NO176740B - Fremgangsmåte og anordning for prosessering av et analogt signal - Google Patents

Description

Ifølge et første aspekt omhandler foreliggende oppfinnelse en anordning for prosessering av et analogt inngangssignal med stor variasjon i amplitude, slik som tale, hvilket signal har et første forhold mellom maksimum og minimum av amplituden over dennes variasjoner, hvilken anordning omfatter organer for reduksjon av nevnte første forhold til et andre forhold som er kvadratroten av nevnte første forhold, og for avlevering av et analogt utgangssignal som har nevnte andre forhold.

Ifølge det samme første aspekt omhandler oppfinnelsen videre en fremgangsmåte for prosessering av et analogt inngangssignal med stor variasjon i amplitude, slik som tale, og som har et første forhold mellom maksimum og minimum av amplituden over dennes variasjoner, hvilken fremgangsmåte omfatter reduksjon av nevnte første forhold til et andre forhold som er kvadratroten av nevnte første forhold, og avlevering av et analogt utgangssignal som har nevnte andre forhold.

Nevnte prosessering har spesielt som siktemål å redusere forholdet mellom maksimum og minimum av amplituden over dennes variasjoner, slik at ved utgangen av prosesseringen er denne verdien kvadratroten av forholdet som eksisterer før prosesseringen, for å forbedre overføringen av nevnte signal gjennom en kanal av begrenset dynamisk område under nærvær av additiv støy.

Ifølge et andre aspekt omhandler oppfinnelsen også en anordning og en fremgangsmåte for prosessering av et inngangssignal med et komprimert amplitudeområde for å produsere et utgangssignal med et amplitudeområde som er kvadratet av det komprimerte området. I særdeleshet kan nevnte inngangssignal være et signal som fremkommer som utgangssignalet i samsvar med det første aspektet.

Kvaliteten av stemmeoverføring' over et kommunikasjonsnett-verk som lider under overføringsstøy, slik som eksemplifi-sert ved et radiosamband, kan beskrives og måles gjennom størrelsen "signal-over-støy forhold" (SSF). På grunn av at et virkelig stemmesignal ikke er av konstant amplitude, men varierer mer eller mindre tilfeldig over et bredt dynamisk område, vil ikke dette signalet være et passende testsignal for utførelse av SSF målinger. For slike målinger benyttes det istedet toner med konstant styrke, hvilke toner er av forskjellige frekvenser innen det hørbare området, og målingene kalles TTSF (testtone over støy forhold).

Den subjektive oppfattelsen av talekvalitet kan imidlertid bedre beskrives gjennom forholdet høyeste talestyrke over støy under stille perioder, hvilket er en måling som ikke beskrives av TTSF. Et bedre mål på subjektiv kvalitet ville være forholdet påslått testtonestyrke over gjenværende støy når testtonen er slått av. For å optimalisere dette mer subjektivt viktige kvalitetsaspektet, blir det ofte benyttet en teknikk som er kjent som kompandering.

Kompandering omfatter en variabel forsterkningsregulator ved overføringsenden som er anordnet for enten å øke styrken på det overførte signalet under stille perioder og/eller redusere styrken under perioder med høy lyd, slik at det totale dynamiske området til signalet blir komprimert/kompandert mot en gjennomsnittsverdi. En dekompanderer .eller ekspanderer vil ved mottakerenden utføre en invers skalering, slik at styrken under perioder med høy lyd økes for å gjenopprette de opprinnelige dynamiske signalutsvingene og på samme måte redusere styrken under stille perioder. I det sistnevnte tilfellet vil den støy som tilføres under overføring også reduseres under de stille periodene, hvilket er påkrevet for å maksimalisere kvaliteten på lydoppfatt-elsen.

En mye brukt kompanderingslov er den såkalte kvadratrot-loven, i hvilken amplituden til det signalet som virkelig overføres er proporsjonal med kvadratroten til kildens amplitude. F.eks. under en periode hvor talekilden i et øyeblikk har en amplitude på 1/100 av en enhet, vil kompandereren øke den overførte amplituden til 1/10. Under en periode med en kildeamplitude på 9 enheter, vil likeledes den overførte amplituden reduseres til 3 enheter, idet en enhet amplitude pr. definisjon er det nivå som passerer uforandret gjennom kompandereren. Dersom man nå antar at det tilføres støy under overføringen tilsvarende en 1/100 av en amplitudeenhet, vil det mottatte signal under en stille periode ved overføring av 1/10 bestå av 1/10 av en enhet ønsket signal pluss 1/100 av en enhet støy. Når dekompandereren reduserer signalet på 1/10 enhet til signalets opprinnelige 1/100 enhet, vil støyen reduseres med samme faktor fra 1/100 til 1/1000. I tilfelle av et ønsket signal med nivå null, vil kompandereren oppfatte det mottatte støysignalet på 1/100s enhet som et kompandert signalnivå, og vil gjenopprette signalet til det antatt opprinnelige nivået, nemlig 1/10000.

Av dette kan det derfor ses at støynivået under stille perioder ved utgangen av dekompandereren er kvadratet av den verdi som eller ville ha eksistert uten bruk av kompandering og dekompandering.

SSF måles ofte på en logaritmisk desibelskala definert ved

dB = 20LOG (SIGNALAMPLITUDE/STØYAMPLITUDE).

Dersom gjennomsnittlig signalamplitude under aktiv tale er 1, og støyamplituden i stille perioder er lik 1/100 uten kompendering, vil SSF beregnet ved hjelp av formelen ovenfor være 40 dB.

Med kompandering/dekompandering, blir støy under stille perioder redusert til 1/10000, noe som gir en SSF på 80 dB, hvilket vil være en betraktelig forbedring i subjektiv kvalitet.

To tidligere fremgangsmåter for utførelse av kvadratrotkom-pandering er kjent som henholdsvis fremoverkoblings- og tilbakekoblingsfremgangsmåter. I førstnevnte fremgangsmåte blir det kompanderte utgangssignalet fremskaffet ved å dividere inngangssignalet på en verdi som fremskaffes gjennom amplitudemåling, glatting og kvadratrotprosessering av inngangssignalet, mens i den andre fremgangsmåten fremskaffes signalet gjennom amplitudemåling og glatting av det kompanderte utgangssignalet.

Tilbakekoblingsfremgangsmåten har den fordelen at det ikke er eksplisitt behov for kvadratrotfunksjonen, og også at amplitudemåling finner sted ved den kompanderte utgangen, hvilket fører til en halvering av signalområdet i dB for det signal som måleanordningen må håndtere. Kvadratrotkompander-ingsloven fremkommer siden utgangsamplituden er lik inngangsamplituden dividert på utgangsamplituden.

Det eksisterer to kjente implementeringer av en kompanderer av sistnevnte type. Den første inplementeringen er en fullt ut analog krets i hvilken divisjonskretsen høyst sannsynlig implementeres ved bruk av en analog multiplikator i en tilbakekoblingssløyfe. Den andre implementeringen er fullt ut digital i hvilken inngangssignalet først digitaliseres ved bruk av en analog til digital omdanner, for så å mates til en digital signalprosesseringskrets som numerisk implementerer en kompanderingsalgoritme av enten tilbakekob-lings- eller fremoverkoblingstype. Resultatet må deretter omdannes tilbake til et analogt signal ved å benytte en digital til analog omdanner.

Hver av de kjente implementeringene har sine egne ulemper. Ulempen ved det fullt ut analoge systemet er behovet for strenge komponenttoleranser, hvilket er vanskelig å oppnå under produksjon av halvledere i form av integrerte kretser. Ulempen ved den fullt ut digitale implementeringen er behovet for relativt kompliserte analoge til digitale og digitale til analoge omdannere, pluss en kostbar og kraftkrevenede digital signalprosessorbrikke.

Det er et formål ved den foreliggende oppfinnelse å fremskaffe en ny måte å implementere kvadratrotlovkompander-ing som enklere kan integreres i lavkostnadsintegrerte kretser i silikon ved bruk av lavkostnads halvlederpro-sesser. Dette formålet oppnås som følger ved hjelp av de anordninger og fremgangsmåter ifølge det første og det andre aspekt av oppfinnelsen: Anordning ifølge første aspekt av oppfinnelsen omfatter en analog til digital omdanner for omdanning av nevnte inngangssignal til en strøm av heltall som på en proporsjonal måte representerer den øyeblikkelige verdien til inngangssignalet dividert med en første referansespenning, organer for generering av nevnte første referansespenning proporsjonalt med amplituden til nevnte utgangssignal, og en digital til analog omdanner for tilbakeomdanning av nevnte strøm av tall til en analog signalbølgeform ut fra en konstant referansespenning, idet nevnte analoge bølgeform danner nevnte utgangssignal.

Fremgangsmåten ifølge første aspekt av oppfinnelsen omfatter trinn bestående av at nevnte inngangssignal omdannes til en strøm av heltall som på en proporsjonal måte representerer den øyeblikkelige verdien til inngangssignalet dividert med en første referansespenning som er generert proporsjonalt med amplituden til nevnte utgangssignal, hvorpå nevnte strøm av tall omdannes tilbake til en analog signalbølgeform i forhold til en konstant referansespenning, idet nevnte analoge bølgeform danner nevnte utgangssignal.

Anordningen ifølge et andre aspekt av oppfinnelsen omfatter en analog til digital omdanner med organer for omdanning av nevnte inngangssignal til en sekvens av heltall, idet nevnte sekvens på en proporsjonal måte representerer nevnte inngangssignal, en digital til analog omdanner for omdanning av nevnte sekvens av tall tilbake til et analogt signal som danner nevnte utgangssignal, idet nevnte omdanner har organer for skalering av nevnte utgangssignal proporsjonalt med en referansespenning, organer for fremskaffelse av nevnte referansespenning som en funksjon av amplituden til nevnte inngangssignal.

Fremgangsmåte ifølge det andre aspekt av oppfinnelsen omfatter trinn bestående av omdanning av nevnte inngangssignal til en sekvens av heltall, idet nevnte sekvens på en proporsjonal måte representerer nevnte inngangssignal, omdanning av nevnte sekvens av tall tilbake til et analogt signal som danner nevnte utgangssignal, idet nevnte utgangssignal skaleres proporsjonalt med en referansespenning fremskaffet som en funksjon av amplituden til nevnte inngangssignal.

Utførelsesformer for oppfinnelsen vil nå bli beskrevet i ytterligere detalj under henvisning til vedføyde skjematiske tegninger på hvilke

figurene 1 og 2 er blokkdiagrammer av to aspekter ved foreliggende oppfinnelse,

figurene 3-8 illustrerer skjematisk forskjellige kretsløs-ninger for de blokker som inkluderes i figurene 1 og 2; figurene 3 og 4 illustrerer henholdsvis en deltamodulasjons-koder og -dekoder,

figurene 5 og 6 illustrerer henholdsvis en delta-sigma-eller sigma-deltakoder og -dekoder,

figur 7 illustrerer kompandering ved bruk av delta- eller delta-sigmamodulasjon med variabel trinnstørrelse, og figur 8 illustrerer dekompandering ved hjelp av koding med konstant trinnstørrelse og dekoding med variabel trinnstørr-else .

Figur 1 viser i blokkdiagramform en anordning for prosessering av et analogt inngangssignal S med store variasjoner i amplitude, slik som tale. Formålet med denne anordningen er å redusere forholdet mellom maksimum og minimum amplitude-variasjoner for et utgangssignal P etter prosesseringen, til kvadratroten av det forholdet som eksisterer før prosessering for å forbedre overføring av nevnte signal gjennom en kanal med begrenset dynamisk område under nærvær av additiv støy.

Anordningen omfatter en analog til digital omdanner 2 som er anordnet for å omdanne signalet S til en strøm av heltall N1, N2, N3 ..., hvilket vil bli beskrevet nærmere nedenfor. Disse tallene kan begrenses til å bestå av kun to mulige verdier, slik som pluss en eller minus en. Tallstrømmen representerer på en proporsjonal måte den øyeblikkelige verdien til inngangssignalet S dividert på en referasespenn-ing R. Denne referansespenningen R genereres av en anordning 4 for måling av en glattet amplitude ut fra amplituden til det fremskaffede utgangssignalet P. Dette skjer på en måte som skal beskrives nærmere nedenfor, og der utgangssignalet P fremkommer idet tallstrømmen omdannes tilbake til en analog signalbølgeform med hjelp av en digital til analog omdanner 6 som benytter en konstant referansespenning.

Figur 2 viser skjematisk en anordning, komplementær i forhold til anordningen i figur 1, for prosessering av et signal U med komprimert amplitudevariasjon, hvilket signal U kan være fremkommet fra anordningen i figur 1. Formålet med anordningen i figur 2 er å fremskaffe et signal V med en amplitudevariasjon som er gjenopprettet til normalt område, hvilket område er kvadratet av det komprimerte området.

Anordningen omfatter en analog til digital omdanner 8 som omdanner nevnte komprimerte inngangssignal U til en sekvens av heltall M1, M2, M3 ... Disse tallene kan begrenses til kun to mulige verdier, slik som pluss en og minus en. Sekvensen representerer på en proporsjonal måte signalet U, og blir omdannet tilbake til et analogt signal V ved hjelp av en digital til analog omdanner 10. Omdanneren 10 skalerer utgangssignalet V i forhold til en referanse spenning Q som fremskaffes ved å bestemme amplituden til inngangssignalet U med et måleanordning 12, som kan inkludere glatting og måling ved hjelp av et lavpassfilter.

Ifølge en viktig utførelsesform av foreliggende oppfinnelse kan den teknikk som benyttes for omdannerne 2, 6, 8 og 10 være av type deltamodulasjon, delta-sigmamodulasjon eller en variant av disse.

En deltamodulasjonkoder digitaliserer et analogt signal til en sekvens av en-bit binære tall som representerer pluss en eller minus en. Verdiene benyttes til å endre retningen til en generator for et rampesignal, etter integrator, slik at signalet stiger ifølge en rampefunksjon dersom den forrige verdien var lavere enn inngangssignalet, eller synker ifølge en rampefunksjon dersom den forrige verdien var for høy. Størrelsen på integratorens økning eller reduksjon ifølge rampefunksjonen mellom samplinger kalles trinnstørr-elsen. Dersom en-bit samplingene genereres med en høy hastighet, vil de trinn som er nødvendig for å følge et signal som er endres med en gitt hastighet være mindre, og den trinnvise tilnærmingen til signalbølgeformen vil således være mer nøyaktig. Unøyaktigheten av en en-bit kvantifisering kan således kompenseres for ved å øke bit hastigheten for samplingen tilstrekkelig for å oppnå ønsket nøyaktighet.

Figur 3 viser en integrator 14 hvis utgangssignal blir sammenlignet med inngangssignalet S i en komparator 16. Beslutningen D blir foretatt med en bestemt bithastighet Fb ved innklokking til en lås ("latch") eller vippe ("flip-flop") 18 ved positive kanter av et klokkesignal med frekvens Fb. Den innklokkede beslutningen mates deretter til en bryter 20 for å iverksette valg av den retning som integratoren 14 vil endre til under neste samplingsperiode. Størrelsen av endringen bestemmes av verdien TRINNSTØRRELSE.

I et annet kjent system blir verdien TRINNSTØRRELSE øket når integratoren øker ifølge en rampefunksjon i samme retning ved tre påfølgende instanser, hvilket indikerer at endrings-hastigheten til signalet er større enn integratoren kan følge med den eksisterende TRINNSTØRRELSE. Dette kjente systemet er kalt for "kompandert deltamodulasjon" og også

CVSD ("Contiuously Variable Slope Delta").

Med henvisning til figur 4 blir deltamodulasjonen rekonstruert til et analogt signal ved å mate dette til en integrator 22, hvilken integrator 22 ligner den integrator som ble anvendt i koderen. En forskjell mellom kodeintegrator 14 og rekonstruksjonsintegratoren 22 er at sistnevnte må omfatte en eller annen form for lekkasje, f.eks. en resistor 24 tilkoblet parallelt med integrasjonskondensatoren 26, der hensikten er å definere den vilkårlige integrasjonskon-stanten til å være null (dvs. for å besørge at den vilkårlige oppstartningsladningen avtar over tid).

Etter rekonstruksjon ved hjelp av en integrator med lekkasje kan høyfrekvent støy i kvantifiseringen ytterligere reduseres ved hjelp av et lavpassfilter som slipper gjennom de mest sannsynlige signalfrekvensene, men som attenuerer støyfrekvenser i området rundt bitsamplingsfrekvensen og høyere.

Anvendelsen av en relatert algoritme kjent som sigma-delta eller delta-sigmamodulasjon illustreres i figurene 5 og 6. Forskjellen er at inngangssignalet S tilføres foran integratoren, her betegnet med 22', istedet for etter. Sammenlignet med delta-modulasjonen vil signalet her måtte gå gjennom en ekstra integrasjon i koderen, hvilken integrasjon senere fjernes ved dekoderen vist i figur 6 ved å utelate rekonstruksjonsintegratoren 22, og å kun benytte lavpassfiltrering ved 28'. Delta-sigmamodulasjon representerer verdier mellom + og - TRINNSTØRRELSE ved å alternere mellom disse med et korrekt gjennomsnittsforhold, og på denne måten ligner den pulsbreddemodulasjon.

Delta eller delta-sigmamodulasjonen kan også inkludere mer enn én integrator eller andre former for frekvensrespons-forming i tilbakekoblingssløyfen, og signalet kan passere gjennom én eller eventuelt flere av disse komponentene. Det er også mulig å konstruere deltamodulasjonkodere og - dekodere i hvilke feilen mellom integratorverdien og inngangssignalverdien kvantifiseres til mer enn én bit, og er da kjent som delta-PCM.

Detaljene for konstruksjon av alle slike varianter blir ikke beskrevet her siden de kan finnes i den tekniske litteratur. Enhver plan som karakteriseres ved en koder som digitaliserer inngangssignalet med en skalering som bestemmes av verdien TRINNSTØRRELSE eller lignende referansespenninger, som kan variere som funksjon av signal, og hvilket digitali-serte signal enkelt kan omdannes tilbake til et analogt signal ved å benytte enten den samme eller en ulik, konstant eller variabel trinnstørrelse eller referansespenning, kan være passende for implementering av oppfinnelsen.

Både variabel og konstant trinnstørrelse kan anvendes i oppfinnelsen. Dersom signalet kodes ved bruk av en liten trinnstørrelse og dekodes ved bruk av en stor trinnstørr-else, vil signalets amplitude økes. Dersom trinnstørrelsen i kodingen er større enn trinnstørrelsen i dekodingen, vil amplituden reduseres. Om derfor trinnstørrelsen for koding varieres mens trinnstørrelsen for dekoding holdes konstant, vil nivået på utgangssignalet ha et invertert forhold til trinnstørrelse og således realisere en divisjonsfunksjon, hvilket er påkrevet av kvadratrotkompandereren.

Det er derfor kun nødvendig å gjøre trinnstørrelsen proporsjonal med amplituden til det kompanderte utgangssignalet ved å avlede denne fra en amplitudemåling som vist i figur 7.

Figur 7 viser ved hjelp av et eksempel en koder 30 av type delta eller delta-sigma, idet koderen 30 er av typen en-bitkvantifisering. Dekoderen har konstant trinnstørrelse og er ganske enkelt et lavpassfilter 32. Den variable trinn-størrelsen er avledet ved 34 ved å måle amplituden til det kompanderte signalet som er rekonstruert til analog form ved hjelp av lavpassfilteret. Amplitudemålingen går deretter gjennom ytterligere en lavpassfiltrering, eller en tidskonstant for glatting ved 36, hvilken tidskonstant kalles for kompanderingstidskonstanten. Denne er definert i forskjellige internasjonale standarder som anvender kompandering for taleoverføring.

Den tilsvarende dekompanderingskretsen er vist i figur 8. I dette tilfellet blir det kompanderte inngangssignalet kodet ved 38 med konstant trinnstørrelse for å omdanne det til digital form, og deretter dekodet ved 40 tilbake til analog form, men ved å benytte variabel trinnstørrelse proporsjonal med den glattede inngangsamplituden. For å oppnå korrekt systemytelse, bør lavpassfilteret eller tidskonstanten som benyttes ved 42 for glatting av amplitudemålingen ved 44 i dekompanderingen være identisk med det/den som benyttes i kompandereren.

Claims (12)

1. Anordning for prosessering av et analogt inngangssignal (S) med stor variasjon i amplitude, slik som tale, og som har et første forhold mellom maksimum og minimum av amplituden over dennes variasjoner, hvilken anordning omfatter organer for reduksjon av nevnte første forhold til et andre forhold som er kvadratroten av nevnte første forhold, og for avlevering av et analogt utgangssignal (P) som har nevnte andre forhold, karakterisert ved en analog til digital omdanner (2) for omdanning av nevnte inngangssignal til en strøm av heltall (N1, N2,...) som på en proporsjonal måte representerer den øyeblikkelige verdien til inngangssignalet (S) dividert med en første referansespenning (R), organer (4) for generering av nevnte første referansespenning proporsjonalt med amplituden til nevnte utgangssignal (P), og en digital til analog omdanner (6) for tilbakeomdanning av nevnte strøm av tall til en analog signalbølgeform ut fra en konstant referansespenning, idet nevnte analoge bølgeform danner nevnte utgangssignal (P).

2. Anordning ifølge krav 1, karakterisert ved at nevnte heltall består kun av to mulige verdier slik som pluss en og minus en.

3. Anordning ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved en anordning (4) for måling av glattet amplitude som genererer nevnte første referansespenning (R).

4. Anordning ifølge et av kravene 1-3, karakterisert ved at nevnte analog til digital omdanner (2) omfatter en koder (14-20; 30) som koder ifølge en teknikk kjent som deltamodulasjon, delta-sigmamo-dulas jon eller varianter av disse, der nevnte koder har organer for å kvantifisere nevnte inngangssinal (S) med en oppløsning på kun én binær bit, organer for oppnåelse av ønsket nøyaktighet ved å øke samplingsfrekvens eller bitfrekvensen, organer (20) for bestemmelse av trinnstørrelsen til nevnte koder ut fra nevnte første referansespenning, idet nevnte digital til analog omdanner (6) har en dekoder for det kvantifiserte signalet, hvilken dekoder bruker konstant trinnstørrelse.

5. Anordning for prosessering av et inngangssignal (U) med et komprimert amplitudeområde for å produsere et utgangssignal (V) med et amplitudeområde som er kvadratet av det komprimerte området, karakterisert ved en analog til digital omdanner (8) med organer for omdanning av nevnte inngangssignal til en sekvens av heltall (M1, M2,...), idet nevnte sekvens på en proporsjonal måte representerer nevnte inngangssignal, en digital til analog omdanner (10) for omdanning av nevnte sekvens av tall tilbake til et analogt signal som danner nevnte utgangssignal (V), idet nevnte omdanner har organer for skalering av nevnte utgangssignal proporsjonalt med en referansespenning (Q), og organer for fremskaffelse av nevnte referansespenning som en funksjon av amplituden til nevnte inngangssignal.

6. Anordning ifølge krav 5, karakterisert ved at nevnte sekvens av heltall er begrenset til kun to mulige verdier slik som pluss en og minus en.

7. Anordning ifølge krav 5 eller 6, karakterisert ved en måleanordning (12) omfattende et lavpassfilter for glatting av målingen som bestemmer amplituden til nevnte inngangssignal.

8. Anordning ifølge et av kravene 5-7, karakterisert ved at nevnte analog til digital omdanner (8) og nevnte digital til analog omdanner (10) omfatter henholdsvis en koder og en dekoder, som opererer i samsvar med en teknikk som er kjent som deltamo dulasjon, delta-sigmamodulasjon eller varianter av disse, idet nevnte koder har organer for fremskaffelse av nevnte utgangstallsekvens, hvilken sekvens inneholder enkelt-bit binære tall som representerer kun to mulige verdier, og som på en proporsjonal måte representerer den øyeblikkelige verdien til nevnte inngangssignal (U), organer for kompens-ering av den unøyaktige tonivå-kvantifisering som derved oppnås ved å øke samplingsfrekvensen eller bitfrekvensen for å oppnå en ønsket nøyaktighet, idet nevnte dekoder er konstruert for å ta imot den samme utgangsbitstrøm som produseres av koderen og å omdanne den tilbake til en analog signalbølgeform, og å ha organer for fremskaffelse av nevnte utgangssignal ved skalering av nevnte analoge bølgeform proporsjonalt med nevnte referansesignal ved å benytte sistnevnte til å bestemme trinnstørrelsen for nevnte dekoder.

9. Fremgangsmåte for prosessering av et analogt inngangssignal med stor variasjon i amplitude, slik som tale, og som har et første forhold mellom maksimum og minimum av amplituden over dennes variasjoner, hvilken fremgangsmåte omfatter reduksjon av nevnte første forhold til et andre forhold som er kvadratroten av nevnte første forhold, og avlevering av et analogt utgangssignal som har nevnte andre forhold, karakterisert ved at nevnte inngangssignal omdannes til en strøm av heltall som på en proporsjonal måte representer den øyeblikkelige verdien til inngangssignalet dividert med en første referansespenning som er generert proporsjonalt med amplituden til nevnte utgangssignal, hvorpå nevnte strøm av tall omdannes tilbake til en analog signalbølgeform i forhold til en konstant referansespenning, idet nevnte analoge bølgeform danner nevnte utgangssignal.

10. Fremgangsmåte ifølge krav 9, karakterisert ved at nevnte heltall består av kun to mulige verdier slik som pluss en og minus en.

11. Fremgangsmåte for prosessering av et inngangssignal med komprimert amplitudeområde for å fremskaffe et utgangssignal med et amplitudeområde som er kvadratet av det komprimerte området, karakterisert ved at nevnte inngangssignal omdannes til en sekvens av heltall, idet nevnte sekvens på en proporsjonal måte representerer nevnte inngangssignal, hvorpå nevnte sekvens av tall omdannes tilbake til et analogt signal som danner nevnte utgangssignal, mens nevnte utgangssignal skaleres proporsjonalt med en referansespenning som er fremskaffet som en funksjon av amplituden til nevnte inngangssignal.

12. Fremgangssignal ifølge krav 11, karakterisert ved at nevnte sekvens av heltall er begrenset til kun to mulige verdier slik som pluss en og minus en.