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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf einen digitalen Demodulator zum Demodulieren
empfangener Signale für
Satellitenkommunikationen, mobile Landkommunikationen oder mobile
Land-/Satellitenkommunikationen.
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Beschreibung
des Standes der Technik
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In
jüngster
Zeit wurden digitale Demodulatoren entwickelt, um digital modulierte
Signale zu demodulieren. Ein derartiger digitaler Demodulator demoduliert
ein empfangenes Signal, indem er das Signal einer Analog/Digital-Umwandlung
und einer Computerverarbeitung des digitalisierten Signals unterzieht.
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Ein
derartiger digitaler Demodulator ist beschrieben in "A New Coherent Demodulation
Technique for Land- Mobile
Satellite Communications" (S. Yoshida,
H. Tomita, International Mobile Satelite Conference, Ottawa, Seiten
662–627,
1990).
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6 ist
ein Blockschaltbild, das die Konfiguration dieses digitalen Demodulators
zeigt. Der digitale Demodulator wird verwendet, um ein QPSK-moduliertes
Signal kohärent
zu erfassen. Ein durch Frequenzumwandlung eines empfangenen Signals
erhaltenes ZF(Zwischenfrequenz)-Signal wird in den digitalen Demodulator
eingegeben.
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Gemäß 6 tastet
ein Analog/Digital-Wandler 60 (als "A/D-Wandler 60" bezeichnet) direkt
das eingegebene ZF-Signal mit einer hohen Abtastrate ab, die das
Vierfache der Rate der ZF-Signalfrequenz ist, und digitalisiert
das ZF-Signal. Ein digitaler Quadraturdetektor 62 multipliziert
ein Abtastsignal (ausgegeben von dem A/D-Wandler 60) mit
zwei Bezugssignalen, die eine feste Frequenz und sich um π/2 voneinander
unterscheidende Phasen haben, oder unterzieht das Abtastsignal der
quasikohärenten
Quadraturerfassung. Der digitale Quadraturdetektor 62 tastet
erfasste Ergebnisse ab und erzeugt ein Ausgangssignal (ein erfasstes
Abtastsignal) mit einer Bitrate, die angenähert das Vierfache der Bitrate
des empfangenen Signals ist. Somit wird das erfasste Abtastsignal
ausgedrückt
durch: IQC(nT)
= I(nT)cos(ΔωnT + θ) – Q(nT)sin(ΔωnT + θ)
QQC(nT) = Q(nT)cos(ΔωnT + θ) + I(nT)sin(ΔωnT + θ) (1)worin IQC() und QQC() jeweils
die gleichphasige Komponente und die 90 Grad-Komponente des erfassten Abtastsignals
bezeichnen; I() und Q() jeweils gleichphasige Komponenten und 90
Grad-Komponenten des zu sendenden ursprünglichen digitalen Signals bezeichnen;
n eine ganze Zahl ist; T ein Intervall zwischen zwei Abtastzeiten
für den
digitalen Quadraturdetektor 62, um erfasste Abtastsignale
auszugeben, bezeichnet; Δω eine Frequenzabweichung
zwischen einem Träger
des empfangenen Signals und einer Frequenz des Bezugssignals bezeichnet;
und θ eine anfängliche
Phase des erfassten Abtastsignals (d.h., eine anfängliche
Phase des Bezugssignals mit Bezug auf den empfangenen Träger) bezeichnet.
Weiterhin haben die für
die quasikohärente
Erfassung verwendeten Bezugssignale Sinuswellen, deren Frequenzen
den Frequenzen des Trägers
angenähert sind,
so dass das erfasste Abtastsignal ein Basisbandsignal ist.
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Der
digitale Quadraturdetektor 62 gibt das erfasste Abtastsignal
als komplexe Daten zu einem Empfangsfilter 64 aus. Das
Empfangsfilter 64 bildet eine Wellenform des erfassten
Abtastsignals, wodurch Rauschkomponenten außerhalb des Bandes aus diesem
eliminiert werden.
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Ein
Ausgangssignal des Empfangsfilters 64 wird zu einer Bitzeitwiedergewinnung
(BTR) 66 und zu einem Interpolator 68 geführt.
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Die
BTR 66 bestimmt die Bitzeit, d.h., die Entscheidungszeit
zum Entscheiden eines Wertes des empfangenen Signals. Informationen über die bestimmte
Entscheidungszeit werden in den Interpolator 68 eingegeben.
Ein Beispiel für
ein Verfahren zum Schätzen
der Bestimmungszeit durch die BTR 66 wird auch in der vorgenannten
Literatur (von Yoshida et al.) beschrieben.
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Das
Ausgangssignal des Empfangsfilters 64 ist ein mit Überabtastzeit
abgetastetes Signal, das nicht immer synchron mit der Entscheidungszeit
ist. Daher interpoliert der Interpolator 68 dieses Ausgangssignal
und erzeugt ein Entscheidungszeitsignal, das ausgedrückt ist
durch: IN(mTs) = I(mTs)cos(ΔωmTs + θN) – Q(mTs)sin(ΔωmTs + θN)
QN(mTs) = Q(mTs)cos(ΔωmTs + θN) + I(mTs)sin(ΔωmTs + θN) (2)worin
IN() und QN() jeweils
Gleichphasenkomponenten und 90 Grad-Komponenten des Entscheidungszeitsignals
bezeichnen; Ts ein Intervall zwischen Entscheidungszeiten
(d.h., Nyquist-Intervall) bezeichnet; und θN eine
anfängliche
Phasenkomponente des Entscheidungszeitsignals bezeichnet.
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Der
Interpolator 68 gibt bei jedem Nyquist-Intervall das vorgenannte
Entscheidungszeitsignal als die komplexen Daten aus. Die folgenden
Schaltungen arbeiten in Abhängigkeit
von dem Entscheidungszeitsignal. In 6 stellt
eine ausgezogene Linie eine Route für Signale dar, die bei jedem über Abtastintervall
variieren, während
eine ausgezogene Doppellinie eine Route für Signale darstellt, die bei der
Entscheidungszeit variieren, d.h., bei den Nyquist-Intervallen variieren.
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In
den dem Interpolator 68 folgenden Schaltungen wird eine
Phasendrehkomponente, die durch die Frequenzabweichung (Δω) und die
anfängliche Phase θN) bewirkt wird, aus den Entscheidungszeitsignalen
IN(mTs) und QN(mTs) eliminiert,
wodurch die ursprünglichen
digitalen Signale T(mTs) und Q(mTs) wiedergewonnen werden.
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Zuerst
schätzt
eine automatische Frequenzsteuervor richtung (AFC) 70 eine
Frequenzabweichungskomponente und führt sie zu einer Multiplikationsvorrichtung 72 zurück, die
die Frequenzabweichungskomponente aus den Entscheidungszeitsignalen
IN und QN eliminiert.
Dann schätzt
eine Phasenschätzvorrichtung 74 eine
anfängliche
Phase θN auf der Grundlage des Entscheidungszeitsignals,
dessen Frequenzabweichungskomponente eliminiert wurde, und erzeugt
ein Phasenkorrektursignal auf der Grundlage der anfänglichen
Phase θN. Die vorgenannte Literatur (von Yoshida
et al.) beschreibt ein Beispiel für die interne Konfiguration
der Phasenschätzvorrichtung 74.
Eine Multiplikationsvorrichtung 76 multipliziert das Entscheidungszeitsignal
(von der Frequenzabweichungskomponente befreit) mit dem Phasenkorrektursignal,
wodurch die anfängliche Phasenkomponente
aus dem Entscheidungszeitsignal eliminiert wird. Ein Ausgangssignal
der Multiplikationsvorrichtung 76 dient als ein kohärent erfasstes Ausgangssignal
für das
empfangene Signal.
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In
dem digitalen Demodulator nach 6 arbeiten
die AFC und die Phasenschätzvorrichtung
in Abhängigkeit
von dem Entscheidungszeitsignal. Daher können, wenn ein Bündelsignal
oder dergleichen eingegeben wird, weder die AFC noch die Phasenschätzvorrichtung
arbeiten, bis die BTR stabil arbeitet. Mit anderen Worten, selbst
wenn die AFC und Phasenschätzvorrichtung
betrieben werden, kann kein korrektes Ausgangssignal erhalten werden
bevor die BTR stabil arbeitet. In diesem Zustand ist es bedeutungslos,
die AFC usw. zu betreiben. In dem Stand der Technik wird die AFC
betätigt,
nachdem die stabile Operation der BTR erreicht ist. Die Phasenschätzvorrichtung
wird nicht betrieben, bis die AFC stabil arbeitet. Daher ist der
digitale Demodulator nach dem Stand der Technik anfällig für das Problem,
dass er einer Forderung nach einem Hochgeschwindigkeitsbetrieb nicht
genügen
kann. Weiterhin würde,
selbst wenn ein derartiger digitaler Demodulator stabil wird, eine
Fehlfunktion der BTR zu einer fehlerhaften Operation der Phasenschätzvorrichtung führen.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung beabsichtigt, die vorgenannten Problem des
Standes der Technik zu überwinden
und einen digitalen Demodulator vorzusehen, der mit hoher Geschwindigkeit
arbeiten kann und so ausgebildet ist, dass Schaltungskomponenten
gegen die Fehlfunktion der BTR geschützt sind.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung ist ein digitaler Demodulator zum kohärenten Erfassen
von empfangenen, digital modulierten Signalen vorgesehen, welcher
aufweist: einen quasikohärenten
Detektor zum quasikohärenten
Erfassen jedes empfangenen Signals auf der Grundlage eines vorbestimmten
Bezugssignals und zum Ausgeben eines erfassten Abtastsignals zu
jeder Abtastzeit; einen Entscheidungszeitgenerator zum Erzeugen
der Entscheidungszeit für
das empfangene Signal auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals;
einen Interpolator zum Interpolieren des erfassten Abtastsignals auf
der Grundlage der Entscheidungszeit und zum Erzeugen eines interpolierten
erfassten Abtastsignals; eine Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung zum
Schätzen
einer Frequenzabweichung zwischen einem Träger des empfangenen Signals
und dem Bezugssignal und zum Erzeugen eines Frequenzabweichungs-Korrektursignals
zu jeder Entscheidungszeit auf der Grundlage der geschätzten Frequenzabweichung;
eine Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung zum Korrigieren des
interpolierten erfassten Abtastsignals auf der Grundlage des Frequenzabweichungs-Korrektursignals;
eine Phasenschätzvorrichtung
zum Schätzen
einer anfänglichen
Phasenkomponente eines Ausgangssignals der Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung
und zum Erzeugen eines Phasenkorrektursignals auf der Grundlage der
anfänglichen
Phasenkomponente; und eine Phasenkorrekturvorrichtung zum Korrigieren
des Ausgangssignals der Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung
unter Verwendung des Phasenkorrektursignals.
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Bei
dieser Anordnung schätzt
die Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung
eine Frequenzabweichung des empfangenen Signals auf der Grundlage
des erfassten Abtastsignals. Die Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung
kann die Frequenzabweichung schätzen,
bevor der Entscheidungszeitgenerator die Entscheidungszeit erzeugt,
d.h., die Frequenzabweichung wird unabhängig von der Entscheidungszeiterzeugung
geschätzt.
Diese Konfiguration ermöglicht
dem digitalen Demodulator, mit hoher Geschwindigkeit zu arbeiten,
und sie verhindert, dass die Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung durch
die Fehlfunktion des Entscheidungszeitgenerators nachteilig beeinflusst
wird.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung ist ein digitaler Demodulator vorgesehen,
welcher aufweist: einen quasikohärenten
Detektor zum quasikohärenten
Erfassen jedes empfangenen Signals auf der Grundlage eines vorbestimmten
Bezugssignals und zum Ausgeben eines erfassten Abtastsignals zu jeder
Abtastzeit; einen Entscheidungszeitgenerator zum Erzeugen einer
Entscheidungszeit für
das empfangene Signal auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals;
einen Interpolator zum Interpolieren des erfassten Abtastsignals
auf der Grundlage von Informationen betreffend die Entscheidungszeit
und zum Erzeugen eines interpolier ten erfassten Abtastsignals; eine
Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung zum
Schätzen
einer Frequenzabweichung zwischen einem Träger des empfangenen Signals
und dem Bezugssignal auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals,
und zum Erzeugen eines ersten Frequenzabweichungs-Korrektursignals
für jede
Entscheidungszeit und eines zweiten Frequenzabweichungs-Korrektursignals
für jede
Abtastzeit auf der Grundlage der geschätzten Frequenzabweichung; eine
erste Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung zum Korrigieren des
interpolierten erfassten Abtastsignals auf der Grundlage des ersten
Frequenzabweichungs-Korrektursignals;
eine zweite Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung
zum Korrigieren des erfassten Abtastsignals auf der Grundlage des
zweiten Frequenzabweichungs-Korrektursignals; eine Phasenschätzvorrichtung
zum Schätzen einer
anfänglichen
Phasenkomponente des erfassten Abtastsignals auf der Grundlage eines
Ausgangssignals der zweiten Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung,
und zum Erzeugen eines ersten Phasenkorrektursignals zu der Abtastzeit auf
der Grundlage der anfänglichen
Phasenkomponente; und eine Korrektursignals-Modifikationsvorrichtung
zum Modifizieren des ersten Phasenkorrektursignals auf der Grundlage
zumindest der Entscheidungszeit und des ersten Frequenzabweichungs-Korrektursignals;
und eine Phasenkorrekturvorrichtung zum Korrigieren des Ausgangssignals der
ersten Frequenzabweichungs-Korrekturvorrichtung
auf der Grundlage des zweiten Phasenkorrektursignals.
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Bei
dem digitalen Demodulator wird nicht nur die Frequenzabweichung,
sondern auch die anfängliche
Phasenkomponente auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals geschätzt. Dies
beschleunigt weiterhin die Operation des digitalen Demodulators und
verhindert, dass die Schätzung
der anfänglichen Phasenkomponente
durch die Fehlfunktion des Entscheidungszeitgenerators nachteilig
beeinflusst wird.
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Gemäß einem
dritten Aspekt der Erfindung ist ein digitaler Demodulator vorgesehen,
welcher aufweist: einen quasikohärenten
Detektor zum quasikohärenten
Erfassen jedes empfangenen Signals auf der Grundlage eines vorbestimmten
Bezugssignals und zum Ausgeben eines erfassten Abtastsignals zu jeder
Abtastzeit; einen Entscheidungszeitgenerator zum Erzeugen der Entscheidungszeit
für das
empfangene Signal auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals;
einen Interpolator zum Interpolieren des erfassten Abtastsignals
auf der Grundlage von Informationen betreffend die Entscheidungszeit,
und zum Erzeugen eines interpolierten erfassten Abtastsignals; einen
Differenzdetektor zur Differenzerfassung des interpolierten erfassten
Abtastsignals; eine Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung
zum Schätzen
einer Frequenzabweichung zwischen einem Träger des empfangenen Signals
und dem Bezugssignal auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals, und
zum Erzeugen eines Phasendrehungs-Korrektursignals, das eine Größe der Phasendrehung
pro Verzögerungszeit
des Verzögerungsdetektors
anzeigt, auf der Grundlage der geschätzten Frequenzabweichung; und
eine Phasenkorrekturvorrichtung zum Korrigieren eines Ausgangssignals
des Verzögerungsdetektors
auf der Grundlage des Phasendrehungs-Korrektursignals.
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Bei
dieser Anordnung wird die Demodulation durch verzögerte Erfassung
durchgeführt.
Während der
Demodulation schätzt
die Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung
die Frequenzabweichung des empfangenen Signals auf der Grundlage
des erfassten Abtastsignals. Somit kann die Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung
die Frequenzabweichung vor der Erzeugung der Entscheidungszeit durch
den Entscheidungszeitgenerator schätzen. Die Frequenzabweichungsschätzung wird
unabhängig von
der Entscheidungszeiterzeugung durchgeführt. Dies ermöglicht eine
Hochgeschwindigkeitsoperation des digitalen Demodulators und verhindert,
dass die Frequenzabweichungs-Schätzvorrichtung
durch die Fehlfunktion des Entscheidungszeitgenerators nachteilig
beeinflusst wird.
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Die
Erfindung wird augenscheinlicher anhand der folgenden detaillierten
Beschreibung der gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsbeispiele, wenn
diese in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gegeben wird.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein Blockschaltbild, das schematisch die Konfiguration eines digitalen
Demodulators gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Blockschaltbild, das schematisch die Konfiguration eines digitalen
Demodulators gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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3 ist
ein Blockschaltbild, das schematisch die Konfiguration eines digitalen
Demodulators gemäß einem
dritten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt;
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4 ist
ein Blockschaltbild, das schematisch die Konfiguration eines digitalen
Demodulators gemäß einem
vierten Ausführungsbei spiel
der Erfindung zeigt;
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5 ist
ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines digitalen Demodulators
zur Durchführung
einer quasikohärenten
Quadraturerfassung zeigt;
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6 ist
ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines digitalen Demodulators
nach dem Stand der Technik zeigt; und
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7 zeigt
schematisch einen Interpolationsvorgang.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Ausführungsbeispiel 1:
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Gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist ein digitaler Demodulator wie in 1 gezeigt
ausgebildet, und er ist anwendbar für die kohärente Erfassung eines QPSK-modulierten Signals.
Ein ZF-Signal (Zwischenfrequenzsignal), das
durch Frequenzdemodulieren eines empfangenen Signals erhalten wurde,
wird in den digitalen Demodulator eingegeben. In den 1 bis 4 stellt eine
ausgezogene Linie eine Route für
Signale dar, die sich in Überabtastintervallen ändern, während eine
ausgezogene Doppellinie eine Route für Signale darstellt, die sich
in Nyquist-Intervallen ändern.
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Gemäß 1 tastet
ein Analog/Digital-Wandler 10 (nachfolgend als "A/D-Wandler 10" bezeichnet) direkt
ein eingegebenes ZF-Signal mit einer Abtastrate ab, die viermal
so schnell wie die Rate des ZF-Signals ist, und digitalisiert das
eingegebene ZF-Signal. Ein digitaler Quadraturdetektor 12 erfasst
quasikohärent
ein Abtastsignal von dem A/D-Wandler 10, d.h., das Abtastsignal
wird mit zwei Bezugssignalen multipliziert, die eine feste Frequenz und
sich um π/2
voneinander unterscheidende Phasen haben. Der digitale Quadraturdetektor 12 tastet erfasste
Ergebnisse der hohen Abtastrate ab oder ändert Hochgeschwindigkeitstakte
in regelmäßige Geschwindigkeitstakte
und erzeugt ein Ausgangssignal (erfasstes Abtastsignal), dessen
Bitrate viermal so schnell wie die des empfangenen Signals ist.
Das erfasste Abtastsignal wird ausgedrückt durch: IQC(nT)
= I(nT)cos(ΔωnT + θ) – Q(nT)sin(ΔωnT + θ)
QQC(nT) = Q(nT)cos(ΔωnT + θ) + I(nT)sin(ΔωnT + θ) (3)worin IQC() und QQC() jeweils
gleichphasige Komponenten und 90 Grad-Komponenten des erfassten
Abtastsignals bezeichnen; I() und Q() jeweils gleichphasige Komponenten
und 90 Grad-Komponenten des zu sendenden ursprünglichen digitalen Signals
bezeichnen; n eine ganze Zahl ist; T ein Abtastintervall bezeichnet,
wenn der digitale Quadraturdetektor ein Ausgangssignal erzeugt; Δω eine Frequenzabweichung
zwischen einem Träger
des empfangenen Signals und der Frequenz der Bezugssignale bezeichnet;
und θ eine
anfängliche
Phase des erfassten Abtastsignals (d.h., anfänglichen Phasen der Bezugssignale
mit Bezug auf den empfangenen Träger)
bezeichnet. Die Bezugssignale werden verwendet für die quasikohärente Erfassung
des digitalen Quadraturdetektors 12, und haben Sinuswellen,
deren Frequenzen den Frequenzen des Trägers angenähert sind. Somit ist das erfasste
Abtastsignal ein Basisbandsignal. Das erfasste Abtastsignal wird
mit dem Überabtastintervall
T ausgegeben.
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Das
erfasste Abtastsignal wird in das Empfangsfilter 14 eingegeben,
das die Wellenform des erfassten Abtastsignals formt und Rauschkomponenten
außerhalb
des Bandes aus diesem eliminiert. Ein Nyquist-Filter wird als das
Empfangsfilter 14 verwendet.
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Ein
Ausgangssignal des Empfangsfilters 14 wird an die Bitzeit-Wiedergewinnungsschaltung (BTR) 16,
den Interpolator 18 und die automatische Frequenzsteuervorrichtung
(AFC) 20 angelegt.
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Die
BTR 16 bestimmt auf der Grundlage des Ausgangssignals des
Empfangsfilters die Bitzeit, d.h., die Entscheidungszeit zum Bestimmen
eines Wertes des empfangenen Signals. Die Entscheidungszeit bezeichnet
eine zeit, zu der ein Rauschabstand des empfangenen Signals maximal
ist, und ein Intervall zwischen jeweils zwei Sätzen der Entscheidungszeit
ist gleich dem Nyquist-Intervall. Wenn ein Nyquist-Filter als das
Empfangsfilter 14 verwendet wird, wird die Entscheidungszeit
als ein "Nyquist-Punkt" bezeichnet. Wenn
ein Datenwert des empfangenen Signals zu der Entscheidungszeit bestimmt
wird, wird die Zwischensymbolinterferenz verringert. Das Entscheidungszeitsignal
wird in den Interpolator 18 und die AFC 20 eingegeben.
Ein Beispiel für
die Entscheidungszeitschätzung
wird auch in der vorgenannten Literatur (von Yoshida et al.) beschrieben.
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Der
Interpolator 18 interpoliert das Ausgangssignal des Empfangsfilters 14 zu
der Entscheidungszeit und erzeugt ein Entscheidungszeitsignal.
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Der
Interpolator 18 führt
die Interpolation wie folgt durch. Gemäß 7 wird das
Ausgangssignal des digitalen Quadraturdetektors 12 zu den
Zeiten n–1
bis n+2 abgetastet. Daten In–1 biss In+2 werden
in Abtastintervallen in den Interpolator 18 eingegeben. Es
wird angenommen, dass die BTR 16 die Entscheidungszeit
herauszieht und dass ein Entscheidungszeitsignal zu einer Entscheidungszeit
m erzeugt wird. Die Daten zu der Entscheidungszeit m werden in den Interpolator 18 eingegeben,
der Signaldaten INm (Entscheidungszeitsignal)
zu der Entscheidungszeit m auf der Grundlage der Abtastintervalldaten
um die Entscheidungszeit m herum berechnet. Das Entscheidungszeitsignal
kann abgeleitet werden beispielsweise unter Verwendung der linearen
oder quadratischen Interpolationstechnik von Lagrange. Manchmal
kann eine Interpolationstechnik höheren Grades verwendet werden.
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Das
von dem Interpolator 18 erzeugte Entscheidungszeitsignal
wird ausgedrückt
durch: IN(mTs) = I(mTs)cos(ΔωmTs + θN) – Q(mTs)sin(ΔωmTs + θN)
QN(mTs) = Q(mTs)cos(ΔωmTs + θN) + I(mTs)sin(ΔωmTs + θN) (4)worin
IN() und QN() jeweils
gleichphasige Komponenten und 90 Grad-Komponenten des Entscheidungszeitsignals
bezeichnen; Ts ein Entscheidungszeitintervall
(d.h., das Nyquist-Intervall) bezeichnet; und θN eine
anfängliche
Phasenkomponente des Entscheidungszeitsignals bezeichnet. In Gleichung
4 wird die anfängliche
Phasenkomponente aus den folgenden Gründen durch θN (verschieden
von θ in
Gleichung 3) ausgedrückt.
Da das Abtastintervall (nT) nicht immer synchron mit der Entscheidungszeit
(mTs) ist, sind der Startpunkt (n=0) des
Abtastintervalls und der Startpunkt (m=0) der Entscheidungszeit
unterschiedlich, so dass die anfänglichen
Phasen sich um eine Versetzungsgröße dieser Zeiten voneinander
unterscheiden. Es wird beispielsweise angenommen, dass in 7 n=0
und m=0 sind. Es ist darauf hinzuweisen, dass die Standardzeit 0
(n=0), die durch Gleichung 3 für
das mit dem Überabtastintervall
erzeugte Signal ausgedrückt
wird, nicht immer mit der Standardzeit 0 (m=0) übereinstimmt, die durch Gleichung
4 für die
mit den Nyquist-Intervallen erzeugten Signale ausgedrückt ist.
Sowohl das Entscheidungszeitsignals als auch das erfasste Abtastsignal
unterliegen Phasendrehungen in einem Intervall zwischen diesen Standardzeiten,
so dass die anfänglichen Phasen
sich um die Größe der Phasendrehungen voneinander
unterscheiden. Die anfängliche
Phase θN ist gleich der anfängliche Phase θ plus der
Größe der Phasendrehungen
aufgrund der Frequenzabweichung Δω.
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Bei
jedem Nyquist-Intervall gibt der Interpolator 18 das Entscheidungszeitsignal
aus, das durch Gleichung 4 ausgedrückt wird, das als Gleichung
5 unter Verwendung der komplexen Schreibweise modifiziert ist. RN(mTs) = IN(mTs) + jQN(mTs)
= {I(mTs)
+ jQ(mTs)}exp{j(ΔωmTs + θN)} (5)worin
RN() das in komplexer Weise bezeichnete
Entscheidungszeitsignal ist und j eine imaginäre Einheit ist.
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Die
RFC 20 schätzt
die Frequenzabweichung Δω zwischen
einem Träger
des empfangnen Signals und dem Bezugssignal auf der Grundlage des
von dem Filter 14 ausgegebenen erfassten Signals mit dem Überabtastintervall
und Verwendung einer bekannten Technik. Bei diesem Ausführungsbeispiel
wird die Frequenzabweichung Δω geschätzt auf der
Grundlage des mit dem Überabtastintervall
ausgegebenen erfassten Signals. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet
sich von dem digitalen Demodulator nach dem Stand der Technik in
diesem Punkt. Die AFC 20 berechnet ein Frequenzabweichungs-Korrektursignal für die Entscheidungszeit
auf der Grundlage der geschätzten
Frequenzabweichung Δω und der
Entscheidungszeitinformationen, die von der BTR 16 eingegeben
wurden. Das Frequenzabweichungs-Korrektursignal
CAFC wird ausgedrückt durch: CAFC(mTs) = exp(–jΔωmTs) (6)
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Die
AFC 20 gibt das Frequenzabweichungs-Korrektursignal CAFC (Gleichung 6) mit der Nyquist-Rate aus.
Dieses Signal CAFC wird in die Multiplikationsvorrichtung 22 eingegeben.
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Die
Multiplikationsvorrichtung 22 führt eine komplexe Multiplikation
des Entscheidungszeitsignals RN (von dem
Interpolator 18) mit dem Frequenzabweichungs-Korrektursignal CAFC durch, wodurch die Frequenzabweichungskomponenten
aus dem Entscheidungszeitsignal eliminiert werden. Die Multiplikationsvorrichtung 22 gibt
ein Entscheidungszeitsignal RAFC aus, das
von der Frequenzabweichungskomponente befreit ist. Dieses Signal
wird ausgedrückt
durch: RAFC(mTs) = RN(mTs)xexp(–jΔωmTs)
= {I(mTs)
+ jQ(mTs)}exp(jθN) (7)
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Ein
Ausgangssignal der Multiplikationsvorrichtung wird sowohl an eine
Phasenschätzvorrichtung 24 als
auch an eine Multiplikationsvorrichtung 26 angelegt.
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Die
Phasenschätzvorrichtung 24 schätzt die anfängliche
Phasenkomponente θN auf der Grundlage des Entscheidungszeitsignals
RAFC von der Multiplikationsvorrichtung 22.
Ein in der vorgenannten Literatur (von Yoshida et al.) gezeigte
Schaltung kann als die Phasenschätzvorrichtung 24 verwendet
werden. Die Phasenschätzvorrichtung 24 berechnet
ein Phasenkorrektursignal CPE, das ausgedrückt ist durch: CPE(mTs) = exp(–jθN) (8)
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Das
Phasenkorrektursignal CPE wird in die Multiplikationsvorrichtung 26 eingegeben.
Die Multiplikationsvorrichtung 26 führt eine komplexe Multiplikation
des Entscheidungszeitsignals (RAFC (das
von der Multiplikationsvorrichtung 22 ausgegeben wurde und
keine Frequenzabweichungskomponente hat) mit dem Phasenkorrektursignal
CPE durch, wodurch die anfängliche
Phasenkomponente aus dem Entscheidungszeitsignal eliminiert wird.
Somit gibt die Multiplikationsvorrichtung 26 ein kohärent erfasstes Signal
S aus, das ausgedrückt
wird durch: S(mTs) = RAFC(mTs)xexp(–jθN)
= I(mTs)
+ jQ(mTs) (9)
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Der
digitale Demodulator nach diesem Ausführungsbeispiel demoduliert
genau die gleichphasigen Komponenten I und die 90 Grad-Komponente
Q in dem ursprünglichen
digitalen Signal, wie aus Gleichung 9 ersichtlich ist.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
arbeiten die AFC 20 und die BTR 16 unabhängig, da
die AFC 20 die Frequenzabweichung Δω auf der Grundlage des von
dem Empfangsfilter 14 mit dem Überabtastintervall ausgegebenen
erfassten Abtastsignals ableitet. In dem Demodulator nach dem Stand
der Technik gemäß 6 kann
die AFC nicht arbeiten, bevor die BTR stabil arbeitet. Andererseits
kann die AFC 20 nach diesem Ausfüh rungsbeispiel arbeiten, bevor
die stabile Operation der BTR 16 erreicht ist. Daher kann die
von dem Demodulator benötigte
Zeit, um stabil zu werden, verkürzt
werden um eine Zeit, die erforderlich ist, bis die BTR 16 stabil
wird, was dem digitalen Demodulator ermöglicht, insgesamt mit einer
hohen Geschwindigkeit zu arbeiten.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
kann, selbst wenn die BTR 16 fehlerhaft arbeitet (während der stabilen
Operation des Demodulators), die AFC 20 die Frequenzabweichung Δω schätzen, ohne
durch das Ausgangssignal von der BTR 16 beeinträchtigt zu
sein. Somit kann die AFC 20 das Frequenzabweichungs-Korrektursignal
ausgeben, unmittelbar nachdem die BTR 16 ihre stabile Operation
wieder aufnimmt.
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Die
bei diesem Ausführungsbeispiel
verwendete Technik ist anwendbar auf die Demodulation nicht nur
der QPSK-modulierten Signale, sondern auch von Signalen wie BPSK-
oder FSK-modulierten Signalen.
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Ausführungsbeispiel 2
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2 ist
ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines digitalen Demodulators
gemäß einem zweiten
Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. In 2 haben die Komponenten, die
identisch mit denjenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind, identische
Bezugszahlen und werden hier nicht beschrieben.
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Bei
dem zweiten Ausführungsbeispiel
werden die Phasenschätzvorrichtung
sowie die AFC in Abhängigkeit
von Signalen betrieben, die mit dem Überabtastintervall erzeugt
wurden. Der Demodulator kann mit einer höheren Geschwindigkeit arbeiten als
der Demodulator nach dem ersten Ausführungsbeispiel.
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Gemäß 2 berechnet
die AFC 30 nicht nur ein Frequenzabweichungs-Korrektursignal
für das
Entscheidungszeitsignal (erzeugt mit dem Abtastintervall), sondern
auch ein Frequenzabweichungs-Korrektursignal für das von dem digitalen Quadraturdetektor 12 erzeugte
Signal mit dem Abtastintervall. Mit anderen Worten, die AFC 30 schätzt die
Frequenzabweichung Δω auf der
Grundlage des von dem Empfangsfilter 14 ausgegebenen erfassten Abtastsignals
mit dem Überabtastintervall.
Weiterhin berechnet die AFC 30 das Frequenzabweichungs-Korrektursignal
CINT (siehe Gleichung 10) für die zu
der Entscheidungszeit ausgegebenen Signale und das Frequenzabweichungs-Korrektursignal
CRX (Gleichung 11) für die mit dem Abtastintervall
ausgegebenen Signale. CINT(mTs) = exp(–jΔωmTs) (10) CRX(nT)
= exp(–jΔωmT) (11)
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Das
Frequenzabweichungs-Korrektursignal CINT (zum
Korrigieren der Frequenzabweichung zu der Entscheidungszeit) wird
in die Multiplikationsvorrichtung 22 eingegeben, während das
Frequenzabweichungs-Korrektursignal
CRX (für
die Korrektur der Frequenzabweichung während des Abtastintervalls) in
die Multiplikationsvorrichtung 32 eingegeben wird.
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Die
Multiplikationsvorrichtung 22 führt eine komplexe Multiplikation
des Entscheidungszeitsignals RN (von dem
Interpolator 18) mit dem Frequenzabweichungs-Korrektursignal CINT durch, wodurch die Frequenzabweichungskomponente
aus dem Entscheidungszeitsignal RN eliminiert
wird. Somit gibt die Multiplikationsvor richtung 22 ein
Entscheidungszeitsignal XINT aus, das von
der Frequenzabweichungskomponente befreit ist. Das Entscheidungszeitsignal XINT wird ausgedrückt durch: XINT((mTs) = RN(mTs)xexp(–j ΔωmTs)
= {I(mTs)
+ jQ(mTs)}exp(jθN) (12)
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Andererseits
multipliziert die Multiplikationsvorrichtung 32 das erfasste
Abtastsignal (von dem Empfangsfilter 14) mit dem Frequenzabweichungs-Korrektursignal CRX, um die Frequenzabweichungskomponenten
aus dem erfassten Abtastsignal zu eliminieren, wodurch ein erfasstes
Abtastsignal XRX ausgegeben wird, das von
der Frequenzabweichungskomponente befreit ist und ausgedrückt wird durch: XRX((nT)
= {IQC(nT) + jQQC(nT)) × CRX(nT)
= {I(nT) + jQ(nT)}exp(jθ) (13)
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Die
Phasenschätzvorrichtung 34 schätzt eine
anfängliche
Phasenkomponente θ in
dem erfassten Abtastsignal auf der Grundlage des erfassten Abrastsignals
XRX (ohne die Frequenzabweichungskomponente
und ausgegeben mit dem Überabtastintervall).
Mit anderen Worten, die Phasenschätzvorrichtung 34 führt die
Phasenschätzung
auf der Grundlage des Signals XRX durch,
unabhängig
von dem Ausgangssignal der BTR 16. Dann berechnet die Phasenschätzvorrichtung 34 ein
Phasenkorrektursignal CPE2 auf der Grundlage
der geschätzten
anfänglichen
Phasenkomponente θ.
Das Phasenkorrektursignal CPE2 wird ausgedrückt durch: CPE2(nT)
= exp(–jθ) (14)
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Das
von der Phasenschätzvorrichtung 34 abgeleitete Phasenkorrektursignal
CPE2 wird zum Korrigieren der anfänglichen
Phasenkomponente θ zu
der Abtastzeit verwendet. Daher kann dieses Phasenkorrektursignal
CPE2 nicht verwendet werden zum Korrigieren
der anfänglichen
Phasenkomponente θN des von der Multiplikationsvorrichtung 22 ausgegebenen
Entscheidungszeitsignals. Dies ergibt sich daraus, dass die Phasenkomponenten θ und θN verschieden sind aufgrund der Differenz
zwischen den Startpunkten der Abtastzeit und der Entscheidungszeit.
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Bei
dem zweiten Ausführungsbeispiel
modifiziert die Phasenmodifikationsvorrichtung 36 das Phasenkorrektursignal
CPE2 in einen Wert entsprechend demjenigen
des zu der Entscheidungszeit erzeugten Signals. Insbesondere berechnet
die Phasenmodifikationsvorrichtung 36 eine Größe der Phasendrehung,
die durch eine Differenz zwischen den Startpunkten der Abtastzeit
und der Entscheidungszeit bewirkt wird, auf der Grundlage der Entscheidungszeitinformationen
von der BTR 16 und der Frequenzabweichungsinformationen
von der AFC 30. Dann modifiziert die Phasenmodifikationsvorrichtung 36 das
Phasenkorrektursignal CPE2 auf der Grundlage
der berechneten Größe der Phasendrehung,
wodurch ein Phasenkorrektursignal CPE3 für die zu
der Entscheidungszeit ausgegebenen Signale mit der Nyquist-Rate
ausgegeben wird. Dieses Signal CPE3 wird
ausgedrückt
durch: CPE3(mTs) = exp(–jθN) (15)
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Das
Phasenkorrektursignal CPE3 wird in die Multiplikationsvorrichtung 26 eingegeben,
die das Phasenkorrektursignal CPE3 mit dem
Entscheidungszeitsignal XINT (ausgedrückt durch
Gleichung 12 und von der Frequenzabweichungskomponente befreit) multipliziert,
wodurch die Frequenzabweichungskomponente aus dem Entscheidungszeitsignal
eliminiert wird. Die Multiplikationsvorrichtung 26 gibt
ein kohärent
erfasstes Signal S aus, das ausgedrückt wird durch: S(mTs)
= XINT(mTs) × CPE3(mTs)
= I(mTs) + jQ(mTs) (16)
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Wie
aus Gleichung (9) ersichtlich ist, demoduliert der digitale Demodulator
nach diesem Ausführungsbeispiel
die gleichphasige Komponente I und die 90 Grad-Komponente Q in dem ursprünglichen digitalen
Signal.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
arbeitet nicht nur die AFC 30, sondern auch die Phasenschätzvorrichtung 34 in
Abhängigkeit
von den erfassten Abtastsignalen, die mit dem Überabtastintervall erzeugt
wurden, unabhängig
von der Operation der BTR 16. Somit können sowohl die AFC 30 als
auch die Phäsenschätzvorrichtung 34 vor
der Stabilisierung der BTR 16 arbeiten, so dass digitale
Demodulator in einer kürzeren
Zeit als der digitale Demodulator nach dem ersten Ausführungsbeispiel
stabil arbeitet.
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Selbst
wenn die BTR 16 während
des stabilen Betriebs des digitalen Demodulators fehlerhaft arbeitet,
können
sowohl die AFC 30 als auch die Phasenschätzvorrichtung 34 die
Frequenzabweichung Δω und die
anfängliche
Phasenkomponente θ unabhängig von
dem Ausgangssignal der BTR 16 schätzen. Daher geben die AFC 30 und
die Phasenschätzvorrichtung 34 das
Frequenzabweichungs-Korrektursignal bzw. das Phasenkorrektursignal
unmittelbar nach der Stabilisierung der BTR 16 genau aus.
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Die
bei diesem Ausführungsbeispiel
verwendete Technik ist anwendbar auf die Demodulation nicht nur
der QPSK-modulierten Signale, sondern auch von Signalen wie BPSK-
oder FSK-modulierten Signalen.
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Ausführungsbeispiel 3:
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Bei
einem dritten Ausführungsbeispiel
arbeitet ein digitaler Demodulator mit einem Differenzerfassungssystem
und ist anwendbar auf die Demodulation von phasenmodulierten Signalen.
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Dieser
digitale Demodulator ist wie in 3 gezeigt
ausgebildet, in der die Komponenten, die identisch mit denjenigen
bei dem ersten Ausführungsbeispiel
sind, durch identische Bezugszahlen bezeichnet sind und hier nicht
beschrieben werden.
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Die
Arbeitsweise der Komponenten zwischen dem A/D-Wandler 10 und dem Interpolator 18 ist
dieselbe wie der bei dem ersten Ausführungsbeispiel. Bei diesem
Ausführungsbeispiel
werden Phaseninformationen aus dem von dem Interpolator 18 ausgegebenen
Entscheidungszeitsignal herausgezogen, wodurch die Verzögerungserfassung
auf der Grundlage der Phaseninformationen durchgeführt wird.
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Eine
Koordinatentransformationsvorrichtung 42 transformiert
das von dem Interpolator 18 ausgegebene Entscheidungszeitsignal
(ausgedrückt
durch Gleichung 5) in die Form Polarkoordinaten und bestimmt eine
Phase des Entscheidungszeitsignals. Die Phase RP des
Entscheidungszeitsignals wird ausgedrückt durch: RP(mTs) = ΔωmTs + θN + θM(mTs) (17)worin θM(mTs) eine sich
aus der Modulation ergebende Phasenkomponente ist, die ausgedrückt wird durch: θM(mTs) = arg{I(mTs) +
jQ(mTS)} (18)
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Ein
Ausgangssignal der Koordinatentransformationsvorrichtung 24 wird
in eine Verzögerungsschaltung 44 und
eine Subtraktionsvorrichtung 46 eingegeben. Die Verzögerungsschaltung 44 verzögert ein
Phasensignal RP (ausgegeben von der Koordinatentransformationsvorrichtung 42)
um ein Symbolintervall (d.h., ein Nyquist-Intervall). Um die Differenzerfassung
durchzuführen,
subtrahiert die Subtraktionsvorrichtung 46 das Phasensignal RP((m–1)Ts), das um eine Symbolperiode verzögert ist,
von dem Phasensignal RP(mTs)
der Koordinatentransformationsvorrichtung 42. Die Subtraktionsvorrichtung
gibt ein durch Differenzerfassung erhaltenes Signal DD(mTs) aus, das ausgedrückt wird durch: DD(mTs)
= RP(mTs) – RP((m–1)Ts)
= θM(mTs) – θM((m–1)Ts) + ΔωTs (19)
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Wie
aus Gleichung 19 ersichtlich ist, enthält das durch Differenzerfassung
erhaltene Signal DD eine Phasendrehungskomponente ΔωTs, das durch die Frequenzabweichung bewirkt
wurde, sowie die Phasenkomponente, die durch die Modulation bewirkt
wurde. Sofern die Phasendrehungskomponente ΔωTs nicht
eliminiert ist, werden die Fehlerratencharakteristiken verschlechtert.
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Um
das vorgenannte Problem zu überwinden,
berechnet die AFC 40 die Phasendrehungskomponente ΔωTs, und die Subtraktionsvorrichtung 48 subtrahiert
die Phasendrehungskomponente ΔωTs von dem durch Differenzerfassung erhaltenen
Signal DD. Mit anderen Worten, die AFC 40 schätzt die
Frequenzabweichung Δω auf der
Grundlage des erfassten Abtastsignals, das von dem Empfangsfilter 14 mit dem Überabtastintervall
ausgegeben wird. Dann berechnet die AFC 40 eine Phasendrehung
DAFC pro Symbolintervall (d.h., dem Nyquist-Intervall)
Ts. DAFC(mTs)
= ΔωTs (20)
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Der
Wert eines Symbolsintervalls Ts ist im Wesentlichen
bekannt, da Ts angenähert ein ganzzahliges Mehrfaches
des Überabtastintervalls
T ist. Die AFC 40 speichert einen Wert, der durch einen Überabtasttakt
bestimmt ist, als einen festen Wert des Symbolintervalls Ts, so dass die Phasendrehung DAFC genau
abgeleitet werden kann (mit einem praktisch verwendbaren Pegel)
durch Anwenden des festen Wertes auf die Gleichung 20. Um die Phasendrehung
DAFC genauer abzuleiten, kann dieses Ausführungsbeispiel
so ausgebildet sein, dass ein genaueres Symbolintervall Ts, das von der BTR 16 abgeleitet ist,
bei der AFC 40 angewendet wird.
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Das
durch Differenzerfassung erhaltene Ergebnis, das nur eine modulierte
Phasenkomponente enthält,
kann erhalten werden, wenn die Subtraktionsvorrichtung 48 die
Phasendrehung DAFC von dem durch Differenzerfassung
erhaltenen Signal DD der Subtraktionsvorrichtung 46 subtrahiert
wird. Ein Ausgangssignal SDE der Subtraktionsvorrichtung 48 wird ausgedrückt durch: SDE(mTs) = DD(mTs) – DAFC(mTs)
= θM(mTs) – θM((m–1)Ts) (21)
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Wie
aus Gleichung 21 ersichtlich ist, entspricht das Ausgangssignal
SDE der Subtraktionsvorrichtung 48 genau
einer Differenz zwischen θM(mTs) und θM((m–1)Ts), die durch die Phasenmodulation bewirkt
ist.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
arbeitet die AFC 40 unabhängig von der BTR 16,
d.h., die AFC 40 kann arbeiten, bevor der stabile Betrieb
der BTR 16 erreicht ist. Der Differenzerfassungs-Demodulator nach
diesem Ausführungsbeispiel
kann mit einer hohen Geschwindigkeit arbeiten.
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Weiterhin
kann die AFC 40 die Frequenzabweichung Δω ungeachtet des Ausgangssignals
der BTR 16 schätzen,
selbst wenn die BTR 16 während des stabilen Betriebs
des digitalen Demodulators fehlerhaft arbeitet. Somit kann die AFC 40 ein
genaues Signal ausgeben, das die Phasendrehung anzeigt, sobald die
BTR 16 ihren stabilen Betrieb wieder aufnimmt, wodurch
ermöglicht
wird, dass der gesamte Demodulator zu seinem stabilen Zustand zurückkehrt.
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Die
Größe der Differenzerfassung
ist in der vorhergehenden Beschreibung ein Symbolintervall. Alternativ
kann sie mehrere Symbolintervalle sein.
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Die
Differenzerfassung kann durch eine andere Technik wie komplexe Multiplikation
anstelle der Phasensubtraktion bei diesem Ausführungsbeispiel durchgeführt werden.
Die die komplexe Multiplikation verwendende Phasenerfassung wird
wie folgt durchgeführt.
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Bei
dieser Differenzerfassung werden die Ausgangssignale des Interpolators
verzögert,
d.h., ein gegenwärtiges
Ausgangssignal und ein Ausgangssignal eines früheren Symbolintervalls werden der
komplexen Multiplikation unterzogen. In diesem Fall wird ein durch
Differenzerfassung erhaltenes Signal DD(m) wie folgt ausgedrückt, wenn
der Interpolator ein Signal S(m) zu einer Zeit m ausgibt. DD(m) = S(m) × S*(m–1) (22)worin S*(m–1) ein
komplex konjugiertes Signal des Ausgangssignals S(m) zu einer Zeit
m–1 ist.
S(m) und S(m–1)
werden ausgedrückt
durch: S(m) = A(m)exp{jθ(n)}
S(m–1) = A(m–1)exp{jθ(n–1)} (23)worin A(m)
eine Amplitudenkomponente des Ausgangssignals S(m) ist und θ(m) eine
Phasenkomponente des Ausgangssignals S(m) ist. Das durch Differenzerfassung
erhaltene Signal DD(m) wird neu geordnet durch: DD(m) = A(m)exp{jθ(n)} × A(m–1)exp{–jθ(n–1)}
=
A(m)A(m–1){j(θ m) – θ m–1))} (24)
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Es
ist darauf hinzuweisen, dass die Phasendifferenz, die während eines
Symbolintervalls bewirkt wird, durch die komplexe Multiplikation
abgeleitet werden kann. Somit kann ein demoduliertes Signal durch
Eliminieren der Frequenzabweichungskomponente aus der Phasendifferenzkomponente
erhalten werden.
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Ausführungsbeispiel 4:
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4 ist
ein Blockschaltbild, das schematisch die Konfiguration eines digitalen
Demodulators gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. In 4 sind Komponenten, die identisch mit
denjenigen bei dem dritten Ausführungsbeispiel sind,
identische Bezugszahlen zugewiesen, und sie werden hier nicht beschrieben.
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Der
digitale Demodulator ist eine Modifikation des digitalen Demodulators
nach dem dritten Ausführungsbeispiel,
und es ist beabsichtigt, die Stabilisierung der Schaltungsoperation
zu beschleunigen, wenn ein Signal in einer anfänglichen Operationsstufe empfangen
wird, und die Frequenzabweichung während des stabilen Betriebs
zuverlässig
zu verarbeiten.
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Gemäß 4 schätzt die
AFC 50 eine Frequenzabweichung Δω auf der Grundlage eines erfassten
Abtastsignals, das von dem Empfangsfilter 14 mit dem Überabtastintervall
ausgegeben wird. In Abhängigkeit
von einem Auswahlsignal von einer Auswahlvorrichtung 52 berechnet
die AFC 50 entweder das Korrektursignal DAFC (d.h.,
das durch Gleichung 20 ausgedrückte
Phasendrehungssignal DAFC) für die Subtraktionsvorrichtung 48 oder
ein Korrektursignal CRX(nT) = exp(–jΔωnT) für eine Multiplikationsvorrichtung 54.
Insbesondere berechnet die AFC 50 das Korrektursignal DAFC und liefert es zu der Subtraktionsvorrichtung 48,
wenn der Betrieb des digitalen Demodulators schnell stabilisiert
werden sollte. Während
des stabilen Betriebs des digitalen Demodulators andererseits berechnet
die AFC 50 das Korrektursignal CRX und
liefert es zu der Multiplikationsvorrichtung 54.
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Die
Multiplikationsvorrichtung 54 ist zwischen dem digitalen
Quadraturdetektor 12 und dem Empfangsfilter 14 vorgesehen.
Das Korrektursignal CRX wird zu der Multiplikationsvorrichtung 54 zurückgeführt, die
die Phasendrehungskomponente (die durch die Frequenzabweichung Δω bewirkt
wird) aus dem erfassten Abtastsignal eliminiert. Ein empfangenes
Signal, das eine große
Frequenzabweichung enthält,
hat die Tendenz, ein breites Frequenzband aufzuweisen. In einem
derartigen Fall kann, wenn die Frequenzabweichung nicht eliminiert
ist, das Empfangssignal 14 eine modulierende Signalkomponente ausfiltern.
Wenn jedoch das Korrektursignal CRX zu der
Multiplikationsvorrichtung 54 zurückgeführt wird, kann die Frequenzabweichungskomponente
eliminiert werden, bevor das Signal zu dem Empfangsfilter 14 geführt wird.
Somit ist es möglich,
zu verhindern, dass die modulierende Signalkomponente gelöscht wird.
Wenn andererseits das Korrektursignal CRX zu der
Multiplikationsvorrichtung 54 zurückgeführt wird, unmittelbar, bevor
das empfangene Signal zu dem Empfangsfilter 14 geführt wird,
ist es schwierig, die AFC-Schleife schnell zu stabilisieren, aufgrund
der von dem Empfangsfilter 14 benötigten Zeit, stabil zu werden.
Somit wird nicht angenommen, dass der digitale Demodulator mit hoher
Geschwindigkeit arbeitet.
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Diese
Schaltungskonfiguration ermöglicht, dass
der digitale Demodulator schnell aktiv und stabil wird, und dass
er ein Bündelsignal
oder dergleichen verarbeitet, das in der anfänglichen Operationsstufe eingegeben
wird. In einem derartigen Fall kann der digitale Demodulator die
Frequenzabweichung nach der Verzögerungserfassung
wie bei dem dritten Ausführungsbeispiel
korrigieren. Weiterhin sollte, nachdem der digitale Demodulator
stabil arbeitet, die Frequenzabweichung weiterhin schnell korrigiert
werden. Dies kann durchgeführt
werden, bevor das empfangene Signal zu dem Empfangsfilter 14 geführt wird.
Somit ist es möglich,
selbst wenn das empfangene Signal eine große Frequenzabweichung enthält, die
Eliminierung der modulierenden Signalkomponente zu verhindern, durch
die Eliminierung der Frequenzabweichung auf der Grundlage des Korrektursignals
CRX, bevor das empfangene Signal zu dem Empfangsfilter 14 geführt wird.
Diese Technik ist auch anwendbar bei dem digitalen Demodulator nach dem
ersten und dem zweiten Ausführungsbeispiel.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
kann der digitale Demodulator das empfangene Signal angemessen entsprechend
einem empfangenen Zustand des Signals demodulieren. Insbesondere
wählt der digitale
Demodulator einen Modus aus, in welchem der digitale Modulator mit
einer hohen Geschwindigkeit arbeitet, aber das empfangene Signal
durch das Empfangsfilter etwas verschlechtert ist, oder einen Modus,
in welchem der digitale Demodulator mit niedriger Geschwindigkeit
arbeitet, aber das empfangene Signal nicht übermäßig durch das Empfangsfilter
verschlechtert ist. Beispielsweise kann der Betrieb des Demodulators
schnell stabilisiert werden, um das Signal in seiner anfänglichen
Operationsstufe zu empfangen, und dann die Frequenzabweichung übermäßig in ihrer
stabilen Operationsstufe verarbeitet werden.
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Bei
den vorhergehenden Ausführungsbeispielen
werden die eingegebenen ZF-Signale der Analog/Digital-Umwandlung unterzogen
und dann der digitalen, kohärenten
und Quadraturerfassung. Die kohärente
Erfassung kann unter Verwendung einer anderen Konfiguration anstelle
der vorhergehenden Konfigurationen durchgeführt werden. Beispielsweise
kann ein eingegebenes ZF-Signal der analogen, kohärenten und
Quadraturerfassung unterzogen werden, und ein erfasstes Signal wird
der Analog/Digital-Umwandlung unterzogen, wie in 5 gezeigt
ist. Gemäß 5 wird
das eingegebene ZF-Signal durch Multiplikationsvorrichtungen 102 und 104 auf
der Grundlage von Bezugssignalen, kohärent erfasst, die ein Ausgangssignal
eines verriegelten Oszillators 100 bzw. ein Signal, das
durch Phasenverschiebung des Ausgangssignals durch eine π/2-Phasenschiebevorrichtung 114 erhalten
wurde, sind.
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Das
erfasste Signal wird durch Tiefpassfilter (LPF) 106 und 108 in
der Wellenform geformt und durch A/D-Wandler 110 und 112 der
Analog/Digital-Umwandlung unterzogen. Die A/D-Wandler 110 und 112 geben
erfasste Abtastsignale IQC und QQC in Abhängigkeit
von Taktsignalen aus, die mit dem über Abtastintervall T ausgegeben
und in diese A/D-Wandler 110 und 112 eingegeben
wurden. Das Überabtastintervall
T ist gleich der Zeit, zu der der digitale Quadraturdetektor 12 die
Signale bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel ausgibt. Das
erfasste Abtastsignal ist äquivalent
dem von dem digitalen Quadraturdetektor 12 ausgegebenen
Signal. Der digitale Demodulator demoduliert das empfangene Signal
auf der Grundlage des erfassten Abtastsignals.