JPS61199333A - 極値符号化用デジタル化信号処理方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

１イ、産業上の利用分野１ 本発明は信号処理の分野、特にアナログ波形をディジタ
ル信号として符号化してその符号化されたディジタル信
号を、狭くした帯域幅の伝送チャンネルを通じて伝送で
きると共に信号の帯域幅を狭くしても高い信号品質を得
ることができるようにする信号処理の分野に関するもの
である、より詳しくは、本発明は極値すなわちアナログ
信号波形の最大値、最小値の発生時点を符号化する電子
信号処理の分野に関する。本発明は更に、人間の感覚系
へ与えられる、あるいは入間の感覚系を模擬するのに用
いられる機構に与えられる情報を符号化、伝送かつ復号
化するプロセスに関する。例えば、本発明は音声符号化
、音楽符号化および映像符号化に用いることができ、ま
九コーダ・デコーダ（ＣＯＤＥＣ）システムとして実現
することもできる。例として、本発明は音声を４．８〜
３２キロビット／秒の速度でディジタル符号化するのに
用いることができる。音楽情報は１６キロビツト／秒と
いう低い速度で、本発明によればもっと低い速度でディ
ジタル符号化でき、また映像情報は５６キロビツト／秒
〜１．５４４メガビット／秒の速度で符号化できる。 １口、従来の技術、および発明が解決しようとする問題
点〕 ここ数年間において、多数の様々なアナログ−ディジタ
ル変換システムが提案された。 一般に、かかる技術は、元のアナログ信号に極めて近い
値を、少なくとも、そのアナログ信号をディジタル化す
る段階に与える時点において保持することを目的として
いる。それらの技術のほとんどは下記の方法のいずれか
に基づいている。 第１の技術はパルスコード変！ｊ！（ＰＣＭ）として知
られるもので、波形の振幅情報が等時隔でサンプｌ）′
ングされる。サンプルの１秒当りの個数はナイキスト関
係に従って入力信号に対する帯域幅くより決定される。 すなわち、サンプリング・レートは符号化するアナログ
信号の最も高い周波数成分の周波数の少なくとも２倍で
なければならない。このプロセスの精度は各サンプルの
振幅を符号化する方法の分解能にも左右される。精度が
高ければ高いほどより多くのｑ報ビットが必要になる。 一般に振幅は各サンプルを多数の所定レベルと比較する
ことによりデシ化される。 第２の技術はデルタ変調（ΔＭ）として知られるもので
ある。デルタ変調は波形の不連続振幅サンプルを使用し
ない。その代りに、このデルタ変調は、ディジタルフォ
ーマットがら容易に再構成され、通常は積分回路に加え
られる信号と入力信号との連続比較に依る。例えばデル
タ変調においては、代表的には入力信号の現在値が、直
前のすンプル値に関係づけられた信号と比較され、その
差を示すディジタル信号が形成される。デルタ変調器の
出力からは連続したビット流れ、例えば再構成された信
号の振幅値が入力以下であれば「１」を、またそれ以外
では「０」を出す。 デルタ変調プロセスの精度も、使用のビット１秒によっ
て決まる。この場合、ビットレートも入力の最大帯域幅
を決める。しかし、ビヅト変！！１ｌＶｃおいては、重
みのつかないコードが用いられる。 すなわち、ＰＣＭにおけるようにビットの「ブロック」
すなわち語は振櫓サンプルを示さない。むしろ、１１″
または０″がデルタ変調器によって行なわれる比較の結
果を示すだけである。 ＰＣＭおよびデルタ変ｙ４（ΔＭ）の性能は双方共に許
容ビットレートによって決まる。高いビットレートを使
用すると回路が複雑化しまたチャンネルが高いビットレ
ートを通すためには高品位でなければならないのでコス
トが高くなる。更に、高いとットレートを伝送するのに
必要な品位のチャンネルは得られないことが多い。ＰＣ
Ｍやデルタ変ｖ４（ΔＭ）がより高いビットレートでも
たらすのと同じ性能を低いビットレートで得ようとする
試みはいままでＫも多くなされているＯＰＣＭまたはデ
ルタ変調（ΔＭ）のいずれかへの入力信号の振幅が限ら
れたダイナミック・レンジのみわたって変化すると性能
は比較的低いビットレートでも良くなる。これは情報の
点で、すなわち量子ノイズの点で、はとんど変化のない
信号を少ないビ・ソトで首尾よく示すことができるとい
う事実によるものである。直線ＰＣＭまたはデルタ変調
（ΔＭ）においては低レベルの変化は少ない振幅レベル
と、従って低いｎ度で比較されるこトニする。高レベル
の変化は多くのレベルト、スなわちかなり低いエラー・
レートで比較されることになる。信号・量子ノイズ比を
低レベルの入力九対して向上させるには伝送とットレー
トを増大させることが必要となる。 公知の解決策であるが、それ自体に限度や欠点のある解
決策は圧伸（ｃｏｍｐａｎｄｉｎｇ　）と呼ばれている
技術である。非直線圧縮回路を使用して低レベルの強さ
を高くし、次にそれらの強さをはるかに多くの量子化レ
ベルと比較する。高−入力振幅は減衰されて比較レベル
の個数が小さくなり、こうして低レベルおよび高レベル
の両方の強さに対する符号化分解能が等化する。圧縮（
ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の逆、すなわち圧伸（ｅｘｐ
ａｎｄｉｎｇ）、が次にデコーダにおいて行なわれる。 非直線符号化技術、すなわちＡ−則ＰＣＭ、Ｕ−則ＰＣ
Ｍおよび圧伸４Ｍ等が公知であるが、これらの技術には
やはり符号化精夏の実際的目安に達するには比較的嵩い
ビットレートが必要になる０ 自動利得制御（ＡＧＣ）や適応量子化として知られる技
術にとットレート低減がｊ！に進められた。 ＰＣＭの場合、これらのシステムは適応ＰＣＭとして導
入された。対応のΔＭ技術は連続変化傾きΔＭ（ＣＶＳ
Ｄ）やディジタル制御ΔＭとして知られている。 上記技術は可変量子化レベルあるいは可変段階レベルを
使用し、それらレベルは特定時点における信号便化エネ
ルギーのある程度決定される。これにより、ディジタイ
ザが信号レベルの種類毎に調整されるので量子化がより
正確になる。 ＡＧＣや適応量子化の方法にはいくつかの大きな欠点が
ある。その１つは、入力に対するシステムの適正に時間
がかかり、その間中システムの効果が低くなる。第２の
欠点は、使用エネルギーの程度が信号のみからしか得ら
ないことである。信号が高度の障害またはノイズを伴な
うことは多く、その場合にはシステムはその障害あるい
はノイズのエネルギーに対して調整してもよい。この時
所望の信号を減衰させてもよい。 更に、ＰＣＭおよびデルタ変調システムに対するデータ
レートの低減が予想符号化方法を使用して提案されてい
る。これらの技術においては、特定波形の冗長度、例え
ば特定の特性の繰返しが、伝送しなければならない情報
の量を減すのに用いられる。これらの方法は広く応用さ
れてはおらず、より狭い応用範囲で利用されている。 これまでに提案されたその他の技術では情報転送に二重
チャンネルが使用されている。米国特許ＩＥ４，０４７
，１０８号には、周波数情報が第１チヤンネル経由でま
た振＠＋＃報が＊２す十ンネル経由で送られる音声信号
の低ビツトレートディジタル伝送用システムが開示され
ている。この米国特許ておいては、音声情報をディジタ
ル化するのにデルタ変調器が用いられる。 １９８２年４月２８日付出願の米国特許出Ｍ第３７２！
５３８号の主題である別の技術は極値符号化である。極
値符号化では、情報伝送に必要なデータレートの実質的
低減を得るのに人間の感知系の特定特性が用いられる。 極値符号化は、人間の感知系に与えることのできる波形
を、元の信号と等しくないことを入間の受信器官が主観
的に経験するよう疋再構成するのく刺激波形の特定時限
特徴だけ、すなわち極値のみが必要となるという事実に
依っている。 上記時限特長に情報を符号化するだけで、元の波形の情
報の大部分（最大９５チ）を冗長化できる。極値符号化
技術によればデータレート低減係数２〜２０を得ること
ができる。このような極値符号化は本来的にはアナログ
・ディジタル変換方法ではない。しかし実際の実施例は
２進フオーマツトでアナログ信号についての全ての情報
を出してもよい。この２進列は次に、以下により詳しく
説明するように、全面的にディジタル化してよい。 極値符号化情報をディジタル信号にディジタル化あるい
は同期化する１つの方法は上記の米国特許出願明細書に
開示されている。この米国特許出願明細書に提案されて
いる１つの方法においては極値符号化信号を所定のクロ
ック信号に同期化させるのに単純なり形フロップ・フロ
ップを使用している。 この技術は単純でしかも、音声処理のために高度の了解
度の信号を出力するが、この技術を用いて低クロツクレ
ートで得ることのできる信号の質は比較的低い。 極値符号化は、信号の中に元々存在するあるいはその信
号に加えられる広帯域のノイズの優性度の結果として、
符号化された二進信号の遷移どうしの間の距離が短いこ
とに著しく依存している。 それらの短い距離は単純なり形フリップフロップ同期化
技術を用いて低いビットレートで適正に符号化すること
ができない。低クロック・レートでそれらの距離が誤っ
て符号化されると代表的には２４キロビット／秒以下の
ビットレートで元のアナログ波形が主観的に劣化させら
れてしまうおそれがある。 ・ハ９問題を解決するための手段 本発明の目的は、アナログ信号を従来よりも低いデータ
レートでしかも主観的には高い品位の伝送で伝送できる
ようにそれらアナログ信号をディジタル符号化する方法
および装置を提供することにある。 本発明の別の目的は、従来のアナログ・ディジタル変換
技術を極値符号化技術と組合わせる、アナログ波形用デ
（ジタル信号処理技術を提供することにあるつ 本発明はアナログ信号をディジタル化することによって
肪起される主観的劣化を低減もしくは除去することので
きる信号処理方法および装置を提供するものである。広
い振幅ダイナミック・レンジおよび帯域幅の波形を処理
する問題、すなわちＰＣＭやデルタ変調に通常帰因する
問題は、限られたダイナミックΦレンジ、帯域幅あるい
は一定の傾きの極値符号化信号を、ＰＣＭまたはデルタ
変調器等の従来のアナログ・ディジタル符号化段への入
力として用いることにより小さくすることができろう 本発明の上記およびその他の目的は、アナログ信号波形
をディジタル化する装置であって、アナログ信号波形に
重ね合わされた広帯域の、実質上ランダムなノイズの最
大値、最小値の発生時点等の、アナログ信号波形の最大
値、最小値の発生時点だけを、これらの発生時点を示す
一連の遷移を２つのレベルの間釦有する符号化された信
号に符号化する第１の手段と、上記第１の手段と接続さ
れて前記の符号化された信号を入力として受け２前記符
号化された信号の帯域幅が小さくされている第２信号を
出す第２の手段と、前記第２信号をディジタル信号に変
換するとともに該変換されたディジタル信号を伝送チャ
ンネルで受信機へ送信する第３の手段とからなるアナロ
グ信号波形をディジタル化する装置を提供することＫよ
り達成される。 本発明は更にアナログ信号波形をディジタル化する方法
をその範囲内に含んでいる。 二２　実施例 以下添付図面に従って本発明を更に詳しく説明する。 第１図は本発明のシステムの全体ブロック図を示してい
る。このシステムの送信部は、例えば前記の本出願の米
国特許出願第３７２，５３８号に述べる如き極値符号化
段（ステージ）１０、インターフェース段５０、ディジ
タル化段（ディジタイザ）１００から構成されている。 上記インタフェース段５０は極値符号化信号を上記ディ
ジタル化段１００に接続するものであり、上記ディジタ
ル化段１００は従来のデルタ変調器、ＰＣＭエンコーダ
、あるいは別途種類のアナログ・ディジタル変換段のい
ずれでもよい。ディジタイザ１００のディジタル出力は
伝送チセンネル１５０に接続され、かつ受信端に位置す
るデコーダ２００によって受けられる。このデコーダは
送信端に設けられた種類のディジタイザとも両立するデ
ィジタル・アナログ変換器を含んでいる。 第２図はデルタ変調器形ディジタル化段と併用される本
発明の１実施例のよ＃７詳細なブロック図であるワアナ
ログ入力信号ｆ　ｆｔｌは、帯域が例えば３００　Ｈｚ
〜３　ｋＨｚ　である帯域フィルタ５へ先ず送られる。 これに代って、３　ｋＨｚ　　カットオフ低域フィルタ
を使用してもよい。このフィルタの出力は更に、例えば
前記本出願の米国特許出願明細書において述べられてい
る極値符号化段へ送られる。この極値コーグは例えば、
微分段１２、ノイズ発生器２５からのランダム・ノイズ
が、入力アナログ信号の中和十分な広帯域ランダム・ノ
イズがない場合に微分化された信号に加えられるミキシ
ングまたは加算段２０、広帯域無限クリップ段３０から
なるものでよい。極値符号化段はアナログ入力信号にお
ける極値発生時点を一連の遷移に変換するものであるう
広帯域クリ・ソバからの出力信号ｍ　（ｔｌは従って２
進信号であり、同信号においては正と負の信号レベルあ
るいけその逆のレベルどうしの間の各遷移が元のアナロ
グ入力信号中の極値、すなわち最大値、ｉ＆小値を示す
。これは先ず信号の微分により行なわれる。すなわち、
その微分によれば、広帯域ノイズが重ね合わされている
元のアナログ入力信号の筒周波成分が強調されかつアナ
ログ信号とノイズにおける全ての最大値。 最小値がゼロ交さ点に変換される。ノイズ発生器２５か
らのノイズは微分が行なわれる前もしくは後のいずれか
でアナログ入力信号に加られてよく、代表的には、アナ
ログ信号における広帯域ランダム・ノイズが不十分な場
合に加えられろう第２図に示すように、ノイズは微分器
の後段で加えてよい。従って、ミキシング段２０の出力

【おける信号は、入力アナログ信号に重ね合わされた広
帯域ノイズを含む入力アナログ信号の全最大値がゼロ交
さ点まで低減させられている信号である。クリップ段３
０によれば、ゼロ交さ点毎に相違ったレベルどうしの間
に急速遷移を生じさせることによりゼロ交さ点が強ル４
される。従って、極値符号化された出力信号ｍ　（ｔｌ
における遷移は元のアナログ入力信号およびこのアナロ
グ信号に重ね合わされたノイズの極値を示すっ 広帯域無限クリップ段３０の出力は積分段５゜に与えら
れる。この積分段は、クリップ段の出力がレベルを２つ
だけ有する二進信号であるために絶対傾き（正または負
）が−足でめる出力信号を出す。積分器の出力は更に従
来のデルタ変調器】００に与えられる。このデルタ変調
器は積分器１１０、Ｄ形フリップフロップ等のスイッチ
ングまたは同期化段１２０、無限クリッパ１３０、サム
または決定段】４０から構成してよく、これら構成要素
は全体として、入力極値符号化信号と積分器１１０から
の再構成信号を比較する比較器を構成し得る。デルタ変
調された信号をクロック信号に同期化させるためにスイ
ッチング段１２０にはクロック入力信号が与えられる。 デルタ変調器は入力積分極値符号化された信号を、積分
または再構成されたデルタ変調出力信号と比較する。デ
ルタ変調出力信号は更に、限られた容量のチャンネルを
通じて、デコータ２００を含む受信機へ与えられる。 デルタ変調器１００の出力はクロック信号により入力信
号に近似させられる。通常、出力は、絶対傾きが一定の
三角波形に似ている。 通常、デルタ変調器への入力信号は傾きが可変である。 有限帯域幅の強い信号の場合、最大傾き一最大周波数に
おける最大強さの信号の最大傾きには特定の制限が設け
られる。デルタ変調器の出力は、傾き過負荷としても知
られる歪みが起きなければ上記の変化に従わねばならな
い。更に、弱い信号の場合、傾きはゼロになるあるいは
入力ノイズに従う傾向がある。入力信号がデルタ変調器
に対する決定閾値以下になるとシステムは０と１の一定
の流れを生じさせるが、場合によっては非対称の流れが
生じることが多く、これはアイドルチャンネルノイズま
たはアイドリング・ノイズとして知られているっ 第２図において、有限クリップ段３０の出力における二
進信号ｍ（ｔｌは人間の感知系がアナログ入力信号を再
生するのに必要な入力波形中の全ての情報を含んでいる
。 信号ｍ　ｆｔｌは広い周波数スペクトルを有する。遷移
どうしの間の短い距離の多くはシステムに加えられた、
あるいは入力アナログ信号の中に元々存在したノイズ波
形の遷移の結果として発生させられる。それらの距離は
必らずしも全部が全部符号化プロセスにおいて必要とな
る訳ではなく、その理由は特定のエラーレートは許容さ
れることが多いことにある、通常、二進シーケンス全体
により極めて低いエラーレートにおける信号回復が行な
われる。情報チャンネルを通じて伝送しなければならな
い情報のｉを低減させる場合、上記遷移のいずれかを捨
ててもよい。 積分段５０は極値符号化信号ｍ　ｆｔｌにおけるよシ短
い距離の多くを除去し、更に前記のように限られた一定
絶対傾きの信号を出す。従って強い入力では傾き過嘗荷
の原因とならない。その理由はデルタ変ル４器の入力信
号の一定絶対傾きが制限されることにある。従ってデル
タ変調器は入力信号に高精度で従うティジタル出力信号
を出す。高ビットレートが出されると、すなわち、クロ
ック信号の周波数が高ければ、遷移どうしの間の距離を
短かくする弱い入力信号は高分解能で符号化され、こう
して信号−ノイズ比が極めて高くなる。 音声に対して、約１２キロピツト／秒以下の低いビ・ソ
トレートでは短い遷移間距離はいくつかのエラーの原因
となる。しかし、この種の量子ノイズは下記の要因によ
って制限される。 先ず、極値コーダ信号処理装置１００Ｖｉバックグラン
ドノイズの形で元の信号のバ・νフグランドについての
情報を出すものでよい。バックグランドノイズは積分の
後でも、十分に表示される長さの傾きを肩するノイズ信
号を出すことがある。実数の結果判明したところでは、
約８キロビツト／秒までのデータレートでｆ′ｉ電話品
位の音声は第２図に示すシステムで得ることができる。 ノイズ信号ｍｆｔ１に対する正しい対策を効果的にとる
ことによるバックグランドノイズを、信号品位を著しく
劣化させることなく上げることができる。 第２に、入力信号がなければ、入力に加えられるノイズ
信号は傾きがランタ′ム状に表示される性質をとること
があるので不要なアイドルチャンネルノイズは決して生
じない。米国特許第３，６５５，５５５号および第４．
１４１１／ｉ６号にはこのアイドルチャンネルノイズを
なくするのにデルタ変ｆＡ器へノイズその他の形式の信
号を加えることが提案されている。　　　　　　　　　
″ デルタ変調器への入力信号が一定の絶対傾きを有しかつ
その後にデルタ変調器によりディジタル化されるので、
受信端におけるデコーダは単純な積分器２１０と帯域幅
が３００　ｆｌｚ　〜３　ｋＨｚである帯域フィルタ２
２０とで構成してよい。あるいはこの帯域フィルタの代
りに３ｋ１１ｚ　　カットオフの低域フィルタを使用し
てもよい。テコ〜ダは更に２つの遅延段２３５．２４０
およびミキシング段２５０からなるフィルタ２３０を内
蔵してもよいっこの種の２段遅延フィルタは他のフィル
タ、例えばノツチあるいはコーム赤フイルタより低いビ
ットレートにおいてより実用的であることが判明してい
る。 第２図にもとづいて説明し九ディジタル化装聞はいくつ
かの利点を備えているうその１つとして、使用するデル
タ変調ディジタイザ−は限られたダイナミック・レンジ
における一定絶対入力傾きに対して作用することが要求
される。第２に、極値エンコーダの使用により入力アナ
ログ信号は、その信号の全ての値が二進信号の遷移に変
換されるので入力ダイナミック拳レンジを高くてきる。 第３に、ここに述べるシステムは、通常直線ＰＣＭまた
はデルタ変調システムに必要なレートの２５％〜４０チ
の可変ビットレートで機能し得る。自動利得側ｆｕｌｌ
（ＡＧＣ）形のシステムに見られる問題は起らないつ入
力アナログ信号の極値のみがアナログ波形の関連時限情
報、例えば音声波形を出すので、７．２キロビット／秒
までのデータレートが電話品位の音声を主観的に伝送す
るのに十分であると計算できるり方法としての極値符号
化では通常恨幅エラーを伴なわないで入力信号を再構成
するに十分な情報が得られないが、特別の技術を用いて
このエラーを極小化できる。この技術において、高い入
／出力信号・ノイズ比を得るにはビットレートを十分に
高くしてよＩ／′ｈ。 本発明のシステムはまた、符号化プロセスに、ｌｒける
ノイズに左右される極値符号化のために高い音響ノイズ
の環境で良好に動作する。更にこのシステムは、１ビツ
トの重みのつかない２進コードを出すデルタ変調器出力
段の使用によりチャンネルノイズに対する抗性が高い。 更に、第２図に示すシステムを完成するのに必要な回路
は比較的コストが低く、その使用部品数が比較的少ない
。回路の実施例を＠３図に示す。 箭３図に示すようにアナログ入力信号ｆ　（ｔｌけ帯域
もしくは低域フィルタ５（詳示せず）に入る。フィルタ
されたアナログ入力信号は次にミキサー／プリアンプ段
２０へ接続される０この段の利得は約］ＯｄＢであり、
同段はＬＭ３８７形演算増幅器で構成してよいロランダ
ム・ノイズ発生器２５においてトランジスタ２６のベー
ス−エミッター接合ノイズによりランダム拳ノイズ信号
が発生させられて、フィルターされたアナログ信号と混
合するように演算増幅器１４０反転入力へ接続される。 ＲＭＳノイズ！圧は約１０ｍＶである０演算増幅器１４
は電圧利得機能を有する。この演算増幅器１４の出力は
第２の演算増幅器１６に接続される。この第２演算増幅
器もＬＭ３８７形でよい０この段は増幅され、フィルタ
ーされ九アナログ入力信号およびノイズ信号を微分する
。第２の演算増幅器１６の出力は更にクリップ段３０に
接続される。この段はＬＭ３１９形の演算増幅器比較器
からなるものでよい。無限クリップ段に対する閾値を調
整するためにボテンシ璽メータ３４が設けられている。 無限クリウパ３０の出力は積分段５０に接続され、この
積分段は例えばＬＭ７４１形の演算増幅器５２を含むも
のでよい。積分段の出力は更にデルタ変１！１１１５の
入力と接続される。このデルタ変調器は無限クリップ回
路１３０およびミキサー】４０として動作するＬＭ３１
９形演算増幅器比較器および、Ｄ形フリプグフロップお
よびフィードバック積分回路１１０を含む同期回路１２
０からなるものでよいウデルタ変調器のアイドルチャン
ネルノイズのレベルを調整するためにボテフシ６メータ
１１２が設けられている。デルタ変調器のフリップフロ
・ツブ段１２０の１つの出力は受信機２００への伝送の
ための低容量チャンネル１５０に接続されている。 受信機２００は２つの遅延段２３５．２４０からなるフ
ィルタ２３０を含むデコーダからなる。 第１遅延段２３５の出力は第２遅延段２４０およびミキ
シング回路２５０に接続されている。遅延段は各々クロ
ック信号ｆｃの、ヱクロ９り周期に等しい遅延を生じさ
せる。遅延段２４０からの２度遅延させた信号はミキシ
ング回路２５０にも接続される。この回路２５０の出力
は例えばＬＭ７４］形演算増１瀕器２１１のまわりに設
けられた積分段２１０の反転入力に接続される。遅延段
２３５゜２４０は例えばＤ形図示のフリップフロップを
含んでよい。フリップフロップ２３５はディジタル入力
信号に対する第１の遅延量を出し、フリ・ツブフロップ
２４０はｇｇ２の遅延量を加える。１回遅延させた信号
および２回遅延させた信号は対応のミキシング抵抗Ｒ２
１３，Ｒ２１４を通じて積分器２１０に接続される。 フィルタ２３０の動作について第４図にもとづいて説明
する。［４図は第３図に示す波形ｆａｔ〜ｔｅｌを示し
ている。第４（ａ）図は入力ディジタル信号を示す。第
４（ｂ）図はヱクロック周期だけ遅延させた、すなわち
フリップフロップ２３５の出力における信号を示す。第
４（ｃ）図は２クロック周期遅延させたフリップフロッ
プ２４０の出力を示す。ミキシング段２５０の総合出力
は第４（ｄ）図に示す。これは３レベルの信号である。 入力ディジタル信号の遷移間の距離が１クロック周期よ
り短かければ１クロック周期にわたってゼロレベルが保
たれる。 １クロック周期より長い、遷移間距離は１クロック周期
分だけ短かくされ、このクロック周期の開信号はゼロレ
ベルに保たれることになる。 第４（ｄ）図の信号の、積分器２１０による積分で第４
ｆｃ１図の信号が得られる。ｆ　ｃ　ｆ２１の周波成分
は除去されている。かって存在したその他の周波成分は
いずれも保持され、積分器による作用を受ける。更に、
フィルタは傾きが１クロック周期のゼロ区間に従って逆
向きにされるだけであるので波形を平滑にする。 フィルタ２３０ばこうして、デルタ変調器のアイドルチ
ャンネルノイズを除去するのに好適な形式のフィルタと
なっている、例えば、デルタ変調器のクロ・ンク周波数
が９６キロピツト／秒であれば、そのクロックレートの
１／／２、すなわち４８キロビット／秒のアイドリング
ノイズが生じることになる。従って、クロック周波数の
１／２、すなわち４．８キロビウト／秒において高い減
弱を示すフィルタがそのアイドリンク・ノイズを除去す
るものであって、これは可聴周波範囲において生じる。 高い減弱は上記のフィルタではクロックレートの】／２
の周波数において達成される。クロックレートを９．６
キロビリト／秒とすれば高い減弱は４．８キロビット／
秒、すなわちアイドルチャンネルノイズの周波数で達成
され、こうしてノイズが除去される。 従って、アナログ信号、例えば音声または音楽の信号に
対するディジタイザについて以上に述べたが、このディ
ジタイザは従来知られているシステムよりも著しくは低
い伝送ビットレートを出し、但し、より高い伝送ビット
レートを必要とする他のディジタル化システムに匹敵す
る受信機で信号品位を出す。これは、元々のアナログ信
号およびこれに重ね合わされたノイズにおける極値の発
生時点以外の、アナログ信号中の全ての情報を除去する
極値符号化前処理段と、極値符号化信号における遷移数
を低減させるが極値符号化信号において十分な情報を依
然として保持する積分器で構成してよいインタフェイス
段とを使用することで可能であり、このためディジタル
化以後、信号は低ビｙ）レートで伝送でき、こうして受
信端（おいて高品位アナログ信号を再構成できる。ディ
ジタル化段は例えば、上記のように、重みのつかない２
進コードを伝送チャンネルに接続する標準デルタ変調器
であってよいう 第３図のシステムの構成部分の値は表１に示す通りであ
ろう抵抗値はいずれもオームである。 表］ ２６　　　ｂｃ２３９ｂ １４　　　ＬＭ３８７ １６　　　ＬＭ３８７ ３２　　　ＬＭ３１９ ５２　　　ＬＭ７４１ １３０　　　ＬＭ３１９ １２０　　　ＣＤ４０１３ １１１　　　ＬＭ７４０ ２４０　　　ＣＤ４０１３ ２］Ｉ　　　ＬＭ７４１ Ｒ，６，８Ｋ Ｒ２１００に Ｒｓ　　　　　　　　　２７Ｋ Ｒ４２７Ｋ Ｒ５２７Ｋ Ｒ６８２Ｋ Ｒ，１５Ｋ Ｒｓ　　　　　　　　ｆｉ８Ｋ Ｒ９２２Ｋ ＲＩｓ　　　　　　　　１５Ｋ Ｒ，、４，７に ＆ｚ　　　　　　　　５Ｋ ＲＩ３　　　　　　　４７Ｏ Ｒ＋４　　　　　　　１５Ｋ ＲＩｓ　　　　　　　　３９Ｋ ＲＩｓ　　　　　　　　３９Ｋ Ｌｙ　　　　　　　　１５Ｋ ＲＩｓ　　　　　　　　ｌ０Ｋ ＲＩｓ　　　　　　　　２０Ｋ Ｒ２０１５Ｋ Ｒ２１２０Ｋ Ｒ＞ｕ　　　　　　　２２０Ｋ Ｒ２１４２２０Ｉ（ Ｒｚ＋ｓ　　　　　　　　３３Ｋ Ｒ２１６３９Ｋ Ｒ２１？　　　　　　　　３９Ｋ Ｃ，４７ｐＦ Ｃ２５ｎＦ Ｃ１１）１Ｆ Ｃ４１００ｎＦ Ｃ，１ｎＦ ＣＭ　　　　　　　　　ｌ０ｎＩＩＦ Ｃｙ　　　　　　　４７０ＰＦ ＣＢ　　　　　　　　　５ｎＦ Ｃ，５ｎＦ Ｃ２ｘｔ　　　　　　　　４７ｎＦ Ｃｚｔ３　　　　　　２２０ｎＦ 第５図は本発明の別の実施例を示している。この実施例
においてはＰＣＭ信号は伝送チ今ンネルを通じて伝送さ
れる。図示の如く、このシステムは第２図、第３図と関
連して述べた対応の帯域または低域フィルタと同様の帯
域または低域フィルタ５と、第２図、第３図に関連して
述べ九極値コーダと同様の極値コーグｌＯと、帯域また
は低域フィルタ嗜インタフェース段５σと、ＰＣＭディ
ジタイザ１０（γとから構成されている。フィルタ５σ
はその帯域が好ましくは３００　Ｈｚ〜２ｋＨｚである
、あるいは低域フィルタを使用する場合、そのカットオ
フ周波数は好ましくは２ｋＨｚ　　であるＯＰＣＭディ
ジタイザは帯域または低域フィルタでフィルタされた極
値符号化信号をサンプリングし入力信号を二進重みつき
ディジタル出力信号に変換し、この信号は伝送チセンネ
ル１５０を通じて受信機へ伝送される、この受信機はＰ
ＣＭデコーダ２００′と、第２図、第３図に関連して述
べた対応の帯域または低域フィルタ２２０と同様の帯域
または低域フィルタ２２０′とから構成されている。 この帯域または低域フィルタ５０’は極値符号化信号に
おける遷移どうしの間の短い距離で示される弱い信号を
強くし、そして極値符号化信号における遷移間の長い距
離で示される強い信号を波器させる。 ＰＣＭエンコーダのビットレートに作用する主要要因の
１つは使用するサンプリング周波数である。この周波数
はナイキストによれば、符号化すべき波形の最も高い周
波数の成分の少なくとも２倍になるように選ばれる。 ＰＣＭ符号化に先行するアナログ信号の極値符号化によ
り、アナログ信号のディジタル分の伝送に必要などット
レートが実質上低減され得る。極値−ＰＣＭ符号化のプ
ロセスは２つの効果に依存している。 先ず、極値符号化の原理によれば、振幅値は人間の感知
プロセスにおいては意味をほとんどもたない。このため
、ビット数／サンプルは係数ｆａｌ（通常は係数２に到
達できる）だけ低減させてよい。しかし、信号を検知し
なければならない範囲全体を保持して音の変化予想を満
たすこともできる。エネルギー準位を計測するだけで無
音パッセージからの音声を検出できなければならないと
いう潜在的要求がプロセスにおいて高めることのできる
１つの効果である。 低帯域幅の信号が極値符号化され、次に中位ビ・ントレ
ートから低ビ・・Ｉトレードの範囲に同期化されると、
信号中の無音周期は通常良好に保持されないっその理由
として、低周波のクロック信号はバックグランド・ノイ
ズの、入間の感知系により感知される、例えば可聴範囲
内の低周波成分を同期化させる。しかし、多数の量子化
レベルを維持することにより（前記の米国特守山７１ｔ
ｌｃ３７２，５３８号における例の代りに）、自然主観
的ダイナミック・レンジの信号レベルが保持され得ろう
しかし、極値符号化前処理を行なうことにより、量子化
レベルの個数、従ってビット数／サンプルを低減させる
ことができる。 第２に、ＰＣＭコーダのサンプリング周波数は入力信号
の最も高い周波数の成分により決められる。この値は信
号を得て帯域幅をできるだけ、例えばフィルタリングに
より低減させる一方十分な信号品位または了解度を保持
することにより決められる。電話系統における音声の場
合、この値はサンプリング・レーｉ約８ｋＨｚ　　とし
て約３４００Ｈｚに確定された。 極値符号化を用いることにより、必要な帯域幅を小さく
する主観的帯域幅の延長の効果に依存することができる
。 人間の聴覚系は２０　）！ｚ〜２０　ｋＨｚの周波数か
ら信号を得、５００〜５０００Ｈｚの周波数に最も感じ
るものである。極値符号化の説明のために紹介されてい
る聴覚モデルは、振幅と周波数の情報が得られないが音
響信号波形の特定時限特長だけ、つまり極値、だけが重
要であることを示している。 人間の聴覚系だけが有限容量を有するり人間の聴覚系に
より効果的に取入れられる以上の多数の時限特長を含む
信号は全く符号化されない。約５０００Ｈｚ以上の周波
数の波形聾たけ複雑な音声波形の分析は得られる極値の
ランダムノイズ様サンプルだけ取ることにより得なわれ
る。 ３００〜３４００Ｈｚに帯域フィルタリング（あるいは
３ｋ）Ｉｚに低域フィルタリング）される音声信号には
まだ、そのスペクトル内の元々の波形のほとんどの特長
が含まれている。この信号を再び、２　ｋＨｚ　　に制
限する場合、関連の音声情報の大部分が除去され、高度
の音声了解度が失なわれることになる。 ３００〜３０００Ｈｚ　に帯域フィルタリングされた音
声信号を極値符号化する場合、原理的には検出される波
形の全ての時限特長が極値符号化信号の中に存在する。 次に極値符号化信号を帯域制限することにより、多数の
時限特長が失なわれることになる。極値符号化信号を２
ｋＨｚ　　に帯域または低域フィルタリングする場合、
２ｋＨｚ〜３４００ｋＨｚの領域における特長または信
号が全部が全部除去される訳ではない。特長のうちある
ものが主観的帯域幅延長により残存し、また３００〜２
０　（１（ｌ　Ｈ７，の領域における情報が、低周波信
号が主観的帯域幅延長のプロセスによって帯域に変更さ
れる高周波信号によりマスクされるマスキングΦプロセ
スにより実質上除去されることになる。これは本出願人
の米国軽守山孤第３７Ｚ５３８号に説明されている。 全体的結果として信号の了解間と品位は２　ｋＨｚの帯
域に限られた非極値符号化音声信号より良くナル。特長
の流れを制限するこのプロセスは、関連情報を損うこと
なく様々な形の音声圧縮を間断なく行なっている人間の
聴覚系のプロセスに近似している。 低帯域幅の信号は次にディジタル化してよい。 主観的帯域幅延長のプロセスでは特定の状況下で圧縮係
数ｆｂｌが３という大きさにできる。その特定状況にお
いては信号のサンプリング周波数トおよび伝送速度を３
分割できる。サンプリング周波数ｆｃ　（と・シト７秒
）は下式で与えられる。 ここでｆｍａｘ：アナログ係号の最高周波成分ｎ：ビッ
ト数／サンプル ａ：極値符号化による振幅情報の除去 による圧！４３Ｆ＋数 す二極値符号化てよる主観的帯域幅圧 縮係数 実験的に判明していることとして、ＰＣＭディジタル化
出力段を用いている、第５図に関連して述べたアナログ
信号波形ディジタイザは８ｋＨｚのサンプ１ングーンー
トを用いて著しい劣化を伴なわずに音声信号を処理でき
、かつ３ビツトのコードを用いて、２４キロビット／秒
で伝送チャンネル１５０にディジタル出力流れを出すこ
とができる。４　ｋＨｚ　　のサンプリング−レートに
対応する１２キロビ・ント／秒〜１６キロビリト／秒と
いう低いビット−レートで、３ビツトまたは４ビツトの
コードを用いて良好な信号品位を得ることもできるＯ ＰＣＭディジタイザ１００の出力も適応予想符号化（Ａ
ＰＣ）６るいは直線予想符号化（Ｉ、ＰＣ）段に伝送チ
今ンネル１５０による伝送の前に接続させてよい。ＰＣ
Ｍデ（ジタイザの出力におけるＰＣＭ極値符号化信号に
より与えられるより低いとりトーレートにより、ＡＰＣ
オたはＬＰＣを用いた信号の処理が簡略化され、高いノ
イズレベルに対する抗性が向上される。上記システムは
ディジタル化された極値符号化信号による入力アナログ
信号の簡素化により音声認識システムにおいて様々に応
用できる。更に、前記のように、本発明は映像情報シス
テムおよび、最大エントロピー符号化および変成符号化
においても応用できる。 極値符号化前処理と４　ｋＨｚ　　のサンプリング周波
数トを有するＰＣＭエンコーダの回路実施例をに６図、
第７図、第８図に示す。 第６図において、極値符号化前処理回路が示されている
。この回路は第３図の実施例Ｍの前処理回路と同様のも
のであり、ガウスの確率密度分布の広帯域ノイズ信号を
出しかつＲＭＳノイズ電圧が約１０ｍＶである広帯域ノ
イズ信号を出すノイズ源２５を含んでいるっ 第３図に示す如く、ノイズ信号は抵抗回路Ｒ，−Ｒ１に
より入力信号と混合され、演算増幅器１４により増幅さ
れる５この増幅器１４の利得は約１０ｄＢである。利得
係数を低くすれば、上記回路の帯域幅はＩＭＨｚ　　を
上まわる。これは広帯域幅のノイズ信号を次段に与えね
ばならないので必要となる。低周波障害を阻止する九め
にコンデンサＣ２が追設されている。上記増幅器１４の
出力は演算増幅器１６、コンデンサＣい抵抗Ｒ，、Ｒ１
１，Ｒ，からなる能動微分回路１２により微分化される
。 上記微分器の出力はＬＭ３１９形でよい比較器３２から
なる無限クリップ回路３０に与えられる。 比較器がトリガーされるゼロレベルは多巻ポテンシνメ
ータＲＩ２により正確に調整できる０クリヅバの出力に
おける二進信号は帯域もしくは低域フィルタ５０′へ与
えられる。第６図において、３段低域フィルタが設けら
れているが、これは演算増幅器５４，５５．５６から構
成されている。フィルタは１５００Ｈｚで一９ｄＢを出
し、４　ｋＨｚのサンプリング周波数が得られる（、２
ｋＨｚ　　では減衰Ｖｉ２０ｄＢ以上となる。フィルタ
の出力はＰＣＭエンコーダに与えられる。 第７図はＰＣＭエンコーダの１実施例を示している。１
７個の抵抗Ｒ′１〜Ｒ′１７からなるラダー回路は１６
個の電圧を出し、それらは１６個の比較回路Ａ１〜Ａ１
６に与えられる。これらのＤＣレベルの値は計算されて
、拡張された入力特性をもたらす。 比較的低いレベルでは、多くの基準レベルが利用可能で
ある。高いレベルでは利用できる基準レベルが殆んどな
い。 第６図の低域フィルタ５σからの信号は第７図の点６０
に与えられる。これは、０〜１２Ｖの入力レベル全部に
対して１つの比較器が反応して出力「１」を出すように
行なわれる。 １６ラインー４ラインマルチプレクサ６２は、「］」を
出す特定比較器の出力を４ビツト二進語に符号化する。 別の比較器がトリガーされるように入力レベルが変えら
れると上記４ビツト語も変えられる。４ビット語は、７
４１７５形のＤ形フリップフロ・ンブ６６によって４　
ｋＨｚ　　のクロック信号６４と同期化される０フリヴ
ブフロツプの出力は４ビツト語を出し、その語はサンプ
１１ング・レートで発生するクロラフ・パルスの時点で
のみ変えられる。 ４ビツト語の桁順は伝送あるいは保存され、また例えば
音声認識システムにより処理することができる。保存ま
たは伝送の場合、ディジタル信号はアナログ波形に復号
されねばならない。 第８図は、上記ＰＣＭエンコーダと併用でき、低域フィ
ルタが後続しているＰＣＭデコーダの１実施例を示して
いるう ４語のディジタル信号は受信機において、例えば７４１
５４形のデマルチプレクサ回路７０により１６ライン出
力に復号される。１６出力の各々は、負の場合に、ＣＤ
４０６６形でよい１６個のアナログスイッチＳ、・〜Ｓ
１６の１つをトリガする筈である。スイッチが閉じられ
ると総合回路Ｒ２，〜Ｒ３，と１６個の分圧器ＲＡ□〜
ＲＢ１＋　ＲＡ１６〜ＲＢ、、によって出される特定電
圧との間に接続が生じる。分圧器は、１６個の出力のう
ち特定の１つを出すように符号化できる平均電圧レベル
と対応する値を出すよう計算されるっ　トリガーされな
いアナログ・スイッチは啄めて高いインピーダンスを出
力する。 このようにして、１６個の出力電圧のうちの１つだけが
総合回路に与えられる。 演算増幅器２２２，２２４．２２６からなる低域フィル
タ２２０′は第６図に示すクイ１ツタ５０′と同様の反
応を示すが、少し７広い帯域を用いてもよい０ 増幅器２２２の出力はＰＣＭエンコーダの入力へ与えら
れる信号と同様のアナログ信号である。 信号・量子ノイズ比は、通常電話の音声に用いられてい
る、より正確な２５６レベルのＰＣＭに対するよりも実
質上低くなる。しかし人間の聴覚系にはその差異が実際
には知覚されない。 極値の帯域拡張の効果およびサンプリング周波数を４　
ｋＨｚ　　に下げることにより、質の高いトランスデユ
ーサを使用すれば若干の主観的劣化が生じる。但し、通
常の電話装置を使用する場合、劣化は極めて小さくなる
。 第６図、第７図、第８図の回路の構成部分の値を表２に
示す。抵抗値はいずれもオームで示すり表２ ２６　　　ｂｃ２３９ｂ １４　　　ＬＭ３８７ １６　　　ＬＭ３８７ ３２　　　　　　　　　Ｌへ１３１９ ５４　　　　　　　　　ＴＬＯ８１ ５５ＴＬＯ８１ ５６ＴＬＯ８１ Ａｌ　−Ａｔｅ　　　　　　ＬＭ３３９６２　　　　　
　　　２Ｘ７４１４８ Ｓ＋　−８＋ａ　　　　　　ＣＤ４０６６２２２　　　
　　　　　ＬＭ７４１ ２２４　　　　　　　ＬＭ７４１ ２２ｆｉ　　　　　　　　ＬＭ７４１ Ｒ＋　　　　　　　　　６．８Ｋ Ｒ２１００に １ζ、　　　　　　　　２７Ｋ Ｒ４２７Ｋ Ｒ，２７Ｋ Ｒｅ　　　　　　　　　８２Ｋ Ｒ，１５Ｋ Ｒｓ　　　　　　　　　６８Ｋ Ｒ３２２Ｋ Ｒ１゜　　　　　　　　　１５Ｋ Ｒ＋＋　　　　　　　　　　４．７Ｋ Ｒ，２５Ｋ Ｒ１３４７Ｏ Ｒ，４１００Ｋ Ｒ＋ｓ　−Ｒ２０１０Ｋ Ｒ２１−Ｒｚｓ　　　　　　１００Ｋ Ｒ，Ｉ　　　　　　　　　１２０Ｋ Ｒ，ｌ　　　　　　　　　６８Ｋ Ｒ，−３３Ｋ Ｒ４−１５Ｋ Ｒａｌ　　　　　　　　　６．８Ｋ Ｒ，ｌ　　　　　　　　　３．９Ｋ Ｒ，２Ｋ Ｒ８′　　　　　　　　　１Ｋ Ｒｓ’　　　　　　　　　４７　Ｏ Ｒ＋ｏ′　’　　　　　　　　　ＩＫ Ｒｌ、・　　　　　　　　２Ｋ Ｒ１□・　　　　　　　　３．９に Ｒ１，・　　　　　　　　　６．８　ＫＲＩ４・　　　
　　　　　　１５に 、Ｒ，，１３３Ｋ Ｒ１６・　　　　　　　　　６８Ｋ Ｒ１フ′　　　　　　　　　　　　　　　１２０ＫＲ，
、′−Ｒ８８，ｌ　Ｋ Ｒｚｘ　−Ｒ３６１００Ｋ Ｒ３？　−Ｒ３８１０Ｋ ＲＸ　　　　　　　　　　　　】　０ＫＲｙ　　　　　
　　　　　１００Ｋ ＣＸ　　　　　　　　　　　　ｉｎ Ｃ直　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　４７
ｐＦＣ，５ｎＦ’ Ｃ，１）１ｆ Ｃ，１００ｎＦ Ｃ，１ｎＦ Ｃ，１００ｎＦ Ｃｙ　　　　　　　　　４７０　ｐ　Ｆｅ１２−ＣＨＩ
　ｎ　Ｆ 以上に本発明を特定実施例に関連して説明したが、本発
明はこれらに限定されるものでなく先に掲げた特許請求
の範囲や精神から逸脱することなく様々に変更、変形実
施できる。 ′、水　発明の効果〕 以上に述べたように本発明によれば、アナログ信号を従
来よりも低いデータレートでしかも主観的には高い品位
の伝送で伝送できるようにそれらアナログ信号をディジ
タル符号化する方法および装置が提供される口 また本発明によれば、従来のアナログ・ディジタル変換
技術を極値符号化技術と組合わせる、アナログ波形用デ
ィジタル信号処理技術が提供される０ さらに本発明によれば、アナログ信号をディジタル化す
ることによって誘起される主観的劣化を低減もしくは除
去することのできる信号処理方法および装置が提供され
る。広い振幅ダイナミック・レンジおよび帯域幅の波形
を処理する問題、すなわちＰＣＭやデルタ変調に通常帰
因する問題は、限られたダイナミック−レンジ、帯域幅
あるいは一定の傾きの極値符号化信号を、ＰＣＭまたは
デルタ変調器等の従来のアナログ・ディジタル符号化段
への入力として用いることにより小さくすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のシステムの概略ブロック図、第２図は
、デルタ変調ディジタイジング段を用いた本発明のシス
テムの１実地例の詳細ブロック図、 ｉＥ３図は第２図に示すシステムの回路実施例の概略図
、 第４図は第２図、第３図に示すシステムの一部について
の信号波形グラフ、 第５図はＰＣＭ形のデジタイジング出力段を用いたシス
テムの第２実施例のブロック図、第６図は第５図の送信
部についての回路実施例を示す図、 第７図は第５図のＰ　ＣＭエンコーダ部の回路実施例を
示す図、 第８図は第５図の受信部の回路実施例を示す図、である
。 （符号の説明） １０・・・・・・極値符号化段、 ５０・・・・・・インターフェース段、１００・・・・
・・ティジタル化段、 ２００・・・・・・テコーダっ 特許用Ｅａ人 アリ−ピザ− 特許出願代理人

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、アナログ信号波形をディジタル化する装置であって
   、 アナログ信号波形に重ね合わされた広帯域の、実質上ラ
   ンダムなノイズの最大値、最小値の発生時点等の、アナ
   ログ信号波形の最大値、最小値の発生時点だけを、これ
   らの発生時点を示す一連の遷移を２つのレベルの間に有
   する符号化された信号に符号化する第１の手段と、 前記第１手段と接続されて上記の符号化された信号を入
   力として受け、前記符号化された信号の帯域幅が小さく
   されている第２信号を出力する第２の手段と、 前記第２信号をディジタル信号に変換するとともに該変
   換されたディジタル信号を伝送チャンネルで受信機へ送
   信する第３の手段と からなるアナログ波形をディジタル化する装置。 ２、前記特許請求の範囲第１項に記載の装置において、
   前記第１の手段が、 前記最大値、最小値の発生時点を時間軸のゼロ交さ点に
   変換する微分手段と、 時間軸のゼロ交さ点を二進信号の前記遷移に符号化する
   クリップ手段と を含む装置。 ３、前記特許請求の範囲第１項に記載の装置において、
   前記第３手段がデルタ変調手段を有する装置。 ４、前記特許請求の範囲第３項に記載の装置において、
   前記第２手段が上記符号化された信号を、実質上一定の
   絶対傾きに変換する積分手段を有する装置。 ５、前記特許請求の範囲第１項に記載の装置において、
   前記受信機が前記ディジタル信号を再生されたアナログ
   信号に変換するディジタル−アナログ変換手段を有する
   装置。 ６、前記特許請求の範囲第３項に記載の装置において、
   前記受信機がデルタ変調デコーダ手段を含んでいる装置
   。 ７、前記特許請求の範囲第６項に記載の装置において、
   前記デルタ変調デコーダ手段が、積分手段と接続された
   フィルタ手段を含んでいる装置。 ８、前記特許請求の範囲第７項に記載の装置において、
   前記フィルタ手段がクロック周波信号を受けて前記ディ
   ジタル信号を前記クロック周波信号の周期に等しい時間
   だけ遅延させる第１手段と、前記クロック周波信号を受
   けて前記ディジタル信号を前記クロック周波信号の周期
   に等しい時間だけ遅延させる第２手段と、その遅延させ
   た信号を組合せる手段とを含み、それらにより前記クロ
   ック周波数の１／２に相当する前記ディジタル信号の周
   波数成分を実質上除去する装置。 ９、前記特許請求の範囲第５項に記載の装置において、
   更に前記アナログ信号の帯域幅を制限するフィルタ手段
   を含んでおり、かつ前記受信機が更に上記再生された信
   号の帯域を制限するフィルタ手段を含む装置。 １０、前記特許請求の範囲第１項に記載の装置において
   、更に前記アナログ信号の中に不十分な自然発生ノイズ
   がある場合に前記第１手段へ実質上ランダムの広帯域ノ
   イズを導入するノイズ発生手段を含む装置。 １１、前記特許請求の範囲第１項に記載の装置において
   、前記第３手段が、前記伝送チャネル上を伝送される重
   みつきディジタル信号に前記第２信号を変換するパルス
   コード変調手段を含む装置。 １２、前記特許請求の範囲第１１項に記載の装置におい
   て、前記第２手段が前記の符号化された信号の帯域幅を
   制限するフィルタ手段を含む装置。 １３、前記特許請求の範囲第１２項に記載の装置におい
   て、前記受信機が前記の重みつきディジタル信号を再生
   信号に変換するパルスコード変調デコーダ手段を含む装
   置。 １４、アナログ信号波形をディジタル化する方法であっ
   て、 広帯域の最大値、最小値の発生時点等のアナログ信号波
   形の最大値、最小値の発生時点でのみ、これら発生時点
   を示す一連の遷移を２つのレベルの間で行なう符号化さ
   れた信号として実質上ランダムな、前記アナログ信号波
   形に重ね合わされたノイズを符号化し、 該符号化された信号から、この符号化された信号の帯域
   幅が小さくされる第２信号を出力し、前記第２信号をデ
   ィジタル信号に変換しかつ該変換されたディジタル信号
   を伝送チャンネルで受信機へ伝送する、 アナログ信号波形をディジタル化する方法。 １５、前記特許請求の範囲第１４項に記載の方法におい
   て、 前記アナログ信号とノイズを微分して前記最大値、最小
   値の発生時点を時間軸ゼロ交さ点に変換し、 微分された信号をクリップして時間軸ゼロ交さ点を二進
   信号の上記遷移に変換する、 方法。 １６、前記特許請求の範囲第１４項に記載の方法におい
   て、前記変換段階がデルタ変調手段による前記第２信号
   の変調を含む方法。 １７、前記特許請求の範囲第１６項に記載の方法におい
   て、前記第２信号を出力する段階が、実質上一定の絶対
   傾きを有する積分された信号に前記符号化された信号を
   変換することを含む方法。 １８、前記特許請求の範囲第１４項に記載の方法におい
   て、更に、受信機において前記ディジタル信号を再生ア
   ナログ信号に変換する段階を含む方法。 １９、前記特許請求の範囲第１８項に記載の方法におい
   て、前記受信機における変換段階に、デルタ変調デコー
   ダ手段による前記ディジタル信号のフィルタリングが含
   まれている方法。 ２（）、前記特許請求の範囲第１９項に記載の方法にお
   いて、前記受信機における変換段階に、前記ディジタル
   信号のフィルタリングおよび同ディジタル信号の積分が
   含まれている方法。 ２１、前記特許請求の範囲第２０項に記載の方法におい
   て、前記フィルタリング段階が、前記ディジタル信号を
   、前記ディジタル信号と一体化されクロックレートの１
   ／２のディジタル信号の周波成分を除去する手段を通過
   させる方法。 ２２、前記特許請求の範囲第１８項に記載の方法におい
   て、更に前記のエンコーディング段階に先立って前記ア
   ナログ信号の帯域幅を制限し、かつ前記受信機における
   前記再生アナログ信号の帯域幅を制限する段階を含む方
   法。 ２３、前記特許請求の範囲第１４項に記載の方法におい
   て、前記アナログ信号に不十分な自然発生ノイズが含ま
   れる時に前記エンコーディング段階において実質上ラン
   ダムな広帯域ノイズを導入する段階を含む方法。 ２４、前記特許請求の範囲第１４項に記載の方法におい
   て、前記変換段階に、前記伝送チャンネルで伝送される
   重みつきディジタル信号に前記第２信号を変換する段階
   が含まれる方法。 ２５、前記特許請求の範囲第２４項に記載の方法におい
   て、前記第２信号発生段階に、前記の符号化された信号
   をフィルタ手段に通して前記符号化信号の帯域幅を制限
   することが含まれている方法。 ２６、前記特許請求の範囲第２５項に記載の方法におい
   て、更に、前記受信機において前記の重みつきディジタ
   ル信号を再生アナログ信号に変換する段階が含まれてい
   る方法。 ２７、前記特許請求の範囲第２４項に記載の方法におい
   て、前記重みつきディジタル信号がパルスコード変調さ
   れた信号を含んでいる方法。