JPH07321653A - ディザードａ／ｄ変換器をテストする回路と方法 - Google Patents
ディザードａ／ｄ変換器をテストする回路と方法Info
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- JPH07321653A JPH07321653A JP7131232A JP13123295A JPH07321653A JP H07321653 A JPH07321653 A JP H07321653A JP 7131232 A JP7131232 A JP 7131232A JP 13123295 A JP13123295 A JP 13123295A JP H07321653 A JPH07321653 A JP H07321653A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディザードＡ／Ｄ変換器をテストする回路と
方法を提供する。 【構成】 本発明のディザードＡ／Ｄ変換器１００は、
Ａ／Ｄ変換器２００、と、ディジタル信号プロセッサ５
００と、ディジタルディザー信号生成器４００と、ディ
ザー信号生成器４００とディジタル信号プロセッサ５０
０、５１５の１つを選択的にコンバータ２００、２０５
内の信号パスに接続する信号結合装置３００とを含む。
Ｍ（正整数）−ビットのディジタルディザー信号生成器
４００を有するディザードＡ／Ｄ変換器２００をテスト
する方法において、Ｍ−ビットの周期信号を生成するス
テップと、ディザー信号生成器４００により生成された
ディザー信号の代わりに、ディザードコンバータ２００
の信号パスに沿って、ある点で生成された信号をディザ
ードコンバータ２００に提供するステップと、コンバー
タ２００により生成されたディジタル出力信号を測定す
るステップとを有する。
方法を提供する。 【構成】 本発明のディザードＡ／Ｄ変換器１００は、
Ａ／Ｄ変換器２００、と、ディジタル信号プロセッサ５
００と、ディジタルディザー信号生成器４００と、ディ
ザー信号生成器４００とディジタル信号プロセッサ５０
０、５１５の１つを選択的にコンバータ２００、２０５
内の信号パスに接続する信号結合装置３００とを含む。
Ｍ（正整数）−ビットのディジタルディザー信号生成器
４００を有するディザードＡ／Ｄ変換器２００をテスト
する方法において、Ｍ−ビットの周期信号を生成するス
テップと、ディザー信号生成器４００により生成された
ディザー信号の代わりに、ディザードコンバータ２００
の信号パスに沿って、ある点で生成された信号をディザ
ードコンバータ２００に提供するステップと、コンバー
タ２００により生成されたディジタル出力信号を測定す
るステップとを有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周期的なノイズ及び疑
似トーンを減少するためのディザード信号を生成する方
法と回路に関し、特に、このようなディザード信号の生
成をテストする回路と方法に関する。
似トーンを減少するためのディザード信号を生成する方
法と回路に関し、特に、このようなディザード信号の生
成をテストする回路と方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】オーバーサンプリング、あるいは、ディ
ジタル信号の量子化ノイズを整形するようなＡ／Ｄ変換
器は公知で、ディジタルオーディオ、ディジタル電話、
あるいはディジタル装置のような様々な応用分野を有し
ている。このようなＡ／Ｄ変換器に関しては、例えば、
James C.Candy and Gabor C.Temes編集されたIEEE Pres
s 1992年発行の「Oversampling Delta-Sigma Data Conv
erters:Theory,Design and Simulation」に発表された
「Oversampling Methods for A/D and D/A Conversio
n」のJames C.Candy and Gabor C.Temesの論文、及びSt
uart K.Tewksbury and Robert W.Hallock の「Oversam
pled, Linear Predictive and Noise-ShapingCoder of
Order N>1」の論文、及び前掲のCandy and Temesの文献
中に現れたもの、及び95th Convention of the Audio E
ngineering Society,October 7-10,1993.で発表されたS
teven R.Norsworthy and David A.Rich,によるIEEE Pro
c.ISCAS'93,Vol.2,pp 1353-1360,May 1993,and「Idle C
hannel Tones and Dithering in Delta-Sigma Modulato
rs」に発表された「Optimal Nonrecursive Noise Shapi
ng Filters for Oversampling Data Converters, Part
1:Theory」と「OptimalNonrecursive Noise Shaping Fi
lters for Oversampling Data Converters, Part 2: Ap
plications」を参照のこと。
ジタル信号の量子化ノイズを整形するようなＡ／Ｄ変換
器は公知で、ディジタルオーディオ、ディジタル電話、
あるいはディジタル装置のような様々な応用分野を有し
ている。このようなＡ／Ｄ変換器に関しては、例えば、
James C.Candy and Gabor C.Temes編集されたIEEE Pres
s 1992年発行の「Oversampling Delta-Sigma Data Conv
erters:Theory,Design and Simulation」に発表された
「Oversampling Methods for A/D and D/A Conversio
n」のJames C.Candy and Gabor C.Temesの論文、及びSt
uart K.Tewksbury and Robert W.Hallock の「Oversam
pled, Linear Predictive and Noise-ShapingCoder of
Order N>1」の論文、及び前掲のCandy and Temesの文献
中に現れたもの、及び95th Convention of the Audio E
ngineering Society,October 7-10,1993.で発表されたS
teven R.Norsworthy and David A.Rich,によるIEEE Pro
c.ISCAS'93,Vol.2,pp 1353-1360,May 1993,and「Idle C
hannel Tones and Dithering in Delta-Sigma Modulato
rs」に発表された「Optimal Nonrecursive Noise Shapi
ng Filters for Oversampling Data Converters, Part
1:Theory」と「OptimalNonrecursive Noise Shaping Fi
lters for Oversampling Data Converters, Part 2: Ap
plications」を参照のこと。
【０００３】また、米国特許第５１４４３０８号は、デ
ィジタル的に生成されたディザー信号を用いて、この変
換器出力信号中に生成された周期的ノイズ及び疑似トー
ンを減少することにより、シグマ−デルタ変調器の性能
を改良する技術を開示している。
ィジタル的に生成されたディザー信号を用いて、この変
換器出力信号中に生成された周期的ノイズ及び疑似トー
ンを減少することにより、シグマ−デルタ変調器の性能
を改良する技術を開示している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このディザー信号生成
装置が意図した通りに動作し、そして、Ａ／Ｄ変換器に
より生成された出力信号上に所望の影響を有するように
する必要がある。すなわち、ディザー信号パスをモニ
タ、あるいはテストするような必要がある。
装置が意図した通りに動作し、そして、Ａ／Ｄ変換器に
より生成された出力信号上に所望の影響を有するように
する必要がある。すなわち、ディザー信号パスをモニ
タ、あるいはテストするような必要がある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明の一実施例は、請求項１に記載したようなＡ
／Ｄ変換器を提供することにより解決される。また、請
求項７に記載したようなテスト方法を用いて解決され
る。
に、本発明の一実施例は、請求項１に記載したようなＡ
／Ｄ変換器を提供することにより解決される。また、請
求項７に記載したようなテスト方法を用いて解決され
る。
【０００６】
【実施例】図１は本発明によるディザードＡ／Ｄ変換器
をテストする回路を表すブロック図である。図１に示す
ように、Ａ／Ｄ変換器２００において、ディジタル的に
生成されたディザー信号は、Ｄ／Ａ変換器２５０の主信
号パスに供給される。このディザー信号生成器４００が
正常に動作しているかを検査するのに、Ａ／Ｄ変換器２
００により生成されるディジタル出力信号をモニタした
り、測定したりするだけでは困難である。その理由は、
生成されたディザー信号の疑似乱数特性による。同様
に、図１のディジタルテスト確認により示されるような
ディザー生成器の出力信号を直接モニタすることは、デ
ィザードＡ／Ｄ変換器のディザー信号パスの完全性を完
全にチェックすることにはならない。図１のＤ／Ａ変換
器２５０、あるいは、量子化装置２４０がディザー信号
パスに沿って、調和ひずみを生成するため、より複雑と
なる。このことはＡ／Ｄ変換器の出力信号におけるディ
ザー信号を観測することが困難だからである。
をテストする回路を表すブロック図である。図１に示す
ように、Ａ／Ｄ変換器２００において、ディジタル的に
生成されたディザー信号は、Ｄ／Ａ変換器２５０の主信
号パスに供給される。このディザー信号生成器４００が
正常に動作しているかを検査するのに、Ａ／Ｄ変換器２
００により生成されるディジタル出力信号をモニタした
り、測定したりするだけでは困難である。その理由は、
生成されたディザー信号の疑似乱数特性による。同様
に、図１のディジタルテスト確認により示されるような
ディザー生成器の出力信号を直接モニタすることは、デ
ィザードＡ／Ｄ変換器のディザー信号パスの完全性を完
全にチェックすることにはならない。図１のＤ／Ａ変換
器２５０、あるいは、量子化装置２４０がディザー信号
パスに沿って、調和ひずみを生成するため、より複雑と
なる。このことはＡ／Ｄ変換器の出力信号におけるディ
ザー信号を観測することが困難だからである。
【０００７】図１に示された本発明のディザードＡ／Ｄ
変換器１００の装置は、Ａ／Ｄ変換器２００と、量子化
装置を有し量子化信号を生成するディジタル信号プロセ
ッサ５００と、ディジタルディザー信号生成器４００
と、ディザー信号生成装置あるいはディジタル信号処理
装置を変換器信号パスに選択的に結合する信号結合装置
３００とを有する。この実施例においては、ディザー信
号生成器と量子化装置を有するディジタル信号処理装置
は、Ｍ−ビットディジタル信号を生成することができ
る。ここで、Ｍは正整数である。同様に、この実施例に
おいては、量子化装置を有するディジタル信号処理装置
は、Ｎビットの外部駆動高精度周期信号を確保し、Ｍ−
ビット信号を生成するノイズ整形機能を有する。ここ
で、Ｎは、Ｍより大きい正整数である。かくして、信号
生成装置とディジタル信号処理装置は、Ａ／Ｄ変換器２
００内のＭ−ビットのＤ／Ａ変換器２５０と共に動作す
る。図１は、Ａ／Ｄ変換器２００をシグマ−デルタ変調
器として示しているが、本発明は必ずしもこれに限定さ
れるものではない。Ａ／Ｄ変換器の信号パスに沿って、
提供されたディザー信号を有するＡ／Ｄ変換器を用いる
こともできる。図１において、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）で実現されるＬＰＦデシメータ６００は、Ａ／Ｄ変
換器２００の出力ポートに接続されている。
変換器１００の装置は、Ａ／Ｄ変換器２００と、量子化
装置を有し量子化信号を生成するディジタル信号プロセ
ッサ５００と、ディジタルディザー信号生成器４００
と、ディザー信号生成装置あるいはディジタル信号処理
装置を変換器信号パスに選択的に結合する信号結合装置
３００とを有する。この実施例においては、ディザー信
号生成器と量子化装置を有するディジタル信号処理装置
は、Ｍ−ビットディジタル信号を生成することができ
る。ここで、Ｍは正整数である。同様に、この実施例に
おいては、量子化装置を有するディジタル信号処理装置
は、Ｎビットの外部駆動高精度周期信号を確保し、Ｍ−
ビット信号を生成するノイズ整形機能を有する。ここ
で、Ｎは、Ｍより大きい正整数である。かくして、信号
生成装置とディジタル信号処理装置は、Ａ／Ｄ変換器２
００内のＭ−ビットのＤ／Ａ変換器２５０と共に動作す
る。図１は、Ａ／Ｄ変換器２００をシグマ−デルタ変調
器として示しているが、本発明は必ずしもこれに限定さ
れるものではない。Ａ／Ｄ変換器の信号パスに沿って、
提供されたディザー信号を有するＡ／Ｄ変換器を用いる
こともできる。図１において、ローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）で実現されるＬＰＦデシメータ６００は、Ａ／Ｄ変
換器２００の出力ポートに接続されている。
【０００８】図１に示されたように、ディジタル信号プ
ロセッサ５００は、シグマ−デルタ変調器のようなディ
ジタルノイズ整形コーダを有し、外部駆動ソースから高
精度入力テスト信号を受信する。このディジタル信号プ
ロセッサの実施例としては、量子化装置を含み、この量
子化装置において、Ｎビットのディジタル入力信号が得
られ、再度量子化されて、Ｍ−ビットのディジタル出力
信号を生成する。ここで、ＭとＮは正整数で、ＭはＮよ
りも小さい。同様に、例えば、ディジタルノイズ整形コ
ーダは、シグマ変調器を含んでもよい。同様に、このデ
ィジタルノイズ整形コーダは、１−ビットコーダ、ある
いは、多ビットコーダのような如何なる数のビットの従
来の量子化装置を含むことも可能である。同様に、ま
た、このディジタルノイズ整形コーダは、そのフィード
バックパス、フィードフォワードパス、あるいは、その
両方に如何なる次数のフィルタ、さらにまた多重のフィ
ードフォワードループ、多重のフィードバックループ、
あるいは、その両方を有してもよい。さらに、またディ
ジタルノイズ整形コーダは、多段のステージ、あるい
は、カスケード構成でもよい。かくして、一般には、特
定の用途に応じて、如何なるディジタルノイズ整形コー
ダを用いることができる。さらに、また本発明において
は、量子化ノイズをディジタル的に整形することによ
り、量子化エラーに関連するパワースペクトル密度は、
ディジタルフィルタ処理により整形されて、少なくとも
関連周波数の所定範囲にわたって現れるノイズエネルギ
ー量の一部を減少することもできる。
ロセッサ５００は、シグマ−デルタ変調器のようなディ
ジタルノイズ整形コーダを有し、外部駆動ソースから高
精度入力テスト信号を受信する。このディジタル信号プ
ロセッサの実施例としては、量子化装置を含み、この量
子化装置において、Ｎビットのディジタル入力信号が得
られ、再度量子化されて、Ｍ−ビットのディジタル出力
信号を生成する。ここで、ＭとＮは正整数で、ＭはＮよ
りも小さい。同様に、例えば、ディジタルノイズ整形コ
ーダは、シグマ変調器を含んでもよい。同様に、このデ
ィジタルノイズ整形コーダは、１−ビットコーダ、ある
いは、多ビットコーダのような如何なる数のビットの従
来の量子化装置を含むことも可能である。同様に、ま
た、このディジタルノイズ整形コーダは、そのフィード
バックパス、フィードフォワードパス、あるいは、その
両方に如何なる次数のフィルタ、さらにまた多重のフィ
ードフォワードループ、多重のフィードバックループ、
あるいは、その両方を有してもよい。さらに、またディ
ジタルノイズ整形コーダは、多段のステージ、あるい
は、カスケード構成でもよい。かくして、一般には、特
定の用途に応じて、如何なるディジタルノイズ整形コー
ダを用いることができる。さらに、また本発明において
は、量子化ノイズをディジタル的に整形することによ
り、量子化エラーに関連するパワースペクトル密度は、
ディジタルフィルタ処理により整形されて、少なくとも
関連周波数の所定範囲にわたって現れるノイズエネルギ
ー量の一部を減少することもできる。
【０００９】図１に示したように、本発明のＡ／Ｄ変換
器２００は、加算器２１０と、ノイズ整形を行うループ
フィルタ２２０と、加算器２３０と、量子化装置２４０
とを有する。マルチプレクサ、すなわち、ＭＵＸとして
示されている信号結合装置３００は、Ｄ／Ａ変換器２５
０に接続される。このＤ／Ａ変換器２５０は、Ａ／Ｄ変
換器２００の信号パスに接続される。そして、このＤ／
Ａ変換器２５０は、加算器２３０を介して量子化装置２
４０に接続される。同様に、量子化装置２４０により生
成されたディジタル出力信号は、加算器２１０にフィー
ドバックされて、入力信号として、Ａ／Ｄ変換器２００
に加えられたアナログ信号にオフセットを与える。Ｄ／
Ａ変換器は、例えば、実際の応用においては、スイッチ
とキャパシタ（図示せず）を含むこともできる。
器２００は、加算器２１０と、ノイズ整形を行うループ
フィルタ２２０と、加算器２３０と、量子化装置２４０
とを有する。マルチプレクサ、すなわち、ＭＵＸとして
示されている信号結合装置３００は、Ｄ／Ａ変換器２５
０に接続される。このＤ／Ａ変換器２５０は、Ａ／Ｄ変
換器２００の信号パスに接続される。そして、このＤ／
Ａ変換器２５０は、加算器２３０を介して量子化装置２
４０に接続される。同様に、量子化装置２４０により生
成されたディジタル出力信号は、加算器２１０にフィー
ドバックされて、入力信号として、Ａ／Ｄ変換器２００
に加えられたアナログ信号にオフセットを与える。Ｄ／
Ａ変換器は、例えば、実際の応用においては、スイッチ
とキャパシタ（図示せず）を含むこともできる。
【００１０】前掲の米国特許第５１４４３０８号と図１
に記載したように、図２に示す信号パスゲインｇ２６０
がディザー信号パスに沿って伝播するディザー信号に加
えられる。この信号パスゲインは、米国特許第５１４４
３０８号に示されたディザー信号の正規化ＡＣパワー用
の公式に基づいて計算される。さらに、前掲の米国特許
第５１４４３０８号に記載されたように、この正規化さ
れたＡＣパワーは、少なくとも一部、例えば、図１の量
子化装置２４０のステップサイズに基づいて計算され
る。当然のことながら、本発明は特定の数のビットの量
子化装置に限定されるものではない。それ故に、例え
ば、満足すべき動作は、正規化されたＡＣパワーに関
し、米国特許第５１４４３０６号に記載されたような量
子化装置のステップサイズの少なくとも約二分の一とな
るように選択、あるいは、計算されたゲインを有する二
次のシグマ−デルタ変調器に対し達成される。
に記載したように、図２に示す信号パスゲインｇ２６０
がディザー信号パスに沿って伝播するディザー信号に加
えられる。この信号パスゲインは、米国特許第５１４４
３０８号に示されたディザー信号の正規化ＡＣパワー用
の公式に基づいて計算される。さらに、前掲の米国特許
第５１４４３０８号に記載されたように、この正規化さ
れたＡＣパワーは、少なくとも一部、例えば、図１の量
子化装置２４０のステップサイズに基づいて計算され
る。当然のことながら、本発明は特定の数のビットの量
子化装置に限定されるものではない。それ故に、例え
ば、満足すべき動作は、正規化されたＡＣパワーに関
し、米国特許第５１４４３０６号に記載されたような量
子化装置のステップサイズの少なくとも約二分の一とな
るように選択、あるいは、計算されたゲインを有する二
次のシグマ−デルタ変調器に対し達成される。
【００１１】この実施例においては、ディジタル信号プ
ロセッサ５００は、ディジタルノイズ整形コーダを有し
てもよい。ディジタル信号プロセッサ５００がディジタ
ルノイズ整形コーダを有する場合には、このディジタル
ノイズ整形コーダは、Ｄ／Ａ変換器２５０に信号結合装
置３００を介して供給されるディジタル符号化ノイズ整
形周期的テスト信号を生成する。この信号は、ディジタ
ルディザー信号生成器４００により生成された信号に対
応するものである。かくして、ディジタル信号プロセッ
サ５００は、Ａ／Ｄ変換器２００をテストする方法と装
置を提供することができる。
ロセッサ５００は、ディジタルノイズ整形コーダを有し
てもよい。ディジタル信号プロセッサ５００がディジタ
ルノイズ整形コーダを有する場合には、このディジタル
ノイズ整形コーダは、Ｄ／Ａ変換器２５０に信号結合装
置３００を介して供給されるディジタル符号化ノイズ整
形周期的テスト信号を生成する。この信号は、ディジタ
ルディザー信号生成器４００により生成された信号に対
応するものである。かくして、ディジタル信号プロセッ
サ５００は、Ａ／Ｄ変換器２００をテストする方法と装
置を提供することができる。
【００１２】図１において、本発明によるディザードＡ
／Ｄ変換器をテストする方法と回路は、例えば、サイン
ウェブ（Sine wave）のようなテスト信号を生成し、こ
れは通常ノイズ整形及びひずみのないノイズ整形を介し
て生成され、それ故に、殆どひずみのないものである。
本発明の方法は、調和ひずみの可能性を減少することに
より、Ａ／Ｄ変換器の出力信号中のディザー信号を解析
する能力を改善しようとするものである。それ故に、こ
の実施例においては、テスト信号により生成されたＡ／
Ｄ変換器の出力信号をスペクトル的に解析することによ
って、Ｄ／Ａ変換器２５０に起因する、あるいはＡ／Ｄ
変換器（そのひずみ特性はテストにより既に公知のもの
となっている）に起因する調和ひずみに関する情報を提
供しなければならない。かくして、上記した方法と装置
の実施例の利点は、ディザーパス信号の完全性を確認す
ることに加えて、Ｄ／Ａ変換器２５０のひずみを観測で
きる点である。
／Ｄ変換器をテストする方法と回路は、例えば、サイン
ウェブ（Sine wave）のようなテスト信号を生成し、こ
れは通常ノイズ整形及びひずみのないノイズ整形を介し
て生成され、それ故に、殆どひずみのないものである。
本発明の方法は、調和ひずみの可能性を減少することに
より、Ａ／Ｄ変換器の出力信号中のディザー信号を解析
する能力を改善しようとするものである。それ故に、こ
の実施例においては、テスト信号により生成されたＡ／
Ｄ変換器の出力信号をスペクトル的に解析することによ
って、Ｄ／Ａ変換器２５０に起因する、あるいはＡ／Ｄ
変換器（そのひずみ特性はテストにより既に公知のもの
となっている）に起因する調和ひずみに関する情報を提
供しなければならない。かくして、上記した方法と装置
の実施例の利点は、ディザーパス信号の完全性を確認す
ることに加えて、Ｄ／Ａ変換器２５０のひずみを観測で
きる点である。
【００１３】図２は図１の実施例により生成された出力
信号のスペクトルを解析することに生成された周波数ス
ペクトルを表すグラフである。図２は、Ａ／Ｄ変換器２
００のノイズフロア以下の符号化テスト信号のノイズフ
ロアを表す。これは例えば、ディジタルノイズ整形コー
ダを含むような場合において、ディジタル信号プロセッ
サ５００のフィルタの次数がＡ／Ｄ変換器２００内のル
ープフィルタのそれよりも大きい場合に発生する。別法
として、信号パスゲイン２６０のｇは、Ａ／Ｄ変換器２
００内のループフィルタとディジタル信号プロセッサ５
００とが同一の次数を有する場合でさえ、それぞれのノ
イズフロアのこの相対的配置を確保できるよう選択され
る。図２に示すようにテスト信号のスペクトルは、周期
的で、少なくとも１つの主スペクトル成分、すなわち、
ｆ0を有する。その結果、例えば、図２に示すように、
この符号化テスト信号がサインウェーブ、例えば、周波
数ｆ0を有するようなサインウェーブの場合には、この
テスト信号は生成されたスペクトル中のＡ／Ｄ変換器の
ノイズ以上で観測される。図示したように、この符号化
テスト信号のノイズフロアは、Ａ／Ｄ変換器のノイズフ
ロア以下であるので、それは、ノイズ整形に起因して、
Ａ／Ｄ変換器のノイズフロア以上のテスト信号の観測結
果と相入れないものではない。同様に、付加的な調和ひ
ずみ成分、例えば、２ｆ0、３ｆ0も示されている。これ
らの成分は、例えば、Ｄ／Ａ変換器２５０の調和ひずみ
に起因する。
信号のスペクトルを解析することに生成された周波数ス
ペクトルを表すグラフである。図２は、Ａ／Ｄ変換器２
００のノイズフロア以下の符号化テスト信号のノイズフ
ロアを表す。これは例えば、ディジタルノイズ整形コー
ダを含むような場合において、ディジタル信号プロセッ
サ５００のフィルタの次数がＡ／Ｄ変換器２００内のル
ープフィルタのそれよりも大きい場合に発生する。別法
として、信号パスゲイン２６０のｇは、Ａ／Ｄ変換器２
００内のループフィルタとディジタル信号プロセッサ５
００とが同一の次数を有する場合でさえ、それぞれのノ
イズフロアのこの相対的配置を確保できるよう選択され
る。図２に示すようにテスト信号のスペクトルは、周期
的で、少なくとも１つの主スペクトル成分、すなわち、
ｆ0を有する。その結果、例えば、図２に示すように、
この符号化テスト信号がサインウェーブ、例えば、周波
数ｆ0を有するようなサインウェーブの場合には、この
テスト信号は生成されたスペクトル中のＡ／Ｄ変換器の
ノイズ以上で観測される。図示したように、この符号化
テスト信号のノイズフロアは、Ａ／Ｄ変換器のノイズフ
ロア以下であるので、それは、ノイズ整形に起因して、
Ａ／Ｄ変換器のノイズフロア以上のテスト信号の観測結
果と相入れないものではない。同様に、付加的な調和ひ
ずみ成分、例えば、２ｆ0、３ｆ0も示されている。これ
らの成分は、例えば、Ｄ／Ａ変換器２５０の調和ひずみ
に起因する。
【００１４】上記の説明においては、シグマ−デルタ変
調器を用いて、ディジタル的に生成されたディザー信号
を利用したが、Ａ／Ｄ変換器はシグマ−デルタ変調器以
外のノイズ整形Ａ／Ｄ変換器を用いてもよく、あるい
は、如何なるＡ／Ｄ変換器を用いてもよい。例えば、図
３に示す別の実施例１０５は、Ｄ／Ａ変換器２５５と加
算器２３５と量子化装置２４５を有するＡ／Ｄ変換器２
０５用いている。かくして、様々な非ノイズ整形Ａ／Ｄ
変換器、例えば、フラッシュ変換器、連続的近似変換器
等を採用することもできる。しかし、このようなＡ／Ｄ
変換器に関連する周波数スペクトルは、図２に示した周
波数スペクトルと同一の特性を表すものではない。例え
ば、このような非ノイズ整形変換器は、図２に示すよう
なノイズフロアとは、対称的なフラットな、すなわち、
均一なノイズフロアを特性を示すものである。
調器を用いて、ディジタル的に生成されたディザー信号
を利用したが、Ａ／Ｄ変換器はシグマ−デルタ変調器以
外のノイズ整形Ａ／Ｄ変換器を用いてもよく、あるい
は、如何なるＡ／Ｄ変換器を用いてもよい。例えば、図
３に示す別の実施例１０５は、Ｄ／Ａ変換器２５５と加
算器２３５と量子化装置２４５を有するＡ／Ｄ変換器２
０５用いている。かくして、様々な非ノイズ整形Ａ／Ｄ
変換器、例えば、フラッシュ変換器、連続的近似変換器
等を採用することもできる。しかし、このようなＡ／Ｄ
変換器に関連する周波数スペクトルは、図２に示した周
波数スペクトルと同一の特性を表すものではない。例え
ば、このような非ノイズ整形変換器は、図２に示すよう
なノイズフロアとは、対称的なフラットな、すなわち、
均一なノイズフロアを特性を示すものである。
【００１５】さらに、またディジタル信号プロセッサ５
００は、必ずしもディジタルノイズ整形コーダを有する
必要はない。例えば、別法として、ディジタル信号を生
成するようなディジタル信号プロセッサでもよく、この
場合、このディジタル信号は、例えば、Ｍ−ビットの量
子化装置で丸められ、その結果、図１に示したＭ−ビッ
トのＤ／Ａ変換器２５０と共に動作してもよい。例え
ば、周波数ｆ0のサインウェーブのようなテスト信号
は、Ａ／Ｄ変換器のノイズフロア以上ではあるが、Ｄ／
Ａ変換器２５０の調和ひずみを量子化エラーひずみから
区別することは、ノイズ整形が採用されているような実
施例に比べて困難である。また、周期的信号を使うこと
は好ましいが、その理由は、このような周期的信号は、
狭い周波数範囲内に信号エネルギーの大部分が集中する
からである。
００は、必ずしもディジタルノイズ整形コーダを有する
必要はない。例えば、別法として、ディジタル信号を生
成するようなディジタル信号プロセッサでもよく、この
場合、このディジタル信号は、例えば、Ｍ−ビットの量
子化装置で丸められ、その結果、図１に示したＭ−ビッ
トのＤ／Ａ変換器２５０と共に動作してもよい。例え
ば、周波数ｆ0のサインウェーブのようなテスト信号
は、Ａ／Ｄ変換器のノイズフロア以上ではあるが、Ｄ／
Ａ変換器２５０の調和ひずみを量子化エラーひずみから
区別することは、ノイズ整形が採用されているような実
施例に比べて困難である。また、周期的信号を使うこと
は好ましいが、その理由は、このような周期的信号は、
狭い周波数範囲内に信号エネルギーの大部分が集中する
からである。
【００１６】同様に、図５に示した実施例１１０におい
ては、例えば、Ｍ−ビット以上の高精度周期的テスト信
号は、加算器５２０により、ディジタルディザー信号と
重ね合わせることもできる。このディジタルディザー信
号は、ディジタルディザー信号生成器４００、あるい
は、他の外部ソースにより生成することもできる。その
後、この信号は５１０により量子化されて、Ｍ−ビット
の周期信号を生成する。かくして、図５の実施例におい
ては、デュジタル信号プロッセサ５００は、ディザード
Ｍ−ビット量子化装置を有する。この方法の１つの利点
は、所望のテスト信号は、スペクトル中で観測可能で、
そこにおいては、ＤＡＣの調和ひずみのインパクトは、
ディザー信号が存在することにより減少する。
ては、例えば、Ｍ−ビット以上の高精度周期的テスト信
号は、加算器５２０により、ディジタルディザー信号と
重ね合わせることもできる。このディジタルディザー信
号は、ディジタルディザー信号生成器４００、あるい
は、他の外部ソースにより生成することもできる。その
後、この信号は５１０により量子化されて、Ｍ−ビット
の周期信号を生成する。かくして、図５の実施例におい
ては、デュジタル信号プロッセサ５００は、ディザード
Ｍ−ビット量子化装置を有する。この方法の１つの利点
は、所望のテスト信号は、スペクトル中で観測可能で、
そこにおいては、ＤＡＣの調和ひずみのインパクトは、
ディザー信号が存在することにより減少する。
【００１７】ディジタル信号プロセッサ５００は、ディ
ジタルノイズ整形コーダを有し、Ａ／Ｄ変換器２００
は、シグマ−デルタ変調器を有する。しかし、様々な応
用例においては、１つのテスト目的のために、１つのみ
が採用されているような場合、２つのノイズ整形装置を
採用することは経済的ではない。別法として、ノイズ整
形コーダを個別に採用して、ディジタル符号化されたノ
イズ整形周期的信号を生成し、この生成された符号化信
号値を、例えば、ＲＯＭあるいはＲＡＭに記憶して、こ
の符号化テスト信号をＤ／Ａ変換器２５０に信号結合装
置３００を介して提供することもできる。同様に、記憶
された信号値は、必ずしもノイズ整形する必要はない。
図４に示したこのＡ／Ｄ変換装置１１５の実施例におい
ては、信号結合装置３００は、ディジタル符号化された
周期的信号値を提供するメモリ５０５を、量子化装置を
含むディジタル信号プロセッサの代わりに、Ａ／Ｄ変換
器の信号パスに結合される。図２に示したように、これ
らの記憶された周期的信号値は、少なくとも１つの主要
スペクトル成分を有する周波数スペクトルを有する。同
様に、この信号値はディザードされてもよい。別法とし
て、ディザー信号のパスにＭＵＸ、あるいは、他の信号
結合装置を提供して、Ａ／Ｄ変換器の信号パスをこのよ
うなテスト目的ための量子化装置を含む物理的に個別の
ディジタル信号プロセッサに結合することも好ましく、
また経済的でもある。
ジタルノイズ整形コーダを有し、Ａ／Ｄ変換器２００
は、シグマ−デルタ変調器を有する。しかし、様々な応
用例においては、１つのテスト目的のために、１つのみ
が採用されているような場合、２つのノイズ整形装置を
採用することは経済的ではない。別法として、ノイズ整
形コーダを個別に採用して、ディジタル符号化されたノ
イズ整形周期的信号を生成し、この生成された符号化信
号値を、例えば、ＲＯＭあるいはＲＡＭに記憶して、こ
の符号化テスト信号をＤ／Ａ変換器２５０に信号結合装
置３００を介して提供することもできる。同様に、記憶
された信号値は、必ずしもノイズ整形する必要はない。
図４に示したこのＡ／Ｄ変換装置１１５の実施例におい
ては、信号結合装置３００は、ディジタル符号化された
周期的信号値を提供するメモリ５０５を、量子化装置を
含むディジタル信号プロセッサの代わりに、Ａ／Ｄ変換
器の信号パスに結合される。図２に示したように、これ
らの記憶された周期的信号値は、少なくとも１つの主要
スペクトル成分を有する周波数スペクトルを有する。同
様に、この信号値はディザードされてもよい。別法とし
て、ディザー信号のパスにＭＵＸ、あるいは、他の信号
結合装置を提供して、Ａ／Ｄ変換器の信号パスをこのよ
うなテスト目的ための量子化装置を含む物理的に個別の
ディジタル信号プロセッサに結合することも好ましく、
また経済的でもある。
【００１８】図１に示したように、信号結合装置３００
は、ディザー信号生成装置４００とディジタル信号プロ
セッサ５００と、あるいは、図４に示されたように、デ
ィジタル符号化された周期的信号値を提供するメモリ５
０５とを、変換器の入力ポートと出力ポートとの間のＡ
／Ｄ変換器２００への信号パスに沿った所定の点で、選
択的に結合することもできる。かくして、図１の実施例
は、ディザー信号生成器とディジタル信号プロセッサの
１つを量子化装置２４０の直前の信号パスに、加算器２
３０への入力信号として、ゲインｇを調整して、Ｄ／Ａ
変換器２５０の出力信号を提供する。前掲の米国特許第
５１４４３０８号に開示されたように、ディザー信号
は、Ａ／Ｄ変換器２００の信号パスに沿った如何なる点
に提供してもよい。例えば、マルチループフィルタが採
用されている場合においては、このディザー信号は積分
器の前に提供することもできる。しかし、信号が導入さ
れる信号パスに沿った点を調整、あるいは、補償するた
めに、ディジタル信号をプレフィルタ処理することもで
きる。同様に、信号パスに沿った点に提供される符号化
テスト信号をプレフィルタ処理することもできる。例え
ば、このプレフィルタは、Ｄ／Ａ変換器２５０の直前の
信号結合装置３００の出力ポートに配置してもよい。
は、ディザー信号生成装置４００とディジタル信号プロ
セッサ５００と、あるいは、図４に示されたように、デ
ィジタル符号化された周期的信号値を提供するメモリ５
０５とを、変換器の入力ポートと出力ポートとの間のＡ
／Ｄ変換器２００への信号パスに沿った所定の点で、選
択的に結合することもできる。かくして、図１の実施例
は、ディザー信号生成器とディジタル信号プロセッサの
１つを量子化装置２４０の直前の信号パスに、加算器２
３０への入力信号として、ゲインｇを調整して、Ｄ／Ａ
変換器２５０の出力信号を提供する。前掲の米国特許第
５１４４３０８号に開示されたように、ディザー信号
は、Ａ／Ｄ変換器２００の信号パスに沿った如何なる点
に提供してもよい。例えば、マルチループフィルタが採
用されている場合においては、このディザー信号は積分
器の前に提供することもできる。しかし、信号が導入さ
れる信号パスに沿った点を調整、あるいは、補償するた
めに、ディジタル信号をプレフィルタ処理することもで
きる。同様に、信号パスに沿った点に提供される符号化
テスト信号をプレフィルタ処理することもできる。例え
ば、このプレフィルタは、Ｄ／Ａ変換器２５０の直前の
信号結合装置３００の出力ポートに配置してもよい。
【００１９】次に、図１に示したディザードＡ／Ｄ変換
器のテスト方法について述べる。Ｍが正整数であるＭ−
ビット周期ディジタル信号は、ディザー信号生成器によ
り生成されたディザー信号の代わりに、変換器の信号パ
スに沿った所定の点で、ディザード変換器に提供され
る。このＭ−ビット周期的ディジタル信号は、変換器に
入力される前に、量子化装置を含むディジタル信号プロ
セッサにより生成されてもよい。例えば、Ｍ−ビットの
周期的信号は、Ｎ−ビットの周期的信号を生成し（ここ
で、ＮはＭより大きい正整数である）、その後、Ｍ−ビ
ット信号を生成するために、Ｎ−ビット信号を量子化、
あるいは、再量子化することにより生成される。しか
し、別法として、Ｍ−ビットの周期的ディジタル信号を
生成し記憶して、後で変換器に提供することもできる。
一般的に、周期的にディジタル信号の振幅は、ディザー
信号の振幅のオーダーと同程度であるが、テスト目的の
ためには、より小さな振幅を用いてもよい。この生成さ
れた信号ディザード変換器に供給した後、この変換器に
より生成された出力信号を測定する。同様に、この測定
された出力信号を例えば図２に示すような周波数スペク
トルに変換する。
器のテスト方法について述べる。Ｍが正整数であるＭ−
ビット周期ディジタル信号は、ディザー信号生成器によ
り生成されたディザー信号の代わりに、変換器の信号パ
スに沿った所定の点で、ディザード変換器に提供され
る。このＭ−ビット周期的ディジタル信号は、変換器に
入力される前に、量子化装置を含むディジタル信号プロ
セッサにより生成されてもよい。例えば、Ｍ−ビットの
周期的信号は、Ｎ−ビットの周期的信号を生成し（ここ
で、ＮはＭより大きい正整数である）、その後、Ｍ−ビ
ット信号を生成するために、Ｎ−ビット信号を量子化、
あるいは、再量子化することにより生成される。しか
し、別法として、Ｍ−ビットの周期的ディジタル信号を
生成し記憶して、後で変換器に提供することもできる。
一般的に、周期的にディジタル信号の振幅は、ディザー
信号の振幅のオーダーと同程度であるが、テスト目的の
ためには、より小さな振幅を用いてもよい。この生成さ
れた信号ディザード変換器に供給した後、この変換器に
より生成された出力信号を測定する。同様に、この測定
された出力信号を例えば図２に示すような周波数スペク
トルに変換する。
【００２０】前述したように、Ｍ−ビットの周期的ディ
ジタル信号をディジタルノイズ整形コーダ、例えば、シ
グマ−デルタ変調器により量子化する。かくして、この
生成された信号は、ディジタル符号化ノイズ整形周期的
信号を有する。同様に、Ａ／Ｄ変換器の出力ポートは、
図１のＬＰＦデシメータ６００に接続される。この実施
例においては、変換器により生成された出力信号を測定
するステップは、デシメータによりさらに処理された後
生成された出力信号を測定してもよい。また、デシメー
タのフィルタ特性は、このデシメータがテスト信号を処
理するために用いられた場合には、デシメータの出力信
号のアリアスイングエフェクトを減少するために採用さ
れる如何なるノイズ整形特性に関連することを考慮しな
ければならない。
ジタル信号をディジタルノイズ整形コーダ、例えば、シ
グマ−デルタ変調器により量子化する。かくして、この
生成された信号は、ディジタル符号化ノイズ整形周期的
信号を有する。同様に、Ａ／Ｄ変換器の出力ポートは、
図１のＬＰＦデシメータ６００に接続される。この実施
例においては、変換器により生成された出力信号を測定
するステップは、デシメータによりさらに処理された後
生成された出力信号を測定してもよい。また、デシメー
タのフィルタ特性は、このデシメータがテスト信号を処
理するために用いられた場合には、デシメータの出力信
号のアリアスイングエフェクトを減少するために採用さ
れる如何なるノイズ整形特性に関連することを考慮しな
ければならない。
【図１】本発明によるディザードＡ／Ｄ変換器のテスト
装置の第１の実施例を表すブロック図。
装置の第１の実施例を表すブロック図。
【図２】本発明によるディザードとアナログＡ／Ｄ変換
器をテストする方法により生成された周波数スペクトル
を表すグラフ図。
器をテストする方法により生成された周波数スペクトル
を表すグラフ図。
【図３】本発明によるディザードＡ／Ｄ変換器のテスト
装置の第２の実施例を表すブロック図。
装置の第２の実施例を表すブロック図。
【図４】本発明によるディザードＡ／Ｄ変換器のテスト
装置の第３の実施例を表すブロック図。
装置の第３の実施例を表すブロック図。
【図５】本発明によるディザードＡ／Ｄ変換器をテスト
装置の第４の実施例を表すブロック図。
装置の第４の実施例を表すブロック図。
１００ ディザードＡ／Ｄ変換器 ２００、２０５ Ａ／Ｄ変換器 ２１０、２３０、２３５、５２０ 加算器 ２２０ ループフィルタ ２４０、２４５ 量子化装置 ２５０、２５５ Ｄ／Ａ変換器 ２６０ 信号パスゲイン ３００ 信号結合装置 ４００ ディジタルディザー信号生成器 ５００ ディジタル信号プロセッサ ５０５ メモリ ６００ ＬＰＦデシメータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 デビッド アーサー リッチ アメリカ合衆国、11598 ニューヨーク、 ナッソウ カウンティ、ウッドメア、ウッ ドメア コート 845 (72)発明者 ロバート ダブリュー．ウォルデン アメリカ合衆国、18018 ペンシルヴァニ ア、 リハイ カウンティ、ベスレヘム、 ティオガ アヴェニュー 826
Claims (9)
- 【請求項１】（Ａ）信号パスを有するＡ／Ｄ変換器（２
００、２０５）と、 （Ｂ）ディジタル信号プロセッサ（５００、５１５）
と、 （Ｃ）ディジタルディザー信号生成器（４００）と、 （Ｄ）前記ディザー信号生成器（４００）と前記ディジ
タル信号プロセッサ（５００、５１５）の１つを選択的
に、前記Ａ／Ｄ変換器（２００、２０５）内の信号パス
に接続する信号結合装置（３００）と、からなることを
特徴とするディザードＡ／Ｄ変換器のテスト回路。 - 【請求項２】 前記（Ｂ）のディジタル信号プロセッサ
（５００）は、量子化装置（５１０）を有するディジタ
ル信号プロセッサであることを特徴とする請求項１の回
路。 - 【請求項３】 前記量子化装置を有するディジタル信号
プロセッサ（５００、５１５）は、ディジタルノイズ−
シェーピング・コーダ（５００）を有することを特徴と
する請求項２の回路。 - 【請求項４】 前記ディジタルノイズ−シェーピング・
コーダ（５００）はシグマ−デルタ変調器からなること
を特徴とする請求項３の回路。 - 【請求項５】 前記信号結合手段（３００）は、マルチ
プレクサであることを特徴とする請求項５の回路。 - 【請求項６】 （Ａ）Ａ／Ｄ変換器（２００、２０５）
と、 （Ｂ）ディジタルディザー信号生成器（４００）と、 （Ｃ）少なくとも１つの主要スペクトル成分を有する周
期的周波数スペクトルを有するディジタル符号化された
信号値を生成する手段（５００、５０５、５１５）と、 （Ｄ）前記ディザー信号生成器（４００）と前記ディジ
タル信号プロセッサ（５００、５１５）の１つを選択的
に、前記変換器（２００、２０５）内の信号パスに接続
する信号結合装置（３００）と、 からなることを特徴とするディザードＡ／Ｄ変換器をテ
ストする回路。 - 【請求項７】 Ｍ（正整数）−ビットのディジタルディ
ザー信号生成器（４００）を有するディザードＡ／Ｄ変
換器（２００、２０５）をテストする方法において、 （Ａ）Ｍ−ビットの周期信号を生成するステップと、 （Ｂ）前記ディザー信号生成器（４００）により生成さ
れたディザー信号の代わりに、前記ディザードＡ／Ｄ変
換器（２００、２０５）の信号パスに沿った点で前記
（Ａ）ステップで生成された信号を前記ディザードＡ／
Ｄ変換器（２００、２０５）に提供するステップと、 （Ｃ）前記変換器（２００、２０５）により生成された
ディジタル出力信号を測定するステップとからなること
を特徴とするディザードＡ／Ｄ変換器をテストする方
法。 - 【請求項８】 前記（Ａ）のステップは、Ｍ−ビットの
ディジタル符号化ノイズ整形周期信号を生成することを
特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項９】 前記（Ａ）のステップは、Ｍ−ビットの
ディジタル符号化ノイズ整形周期信号を記憶するステッ
プを含むことを特徴とする請求項８の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/239,644 US5530442A (en) | 1994-05-09 | 1994-05-09 | Circuit and method for testing a dithered analog-to-digital converter |
| US239644 | 1999-01-28 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07321653A true JPH07321653A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=22903086
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7131232A Pending JPH07321653A (ja) | 1994-05-09 | 1995-05-02 | ディザードａ／ｄ変換器をテストする回路と方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5530442A (ja) |
| EP (1) | EP0682265A1 (ja) |
| JP (1) | JPH07321653A (ja) |
| KR (1) | KR950035098A (ja) |
| TW (1) | TW237584B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020195079A (ja) * | 2019-05-29 | 2020-12-03 | 国立大学法人大阪大学 | フラッシュ型ａｄ変換器、無線受信機及び無線通信システム |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19514007C1 (de) * | 1995-04-13 | 1996-09-12 | Wandel & Goltermann | Verfahren zur Verbesserung des Klirrverhaltens von Analog-Digitalwandlern |
| US6078444A (en) * | 1995-05-12 | 2000-06-20 | Cirrus Logic, Inc. | Read channel auxiliary high precision data conversion |
| US5835038A (en) * | 1997-05-08 | 1998-11-10 | Burr-Brown Corporation | DC dither circuitry and method for delta-sigma modulator |
| US6034855A (en) * | 1997-05-30 | 2000-03-07 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for attenuation of, and damage protection from, high energy electromagnetic pulses |
| US5999114A (en) * | 1997-07-03 | 1999-12-07 | Lucent Technologies Inc. | Dithered digital gain scalar/summer |
| US5905453A (en) * | 1997-08-04 | 1999-05-18 | Motorola, Inc. | Dithered sigma delta modulator having programmable full scale range adjustment |
| US6433723B1 (en) * | 1998-07-30 | 2002-08-13 | Siemens Power Transmission & Distribution, Inc. | Analog-to-digital conversion with reduced error |
| US6388595B1 (en) * | 2000-02-03 | 2002-05-14 | Tektronix, Inc. | Dithering apparatus to properly represent aliased signals for high speed signal sampling |
| DE602005008031D1 (de) * | 2004-03-29 | 2008-08-21 | Nxp Bv | Verfahren zur verringerung von zwischensymbolstörungen, sigma-delta-umsetzer zur durchführung dieses verfahrens und durch dieses verfahren erzeugte informationen übermittelndes speichermedium |
| US6980145B1 (en) * | 2004-07-30 | 2005-12-27 | Broadcom Corporation | System and method for noise cancellation in a signal processing circuit |
| US7009538B1 (en) * | 2004-12-16 | 2006-03-07 | Tektronix, Inc. | High-speed DAC linearity measurement |
| KR100716737B1 (ko) | 2005-08-20 | 2007-05-14 | 삼성전자주식회사 | 양자화 레벨에 디더 노이즈를 적용한 델타-시그마 변환기및 이를 이용한 델타-시그마 변환 방법 |
| US7436338B2 (en) * | 2005-12-21 | 2008-10-14 | Slicex, Inc. | Current mode sigma-delta modulator |
| US8766836B2 (en) * | 2012-02-10 | 2014-07-01 | Analog Devices, Inc. | Sigma delta modulator with dither |
| DE102020209852A1 (de) | 2020-08-05 | 2022-02-10 | Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Verfahren zum Testen einer Analog-Digitalumsetzeinheit mit Delta-Sigma-Modulation |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9109637D0 (en) * | 1991-05-03 | 1991-06-26 | Marconi Gec Ltd | Analogue-to-digital and digital-to-analogue converters |
| US5144308A (en) * | 1991-05-21 | 1992-09-01 | At&T Bell Laboratories | Idle channel tone and periodic noise suppression for sigma-delta modulators using high-level dither |
-
1994
- 1994-05-09 US US08/239,644 patent/US5530442A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-20 TW TW083104593A patent/TW237584B/zh active
-
1995
- 1995-04-26 EP EP95302823A patent/EP0682265A1/en not_active Withdrawn
- 1995-05-02 JP JP7131232A patent/JPH07321653A/ja active Pending
- 1995-05-08 KR KR1019950011101A patent/KR950035098A/ko not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020195079A (ja) * | 2019-05-29 | 2020-12-03 | 国立大学法人大阪大学 | フラッシュ型ａｄ変換器、無線受信機及び無線通信システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950035098A (ko) | 1995-12-30 |
| EP0682265A1 (en) | 1995-11-15 |
| TW237584B (en) | 1995-01-01 |
| US5530442A (en) | 1996-06-25 |
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