KR930007045B1 - 극대치 코딩 숫자화 신호 처리 방법 및 장치. - Google Patents

극대치 코딩 숫자화 신호 처리 방법 및 장치. Download PDF

Info

Publication number
KR930007045B1
KR930007045B1 KR1019850009572A KR850009572A KR930007045B1 KR 930007045 B1 KR930007045 B1 KR 930007045B1 KR 1019850009572 A KR1019850009572 A KR 1019850009572A KR 850009572 A KR850009572 A KR 850009572A KR 930007045 B1 KR930007045 B1 KR 930007045B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
analog
digital signal
converting
noise
Prior art date
Application number
KR1019850009572A
Other languages
English (en)
Other versions
KR860005497A (ko
Inventor
비써 아리에
Original Assignee
비써 아리에
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 비써 아리에 filed Critical 비써 아리에
Publication of KR860005497A publication Critical patent/KR860005497A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR930007045B1 publication Critical patent/KR930007045B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F15/00—Digital computers in general; Data processing equipment in general
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
    • H04B14/06—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using differential modulation, e.g. delta modulation
    • H04B14/062—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using differential modulation, e.g. delta modulation using delta modulation or one-bit differential modulation [1DPCM]

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)

Abstract

내용 없음.

Description

극대치 코딩 숫자화 신호 처리 방법 및 장치
제1도는 본 발명에 따른 시스템의 개통도.
제2도는 델타 변조기 숫자화 단을 사용하는 본 발명에 따른 시스템의 한 실시예의 상세한 개통도.
제3도는 제2도에 도시한 시스템의 실시예의 개략 회로도.
제4도는 제2도 및 제3도에 도시한 시스템 일부의 신호 파형도.
제5도는 PCM형 숫자화 출력단을 사용하는 시스템의 제2실시예의 개통도.
제6도는 제5도의 송신기부의 회로 실시예를 도시한 도면.
제7도는 제5도의 엔코더부의 회로 실시예를 도시한 도면.
제8도는 제5도의 수신기 부의 회로 실시예를 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
5, 220 : 대역통과/저역통과 필터 10 : 극대치 코딩단
12 : 미분기 20, 250 : 혼합단
25 : 잡음 발생기 30 : 클리핑단
50 : 적분단 100 : 델타 변조기
110, 210 : 적분기 120 : 스위칭 또는 동기단
130 : 무한 클리퍼 140 : 합산 또는 결정단
150 : 송신 채널 200 : 디코더
230 : 필터 235 및 240 : 지연단
본 발명은 신호 처리 분야에 관한 것으로, 특히 아날로그 파형이 디지탈 신호로 엔코드 되어 디지탈 신호가 감소된 대역 폭의 송신 채널을 통해 송신되고 신호의 대역폭이 감소됨과 동시에 높은 실재 신호 특성을 얻을 수 있는 신호처리 분야에 관한 것이다. 더욱 상세하게 말하자면, 본 발명은 아날로그 파형의 극대치, 또는 최대값 및 최소값 지점들의 발생시간이 엔코드 되는 전자 신호처리 분야에 관한 것이다. 본 발명은 또한 인간 지각 시스템 또는 이 인간 지각 시스템을 시뮬레이트 (simulate)하는데 사용되는 메카니즘에 공급되는 정보의 엔코딩, 송신 및 디코딩 방법에도 관한 것이다. 예를들어, 본 발명은 음성 코딩, 음악 코딩 및 비디오 코딩 응용을 제공하고, 코어 - 디코더 (CODEC) 시스템에서 실시될 수 있다. 일예로써, 본 발명은 4.8 내지 32k 비트/sec의 비로 디지탈식으로 음성 정보를 코드하는데 사용될 수 있다. 음악 정보는 16k 비트/sec 정도의 낮은 디지탈식으로 코드될 수 있고, 본 발명에 의해 더 낮은 비로도 코드될 수 있으며, 비디오 정보는 56k 비트/sec 내지 1.544M비트/sec의 비로 엔코드될 수 있다.
과거 수년동안, 아날로그 신호를 디지탈 신호로 변환시키기 위한 다수의 상이한 시스템들이 개발되었다.
일반적으로, 이러한 기술들은 최소한 아날로그 신호가 숫자화 단에 공급되는 지점에서 초기 아날로그 신호를 거의 유사하게 유지시키는 기술에 관한 것이다. 대부분의 이 구조들은 다음의 방법들 중의 한 방법에 기초한 것이다.
제1기술은 파형의 진폭 정보의 샘플들이 통상적으로 일정한 기간에 얻어지는 펄스 부호 변조 (PCM)으로 공지되어 있다. 매 초마다의 샘플들의 수는 샘플링 비가 엔코드될 아날로그 신호의 최고 주파수 성분의 주파수의 최소한 2배로 되어야 한다는 나이퀴스트 (Nyquist) 관계에 따라 입력 신호의 대역폭에 의해 결정된다. 이 방법의 정확성은 각각의 샘플의 진폭이 엔코드 되게 하는 방법의 분석에 좌우된다. 정확도가 높을수록 더 많은 정보 비트가 필요하다. 일반적으로, 진폭들은 각각의 샘플을 다수의 선정된 레벨과 비교함으로써 양자화 (quantize)된다.
제2기술은 델타 변조(△M)으로 공지되어 있다. 델타 변조는 파형의 별개의 진폭 샘플들을 사용하지 않는다. 그 대신, 이 것은 통상적으로 적분회로에 인가되는 디지탈 포오맷 (format)으로부터 용이하게 재구성된 신호와 입력 신호를 계속 비교하는 것에 의존한다. 예를들어, 델타 변조에서는, 전형적으로 입력 신호 존재 값이 이전의 샘플의 값에 관련되는 신호에 비교되고, 디지탈 신호를 형성하여 차이를 나타낸다. 델타 변조기의 출력은 재구성된 신호가 입력보다 낮거나 0인 진폭 값을 갖고 있는 경우에 예를들어 "1"을 갖고 있는 연속적인 비트 대열을 제공한다.
델타 변조 방벙의 정확도는 사용되는 매 초마다의 비트수에 좌우된다. 이 경우에, 비트비는 입력의 최대 대역폭을 결정한다. 그러나, 델타 변조에서는, 비-가증 (unweighted) 코드가 사용된다. 즉, PCM에서와 같이 비트 또는 워드 (word) 블럭은 진폭 샘플을 나타내지 않는다. 오히려, 1 또는 0가 델타 변조기에 의해 실행된 비교 결과를 간단히 나타낸다.
PCM 및 △M의 성능은 허용가능한 비트비에 좌우된다. 고비트비를 사용하면 회로 복잡성으로 인해 또한 채널들이 고비트비를 통과시키도록 그 특성으로 되어야 하기 때문에 경비가 많이든다. 더우기, 고비트비를 송신하는데 필요한 특성의 채널들은 대부분 간단히 유용하게 사용할 수가 있다. PCM 및 △M이 고비트비에서 제공하는 것과 동일한 성능을 저비트비에서 제공하기 위해 많은 시도를 하였다.
PCM 또는 △M의 입력 신호들이 제한된 동적 범위에 걸쳐서만 진폭이 변하면, 성능이 비교적 낮은 비트비에서 양호하게 된다. 이것은 정보의 면에서, 즉 양자화 잡음의 면에서, 작은 변화의 신호가 소수의 비트비에의해 나타날 수 있다는 사실의 결과이다. 선형 PCM 또는 △M에서, 저레벨 변화는 소수의 진폭 레벨과 비교되므로, 정확도가 낮다. 고레벨 변화는 다수의 레벨과 비교되므로, 에러 비가 상당히 낮게 한다. 저레벨 입력에 대해 신호 대 양자화 잡음 비를 개선하기 위해서는 송신 비트비를 증가시켜야 한다.
한계 및 단점을 갖고 있는 공지된 해결방법을 음량 압신 방법 (companding)이라고 한다. 비 - 선형 압측회로는 더 많은 양자화 레벨과 비교되는 저레벨 세기를 상승시키기 위해 사용된다. 고입력 진폭은 비교 레벨의 수를 감소시키도록 감소되므로, 저세기 및 고세기의 엔코딩 분석을 등가화 시킨다. 그 다음에는 확장이라고 공지된 압축의 반대 동작이 디코더 내에서 실행된다.
A 법칙 PCM, u법칙 PCM 및 음량 압신 △M과 같은 비-선형 엔코딩 기술들이 공지되어 있으나, 이 기술들은 여전히 엔코딩 정확도를 실제로 측정하기 위해 비교적 높은 비트비를 필요로 한다.
자동 이득 제어(AGC) 및 적합한 양자화 방법이라고 공지된 기술에 의해 다른 비트비 감소 방법이 제안되어 있다. PCM의 경우에, 이 시스템들은 적합한 PCM으로서 삽입된다. 대응하는 △M 기술은 연속 가변기울기 △M(CVSD) 및 디지탈식으로 제어된 △M으로 공지되어 있다.
이 기술들은 특정시간에 신호 변화의 에너지를 측정함으로써 결정된 양자화 레벨을 변화시키거나 스텝 레벨을 변화 시키는 방법을 사용하는다. 이것은 숫자화 장치가 각각의 신호레벨 형태에 대해 조정될 때 더욱 정확히 양자화 할 수 있게 한다.
AGC 및 적합한 양자화 방법들은 여러가지 주요 결점을 갖고 있다. 그 중의 한 예는, 입력에 대해 시스템을 조정하는 것인데, 이 조정중에는 시스템이 덜 효율적으로 된다. 제2결점은 사용되는 에너지의 측정값이 신호만으로부터 유도되어야 된다는 사실을 포함한다. 종종 신호들은 간섭 또는 잡음도가 높게 나타나는데, 이 경우 시스템은 간섭 또는 잡음의 에너지로 자진 조정될 수 있다. 이 때 바람직한 신호가 감쇠될 수 있다.
PCM 및 △M 시스템의 다른 데이타 비감소는 예상 코딩방법을 사용함으로써 입증되었다. 이 기술에서, 소정의 파형의 용장도 (redundancy)는, 예를들어 소정의 특성의 반복은 송신되어야 하는 정보의 양을 감소 시키기 위해 사용된다. 이 방법들은 폭넓게 응용될 수 없고 더 좁은 응용분야에서 사용된다.
제시되어 있는 다른 기술은 정보 이송용 이중 채널을 사용한다. 미합중국 특허 제4,047,108호에는 주파수 정보가 제1채널을 통해 이송되고 진폭 정보가 제2채널을 통해 이송되는 언어 신호의 저비트비 디지탈 송신 시스템에 대해 기술되어 있다. 이 참조문헌에서, 델타 변조기는 언어 정보를 숫자화시키기 위해 사용된다.
1982년 4월 28일자로 출원한 미합중국 특허출원 제372,538호에 기술된 다른 기술은 극대치 코딩 방법이다. 극대치 코딩은 정보를 송신하는데 필요한 데이타 비를 상당히 감소시키기 위해 인간 지각 시스템의 소정의 특성을 사용한다.
극대치 코딩 방법은 여기 파형의 소정의 라이딩 형태, 즉 그대치만이 실제적으로 초기 신호의 불균등성이 인간 수신기에 의해 생기지 않도록 인간 지각 시스템에 공급될 수 있는 파형을 재구성하는데 필요하다는 사실에 의존한다.
이 라이밍 형태로 정보를 엔코딩함으로써만, 초기 파형내의 정보의 대부분 (95%까지)가 용장될 수 있다. 극대치 코딩 기술은 2 내지 20까지의 데이타비 감소율을 제공할 수 있다. 이와 같은 극대치 코딩 기술은 본질적으로 아날로그-디지탈 변환방법이 아니다. 그러나, 실제적인 실시예들은 2진 포오맷내의 아날로그 신호 주위에 관련된 정보를 모두 공급할 수 있다. 이 2진 순차는 다음에 상세하게 기술하는 바와 같이 완전히 숫자화될 수 있다.
극대치 코드화 정보를 디지탈 신호에 숫자화 또는 동기화 시키는 한 방법은 상기 미합중국 특허출원서 내에 기술되어 있다. 이 특허 출원서에서 제시한 한 방법은 선정된 클럭 신호에 극대치 코드화 신호를 동기시키기 위해 간단한 D형 플립-플롭을 사용한다.
이 기술은 간단하고 음성 처리 목적을 위해 우수한 명료성 (intelligibility)의 신호를 공급하지만, 저클럭 비로 이 기술을 사용하여 얻을 수 있는 신호의 특성은 비교적 낮게 된다.
극대치 코딩 방법은 신호내에 처음부터 존재하거나 신호에 추가된 광대역 잡음의 우세성의 결과로 엔코드된 2진 신호의 전이들 사이에 짧은 간격이 존재하는 것에 크게 의존한다. 이 짧은 간격은 간단한 형 플립-플롭 동기 기술을 사용하여 저비트비로 적당하게 엔코드될 수 없다. 저클럭 비로 잘목 엔코드된 간격은 전형적으로 24K 비트/sec 이하의 비트비로 초기 아날로그 파형을 실제적으로 감쇠 시킨다.
본 발명의 목적은 아날로그 신호들이 지금까지 실시되었던 것보다 낮은 데이타 비로 실제적으로 고특성 송신율로 송신되도록 이 아날로그 신호들을 디지탈식으로 엔코딩하기 위한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 극대치 코딩 기술과 종래의 아날로그-디지탈 변환 기술을 결합한 아날로그 파형용의 디지탈 신호 처리 기술을 제공하는 것이다.
본 발명은 아날로그 신호를 숫자화시킴으로써 생긴 실제 감쇠가 감소되거나 제거될 수 있는 신호 처리 방법 및 장치를 제공한다. 넓은 진폭 동적 범위 및 대역폭의 파형을 처리하는 문제 및 통상적으로 PCM과 △M으로 인한 문제는 제한된 동적 범위, 대역폭 또는 일정한 기울기를 가진 극대치 코드화 신호를 PCM 또는 델타 변조기와 같은 종래의 아날로그 - 디지탈 엔코딩 단의 입력으로서 사용함으로써 극소화될 수 있다.
본 발명의 이 목적 및 그외의 다른 목적들은 아날로그 파형상에 중첩된 광대역의 상당히 불규칙한 잡음의 최대 및 최소값 발생시간을 포함하는 아날로그 파형의 최대 및 최소값 발생시간만을, 이 발생시간을 나타내는 2개의 레벨들 사이의 일련의 전이를 갖고 있는 엔코드된 신호로서 엔코딩하기 위한 제1장치, 이 제1장치에 결합되고 엔코드된 신호의 대역폭이 감소된 제2신호를 제공하기 위해 입력으로서 엔코드된 신호를 갖고 있는 제2장치, 및 제2신호를 디지탈 신호로 변환시키고 송신 채널을 통해 디지탈 신호를 수신기로 송신하기 위한 제3장치로 구성된 장치에 의해 달성된다.
본 발명은 또한 아날로그 파형을 숫자화시키기 위한 방법도 포함한다.
이제부터 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 그외의 다른 목적, 특징 및 장점들에 대해 기술하겠다.
도면을 참조하면, 제1도는 본 발명에 따른 시스템의 개략 개통도를 도시한 것이다. 이 시스템의 송신기부는 예를들어 상기에 참조한 미합중국 특허출원 제372,588호에 기술된 것과 같은 극대치 코딩 단(10), 인터페이스단(50) 및 숫자화 단(100)으로 구성된다. 인터페이스 단(50)은 종래의 델타 변조기, PCM 엔코더, 또는 다른 형태의 아날로그-디지탈 변환단과 같은 숫자화 단(100)에 극대치 코드화 신호를 결합 시킨다. 숫자화 장치(100)의 디지탈 출력은 송신 채널(150)에 결합되고 수신 단부에 배치된 디코더(200)에 의해 수신된다. 디코더는 송신단부에 제공된 숫자화 장치의 형태화 모순되지 않는 디지탈-아날로그 변환기로 구성된다.
제2도는 숫자화 단의 델타 변조기 형태와 결합해서 사용되는 본 발명의 한 실시예를 상세하게 도시한 개통도이다. 아날로그 입력 신호 f(t)는 우선 예를들어 300Hz 내지 3kHz 의 통과 대역을 갖고 있는 통과대역 필터(5)에 공급된다. 선택적으로, 3KHz 컷오프 주파수를 갖고 있는 저역통과 필터가 사용될 수도 있다. 필터의 출력은 예를들어 상기 미합중국 특허 출원서에 기술된 것과 같은 극대치 코딩단에 공급된다. 극대치 코더는 예를들어 미분단(12), 상당한 광대역의 불규칙한 잡음이 입력 아날로그 신호내에 존재하지 않는 경우에 잡음 발생기(25)로 부터의 불규칙한 잡음을 미분 신호에 가산시키는 혼합 또는 가산단(20), 및 광대역무한 클리핑 단(30)으로 구성된다. 극대치 코딩단은 아날로그 입력 신호내의 극대치 발생 시간을 일련의 전이로 변환시킨다. 그러므로 광대역 클러퍼로부터의 출력 신호 m(t)는 정 및 부 신호 레벨 또는 이와 정반대로 부 및 정 신호 레벨 사이의 각각의 전이가 초기 아날로그 영역 신호내의 극대치, 즉 최대치 또는 최소치를 나타내는 2진 신호이다. 이것은 중첩된 광대역 잡음을 포함하고 초기 아날로그 입력신호의 고주파수 성분을 강화시키는 신호를 미분한 다음, 아날로그 신호와 잡음내의 모든 최대값 및 최소 값을 제로 크로싱으로 변환시킨으로써 달성된다. 잡음 발생기(25)로 부터의 잡음은 미분이 생기기 전이나 후에 아날로그 입력 신호에 가산될 수 있는데, 전형적으로는 불충분한 광대역의 불규칙한 잡음이 아날로그 신호내에 존재하는 경우에 가산된다. 제2도에 도시한 바와 같이, 잡음은 미분기 후에 가산될 수 있다. 그러므로 혼합단(20)의 출력에서의 신호는 입력 아날로그 신호상에 중첩된 광대역 잡음을 포함하는 입력 아날로그 신호의 모든 극대치들이 제로 크로싱으로 감소된 신호로 된다. 클리핑단(30)은 모든 제로 크로싱시에 상이한 레벨들 사이의 신속한 전이를 제공함으로써 제로 크로싱을 강화시킨다. 따라서, 극대치 코드화 출력 신호 m(t)내의 전이는 초기 아날로그 입력 신호와 이 아날로그 신호상에 중첩된 잡음의 극대치를 나타낸다.
그 다음, 광대역의 무한 클리핑 단(30)의 출력은 적분단(50)으로 공급된다. 적분단은 클리핑 단의 출력이 단지 2개의 레벨만을 갖고 있는 2진 신호라는 사실로 인해 일정한 절대 기울기(정 또는 부)를 갖고 있는 출력신호를 제공한다. 적분기의 출력은 적분기(110), D 플립-플롭과 같은 스위칭 또는 동기 단(120), 무한 클리퍼(130), 및 입력 극대치 코드화 신호와 적분기(110)으로부터 재구성된 신호를 비교하기 위해 비교기를 함께 포함할 수 있는 합산 또는 결정단(140)으로 구성된 종래의 델타 변조기(100)에 공급된다. 클럭 입력신호는 델타 변조된 신호를 클럭 신호에 동기시키도록 스위칭 단(120)에 공급된다. 델타 변조기는 델타 변조된 출력 신호의 적분 또는 재구성된 변형과 입력 적분단 극대치 코드화 신호를 비교한다. 델타 변조된 출력 신호는 제한된 용량성의 채널(150)을 통해 디코더(200)을 포함한 수신기에 공급된다.
델타 변조기(100)의 출력은 입력 신호와 근사하도록 클럭 신호에 의해 보내진다. 통상적으로 출력은 일정한 절대 기울기를 가진 삼각 파형으로 보인다.
통상적으로, 델타 변조기의 입력 신호는 기울기가 변한다. 유한 대역폭의 고세기 신호의 경우에는 최대 주파수에서의 최대 세기의 신호의 최대 기울기에 소정의 제한이 있게 된다. 델타 변조기의 출력은 기울기 과부하라고 공지된 외곡이 생기지 않는 경우에 이 변화를 따라야 된다. 더우기 저세기 신호의 경우에는, 기울기가 제로로 되거나 입력 잡음을 따르게 된다. 입력 신호가 델타 변조기의 소정의 임계값 이하로 떨어지면, 시스템이 제로 및 1의 일정한 대열을 발생시키게 되나, 종종 비대칭 대열이 생기기도 하는데, 이것은 아이들 채널 잡음 또는 아이들링 잡음이라고 공지되어 있다.
제2도에서, 무한 클리핑 단(30)의 출력에서의 2진 신호 m(t)는 아날로그 입력신호를 재생하도록 인간지각 시스템에 필요한 입력 파형내의 모든 정보를 함유한다.
신호 m(t)는 넓은 주파수 스펙트럼을 갖고 있다. 전이들 사이의 대부분의 짧은 간격은 시스템에 가산되거나 초기에 입력 아날로그 신호내에 존재하는 잡음 파형의 전이의 결과로 발생된다. 이 간격들은 종종 소정의 에러 비가 허용될 수 있기 때문에 엔코딩 처리시에 항상 모두 필요하지는 않다. 통상적으로, 모든 2진 순차들은 매우 낮은 에러 비로 신호를 재생시킨다. 그러나, 정보 채널을 통해 송신되어야 하는 정보량을 감소시키기 위해서, 이 전이들 중의 약간은 무시될 수 있다.
적분단(50)은 극대치 엔코드화 신호 m(t) 내의 대분의 짧은 간격을 필터하고, 상술한 바와 같은 제한된 일정한 절대 기울기의 신호를 제공한다. 이것은 델타 변조기의 입력 신호로서 최상의 바람직한 것이다. 그러므로 고세기 입력은 델타 변조기의 입력 신호가 제한된 일정한 절대 기울기를 갖고 있기 때문에 기울기 과부하를 야기시키지 않는다. 따라서, 델타 변조기는 고정확도로 입력 신호를 조심스럽게 따르는 디지탈 출력 신호를 제공하게 된다. 고비트비가 제공되면, 즉, 클럭 신호가 고주파수로 되면, 전이들 사이의 짧은 간격을 제공하는 저세기 입력 신호들이 고분해도로 엔코드되므로, 매우 높은 전체 신호 대 잡음비를 제공하게 된다.
언어의 경우에는, 약 12K 비트/sec의 저비트비에서, 짧은 간격이 약간의 에러를 발생시킨다. 그러나, 이 형태의 양자화 잡음 형태는 다음 요소들에 의해 제한된다.
첫째, 극대치 코더 신호 처리기(10)은 배경 잡음의 형태로 초기 신호의 배경 주위에서 정보를 제공할 수 있다. 배경 잡음은 적분 후에라도 적당하게 나타나게 될 충분한 길이의 기울기를 갖고 있는 잡음 신호를 제공할 수 있다. 실험결과, 약 8K 비트/sec로 감소된 데이타 비에서, 전화 특성 언어가 제2도에 도시한 시스템에 의해 제공될 수 있는 것으로 나타났다. 잡음 신호 m(t)를 정확히 효율적으로 충정함으로써, 배경 잡음은 신호 특성을 상당히 감쇠시키지 않고서 생길 수 있다.
둘째, 입력 신호가 존재하지 않으면, 입력에 가산된 잡음 신호의 기울기가 불규칙한 형태로 나타나는 특성을 가질 수 있으므로, 바람직하지 못한 아이들 채널 잡음이 결코 생기지 않게 된다. 약간의 잡음이나 그 외의 다른 신호를 델타 변조기에 가산하여 아이들 체널 잡음을 제거시키는 기술은 미합중국 특허 제3,655,555호 및 제4,142,066호에 제시되어 있다.
델타 변조기의 입력 신호가 일정한 절대 기울기를 갖고 있고 그후에 델타 변조기에 의해 숫자화 되기 때문에, 수신 단부에 있는 디코더는 간단한 적분기(210)과 300Hz 내지 3KHz 사이의 통과 대역을 갖고 있는 대역통과 필터(220)으로 구성될 수 있다. 선택적으로, 3KHz 컷-오프 주파수를 갖고 잇는 저역통과 필터가 대역통과 필터 대신에 사용될 수도 있다. 디코더는 2개의 지연단(235 및 240)과 혼합단(250)으로 구성된 필터(230)과 결합될 수 있다. 이 형태의 2개의 단 지연 필터는 예를들어 톱니형 또는 빗살형 필터와 같은 그외의 다른 필터보다 저비트비에서 더욱 실용적인 것으로 알려져 있다.
제2도를 참조하여 기술한 숫자화 장치는 여러가지 잇점을 갖고 있다. 그 중의 한 잇점은 사용되고 있는 델타 변조기 숫자화 장치만이 제한된 동적 범위에 걸쳐서 일정한 절대 입력 기울기로 동작시키는데 필요하다는 것이다. 이것은 델타 변조기 단의 설계를 간단하게 한다. 둘째 잇점은, 극대치 코더를 사용하기 때문에, 입력 아날로그 신호가 그 입력 동적 범위를 가질 수 있다는 것인데, 그 이유는 아날로그 입력 신호의 모든 값들이 2진 신호의 전이로 변환되기 때문이다.
셋째 잇점은 상술한 시스템이 선형 PCM 또는 델타 변조 시스템에 통상적으로 필요한 비의 25% 내지 40%로 비트비를 변환시키도록 작용할 수 있다는 것이다. 자동 이득 제어 형태의 시스템에 생기는 문제점은 존재하지 않는다. 입력 아날로그 신호의 극대치만이 아날로그 파형, 예를들어 언더 파형의 관련된 타이밍정보를 제공하기 때문에, 이것은 7.2K 비트/sec로 감소된 데이타 비가 실제적으로 전화 특성 언어를 송신하기에 충분하도록 계산될 수 있다. 극대치 코딩 방법은 통상적으로 진폭 에러가 없이 입력 신호를 재구성 하기에 충분한 정보를 제공하지 않지만, 이 에러를 극소화시키기 위해 특정한 기술이 사용될 수 있다. 이 기술에서는, 높은 입력/출력 신호 대 잡음비를 달성하기 위해 충분히 높은 비트비가 사용될 수 있다.
본 발명에 따른 시스템은 엔코딩 처리시의 잡음에 의존한 극대치 코딩 특성으로 인해 높은 음향 잡음 주변 환경내에서 양호하게 수행한다. 더우기, 이 시스템은 간단한 1비트비가중 2진 코드를 출력시키는 델타 변조기 출력단을 사용하는 결과로 채널 잡음에 대해 높은 면역성을 갖는다.
부수적으로, 제2도에 도시한 시스템을 구성하는데 필요한 회로는 비교적 값이 싸고 비교적 적은 구성부품을 사용한다. 이 회로의 실시예는 제3도에 도시되어 있다. 제3도에 도시한 바와 같이, 아날로그 입력신호 f(t)는 상세하게 도시하지 않은 대역통과 필터 또는 저역통과 필터(3)로 들어간다. 필터된 아날로그 입력 신호는 LM 387형 연산 증폭기로 구성될 수 있는, 약 10dB의 이득을 가진 혼합기/전치 증폭기 단(20)에 결합된다. 불규칙한 잡음 신호는 트랜지스터(26)의 베이스-에미터 접합부 잡음에 의해 불규칙한 잡음 발생기(25)에서 발생되어, 필터된 아날로그 신호와 혼합하기 위해 연산 증폭기(14)의 반전 입력에 결합된다. RMS 잡음 전압은 약 10mV이다. 연산 증폭기(14)는 전압 이득 기능을 실시한다. 연산 증폭기(14)의 출력은 LM 387형으로 될 수 있는 제2연산 증폭기(16)에 결합된다. 이 단은 증폭되어 필터된 아날로그 입력 신호와 잡음 신호를 미분한다. 연산 증폭기(16)의 출력은 LM 319형 연산 증폭기 비교기로 될 수 있는 클리핑 단(30)에 결합된다. 전위차계(34)는 무한 클리핑단의 임계 레벨을 조정하도록 제공된다. 무한 클리퍼(30)의 출력은 예를들어 LM 741형 연산 증폭기(52)로 구성될 수 있는 적분단(50)에 결합된다. 적분단의 출력은 무한 클리핑 회로(130)과 혼합기(140), D형 플립-플롭으로 구성될 수 있는 동기 회로(120) 및 궤환 적분회로(110)으로서 동작하는, LM 319형 연산 증폭기 비교기로 구성될 수 있는 델타 변조기의 입력에 결합된다. 전위차게(112)는 델타 변조기의 아이들 채널 잡음의 레벨을 조정하기 위해 제공된다. 델타 변조기의 플립-플롭단(120)의 한 출력은 수신기(200)에 송신하기 위해 저용량성 채널(150)에 결합된다.
수신기(200)은 2개의 지연단(235와 240)으로 구성되는 필터(230)을 포함하는 디코더로 구성된다. 제1지연단(235)의 출력은 제2지연단(240) 및 혼합 회로망(250)에 결합된다. 이 지연단들은 클럭 신호(fc)의 1개의 클럭 기간과 동일한 지연을 각각 제공한다. 지연단 (240)으로부터의 2회 지연 신호도 혼합 회로망(250)에 결합된다. 회로망(250)의 출력은 주위에 조립된 적분단(210), 예를들어 LM 741형 연산 증폭기(211)의 반전 입력에 결합된다. 지연단(235 및 240)은 예를들어 도시한 바와 같이 D형 플립-플롭으로 구성될 수 있다. 플립-플롭(235)는 제1지연량을 디지탈 입력 신호에 제공하고, 플립-플롭(240)은 제2연량을 추가시킨다. 1회지연 및 2회 지연 신호들은 각각의 혼합 저항기(R213 및 R214)를 통해 적분기(210)에 결합된다.
필터(230)의 동작에 대해서 제4도를 참조하여 기술하겠다. 제4도에는 제3도에서 확인된 파형 [(a) 내지 (e)]가 도시되어 있다. 제4(a)도에는 입력 디지탈 신호가 도시되어 있다 제4(b)도에는 1개의 클럭 기간만큼 지연된, 즉 플립-플롭(235)의 출력에서의 신호가 도시되어 있다. 제4(c)도에서는 2개의 클럭 기간만큼 지연되는 플립-플롭(240)의 출력이 도시되어 있다. 혼합단(250)의 합성 출력은 제4(d)도에 도시되어 있는데, 이것은 3레벨 신호이다. 입력 디지탈 신호의 전이들 사이의 간격이 1개의 클럭 기간 이하이면, 제로 레벨은 1개의 클럭 기간에 걸쳐 유지된다. 1개의 클럭 기간 보다 긴 전이들 사이의 간격은 1개의 클럭 기간만큼 짧아지게 되는데, 이 동안에 신호는 다시 제로 레벨로 유지된다.
제4(d)도의 신호를 적분기(210)으로 적분하면 제4(e)도의 신호가 제공된다. fc/2의 주파수 성분은 제거된다. 존재한 모든 다른 주파수 성분들은 유지되고 적분기에 의해 영향을 받는다. 부수적으로, 필터는 기울기가 단지 1개의 클럭 기간의 제로부를 따라 반전되기 때문에 파형을 완만하게 한다.
그러므로, 필터(230)은 델타 변조기의 아이들 채널 잡음을 제거하기 위한 필터의 양호한 형태의 필터를 제공한다. 예를들어, 델타 변조기의 클럭 주파수가 9.6K 비트/sec이면, 1/2클럭비(4.8K 비트/sec)의 아이들링 잡음이 발생된다. 따라서, 1/2클럭 주파수(4.8K 비트/sec)에서의 고감쇠율을 갖고 있는 필터는 가청 주파수 범위내에서 발생되는 이 아이들링 잡음을 제거하게 된다. 고감쇠율은 기술한 필터로 1/2 클럭비의 주파수에서 달성된다. 클럭비가 9.6K 비트/sec이면, 고감쇠율이 아이들 채널 잡음의 주파수인 4.8K 비트/sec에서 얻어지게 되므로, 잡음이 제거된다.
따라서, 지금가지 공지된 시스템보다 상당히 낮은 송신 비트비를 제공하고 더 높은 송신 비트비를 요구하는 다른 숫자화 시스템에 비해 더 나은 신호 특성을 수신기에 제공하는, 아날로그 신호, 예를들어 음성 또는 음악 신호용 숫자화 장치가 기술되었다. 이것은 초기 아날로그 신호 및 이 신호에 중첩된 잡음 내에서 극대치가 발생하는 시간 이외의 시간에 아날로그 신호 내의 모든 정보를 제거하는 극대치 코딩 예비처리 단, 및 극대치 코드화 신호내의 전이의 수를 감소시키지만 숫자화 후에 신호가 저비트비로 송신될 수 있으므로 수신단부에서 고특성 아날로그 신호를 재생하도록 극대치 코드화 신호내에 충분한 정보를 유지시키는 적분기를 포함하는 인터페이스단을 사용함으로써 달성된다. 숫자화단은 예를들어 상술한 바와 같이 비가중된 2진 코드를 송신 채널에 결합시키는 표준 델타 변조기로 될 수 있다.
제3도의 시스템에 대한 구성 부품값은 표1에 나타낸 바와 같다. 또는 저항의 단위는 Ω 이다.
[표 1]
Figure kpo00001
Figure kpo00002
Figure kpo00003
제5도에는 PCM신호들이 송신 채널을 통해 송신되는, 본 발명의 선택적인 실시예에 대한 계통도가 도시되어 있다.
도시한 바와 같이, 이 시스템은 제2도 및 제3도를 참조하여 기술한 대응 대역통과 또는 저역통과 필터와 유사한 대역통과 또는 저역 통과 필터(5), 제2도 및 제3도를 참조하여 기술한 극대치 코더와 유사한 극대치 코더(10), 대역통과 또는 지역 통과 필터 인터페이스 단 (50') 및 PCM숫자화 장치(100')로 구성된다. 양호하게도, 필터(50')는 300Hz와 2KHz 사이의 대역통과 주파수를 갖거나, 저역 통과 필터가 사용될 경우에 2KHz의 컷-오프 주파수를 갖는다. PCM숫자화 장치는 대역 통과 또는 저역 통과 필터된 극대치 코드화 입력신호를 샘플하여, 이 입력 신호를 PCM디코더(200') 및 제2도 및 제3도를 참조하여 기술한 대응 대역 통과 또는 저역 통과 필터(220)과 유사한 대역 통과 또는 저역 통과 필터(220')로 구성되는 수신기에 송신 체널(150)을 통해 송신되는 2진 가중 디지탈 출력신호로 변환시킨다.
대역통과 또는 저역 통과필터(50')는 극대치 코드화 신호 내의 전이들 사이의 짧은 간격으로 표시되는 저세기 신호들을 상승시키고, 극대치 코드화 신호 내의 전이들 사이의 긴 간격으로 표시되는 고 세기 신호틀을 감쇄시킨다.
PCM엔코더의 비트비에 영향을 미치는 주요 요인들 중 한가지 요인은 사용되는 샘플링 주파수이다. 나이퀴스트 관계에 따라, 이 주파수는 엔코드될 파형의 최고 주파수 성분 보다 최소한 2배 더 높게 되도록 선택된다.
PCM엔코딩 전에 아날로그 신호를 극대치 코딩하면 아날로그 신호의 디지탈 변환 신호를 전송하는데 필요한 비트비를 상당히 감소시킬 수 있다. 극대치 PCM엔코딩 처리는 2가지 효과를 기대한다.
첫째, 극대치 코딩 원리에 따르면, 진폭 값은 인간 지각 처리시에 별로 중요하지 않다. 이 이유로 인해, 샘플마다의 비트의 수는 계수(a)(통상적으로, 계수 2가 얻어질 수 있다)에 의해 감소될 수 있다. 그러나, 신호들이 검출되어야 하는 전체 범위는 음성 변화의 소정의 가능성을 실행하기 위해 유지될 수 있다. 에너지 레벨을 간단히 측정함으로써 무성 통로부터 음성을 검출할 수 있는 능력의 잠재적인 필요성은 처리시에 향상될 수 있는 1가지 효과이다.
저 대역폭 신호들이 극대치 코드되어 저 비트비로 매체에 동기화되면, 통상적으로 신호들내의 무성 기간은 양호하게 유지될 수 없는데, 그 이유는 저 주파수 클럭 신호들이 인간 지각 시스템에서 현저하게 나타나는, 예를들어 가청 범위로 되는 배경 잡음의 저 주파수 성분을 동기화 시키기 때문이다.
그러나, (상술한 미합중국 특허 출원 제372,538호 내의 레벨 대신에)다수의 양자화 레벨을 유지함으로써, 신호 레벨의 자연 실재 동적 범위는 유지될 수 있다. 그러나, 극대치 코딩 예비 처리를 제공함으로써, 양자 레벨의 수 및 샘플마다의 비트의 수가 감소될 수 있다.
둘째로, PCM코더의 샘플링 주파수는 입력신호의 최고 주파수 성분에 의해 결정된다. 이 값은 신호를 취하고 예를들어 휠터링에 의해 가능한 만큼 대역폭을 감소시킴과 동시에 적합한 신호 특성 또는 명료성을 유지함으로써 결정된다.
전화 전화 시스템 내의 음성 신호들의 경우에, 이 값은 약 3400Hz가 되도록 설정되었으므로, 약 8KHz의 샘플링비를 제공한다.
극대치 코딩을 사용함으로써, 필요한 대역폭을 감소시키기 위한 실제 대역폭 확장의 효과를 기대할 수 있다. 이 효과는 다음과 같이 설명될 수 있다.
인간 가청 시스템은 20Hz와 20KHz 사이에서 변하는 주파수로부터 신호를 얻고, 500과 500Hz 사이의 주파수에 가장 민감하다. 극대치 코딩을 설명하기 위해 도입된 가청 모델은 진폭 및 주파수 정보가 직접 얻어지지 않지만 음파형의 소정의 타이밍 특징, 즉 극대치만이 중요하다는 것을 제안한다.
인간 가청 시스템은 단지 유한 수용 능력 크기를 갖는다. 인간 가청 시스템에 의해 효율적으로 취해질 수 있는 것을 초과하는 다수의 타이밍 특징들을 포함하는 신호들은 전체적으로 엔코드되지 않는다. 500Hz 이상의 주파수의 파형 또는 복합 음성 파형은 유용한 극대치의 불규칙형 샘플만을 취함으로써 분석된다.
300-3400Hz 범위로 대역 필터되는 (또는 3KHz로 저역통과 필터되는)음성 신호는 이 스펙트럼 내의 초기 파형의 대부분의 특징을 여전히 포함하게 된다. 이 신호를 2KHz로 다시 제한할때, 관련 음성 정보의 많은 부분은 제거되고 고도의 음성 명료성이 손실된다.
300-3400Hz로부터 대역 필터된 음성 신호가 극대치 코드되면, 원칙적으로 검출될 수 있는 파형의 모든 타이밍 특징들이 다시 극대치 코드화 신호내에 존재한다.
극대치 코드화 신호를 대역 제한함으로써, 다수의 타이밍 특징들이 손실된다. 극대치 코드화 신호가 2KHz로 대역통과 또는 저역통과 필터되면, 2K-3400Hz 범위내의 모든 특징 및 신호들이 제거되는 것은 아니다. 실제 대역폭 확장으로 인해 몇가지 특징들이 여전히 존재하게 되고, 또한 300-2000Hz 범위내의 정보는 저 주파수 신호들이 실재 대역폭 확장 처리에 의해 대역 통과를 발생시킨 고 주파수 신호들에 의해 마스크되는 마스킹 처리에 의해 상당히 제거된다. 이것에 대해서는 상술한 미합중국 특허 출원 제3,72,538호내에 기술되어 있다.
전체적인 결과는 2KHz 대역 제한 비-극대치 코드화 음성 신호보다 명료성 및 특성이 더욱 양호한 신호이다. 일련의 특징들을 제한하는 이 처리는 효율적으로 관련 정보를 손실하지 않고서 여러 형태의 음성 압축을 일정하게 실행하는 인간 가청 시스템에 의해 사용된 처리와 유사하다.
그다음, 저 대역폭 신호는 숫자화될 수 있다. 실제 대역폭 확장 처리는 특정한 상황하에서 3만큼 높은 압축 계수(b)를 허용하는데, 이 경우에, 샘플링비 및 신호의 송신비는 3으로 나누어질 수 있다. 샘플링 주파수(fc, 비트/sec)는 다음식으로 주어진다.
Figure kpo00004
여기서, fmax는 아날로그 신호의 최대 주파수 성분이고, n은 비트/샘플의 수이며, a는 극대치 코딩에 의한 진폭 정보의 제거로 인한 압축 계수이고, b는 극대치 코딩으로 인한 실재 대역폭 확장 압축 계수이다.
실험적으로, PCM숫자화 출력단을 사용하는 제5도를 참조하여 기술한 아날로그 파형 숫자형 장치는 8KHz 샘플링 비를 사용하여 상당한 감쇄없이 음성 신호들을 처리할 수 있고, 3비트 코드를 사용하면, 24K비트/sec에서 송신 채널(150)상에 디지탈 출력 흐름을 제공한다는 것을 발견하였다.
또한, 양호한 신호 특성은 3 또는 4비트 코드를 사용하는 4KHz 샘플링 비에 대응하여, 12K 비트/sec 내지 16K 비트/sec 만큼 낮은 비트 비로 얻어질 수 있다.
또한, PCM숫자화 장치(100)의 출력은 송신 채널(150)상에 송신되기 전에 적합한 예상 코딩(APC) 또는 선형 예상 코딩(LPC)단에 결합될 수 있다. PCM숫자화 장치의 출력에서 PCM극대치 엔코드화 신호에 의해 제공된 저 비트비로 인해, APC 또는 LPC를 사용하는 신호 처리는 간략화되고 고 세기 잡음 레벨에 대한 면역성은 개략된다. 또한, 기술한 시스템은 숫자화된 극대치 엔크드화 신호에 의한 입력 아날로그 파형의 간략화로 인해 음성인지 시스템에 응용될 수 있다. 부수적으로, 이미 기술한 바와 같이, 본 발명은 비디오 정보 시스템 및 최대 엔트로피(entropy) 코딩 및 변환 코딩을 사용하는 시스템 내에 응용될 수 있다.
극대치 코딩 예비처리 및 4KHz 샘플링비를 갖고 있는 엔코더에 대한 회로 실시예는 제6도, 제7도 및 제8도에 도시되어 있다.
제6도에는 극대치 코딩 예비처리 회로가 도시되어 있다. 이 회로는 제3도의 M실시예에 대한 예비 처리회로와 유사하고, 가우스 확률 밀도 분포의 광 대역 잡음 신호를 제공하고, 10mV 정도의 RMS 잡음 전압을 갖고있는 잡음 소오스(25)로 구성된다.
제3도는 도시한 바와 같이, 잡음신호는 저항기 회로망 R3-R4에 의해 입력신호와 혼합되고, 연산증폭기(14)에 의해 증폭된다. 증폭기(14)의 이득은 10dB 정도이다. 저 이득 계수를 사용함으로써, 회로의 대역폭은 1MHz를 초과하게 된다. 이것은 광대역폭의 잡음신호가 다음 단에 공급되기 때문에 필요하다. 캐패시터 C2는 저 주파수 간섭을 억제하기 위해 추가된다. 증폭기(14)의 출력은 연산 증폭기(16), 캐패시터 C5및 저항기 R7, R8및 R9로 구성되는 능동 미분회로(12)에 의해 미분된다.
미분기의 출력은 LM319형으로 될 수 있는 비교기(32)로 구성되는 무한 클립핑 회로(30)에 공급된다. 다중 권선(multi-turn) 전위차계 R12에 의해, 비교기가 트리거될 제로 레벨은 정확하게 조정될 수 있다. 클립퍼의 출력에서의 2진 신호는 대역통과 또는 저역 통과 필터(50')에 공급된다.
제6도에는, 연산 증폭기(54,55 및 56)으로 구성되는 3단 저역 통과 필터가 제공된다. 이 필터는 4KHz 샘플링 주파수를 허용하기 위해서 1500Hz에서 -9dB 지점을 제공한다. 2KHz에서, 감쇠는 20dB 이상으로 된다. 필터의 출력은PCM엔코더에 공급된다.
제7도에는 PCM엔코더의 한 실시예가 도시되어 있다. 17개의 저항기 R'1-R'17로 구성되는 사다리(ladder)형 회로망은 16개의 비교기 회로 A1-A16에 공급되는 16V 지점을 제공한다. 이 DC레벨들의 값은 확장된 입력 특성을 제공하도록 계산된다. 비교적 낮은 레벨의 경우에는, 다수의 기준 레벨들이 유용하다. 고 레벨에서는 유용한 기준 레벨이 거의 없다.
제6도의 저역통과 필터(50`)로부터의 신호는 제7도의 지점(60)에 공급된다. 이것은 0과 12V 사이의 모든 입력 레벨들의 경우에 1개의 비교기가 반응하여 "1"출력을 제공해야 하는 방식으로 실행된다.
16라인×4라인 멀티플렉서(62)는 "1"을 4비트 2진 워드내로 제공하는 특수 비교기의 특수 비교기의 출력을 엔코드시킨다.
상이한 비교기가 트리거되도록 입력 레벨이 변경되면, 이 4비트워드로 변화된다. 4비트 워드는 74175형으로 될 수 있는 4개의 D형 플립플롭(66)에 의해 4KHz의 클럭신호(64)로 동기화된다. 이 플립-플롭의 출력들은 샘플링 비로 발생되어야 하는 클럭 펄스의 시간에만 변경되는 4비트 워드를 공급하게 된다.
4비트 워드의 디지탈 순차는 송신 또는 격납되지만, 예를들어 음성 인지 시스템을 사용함으로써 처리될 수 있다. 격납 또는 송신되는 경우에, 디지탈 신호는 아날로그 파형으로 디코드되어야 한다. 제8도에는 저역 통과 필터가 뒤에 있고, 기술한 PCM엔코더와 함께 사용될 수 있는 PCM디코더의 한 실시에가 도시되어 있다.
4워드 디지탈 신호는 예를들어 74154형으로 될 수 있는 디멀티플렉싱 회로(70)에 의해 수신기에서 16라인 출력으로 디코드된다. 각각의 16개의 출력들은, 부(-)일 때, CD4066형으로 될 수 있는 16개의 아날로그 스위치 S1-S16들 중 1개의 스위치를 트리거 시켜야 한다. 스위치가 폐쇄되면, 합산 회로망 R21-R36사이에 접속이 형성되고 16개의 분할기 회로망 RA1-RB1내지 RA16-RB16에 의해 특정 전압이 제공된다. 분할기는 16개의 출력들 중 1개의 특정 출력을 제공하도록 엔코드될 수 있는 평균 전압 레벨에 대응하는 값들을 제공 하도록 계산된다.
트리거되지 않는 아날로그 스위치는 매우 높은 임피던스를 제공한다. 이 방식으로, 16개의 가능한 출력전압들 중 1개의 전압이 합상 회로망에 공급된다.
연산 중폭기(222,224 및 226)으로 구성되는 저역 통과 필터(220')는 제6도에 도시한 필터(50')와 유사한 응답을 제공하지만, 약간 더 넓은 대역폭이 사용될 수도 있다.
증폭기(222)의 출력은 PCM엔코더의 입력에 공급된 신호와 유사한 아날로그 신호이다. 신호 대 양자화 잡음 비는 통상적으로 전화기 음성용으로 사용된 더욱 정확한 256레벨 PCM 경우보다 상당히 낮게 된다. 그러나, 이 차이는 실제로 인간 가청 시스템에서 무시할 수 있다.
극대치 코딩의 대역폭 확장 및 샘플링 주파수를 4KHz 로 저하시키는 것의 효과는 고 특성의 변환기들이 사용되는 경우에 약간의 실재 감쇠를 제공한다. 그러나, 통상적인 전화 장치가 사용되면, 이 감쇠는 별로 중요하지 않게 된다.
제6도, 제7도 및 제8도에 회로에 대한 구성부품 값들은 표 2에 표시되어 있다. 모든 저항 단위는 Ω이다.
[표 2]
Figure kpo00005
Figure kpo00006
Figure kpo00007
상술한 설명에서는, 본 발명을 특수한 예시적인 실시예를 참조하여 기술하였다. 그러나, 첨부한 특허청구의 범위에 기술한 바와 같이 본 발명의 원리 및 범위를 벗어나지 않고서 본 발명을 여러가지로 변형 및 변경시킬 수 있다. 따라서, 명세서 및 도면을 제한적이 아니라 예시적인 것에 불과하다.

Claims (27)

  1. 아날로그 파형 상에 중첩된 광대역의 상당히 불규칙한 잡음의 최대 및 최소 값들이 발생하는 시간을 포함하는 아날로그 파형의 최대 및 최소 값들이 발생하는 시간에만, 이 발생 시간을 나타내는 2개의 레벨들 사이의 일련의 전이들을 갖고 있는 엔코드화 신호로서 엔코딩하기 위한 제1수단, 상기 엔코드화 신호의 대역폭이 감소되는 제2신호들을 제공하기 위해 입력으로써 상기 엔코드화 신호를 갖고 있고 상기 제1수단에 결합된 제2수단, 상기 제2신호를 디지탈 신호로 변환시키고 상기 디지탈 신호를 송신채널을 통해 수신기에 송신하기 위한 제3수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 파형 숫자화 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1수단이 상기 최대 및 최소 값들의 발생 시간을 시간 축 제로 크로싱으로 변화시키기 위한 미분수단, 및 시간 축 제로 크로싱을 2진 신호의 상기 전이로 엔코딩 시키기 위한 클립핑 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제3수단이 델타 변조기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 제2수단이 상기 엔코드화 신호를 거의 일정한 절대 기울기를 갖고 있는 적분 신호로 변환시키기 위한 적분수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 수신기가 상기 디지탈 신호를 재생된 아날로그 신호로 변환시키기 위한 디지탈-아날로그 변환기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제3항에 있어서, 상기 수신기가 델타 변조기 디코더 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 델타 변조기 디코더 수단이 적분기 수단에 결합된 필터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 필터 수단이 상기 클럭 주파수 신호의 주기와 동일한 시간 동안 상기 디지탈 신호를 지연시키기 위해 상기 클럭 주파수 신호를 수신하는 제1수단, 상기 클럭 주파수 신호의 주기와 동일한 제2시간 동안 상기 디지탈 신호를 지연시키기 위해 클럭 주파수 신호를 수신하는 제2수단, 및 지연된 신호들을 결합시키기 위한 수단을 포함하는데, 1/2클럭 주파수의 상기 디지탈 신호의 주파수 성분이 거의 제거되는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제5항에 있어서, 상기 아날로그 신호의 대역폭을 제한하기 위한 필터 수단을 포함하고, 상기 수신기가 상기 재생된 아날로그 신호의 대역폭을 제한하기 위한 필터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제1항에 있어서, 불충분한 자연 발생 잡음이 상기 아날로그 신호내에 존재할때 상당히 불규칙한 광대역 잡음을 상기 제1수단내로 유입시키기 위한 잡음 발생기 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  11. 제1항에 있어서, 상기 제3수단이 상기 송신 채널을 통해 송신하기 위해 상기 제2신호를 가중된 디지탈 신호로 변환시키기 위한 펄스 코드 변조 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제2수단이 상기 엔코드화 신호의 대역폭을 제한하기 위한 필터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 수신기가 상기 가중된 디지탈 신호를 재생된 아날로그 신호로 변환시키기 위한 펄스 코드 변조 디코더 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 아날로그 파형 상에 중첩된 광대역의 상당히 불규칙한 잡음의 최대 및 최소 값이 발생하는 시간을 포함하는 아날로그 파형의 최대 및 최소값이 발생하는 시간에만, 상기 발생 시간을 나타내는 2개의 레벨들 사이의 일련의 전이들을 갖고 잇는 엔코드화 신호로서 엔코딩하는 단계, 상기 엔코드화 신호의 대역폭이 감소되는 제2신호를 상기 엔코드화 신호로부터 제공하는 단계, 및 상기 제2신호를 디지탈 신호로 변환시키고 상기 디지탈 신호를 송신 채널을 통해 수신기로 송신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 아날로그 파형 숫자화 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 엔코딩 단계가 상기 최대 및 최소 값들의 발생 시간을 시간 축 제로 크로싱으로 변환시키도록 상기 아날로그 신호 및 잡음을 미분하는 단계, 및 시간 축 제로 크로싱을 2진 신호의 상기전이로 엔코드시키도록 미분신호를 클립핑 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제14항에 있어서, 상기 변환 단계가 델타 변조기 수단으로 상기 제2신호를 변조시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 신호 제공 단계가 상기 엔코드화 신호를 거의 일정한 절대 기울기를 갖고 있는 적분 신호로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제14항에 있어서, 상기 수신기에서의 상기 디지탈 신호를 재생된 아날로그 신호로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 수신기에서의 변환 단계가 델타 변조기 디코더 수단으로 상기 디지탈 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제19항에 있어서, 상기 수신기에서의 변환 단계가 상기 디지탈 신호를 필터링하는 단계, 및 상기 디지탈 신호를 적분하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 필터링 단계가 상기 디지탈 신호에 관련된 1/2클럭 비의 디지탈 신호의 주파수 성분을 제거하기 위한 수단을 통해 상기 디지탈 신호를 통과시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제18항에 있어서, 상기 엔코딩 단계 전에 상기 아날로그 신호의 대역폭을 제한하는 단계, 및 상기 수신기에서 상기 재생된 아날로그 신호의 대역폭을 제한하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제14항에 있어서, 불충분한 자연 발생 잡음이 상기 아날로그 신호내에 존재할 때 엔코딩 단계중에 상당히 불규칙한 광대역 잡음을 유입시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제14항에 있어서, 상기 변환 단계가 상기 송신 채널을 통해 송신하기 위해 상기 제2신호를 가중된 디지탈 신호로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제24항에 있어서, 상기 신호 제공수단이 상기 엔코드화 신호의 대역폭을 제한하도록 필터수단을 통해 상기 엔코드화 신호를 통과시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 가중된 디지탈 신호를 상기 수신기에서 재생된 아날로그 신호로 변환시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제24항에 있어서, 상기 가중된 디지탈 신호가 펄스 코드 변조신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
KR1019850009572A 1984-12-19 1985-12-19 극대치 코딩 숫자화 신호 처리 방법 및 장치. KR930007045B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US683640 1984-12-19
US06/683,640 US4700360A (en) 1984-12-19 1984-12-19 Extrema coding digitizing signal processing method and apparatus

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR860005497A KR860005497A (ko) 1986-07-23
KR930007045B1 true KR930007045B1 (ko) 1993-07-26

Family

ID=24744883

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019850009572A KR930007045B1 (ko) 1984-12-19 1985-12-19 극대치 코딩 숫자화 신호 처리 방법 및 장치.

Country Status (8)

Country Link
US (1) US4700360A (ko)
EP (1) EP0186151A3 (ko)
JP (1) JPS61199333A (ko)
KR (1) KR930007045B1 (ko)
CN (1) CN1011018B (ko)
AU (1) AU578574B2 (ko)
BR (1) BR8506399A (ko)
IN (1) IN164508B (ko)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4630030A (en) * 1984-06-28 1986-12-16 Wang Laboratories, Inc. Compression of data for storage
US4969193A (en) * 1985-08-29 1990-11-06 Scott Instruments Corporation Method and apparatus for generating a signal transformation and the use thereof in signal processing
US4870685A (en) * 1986-10-26 1989-09-26 Ricoh Company, Ltd. Voice signal coding method
US4819199A (en) * 1987-04-24 1989-04-04 Extrema Systems International Corporation Extrema coder employing noisy limiting amplifier stages
US4860356A (en) * 1988-02-22 1989-08-22 Extrema Systems International Corp. Adaptive extrema coding signal processing system
DE3842831A1 (de) * 1988-12-20 1990-06-21 Bosch Gmbh Robert Verfahren und vorrichtung zur reduzierung der nutzbandbreite eines bandbegrenzten signals durch kodieren desselben und verfahren und vorrichtung zum dekodieren des kodierten bandbegrenzten signals
GB2234078B (en) * 1989-05-18 1993-06-30 Medical Res Council Analysis of waveforms
US5025471A (en) * 1989-08-04 1991-06-18 Scott Instruments Corporation Method and apparatus for extracting information-bearing portions of a signal for recognizing varying instances of similar patterns
DE3935308C1 (en) * 1989-10-24 1991-01-10 Gebhard Prof. Dr. 7743 Furtwangen De Radi Speech recognition method by digitising microphone signal - using delta modulator to produce continuous of equal value bits for data reduction
US5056054A (en) * 1990-05-02 1991-10-08 National Semiconductor Corporation Digital phase locked loop utilizing a multi-bit phase error input for control of a stepped clock generator
US5136375A (en) * 1990-07-17 1992-08-04 Zenith Electronics Corporation Spectrum compatible-HDTV data transmission system
US5337042A (en) * 1992-09-28 1994-08-09 Chrysler Corporation Vehicle communications network transceiver, transmitter circuit therefor
FI107855B (fi) * 1993-09-10 2001-10-15 Nokia Mobile Phones Ltd Vt-signaalin demodulointi sigma-delta-muuntimella
US5819215A (en) * 1995-10-13 1998-10-06 Dobson; Kurt Method and apparatus for wavelet based data compression having adaptive bit rate control for compression of digital audio or other sensory data
US5877907A (en) * 1995-11-22 1999-03-02 Fujitsu Limited Apparatus and method for demodulating data signals read from a recording medium
US7039125B2 (en) * 2001-03-12 2006-05-02 Analog Devices, Inc. Equalized SNR power back-off
US7177364B2 (en) * 2002-01-10 2007-02-13 The Boeing Company System, decoder and method for transmitting, receiving and decoding high-speed digital data signals with reduced electromagnetic emissions
US20030220801A1 (en) * 2002-05-22 2003-11-27 Spurrier Thomas E. Audio compression method and apparatus
US8249861B2 (en) * 2005-04-20 2012-08-21 Qnx Software Systems Limited High frequency compression integration
US8086451B2 (en) * 2005-04-20 2011-12-27 Qnx Software Systems Co. System for improving speech intelligibility through high frequency compression
US7813931B2 (en) * 2005-04-20 2010-10-12 QNX Software Systems, Co. System for improving speech quality and intelligibility with bandwidth compression/expansion
US8311840B2 (en) * 2005-06-28 2012-11-13 Qnx Software Systems Limited Frequency extension of harmonic signals
US7546237B2 (en) * 2005-12-23 2009-06-09 Qnx Software Systems (Wavemakers), Inc. Bandwidth extension of narrowband speech
US7912729B2 (en) * 2007-02-23 2011-03-22 Qnx Software Systems Co. High-frequency bandwidth extension in the time domain
CN103986404B (zh) * 2014-06-04 2016-03-30 哈尔滨工业大学 用于信号重构的方法和装置
CN107147605A (zh) * 2017-04-28 2017-09-08 深圳芯珑电子技术有限公司 一种宽窄带结合的ofdm通讯方法及系统

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2669608A (en) * 1950-10-27 1954-02-16 Bell Telephone Labor Inc Noise reduction in quantized pulse transmission systems with large quanta
US3136949A (en) * 1960-10-20 1964-06-09 Motorola Inc Speech modulation system utilizing two spaced frequencies
US3294918A (en) * 1962-05-18 1966-12-27 Polaroid Corp Electronic conversions of speech
US3327063A (en) * 1966-01-14 1967-06-20 Ibm Transmission of information in powercoded bipolar waveforms
US3273141A (en) * 1963-03-19 1966-09-13 Ball Brothers Res Corp High speed analog-to-digital converter
US3505601A (en) * 1966-10-04 1970-04-07 Gen Dynamics Corp Sampled clipped speech tdm transmission system
US3528011A (en) * 1967-12-22 1970-09-08 Gen Electric Limited energy speech transmission and receiving system
US3855555A (en) * 1970-09-04 1974-12-17 Industrial Research Prod Inc Delta modulator having low-level random noise characteristic
FR2250239B1 (ko) * 1973-10-23 1976-07-02 Ibm France
NL7410763A (nl) * 1974-08-12 1976-02-16 Philips Nv Digitaal transmissiestelsel voor het met een lage pulsfrequentie(bit-rate)overdragen van gespreks- signalen en een zender voor toepassing in zulk een stelsel.
US4545065A (en) * 1982-04-28 1985-10-01 Xsi General Partnership Extrema coding signal processing method and apparatus
EP0093190B1 (en) * 1982-05-05 1988-03-30 Arie Visser Extrema coding signal processing method and apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
JPS61199333A (ja) 1986-09-03
BR8506399A (pt) 1986-09-02
EP0186151A3 (en) 1988-07-27
AU578574B2 (en) 1988-10-27
KR860005497A (ko) 1986-07-23
CN85109755A (zh) 1987-04-08
US4700360A (en) 1987-10-13
EP0186151A2 (en) 1986-07-02
CN1011018B (zh) 1990-12-26
IN164508B (ko) 1989-04-01
AU5132485A (en) 1986-06-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR930007045B1 (ko) 극대치 코딩 숫자화 신호 처리 방법 및 장치.
Atal Predictive coding of speech at low bit rates
US4507791A (en) Analog and digital signal apparatus
US4187466A (en) Signal injection technique
Campanella et al. A comparison of orthogonal transformations for digital speech processing
KR880013155A (ko) 코더와 디코더를 포함하는 디지탈 시스템
CN1090409C (zh) 采用不同编码原理的传送系统
JPS59149438A (ja) デイジタル化音声信号の圧縮及び伸長方法
EP1080579A2 (en) Scalable audio coder and decoder
KR100308427B1 (ko) 이산 신호를 부호화하고 부호화된 이산 신호를 복호화하기 위한방법 및 장치
US4319082A (en) Adaptive prediction differential-PCM transmission method and circuit using filtering by sub-bands and spectral analysis
EP0772185A2 (en) Speech decoding method and apparatus
Krasner Digital encoding of speech and audio signals based on the perceptual requirements of the auditory system
EP0398973B1 (en) Method and apparatus for electrical signal coding
Range Commanders Council Telemetry Standards. Chapter 5: Digitized Audio Telemetry Standard
Bonnet et al. Mistracking in successive PCM/ADPCM transcoders
WO2000007178A1 (en) Method and apparatus for noise elimination through transformation of the output of the speech decoder
FI76654B (fi) Foerfarande och anordning foer kodning av signaltoppar.
KR970060943A (ko) 오디오 신호에 대한 인코딩 시스템 및 디코딩 시스템
Soliman Speech Coding in the Sequency Domain.
GB2186160A (en) Method and apparatus for processing speech signals
Kravchuk Speech signal representation through digital signal processing techniques
Saleh et al. A comparative study of different compression laws of speech encoding and regeneration technique
Buchanan et al. Speech and Audio Signals
Keiser et al. Waveform Coding

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
G160 Decision to publish patent application
E701 Decision to grant or registration of patent right
NORF Unpaid initial registration fee