生回路である。なお、デフレーミ
ング部15、復号器16、クリッパ17及びD/A変換
器19は入力端子14と出力端子21との間に順次に直
列に接続されている。また、誤り検出器20はデフレー
ミング部15のデータ出力ライン15aと誤り検出用信
号ライン15bとに接続されている。遅延器25は誤り
検出器20とクリッパ17の制御端子との間に接続され
ている。原理的に示されているスイッチ22は、0信号
入力端子aと復号信号入力端子bと出力端子cとを有
し、遅延器25の出力によって出力端子cが2つの入力
端子a、bに選択的に接続されるように構成されてい
る。ピークフォロワ回路23とレベル調整器24はスイ
ッチ22の出力端子cとクリッパ17の制御端子との間
に順次に直列に接続されている。また、スイッチ22の
制御端子及びクリッパ17の制御端子は遅延器25を介
して誤り検出器20に接続されている。誤り検出器20
によって誤りが検出されると、このフレームの期間にス
イッチ22はゼロ信号を選択し、またクリッパ17がク
リップ動作状態に制御される。
【0008】次に、図1のA〜G点の状態を原理的又は
アナログ類推で示す図2(A)〜(G)を参照して本実
施例の受信回路の動作を説明する。入力端子14には図
2(A)に原理的に示すフレーム構成の受信信号が一定
周期で繰返して入力する。フレームはフレーム同期信号
Sと、複数のデータDATAと誤り検出用ワード又はビ
ットとしての例えばCRC(Cyclic RedundancyCheck
)ビットとから成る。データは送信側において音声信
号をA/D変換器でディジタル信号に変換し、更に伝送
情報量を減らすために符号器によって例えば対数PCM
のような非線形な量子化ステップを用いて符号化したも
のである。なお、フレーム長は約5msであり、1フレー
ムは40サンプル(40ワード)を含む。またサンプリ
ング周波数は8kHz である。デフレーミング部15はフ
レームの音声データを抽出して出力ライン15aに送出
し、また誤り訂正用ワード即ちCRCビットを抽出して
ライン15bに送出し、更に同期信号Sも抽出するよう
に形成されている。
【0009】復号器16は、極性を表すビットと振幅
(絶対値)を表す複数のビットとで構成された例えばオ
フセットバイナリ又は2の補数(2′sコンプリメン
ト)のような形式の復号化音声信号Si (n) を出力する
ように形成されている。この復号化音声信号Si (n) は
図2(B)にアナログ類推で示すように時間軸に音声信
号が規則正しく順次に配列されたリニアなサンプル列で
ある。即ち、復号器16は、1フレーム中の特定範囲に
集中して配置されていた複数の音声データを1フレーム
の最初から最後まで均一に配置したディジタル音声信号
を出力する。なお、デフレーミング部15と復号器16
とを合せて連続的なディジタル音声信号を形成するため
の信号処理手段と呼ぶこともできる。
【0010】誤り検出器20は図2(C)に示すように
受信フレームに符号誤りがあった場合に論理1を、符号
誤りがなかった場合には論理0となるような誤り表示信
号e(n) を遅延器25に対して出力する。誤り表示信号
e(n) を出力する期間は、当該受信フレームからデフレ
ーミング部15により抽出された復号化前の音声信号
が、復号器16へ出力されている期間と一致するように
する。遅延器25は図2(C)に示す誤り検出器20の
出力信号即ち誤り表示信号e(n) を図2(D)に示すよ
うに幾らか遅延させた信号ed(n) を形成する。この遅
延信号ed(n) は、誤り表示信号e(n) の立上りは遅延
させないで立下りのみを次のフレームの始まりの期間ま
で僅かに遅延させたものである。
【0011】スイッチ22は図2(D)の遅延信号ed
(n) に応答し、遅延信号ed(n) が論理0の時には図2
(B)の復号化音声信号Si (n) 即ちディジタル音声信
号を選択し、遅延信号ed(n) が論理の1の時にはゼロ
信号発生回路26のディジタルのゼロ信号を選択し、図
2(E)にアナログ類推で示す信号LVi (n)を出力
する。
【0012】ピークフォロワ回路23は例えば図3に示
すように形成されたものであり、図2(E)にアナログ
類推で示すディジタル音声信号のピークに追従した図2
(F)のピークフォロワ信号LVo (n) を形成する。即
ち、このピークフォロワ回路23は入力LVi (n) と、
出力LVo (n) との関係が以下の式になるように動作す
る。 LVo (n) =(1−λ)LVi (n) +λLVo (n-1) ただし上式においてLVi (n) ≧LVo (n-1) の時はλ
=0として、LVo (n) =LVi (n) となるようにし、
一方LVi (n) <LVo (n-1) の時にはLV(n) は0よ
りも大きく、1よりも小さい定数λによって決まる時定
数で減衰するようにする。時定数τは、サンプリング周
期をTとした時、τ=−T/1nλで表される。LVo
(n) がLVi (n) の包絡線に沿って変化するような信号
となるようにするため、時定数τは音声信号波形のピー
クとピークとの間でLVo (n) が急激に減衰してしまう
ことがないように、音声のピッチ周期に対して十分大き
な値(100ms程度)に選ぶ。LVi (n) のラインに
は、スイッチ22により、復号化音声信号Si (n) ある
いは0信号のうちの一方が選択された信号が出力され
る。即ち、符号誤りのないフレーム(以下“正常なフレ
ーム”と呼ぶ)においては復号器16から得られた復号
化音声信号即ちディジタル音声信号が出力され、符号誤
りのあるフレーム(以下“誤りフレーム”と呼ぶ)にお
いてはゼロ信号発生回路26の0信号が選択される。従
って、LVo (n) は誤りフレームにおいて、雑音のレベ
ルに追従することはなく、時定数τで減衰する。なおス
イッチ22において誤りフレームだけでなく、その直後
の残留雑音期間(遅延器25で決定される遅延時間に等
しい)でも0信号を選択するようにすることで、より正
確なピークレベル検出を可能にする。なお、このピーク
フォロワ回路23はピーク値を徐々に減衰する特性を有
して保持するものであるので、ディジタルローパスフィ
ルタ又は平滑回路又は積分回路とも呼ぶことができる。
【0013】ピークフォロワ回路23に接続されたレベ
ル調整器24はクリップレベルの大きさを調整するため
のものであって、ピークフォロワ回路23から得られた
ピークフォロワ信号LVo (n) に対して減衰を与え、ク
リップ信号LVa (n) を出力する。このクリップ信号L
Va (n) は正常時のディジタル音声信号の最大のピーク
値よりも低いレベルに設定される。
【0014】クリッパ17は、遅延器25の出力が論理
0の時には復号器16の復号化音声信号Si (n) 即ちデ
ィジタル音声信号をクリップしないでそのまま出力し、
遅延器25の出力が論理1の時には復号化音声信号Si
(n) の振幅の絶対値をレベル設定器24から得られたク
リップレベルLVa (n) でクリップして図2(G)にア
ナログ類推で示す出力Sn (n) を送出する。これによ
り、データの誤りに基づく雑音は、ほぼ復号化音声信号
Si (n) のピークレベルでクリップされるため、誤り検
出フレーム内の正常な音声信号をクリップすることがな
く、通話の明瞭度を低下させずに雑音の抑圧を行うこと
ができる。またレベル調整器24において例えば6dBの
減衰を与えれば抑圧効果はより大きくなる。即ち、音声
信号はピークレベルの1/2でクリップされることにな
るが、音声電力はほぼそのまま通過するので通話の明瞭
度への影響はほとんどなく、一方、不快感を与える雑音
には6dBの減衰が追加されるので抑圧効果が大きくな
る。なおレベル調整器24で検出ピークレベルLVo
(n) を減衰させない場合であっても、本発明によるノイ
ズ抑圧効果は十分にある。遅延器25は、誤り検出器2
0の出力である誤り表示信号e(n) が論理0から論理1
となった場合には、出力ed(n) をただちに論理0から
論理1とするが、e(n) が論理1から論理0となった場
合には、ある一定の遅延時間をもってed(n) を論理1
から論理0に戻すものである。この場合、遅延時間は誤
りがなくなってから復号器が収束するために要する時間
と等しくなるように選ぶ。このことにより、収束期間に
おける残留雑音に対しても、誤りフレームにおける雑音
と同様に抑圧することができ、抑圧効果が大きくなる。
【0015】次に、図1のピークフォロワ回路23の具
体的構成を図3を参照して説明する。このピークフォロ
ワ回路23は、第1の乗算器31と、1−λ発生器32
と、λ発生器33と、1サンプル遅延回路34と、第2
の乗算器35と、加算器36とから成る。第1の乗算器
31は(1−λ)LVi (n) の演算をなし、第2の乗算
器35はλLVo (n-1) の演算をなし、加算器36は
(1−λ)LVi (n) とλLVo (n-1) とを加算する なお、ピークフォロワ回路23を図3の個別回路で形成
する代りに、マイクロコンピュータ又はディジタルデー
タ処理回路で構成することができる。また、ピークフォ
ロワ回路23を図4の回路とすることもできる。
【0016】図4は図3のピークフォロワ回路23のよ
うに乗算器及び加算器を使用せずに装置の簡略化を図っ
たピークフォロワ回路23aを示す。図4において、5
0は図1のスイッチ22に接続されるライン、51はL
Vi (n) とLVo (n-1) を比較する第1の比較器、52
はサンプリング周期をクロックとするカウンタ、53は
カウンタ52の値とカウンタ周期設定レジスタ54の値
を比較する第2の比較器、54はカウンタの動作する周
期を設定するためのカウンタ周期設定レジスタ、55は
ビットシフトを行うためのシフタ、56は出力LVo
(n) に出力する信号を選択するためのスイッチ、57、
58はスイッチ56の端子、59はシフタ55にLVi
(n) を入力するか否かを選択するためのスイッチ、60
はLVo (n) を1サンプル遅延させるためのメモリ、6
1は図1のレベル調整器24に接続されるラインであ
る。またカウンタ52の出力CNT(n) 、カウンタ周期
設定レジスタ54の出力PRD(n) はカウンタの値を表
す複数のビットから構成されている。またシフタ55は
シフトレジスタから成り、複数ビットから成る信号LV
i (n) を保持した後、第2の比較器53からシフトパル
スを受ける毎にLSB側に1ビットシフトするものであ
って、徐々に減衰する出力信号SH(n) を発生する。な
お、このシフタ55の出力SH(n) は振幅を表す複数の
ビットの信号である。
【0017】次に、図4の各部の状態を示す図5を参照
して図4のピークフォロワ回路23aの動作を説明す
る。図4において、第1の比較器51は、例えば図5の
t1 時点において、図5(A)に示す時刻nにおけるラ
イン50の信号LVi (n) が1サンプル前の時刻n−1
におけるピークフォロワ出力LVo (n-1) よりも大きい
かあるいは等しいと判断した時には図5(B)に示すよ
うに第1の比較出力CP1 (n) として論理1を出力す
る。この比較出力CP1 (n) の論理1に応答して第1の
スイッチ56は端子57側へ接続され、この出力ライン
61の信号LVo (n) としてLVi (n)が出力され、ま
た第2のスイッチ59はオンになって後述するシフタ5
5にライン50の信号LVi (n) が入力され、またカウ
ンタ52は図5(C)に示すようにクリアされる。一
方、例えば図5のt2 時点において、時刻nのLVi
(n) がLVo (n-1) よりも小さいと判断された場合に
は、比較器51は出力CP1 (n)として論理0を出力す
る。この論理0に応答してスイッチ56は端子58側へ
接続され、ライン61のLVo (n) としてシフタ55の
出力SH(n) が得られる。またスイッチ59は開放され
シフタ55にはLVi (n) が入力されず、シフタ55は
n−1時点の値に対して後述するシフト動作を行う。カ
ウンタ52は第1の比較器51の出力CP1 (n) が論理
の0のときライン52aのサンプリング用クロック信号
のカウント動作を行い、その出力であるカウンタ値CN
T(n) は第2の比較器53へ出力される。第2の比較器
53はCNT(n) の値とカウンタ周期設定レジスタ54
にあらかじめ設定された値PRD(n) との比較を行い、
図5(D)のt3 、t4 時点に示すようにCNT(n) と
PRD(n) の値が一致した場合には第2の比較出力CP
2 (n) として論理1を出力し、一致しない場合にはCP
2 (n) として論理0を出力する。カウンタ52は第2の
比較出力CP2 (n) が論理1であるときクリアされる。
従って、カウンタ52は比較器51の出力CP1(n) が
論理0である期間、即ち、入力LVi (n) の値が出力L
Vo (n) の値よりも小さい期間は、カウンタ周期レジス
タ54に設定された周期PRD(n) で一巡する動作を繰
り返し行うこととなり、第2の比較器53の出力CP2
(n) には同じくPRD(n) の周期で繰り返し論理1が出
力される。一方、シフタ55は第2の比較出力CP2
(n) が論理0のときには出力SH(n) の値を保持する
が、第2の比較出力CP2 (n) が論理1の時にはSH
(n) をLSB側へ1ビットシフトする動作を行う。以上
のことから、図5のt1 までの期間のように音声信号が
上昇する場合には、ピークフォロワ回路23aの出力L
Vo (n) は図5(E)に示すように図5(A)の入力と
同様に上昇し、t1 以後のように音声信号が下降する場
合には、LVo (n) はピークを出発点として、カウンタ
周期設定レジスタ54に設定された周期ごとに1/2づ
つ減衰する段階状の波形となる。いまカウンタ周期設定
レジスタ54に設定する周期を時間Tとした時、ピーク
フォロワ回路23aの出力LVo (n) の段階状波形が時
定数τの減衰カーブに沿うようにするためにはe
−T/τ=1/2即ちT=−τ1n1/2となるように
Tを決めればよい。例えばτを100msとすればTは6
9ms程度とすればよい。本実施例においては図1におけ
るクリッパ17でのクップレベルが段階状になるが、誤
りフレームにおける雑音の抑圧効果及び音声の了解度に
対する影響は極めて少ない。
【0018】
【第2の実施例】次に、図6及び図7を参照して第2の
実施例の受信回路を説明する。但し、図6及び図7にお
いて、図1と共通する部分には同一の符号を付してその
説明を省略する。図6において、入力端子14、デフレ
ーミング部15、復号器16、誤り検出器20、遅延器
25は図1と同様に構成されている。図6ではD/A変
換器19が復号器16に接続され、この出力段に雑音抑
圧部70が設けられ、この雑音抑圧部70が遅延器25
の出力ed(n) で制御されている。従って、この第2の
実施例では伝送誤りに基づく雑音の抑圧をアナログ回路
で行っている。
【0019】図7は図6の雑音抑圧部70を詳しく示す
ものである。この図7の雑音抑圧部70は、ピークフォ
ロワ回路71とクリップ回路即ちクリッパ72とを含
む。D/A変換器19に接続されるライン19aは抵抗
73を介してピークフォロワ回路71の第1のオペアン
プ(演算増幅器)75の正入力端子に接続されている。
抵抗73の出力側端子即ちオペアンプ75の正入力端子
とグランドとの間には第1のアナログスイッチ74が接
続されている。ピークフォロワ回路71はオペアンプ7
5の他にダイオード76、コンデンサ77、抵抗78を
含む。ダイオード76はオペアンプ75の出力ラインに
直列に接続され、コンデンサ77と抵抗78はダイオー
ド76のカソードとグランドとの間にそれぞれ接続され
ている。なお、オペアンプ75の負入力端子はダイオー
ド76のカソードに接続されている。
【0020】クリッパ72は第2及び第3のオペアンプ
79、82と、抵抗80、81、87と、ダイオード8
3、84と、第2及び第3のアナログスイッチ85、8
6とから成る。第2のオペアンプ79の正入力端子はピ
ークフォロワ回路71の出力ライン即ちコンデンサ77
の上端に接続されている。この第2のオペアンプ79の
負入力端子はこの出力端子に接続されている。第3のオ
ペアンプ82の負入力端子は抵抗80を介して第3のオ
ペアンプ79の出力端子に接続されている。この第3の
オペアンプ82の正入力端子はグランドに接続され、ま
た負入力端子と出力端子との間に抵抗81が接続されて
いる。第2及び第3のオペアンプ79、82の出力端子
はダイオード83、84及び第2及び第3のアナログス
イッチ85、86を介して出力ライン70aに接続され
ている。抵抗87は入力ライン19aと出力ライン70
aとの間に直列に接続されている。
【0021】図7において、第1、第2及び第3のアナ
ログスイッチ74、85、86の制御端子は図6の遅延
器25の出力信号ed(n) で制御される。第1のアナロ
グスイッチ74は誤りフレームが検出されて図2(D)
に示すように遅延信号ed(n) が論理1の時にオンにな
る。従って、図7のピークフォロワ回路71には、図1
のスイッチ22の出力をアナログ信号に変換したものに
相当する信号即ち図2(E)に示す信号が入力する。ピ
ークフォロワ回路71の入力Pi のレベルがPo のレベ
ルよりも大きい時はPi の振幅に等しい信号がPo に出
力され、ダイオード76を介してコンデンサ77を急速
に充電する。一方、入力Pi のレベルがPo のレベルよ
りも小さい時はダイオード76はオフし、コンデンサ7
7に蓄積された電荷は抵抗78を介して放電される。放
電時定数τR はコンデンサ77の容量値と抵抗78の抵
抗値により決まり、この放電時定数を音声のピッチ周期
に対して十分に大きな値、例えば100msになるように
すれば、Po はPi の包絡線に沿って変化するような信
号となる。また誤りフレームの復号化音声信号ANIが
出力されている期間においては、誤り表示信号ed(n)
が論理1となり、スイッチ74が短絡され、ピークフォ
ロワ回路71の入力は0レベルとなるため、出力Po は
雑音に追従することなく時定数τR で減衰する。従っ
て、ピークフォロワ回路71の出力Po の波形は図2
(F)のLVo (n) に相当する波形になる。
【0022】次に、クリッパ72の動作を説明する。正
常フレームの復号化音声信号ANIがライン19aに入
力されている期間は、エラー表示信号ed(n) が論理0
であるため第2及び第3のアナログスイッチ85、86
は開放となっている。従って、クリッパ72の出力AN
Oは入力信号ANIと同一である。一方、誤りフレーム
の復号化音声信号ANIが入力されている期間には遅延
器25の出力ed(n)は論理1であるため第2及び第3
のアナログスイッチ85、86はオンになる。ダイオー
ド83のカソードには第2のオペアンプ79を介してピ
ークフォロワ回路71の出力Po が出力され、ダイオー
ド84のアノードには抵抗80、81及びオペアンプ8
2から構成される反転アンプを介してピークフォロワ回
路71の出力Po の反転信号−Po が出力されているの
で、第2及び第3のアナログスイッチ85、86がオン
の期間にはクリッパ回路72の出力ANOとして入力信
号ANIの振幅絶対値がPo でクリップされ、クリッパ
72の出力ライン70aに図2(G)と同様な出力が得
られ、これが図6の出力端子21に送られる。従って、
図6及び図7の回路によっても図1の回路と同様な音声
信号の雑音抑圧が可能になる。
【0023】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 (1) デフレーミング部15を復号器16と誤り検出
器20で兼用しないで、それぞれに独立にデフレーミン
グ部を設けることができる。 (2) 入力端子14に伝送される信号がオフセットバ
イナリ又は2の補数の形式のディジタル信号の場合に
は、復号器16をデータのタイミング調整回路に置き換
えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】第1の実施例の受信回路を示すブロック図であ
る。
【図2】図1の各部の状態を原理的に示す波形図であ
る。
【図3】図1のピークフォロワ回路を示すブロック図で
ある。
【図4】図1のピークフォロワ回路の変形例を示すブロ
ック図である。
【図5】図4の各部の状態を原理的に示す波形図であ
る。
【図6】第2の実施例の受信回路を示すブロック図であ
る。
【図7】図6の雑音抑圧部を示す回路図である。
【図8】従来及び本発明に関係する送信回路を示すブロ
ック図である。
【図9】従来の受信回路を示すブロック図である。
【符号の説明】
14 受信信号入力端子 23 ピークフォロワ回路 17 クリッパ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04B 1/10 - 1/14 H04B 14/00 - 15/00

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 複数フレームの連続から成り、各フレー
    ムが音声データと誤り検出ビットとを有している受信信
    号から前記音声データを抽出し、前記音声データ又はこ
    れに対応するデータが時間軸上に連続的に配列されたデ
    ィジタル音声信号を形成する信号処理手段と、 前記受信信号から前記誤り検出ビットを検出し、前記音
    声データに誤りがあるか否かをフレーム単位で検出する
    誤り検出手段と、 前記信号処理手段と前記誤り検出手段とに接続され、前
    記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得られなか
    った時に前記ディジタル音声信号を選択して出力し、前
    記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得られた時
    にゼロレベルを示す信号を選択して出力するスイッチ手
    段と、 前記スイッチ手段から得られた前記ディジタル音声信号
    に対応するアナログ信号の包絡線の情報を含む値を有す
    るピークフォロワ信号を形成するピークフォロワ回路
    と、 前記信号処理手段と前記誤り検出手段と前記ピークフォ
    ロワ回路とに接続され、前記誤り検出手段から誤りの検
    出を示す出力が得られた時に前記ディジタル音声信号を
    前記ピークフォロワ信号のレベルでクリップするクリッ
    プ手段とを備えたノイズ抑圧受信回路。
  2. 【請求項2】 更に、前記ピークフォロワ回路の出力レ
    ベルを調整する手段を有していることを特徴とする請求
    項1記載のノイズ抑圧受信回路。
  3. 【請求項3】 更に、前記誤り検出手段から得られた誤
    りが検出されたことを示す出力を、この誤りが検出され
    たフレームの前記ディジタル音声信号の終了時点よりも
    幾らか遅れた時点まで遅延させる手段を有することを特
    徴とする請求項1又は2記載のノイズ抑圧受信回路。
  4. 【請求項4】 前記ピークフォロワ回路は、 前記スイッチ手段から所定のサンプリング周期で順次に
    供給された前記ディジタル音声信号LVi (n) の時刻n
    の入力信号とこれよりも1サンプル前の時刻n−1のピ
    ークフォロワ回路の出力信号とを比較す第1の比較器
    (51)と、 前記サンプリング周期で動作するカウンタ(52)と、 前記カウンタ(52)を周期的にリセットするためのカ
    ウンタ周期設定レジスタ(54)と、 前記カウンタ(52)の出力と前記カウンタ周期設定レ
    ジスタ(54)の出力とを比較する第2の比較器(5
    3)と、 前記ディジタル音声信号を選択的に抽出する第1のスイ
    ッチ(59)と、 前記第1のスイッチ(59)で抽出したディジタル音声
    信号を保持し、保持したディジタル音声信号の複数ビッ
    トの配列をシフト制御信号に応答してLSB側にシフト
    して減衰した信号を出力するシフタ(55)と、 前記スイッチ手段から供給された前記ディジタル音声信
    号LVi (n) と前記シフタ(55)の出力信号SH(n)
    とを択一的に選択して出力する第2のスイッチ(56)
    とを備え、 前記時刻nの入力信号が前記時刻n−1の出力信号より
    も大きいかあるいは等しいことを示す出力が前記第1の
    比較器(51)から得られた時には、前記第1のスイッ
    チをオンに制御し且つ前記第2のスイッチを前記時刻n
    の入力信号を選択するように制御し且つ前記カウンタ
    (52)をクリア状態に制御し、前記時刻nの入力信号
    が前記時刻n−1の出力信号よりも小さいことを示す出
    力が前記第1の比較器(51)から得られた時には、前
    記第1のスイッチをオフに制御し且つ前記第2のスイッ
    チ(56)を前記シフタ(55)の出力信号SH(n) を
    選択するように制御し且つ前記カウンタ(52)を動作
    可能な状態に制御するように前記第1の比較器(51)
    が前記第1及び第2のスイッチと前記カウンタ(52)
    とに接続されており、 前記第2の比較器(53)は前記カウンタ(52)の出
    力CNT(n) が前記カウンタ周期設定レジスタ(54)
    の出力PRD(n) と等しくなった時に前記カウンタ(5
    2)をリセットし且つ前記シフタ(55)にシフト制御
    信号を与えるように前記カウンタ(52)及び前記シフ
    タ(55)に接続されていることを特徴とする請求項1
    又は2又は3記載のノイズ抑圧受信回路。
  5. 【請求項5】 複数フレームの連続から成り、各フレー
    ムが音声データと誤り検出ビットとを有している受信信
    号から前記音声データを抽出し、前記音声データ又はこ
    れに対応するデータが時間軸上に連続的に配列されたデ
    ィジタル音声信号を形成する信号処理手段と、 前記信号処理手段に接続され、前記ディジタル音声信号
    をアナログ音声信号に変換するディジタル・アナログ変
    換手段と、 前記受信信号から前記誤り検出ビットを検出し、前記音
    声データに誤りがあるか否かをフレーム単位で検出する
    誤り検出手段と、 前記ディジタル・アナログ変換手段と前記誤り検出手段
    とに接続され、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す
    出力が得られなかった時に前記アナログ音声信号を出力
    し、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得ら
    れた時にアナログのゼロレベルを示す信号を出力する信
    号選択手段と、 前記信号選択手段から得られた前記アナログ音声信号の
    包絡線の情報を含む値を有するピークフォロワ信号を形
    成するピークフォロワ回路と、 前記ディジタル・アナログ変換手段と前記誤り検出手段
    と前記ピークフォロワ回路とに接続され、前記誤り検出
    手段から誤りの検出を示す出力が得られた時に前記ディ
    ジタル・アナログ変換手段から得られたアナログ音声信
    号を前記ピークフォロワ信号のレベルでクリップするク
    リップ手段とを備えたノイズ抑圧受信回路。
  6. 【請求項6】 更に、前記誤り検出手段から得られた誤
    りが検出されたことを示す出力を、この誤りが検出され
    たフレームに相当する前記アナログ音声信号の終了時点
    よりも幾らか遅れた時点まで遅延させる手段を有するこ
    とを特徴とする請求項5記載のノイズ抑圧受信回路。
  7. 【請求項7】 前記受信信号の前記音声データは、アナ
    ログ音声信号の情報量を減らすように符号化したもので
    あり、 前記信号処理手段は、フレーム構成の前記受信信号から
    前記音声データを抽出するデフレーミング手段と、前記
    デフレーミング手段で抽出した音声データの復号化を行
    ってリニアなサンプルの配列から成るディジタル音声信
    号を出力する復号化手段とから成ることを特徴とする請
    求項1乃至6のいずれか1つに記載のノイズ抑圧受信回
    路。
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