JP3119292B2 - ノイズ抑圧受信回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は音声を符号化し、伝送す
るシステムにおいて、伝送路の符号誤りにより発生する
雑音を抑圧するノイズ抑圧受信回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】音声信号をディジタルで伝送するシステ
ムでは、送信装置において、符号化した音声信号をフレ
ーミングした後、有線あるいは無線の伝送路へ送信し、
受信側装置においては、受信したフレームをデフレーミ
ングした後、復号化し音声信号を再生する。図８に音声
伝送システムの送信側装置を示す。音声入力端１から入
力された音声信号はＡ／Ｄ変換器２によりアナログ信号
からディジタル信号に変換される。ディジタル信号に変
換された音声信号は伝送する情報量を減らすために符号
器３により符号化される。符号化には例えば対数ＰＣＭ
のような非線形な量子化ステップを用いた方式や、ＡＤ
ＰＣＭのような線形予測技術を用いた符号化方式が用い
られる。符号化された音声信号はフレーミング部４によ
りフレーミングされ、誤り検出ビット付加部５により例
えばＣＲＣのような誤り検出ビットを付加された後、伝
送路送信端６から送信フレームとして有線あるいは無線
の伝送路に送信される。図９は受信側装置を示す。伝送
路受信端７から入力された受信フレームはデフレーミン
グ部８によりデフレーミングされた後、復号器９により
復号化される。復号化された音声信号は減衰器１０を通
り、Ｄ／Ａ変換器１１によりアナログ信号に変換され、
音声信号出力端１３から出力される。このようなシステ
ムにおいて伝送路で符号誤りが生じるとそれは音声信号
中に大振幅雑音となって表れ、受聴者に大きな不快感を
与える。減衰器１０はこのような符号誤りが発生した時
の不快音を軽減するために設けられる。即ち、伝送路に
おいて符号誤りが発生すると、復号化された音声信号に
雑音が混入したり、波形歪みが生じたりし、特に伝送路
が無線である場合、フェージングによる電界強度の急激
な落ち込みがあるため、バースト性の符号誤りが発生す
る。バースト性の符号誤りが発生した場合には、多くの
符号誤りが短時間に集中するため、復号化音声に混入す
る雑音は音声信号に比べて遥かに大きな振幅となる。こ
の雑音は受聴者には過大な破裂音として聞こえるため、
大きな不快感を与えることになる。これを防止するた
め、通常誤り検出器１２により受信フレームの符号誤り
を検出し、符号誤りがあった場合は減衰器１０において
復号化音声信号を減衰もしくは無音置換する。この方法
により符号誤りに起因する雑音のレベルを抑圧すること
ができ、受聴者に与える不快感を軽減することができ
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、前記の雑音抑
圧方式では、過大な破裂音を受聴者に不快感を与えない
程度まで抑圧しようとすると、復号化音声信号に与える
減衰量も大きくしなければならない。減衰器により音声
信号そのものまでも減衰させることにすると、符号誤り
のあるフレームでは、会話の了解度が損なわれてしまう
という問題がある。また符号化方式にＡＤＰＣＭのよう
な線形予測を使用した方式を用いた場合、伝送誤りがな
くなった後、復号化音声信号が正常な状態に収束するま
で一定期間を要するが、前記の雑音抑圧方法では符号誤
りのあったフレームのみ減衰させるため、収束期間の残
留雑音が減衰されず耳障りな感じが残るという問題があ
る。

【０００４】そこで、本発明の目的は、音声信号の了解
性を損なうことなく雑音を抑圧して、受聴者に与える不
快感を軽減することができるようなノイズ抑圧受信回路
を提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、複数フレームの連続から成り、各フレーム
が音声データと誤り検出ビットとを有している受信信号
から前記音声データを抽出し、前記音声データ又はこれ
に対応するデータが時間軸上に連続的に配列されたディ
ジタル音声信号を形成する信号処理手段と、前記受信信
号から前記誤り検出ビットを検出し、前記音声データに
誤りがあるか否かをフレーム単位で検出する誤り検出手
段と、前記信号処理手段と前記誤り検出手段とに接続さ
れ、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得ら
れなかった時に前記ディジタル音声信号を選択して出力
し、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得ら
れた時にゼロレベルを示す信号を選択して出力するスイ
ッチ手段と、前記スイッチ手段から得られた前記ディジ
タル音声信号に対応するアナログ信号の包絡線の情報を
含む値を有するピークフォロワ信号を形成するピークフ
ォロワ回路と、前記信号処理手段と前記誤り検出手段と
前記ピークフォロワ回路とに接続され、前記誤り検出手
段から誤りの検出を示す出力が得られた時に前記ディジ
タル音声信号を前記ピークフォロワ信号のレベルでクリ
ップするクリップ手段とを備えたノイズ抑圧受信回路に
係わるものである。なお、請求項２に示すレベル調整手
段を設けることが望ましい。また、請求項３及び６に示
すように誤り検出信号の遅延手段を設けることが望まし
い。また、請求項４に示すように、第１及び第２の比較
器５１、５３と、カウンタ５２と、カウンタ周期設定レ
ジスタ（５４）と、第１及び第２のスイッチ５９、５６
と、シフタ５５でピークフォロワ回路を構成することが
できる。また、請求項５に示すように、ディジタル・ア
ナログ変換器の後段にピークフォロワ回路及びクリップ
回路を設けることができる。また、請求項７に示すよう
に、復号器を設けることができる。上記各請求項と実施
例との対応関係を示すと、信号処理手段はデフレーミン
グ部１５と復号器１６であり、誤り検出手段は誤り検出
器２０であり、スイッチ手段はスイッチ２２であり、ピ
ークフォロワ回路はピークフォロワ回路２３又は２３ａ
又は７１であり、クリップ手段はクリッパ１７又は７２
であり、請求項２のレベル調整手段はレベル調整器２４
であり、請求項３及び６の遅延手段は遅延器２５であ
り、請求項５の信号選択手段は例えば図７の第１のアナ
ログスイッチ７４である。本発明におけるピークフォロ
ワ回路は、アナログ音声信号又はディジタル音声信号に
対応するアナログ音声信号の包絡線を示す信号を得る回
路又は包絡線に近似の信号を得る回路を意味する。包絡
線に近似の信号とは図２（Ｆ）に示すように図２（Ｅ）
の大きなピークのみに応答する信号である。従って、ピ
ークフォロワ回路は信号の一部又は全部のピークに追従
する信号を意味している。またピークフォロワ回路を観
点を変えてローパスフィルタ又は平滑化回路又は積分回
路と呼ぶことができる。

【０００６】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明においては、誤
りが発生したフレームにおいて受信信号の利得を下げる
のではなく、音声レベルに追従したクリップレベル（ピ
ークフォロワ信号レベル）で振幅を制限することにより
雑音レベル（ノイズレベル）を抑圧している。このこと
により通話の了解度を損なうことなく雑音による不快感
を軽減することができる。また、請求項２の発明に従っ
てレベル調整手段を設けると、音声信号の不必要な抑圧
を防いでノイズを良好に抑圧することができる。また、
請求項３及び４の発明によれば、誤りフレームの次のフ
レームの頭の部分まで雑音が抑圧される。誤りフレーム
が有る場合、復号化の収束の遅れによって次のフレーム
に残留雑音が生じる可能性があるが、誤り検出に遅延を
与えることによって次のフレームの雑音を抑圧すること
ができる。請求項４の発明によれば、乗算器、加算器等
を使用しない比較的簡単な回路構成によってピークフォ
ロワ信号を得ることができる。請求項５の発明によれ
ば、アナログ回路によってピークフォロワ回路及びクリ
ップ回路を構成することが可能になる。

【０００７】

【第１の実施例】次に、本発明の第１の実施例のノイズ
抑圧受信回路を図１を参照して説明する。雑音抑圧方式
によるノイズ抑圧受信回路を示す図１において、１４は
伝送路から送られてきた受信フレーム即ちフレーム構成
の受信信号を入力する伝送路入力端子、１５は受信フレ
ームをデータワードと誤り検出用ワードと同期信号に分
離するためのフレームデコーダ即ちデフレーミング部、
１６はデータワードの復号化を行い音声信号のリニアな
サンプル列を出力する復号器、１７はクリッパ即ちクリ
ップ回路、１９は音声信号をディジタルからアナログに
変換するためのＤ／Ａ変換器、２０は受信フレームに付
加された誤り検出ビット即ち誤り検出用ワードを利用し
て受信フレームの符号誤りを検出する誤り検出器、２１
はアナログ音声信号を出力する音声信号出力端子、２２
はスイッチ、２３は音声の包絡線レベルに追従したレベ
ルを発生させるためのピークフォロワ回路、２４はクリ
ップレベルを調整するためのレベル調整器、２５は遅延
器、２６はゼロ信号発生回路である。なお、デフレーミ
ング部１５、復号器１６、クリッパ１７及びＤ／Ａ変換
器１９は入力端子１４と出力端子２１との間に順次に直
列に接続されている。また、誤り検出器２０はデフレー
ミング部１５のデータ出力ライン１５ａと誤り検出用信
号ライン１５ｂとに接続されている。遅延器２５は誤り
検出器２０とクリッパ１７の制御端子との間に接続され
ている。原理的に示されているスイッチ２２は、０信号
入力端子ａと復号信号入力端子ｂと出力端子ｃとを有
し、遅延器２５の出力によって出力端子ｃが２つの入力
端子ａ、ｂに選択的に接続されるように構成されてい
る。ピークフォロワ回路２３とレベル調整器２４はスイ
ッチ２２の出力端子ｃとクリッパ１７の制御端子との間
に順次に直列に接続されている。また、スイッチ２２の
制御端子及びクリッパ１７の制御端子は遅延器２５を介
して誤り検出器２０に接続されている。誤り検出器２０
によって誤りが検出されると、このフレームの期間にス
イッチ２２はゼロ信号を選択し、またクリッパ１７がク
リップ動作状態に制御される。

【０００８】次に、図１のＡ〜Ｇ点の状態を原理的又は
アナログ類推で示す図２（Ａ）〜（Ｇ）を参照して本実
施例の受信回路の動作を説明する。入力端子１４には図
２（Ａ）に原理的に示すフレーム構成の受信信号が一定
周期で繰返して入力する。フレームはフレーム同期信号
Ｓと、複数のデータＤＡＴＡと誤り検出用ワード又はビ
ットとしての例えばＣＲＣ（Cyclic RedundancyCheck
）ビットとから成る。データは送信側において音声信
号をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換し、更に伝送
情報量を減らすために符号器によって例えば対数ＰＣＭ
のような非線形な量子化ステップを用いて符号化したも
のである。なお、フレーム長は約５msであり、１フレー
ムは４０サンプル（４０ワード）を含む。またサンプリ
ング周波数は８kHz である。デフレーミング部１５はフ
レームの音声データを抽出して出力ライン１５ａに送出
し、また誤り訂正用ワード即ちＣＲＣビットを抽出して
ライン１５ｂに送出し、更に同期信号Ｓも抽出するよう
に形成されている。

【０００９】復号器１６は、極性を表すビットと振幅
（絶対値）を表す複数のビットとで構成された例えばオ
フセットバイナリ又は２の補数（２′ｓコンプリメン
ト）のような形式の復号化音声信号Ｓi (n) を出力する
ように形成されている。この復号化音声信号Ｓi (n) は
図２（Ｂ）にアナログ類推で示すように時間軸に音声信
号が規則正しく順次に配列されたリニアなサンプル列で
ある。即ち、復号器１６は、１フレーム中の特定範囲に
集中して配置されていた複数の音声データを１フレーム
の最初から最後まで均一に配置したディジタル音声信号
を出力する。なお、デフレーミング部１５と復号器１６
とを合せて連続的なディジタル音声信号を形成するため
の信号処理手段と呼ぶこともできる。

【００１０】誤り検出器２０は図２（Ｃ）に示すように
受信フレームに符号誤りがあった場合に論理１を、符号
誤りがなかった場合には論理０となるような誤り表示信
号ｅ(n) を遅延器２５に対して出力する。誤り表示信号
ｅ(n) を出力する期間は、当該受信フレームからデフレ
ーミング部１５により抽出された復号化前の音声信号
が、復号器１６へ出力されている期間と一致するように
する。遅延器２５は図２（Ｃ）に示す誤り検出器２０の
出力信号即ち誤り表示信号ｅ(n) を図２（Ｄ）に示すよ
うに幾らか遅延させた信号ｅｄ(n) を形成する。この遅
延信号ｅｄ(n) は、誤り表示信号ｅ(n) の立上りは遅延
させないで立下りのみを次のフレームの始まりの期間ま
で僅かに遅延させたものである。

【００１１】スイッチ２２は図２（Ｄ）の遅延信号ｅｄ
(n) に応答し、遅延信号ｅｄ(n) が論理０の時には図２
（Ｂ）の復号化音声信号Ｓi (n) 即ちディジタル音声信
号を選択し、遅延信号ｅｄ(n) が論理の１の時にはゼロ
信号発生回路２６のディジタルのゼロ信号を選択し、図
２（Ｅ）にアナログ類推で示す信号ＬＶi （ｎ）を出力
する。

【００１２】ピークフォロワ回路２３は例えば図３に示
すように形成されたものであり、図２（Ｅ）にアナログ
類推で示すディジタル音声信号のピークに追従した図２
（Ｆ）のピークフォロワ信号ＬＶo (n) を形成する。即
ち、このピークフォロワ回路２３は入力ＬＶi (n) と、
出力ＬＶo (n) との関係が以下の式になるように動作す
る。 ＬＶo (n) ＝（１−λ）ＬＶi (n) ＋λＬＶo (n-1) ただし上式においてＬＶi (n) ≧ＬＶo (n-1) の時はλ
＝０として、ＬＶo (n) ＝ＬＶi (n) となるようにし、
一方ＬＶi (n) ＜ＬＶo (n-1) の時にはＬＶ(n) は０よ
りも大きく、１よりも小さい定数λによって決まる時定
数で減衰するようにする。時定数τは、サンプリング周
期をＴとした時、τ＝−Ｔ／１ｎλで表される。ＬＶo
(n) がＬＶi (n) の包絡線に沿って変化するような信号
となるようにするため、時定数τは音声信号波形のピー
クとピークとの間でＬＶo (n) が急激に減衰してしまう
ことがないように、音声のピッチ周期に対して十分大き
な値（１００ms程度）に選ぶ。ＬＶi (n) のラインに
は、スイッチ２２により、復号化音声信号Ｓi (n) ある
いは０信号のうちの一方が選択された信号が出力され
る。即ち、符号誤りのないフレーム（以下“正常なフレ
ーム”と呼ぶ）においては復号器１６から得られた復号
化音声信号即ちディジタル音声信号が出力され、符号誤
りのあるフレーム（以下“誤りフレーム”と呼ぶ）にお
いてはゼロ信号発生回路２６の０信号が選択される。従
って、ＬＶo (n) は誤りフレームにおいて、雑音のレベ
ルに追従することはなく、時定数τで減衰する。なおス
イッチ２２において誤りフレームだけでなく、その直後
の残留雑音期間（遅延器２５で決定される遅延時間に等
しい）でも０信号を選択するようにすることで、より正
確なピークレベル検出を可能にする。なお、このピーク
フォロワ回路２３はピーク値を徐々に減衰する特性を有
して保持するものであるので、ディジタルローパスフィ
ルタ又は平滑回路又は積分回路とも呼ぶことができる。

【００１３】ピークフォロワ回路２３に接続されたレベ
ル調整器２４はクリップレベルの大きさを調整するため
のものであって、ピークフォロワ回路２３から得られた
ピークフォロワ信号ＬＶo (n) に対して減衰を与え、ク
リップ信号ＬＶa (n) を出力する。このクリップ信号Ｌ
Ｖa (n) は正常時のディジタル音声信号の最大のピーク
値よりも低いレベルに設定される。

【００１４】クリッパ１７は、遅延器２５の出力が論理
０の時には復号器１６の復号化音声信号Ｓi (n) 即ちデ
ィジタル音声信号をクリップしないでそのまま出力し、
遅延器２５の出力が論理１の時には復号化音声信号Ｓi
(n) の振幅の絶対値をレベル設定器２４から得られたク
リップレベルＬＶa (n) でクリップして図２（Ｇ）にア
ナログ類推で示す出力Ｓn (n) を送出する。これによ
り、データの誤りに基づく雑音は、ほぼ復号化音声信号
Ｓi (n) のピークレベルでクリップされるため、誤り検
出フレーム内の正常な音声信号をクリップすることがな
く、通話の明瞭度を低下させずに雑音の抑圧を行うこと
ができる。またレベル調整器２４において例えば６dBの
減衰を与えれば抑圧効果はより大きくなる。即ち、音声
信号はピークレベルの１／２でクリップされることにな
るが、音声電力はほぼそのまま通過するので通話の明瞭
度への影響はほとんどなく、一方、不快感を与える雑音
には６dBの減衰が追加されるので抑圧効果が大きくな
る。なおレベル調整器２４で検出ピークレベルＬＶo
(n) を減衰させない場合であっても、本発明によるノイ
ズ抑圧効果は十分にある。遅延器２５は、誤り検出器２
０の出力である誤り表示信号ｅ(n) が論理０から論理１
となった場合には、出力ｅｄ(n) をただちに論理０から
論理１とするが、ｅ(n) が論理１から論理０となった場
合には、ある一定の遅延時間をもってｅｄ(n) を論理１
から論理０に戻すものである。この場合、遅延時間は誤
りがなくなってから復号器が収束するために要する時間
と等しくなるように選ぶ。このことにより、収束期間に
おける残留雑音に対しても、誤りフレームにおける雑音
と同様に抑圧することができ、抑圧効果が大きくなる。

【００１５】次に、図１のピークフォロワ回路２３の具
体的構成を図３を参照して説明する。このピークフォロ
ワ回路２３は、第１の乗算器３１と、１−λ発生器３２
と、λ発生器３３と、１サンプル遅延回路３４と、第２
の乗算器３５と、加算器３６とから成る。第１の乗算器
３１は（１−λ）ＬＶi (n) の演算をなし、第２の乗算
器３５はλＬＶo (n-1) の演算をなし、加算器３６は
（１−λ）ＬＶi (n) とλＬＶo (n-1) とを加算する なお、ピークフォロワ回路２３を図３の個別回路で形成
する代りに、マイクロコンピュータ又はディジタルデー
タ処理回路で構成することができる。また、ピークフォ
ロワ回路２３を図４の回路とすることもできる。

【００１６】図４は図３のピークフォロワ回路２３のよ
うに乗算器及び加算器を使用せずに装置の簡略化を図っ
たピークフォロワ回路２３ａを示す。図４において、５
０は図１のスイッチ２２に接続されるライン、５１はＬ
Ｖi (n) とＬＶo (n-1) を比較する第１の比較器、５２
はサンプリング周期をクロックとするカウンタ、５３は
カウンタ５２の値とカウンタ周期設定レジスタ５４の値
を比較する第２の比較器、５４はカウンタの動作する周
期を設定するためのカウンタ周期設定レジスタ、５５は
ビットシフトを行うためのシフタ、５６は出力ＬＶo
(n) に出力する信号を選択するためのスイッチ、５７、
５８はスイッチ５６の端子、５９はシフタ５５にＬＶi
(n) を入力するか否かを選択するためのスイッチ、６０
はＬＶo (n) を１サンプル遅延させるためのメモリ、６
１は図１のレベル調整器２４に接続されるラインであ
る。またカウンタ５２の出力ＣＮＴ(n) 、カウンタ周期
設定レジスタ５４の出力ＰＲＤ(n) はカウンタの値を表
す複数のビットから構成されている。またシフタ５５は
シフトレジスタから成り、複数ビットから成る信号ＬＶ
i (n) を保持した後、第２の比較器５３からシフトパル
スを受ける毎にＬＳＢ側に１ビットシフトするものであ
って、徐々に減衰する出力信号ＳＨ(n) を発生する。な
お、このシフタ５５の出力ＳＨ(n) は振幅を表す複数の
ビットの信号である。

【００１７】次に、図４の各部の状態を示す図５を参照
して図４のピークフォロワ回路２３ａの動作を説明す
る。図４において、第１の比較器５１は、例えば図５の
ｔ1 時点において、図５（Ａ）に示す時刻ｎにおけるラ
イン５０の信号ＬＶi (n) が１サンプル前の時刻ｎ−１
におけるピークフォロワ出力ＬＶo (n-1) よりも大きい
かあるいは等しいと判断した時には図５（Ｂ）に示すよ
うに第１の比較出力ＣＰ1 (n) として論理１を出力す
る。この比較出力ＣＰ1 (n) の論理１に応答して第１の
スイッチ５６は端子５７側へ接続され、この出力ライン
６１の信号ＬＶo (n) としてＬＶi (n)が出力され、ま
た第２のスイッチ５９はオンになって後述するシフタ５
５にライン５０の信号ＬＶi (n) が入力され、またカウ
ンタ５２は図５（Ｃ）に示すようにクリアされる。一
方、例えば図５のｔ2 時点において、時刻ｎのＬＶi
(n) がＬＶo (n-1) よりも小さいと判断された場合に
は、比較器５１は出力ＣＰ1 (n)として論理０を出力す
る。この論理０に応答してスイッチ５６は端子５８側へ
接続され、ライン６１のＬＶo (n) としてシフタ５５の
出力ＳＨ(n) が得られる。またスイッチ５９は開放され
シフタ５５にはＬＶi (n) が入力されず、シフタ５５は
ｎ−１時点の値に対して後述するシフト動作を行う。カ
ウンタ５２は第１の比較器５１の出力ＣＰ1 (n) が論理
の０のときライン５２ａのサンプリング用クロック信号
のカウント動作を行い、その出力であるカウンタ値ＣＮ
Ｔ(n) は第２の比較器５３へ出力される。第２の比較器
５３はＣＮＴ(n) の値とカウンタ周期設定レジスタ５４
にあらかじめ設定された値ＰＲＤ(n) との比較を行い、
図５（Ｄ）のｔ3 、ｔ4 時点に示すようにＣＮＴ(n) と
ＰＲＤ(n) の値が一致した場合には第２の比較出力ＣＰ
2 (n) として論理１を出力し、一致しない場合にはＣＰ
2 (n) として論理０を出力する。カウンタ５２は第２の
比較出力ＣＰ2 (n) が論理１であるときクリアされる。
従って、カウンタ５２は比較器５１の出力ＣＰ1(n) が
論理０である期間、即ち、入力ＬＶi (n) の値が出力Ｌ
Ｖo (n) の値よりも小さい期間は、カウンタ周期レジス
タ５４に設定された周期ＰＲＤ(n) で一巡する動作を繰
り返し行うこととなり、第２の比較器５３の出力ＣＰ2
(n) には同じくＰＲＤ(n) の周期で繰り返し論理１が出
力される。一方、シフタ５５は第２の比較出力ＣＰ2
(n) が論理０のときには出力ＳＨ(n) の値を保持する
が、第２の比較出力ＣＰ2 (n) が論理１の時にはＳＨ
(n) をＬＳＢ側へ１ビットシフトする動作を行う。以上
のことから、図５のｔ1 までの期間のように音声信号が
上昇する場合には、ピークフォロワ回路２３ａの出力Ｌ
Ｖo (n) は図５（Ｅ）に示すように図５（Ａ）の入力と
同様に上昇し、ｔ1 以後のように音声信号が下降する場
合には、ＬＶo (n) はピークを出発点として、カウンタ
周期設定レジスタ５４に設定された周期ごとに１／２づ
つ減衰する段階状の波形となる。いまカウンタ周期設定
レジスタ５４に設定する周期を時間Ｔとした時、ピーク
フォロワ回路２３ａの出力ＬＶo (n) の段階状波形が時
定数τの減衰カーブに沿うようにするためにはｅ
^−Ｔ／τ＝１／２即ちＴ＝−τ１ｎ１／２となるように
Ｔを決めればよい。例えばτを１００msとすればＴは６
９ms程度とすればよい。本実施例においては図１におけ
るクリッパ１７でのクップレベルが段階状になるが、誤
りフレームにおける雑音の抑圧効果及び音声の了解度に
対する影響は極めて少ない。

【００１８】

【第２の実施例】次に、図６及び図７を参照して第２の
実施例の受信回路を説明する。但し、図６及び図７にお
いて、図１と共通する部分には同一の符号を付してその
説明を省略する。図６において、入力端子１４、デフレ
ーミング部１５、復号器１６、誤り検出器２０、遅延器
２５は図１と同様に構成されている。図６ではＤ／Ａ変
換器１９が復号器１６に接続され、この出力段に雑音抑
圧部７０が設けられ、この雑音抑圧部７０が遅延器２５
の出力ｅｄ(n) で制御されている。従って、この第２の
実施例では伝送誤りに基づく雑音の抑圧をアナログ回路
で行っている。

【００１９】図７は図６の雑音抑圧部７０を詳しく示す
ものである。この図７の雑音抑圧部７０は、ピークフォ
ロワ回路７１とクリップ回路即ちクリッパ７２とを含
む。Ｄ／Ａ変換器１９に接続されるライン１９ａは抵抗
７３を介してピークフォロワ回路７１の第１のオペアン
プ（演算増幅器）７５の正入力端子に接続されている。
抵抗７３の出力側端子即ちオペアンプ７５の正入力端子
とグランドとの間には第１のアナログスイッチ７４が接
続されている。ピークフォロワ回路７１はオペアンプ７
５の他にダイオード７６、コンデンサ７７、抵抗７８を
含む。ダイオード７６はオペアンプ７５の出力ラインに
直列に接続され、コンデンサ７７と抵抗７８はダイオー
ド７６のカソードとグランドとの間にそれぞれ接続され
ている。なお、オペアンプ７５の負入力端子はダイオー
ド７６のカソードに接続されている。

【００２０】クリッパ７２は第２及び第３のオペアンプ
７９、８２と、抵抗８０、８１、８７と、ダイオード８
３、８４と、第２及び第３のアナログスイッチ８５、８
６とから成る。第２のオペアンプ７９の正入力端子はピ
ークフォロワ回路７１の出力ライン即ちコンデンサ７７
の上端に接続されている。この第２のオペアンプ７９の
負入力端子はこの出力端子に接続されている。第３のオ
ペアンプ８２の負入力端子は抵抗８０を介して第３のオ
ペアンプ７９の出力端子に接続されている。この第３の
オペアンプ８２の正入力端子はグランドに接続され、ま
た負入力端子と出力端子との間に抵抗８１が接続されて
いる。第２及び第３のオペアンプ７９、８２の出力端子
はダイオード８３、８４及び第２及び第３のアナログス
イッチ８５、８６を介して出力ライン７０ａに接続され
ている。抵抗８７は入力ライン１９ａと出力ライン７０
ａとの間に直列に接続されている。

【００２１】図７において、第１、第２及び第３のアナ
ログスイッチ７４、８５、８６の制御端子は図６の遅延
器２５の出力信号ｅｄ(n) で制御される。第１のアナロ
グスイッチ７４は誤りフレームが検出されて図２（Ｄ）
に示すように遅延信号ｅｄ(n) が論理１の時にオンにな
る。従って、図７のピークフォロワ回路７１には、図１
のスイッチ２２の出力をアナログ信号に変換したものに
相当する信号即ち図２（Ｅ）に示す信号が入力する。ピ
ークフォロワ回路７１の入力Ｐi のレベルがＰo のレベ
ルよりも大きい時はＰi の振幅に等しい信号がＰo に出
力され、ダイオード７６を介してコンデンサ７７を急速
に充電する。一方、入力Ｐi のレベルがＰo のレベルよ
りも小さい時はダイオード７６はオフし、コンデンサ７
７に蓄積された電荷は抵抗７８を介して放電される。放
電時定数τR はコンデンサ７７の容量値と抵抗７８の抵
抗値により決まり、この放電時定数を音声のピッチ周期
に対して十分に大きな値、例えば１００msになるように
すれば、Ｐo はＰi の包絡線に沿って変化するような信
号となる。また誤りフレームの復号化音声信号ＡＮＩが
出力されている期間においては、誤り表示信号ｅｄ(n)
が論理１となり、スイッチ７４が短絡され、ピークフォ
ロワ回路７１の入力は０レベルとなるため、出力Ｐo は
雑音に追従することなく時定数τR で減衰する。従っ
て、ピークフォロワ回路７１の出力Ｐo の波形は図２
（Ｆ）のＬＶo (n) に相当する波形になる。

【００２２】次に、クリッパ７２の動作を説明する。正
常フレームの復号化音声信号ＡＮＩがライン１９ａに入
力されている期間は、エラー表示信号ｅｄ(n) が論理０
であるため第２及び第３のアナログスイッチ８５、８６
は開放となっている。従って、クリッパ７２の出力ＡＮ
Ｏは入力信号ＡＮＩと同一である。一方、誤りフレーム
の復号化音声信号ＡＮＩが入力されている期間には遅延
器２５の出力ｅｄ(n)は論理１であるため第２及び第３
のアナログスイッチ８５、８６はオンになる。ダイオー
ド８３のカソードには第２のオペアンプ７９を介してピ
ークフォロワ回路７１の出力Ｐo が出力され、ダイオー
ド８４のアノードには抵抗８０、８１及びオペアンプ８
２から構成される反転アンプを介してピークフォロワ回
路７１の出力Ｐo の反転信号−Ｐo が出力されているの
で、第２及び第３のアナログスイッチ８５、８６がオン
の期間にはクリッパ回路７２の出力ＡＮＯとして入力信
号ＡＮＩの振幅絶対値がＰo でクリップされ、クリッパ
７２の出力ライン７０ａに図２（Ｇ）と同様な出力が得
られ、これが図６の出力端子２１に送られる。従って、
図６及び図７の回路によっても図１の回路と同様な音声
信号の雑音抑圧が可能になる。

【００２３】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） デフレーミング部１５を復号器１６と誤り検出
器２０で兼用しないで、それぞれに独立にデフレーミン
グ部を設けることができる。 （２） 入力端子１４に伝送される信号がオフセットバ
イナリ又は２の補数の形式のディジタル信号の場合に
は、復号器１６をデータのタイミング調整回路に置き換
えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例の受信回路を示すブロック図であ
る。

【図２】図１の各部の状態を原理的に示す波形図であ
る。

【図３】図１のピークフォロワ回路を示すブロック図で
ある。

【図４】図１のピークフォロワ回路の変形例を示すブロ
ック図である。

【図５】図４の各部の状態を原理的に示す波形図であ
る。

【図６】第２の実施例の受信回路を示すブロック図であ
る。

【図７】図６の雑音抑圧部を示す回路図である。

【図８】従来及び本発明に関係する送信回路を示すブロ
ック図である。

【図９】従来の受信回路を示すブロック図である。

【符号の説明】

１４ 受信信号入力端子 ２３ ピークフォロワ回路 １７ クリッパ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/14 H04B 14/00 - 15/00

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数フレームの連続から成り、各フレー
   ムが音声データと誤り検出ビットとを有している受信信
   号から前記音声データを抽出し、前記音声データ又はこ
   れに対応するデータが時間軸上に連続的に配列されたデ
   ィジタル音声信号を形成する信号処理手段と、 前記受信信号から前記誤り検出ビットを検出し、前記音
   声データに誤りがあるか否かをフレーム単位で検出する
   誤り検出手段と、 前記信号処理手段と前記誤り検出手段とに接続され、前
   記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得られなか
   った時に前記ディジタル音声信号を選択して出力し、前
   記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得られた時
   にゼロレベルを示す信号を選択して出力するスイッチ手
   段と、 前記スイッチ手段から得られた前記ディジタル音声信号
   に対応するアナログ信号の包絡線の情報を含む値を有す
   るピークフォロワ信号を形成するピークフォロワ回路
   と、 前記信号処理手段と前記誤り検出手段と前記ピークフォ
   ロワ回路とに接続され、前記誤り検出手段から誤りの検
   出を示す出力が得られた時に前記ディジタル音声信号を
   前記ピークフォロワ信号のレベルでクリップするクリッ
   プ手段とを備えたノイズ抑圧受信回路。
2. 【請求項２】 更に、前記ピークフォロワ回路の出力レ
   ベルを調整する手段を有していることを特徴とする請求
   項１記載のノイズ抑圧受信回路。
3. 【請求項３】 更に、前記誤り検出手段から得られた誤
   りが検出されたことを示す出力を、この誤りが検出され
   たフレームの前記ディジタル音声信号の終了時点よりも
   幾らか遅れた時点まで遅延させる手段を有することを特
   徴とする請求項１又は２記載のノイズ抑圧受信回路。
4. 【請求項４】 前記ピークフォロワ回路は、 前記スイッチ手段から所定のサンプリング周期で順次に
   供給された前記ディジタル音声信号ＬＶi (n) の時刻ｎ
   の入力信号とこれよりも１サンプル前の時刻ｎ−１のピ
   ークフォロワ回路の出力信号とを比較す第１の比較器
   （５１）と、 前記サンプリング周期で動作するカウンタ（５２）と、 前記カウンタ（５２）を周期的にリセットするためのカ
   ウンタ周期設定レジスタ（５４）と、 前記カウンタ（５２）の出力と前記カウンタ周期設定レ
   ジスタ（５４）の出力とを比較する第２の比較器（５
   ３）と、 前記ディジタル音声信号を選択的に抽出する第１のスイ
   ッチ（５９）と、 前記第１のスイッチ（５９）で抽出したディジタル音声
   信号を保持し、保持したディジタル音声信号の複数ビッ
   トの配列をシフト制御信号に応答してＬＳＢ側にシフト
   して減衰した信号を出力するシフタ（５５）と、 前記スイッチ手段から供給された前記ディジタル音声信
   号ＬＶi (n) と前記シフタ（５５）の出力信号ＳＨ(n)
   とを択一的に選択して出力する第２のスイッチ（５６）
   とを備え、 前記時刻ｎの入力信号が前記時刻ｎ−１の出力信号より
   も大きいかあるいは等しいことを示す出力が前記第１の
   比較器（５１）から得られた時には、前記第１のスイッ
   チをオンに制御し且つ前記第２のスイッチを前記時刻ｎ
   の入力信号を選択するように制御し且つ前記カウンタ
   （５２）をクリア状態に制御し、前記時刻ｎの入力信号
   が前記時刻ｎ−１の出力信号よりも小さいことを示す出
   力が前記第１の比較器（５１）から得られた時には、前
   記第１のスイッチをオフに制御し且つ前記第２のスイッ
   チ（５６）を前記シフタ（５５）の出力信号ＳＨ(n) を
   選択するように制御し且つ前記カウンタ（５２）を動作
   可能な状態に制御するように前記第１の比較器（５１）
   が前記第１及び第２のスイッチと前記カウンタ（５２）
   とに接続されており、 前記第２の比較器（５３）は前記カウンタ（５２）の出
   力ＣＮＴ(n) が前記カウンタ周期設定レジスタ（５４）
   の出力ＰＲＤ(n) と等しくなった時に前記カウンタ（５
   ２）をリセットし且つ前記シフタ（５５）にシフト制御
   信号を与えるように前記カウンタ（５２）及び前記シフ
   タ（５５）に接続されていることを特徴とする請求項１
   又は２又は３記載のノイズ抑圧受信回路。
5. 【請求項５】 複数フレームの連続から成り、各フレー
   ムが音声データと誤り検出ビットとを有している受信信
   号から前記音声データを抽出し、前記音声データ又はこ
   れに対応するデータが時間軸上に連続的に配列されたデ
   ィジタル音声信号を形成する信号処理手段と、 前記信号処理手段に接続され、前記ディジタル音声信号
   をアナログ音声信号に変換するディジタル・アナログ変
   換手段と、 前記受信信号から前記誤り検出ビットを検出し、前記音
   声データに誤りがあるか否かをフレーム単位で検出する
   誤り検出手段と、 前記ディジタル・アナログ変換手段と前記誤り検出手段
   とに接続され、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す
   出力が得られなかった時に前記アナログ音声信号を出力
   し、前記誤り検出手段から誤りの検出を示す出力が得ら
   れた時にアナログのゼロレベルを示す信号を出力する信
   号選択手段と、 前記信号選択手段から得られた前記アナログ音声信号の
   包絡線の情報を含む値を有するピークフォロワ信号を形
   成するピークフォロワ回路と、 前記ディジタル・アナログ変換手段と前記誤り検出手段
   と前記ピークフォロワ回路とに接続され、前記誤り検出
   手段から誤りの検出を示す出力が得られた時に前記ディ
   ジタル・アナログ変換手段から得られたアナログ音声信
   号を前記ピークフォロワ信号のレベルでクリップするク
   リップ手段とを備えたノイズ抑圧受信回路。
6. 【請求項６】 更に、前記誤り検出手段から得られた誤
   りが検出されたことを示す出力を、この誤りが検出され
   たフレームに相当する前記アナログ音声信号の終了時点
   よりも幾らか遅れた時点まで遅延させる手段を有するこ
   とを特徴とする請求項５記載のノイズ抑圧受信回路。
7. 【請求項７】 前記受信信号の前記音声データは、アナ
   ログ音声信号の情報量を減らすように符号化したもので
   あり、 前記信号処理手段は、フレーム構成の前記受信信号から
   前記音声データを抽出するデフレーミング手段と、前記
   デフレーミング手段で抽出した音声データの復号化を行
   ってリニアなサンプルの配列から成るディジタル音声信
   号を出力する復号化手段とから成ることを特徴とする請
   求項１乃至６のいずれか１つに記載のノイズ抑圧受信回
   路。