EP0579100B1 - Verfahren und Einrichtung zur Phasenkorrektur im Basisband eines PSK-Empfängers - Google Patents

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EP0579100B1
EP0579100B1 EP93110864A EP93110864A EP0579100B1 EP 0579100 B1 EP0579100 B1 EP 0579100B1 EP 93110864 A EP93110864 A EP 93110864A EP 93110864 A EP93110864 A EP 93110864A EP 0579100 B1 EP0579100 B1 EP 0579100B1
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EP
European Patent Office
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phase
signal
output
signals
regulating
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EP93110864A
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EP0579100A1 (de
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Karl-Robert Dipl.-Ing. Fink
Reiner Dipl.-Ing. Klemt
Bernhard Dr. Biet
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Airbus Defence and Space GmbH
Original Assignee
Daimler Benz Aerospace AG
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Publication date
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    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
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    • H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase

Definitions

  • the invention relates to a method for carrier recovery in the demodulation of digitally modulated signals according to the preamble of claim 1 or claim 2 and arrangements for carrying out the method according to the preamble of claims 9 and 10th
  • Procedures or arrangements of this type are in the area communication technology, for example in cooperative or non-cooperative digital demodulators for digital Signals with hard or soft keying or in receivers used with digital intermediate frequency processing.
  • Digital transmission methods have become increasingly important in the field of communication technology in recent decades.
  • the reasons for the growing spread of digital transmission methods are the enormous increase in digitally available source data, the trend to digitally display the originally analog source data and not least the increased basic research in digital signal processing.
  • messages can be transmitted over long distances either with the help of broadband cables, via satellites or via the ionospheric short-wave radio channel (HF channel).
  • HF channel ionospheric short-wave radio channel
  • the RF channel was primarily intended for the transmission of analog source signals.
  • complicated adaptive control and signal processing methods can be implemented at reasonable prices that are necessary for the reception and demodulation of digitally modulated transmissions in the shortwave range.
  • the RF channel is therefore becoming increasingly important as a medium for the transmission of messages from digitally modulated programs.
  • the advantages of a message transmission via shortwave are, among other things, the relatively low expenditure, the short expenditure of time for the connection establishment and the possibility of a mobile operation.
  • the modulation means an illustration of the information in a waveform that is for a transmission of messages over longer distances suitable is.
  • the information becomes a carrier signal imprinted, either as a guided wave inside a waveguide (cable) or as radiated Wave reached the message recipient.
  • the modulated signal either directly on the receiving frequency or demodulated at an intermediate frequency position.
  • the Demodulation means the best possible recovery the original information and is an inverse process for modulation.
  • a basic distinction is made analog, i.e. time and value continuous from digital, i.e. Time and state discrete modulation methods.
  • the digital methods use binary states for modulating the carrier signal.
  • the binary states of the source data stream are represented as discrete characteristic states of the carrier signal.
  • Umtast Kunststoff Shift Keying
  • FSK A mplitude- S hift- K eying
  • FSK FSK
  • PSK P Hare S hift- K eying
  • the step speed or the step rate (“symbol rate”) v S of the digital modulation method indicates the number of changes in the characteristic state per second and has the unit of measure baud (Bd).
  • the signal is free from intersymbol interference, but has an infinitely wide frequency band and is therefore less suitable for transmission. This can be remedied by softly touching the second Nyquist condition. This means that the maxima and the zero crossings of a pulse train are preserved if their spectrum has a falling edge that runs symmetrically to the cutoff frequency.
  • the PSK methods have found great importance in satellite radio, microwave and wired communication systems because of their lower sensitivity to noise interference. For the same error probability of the demodulated data with the optimal receiver structures presupposed in each case, these methods require a lower signal-to-noise ratio than conventional FSK and ASK methods.
  • both sidebands must be transmitted.
  • the carrier is suppressed and must be recovered during demodulation using special processes.
  • methods of reference and differential coding are used. The latter have, that they need the advantage of demodulating only one AFC (A utomatic- F requency- C ontrol) circuit for estimating the carrier frequency.
  • the complex MPSK symbols exp (j2 ⁇ k / M) are then formed, which define the corresponding phase states.
  • the necessary pulse shaping for soft keying is done by filtering the complex MPSK symbols, for example with the help of a root-raised cosine filter.
  • the quaternary method QPSK Q uaternary- P Hare S hift- K eying
  • Methods for four-phase shift keying are also known, in which the 180 ° jumps are composed of two 90 ° phase jumps which take place at half the step speed.
  • the required main selection and demodulation of the received signals usually take place in a lower intermediate frequency (IF) position, since the necessary filters of higher quality and demodulation can be implemented there with less effort.
  • the IF signal is a real bandpass signal at the center frequency f IF .
  • the IF position cannot be lowered arbitrarily.
  • Digital demodulation for example of PSK transmissions in the shortwave range, is, however, conceivable due to the relatively small bandwidth of B PSK ⁇ 5 kHz with reasonable computing effort.
  • a quadrature receiver it is possible, for example, to generate a 0-IF PSK signal ("baseband signal”) with a very low residual carrier frequency f R , which is outstandingly suitable for further digital processing.
  • the quadrature receiver differs from the synchronous receiver in that the oscillating frequency f O is not synchronized with the receiving frequency f IF .
  • the attempt is generally made to keep the residual carrier frequency f R always small in comparison to the low-pass bandwidth B, which in turn is generally chosen to be equal to the signal bandwidth for reasons of noise. No mirror frequencies arise when the bandpass spectrum is shifted.
  • the main selection is carried out for the O-IF signal by two low-pass filters for the real and imaginary parts I, Q of the complex baseband signal (I: I n-phase signal; Q: quadrature signal).
  • the information for demodulation can be derived from the complex signal pointer in the baseband. For example, the amplitude of the complex baseband pointer is used for amplitude demodulation.
  • the advantage of this method is that the message to be demodulated has almost been freed from the carrier frequency, ie the signal pointer rotating slowly with the residual carrier frequency f R carries all the information necessary for demodulating the message.
  • the complex baseband signal reaches the functional units carrier recovery and step clock regeneration.
  • the functional unit for carrier recovery has the task of estimating the carrier frequency and phase of the broadcast and - after determining the frequency - eliminating the phase with the aid of a phase rotating element. It is thus possible to bring the coordinate system of the IQ baseband signals rotating with the residual carrier frequency f R to a standstill.
  • the functional unit of the step clock regeneration provides estimates for the unknown frequency and phase position of the step clock.
  • the symbols are derived from the IQ signals in the decision maker, who may have installed an additional interpolation unit.
  • the symbols can then be assessed in synchronism with the step clock with the aid of a phase or eye diagram representation with regard to their decoding quality.
  • the IQ signals can also be examined in front of the decision maker with the help of an eye diagram representation with regard to the optimal decision time.
  • the methods for carrier recovery and step cycle regeneration can be implemented using either recursive or non-recursive methods.
  • the recursive methods are often referred to as F eed B ack (FB) process.
  • FB F eed B ack
  • the maximum of the log likelihood function is calculated using the zero of its 1st derivative. This procedure is reflected in recursive structures, in which an error size is defined with the help of an error detector, which is optimized to zero within the recursion. In this way, the zero of the first derivative of the log-likelihood function of the carrier and step clock estimation is found, for example with the aid of a gradient method.
  • the FB methods have the advantage that they can also detect minor changes in the carrier phase and the symbol timing.
  • the decision-directed carrier recovery process requires knowledge of the exact symbol timing.
  • the power-of-N carrier recovery process uses a () N nonlinearity to generate a spectral component at the carrier frequency.
  • the decision-directed process represents a digital variant of the aforementioned COSTAS loop in the O-IF position, which, however, does not require a low-pass filter in the loop. You can see in the structure shown the signal link to eliminate the data dependency and the inclusion of the decision maker in the loop. With the power-of-N method, the loop snaps onto the Nth harmonic of the carrier frequency.
  • the decision-making loop requires a medium one to good signal-to-noise ratio of the input signal. Both loops have a sinusoidal phase detector characteristic.
  • the decision-making procedures for carrier recovery have problems with difficult transmission channels (e.g. RF channel).
  • the classic analog COSTAS loop is for carrier recovery suitable for BPSK signals in the bandpass range. Two low pass filters are required in the loop.
  • the COSTAS loop has a quadratic level dependency. The acquisition behavior of the loop is determined by the sinusoidal Phase detector characteristic influenced. For higher levels PSK procedures require modifications to the structure, that represent a considerable amount of implementation.
  • hybrid tanlock loop for carrier recovery of MPSK signals is presented -358
  • the hybrid tanlock loop consists of an analog front end for mixing into an intermediate frequency position and two clock-controlled analog-digital converters Converter is obtained with the help of a special phase detector, a control filter and a clock generation unit.
  • the digital part of the carrier recovery thus works with a variable sampling clock.
  • the data dependency is obtained by multiplying the phase by the factor M (M-PSK) and a modulo 2 ⁇ characteristic
  • M M-PSK
  • ⁇ o The acquisition behavior is the sawtooth-shaped phase detector characteristic with a large linearity range.
  • the tanlock loop works without level coupling.
  • step-independent carrier recovery processes include the aforementioned COSTAS loop, the squaring loop and the quadrupling loop process. These methods are mainly used in analog PSK receivers for real bandpass signals.
  • the object of the invention is, on the one hand, a robust one Specify methods for recursive carrier recovery, that gets by without knowing the step timing and does not work with data support, in particular the requirements for receiving digitally modulated signals in the shortwave range. On the other hand Arrangements for performing such a method are specified, which are particularly simple in their structure are.
  • the coordinate transformation of the in-phase and quadrature signals I, Q (alternative I) or of the baseband signal x k (alternative II) from the Cartesian coordinate display to the polar coordinate display using the per se known CORDIC algorithm is carried out (see, for example: Yu Hen Hu: "The Quantization Effects of the CORDIC Algorithm”; in: IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, Vol. 40, No. 4, April 1992, pp. 834-844) .
  • this preferred embodiment of the invention provides that the coordinate transformer (KT) operates according to the CORDIC algorithm.
  • the carrier recovery arrangement in FIG. 1 is in Formed a control loop and is suitable for Execution of the method according to the alternative I.
  • the baseband signal (“O-IF signal”), which has a residual carrier of frequency f R and phase ⁇ R , is applied to a filter F1, for example an optimal or main selection filter.
  • a filter F1 for example an optimal or main selection filter.
  • Consisting of the real part Re and imaginary part Im existing complex filtered signal x k is in a quadrature mixer QM with the (in each case by 90 ° phase with each other) output signals v k a numerically controlled reference oscillator NCO ( "N umerical- C ontrolled-Oscillator”) quadrature mixed complex.
  • NCO numerically controlled reference oscillator
  • the decision maker is also supplied with a step clock regeneration unit (not shown) for determining the step clock of the program to be demodulated.
  • a step clock regeneration unit (not shown) for determining the step clock of the program to be demodulated.
  • a sequence of symbols appears at the output of the decision maker, which is then decoded in a decoder (not shown).
  • the decoded data are then fed to an evaluation unit (also not shown) of the demodulator.
  • the I and Q signals of the quadrature mixer QM are also fed to the control loop already mentioned, namely a coordinate transformer KT, which transforms the I and Q signals shown in Cartesian coordinates into a polar coordinate representation characterized by amount A k and phase ⁇ k and who uses the CORDIC algorithm, which is known per se, for this transformation.
  • a coordinate transformer KT which transforms the I and Q signals shown in Cartesian coordinates into a polar coordinate representation characterized by amount A k and phase ⁇ k and who uses the CORDIC algorithm, which is known per se, for this transformation.
  • the modulation signal-independent phase error signal ⁇ k appears at the output of this unit and is fed to a control filter.
  • the design of this filter imprints the dynamics and the noise behavior on the control loop.
  • At the output of the control filter RF appears from the phase error signal ⁇ k derived control signal c k, which is applied to the control input of the reference oscillator NCO and whose frequency f o and phase ⁇ o mimics.
  • the frequency f o and the phase ⁇ o of the reference oscillator NCO are successively brought into agreement with the frequency f R and the phase ⁇ R of the residual carrier of the baseband signal x k .
  • a monitoring line also leads from the reference oscillator NCO to a control unit (not shown) which controls the state of the control loop ("loop state”) and, if necessary, causes a sign correction in the output data stream of the decision maker.
  • the carrier recovery arrangement in FIG. 2 differs differ from that shown in FIG. 1 in that the coordinate transformer KT not arranged in the control loop is, but this is upstream. This arrangement is suitable for carrying out the method according to the invention according to alternative II.
  • the output of the coordinate transformer KT carrying the phase ignals xk of the filtered complex baseband signal x k is connected to one input of a subtractor SUB, the other input of which is connected to the output of a phase accumulator AKKU, which generates a reference phase ⁇ o .
  • the difference ⁇ between the two adjacent phases ⁇ xk and ⁇ o is formed and then sent to a decision maker, who uses the step clock also supplied to him to determine the sequence of symbols from the phase difference signal ⁇ , which then corresponds to the (not shown) Decoders can be fed for further processing.
  • phase difference signal ⁇ of the subtractor SUB is also forwarded to the control loop, namely that already in FIG. 1 described unit MP1, Mod-2 ⁇ , which is the phase difference ⁇ on the modulation signal dependency, i.e. Data dependency freed.
  • the modulation signal-independent phase error signal ⁇ k generated in this way is fed to a control filter RF, which gives a corresponding control signal to the input of the phase accumulator AKKU, with which the phase ⁇ o of the phase accumulator is adjusted.
  • the phase ⁇ o of the phase accumulator AKKU is brought into agreement with the phase ⁇ xk of the baseband signal x k .
  • a control line also goes from the phase accumulator AKKU to a control unit (not shown), in which the state of the control loop is monitored and, if necessary, a sign correction is carried out in the output data stream of the decision maker.
  • the special feature of this embodiment is that the control loop works completely in the phase plane.
  • the carrier recovery arrangement in FIG. 3, the one particularly advantageous first development of the arrangement according to FIG. 1 differs from this in that to achieve adaptive behavior of the Control loop additionally provided a level coupling is (regarding the similarities in the structure of the arrangements moreover, refer to the figure description for FIG. 1 referred).
  • the coordinate transformer works according to the CORDIC algorithm known per se and delivers both the phase ⁇ k and the amount A k of the complex output signal y k of the complex quadrature mixer QM on the output side. While the phase. K in the unit (MP1, Mod -2 ⁇ ) is freed from the modulation signal dependency, the amount A k is fed to a multiplier MP2 via an evaluation unit BW and there the weighted amount F (A K ) is multiplied by the phase error signal ⁇ k which is independent of the modulation signal.
  • the error signal ⁇ k generated in this way at the output of the multiplier MP2 is then fed to the control filter RF, which generates a control signal c k as a function of the error signal ⁇ k , which is applied to the control input of the reference oscillator NCO.
  • FIG. 3 shows - to embodiments of the method according to the invention or the arrangements according to the invention that meet the requirements especially when receiving MPSK signals in the shortwave range meet and in the sense of the maximum-like-lihood (ML) criterion conceived as quasi-optimal structures can be.
  • ML maximum-like-lihood
  • ⁇ R residual carrier angular frequency
  • ⁇ O reference signal angular frequency
  • T A sampling time
  • the modulation signal dependence of the phase ⁇ k is eliminated by multiplication by the factor M and a subsequent modulo-2 ⁇ characteristic and results in the phase error signal ⁇ k which is independent of the modulation signal by:
  • the carrier recovery arrangement in FIG. 4 places another development of the arrangement according to FIG. 1 represents those for carrier recovery with QAM-modulated signals can be used.
  • the unit for releasing the phase ⁇ k supplied by the upstream CORDIC coordinator transformer is implemented by a QAM non-linearity unit QAM-NL.
  • the modulation-signal-independent phase error signal ⁇ k generated in this way is then - as shown in FIG. 3 - placed on the multiplier MP2 and multiplied there by the evaluated magnitude signal F (A k ) of the CORDIC coordinate transformer.
  • the carrier recovery arrangement in FIG. 5 differs from that in FIG. 3 in that the control loop has also been expanded to include a circuit for automatic frequency control (AFC: A utomatic- F requency- C ontrol).
  • the unit consists of a time differentiator d / dt and a downstream filter F2.
  • the phase error signal ⁇ k which is independent of the modulation signal, is supplied to the time differentiator d / dt, which is the first time derivative generates this signal and feeds it to the filter F2.
  • the filtered first time derivative of ⁇ k is then fed to an adder ADD and added there to the phase error signal ⁇ k .
  • the sum output signal of the adder ADD is then fed together with the weighted magnitude signal F (A k ) of the CORDIC transformer to the multiplier MP2, in which the error signal ⁇ k is derived from these signals.
  • the carrier recovery arrangement in FIG. 6 differs from the arrangement according to FIG. 2 in that, on the one hand, in addition to identifying an adaptive behavior of the control loop, the amount F (A k ) of the filtered complex baseband signal x k evaluated in an evaluation unit BW is coupled in, and on the other hand that the amount shown in FIG. 5 already described additional circuit (d / dt, F2) for automatic frequency control ("AFC control loop") is provided.
  • a coordinate transformer as in FIG. 3-5, a CORDIC transformer is provided.
  • phase error signal ⁇ k which is independent of the modulation signal and derived from the phase difference ⁇ , is differentiated in time in the AFC circuit.
  • the filtered, time-differentiated signal is then added in an adder ADD with the phase error signal ⁇ k and the sum signal of the adder ADD is passed to the multiplier MP2, to which the magnitude signal A xk of the filtered complex baseband signal x k, which is evaluated by the evaluation unit BW, is also fed.
  • the error signal ⁇ k present at the output of the multiplier MP2 is then fed to the control filter RF, which uses it to generate the control signal c k for the phase accumulator ACCU.
  • the catch area of the arrangement can be considerable be expanded.
  • the CORDIC loop in the phase plane advantageous because the sin and cos table in the Reference oscillator NCO can be saved and instead a simple phase accumulator can be used can.
  • the recursive structures of the above-described COSTAS loop for complex baseband signals and the working of the invention recursive structures with or without Pegeleinkopplung can be summarized in an equivalent circuit diagram of a basic structure of a digital P Hare L ocked L oop (DPPL), consisting of the Functional units phase detector, control filter and a numerically controlled oscillator for generating the complex reference pointer exists.
  • DPPL digital P Hare L ocked L oop
  • the phase detector generally uses a non-linear operation to form the error signal ⁇ k .
  • phase detector constant K D of these methods is without memory.
  • the recursive methods for carrier recovery estimate both the carrier frequency position of the PSK signal and its exact phase position.
  • the error signal ⁇ k is dependent on both the difference frequency and the difference phase of the input signal and reference signal.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 oder des Patentanspruchs 2 sowie Anordnungen zum Ausführen des Verfahrens gemäß dem Oberbegriff der Patentansprüche 9 und 10.
Verfahren bzw. Anordnungen dieser Art werden im Bereich der Kommunikationstechnik beispielsweise in kooperativen bzw. nichtkooperativen digitalen Demodulatoren für digitale Signale mit harter oder weicher Tastung bzw. in Empfängern mit digitaler Zwischenfrequenzverarbeitung eingesetzt.
Digitale Übertragungsverfahren haben im Bereich der Kommunikationstechnik in den letzten Jahrzehnten stark an Bedeutung gewonnen. Die Gründe für die wachsende Verbreitung der digitalen Übertragungsverfahren sind der enorme Anstieg von bereits digital vorliegenden Quelldaten, der Trend zur digitalen Darstellung der ursprünglich analogen Quelldaten und nicht zuletzt die verstärkte Grundlagenforschung in der digitalen Signalverarbeitung. Die Übertragung von Nachrichten über grope Entfernungen kann grundsätzlich entweder mit Hilfe breitbandiger Kabel, über Satelliten oder über den ionosphärischen Kurzwellen-Funkkanal (HF-Kanal) erfolgen. In der Vergangenheit war der HF-Kanal primär zur Übertragung von analogen Quellsignalen vorgesehen. Durch technologische Fortschritte bei der Entwicklung leistungsfähiger digitaler Signalprozessoren und deren Einsatz in modernen Empfängern können jedoch heutzutage komplizierte adaptive Regelungs- und Signalverarbeitungsverfahren zu durchaus akzeptablen Preisen realisiert werden, die zum Empfang und zur Demodulation von digital modulierten Sendungen im Kurzwellenbereich notwendig sind. Der HF-Kanal gewinnt somit verstärkt an Bedeutung als Medium zur Nachrichtenübertragung von digital modulierten Sendungen. Die Vorteile einer Nachrichtenübertragung über Kurzwelle liegen unter anderem im relativ geringen Aufwand, im geringen Zeitaufwand für den Verbindungsaufbau und in der Möglichkeit eines Mobilbetriebs. Es ist auch ein Datenfunk zwischen bewegten Fahrzeugen durchführbar. Aufgrund der möglichen Bandbreitenersparnis und günstiger Rauscheigenschaften kommen im Kurzwellenbereich verstärkt von den digitalen Modulationsverfahren phasengetastete Verfahren ("MPSK-Verfahren": M-Phase-Shift-Keying mit M=2, 4, 8, 16,...) zur Anwendung.
Im nachrichtentheoretischen Sinn bedeutet die Modulation eine Abbildung der Information in eine Signalform, die für eine Übertragung von Nachrichten über größere Entfernungen geeignet ist. Die Information wird dabei einem Trägersignal aufgeprägt, das dann entweder als geführte Welle innerhalb eines Wellenleiters (Kabel) oder als abgestrahlte Welle zum Nachrichtenempfänger gelangt. Im Empfänger wird das modulierte Signal entweder direkt auf der Empfangsfrequenz oder bei einer Zwischenfrequenzlage demoduliert. Die Demodulation bedeutet dabei die bestmögliche Rückgewinnung der ursprünglichen Information und ist als inverser Vorgang zur Modulation aufzufassen. Man unterscheidet grundsätzlich analoge, d.h. zeit- und wertekontinuierliche von digitalen, d.h. zeit- und zustandsdiskrete Modulationsverfahren.
Im Gegensatz zu den analogen Modulationsverfahren werden bei den digitalen Verfahren binäre Zustände zur Modulation des Trägersignals verwendet. Die binären Zustände des Quelldatenstroms werden als diskrete Kennzustände des Trägersignals dargestellt. Man spricht dann von Umtastverfahren (Shift Keying), die entsprechend den analogen Modulationsverfahren in ASK (Amplitude-Shift-Keying), FSK (Frequency-Shift-Keying) und PSK (Phase-Shift-Keying) zu unterteilen sind. Die Schrittgeschwindigkeit bzw. der Schrittakt ("Symbolrate") vS des digitalen Modulationsverfahrens gibt die Anzahl der Kennzustandswechsel pro Sekunde an und hat die Maßeinheit Baud (Bd). Bei harter Um) tastung zwischen den Kennzuständen ist das Signal frei von Intersymbolinterferenzen, hat jedoch ein unendlich breites Frequenzband und ist somit für eine Übertragung weniger gut geeignet. Abhilfe kann durch weiche Tastung bei Beachtung der zweiten Nyquistbedingung erreicht werden. Diese besagt, daß die Maxima und die Nulldurchgänge einer Impulsfolge erhalten bleiben, wenn ihr Spektrum eine abfallende Flanke besitzt, die symmetrisch zur Grenzfrequenz verläuft. Mit Hilfe einer Impulsformung des modulierenden, komplexen Basisbanddatensignals durch ein spezielles Filter (Root-Raised-Cosine-Filter) und die Verwendung eines entsprechenden Optimalfilters im Empfänger können Intersymbolinterferenzen vermieden werden bei einer zusätzlichen Beschränkung der notwendigen Übertragungsbandbreite auf: BDSB= (1+α)·vS mit dem Roll-off-Faktor α und der Symbolrate vS.
Große Bedeutung haben heutzutage die PSK-Verfahren im Satellitenfunk, im Richtfunk und bei kabelgebundenen Kommunikationssystemen gefunden, und zwar aufgrund ihrer geringeren Empfindlichkeit gegenüber Rauschstörungen. Für die gleiche Fehlerwahrscheinlichkeit der demodulierten Daten bei jeweils vorausgesetzten Optimalempfängerstrukturen benötigen diese Verfahren einen geringeren Störabstand als konventionelle FSK- und ASK-Verfahren. Bei den PSK-Verfahren müssen beide Seitenbänder übertragen werden. Der Träger ist unterdrückt und muß bei der Demodulation durch spezielle Verfahren zurückgewonnen werden. Durch eine Erhöhung der Kennzustände (MPSK, M = 4, 8, 16...) kann eine Bandbreitenersparnis erfolgen. Zur Anwendung kommen in der Regel Verfahren der Bezugs- und der Differenzkodierung. Letztere haben den Vorteil, daß sie zur Demodulation nur eine AFC(Automatic-Frequency-Control)-Schaltung zur Schätzung der Trägerfrequenz benötigen. Die Zweiphasenumtastung, BPSK (Binary-Phase-Shift-Keying) oder B-DPSK (Binary-Differential-Phase-Shift-Keying), wird aufgrund ihres gropen Bandbreitenbedarfs seltener verwendet. In modernen Kommunikationssystemen kommen hauptsächlich höherstufige PSK-Verfahren zur Anwendung, die für die gleiche Übertragungsrate weniger Bandbreite benötigen. Alle mehrwertigen Verfahren müssen immer taktgebunden durchgeführt werden, damit die notwendige Serienparallelwandlung im Sender und die Parallelserienwandlung im Empfänger ermöglicht werden können. Bei der Umsetzung des Basisbanddatenstromes in den Symboldatenstrom wird häufig die Gray-Kodierung verwendet, damit bei Verfälschungen des Signals von einem Entscheidungsbereich in den anderen immer nur ein Bitfehler auftreten kann. Mit Hilfe eines MPSK-Modulators werden dann daraus die komplexen MPSK-Symbole exp(j2πk/M) gebildet, die die entsprechenden Phasenzustände definieren. Die notwendige Impulsformung zur weichen Tastung geschieht durch Filterung der komplexen MPSK-Symbole z.B. mit Hilfe eines Root-Raised-Cosine-Filters. Große Verbreitung finden bei den mehrstufigen Verfahren die quaternären Verfahren QPSK (Quaternary-Phase-Shift-Keying), die bei der gleichen Kanalbandbreite einer BPSK-Sendung doppelt so viele Daten pro Zeiteinheit übertragen können und dafür einen um 3 dB verbesserten Störabstand benötigen. Es sind auch Verfahren zur Vierphasenumtastung bekannt, bei denen die 180°-Sprünge aus zwei 90°-Phasensprüngen zusammengesetzt werden, die im Abstand der halben Schrittgeschwindigkeit stattfinden. Diese Offset-QPSK-Verfahren haben Vorteile bezüglich der optimalen Aussteuerung der Übertragungssysteme.
Bei herkömmlichen, analogen Empfängern erfolgen die erforderliche Hauptselektion und die Demodulation der Empfangssignale üblicherweise in einer niedrigeren Zwischenfrequenz(ZF)-Lage, da dort die notwendigen Filter in höherer Güte und die Demodulation mit geringerem Aufwand realisiert werden können. Das ZF-Signal liegt dabei als reelles Bandpaßsignal bei der Mittenfrequenz fZF vor. Aufgrund der Spiegelfrequenzproblematik kann die ZF-Lage jedoch nicht beliebig erniedrigt werden. Eine digitale Demodulation z.B. von PSK-Sendungen im Kurzwellenbereich ist jedoch wegen der relativ geringen Bandbreite von BPSK < 5 kHz mit vertretbarem Rechenaufwand denkbar. Mit Hilfe eines Quadraturempfängers ist es möglich, z.B. ein 0-ZF-PSK-Signal ("Basisbandsignal") mit sehr geringer Restträgerfrequenz fR zu erzeugen, das zur digitalen Weiterverarbeitung hervorragend geeignet ist.
Der Quadraturempfänger unterscheidet sich vom Synchronempfänger durch fehlende Synchronisation der Oszillatofrequenz fO mit der Empfangsfrequenz fZF. Das reelle Bandpaßsignal in der Zwischenfrequenzlage fZF wird komplex in die 0-ZF-Lage gemischt. Dies geschieht durch Multiplikation des reellen Bandpaßsignals mit einem komplexen Zeiger s0(t) = exp(-jω0t) = cos(ω0t) - j·sin(ω0t).
Im Spektralbereich entspricht dies einer Verschiebung des symmetrischen Bandpaßspektrums nach annähernd 0 Hz. Das Empfangssignal liegt dann als komplexes Basisbandsignal in O-ZF-Lage vor mit einer unvermeidlichen Restträgerfrequenz von fR = f0 - fZF << B.
Zur Vermeidung von Unsymmetrien und damit verbundenen Verzerrungen wird i.a. versucht die Restträgerfrequenz fR stets klein im Vergleich zur Tiefpaßbandbreite B zu halten, die ihrerseits aus Rauschgründen i.a. gleich der Signalbandbreite gewählt wird. Bei der Verschiebung des Bandpaßspektrums entstehen keine Spiegelfrequenzen. Die Hauptselektion wird beim O-ZF-Signal durch zwei Tiefpässe für je den Real- und Imaginärteil I, Q des komplexen Basisbandsignals vorgenommen (I: In-Phase-Signal; Q: Quadratur-Signal). Die Information zur Demodulation können aus dem komplexen Signalzeiger im Basisband abgeleitet werden. So wird z.B. bei der Amplitudendemodulation die Zeigerlänge des komplexen Basisbandzeigers verwendet. Der Vorteil dieses Verfahrens ist, daß die zu demodulierende Nachricht nahezu von der Trägerfrequenz befreit wurde, d.h. der sich langsam mit der Restträgerfrequenz fR drehende Signalzeiger trägt alle zur Demodulation der Nachricht notwendigen Informationen.
Das komplexe Basisbandsignal gelangt nach der Kanalentzerrung bzw. Filterung zu den Funktionseinheiten Trägerrückgewinnung und Schrittakt-Regeneration. Die Funktionseinheit zur Trägerrückgewinnung hat die Aufgabe, die Trägerfrequenz und -phase der Sendung zu schätzen und - nach Bestimmung der Frequenz - die Phase mit Hilfe eines Phasendrehgliedes zu eliminieren. Damit ist es möglich, das sich mit der Restträgerfrequenz fR drehende Koordinatensystem der I-Q-Basisbandsignale zum Stillstand zu bringen. Die Funktionseinheit der Schrittakt-Regeneration liefert Schätzwerte für die unbekannte Frequenz- und Phasenlage des Schrittaktes. Mit Hilfe des regenerierten Schrittaktes werden im Entscheider, der eine zusätzliche Interpolationseinheit vorgeschaltet haben kann, aus den IQ-Signalen die Symbole abgeleitet. Die Symbole können dann synchron zum Schrittakt mit Hilfe einer Phasen- oder Augendiagrammdarstellung hinsichtlich ihrer Dekodierungsgüte beurteilt werden. Die I-Q-Signale können auch vor dem Entscheider mit Hilfe einer Augendiagrammdarstellung hinsichtlich des optimalen Entscheidungszeitpunktes untersucht werden.
Die Verfahren zur Trägerrückgewinnung und zur Schrittakt-Regeneration können entweder mit Hilfe rekursiver oder nichtrekursiver Verfahren realisiert werden. Die rekursiven Verfahren werden häufig auch als Feedback(FB)-Verfahren gekennzeichnet. Dabei wird das Maximum der Log-Likelihood-Funktion mit Hilfe der Nullstelle ihrer 1. Ableitung berechnet. Diese Vorgehensweise bildet sich in rekursiven Strukturen ab, bei denen mit Hilfe eines Fehlerdetektors eine Fehlergröße definiert wird, die innerhalb der Rekursion zu null optimiert wird. Auf diese Weise wird z.B. mit Hilfe eines Gradientenverfahrens die Nullstelle der 1. Ableitung der Log-Likelihood-Funktion der Trägerund Schrittaktschätzung gefunden. Die FB-Verfahren haben den Vorteil, daß sie auch geringfügige Änderungen der Trägerphase und des Symboltimings erfassen können.
Weiterhin können sie bei entsprechender Dimensionierung Frequenzoffsets und sogar zeitlich veränderliche Frequenzabweichungen ausregeln. Liegt der Initialisierungszustand in der Nähe eines instabilen Punktes der Fehlerdetektorkennlinie und ist außerdem die Rückstellkraft gering, so kann der Rastvorgang unter Umständen lange Zeit benötigen. Man bezeichnet diese Akquisitionsprobleme mit "Hangups".
Ein Überblick über die geläufigen rekursiven Verfahren zur Trägerrückgewinnung von MPSK-Signalen im Bandpaßbereich wird in dem Lehrbuch von J.G. Proakis: "Digital Communications", (McGraw-Hill Book Company, 1989) S. 312-318 gegeben. Vorgestellt werden der COSTAS-Loop, der Decision-Feedback-Loop und das Power-of-N-Verfahren und es werden die Rauscheinflüsse in diesen Loops genauer untersucht ("Loop" steht hier und im folgenden für "Regelkreis", der bei allen rekursiven Verfahren zwangsläufig erforderlich ist).
Alle vorgestellten Verfahren sind für reelle, analoge Bandpaßsignale konzipiert. Der Entscheider befindet sich innerhalb des Loops. Der Schrittakt wird als bekannt vorausgesetzt. Bei einer digitalen Realisierung der Trägerrückgewinnungsverfahren in einer Zwischenfrequenzlage (reelles Bandpaßsignal) steigt der erforderliche Rechenleistungsaufwand. Die Verfahren haben eine starke Pegelabhängigkeit. Das Akquisitionsverhalten wird durch die sinusförmige Phasendetektorkennlinie geprägt. Bei einer digitalen Realisierung der Verfahren ist ein numerisch kontrollierter Oszillator (NCO=Numerical-Controlled-Oscillator) mit sin- und cos-Tabelle erforderlich.
In dem Buch von E.A. Lee, D.G. Messerschmitt: "Digital Communication", (Kluwer Academic Publishers, Boston - London, 1988) S. 548-558 werden digitale rekursive Verfahren zur Trägerrückgewinnung von PSK-Sendungen vorgestellt, die im äquivalenten Tiefpaßbereich arbeiten. Zwei Techniken werden näher beleuchtet: Das Decision-Directed-Trägerrückgewinnungsverfahren benötigt die Kenntnis des exakten Symbol-Timings. Das Power-of-N-Trägerrückgewinnungsverfahren arbeitet mit Hilfe einer ( )N-Nichtlinearität zur Erzeugung einer spektralen Komponente bei der Trägerfrequenz. Das Decision-Directed-Verfahren stellt eine digitale Variante des bereits erwähnten COSTAS-Loops in O-ZF-Lage dar, die allerdings ohne Tiefpaßfilter im Loop auskommt. Man erkennt in der dargestellten Struktur die Signalverknüpfung zur Beseitigung der Datenabhängigkeit und die Einbeziehung des Entscheiders in den Loop. Bei dem Power-of-N-Verfahren rastet der Loop auf die N-te Oberwelle der Trägerfrequenz.
Bei beiden Verfahren existiert eine starke Pegelabhängigkeit. Der entscheidungsgeführte Loop benötigt einen mittleren bis guten Signal-Rausch-Abstand des Eingangssignals. Beide Loops haben eine sinusförmige Phasendetektorkennlinie. Die entscheidungsgeführten Verfahren zur Trägerrückgewinnung haben Probleme bei schwierigen Übertragungskanälen (z.B. HF-Kanal).
In dem Buch von B. Sklar: "Digital Communications - Fundamentals and Applications", (Prentice-Hall International Editions, 1988,) S. 447-453 wird der klassische COSTAS-Loop zur Trägerrückgewinnung von reellen BPSK-Bandpaßsignalen vorgestellt. Von besonderer Bedeutung sind die beiden Tiefpaßfilter im Loop zur Unterdrückung der doppelten Trägerfrequenz. Die Einflüsse des Schleifenfilters und die Auswirkungen der Ordnung des Regelfilters auf die Ausregeleigenschaften des Loops bei einer Störung am Eingang des Loops werden aufgezeigt.
Der klassische analoge COSTAS-Loop ist für eine Trägerrückgewinnung von BPSK-Signalen im Bandpaßbereich geeignet. Es sind zwei Tiefpaßfilter im Loop erforderlich. Der COSTAS-Loop hat eine quadratische Pegelabhängigkeit. Das Akquisitionsverhalten des Loops wird durch die sinusförmige Phasendetektorkennlinie beeinflußt. Für höherstufige PSK-Verfahren sind Modifikationen der Struktur erforderlich, die einen erheblichen Realisierungsaufwand darstellen.
Die wesentlichen Nachteile der in den drei Literaturstellen beschriebenen klassischen bzw. modifizierten COSTAS-Loop sind:
  • feste Pegelabhängigkeit der Phasendetektorkonstante KD = xMvo M (bei MPSK)
  • sinusförmige Detektorkennlinie εk = xMvo Msin(MΔϕ)
  • ungünstiges Akquisitionsverhalten und Hangup-Verhalten aufgrund der sinusförmigen Detektorkennlinie
  • geringer Linearitätsbereich
  • optimaler Demodulator nur bei tanh( )-Nichtlinearität im I-Pfad bei BPSK
  • keine feste Struktur für MPSK-Verfahren.
In dem Artikel von J.A. Bisson, R.W. Donaldson: "Characterization and Simulation of a Multi-Sampling Digital Tanlock-Loop; in: Proceedings of the IEEE Pacific Rim Conference on Communication, Computer and Signal Processing, 1.-2.6.1989, Seiten 354-358 wird ein hybrider Tanlock-Loop zur Trägerrückgewinnung von MPSK-Signalen vorgestellt. Der hybride Tanlock-Loop besteht aus einem analogen Front-End zur Abmischung in eine Zwischenfrequenzlage und zwei taktgesteuerten Analog-Digital-Wandlern. Die Information zur Taktsteuerung der A/D-Wandler wird mit Hilfe eines speziellen Phasendetektors, einem Regelfilter und einer Taktgenerierungseinheit gewonnen. Der Digitalteil der Trägerrückgewinnung arbeitet somit mit variablem Abtasttakt. Die Datenabhängigkeit wird durch eine Multiplikation der Phase mit dem Faktor M (M-PSK) und einer Modulo-2π-Kennlinie beseitigt. Zur Erzeugung von ausreichend vielen Abtastwerten pro Symbol muß der NCO bei einer Ruhe-Kreisfrequenz ωo arbeiten. Von Vorteil für das Akquisitionsverhalten ist die sägezahnförmige Phasendetektorkennlinie mit großem Linearitätsbereich. Der Tanlock-Loop arbeitet ohne Pegeleinkopplung.
Beim Tanlock-Loop ist ein analoges Front-End zur Erzeugung des Quadratursignals erforderlich. Daraus ergeben sich Probleme durch die Genauigkeit des 90°-Phasenschiebers, durch die Offset-Anteile der beiden Mischer und die Unterschiede der beiden Filter. Der Digitalteil arbeitet mit variablem Abtasttakt. Dies ist bei DSP-Anwendungen (DSP: digitaler Signalprozessor) mit Parallelverarbeitung von Nachteil. Der Tanlock-Loop arbeitet in O-ZF-Lage, die Berechnung der arctan-Funktion geschieht dabei mit Hilfe einer Tabelle. Daraus resultieren häufig Phasenungenauigkeiten.
Treten bei der Signalübertragung schnellere Trägerfrequenzschwankungen auf, wie dies z.B. im Kurzwellenbereich mit Schwankungen \5 Hz häufig der Fall ist, werden bei der Demodulation robuste Verfahren zur Trägerückgewinnung benötigt, die keine Datenunterstützung benötigen (NDA: Non-Data-Aided) und die auch ohne Kenntnis des Schrittakt-Timings funktionieren. Schrittaktabhängige Verfahren zur Trägerrückgewinnung wie z.B. das erwähnte Tanlock-Loop-Verfahren , werden durch die erforderliche Schrittakt-Regeneration beeinflußt. Dies führt bei größeren Trägerfrequenzschwankungen zu Akquisitionsproblemen und Unsicherheiten in der Stabilität der Algorithmen. Durch die Verwendung von schrittaktunabhängigen Verfahren können diese Nachteile vermieden werden. Zu den schrittaktunabhängigen Trägerrückgewinnungsverfahren gehören das bereits erwähnte COSTAS-Loop-, das Squaring-Loop- und das Quadrupling-Loop-Verfahren. Diese Verfahren werden vor allem in analogen PSK-Empfängern für reelle Bandpaßsignale verwendet.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, zum einen ein robustes Verfahren zur rekursiven Trägerrückgewinnung anzugeben, das ohne Kenntnis des Schrittakt-Timings auskommt und nicht datenunterstützt arbeitet und das insbesondere den Anforderungen beim Empfang von digital modulierten Signalen im Kurzwellenbereich gerecht wird. Zum andern sollen Anordnungen zum Durchführen eines solchen Verfahrens angegeben werden, die besonders einfach in ihrem Aufbau sind.
Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist in bezug auf das zu schaffende Verfahren durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 oder des Patentanspruchs 2 angegeben und in bezug auf die zu schaffenden Anordnungen durch die kennzeichnenden Merkmale der Patentansprüche 9 und 10. Die übrigen Ansprüche enthalten vorteilhafte Ausund Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens (Ansprüche 3 bis 8) und der erfindungsgemäßen Anordnungen (Ansprüche 11 bis 17) sowie bevorzugte gerätemäßige Verwendungen der Erfindung (Ansprüche 18 und 19).
Das erfindungsgemäße Verfahren sieht zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen folgende Verfahrensschritte vor (Alternative I):
  • das digital modulierte Signal wird in ein digitales, gefiltertes und mit einem Restträger zunächst unbekannter Frequenz fR und Phase zR behaftetes komplexes Basisbandsignal xk konvertiert;
  • das so erzeugte Basisbandsignal xK wird mit einem Referenzträger vk der Frequenz fo und der Phase zo komplex quadraturgemischt und die so erzeugten und in karthesischer Koordinatendarstellung vorliegenden In-Phase- und Quadratur-Signale I, Q werden einem Entscheider zur weiteren Auswertung zugeleitet;
  • in einem rekursiven Regelprozeß werden zunächst die In-Phase- und Quadratur-Signale I, Q von der karthesischen Koordinatendarstellung in eine durch den Betrag Ak und die Phase zk dieser Signale I, Q charakterisierte Polarkoordinatendarstellung transformiert, anschließend wird aus der so erzeugten Phase zk ein modulationssignalunabhängiges ("datenunabhängiges") Phasenfehlersignal wk abgeleitet und schließlich wird aus diesem Phasenfehlersignal wk ein Regelsignal ck abgeleitet, mit dem die Frequenz fo und die Phase zo des Referenzträger vk sukzessive mit der Frequenz fR und Phase zR des Restträgers des Basisbandsignals xk in Übereinstimmung gebracht werden (Alternative I)
oder alternativ hierzu folgende Verfahrensschritte (Alternative II):
  • das digital modulierte Signal wird in ein digitales, gefiltertes und mit einem Restträger zunächst unbekannter Frequenz fR und Phase zR behaftetes komplexes Basisbandsignal xk konvertiert;
  • das in karthesischer Koordinatendarstellung vorliegende Basisbandsignal xk wird in eine durch den Betrag Axk und die Phase zxk des Basisbandsignals xk charakterisierte Polarkoordinatendarstellung transformiert, anschließend wird die so erzeugte Phase zxk mit einer Referenzphase zo verglichen und die resultierende Phasendifferenz Dz zwischen beiden Phasen zxk, zo gebildet, die einem Entscheider zur weiteren Verarbeitung zugeleitet wird;
  • in einem rekursiven Regelprozeß wird zunächst aus der Phasendifferenz Dz zwischen den beiden Phasen zxk, zo ein modulationssignalunabhängiges ("datenunabhängiges") Phasenfehlersignal wk abgeleitet und anschließend wird aus diesem Phasenfehlersignal wk ein Regelsignal abgeleitet, mit dem die Referenzphase zo sukzessive mit der Phase zxk des Basisbandsignals xk in Übereinstimmung gebracht wird (Alternative II).
Eine erste erfindungsgemäße Anordnung zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen zum Durchführen des erfindungsgemäßen Verfahrens (Alternative I) ist dadurch gekennzeichnet,
  • daß ein komplexer Quadraturmischer (QM) vorgesehen ist;
  • daß der komplexe Quadraturmischer (QM) eingangsseitig zum einen an ein Filter (F1) für das komplexe Basisbandsignal und zum anderen an den Ausgang eines in Frequenz fo und Phase zo steuerbaren Referenzoszillators (NCO) angeschlossen ist;
  • daß der In-Phase- und der Quadratur-Ausgang des komplexen Quadraturmischers (QM) mit einem Entscheider verbunden ist;
  • daß zur Durchführung des rekursiven Regelprozesses eine Regelschleife realisiert ist, indem zum einen der In-Phase- und der Quadratur-Ausgang des komplexen Quadraturmischers (QM) zusätzlich mit dem Eingang eines Koordinatentransformators (KT) zur Signaltransformation von einer karthesischen Koordinatendarstellung in eine durch Betrag Ak und Phase zk charakterisierte Polarkoordinatendarstellung verbunden ist und zum anderen der die Phase zk führende Ausgang des Koordinatentransformators (KT) über eine Einheit (MP1, Mod 2p) zur Befreiung der Phase zk von der Modulationssignalabhängigkeit ("Datenabhängigkeit") sowie über einen nachgeschalteten Regelfilter (RF) mit dem Steuereingang des Referenzoszillators (NCO) verbunden ist.
Ein zweite erfindungsgemäße Anordnung zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen zum Durchführen des erfindungsgemäßen Verfahrens (Alternative II) ist dadurch gekennzeichnet,
  • daß einem Filter (F1) für das komplexe Basisbandsignal ein Koordinatentransformator (KT) zur Signaltransformation von einer karthesischen Koordinatendarstellung in eine durch Betrag Axk und Phase zxk charakterisierte Polarkoordinatendarstellung nachgeschaltet ist;
  • daß der die Phase zxk führende Ausgang des Koordinatentransformators (KT) mit einem Eingang eines Subtrahieres (SUB) verbunden ist;
  • daß der andere Eingang des Subtrahieres (SUB) mit dem Ausgang eines Phasenakkumulators (AKKU) verbunden ist und der Ausgang des Subtrahieres (SUB) mit einem Entscheider verbunden ist;
  • daß zur Durchführung des rekursiven Regelprozesses eine Regelschleife realisiert ist, indem der Ausgang des Subtrahierers (SUB) zusätzlich über eine Einheit (MP1, Mod 2p) zur Befreiung der am Ausgang des Subtrahierers (SUB) anliegenden Phasendifferenz Dz von der Modulationssignalabhängigkeit ("Datenabhängigkeit") sowie über einen nachgeschalteten Regelfilter (RF) mit dem Eingang des Phasenakkumulators (AKKU) verbunden ist.
In einer bevorzugten Ausbildung der Erfindung ist vorgesehen, daß die Koordinatentransformation der In-Phase- und Quadratur-Signale I, Q (Alternative I) bzw. des Basisbandsignals xk (Alternative II) von der karthesischen Koordinatendarstellung in die Polarkoordinatendarstellung mit Hilfe des an sich bekannten CORDIC-Algorithmus durchgeführt wird (vgl. z.B.: Yu Hen Hu: "The Quantization Effects of the CORDIC Algorithm"; in: IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, Vol. 40, No. 4, April 1992, S. 834-844). Anders ausgedrückt, ist bei dieser bevorzugten Ausbildung der Erfindung vorgesehen, daß der Koordinatentransformator (KT) nach dem CORDIC-Algorithmus arbeitet.
Die Erfindung zeichnet sich durch folgende Vorteile aus:
  • feste Trägerrückgewinnungsstruktur, die bei MPSK-modulierten Signalen unabhängig von M ist;
  • zur Erzielung eines adaptiven Verhaltens der Regelschleife ist eine gezielte Pegeleinkopplung möglich;
  • lineare Phasendetektorlinie;
  • besseres Akquisitions- und Hangup-Verhalten als der oben beschriebene COSTAS-Loop (z.B. um den Faktor 2 größerer Fangbereich bzw. größere Rückstellkraft im instabilen Arbeitspunkt);
  • bessere Stabilität als der COSTAS-Loop;
  • feste Abtastfrequenz;
  • vollständig digital aufgebaute Regelschleife;
  • zur Trägerrückgewinnung wird nur ein A/D-Wandler (vor der Regelschleife) benötigt im Gegensatz zu dem beschriebenen Tanlock-Loop, die zwei A/D-Wandler braucht;
  • Kenntnis des Schrittakt-Timings nicht notwendig;
  • keine Datenunterstüzung erforderlich.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigen:
FIG. 1
eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnungen zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens bei MPSK-modulierten Signalen mit einem Koordinatentransformator in der Regelschleife (Alternative I);
FIG. 2
eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnungen zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens bei MPSK-modulierten Signalen mit einem der Regelschleife vorgeschalteten Koordinatentransformator (Alternative II);
FIG. 3
eine erste Weiterbildung der Anordnung gemäß FIG. 1 mit einer zusätzlichen Pegeleinkopplung zur Erzielung eines adaptiven Verhaltens der Regelschleife;
FIG. 4
eine zweite Weiterbildung gemäß FIG. 1 mit einer zusätzlichen Pegeleinkopplung zur Erzielung eines adaptiven Verhaltens der Regelschleife, die zur Trägerrückgewinnung bei QAM-modulierten Signalen verwendet werden kann;
FIG. 5
eine dritte Weiterbildung der Anordnung gemäß FIG. 1 mit einer zusätzlichen Pegeleinkopplung und einer zusätzlichen Schaltung zur automatischen Frequenzkontrolle;
FIG. 6
eine erste Weiterbildung der Anordnung gemäß FIG. 2 mit einer zusätzlichen Pegeleinkopplung und einer zusätzlichen Schaltung zur automatischen Frequenzkontrolle.
Die Anordnung zur Trägerrückgewinnung in FIG. 1 ist in Form einer Regelschleife aufgebaut und eignet sich zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens nach Alternative I.
Das mit einem Restträger der Frequenz fR und Phase ϕR behaftete Basisbandsignal ("O-ZF-Signal") wird auf einen Filter F1, z.B. einen Optimal- oder Hauptselektionsfilter gegeben. Das aus Realteil Re und Imaginärteil Im bestehende komplexe gefilterte Signal xk wird in einem Quadraturmischer QM mit den (jeweils um 90° gegeneinander phasenverschobenen) Ausgangssignalen vk eines numerisch kontrollierten Referenzoszillators NCO ("Numerical-Controlled-Oscillator") komplex quadraturgemischt. Die so erzeugten In-Phase- und Quadratur-Ausgangssignale I und Q des Quadraturmischers QM, die zusammen das komplexe Ausgangssignal yk bilden, werden einem Entscheider zur weiteren Auswertung zugeleitet. Dem Entscheider wird ferner von einer (nicht gezeigten) Schrittakt-Regenerierungseinheit der ermittelte Schrittakt der zu demodulierenden Sendung zugeleitet. Am Ausgang des Entscheiders erscheinen bei richtiger Schätzung der Restträgerfrequenz, -phase und des Schrittaktes eine Folge von Symbolen, die anschließend in einem (nicht gezeigten) Dekodierer dekodiert wird. Die dekodierten Daten werden anschließend einer (ebenfalls nicht gezeigten) Auswerteeinheit des Demodulators zugeführt.
Die I- und Q-Signale des Quadraturmischers QM werden ferner der bereits erwähnten Regelschleife zugeführt, und zwar einem Koordinatentransformator KT, der die in karthesischen Koordinaten dargestellten I- und Q-Signale in eine durch Betrag Ak und Phase ϕk charakterisierten Polarkoordinatendarstellung transformiert und der zu dieser Transformation z.B. den an sich bekannten CORDIC-Algorithmus verwendet. Der die Phase ϕk führende Ausgang des Koordinatentransformators KT ist mit einer Einheit verbunden, die die Phase ϕk von der Modulationssignalabhängigkeit ("Datenabhängigkeit") befreit. Sie besteht aus einem Multiplizierer MP1, in dem die Phase ϕk mit M multipliziert wird, und einer nachgeschalteten Modulo-2π-Kennlinie (Mod-2π), wobei der Faktor M = 2, 4, 8, 16.... die Wertigkeit der verwendeten MPSK-Modulation angibt. Am Ausgang dieser Einheit erscheint das modulationssignalunabhängige Phasenfehlersignal ψk, das einem Regelfilter zugeleitet wird. Die Auslegung dieses Filters prägt der Regelschleife die Dynamik und das Rauschverhalten auf. Am Ausgang des Regelfilters RF erscheint ein von dem Phasenfehlersignal ψk abgeleitetes Regelsignal ck, das auf den Steuereingang des Referenzoszillators NCO gegeben wird und dessen Frequenz fo bzw. Phase ϕo nachstellt. Durch diesen rekursiven Nachstellprozeß werden sukzessive die Frequenz fo und die Phase ϕo des Referenzoszillators NCO mit der Frequenz fR und der Phase ϕR des Restträgers des Basisbandsignals xk in Übereinstimmung gebracht. Vom Referenzoszillator NCO führt ferner eine Überwachungsleitung zu einer (nicht gezeigten) Kontrolleinheit, die den Zustand der Regelschleife ("Loop-Zustand") kontrolliert und gegebenenfalls eine Vorzeichenkorrektur im Ausgangsdatenstrom des Entscheiders veranlaßt.
Die Anordnung zur Trägerrückgewinnung in FIG. 2 unterscheidet sich von der in FIG. 1 dadurch, daß der Koordinatentransformator KT nicht in der Regelschleife angeordnet ist, sondern dieser vorgeschaltet ist. Diese Anordnung eignet sich zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens nach Alternative II.
Der die Phase ϕxk des gefilterten komplexen Basisbandsignals xk führende Ausgang des Koordinatentransformators KT ist mit dem einen Eingang eines Subtrahierers SUB verbunden, dessen anderer Eingang mit dem Ausgang eines Phasenakkummulators AKKU verbunden, der eine Referenzphase ϕo erzeugt.
In dem Subtrahierer SUB wird die Differenz Δϕ zwischen den beiden anliegenden Phasen ϕxk und ϕo gebildet und anschließend einem Entscheider zugeleitet, der mit Hilfe des ihm ebenfalls zugeleiteten Schrittaktes aus dem Phasendifferenzsignal Δϕ die Folge der Symbole bestimmt, die dann dem (nicht gezeigten) Dekodierer zur weiteren Verarbeitung zugeleitet werden.
Das Phasendifferenzsignal Δϕ des Subtrahierers SUB wird ferner dem Regelkreis zugeleitet, und zwar der bereits in FIG. 1 beschriebenen Einheit MP1, Mod-2π, die die Phasen-differenz Δϕ von der Modulationssignalabhängigkeit, d.h. Datenabhängigkeit befreit.
Das derart erzeugte modulationssignalunabhängige Phasenfehlersignal ψk wird einem Regelfilter RF zugeleitet, der ein entsprechendes Regelsignal auf den Eingang des Phasenakkumulator AKKU gibt, mit dem die Phase ϕo des Phasenakkumulators nachgestellt wird. Durch diesen rekursiven Nachstellprozeß wird sukzessive die Phase ϕo des Phasenakkumulators AKKU mit der Phase ϕxk des Basisbandsignals xk in Übereinstimmung gebracht. Von dem Phasenakkumulator AKKU geht ferner eine Steuerleitung zu einer (nicht gezeigten) Kontrolleinheit, in der der Zustand der Regelschleife überwacht wird und gegebenenfalls eine Vorzeichenkorrektur im Ausgangsdatenstrom des Entscheiders vorgenommen wird. Das Besondere bei dieser Ausführungsform besteht darin, daß der Regelkreis vollständig in der Phasenebene arbeitet.
Die Anordnung zur Trägerrückgewinnung in FIG. 3, die eine besonders vorteilhafte erste Weiterbildung der Anordnung gemäß FIG. 1 darstellt, unterscheidet sich von dieser dadurch, daß zur Erzielung eines adaptiven Verhaltens der Regelschleife zusätzlich eine Pegeleinkopplung vorgesehen ist (bezüglich der Gemeinsamkeiten im Aufbau der Anordnungen sei im übrigen auf die Figurenbeschreibung zu FIG. 1 verwiesen).
Der Koordinatentransformator arbeitet bei dieser Anordnung nach dem an sich bekannten CORDIC-Algorithmus und liefert ausgangsseitig sowohl die Phase ϕk als auch den Betrag Ak des komplexen Ausgangssignal yk des komplexen Quadraturmischers QM. Während die Phase ψk in der Einheit (MP1, Mod-2π) von der Modulationssignalabhängigkeit befreit wird, wird der Betrag Ak über eine Bewertungseinheit BW einem Multiplizierer MP2 zugeleitet und dort der bewertete Betrag F(AK) mit dem modulationssignalunabhängigen Phasenfehlersignal ψk multipliziert. Das so erzeugte Fehlersignal εk am Ausgang des Multiplizierers MP2 wird anschließend dem Regelfilter RF zugeleitet, das in Abhängigkeit von Fehlersignal εk ein Regelsignal ck erzeugt, das auf den Steuereingang des Referenzoszillators NCO gegeben wird.
Die Verwendung des CORDIC-Algorithmus bei der Koordinatentransformation führt - wie die Anordnung in FIG. 3 zeigt - zu Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Anordnungen, die den Anforderungen insbesondere beim Empfang von MPSK-Signalen im Kurzwellenbereich gerecht werden und die im Sinne des Maximum-Like-lihood(ML)-Kriteriums als Quasi-Optimalstrukturen aufgefaßt werden können. Zur Funktionsweise der Anordnung gemäß FIG. 3 ist noch folgendes anzumerken:
Das komplexe I-Q-Signal yk erhält man durch komplexe Multiplikation des Eingangssignals xk mit dem Referenz zeiger vk: yk = xk·vk = v0·xB·ej([ωR-ω0]kTA+[ϕR-ϕ0]+γi). mit ωR = Restträgerkreisfrequenz, ωO = Referenzsignalkreisfrequenz, TA = Abtastzeit und γi = Datensignal = 2πi/M; i = 1, 2, 3...M.
Mit Hilfe des CORDIC-Algorithmus erfolgt eine Wandlung der karthesischen Koordinaten in Polarkoordinaten. Für die Phase ϕk und den Betrag Ak des I-Q-Signals erhält man die Ausdrücke:
Figure 00250001
und Ak = Re(yk)2 + Im(yk)2 = v0·xB·
Die Modulationssignalabhängigkeit der Phase ϕk wird durch eine Multiplikation mit dem Faktor M und eine nachfolgende Modulo-2π-Kennlinie beseitigt und ergibt das modulationssignalunabhängige Phasenfehlersignal ψk mit:
Figure 00250002
Durch das gezielte Einbringen des Betrags Ak (und damit der Signalamplitude xk) in das Phasendetektorsignal εk kann ein adaptives Verhalten der Regelschleife durch die Signalabhängigkeit erreicht werden. Man erhält bei einer funktionalen Wichtung des Betrags Ak für das Fehlersignal εk = F(Ak)·M·(ωR-ω0)kTA+ F(Ak)·M·(ϕR-ϕ0).
Bei der vorliegenden Regelschleife mit einer Koordinatentransformation mit Hilfe des CORDIC-Algorithmus ("CORDIC-Loop") hat man einen zusätzlichen Freiheitsgrad in der gezielten Gestaltung der Pegeleinkopplung. Die Funktion F( ) ist grundsätzlich willkürlicher Art. Ein optimales Schätzverhalten des CORDIC-Loops erhält man mit: F(Ak) = (Ak)n mit n ∈ [0,2].
Für n = 0 wird der Pegeleinfluß im Loop vollständig beseitigt. Sowohl das dynamische Verhalten des Loops als auch dessen Akquisitionsverhalten sind dann unabhängig von möglichen Änderungen des Eingangspegels. Durch die lineare (n = 1) oder quadratische (n = 2) Pegeleinkopplung erhält der Loop ein adaptives Verhalten bezüglich der Loopbandbreite. Bei abnehmendem Pegel schnürt sich der Loop selbst zu. Der CORDIC-Loop bietet auch die Möglichkeit, mit Hilfe spezieller Optimierungsverfahren den Signalpegel bei der Akquisitionsphase so zu manipulieren, daß ein schnelleres Rasten des Loops erfolgen kann. Bei gerastetem CORDIC-Loop erhält man für das Phasenfehlersignal den Ausdruck:
Figure 00260001
Es ergibt sich eine Modulo-2π/M-Sägezahnkennlinie. Der große Linearitätsbereich des CORDIC-Phasendetektors führt zu besserem Akquisitionsverhalten, größeren Fangbereichen, größeren Ausrastbereichen (Pull-out-Bereiche) und günstigerem Verhalten bezüglich Hangups bei sonst gleichem optimalen Verhalten der Trägerrückgewinnung. Ein weiterer Vorteil des CORDIC-Loops ist die Strukturunabhängigkeit bei höherstufigen MPSK-Verfahren. Die Beseitigung des Modulationssignal- bzw. Dateneinflusses im Regelsignal erfolgt bei den MPSK-Verfahren durch die Multiplikation mit dem Faktor M. Bei der Implementierung der Trägerrückgewinnungsalgorithmen nach dem CORDIC-Loop-Verfahren mit Hilfe digitaler Signalprozessoren erfolgt die Multiplikation mit dem Faktor M durch eine einfache Shift-Operation und die Darstellung der Modulo-2π-Kennlinie durch die Zweierkomplementdarstellung des Zahlenbereiches und eine entsprechende Normierung im Referenzoszillator NCO. Unter Berücksichtigung der Akquisitionseigenschaften und anderer Randbedingungen ist der CORDIC-Loop global gesehen daher günstiger als der weiter oben beschriebene COSTAS-Loop.
Die Anordnung zur Trägerrückgewinnung in FIG. 4 stellt eine andere Weiterbildung der Anordnung gemäß FIG. 1 dar, die zur Trägerrückgewinnung bei QAM-modulierten Signalen verwendet werden kann.
Sie unterscheidet sich von der Anordnung gemäß FIG. 3 dadurch, daß die Einheit zur Befreiung der von dem vorgeschalteten CORDIC-Koordinatortransformator gelieferten Phase ϕk durch eine QAM-Nichtlinearitätseinheit QAM-NL realisiert ist. Das so erzeugte modulations-signalunabhängige Phasenfehlersignal ψk wird anschließend - wie in FIG. 3 - auf den Multiplizierer MP2 gegeben und dort mit dem bewerteten Betragssignal F(Ak) des CORDIC-Koordinatentransformators multipliziert.
Die Anordnung zur Trägerrückgewinnung in FIG. 5 unterscheidet sich von der in FIG. 3 dadurch, daß der Regelkreis zusätzlich um eine Schaltung zur automatischen Frequenzkontrolle (AFC: Automatic-Frequency-Control) erweitert worden ist. Die Einheit besteht aus einen Zeitdifferenzierglied d/dt und einem nachgeschalteten Filter F2. Das modulationssignalunabhängige Phasenfehlersignal ψk wird bei dieser AFC-Schaltung dem Zeitdifferenzierglied d/dt zugeführt, das die erste zeitliche Ableitung
Figure 00280001
dieses Signals erzeugt und dem Filter F2 zuführt. Die gefilterte erste zeitliche Ableitung von ψk wird anschließend einem Addierer ADD zugeführt und dort zu dem Phasenfehlersignal ψk addiert. Das Summenausgangssignal des Addierers ADD wird anschließend zusammen mit dem bewerteten Betragssignal F(Ak) des CORDIC-Transformators dem Multiplikator MP2 zugeführt, in dem aus diesen Signalen das Fehlersignal εk abgeleitet wird.
Die Anordnung zur Trägerrückgewinnung in FIG. 6 unterscheidet sich von der Anordnung gemäß FIG. 2 dadurch, daß zum einen zusätzlich zur Kennzeichnung eines adaptiven Verhaltens der Regelschleife der in einer Bewertungseinheit BW bewertete Betrag F(Ak) des gefilterten komplexen Basisbandsignals xk eingekoppelt wird und daß zum anderen die in FIG. 5 bereits beschriebene zusätzliche Schaltung (d/dt, F2) zur automatischen Frequenzkontrolle ("AFC-Regelkreis") vorgesehen ist. Als Koordinatentransformator ist auch hier, wie in FIG. 3-5, ein CORDIC-Transformator vorgesehen.
Ähnlich wie bei der Anordnung in FIG. 5 wird das modulationssignalunabhängige und von der Phasendifferenz Δϕ abgeleitete Phasenfehlersignal ψk in der AFC-Schaltung zeitlich differenziert. Das gefilterte, zeitlich differenzierte Signal wird anschließend in einem Addierer ADD mit dem Phasenfehlersignal ψk addiert und das Summensignal des Addierers ADD wird auf den Multiplizierer MP2 gegeben, dem außerdem das durch die Bewertungseinheit BW bewertete Betragssignal Axk des gefilterten komplexen Basisbandsignals xk zugeleitet wird.
Das am Ausgang des Multiplizierers MP2 anliegende Fehlersignal εk wird anschließend dem Regelfilter RF zugeleitet, der daraus das Regelsignal ck für den Phasenakkumulator AKKU erzeugt.
Mit Hilfe des zusätzlichen überlagerten AFC-Regelkreises der FIG. 5 und 6 kann der Fangbereich der Anordnung beträchtlich erweitert werden. Für Anwendungen der Verfahren zur Trägerrückgewinnung mit Hilfe digitaler Signalprozessoren ist der CORDIC-Loop in der Phasenebene (FIG. 2 bzw. FIG. 6) vorteilhaft, da die sin- und die cos-Tabelle im Referenzoszillator NCO eingespart werden können und stattdessen ein einfacher Phasenakkumulator verwendet werden kann.
Die rekursiven Strukturen des weiter oben beschriebenen COSTAS-Loops für komplexe Basisbandsignale und der nach der Erfindung arbeitenden rekursiven Strukturen mit oder ohne Pegeleinkopplung können in einem Ersatzschaltbild zu einer Grundstruktur einer digitalen Phase-Locked Loop (DPPL) zusammengefaßt werden, die aus den Funktionseinheiten Phasendetektor, Regelfilter und einem numerisch gesteuerten Oszillator zur Erzeugung des komplexen Referenzzeigers besteht.
Der Phasendetektor benutzt zur Bildung des Fehlersignals εk im allgemeinen eine nichtlineare Operation. Die Eigenschaften des Phasendetektors werden mathematisch durch das Fehlersignal εk beschrieben: CORDIC-Loop ohne Pegeleinkopplung: εk = M· (ϕR-ϕ0), CORDIC-Loop mit Pegeleinkopplung: εk = An k·M·(ϕR-ϕ0).
Die bei den COSTAS-Loop-Verfahren sinusförmige Phasendetektorkennlinie ist bei den CORDIC-Loop-Verfahren nach der Erfindung sägezahnförmig. Es ist besonders zu beachten, daß für MPSK-Verfahren die Phasendetektorkennlinie modulo2π/M periodisch ist. Die verschiedenen rekursiven Verfahren zur Trägerrückgewinnung unterscheiden sich im wesentlichen in der Form der Phasendetektorkennlinie (Linearitätsbereich) und der Phasendetektorkonstante KD. Es gilt für den CORDIC-Loop ohne Pegeleinkopplung: KD = M, CORDIC-Loop mit Pegeleinkopplung: KD = An k·M·
Die Phasendetektorkonstante KD dieser Verfahren ist ohne Gedächtnis.
Die rekursiven Verfahren zur Trägerrückgewinnung schätzen sowohl die Trägerfrequenzlage des PSK-Signals als auch dessen genaue Phasenlage. Das Fehlersignal εk ist sowohl von der Differenzfrequenz als auch der Differenzphase von Eingangssignal und Referenzsignal abhängig.
Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern kann vielmehr auch auf andere übertragen werden.
So ist es z.B. möglich, anstelle des CORDIC-Algorithmus andere Algorithmen zur Koordinatentransformation zu verwenden.
Ferner ist es möglich, die Ausführungsbeispiele z.B. in FIG. 2 und FIG. 6 für die Demodulation von zirkular-QAMmodulierten Signalen zu erweitern, indem das an dem einen Ausgang des CORDIC-Koordinatentransformators anliegende Betragssignal Axk zusätzlich dem Entscheider zugeführt wird.

Claims (19)

  1. Verfahren zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
    das digital modulierte Signal wird in ein digitales, gefiltertes und mit einem Restträger zunächst unbekannter Frequenz fR und Phase zR behaftetes komplexes Basisbandsignal xk konvertiert;
    das so erzeugte Basisbandsignal xk wird mit einem Referenzträger vk der Frequenz fo und der Phase zo komplex quadraturgemischt und die so erzeugten und in karthesischer Koordinatendarstellung vorliegenden In-Phase- und Quadratur-Signale I, Q werden einem Entscheider zur weiteren Auswertung zugeleitet;
    in einem rekursiven Regelprozeß werden zunächst die In-Phase und Quadratur-Signale I, Q von der karthesischen Koordinatendarstellung in eine durch den Betrag Ak und die Phase zk dieser Signale I, Q charakterisierte Polarkoordinatendarstellung transformiert, anschließend wird aus der so erzeugten Phase zk ein modulationssignalunabhängiges Phasenfehlersignal wk abgeleitet und schließlich wird aus diesem Phasenfehlersignal wk ein Regelsignal ck abgeleitet, mit dem Frequenz fo und Phase zo des Referenzträger vk sukzessive mit der Frequenz fR und Phase zR des Restträgers des Basisbandsignals xk in Übereinstimmung gebracht werden.
  2. Verfahren zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
    das digital modulierte Signal wird in ein digitales, gefiltertes und mit einem Restträger zunächst unbekannter Frequenz fR und Phase zR behaftetes komplexes Basisbandsignal xk konvertiert;
    das in karthesischer Koordinatendarstellung vorliegende Basisbandsignal xk wird in eine durch den Betrag Axk und die Phase zxk des Basisbandsignals xk charakterisierte Polarkoordinatendarstellung transformiert, anschließend wird die so erzeugte Phase zk mit einer Referenzphase zo verglichen und die resultierende Phasendifferenz Dz zwischen beiden Phasen zxk, zo gebildet, die einem Entscheider zur weiteren Verarbeitung zugeleitet wird;
    in einem rekursiven Regelprozeß wird zunächst aus der Phasendifferenz Dz zwischen den beiden Phasen zxk, zo ein modulationssignalunabhängiges Phasenfehlersignal wk abgeleitet und anschließend wird aus diesem Phasenfehlersignal wk ein Regelsignal abgeleitet, mit dem die Referenzphase zo sukzessive mit der Phase zxk des Basisbandsignals xk in Übereinstimmung gebracht wird.
  3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Koordinatentransformation der In-Phase- und Quadratur-Signale I, Q bzw. des Basisbandsignals xk von der karthesischen Koordinatendarstellung in die Polarkoordinatendarstellung mit Hilfe des CORDIC-Algorithmus durchgeführt wird.
  4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das modulationssignalunabhängige Phasenfehlersignal wk zusammen mit einem oder mehreren anderen, aus dem Basisbandsignal xk oder den In-Phase- und Quadratur-Signalen I, Q oder dem modulations-signalunabhängigen Phasenfehlersignal wk selbst abgeleiteten zusätzlichen Bewertungssignal(en) zur Bildung eines Fehlersignals ek herangezogen wird, aus dem schließlich das Regelsignal für den Referenzträger vk bzw. für die Referenzphase zo abgeleitet wird.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Frequenzstabilisierung zusätzlich die erste zeitliche Ableitung wk des modulationssignalunabhängigen Phasenfehlersignals wk zunächst gebildet und anschließend gefiltert wird und daß das so erzeugte gefilterte Ableitungssignal als zusätzliches Bewertungssignal zur Bildung des Fehlersignals ek herangezogen wird.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines adaptiven Regelverhaltens der Betrag Axk des Basisbandsignals xk bzw. der Betrag Ak der In-Phase- und Quadratur-Signale I, Q als Bewertungssignal zur Bildung des Fehlersignals ek herangezogen wird.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal nach der Formel ek = F(Ak)Ëwk bzw. nach der Formel ek = F(Axk)Ëwk gebildet wird mit F(Ak) bzw. F(Axk) gleich einer vorgegebenen Funktion von Ak bzw. Axk, vorzugsweise in Form F(Axk) = (Axk)n bzw. F(AR) = (AR)n mit n=0,1 oder 2.
  8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei MPSK-modulierten Signalen, mit M=2, 4, 8, 16, ...., das aus der Phasendifferenz Dz abgeleitete modulationssignalunabhängige Phasenfehlersignal wk gebildet wird durch Multiplikation der Phasendifferenz Dz mit M und einer nachfolgenden Modulo-2p-Kennlinie gemäß der Formel: wk = M(xR-xo)KTA + M(zxk-zo) mit xR = 2pfR, xo = 2pfo, k=1, 2, 3... und TA = Abtastintervall und daß bei QAM-modulierten Signalen das aus der Phasendifferenz Dz abgeleitete modulationsunabhängige Phasenfehlersignal wk durch eine vorgegebene QAM-Nichtlinearität gebildet wird .
  9. Anordnung zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation von digital modulierten Signalen zum Ausführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 oder 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
    daß ein komplexer Quadraturmischer (QM) vorgesehen ist;
    daß der komplexe Quadraturmischer (QM) eingangsseitig zum einen an ein Filter (F1) für das komplexe Basisbandsignal xk und zum anderen an den Ausgang eines in Frequenz fo und Phase zo steuerbaren Referenzoszillators (NCO) angeschlossen ist;
    daß der In-Phase- und der Quadratur-Ausgang des komplexen Quadraturmischers (QM) mit einem Entscheider verbunden ist;
    daß zur Durchführen des rekursiven Regelprozesses eine Regelschleife realisiert ist, indem zum einen der In-Phase- und der Quadratur-Ausgang des komplexen Quadraturmischers (QM) zusätzlich mit dem Eingang eines Koordinatentransformators (KT) zur Signaltransformation von einer karthesischen Koordinatendarstellung in eine durch Betrag Ak und Phase zk charakterisierte Polarkoordinatendarstellung verbunden ist und zum anderen der die Phase zk führende Ausgang des Koordinatentransformators (KT) über eine Einheit (MP1, Mod 2p; QAM-NL) zur Befreiung der Phase zk von der Modulationssignalabhängigkeit sowie über einen nachgeschalteten Regelfilter (RF) mit dem Steuereingang des Referenzoszillators (NCO) verbunden ist.
  10. Anordnung zur Trägerrückgewinnung bei der Demodulation digital modulierter Signale zum Ausführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
    daß einem Filter (F1) für das komplexe Basisbandsignal ein Koordinatentransformator (KT) zur Signaltransformation von einer karthesischen Koordinatendarstellung in eine durch Betrag Axk und Phase zxk charakterisierte Polarkoordinaten-darstellung nachgeschaltet ist;
    daß der die Phase zxk führende Ausgang des Koordinatentransformators (KT) mit einem Eingang eines Subtrahieres (SUB) verbunden ist;
    daß der andere Eingang des Subtrahieres (SUB) mit dem Ausgang eines Phasenakkummulators (AKKU) verbunden ist und der Ausgang des Subtrahieres (SUB) mit einem Entscheider verbunden ist;
    daß zur Durchführung des rekursiven Regelprozesses eine Regelschleife realisiert ist, indem der Ausgang des Subtrahierers (SUB) zusätzlich über eine Einheit (MP1, Mod 2p; QAM-NL) zur Befreiung der am Ausgang des Subtrahierers (SUB) anliegenden Phasendifferenz Dz von der Modulationssignalabhängigkeit sowie über einen nachgeschalteten Regelfilter (RF) mit dem Eingang des Phasenakkumulators (AKKU) verbunden ist.
  11. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Koordinatentransformator (KT) nach dem CORDIC-Algorithmus arbeitet.
  12. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschleife um eine Schaltung zur automatischen Frequenzkontrolle (d/dt, F2) erweitert ist.
  13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Schaltung zur automatischen Frequenzkontrolle aus einem Zeitdifferenzierglied (d/dt) und einem diesem Glied nachgeschalteten weiteren Filter (F2) besteht;
    daß ein Addierer (ADD) ausgangsseitig mit dem Regelfilter (RF) und eingangsseitig zum einen mit dem Ausgang des weiteren Filters (F2) und zum andern mit dem Ausgang der Einheit (MP1, Mod 2p; QAM-NL) zur Befreiung der Phase zk bzw. der Phasendifferenz Dz von der Modulationssignalabhängigkeit verbunden ist, wobei letzterer Ausgang zusätzlich mit dem Eingang des Zeitdifferenzgliedes (d/dt) verbunden ist.
  14. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines adaptiven Regelverhaltens der Regelschleife der den Betrag Ak der In-Phase- und Quadratur-Signale bzw. Axk des komplexen Basisbandsignals führende Ausgang des Koordinatentransformators (KT) über eine Bewertungseinheit (BW) mit dem einen Eingang eines Multiplizierer (MP2) verbunden ist und daß der Multiplikator (MP2) ausgangsseitig mit dem Regelfilter (RF) verbunden ist und mit dem anderen Eingang an dem Ausgang des Addierers (ADD) oder der Einheit (MP1, Mod 2p; QAM-NL) zur Befreiung der Phase zk bzw. der Phasendifferenz Dz von der Modulationssignalabhängigkeit angeschlossen ist.
  15. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß für die Demodulation von MPSK-modulierten Signalen, mit M=2, 4, 8, 16,...., die Einheit zur Befreiung der Phase zk bzw. der Phasendifferenz Dz von der Modulationssignalabhängigkeit aus einem weiteren Multiplizierer (MP1) und einer nachgeschalteten Einheit zur Erzeugung der Modulo-2p-Kennlinie (Mod 2p) besteht und daß der Multiplizierer (MP1) eingangsseitig zum einen an den die Phase zk führenden Ausgang des Koordinatentransformators (KT) bzw. an den Ausgang des Subtrahierers (SUB) angeschlossen ist und zum anderen mit einer den Multiplikationsfaktor M erzeugenden Einheit verbunden ist.
  16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Multiplizierer (MP2) und die Einheit zur Erzeugung der Modulo-2p-Kennlinie mit einem digitalen Signalprozessor realisiert sind, bei dem bei entsprechender Normierung des CORDIC-Algorithmus und des Referenzoszillators (NCO) bzw. des Phasenakkumulators (AKKU) die Multiplikation mit M durch eine Shift-Operation realisiert wird und die Darstellung der Modulo-2p-Kennlinie durch die Zweier-Komplementdarstellung des Zahlenbereichs dargestellt wird.
  17. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß für die Demodulation von QAM-modulierten Signalen die Einheit zur Befreiung der Phase zk bzw. der Phasendifferenz Dz von der Modulationsabhängigkeit aus einer QAM-Nichtlinearitätseinheit (QAM-NL) besteht, daß die QAM-Nichtlinearitätseinheit (QAM-NL) eingangsseitig an den die Phase zk der In-Phase- und Quadratur-Signale führenden Ausgang des Koordinatentransformators (KT) bzw. an den Ausgang des Subtrahierers (SUB) angeschlossen ist.
  18. Demodulator insbesondere für den Kurzwellenbereich, mit einer Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 17.
  19. Empfänger insbesondere für den Kurzwellenbereich, mit einem Demodulator nach Anspruch 18 oder mit einer Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 17.
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