DE69033596T2

DE69033596T2 - Referenzsignalgenerator und diesen enthaltenden digitaler Demodulator

Info

Publication number: DE69033596T2
Application number: DE69033596T
Authority: DE
Inventors: Shigeki Saito
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; NTT Inc
Priority date: 1989-10-23
Filing date: 1990-10-19
Publication date: 2001-04-19
Anticipated expiration: 2010-10-20
Also published as: EP0451289B1; EP0451289A4; DE69033596D1; US5260975A; CA2044252A1; WO1991006166A1; CA2044252C; EP0451289A1

Description

[Technisches Gebiet]

Diese Erfindung ist auf eine Schaltung anwendbar, die Datensignale aus phasenmodulierten Signalen demoduliert, die durch die Phasenmodulation von Trägern mit Datensignalen übertragen werden. Diese Erfindung bezieht sich insbesondere auf einen digitalen Demodulator, der unter thermischem Rauschen oder Schwund eine hervorragende Biffehlerraten-Leistung aufweist, dessen Leistungsaufnahme, Größe und Preis vermindert werden können und der keine Einstellung benötigt.

[Technischer Hintergrund]

Es sind ein kohärenter Detektor und ein differentieller Detektor als für die Demodulation digitaler phasenmodulierter Signale zu verwendender Detektor bekannt. Es ist bekannt, daß der kohärente Detektor theoretisch die höchste Leistung erreicht, in den Übertragungskanälen, in denen ein Hochgeschwindigkeitsschwund vorhanden ist, wie z. B. in Mobilkommunikationssystemen, wird jedoch oft festgestellt, daß ein differentieller Detektor vorteilhafter als der erstere ist.
Fig. 39 ist ein Blockschaltplan, der die Grundstruktur eines kohärenten Detektors zeigt.
In der Figur werden die phasenmodulierten Signale über einen Eingang 301 in eine Trägerrückgewinnungsschaltung 302 eingegeben, um die Signale zurückzugewinnen, die zu den Trägern der phasenmodulierten Signale kohärent sind. In einem Detektor 303, in den die phasenmodulierten Signale von dem Eingang 301 in ähnlicher Weise eingegeben werden, werden die phasenmodulierten Signale mittels der von der Trägerrückgewinnungsschaltung 302 ausgegebenen zurückgewonnenen Träger erfaßt, wobei dessen Erfassungsausgabe von einem Ausgang 304 ausgesendet wird. Die optimale kohärente Erfassung wird erreicht, wenn die in der Schaltung 302 zurückgewonnenen Träger ohne thermisches Rauschen oder statistisches FM-Rauschen sind, das durch den Schwund verursacht wird.
Die meisten der aktuell in Gebrauch befindlichen Trägerrückgewinnungsschaltungen sind so aufgebaut, daß sie hauptsächlich die Wirkung des thermi schen Rauschens entfernen, und obwohl sie stabile Träger unter den Bedingungen mit viel thermischem Rauschen zurückgewinnen können, kann die Phase der zurückgewonnenen Träger den schnellen Änderungen nicht ganz folgen, die z. B. in dem durch den Schwund verursachten statistischen FM-Rauschen auftreten, wodurch sich die Leistung verschlechtert.
Andererseits besitzt der differentielle Detektor unter thermischem Rauschen eine geringere Leistung als der kohärente Detektor, unter schnellem Schwund, der schnelle Phasenänderungen verursacht, zeigt er jedoch eine bessere Leistung als der kohärente Detektor.
Fig. 40 ist ein Blockschaltplan, der die Grundstruktur eines differentiellen Detektors zeigt.
In Fig. 40 werden die phasenmodulierten Signale über einen Eingang 311 in eine Verzögerungsschaltung eingegeben, um um einen Betrag verzögert zu werden, der zu einem oder zwei Symbolen der Daten äquivalent ist, und um mit einem phasenmodulierten Signal multipliziert zu werden, das durch den Detektor 313 verzögert worden ist, der die Signale vom Eingang 311 empfängt, so daß die aus der Phasendifferenz dazwischen zurückgewonnene Erfassungsausgabe von einem Ausgang 314 übertragen wird.
Der differentielle Detektor dieses Typs ist so aufgebaut, daß er die eingegeben phasenmodulierten Signale durch Bezugnahme auf die Phase des Signals ein oder zwei Symbole davor erfaßt, wobei er keine Zurückgewinnung des Trägers erfordert, wodurch die Vereinfachung der Schaltungsstruktur ermöglicht wird. Er erfordert jedoch Verzögerungsleitungen, die einem oder zwei Symbolen der Daten äquivalent sind.
Da es nicht leicht ist, Verzögerungsleitungen herzustellen, die eine hohe Genauigkeit aufweisen und für die Schaltungsintegration geeignet sind, werden normalerweise Schieberegister, wie sie z. B. in Fig. 41 gezeigt sind, verwendet, um die phasenmodulierten Signale zu verzögern. In Fig. 41 bezeichnet das Bezugszeichen 315 ein Schieberegister, das die Ausgabe aus einem Oszillator 316 mit nur einer Frequenz als Takt verwendet, wobei es zu der Verzögerungsschaltung 312 äquivalent ist.
Fig. 42 zeigt einen Blockschaltplan eines Demodulators, der einen Detektor des Typs für die digitale Signalverarbeitung verwendet.
In Fig. 42 werden die phasenmodulierten Signale über einen Eingang 321 in die Vervielfacher 322, 3222 eingegeben und durch die Signale erfaßt, deren Frequenz im wesentlichen der Trägerfrequenz ähnlich ist (quasikohärente Erfassung). Ein Oszillator 323 mit nur einer Frequenz erzeugt die Signale mit der Frequenz, die im wesentlichen der Trägerfrequenz ähnlich ist, wobei er die gleichen wie sie an den Vervielfacher 322 und über eine π/2-Schiebeschaltung 324 an den Vervielfacher 3222 überträgt. Die gleichphasigen und die gegenphasigen Signale oder die Ausgaben aus den Vervielfachern 322 und 3222 werden über die Tiefpaßfilter (LPF) 325 und 3252 in die Analog/Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 326 und 3262 eingegeben, um digitalisiert zu werden. Die digitalen Signale werden in den Detektor 327 des Typs für die digitale Signalverarbeitung eingegeben und durch digitale Signalverarbeitung kohärent oder differentiell erfaßt. Dieses Verfahren erlaubt die Konstruktion verschiedener Detektortypen durch entsprechende Programmierung des Detektors 327 des Typs für die digitale Signalverarbeitung.
Wenn ein Detektor in ein Mobilfunkgerät eingebaut ist, ist es normalerweise notwendig, nicht nur das thermische Rauschen, sondern außerdem das statistische FM-Rauschen zu betrachten, das durch den Schwund verursacht wird. Der kohärente Detektor des Standes der Technik konnte die vorausgehend erwähnten Probleme nicht ganz lösen. Außerdem benötigen kohärente Detektoren spannungsgesteuerte Oszillatoren für die Zurückgewinnung der Träger, es ist aber recht schwierig, spannungsgesteuerte Oszillatoren in der Massenproduktion herzustellen, die einheitliche Merkmale aufweisen, wobei die Einstellung der Abweichungen schwierig ist. Es ist schwierig, die spannungsgesteuerten Oszillatoren sowohl zu digitalisieren als auch ihre Merkmale zu vereinheitlichen, falls sie in ICs enthalten sind.
Die differentiellen Detektoren erfordern mehrstufige Schieberegister, die bei einer hohen Geschwindigkeit betrieben werden, um genaue Verzögerungen zu erhalten, wobei sie eine große Leistungsmenge verbrauchen. Falls ein Oszillator mit nur einer Frequenz als ein Eingangstakt für die Schieberegister verwendet wird, wird es schwierig, eine stabile Erfassung zu erreichen, wenn in einem phasenmodulierten Signal die Trägerfrequenz driftet.
Das US-Patent Nr. 4308505 offenbart einen Frequenzdetektor, in dem Frequenz- und Phasendetektoren ein frequenzmoduliertes Signal mit einem Referenzsignal von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) vergleichen, wobei die kombinierten Ausgänge aus den Frequenz- und Phasendetektoren verwendet werden, um den VCO zu steuern.
Patent Abstracts of Japan, Bd. 4, Nr. 67 (E-011), datiert vom 20. Mai 1980, offenbart mit Bezug auf JP 55-035545A (NEC Corp.) die Synchronisation einer phasensynchronen Schaltung mit einem Eingangssignal, wobei die phasensynchrone Schaltung einen Taktoszillator zum Erzeugen eines Taktsignals beim N-fachen der Frequenz des Eingangssignals, eine Impulserzeugungsschaltung, die für jede N Taktsignalimpulse einen Impuls bereitstellt, einen Komparator, der die Taktung des Impulses von der Impulsgeneratorschaltung mit der Taktung des Eingangssignals vergleicht, und einen Korrektursignalgenerator, der auf diese Weise die Taktung des Impulses von der Impulserzeugungsschaltung korrigiert, um eine Phasensynchronisation mit dem Eingangssignal zu erreichen, enthält.
Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, einen digitalen Demodulator zu schaffen, der seine Leistung unter Schwund aufrechterhalten kann und der eine Schaltung besitzt, die relativ wenig Leistung verbraucht, wobei die Schaltung für die Integration geeignet ist und keine Einstellung erfordert.
Die vorliegende Erfindung schafft einen Referenzsignalgenerator zum Erzeugen eines Referenzsignals zum Demodulieren eines phasenmodulierten Signals mit:
einer Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung zum Erzeugen des Referenzsignals aus einem Takteingangssignal, wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung mehrere verschiedene Ausgangssignale erzeugen kann, wovon eines im Betrieb als das Referenzsignal vom Referenzsignalgenerator dient, und
einer Vergleichseinrichtung, die so angeschlossen ist, daß sie das Referenzsignal und das phasenmodulierte Signal empfängt, um eine Phasenbeziehung zwischen den beiden empfangenen Signalen zu bestimmen und um ein Steuerausgangssignal an die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung zu liefern, das die Phasenbeziehung angibt,
wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung im Betrieb das Referenzsignal ändert, indem sie statt seiner ein weiteres der mehreren verschiedenen Ausgangssignale bereitstellt, falls das Steuerausgangssignal von der Vergleichseinrichtung der Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung anzeigt, das die Änderung des Referenzsignals eine Bewegung näher zu einer gewünschten Phasenbeziehung zwischen dem Referenzsignal und dem phasenmodulierten Signal zur Folge hätte,
wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung eine Phasenvorhersageeinrichtung enthält, die so angeschlossen ist, daß sie das Steuerausgangssignal von der Vergleichseinrichtung empfängt und ein Steuersignal an die Steuereinrichtung liefert, um das als Referenzsignal dienende Ausgangssignal zu wählen.
Vorzugsweise enthält die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung eine Steuereinrichtung, die aus dem Takteingangssignal mehrere phasenverschobene Taktsignale erzeugen kann, die jeweils unterschiedliche Phasenverschiebungen in bezug auf das phasenmodulierte Signal besitzen, wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung in der Weise arbeitet, daß eines der phasenverschobenen Taktsignale als das Referenzsignal dient.
Vorzugsweise umfaßt die Vergleichseinrichtung ein Schieberegister, das das Referenzsignal als ein erstes digitales Wort hält, sowie mehrere Register, die das phasenmodulierte Signal als ein zweites digitales Wort halten, wobei die mehreren Register so angeschlossen sind, daß sie durch das erste digitale Wort vom Schieberegister getaktet werden, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung mit Ausgängen der mehreren Register, die ein drittes digitales Wort darstellen, kombiniert wird.
Vorzugsweise enthält die Steuereinrichtung ein zweites Schieberegister, das so angeschlossen ist, daß es das Takteingangssignal als einen seriellen Eingang empfängt und von seinen jeweiligen Stufen mehrere parallele Ausgänge liefert, wobei jede Stufe des zweiten Schieberegisters mit einem entsprechenden Eingang eines Multiplexers verbunden ist, der so angeschlossen ist, daß er durch die Phasenvorhersageeinrichtung gesteuert wird, wobei der Multiplexer im Betrieb das Referenzsignal erzeugt.
Vorzugsweise weist die Phasenvorhersageeinrichtung einen Steuereingangsanschluß auf, um ein Signal zu empfangen, das den empfangenen Pegel des phasenmodulierten Signals angibt, wobei das von der Phasenvorhersageeinrichtung gelieferte Steuersignal von dem am Steuereingangsanschluß anliegendem Signal abhängt.
Vorzugsweise liefert die Phasenvorhersageeinrichtung im Betrieb ein Steuersignal auf der Grundlage des phasenmodulierten Signals während der Dauer eines einzigen Symbols, wenn das an ihrem Steuereingangsanschluß vor handene Signal angibt, daß das phasenmodulierte Signal einen ersten Empfangspegel übersteigt.
Vorzugsweise liefert die Phasenvorhersageeinrichtung ein Steuersignal auf der Grundlage der phasenmodulierten Signale während der Dauer einer Folge von Symbolen, wenn das an ihrem Steuereingangsanschluß anliegende Signal anzeigt, daß die phasenmodulierten Signale einen ersten Empfangspegel nicht übersteigen.
Vorzugsweise enthält die Phasenvorhersageeinrichtung einen Speicher sowie zugeordnete Zwischenspeichereinrichtungen, wobei der Speicher vorhergesagte Phasenwerte für die phasenmodulierten Signale speichert und die Zwischenspeichereinrichtung die Folge von Symbolen als Adressen für den Speicher speichert.
Vorzugsweise liefert die Phasenvorhersageeinrichtung während irgendeiner Periode, in der das an ihrem Steuereingangsanschluß anliegende Signal angibt, daß das phasenmodulierte Signal unter einem zweiten Pegel liegt, ein festes Steuersignal, wobei der zweite Pegel niedriger als der erste Pegel ist und wobei das feste Steuersignal dasjenige ist, das bei der letzten Gelegenheit geliefert wird, bei der das phasenmodulierte Signal oberhalb des zweiten Pegels lag.
Alternativ enthält die Vergleichseinrichtung eine Direktphasenquantisierungsschaltung für die Bereitstellung eines Ausgangs in Form digitaler Wörter. Alternativ enthält die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung:
einen Zähler, der mit einem Signaleingangsanschluß verbunden ist, von dem das phasenmodulierte Signal an die Vergleichseinrichtung transportiert wird,
einen Zeitperiodengenerator, der mit dem Zähler verbunden ist, um eine Zeitperiode für den Zähler zu erzeugen,
einen Referenzsignal-Frequenzumsetzer, der mit dem Zähler verbunden ist, um den Ausgang vom Zähler umzusetzen,
einen Datengenerator, der so angeschlossen ist, daß er den Ausgang von der Vergleichseinrichtung empfängt und auf diesen antwortet, und einen Taktgenerator, der so angeschlossen ist, daß er den Ausgang vom Datengenerator empfängt und auf diesen antwortet und den Ausgang vom Referenzfrequenzgenerator bereitstellt.
Vorzugsweise enthält der Referenzsignalgenerator eine Frequenzdrift- Erfassungseinrichtung zum Erfassen einer Frequenzdrift in dem phasenmodulier ten Signal und eine Einrichtung, die so angeschlossen ist, daß sie das Referenzsignal entsprechend dem Ausgang von der Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung modifiziert.
Vorzugsweise enthält der Referenzsignalgenerator eine Phasendifferenzverteilung-Erfassungseinrichtung zum Speichern von Phasendifferenzdaten über das phasenmodulierte Signal und eine Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung zum Berechnen der Frequenzdrift des phasenmodulierten Signals aus den gespeicherten Daten.
Vorzugsweise enthält der Referenzsignalgenerator eine Begrenzungseinrichtung zum Setzen einer Bereichsgrenze für die Frequenzdrift-Kompensation.
Es wird ein digitaler Demodulator durch den Referenzsignalgenerator und einen Detektor geschaffen, der so angeschlossen ist, daß er das phasenmodulierte Signal an einem ersten Eingangsanschluß empfängt und das Referenzsignal an einem zweiten Eingangsanschluß empfängt, um ein Ausgangserfassungssignal zu erzeugen.
Der Betrieb der Vorrichtung gemäß dieser Erfindung wird nun beschrieben.
Die Vergleichseinrichtung des Referenzsignalgenerators erfaßt die Differenz der Phasen zwischen dem Referenzsignal und dem phasenmodulierten Signal, wobei sie die Phasendifferenzdaten ausgibt. Die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung nimmt die Phasendifferenzdaten auf, sagt die neu einzustellende Phase des Referenzsignals vorher und gibt die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten aus, die in Übereinstimmung mit dem Empfangspegel der phasenmodulierten Signale gewählt werden. Die Referenzsignal-Steuereinrichtung nimmt die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten und erzeugt aus den Eingangstakten ein Referenzsignal, das die bezeichnete Phase aufweist.
Die Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung des Referenzsignalgenerators nimmt die Phasendifferenzdaten auf, erfaßt die Frequenzdrift des Trägers der phasenmodulierten Signale von dem Referenzsignal und gibt sie als die Frequenzdriftdaten aus. Die Einrichtung zum Erzeugen der Frequenzdrift-Kompensationsdaten nimmt die Frequenzdriftdaten auf und gibt die Frequenzdrift-Kompensationsdaten zum Steuern der Phase des Referenzsignals in Übereinstimmung mit der Frequenzdrift aus, während die Addiereinrichtung die von der Referenzsignal- Phasenvorhersageeinrichtung ausgegebenen Referenzsignal-Phasenvorher sagedaten und die Freuqenzdrift-Kompensationsdaten addiert, wobei sie die Additionsdaten zu der Referenzsignal-Steuereinrichtung überträgt.
Wie in dem vorangehenden beschrieben ist, ist diese Erfindung bemerkenswert effektiv bei der Verminderung der Wirkungen von verschiedenen Rauschtypen, insbesondere beim Erreichen einer hervorragenden Demodulationsleistung unter Schwund, der Vereinfachung der Schaltungen, der Verminderung der Leistungsaufnahme und der Konstruktion der Vorrichtung als völlig integrierte digitale Schaltung ohne die Notwendigkeit der Einstellung.

[Kurzbeschreibung der Zeichnung]

Fig. 1 ist ein Blockschaltplan, der die erste Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 2 ist ein Blockschaltplan, der die zweite Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 3 ist ein Blockschaltplan, der die erste Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlicher zeigt.
Fig. 4 ist eine erklärende Ansicht, die den Betrieb der Phasendifferenz- Erfassungseinrichtung der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 5 ist ein Ablaufplan, der die Signale der Phasendifferenz- Erfassungseinrichtung der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 6 ist eine Ansicht, die die Signalphasen eines QPSK-Signals in einem Signalraum zeigt.
Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Phasen eines QPSK-Signals zeigt, wenn es durch eine Schaltung mit Schwund geht.
Fig. 8 ist ein Blockschaltplan, der die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 9 ist ein Blockschaltplan, der eine Mittelwertbildungsschaltung mit einem Addierer in der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 10 ist ein Blockschaltplan, der die zweite Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlicher zeigt.
Fig. 11 zeigt die Erfassungsphasen eines QPSK-Signals, wenn es eine Frequenzdrift zwischen dem Träger des phasenmodulierten Signals und dem Referenzsignal gibt.
Fig. 12 ist ein Blockschaltplan, der eine weitere Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung der ersten und der zweiten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 13 zeigt den Betrieb der anderen Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung der ersten und der zweiten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung.
Fig. 14 ist ein Ablaufplan, der verschiedene Signale der anderen Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung der ersten und der zweiten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 15 ist ein Blockschaltplan, der die dritte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 16 ist ein Blockschaltplan, der die dritte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlicher zeigt.
Fig. 17 ist ein Diagramm, das den Betrieb der Phasendifferenz- Erfassungseinrichtung der dritten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 18 ist ein Ablaufplan der verschiedenen Signale der Phasendifferenz- Erfassungseinrichtung der dritten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung.
Fig. 19 ist eine erklärende Ansicht, die den Betrieb der Phasenabweichungsdaten-Erzeugungseinrichtung der dritten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 20 ist eine graphische Darstellung, die die Phasenverschiebung eines Trägers unter statistischem FM-Rauschen zeigt.
Fig. 21 ist ein Blockschaltplan, der die vierte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlich zeigt.
Fig. 22 ist ein Blockschaltplan, der eine Mittelwertbildungsschaltung der vierten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 23 ist ein Blockschaltplan, der die fünfte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 24 ist ein Blockschaltplan, der die fünfte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlicher zeigt.
Fig. 25 ist eine Ansicht, die die Frequenzdrift erklärt.
Fig. 26 ist eine graphische Darstellung, die ein Beispiel der Ausgaben (die Phasendifferenzverteilung) der Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung zeigt, wenn eine negative Frequenzdrift existiert.
Fig. 27 ist eine graphische Darstellung, die einen Phasenbereich zeigt, in dem die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale in bezug auf die Frequenzdrift maximal ist.
Fig. 28 ist ein Blockschaltplan, der eine Erfassungsschaltung zeigt, die den Phasenbereich erfaßt, in dem die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale das Maximum einnimmt.
Fig. 29 ist eine graphische Darstellung, die die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale in dem bestimmten Phasenbereich in bezug auf die Frequenzdrift zeigt.
Fig. 30 ist eine graphische Darstellung, die die Differenz zwischen der Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale zwischen zwei bestimmten Phasenbereichen in bezug auf die Frequenzdrift zeigt.
Fig. 31 ist ein ausführlicher Blockschaltplan, der die sechste Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 32 ist eine Darstellung, die den Betrieb der Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung der sechsten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 33 ist ein Blockschaltplan, der die siebente Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 34 sind die graphischen Darstellungen, die das Modulationsprinzip in einem QPSK-Modulationsverfahren mit Verschiebung um π/4 zeigen.
Fig. 35 sind die graphischen Darstellungen, die den Betrieb der Präambelerzeugung durch das QPSK-Modulationsverfahren mit Verschiebung um π/4 zeigen.
Fig. 36 ist eine graphische Darstellung, die die Änderungen der momentanen Frequenz des modulierten Signals zum Zeitpunkt der Übertragung des Präambelsignals zeigt.
Fig. 37 ist ein Blockschaltplan, der die achte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 38 ist ein Blockschaltplan, der die neunte Ausführungsform des digita len Demodulators dieser Erfindung zeigt.
Fig. 39 ist ein Blockschaltplan, der die Grundlagen eines kohärenten Detektors zeigt.
Fig. 40 ist ein Blockschaltplan, der die Grundlagen eines differentiellen Detektors zeigt.
Fig. 41 ist ein Blockschaltplan, der die Grundlagen eines digitalen differentiellen Detektors zeigt.
Fig. 42 ist ein Blockschaltplan, der einen Demodulator zeigt, der die Erfassungsschaltung des Typs für die digitale Signalverarbeitung verwendet. In den Figuren entsprechen die Bezugszeichen den Einzelteilen wie folgt:
11, 301, 311, 321 Eingang
13, 304, 314 Ausgang
20, 303, 313 Erfassungsschaltung
21, 324, 333 π/2-Schiebeschaltung
23, 31, 81 Flipflop
312 Verzögerungsschaltung
322 Vervielfacher
30, 30', 80 Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung
33, 55, 73, 83, 315 Schieberegister
37 Phasenabweichungs-Erzeugungseinrichtung
40, 40' Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung
41 Phasenverschiebungs-Umsetzungseinrichting
42, 43, 61, 65, 91 Zwischenspeicherschaltung
43, 44, 47 Mittelwertbildungsschaltung
45, 57, 68, 103 Multiplexer
46 Phasenkompensationsschaltung
48 Speicher
49 Wählschaltung
50, 107 Taktgenerator
51, 51' Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung
53 Frequenzteiler
61 Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung
62, 66 Additionsschaltung
63 Frequenzdrift-Kompensationsdaten-Erzeugungseinrichtung
67 Addierer
69 Addiereinrichtung
70 Phasenverschiebungseinrichtung
90, 90' Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung
93 Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung
95, 223 Zähler
97 Phasendifferenz-Entscheidungsschaltung
100, 100' Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung
101 Subtrahierer
105 Vorwärts-Rückwärts-Zähler
108 Zeitgeberschaltung
109 Erfassungsschaltung für die gezählte Anzahl
211 Präambelerzeugungsschaltung
213 Modulator
215 Ausgabe des modulierten Signals
221 Eingabe des modulierten Signals
222 Begrenzerverstärker
225 Torsignalgenerator
226 Zeitgeber
227 Takt für Zeitgeber
229 Referenzsignalfrequenz-Erzeugungsschaltung
230 Referenzsignaleingang
231 Detektor
233 Taktrückgewinnungsdaten-Erzeugungsschaltung
235, 604 Taktrückgewinnungsschaltung
302 Trägerrückgewinnungsschaltung
316, 323 Oszillator mit nur einer Frequenz
325 Tiefpaßfilter (LPF)
326 Analog/Digital-Umsetzer (A/D)
327 Erfassungsschaltung des Typs für die digitale Signalverarbeitung
334 Quaternierungsschaltung
335 Schleifenfilter
400 Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung
500 Frequenzdrift-Erfassungsschaltung
601 Begrenzer
602 digitaler Oszillator
603 Direkt-Phasenquantisierungsschaltung
605 Referenzsignal-Phasenvorhersageschaltung
606 Frequenzdrift-Erfassungsschaltung
607 Decodierer
608 Phasenwahrscheinlichkeits-Erfassungseinrichtung
Nun wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die in den beigefügten Zeichnungen gezeigten Ausführungsformen beschrieben. Fig. 1 ist ein Blockschaltplan, der die erste Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt. Fig. 2 ist ein Blockschaltplan, der die zweite Ausführungsform des digitalen Demodulators gemäß dieser Erfindung zeigt. Fig. 3 ist ein Blockschaltplan, der die erste Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlicher zeigt. Fig. 10 ist ein Blockschaltplan, der die zweite Ausführungsform des digitalen Decodierers dieser Erfindung ausführlich zeigt.
In Fig. 1 bis 3 und 10 enthält ein digitaler Demodulator einen Referenzsignalgenerator 400, der ein vorgegebenes Referenzsignal in Übereinstimmung mit den empfangenen phasenmodulierten Signalen erzeugt, und eine Erfassungsschaltung 20, die die phasenmodulierten Signale mit dem Referenzsignal erfaßt.
Diese Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzsignalgenerator 400 eine Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30, die die Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und den phasenmodulierten Signalen erfaßt und die Phasendifferenzdaten ausgibt, eine Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40, die die Phase eines Referenzsignals, die neu einzustellen ist, vorhersagt und die in Übereinstimmung mit dem Empfangspegel der phasenmodulierten Signale gewählten Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten ausgibt, einen Taktgenerator 50 und eine Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51, die die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten aufnimmt und ein Referenzsignal, das die bestimmte Phase besitzt, aus den Eingangstakten erzeugt, enthält.
Ferner enthält der Referenzsignalgenerator 400 eine Frequenzdrift-Erfas sungseinrichtung 61, die die Phasendifferenzdaten aufnimmt, die Frequenzdrift der Träger der phasenmodulierten Signale aus dem Referenzsignal erfaßt und dieselbe als die Frequenzdriftdaten ausgibt, eine Frequenzdrift-Kompensationsdaten-Erzeugungseinrichtung 63, die die Frequenzdriftdaten aufnimmt und die Frequenzdrift-Kompensationsdaten zum Steuern der Phase des Referenzsignals in Übereinstimmung mit der Drift ausgibt, und eine Additionseinrichtung 69, die die von der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 ausgegebenen Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten und die Frequenzdrift-Kompensationsdaten addiert und die Additionsdaten zu der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 überträgt.
Ferner enthält die Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30 ein Flipflop 31 und ein Schieberegister 33, während die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 einen Frequenzteiler 53, ein Schieberegister 55 und einen Multiplexer 57 enthält.
Die Frequenzdrift-Kompensationsdaten-Erzeugungseinrichtung 63 enthält eine Zwischenspeicherschaltung 65 und einen Addierer 67.
Der Betrieb des digitalen Modulators mit der obigen Struktur wird nun beschrieben.
Fig. 4 ist eine Darstellung, die den Betrieb der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung erklärt. Fig. 5 ist ein Ablaufplan der verschiedenen Signale der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators gemäß dieser Erfindung. Fig. 6 ist eine Darstellung, die die Signalphasen in dem Signalraum eines QPSK-Signals zeigt. Fig. 7 ist eine Darstellung, die die Phasen eines QPSK-Signals zeigt, wenn es durch eine Schaltung geht, in der Schwund auftritt. Fig. 8 ist ein Blockschaltplan, der die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt. Fig. 9 ist ein Blockschaltplan, der eine Mittelwertbildungsschaltung zeigt, die einen Addierer der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung verwendet, die in der ersten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung gezeigt ist. Fig. 11 sind graphische Darstellungen, die die erfaßten Phasen eines QPSK-Signals zeigen, wenn es eine Frequenzdrift zwischen dem Träger des phasenmodulierten Signals und dem Referenzsignal gibt.
In Fig. 3 wird angenommen, daß aus dem in einen Eingang 11 eingegebe nen phasenmodulierten Signal durch einen Begrenzer und ähnliches die Amplitudenfluktuationen entfernt worden sind, und daß es in ein binärquantisiertes digitales Signal (mit einem Tastverhältnis von 50%) umgesetzt worden ist. Deshalb empfängt der Eingang 11 Signale, die nur in der Phase moduliert sind.
In Fig. 3 wird das in den Eingang 11 eingegebene phasenmodulierte Signal durch einen Detektor 20 mit dem Referenzsignal, das eine eingestellte Phase aufweist, und mit dem Signal, das durch die Verschiebung der Phase des Referenzsignals um π/2 erhalten wird, erfaßt, wobei es an den Ausgängen 13&sub1; und 13&sub2; als ein gleichphasiges Signal I bzw. ein gegenphasiges Signal Q ausgegeben wird. Das Bezugszeichen 21 bezeichnet eine π/2-Schiebeschaltung, die die Phase des Referenzsignals um π/2 verschiebt. Die zwei Referenzsignale wirken als Bezugsachsen für die Phasenerfassung, wobei sie sich orthogonal schneiden, ähnlich dem zurückgewonnenen Träger bei der kohärenten Erfassung, während die Flipflops 23&sub1; und 23&sub2; als Phasenkomparatoren wirken.
Das in den Eingang 11 eingegebene phasenmodulierte Signal wird verzweigt und in die Flipflops 31&sub1; bis 31n der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30 eingegeben. Das Referenzsignal, dessen Phase eingestellt worden ist, wird in ein Schieberegister 33 der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30 eingegeben, während die Ausgangsphasensignale C&sub1; bis Cn als Takte an die Flipflops 31&sub1; bis 31 n geliefert werden. Die von den Flipflops 31&sub1; bis 31n ausgegebenen Phasendifferenzdaten d&sub1; bis dn, werden durch eine Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 aufgenommen, in die ein Empfangspegel (oder die Übertragungsbedingung) als Informationen für die Auswahl eingegeben werden.
Ein Taktgenerator 50 erzeugt Takte mit einer einzelnen Frequenz asynchron zu dem Träger des eingegebenen phasenmodulierten Signals. Die von dem Taktgenerator 50 ausgegebenen Takte werden in einen Frequenzteiler 53 der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 und in ein Schieberegister 55 eingegeben, in die ein Teilerausgangssignal von dem Teiler 53 eingegeben wird. Die mehreren aus dem Schieberegister 55 ausgegebenen phasenverschobenen Signale werden als das Referenzsignal mit einer neu eingestellten Phase ausgegeben, nachdem sie durch einen Multiplexer 57 gegangen sind, der basierend auf den von der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 ausgegebenen Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten eines der Datenelemente auswählt.
In der ersten und der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung wird ein Schieberegister 33 als die Phasenverschiebungsschaltung in der Phasendifferenz- Erfassungseinrichtung 30 verwendet, wobei der Takt dafür als der Takt zum Erzeugen eines Referenzsignals in der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 verwendet wird.
Die Operationen der entsprechenden Einrichtungen werden nun beschrieben.
Die Flipflops 31&sub1; bis 31n empfangen als die Takteingaben die von dem Schieberegister 33 ausgegebenen Phasensignale C&sub1; bis Cn, wobei sie die eingegebenen phasenmodulierten Signale entsprechend zwischenspeichern. Aus den von den Flipflops 31&sub1; bis 31n ausgegebenen Phasendifferenzdaten wird die Differenz zwischen dem Referenzsignal, dessen Phase neu eingestellt worden ist, und dem phasenmodulierten Signal erfaßt.
Falls z. B. angenommen wird, daß die Frequenz des Trägers 455 kHz beträgt, während der Betriebstakt des Schieberegisters 33 455 kHz · 16 beträgt, wobei ein Schieberegister aus 8 Stufen verwendet wird, werden durch das Verschieben des Referenzsignals um 22,5 (360/16) Grad für jeden Halbzyklus acht Phasensignale C&sub1; bis C&sub8; erhalten. Ein Zyklus des Referenzsignals wird in 16 Phasenbereiche unterteilt, wie in Fig. 4 gezeigt ist.
Wenn die Phase eines empfangenen phasenmodulierten Signals einen Wert von φ von der Referenz C&sub0; annimmt, muß sie zwischen den Phasenverschiebungssignalen C&sub3; und C&sub4; (oder in dem Phasenverschiebungsbereich d) angeordnet sein. Mit anderen Worten, falls sich die Anstiegsflanke des empfangenen phasenmodulierten Signals zwischen den Anstiegsflanken der Phasenverschiebungssignale C&sub3; und C&sub4; befindet, wie in Fig. 5 gezeigt ist, werden die Phasendifferenzdaten [d&sub1;d&sub2;.....d&sub8;] zu [00011111]. Da sich die Phasendifferenzdaten für jede Phase des Signals unterscheiden, wird es möglich, die Phasendifferenz von dem Referenzsignal aus den Phasendifferenzdaten zu erhalten.
Die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 sagt die neu einzustellende Phase eines Referenzsignals abhängig von der Übertragungsbedingung vorher, wobei sie sie als Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten für jeden Entscheidungstakt an die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 ausgibt. Dies wird im folgenden ausführlicher beschrieben.
Die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 stellt die Frequenz eines Teilerausgangssignals aus dem Teiler 53 so ein, daß sie im wesentlichen die glei che wie die des Trägers des phasenmodulierten Signals ist, wobei sie dem Teilerausgangssignal eine vorgegebene Phasenverschiebung gibt, um die Phase des Referenzsignals einzustellen. In der ersten und der zweiten Ausführungsform wird ein Schieberegister 55 als die Phasenverschiebungsschaltung des Teilerausgangssignals verwendet. Die von dem Taktgenerator 50 erzeugten Taktsignale werden an das Schieberegister 55 geliefert, einem Teilerausgangssignal wird eine vorgegebene Phasenverschiebung mit der Zeitgenauigkeit eines Zyklus davon gegeben, und ein Multiplexer 57 wählt ein Signal, das eine Phase besitzt, die den Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten von der Vorhersageeinrichtung 40 entspricht, aus den folglich erhaltenen mehreren phasenverschobenen Signalen aus.
Nun werden im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 6 bis 9 das Prinzip, das Verfahren und die Struktur der Ausführungsformen des Vorhersagens der Phase eines Referenzsignals durch die Einrichtung 40 beschrieben.
Wenn ein phasenmoduliertes Signal ein QPSK-Signal ist, wird die Phase in einem Signalraum allein mit vier Phasenpunkten gezeigt, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Wenn das QPSK-Signal durch ein Flankenabfallfilter (roll-off filter) bandbegrenzt ist, ändert sich die modulierte Phase gleichmäßig, wobei sie um die vier Punkte zentriert ist. Aber selbst in einem derartigen Fall wird es, falls es bei dem optimalen Entscheidungstakt allein notiert wird, noch immer mit den vier Phasenpunkten gezeigt. Falls die Phase des Referenzsignals auf der I-Achse oder der Q- Achse auf der Seite der Demodulation eingestellt ist, oder in der Position, in der die Phasendifferenz von einem phasenmodulierten Signal
π/4 + k/2
ist, (wobei hier k eine ganze Zahl ist), werden die vier Phasen stabil erfaßt. Die Unbestimmtheit von π/2 kann toleriert werden, falls das differentielle Codierungsverfahren verwendet wird.
Falls die Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und einem phasenmodulierten Signal nicht n/4 + π/2 beträgt, kann die Phase des Referenzsignals auf die I- oder Q-Achse ausgerichtet werden, indem die Differenz und die Verschiebung der Phase des Referenzsignals erfaßt werden. In diesem Verfahren wird die Phasenverschiebung für das Einstellen der Phase des Referenzsignals entweder auf der I- oder der Q-Achse basierend auf der Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und einem phasenmodulierten Signal berechnet. Die berechnete Phasenverschiebung wird zu dem Multiplexer 57 in der Referenzsi gnal-Erzeugungseinrichtung 51 als die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten für jeden Entscheidungstakt übertragen. Die Phase des Referenzsignals wird abermals durch das Auswählen einer der Ausgaben aus dem Schieberegister 55 jedesmal eingestellt.
Das Prinzip der Vorhersage ist für das Referenzsignal beschrieben worden. In dem Fall der Mobilkommunikation wird die Phase bei den Entscheidungstakten von den Punkten 1 bis 4 durch das durch thermisches Rauschen oder Schwund verursachte statistische FM-Rauschen verschoben. Weil die Phasenverschiebung des Referenzsignals durch dieses Rauschen beeinflußt wird, wird es notwendig, die Phasenverschiebung vorherzusagen, die ohne die Wirkung des Rauschens für jeden Takt aus der Vorgeschichte der Phasenverschiebungen ist, die in der Vergangenheit für mehrere Entscheidungstakte berechnet wurden. Die Vorhersageverfahren unterscheiden sich, abhängig von den Rauschtypen. Die durch thermisches Rauschen verursachten Phasenabweichungen werden z. B. statistisch, wobei sie gemittelt werden sollten. In dem Fall, in dem statistisches FM-Rauschen vorhanden ist, sollte die Phase in einer Weise vorhergesagt werden, daß sie den Phasenabweichungen ständig passend folgt, weil die Phasenfehler allein in derselben Richtung auftreten.
Fig. 8 und 9 zeigen die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 in Blockschaltplänen.
Die erste und die zweite Ausführungsform dieser Erfindung sind so aufgebaut, daß sie die Phasendifferenzdaten für die letzten vier Symbole berücksichtigen.
In Fig. 8 werden die Phasendifferenzdaten, die die Abweichungen enthalten, die durch das Rauschen von dem Phasendifferenzdetektor 30 verursacht werden, in den Phasenverschiebungsumsetzer 41 eingegeben, wobei die Phasenverschiebung für jedes Symbol berechnet wird. Die Daten werden durch die entsprechenden Zwischenspeicherschaltungen 42&sub1;, 42&sub2;, 42&sub3; für jeden Entscheidungstakt zwischengespeichert, um die Phasenverschiebung für vier Symbole einschließlich der letzten Phasenverschiebung zu erhalten. Die Phasenverschiebungen für ein Symbol, zwei Symbole und vier Symbole werden durch die Mittelwertbildungsschaltungen 43&sub1; und 43&sub2;, die zwei Symbole mitteln, und durch eine Mittelwertbildungsschaltung 44, die vier Symbole mittelt, aus diesen Werten erhalten. Fig. 9 zeigt einen Addierer, der als eine Mittelwertbildungsschaltung ver wendet wird, der so aufgebaut ist, daß er die Eingänge A&sub0; bis Ai und B&sub0; bis Bi und die Ausgänge Sj+1 bis S&sub0; als den Ausgang der Mittelwertbildungsschaltung aufweist.
Wenn der Empfangspegel niedrig ist, wird im allgemeinen das thermische Rauschen dominierend, während das statistische FM-Rauschen dominierend wird, wenn der Empfangspegel hoch ist. Deshalb kann das Vorhersageverfahren durch die Verwendung des Empfangspegels als Übertragungsbedingung geändert werden. Spezieller sollte, wenn der Empfangspegel niedrig ist, eine große Anzahl an Daten gemittelt werden, um die Wirkung des thermischen Rauschens zu beseitigen. Wenn andererseits der Empfangspegel hoch ist, sollte die letzte Phasenverschiebung allein verwendet werden, um dem durch das statistische FM-Rauschen verursachten Phasenrauschen zu folgen. Dies basiert auf der Annahme, daß die Phase des Referenzsignals, die durch die letzte Phasenverschiebung bestimmt ist, sich am nächsten zu der Phase auf der optimalen Entscheidungsachse beim unmittelbar nachfolgenden Entscheidungstakt befindet.
In der ersten und der zweiten Ausführungsform wählt der Multiplexer 45 die mittlere Phasenverschiebung der vier Symbole, wenn der Empfangspegel niedrig ist, er wählt bei einem mittleren Empfangspegel die mittlere Phasenverschiebung von zwei Symbolen, während er die Phasenverschiebung von einem Symbol wählt, wenn der Empfangspegel hoch ist.
Wenn die Phasenverschiebungen einer noch größeren Anzahl von Symbolen gemittelt werden, wird in Betracht gezogen, daß die Leistung unter thermischem Rauschen verbessert wird. Die Operation der Mittelwertbildung kann das Verfahren sein, daß die Fehlerquadratlösung oder anderes verwendet. Die Erfassung bei derartigen Mittelwertbildungsoperationen wird Merkmale zeigen, die in der Nähe der kohärenten Erfassung beim Costa-Schleifentyp liegen.
Das Verfahren, die Phase des Referenzsignals vorherzusagen, das auf der Phasenverschiebung von einem Symbol basiert, ist für den Fall effektiv, in dem das statistische FM-Rauschen vorherrschend ist, wobei es Merkmale zeigt, die mit der herkömmlichen differentiellen Erfassung identisch sind, die um ein Symbol verzögert ist. In diesem Fall kann, falls die durch das statistische FM-Rauschen verursachte Phasenabweichung unter Verwendung der Phasendifferenzdaten für ein Symbol mit einer höheren Genauigkeit vorhergesagt wird, die Erfassungsleistung weiter verbessert werden. Weil der Betrieb für eine derartige im ho hen Grade genaue Vorhersage recht kompliziert bei der Verarbeitung ist, werden normalerweise digitale Signalprozessoren verwendet. Weil aber die Phase des nächsten Symbols durch das Erfassen einiger Bits der Phasenabweichungen ungefähr vorgesagt werden kann, kann eine Schaltung mit einer einfachen Struktur konstruiert werden, die die Informationen über derartige Phasenabweichungen als Adressen und einen Speicher verwendet, der die vorhergesagten Werte der Phase des nächsten Symbols speichert.
Obwohl die Beschreibung in bezug auf QPSK-Signale gegeben worden ist, können die erste und die zweite Ausführungsform wie oben auf modulierte Signale anwendbar sein, deren Erfassungsphase bekannt ist, wie z. B. mehrphasige PSK-Signale. Dieselben können auf den Fall von um π/4 verschobenen QPSK- Signalen angewendet werden, die durch das Verschieben der Phase der QPSK- Signale um π/4 in einer gegebenen Richtung für jeden Entscheidungstakt erhalten werden. Weil spezifischer die Phase des modulierten Signals nach dem Entscheidungstakt um π/4 verschoben ist, falls die Achse, die die Referenz der Erfassung darstellt, um π/4 verschoben ist, wird die Phasenverschiebung des Signals, wenn sie von der Erfassungsachse betrachtet wird, zu den QPSK-Signalen äquivalent. Wenn ein um π/4 verschobenes QPSK-Signal durch diese Schaltung erfaßt wird, sollte deshalb die Frequenz geändert werden, so daß das Referenzsignal, das die Erfassungsachse bildet, für jeden Entscheidungstakt um π/4 verschoben wird. Dies wird einfach durch das Ändern der Taktfrequenz des Taktgenerators 50 ausgeführt. Wenn der Detektor 20 auf PSK-Signale aus acht oder mehr Phasen angewendet wird, sollte die Anzahl seiner Erfassungsachsen vergrößert werden.
Die Ausführungsform ist nicht nur auf den Betrieb als ein kohärenter Detektor oder ein differentieller Detektor des herkömmlichen Costa-Schieifentyps anwendbar, sondern außerdem auf andere Erfassungsoperationen, wobei sie ferner auf die Übertragungsbedingungen anpaßbar ist, da ihr Erfassungsverfahren geändert werden kann. Die Schaltungen können als völlig digitalisierte integrierte Schaltungen realisiert werden.
Wenn sich die Frequenzdrift zwischen den Referenzsignalen und dem phasenmodulierten Signal vergrößert, selbst wenn die Phase des Referenzsignals an dem unmittelbar nachfolgenden Takt durch die Einrichtung 40 vorhergesagt wird, kann die Phase durch die Frequenzdrift während eines Symbols vor dem nächsten Takt verschoben werden, wobei die stabile Erfassungsleistung beein trächtigt wird. In einem derartigen Fall ist es notwendig, die durch die Frequenzdrift verursachte Phasenabweichung in dem Referenzsignal auszugleichen.
Basierend auf den Frequenzdriftdaten, die erfaßt worden sind, erzeugt der in Fig. 10 gezeigte digitale Demodulator Daten, die die durch die Frequenzdrift verursachte Phasenabweichung des Referenzsignals ausgleichen, er addiert die Daten zu den Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten und gibt dann die Summe in die Erzeugungseinrichtung 51 ein.
Fig. 10 zeigt die einzigen zusätzlichen Komponenten, die in der Grundstruktur des digitalen Demodulators in Fig. 3 nicht gezeigt sind.
In Fig. 10 erfaßt eine Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung 61 die Frequenzdriftdaten aus den von der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30 ausgegebenen Phasendifferenzdaten und überträgt sie zu einer Frequenzdrift- Kompensationsdaten-Erzeugungseinrichtung 63.
Die Phasen des Referenzsignals und des phasenmodulierten Signals bei einem Entscheidungstakt befinden sich im Fall rauschfreier QPSK-Signale in einer vorbestimmten Beziehung, wie in Fig. 11(a) gezeigt ist. Falls eine Frequenzdrift zwischen dem Referenzsignal und dem Träger des phasenmodulierten Signals existiert, verursacht dies, daß sich die Phase des modulierten Signals in einer Richtung konstant dreht, wie in Fig. 11(b) gezeigt ist, wobei sie erfaßt wird. Da die Verschiebung θ proportional zu der Frequenzdrift ist, kann die Drift durch Beobachtung der Verschiebung θ bestimmt werden. Es ist möglich, sie zu erfassen, falls sie nur über einige Symbole gemittelt sind, selbst wenn Rauschen vorhanden ist.
Das in seiner Phase eingestellte und von der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 ausgegebene Referenzsignal wird verzweigt und in einen Taktanschluß der Zwischenspeicherschaltung 65 der Datenerzeugungseinrichtung 63 für die Frequenzdriftkompensation eingegeben. Die Dezimalausgabe aus der Zwischenspeicherschaltung 65 wird zusammen mit den von der Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung 61 ausgegebenen Frequenzdriftdaten α in einen Addierer 67 eingegeben, wobei dessen Ausgabe in die Zwischenspeicherschaltung 65 eingegeben wird. Die ganzzahlige Ausgabe aus der Zwischenspeicherschaltung 65 wird durch einen Addierer 69 zu den von der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 ausgegebenen Referenzssignal-Phasenvorhersagedaten addiert und an einen Multiplexer 57 der Referenzsignal-Steuereinrichtung 51 geliefert.
Bei gegebener Taktfrequenz f&sub0; des Taktgenerators 50 und gegebener Frequenz fr des Referenzsignals gilt eine Relation wie folgt.
f&sub0;/fr = m,
wobei m ein Teilungsverhältnis des Teilers 53 ist. Falls die Frequenz fr des Referenzsignals im wesentlichen die gleiche wie die Trägerfrequenz fc ist, kann das Teilungsverhältnis m des Frequenzteilers 53 fixiert werden. Falls es jedoch dazwischen eine Frequenzdrift gibt, sollte das Frequenzteilungsverhältnis wie folgt sein,
fc/f&sub0;/4 = m + α,(α < 1),
um zu bewirken, daß die Frequenz fr des Referenzsignals die Trägerfrequenz ist. Falls die Teilung der Ausgangstakte aus dem Teiler 50 mit einem Teilungsverhältnis m fortgesetzt wird, wird es jedesmal, wenn die Signalformen des Referenzsignals für den Zyklus erhalten werden, einen Fehler von α in dem Teilungsverhältnis geben.
Deshalb werden für jeden Zyklus des Referenzsignals die Fehler "α" durch einen Addierer 67 und die Zwischenspeicherschaltung 65 addiert, wobei, falls sein Absolutwert "1" oder größer wird, der Wert über den Addierer 69 zu den von der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 ausgegebenen Referenzsignal- Phasenvorhersagedaten addiert wird, um die Phasenverschiebung des von der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 ausgegebenen Referenzsignals einzustellen. In dieser Weise kann die durch die Frequenzdrift verursachte Phasenverschiebung ausgeglichen werden.
Außer der Struktur dieser Ausführungsform kann eine Ausgabe zum Kompensieren der Frequenzdrift durch das direkte Ändern der Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten in der Vorhersageeinrichtung 40 erhalten werden. Spezieller werden die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten für jedes Symbol eingestellt, um die durch die Frequenzdrift während eines Symbols verursachte Verschiebung in der vorhergesagten Phase auszugleichen. Da die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten von der Einrichtung 40 für jeden Entscheidungstakt ausgegeben werden, wenn ein Zyklus eines Symbols lang ist, könnten sich die Phasenfehler vergrößern, wodurch sich die Erfassungsleistung verschlechtert. Deshalb ist dieses Verfahren effektiv, wenn die Phasenfehler in einem Symbol in einem tolerierbaren Umfang bleiben.
Die Frequenzdriftdaten α können durch das Messen der empfangenen Frequenz mit den Ausgangstakten aus dem Taktgenerator 50 erfaßt werden. Dieses Verfahren ist bei der Erfassung der Frequenzdrift bei einer hohen Geschwindigkeit recht effektiv.
Falls der Pegel eines modulierten Signals zu niedrig wird, um von der Datenerzeugungseinrichtung 63 empfangen zu werden, würden, verursacht durch das Rauschen, keine richtigen Daten zum Kompensieren der Frequenzdrift erhalten werden, wobei die Phasen inkohärent werden, wodurch die Erfassungsleistung verschlechtert wird. In einem derartigen Fall kann der Wert der Kompensationsdaten eingefroren werden, wie er durch ein von außen gesendetes Steuersignal ist, um eine derartige Abweichung von der Kohärenz zu verhindern.
Falls darüber hinaus der Umfang der Ausgangsdaten zu groß ist, würden die Signale bei einer falschen Frequenz verriegelt (was als eine falsche Verriegelung bezeichnet wird). Deshalb sollte der Wert in den Daten gesteuert werden, daß er einen vorbestimmten Umfang nicht überschreitet.
Fig. 12 ist ein Blockschaltplan, der eine weitere Phasenerfassungseinrichtung für die erste und die zweite Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt. Fig. 13 zeigt den Betrieb dieser anderen Phasendetektoreinrichtung. Fig. 14 ist ein Ablaufplan, der verschiedene Signale in dem Phasendetektor zeigt.
In Fig. 12 enthält die Referenzsignal-Steuereinrichtung einen Zähler mit Schiebefunktion. Die Phasendifferenz-Detektoreinrichtung enthält zwei Zwischenspeicher. Das Prinzip ihres Betriebs ist in Fig. 13 und 14 gezeigt. Die Ausgabe mit n Bits aus dem Zähler zeigt die durch Teilung des Trägers durch 2n erhaltene Phase. Durch das Zwischenspeichern des von dem Zähler mit Schiebefunktion ausgegebenen n-Bit-Wertes mit dem phasenmodulierten Signal kann die Phase des phasenmodulierten Signals relativ zu dem von dem Zähler ausgegebenen Referenzsignal ersehen werden. Der durch das Zwischenspeichern der Phasendaten für jeden Symboltakt erhaltene Wert wird als Phasendifferenzdaten verwendet. Die anderen Operationen sind zu denjenigen ähnlich, die für die erste Ausführungsform beschrieben sind, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist.
Wie oben erwähnt ist, können die erste und die zweite Ausführungsform die Operationen des Erfassens von phasenmodulierten Signalen, des Rückgewinnens der Träger für die Erfassung und der Kompensation der Frequenzdrift mit digitalen Schaltungen realisieren. Spezieller können all diese Operationen als eine vollständige digitale integrierte Ein-Chip-Schaltung realisiert werden, ohne ein Filter für die Trägerrückgewinnung, einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Analog/Digital-Umsetzer und andere Teile einschließlich einer Verzögerungsleitung zu erfordern, indem einfach ein fester Oszillator extern hinzugefügt wird. Da die Schaltung keine Einstellung benötigt und mit niedriger Leistungsaufnahme arbeitet, können die Kosten vermindert werden.
Die erste und die zweite Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung können für modulierte Signale verwendet werden, deren Erfassungsphasen bekannt sind, die zum Zeitpunkt der Entscheidung möglich sind. Falls die Phase des Referenzsignals richtig gesteuert wird, kann die vorliegende Erfindung für die kohärente Erfassung des herkömmlichen Costa-Schleifentyps, die differentielle Erfassung oder andere Erfassungen verwendet werden. Das Erfassungsverfahren kann modifiziert werden, um es an die Übertragungsbedingung anzupassen. Die Frequenzdrift kann nur durch das Steuern der Phase des Referenzsignals kompensiert werden, um eine stabile Erfassung konstant zu sichern.
Fig. 15 ist ein Blockschaltplan, der die dritte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt. Fig. 16 ist ein Blockschaltplan, der die dritte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung ausführlicher zeigt. In der dritten Ausführungsform wird angenommen, daß die in den Eingang 11 eingegebenen phasenmodulierten Signale die Signale sind, aus denen durch einen Begrenzer und ähnliches die Amplitudenfluktuationen entfernt worden sind, und daß sie in binärquantisierte digitale Signale (mit einem Tastverhältnis von 50%) umgesetzt worden sind. Der Eingang 11 empfängt sie als Eingabe wie die Signale, die nur in der Phase moduliert sind.
In Fig. 16 wird das in den Eingang 11 eingegebene phasenmodulierte Signal durch das Referenzsignal, dessen Phase durch die Vervielfacher 26&sub1; und 26&sub2; des Detektors 20 neu eingestellt wird, und durch das Signal, das durch das Verschieben der Phase des Referenzsignals um π/2 erhalten wird, erfaßt, und an die Ausgänge 13&sub1; und 13&sub2; als ein Erfassungssignal I bzw. ein Erfassungsignal Q ausgegeben. Das Bezugszeichen 23 bezeichnet eine π/2-Schiebeschaltung, die die Phase des Referenzsignals um π/2 verschiebt. Die zwei Referenzsignale wirken als Erfassungsachsen, die sich unter rechten Winkeln schneiden, genau wie der zurückgewonnene Träger bei der kohärenten Erfassung. Die Struktur ist für QPSK-Signale vorgesehen, aber die dritte Ausführungsform ist für andere kohä rente Detektoren ähnlich effektiv.
Das in den Eingang 11 eingegebene phasenmodulierte Signal wird verzweigt und in die Flipflops 31&sub1; bis 31n der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30 eingegeben. Das Referenzsignal, dessen Phase eingestellt worden ist, wird in eine Phasenschieberschaltung 33 der Einrichtung 30 eingegeben, während die Ausgaben C&sub1; bis Cn als Takte an die Flipflops 31&sub1; bis 31n geliefert werden. Die Daten von den Flipflops 31&sub1; bis 31n über die Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Signal und dem Referenzsignal, dessen Phase neu eingestellt worden ist, werden durch die Phasenabweichungsdaten-Umsetzungseinrichtung 37 aufgenommen.
Die Phasenabweichungsdaten-Umsetzungseinrichtung 37 setzt die Phasendifferenzdaten in Daten über die Abweichung von der modulierten Phase um, die im Prinzip zum Zeitpunkt der Entscheidung angenommen werden sollten, wobei die Phasenabweichungsdaten zu der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 übertragen werden.
Die Vorhersageeinrichtung 40 enthält eine Phasenkompensationsschaltung 46, eine Zwischenspeicherschaltung 43 und einen Speicher 48. In die Phasenkompensationsschaltung 46 werden sowohl die Phasenabweichungsdaten als auch die aus dem Speicher 48 ausgegebenen Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten eingegeben, die wiederum in die Trägerphasen-Abweichungsdaten umgesetzt und als diese ausgegeben werden, die der Abweichung der Trägerphase in einem Symbol entsprechen. Die Zwischenspeicherschaltung 43 enthält die Zwischenspeicherschaltungen 43&sub1; bis 43&sub3;, die die Trägerphasenabweichungsdaten über mehrere Symbole enthalten, die den Signalen zu den jeweiligen Entscheidungstakten entsprechen, wobei sie die Ausgabe aus den jeweiligen Zwischenspeichern als die Adressen für den Speicher 48 ausgibt (Trägerphasenabweichungsdaten für mehrere Symbole). Der Speicher 48 speichert die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten beim Takt für die Entscheidung des folgenden Symbols unter Verwendung der Trägerphasenabweichungsdaten über mehrere Symbole als Adressen.
Der Taktgenerator 50 erzeugt die Takte der einzelnen Frequenz asynchron zu dem Träger des eingegebenen phasenmodulierten Signals. Die von dem Generator 50 erzeugten Takte werden in den Frequenzteiler 53 der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 und in das Schieberegister 55 eingegeben, in das die Ausgangssignale von dem Teiler 53 eingegeben werden. Die mehreren Signale aus dem Schieberegister 55, deren Phase verschoben worden ist, werden durch einen Multiplexer 57 geleitet, der aus den vom Speicher 48 der Einrichtung 40 ausgegebenen Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten auswählt, wobei sie als Referenzsignal ausgegeben werden, dessen Phase neu eingestellt worden ist.
Nun werden die Operationen der entsprechenden Einrichtungen beschrieben.
Fig. 17 ist eine Ansicht, die den Betrieb der Phasendifferenz- Erfassungseinrichtung der dritten Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung erklärt. Fig. 18 ist ein Ablaufplan der verschiedenen Signale der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung der dritten Ausführungsform des digitalen Demodulators. Fig. 19 ist eine Ansicht, die den Umsetzungsbetrieb durch die Phasenabweichungsdatenumsetzung durch die dritte Ausführungsform erklärt.
Fig. 20 ist eine Ansicht, die die Phasenverschiebung der Träger unter statistischem FM-Rauschen zeigt.
In Fig. 16 speichern die Flipflops 31&sub1; bis 31n der Einrichtung 30 die jeweiligen phasenmodulierten Signale zwischen, die unter Verwendung der von dem Schieberegister 33 ausgegebenen Phasensignale C&sub1; bis Cn als Eingangstakte eingegeben werden. Basierend auf den von den Flipflops 31&sub1; bis 31n ausgegebenen Daten kann die Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal, dessen Phase neu eingestellt worden ist, und dem phasenmodulierten Signal erfaßt werden.
Falls z. B. angenommen wird, daß die Frequenz des Trägers 455 kHz beträgt, und daß als das Schieberegister 33 Schieberegister mit 16 Stufen verwendet werden, die die Betriebstakte von 455 kHz · 32 aufweisen, dann werden 16 Phasenverschiebungssignale C&sub1; bis C&sub1;&sub6; erhalten, die durch das Verschieben des Halbzyklus des Referenzsignals um 11,25 (360/12) Grad erhalten worden sind. Wie in Fig. 17 gezeigt ist, wird ein Zyklus des Referenzsignals durch diese Phasenverschiebungssignale C&sub1; bis C&sub1;&sub6; in 32 Phasenbereiche geteilt. Der Zyklus kann weiter in eine größere Anzahl an Phasenbereichen geteilt werden, falls die Betriebstakte der Phasenschieberschaltung (des Schieberegisters) 33 schneller gemacht werden.
Falls die modulierte Phase eines empfangenen phasenmodulierten Signals einen Wert θ mit Bezug auf das Schiebesignal C&sub0; als die Referenz annimmt, wie in Fig. 17 gezeigt ist, erscheint es zwischen den Phasenverschiebungssignalen C&sub5; und C&sub7;. Wenn sich spezieller die Anstiegsflanke des empfangenen phasenmodulierten Signals zwischen den Anstiegsflanken der Phasenverschiebungssignale C&sub5; und C&sub7; befindet, werden die von den Flipflops 31&sub1; bis 31n (n = 16) ausgegebenen Phasendifferenzdaten [d&sub1;d&sub2;.....d&sub1;&sub6;] zu [0000001111111111]. Da sich die Phasendifferenzdaten abhängig von der Phase eines empfangenen phasenmodulierten Signals unterscheiden, wird es möglich, die Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Signal und dem Referenzsignal zu erhalten.
Eine ähnliche Wirkung kann erreicht werden, wenn die Phase eines phasenmodulierten Signals verschoben wird, wobei das Referenzsignal, dessen Phase mit diesen Signalen neu eingestellt wird, zwischengespeichert wird. Da das Erfassungssignal I, das von einer Erfassungsschaltung 20 ausgegeben wird, eine Funktion von cosφ ist, während das Erfassungssignal Q mit der Funktion sind ausgedrückt werden kann, kann dieselbe Wirkung durch die Berechnung von arctan(φ) aus den entsprechenden Signalen erhalten werden.
Die Phasenabweichungsdaten-Umsetzungseinrichtung 37 setzt die von der Einrichtung 30 erhaltene Phasendifferenz in die Abweichung von den vier Punkten (π/4, 3π/4, 5π/4, 7π/4) der modulierten Phase um, die im Fall der QPSK- Signale in Fig. 19 mit den fetten Linien gezeigt sind. Wenn z. B. das in Fig. 18 gezeigte phasenmodulierte Signal eingegeben wird, wobei die Phasendifferenzdaten [0000001111111111] erhalten werden, werden die Daten in die Phasenabweichungsdaten [-3] oder [1101] als Binärzahl umgesetzt. Diese Umsetzung kann mit einer einfachen Schaltung für logische Verknüpfungen realisiert werden. Diese Operation ermöglicht, daß die Phasendifferenz zwischen der modulierten Phase des Trägers und dem Referenzsignal erhalten wird, unabhängig von irgendeiner der vier modulierten Phasen.
Die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40 sagt die Phase eines Referenzsignals vorher, die basierend auf den Phasendifferenzdaten aus der Vergangenheit neu einzustellen ist, wobei sie sie für jeden Entscheidungstakt als die Vorhersagedaten an die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 ausgibt.
Nun wird der Betrieb der Vorhersageeinrichtung 40 ausführlicher beschrieben.
Wenn unter Schwund statistisches FM-Rauschen auftritt, weicht die Phase des Trägers chronologisch ab. Fig. 20 zeigt ein Beispiel, wo ein relativer Wert der Trägerphase auf der vertikalen Achse graphisch dargestellt ist, während auf der horizontalen Achse die Zeit in der Einheit eines Symbols dargestellt ist.
Im herkömmlichen differentiellen Detektor, der die Signale durch Bezugnahme auf die Phase eines Trägers von einem Symbol davor erfaßt, tritt ein Fehler auf, wenn die Trägerphase in diesen einem Symbol um mehr als 45 Grad abweicht. Die dritte Ausführungsform des Demodulators dieser Erfindung besitzt eine Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40, die die Phase des Trägers des nachfolgenden Symbols basierend auf dessen früheren Phasenabweichungen vorhersagt, wobei sie die Phase des Referenzsignals basierend auf der Vorhersage neu einstellt. Anstatt der Rückkopplungsoperation des Standes der Technik, die die erfaßte Phasendifferenz beseitigt, sagt sie die Phasenverschiebung vorher, die durch das statistische FM-Rauschen verursacht werden könnte, wobei sie eine Phase für das Referenzsignal einstellt, so daß die Phasenabweichungen im nächsten Symbol ausgeglichen werden. Dies kann gegenüber der Rückkopplungsoperation des Standes der Technik als eine "vorwärtsgekoppelte" Operation bezeichnet werden. Selbst wenn in einem Symbol die Phase um mehr als 45 Grad abweicht, verhindert diese Einrichtung der Erfindung durch das Vorhersagen derartiger Abweichungen die Erzeugung von Fehlern.
Der Speicher 48 der Einrichtung 40 speichert die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten für den Entscheidungstakt im nächsten Symbol unter Verwendung der Daten als Adresse, die die Phasenabweichungen des Trägers in den letzten m Symbolen angeben. Mit anderen Worten, falls die Phasenabweichungen des Trägers für die letzten m Symbole erhalten werden, kann die Phase des Referenzsignals (des Trägers im Fall der kohärenten Erfassung) in dem unmittelbar folgenden Symbol durch den Speicher 48 vorhergesagt werden.
Falls die Phasenabweichung zwischen dem ersten und dem zweiten Symbol + 2 beträgt, während diejenige zwischen dem zweiten und dem dritten Symbol + 4 beträgt, kann z. B., wie in Fig. 20 gezeigt ist, die Phasenabweichung zwischen dem dritten und dem vierten Symbol als + 7 vorhergesagt werden. Falls diese Vorhersage richtig ist, wird die Phasendifferenz im folgenden Symbol zwischen dem phasenmodulierten Signal und dem Referenzsignal, dessen Phase basierend auf der Vorhersage eingestellt worden ist, im wesentlichen gleich π/4±j · π/2, wobei die Phasenabweichungsdaten 0 werden. Da die Phasenabweichung des Trägers zu diesem Zeitpunkt gleich dem vorhergesagten Wert wird (oder den Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten), wird der Wert als eine neue Eingangsadresse in der Zwischenspeicherschaltung 43 gesetzt.
Wenn andererseits die Vorhersage falsch ist, weicht die Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Signal und dem Referenzsignal von π/4 ± j · π/2 ab, wobei der Fehler oder der Anteil, der in der Trägerphasenabweichung nicht vorhergesagt werden konnte, als die Phasenabweichungsdaten erfaßt wird. Deshalb kann die Phasenabweichung des Trägers, die tatsächlich stattfand, einfach durch Addieren des Fehleranteils und der durch den Speicher 48 ausgeführten Vorhersage durch die Phasenkompensationsschaltung 46 berechnet werden. Falls der vorhergesagte Wert zu groß ist, weicht die Phase in der negativen Richtung ab. Falls aber die Daten in Form der Komplemente ausgedrückt werden, kann die Phasenabweichung im Träger ebenfalls durch eine einfache Addition erhalten werden.
In der dritten Ausführungsform werden die Zwischenspeicherschaltungen 43&sub1; bis 43&sub3; als die Zwischenspeicherschaltung 43 verwendet, wobei die Trägerphasenabweichungsdaten für drei Symbole gehalten werden.
Die im Speicher 48 gespeicherten Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten können entweder basierend auf den im voraus gemessenen Phasenabweichungen des Trägers oder durch mathematische Berechnung, wie z. B. durch Spline-Interpolation, unter Verwendung der Trägerphasen-Abweichungsdaten bei mehreren Entscheidungstakten bestimmt werden.
Die Referenzsignal-Erzeugungeinrichtung 51 stellt die Frequenz des Ausgangssignals aus dem Frequenzteiler 53 so ein, daß sie im wesentlichen gleich dem Träger des phasenmodulierten Signals ist, wobei die Phase des Referenzsignals durch Geben einer vorgegebenen Verschiebung der Phase des geteilten Signals eingestellt wird. In der dritten Ausführungsform wird ein Schieberegister 55 als die Phasenschieberschaltung für die frequenzgeteilten Signale verwendet, die von dem Taktgenerator 50 ausgegebenen Takte werden an das Schieberegister 55 geliefert, eine vorgegebene Phasenverschiebung wird den Teilerausgangssignalen mit der Taktgenauigkeit eines Zyklus gegeben, und ein Multiplexer 57 wählt aus den folglich erhaltenen mehreren phasenverschobenen Signalen ein Signal aus, dessen Phase den von der Einrichtung 40 ausgegebenen Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten entspricht.
Selbst wenn unter statistischem FM-Rauschen die Trägerphase um mehr als 45 Grad in einem Symbol abweicht, kann mit einer derartigen Struktur das phasenmodulierte Signal mit einem richtig vorhergesagten Referenzsignal erfaßt werden, um dadurch Fehler zu vermindern.
Fig. 21 ist ein Blockschaltplan, der die vierte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt. Fig. 22 ist ein Blockschaltplan, der eine Mittelwertbildungsschaltung der vierten Ausführungsform des digitalen Demodulators zeigt.
Die vierte Ausführungsform ist ähnlich zu derjenigen aufgebaut, die in Fig. 16 für den Detektor 20, die Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 30, die Phasenabweichungsdaten-Umsetzungseinrichtung 37, den Taktgenerator 50 und die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51 gezeigt ist, wobei sie sich nur in der Struktur der Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40' unterscheidet.
Außer der Phasenkompensationsschaltung 46, der Zwischenspeicherschaltung 43 und dem Speicher der Vorhersageeinrichtung 40 enthält die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40' eine Mittelwertbildungsschaltung 47, die als eine Eingabe die Phasenabweichungsdaten empfängt, und eine Wählschaltung 49, die entweder eine der Ausgaben aus der Mittelwertbildungsschaltung 47 oder die Ausgabe aus dem Speicher 46 auswählt und sie als die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten ausgibt. Die Mittelwertbildungsschaltung 47 und die Zwischenspeicherschaltung 43 empfangen als eine Eingabe die Entscheidungstaktsignale, während die Mittelwertbildungsschaltung 47 und die Wählschaltung 49 als eine Eingabe die Empfangspegeldaten empfangen, die die Übertragungsbedingungen angeben.
Die Mittelwertbildungsschaltung 47 mittelt die Phasenabweichungsdaten über die letzten Entscheidungstakte der Anzahl n, wobei sie das Ergebnis als die Referenzsignal-Phasenmittelwertdaten ausgibt. Zwei als Binärzahl ausgedrückte Daten können mittels eines Addierers gemittelt werden, der die zwei Daten addiert und dann die Daten herausnimmt, die um ein Bit in der Richtung des niedrigstwertigsten Bits verschoben sind. Die Anzahl n kann auf 4, 8 und 16 vergrößert werden, indem sie kombiniert werden. Ein Beispiel einer derartigen Mittelwertbildungsschaltung mit n = 4 ist in Fig. 22 gezeigt.
In Fig. 22 werden die Phasenabweichungsdaten in den Zwischenspeicherschaltungen 61&sub1;, 61&sub2; bzw. 61&sub3; für jeden Entscheidungstakt zwischengespeichert, wobei die Phasenverschiebungen für vier Symbole einschließlich der letzen Phasenverschiebung erhalten werden können. Durch Verschiebung um ein Symbol und die mittleren Verschiebungen können durch die Addierer 62&sub1;, 62&sub2;, die sie für zwei Symbole mitteln, und durch einen Addierer 66, der sie für vier Symbole mittelt, zwei Symbole und vier Symbole erhalten werden.
Allgemein gesprochen wird das thermische Rauschen dominierend, wenn der Empfangspegel niedrig ist, während das statistische FM-Rauschen dominierend wird, wenn der Empfangspegel hoch ist. Das Vorhersageverfahren kann anpassungsfähig an die Übertragungsbedingung modifiziert werden, die hinsichtlich der Empfangspegel ersehen werden. Wenn spezieller der Empfangspegel niedrig ist, sollte eine große Anzahl Daten gemittelt werden, um die Wirkung des thermischen Rauschens zu beseitigen. Wenn der Pegel hoch ist, sollte nur die letzte Phasenverschiebung verwendet werden, um dem durch das statistische FM-Rauschen verursachten Phasenrauschen zu folgen. Dies basiert auf der Annahme, daß sich die Phase des Referenzsignals, die mit der letzten Phasenverschiebung bestimmbar ist, am nächsten zu der Phase der optimalen Erfassungsachse beim nächsten Entscheidungstakt befindet.
Hier wählt der Multiplexer 68 ein Verfahren, das die mittlere Phasenverschiebung für vier Symbole verwendet, wenn der Empfangspegel niedrig ist, ein Verfahren, das die mittlere Phasenverschiebung für zwei Symbole verwendet, wenn ein mittlerer Pegel vorhanden ist, und ein Verfahren, das die Phasenverschiebung für ein Symbol verwendet, wenn der Pegel hoch ist.
Die Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung 40', die eine derartige Mittelwertbildungsschaltung 47 verwendet, wählt abhängig vom Empfangspegel die Ausgangsdaten entweder aus dem Speicher 48 oder aus der Mittelwertbildungsschaltung 47 und überträgt dieselben als die Referenzsignal-Phasenvorhersagedaten beim nächsten Takt zu der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung 51.
Spezieller wird durch Vermindern der Anzahl n der Abtastwerte für die Mittelwertbildung durch die Mittelwertbildungsschaltung 47, wenn der Empfangspegel zunimmt, und durch Wählen des Ausgangs aus dem Speicher 48, wenn der Empfangspegel hoch genug wird, damit das statistische FM-Rauschen vorherrschend werden kann, im Empfangsbereich mit niedrigem Pegel die Bitfehlerraten- Leistung erhalten, die mit derjenigen bei der kohärenten Erfassung vergleichbar ist, während die Leistung, die besser als die bei der kohärenten oder differentiellen Erfassung ist, im Empfangsbereich mit hohem Pegel erhalten werden kann.
Obwohl die Ausführungsformen dieser Erfindung hinsichtlich der QPSK- Signale beschrieben worden ist, sind die dritte und die vierte Ausführungsform auf andere modulierte Signale anwendbar, wie z. B. Mehrphasen-PSK, von denen die Erfassungsphase bekannt ist. Wenn sie auf PSK-Signale aus acht Phasen oder mehr angewendet werden, können sie durch Vergrößern der Anzahl der Erfassungsachse in der Erfassungsschaltung 20 angepaßt werden.
Wie oben erwähnt ist, wird die Erfassungsleistung verbessert, während die Datenfehlerrate vermindert wird, weil die dritte und die vierte Ausführungsform bewirken können, daß die Phase des Referenzsignals der durch das statistische FM-Rauschen verursachten Phasenabweichung folgt.
Durch das Strukturieren des Systems, um abhängig von den Übertragungsbedingungen, wie z. B. dem Empfangspegel, die Referenzsignal- Phasenvorhersageeinrichtung optimal auszuwählen, kann dieses System eine hervorragende Erfassungsleistung (oder Bitfehlerraten-Leistung) über einen weiten Empfangspegelbereich erreichen.
Die in der dritten und der vierten Ausführungsform dieser Erfindung verwendete Referenzsignal-Phasenvorhersageeinrichtung kann mit Speichern und anderen digitalen Schaltungen realisiert werden. Verglichen mit anderen Strukturen, die Adressenschaltungen oder digitale Signalprozessoren verwenden, kann die Vorhersageeinrichtung dieser Erfindung leicht vereinfacht werden, sie erfordert keine Einstellung, sie benötigt wenig Leistung und sie kostet wenig.
Fig. 23 zeigt die fünfte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung in einem Blockschaltplan. Fig. 24 zeigt die fünfte Ausführungsform ausführlicher in einem Blockschaltplan.
In der fünften Ausführungsform sind ähnlich wie in der ersten Ausführungsform nach Fig. 3 die in einen Eingang 11 eingegebenen phasenmodulierten Signale diejenigen, aus denen durch einen Begrenzer und ähnliches die Amplitudenabweichungen bereits entfernt worden sind, wobei sie in binärquantisierte digitale Signale (deren Tastverhältnis 50% beträgt) umgesetzt worden sind. Deshalb werden in den Eingang 11 Signale eingegeben, die nur in der Phase moduliert worden sind.
In Fig. 24 wird ein in den Eingang 11 eingegebenes phasenmoduliertes Signal durch den Detektor 20 basierend auf dem Referenzsignal, dessen Phase eingestellt worden ist, und auf dem durch Verschieben der Phase des obigen Referenzsignals um π/2 erhaltenen Signal, erfaßt und als die Erfassungssignale I und Q an die Ausgänge 13&sub1; und 13&sub2; ausgegeben. Das Bezugszeichen 21 bezeichnet eine π/2-Schiebeschaltung, die die Phase des Referenzsignals um π/2 verschiebt. Die zwei Referenzsignale wirken wie die Erfassungsachsen, die sich einander vertikal schneiden, ebenso wie der zurückgewonnene Träger im Fall der kohärenten Erfassung. Die Flipflops 23&sub1; und 23&sub2; arbeiten in dieser Ausführungsform als Phasenkomparatoren.
Das in den Eingang 11 eingegebene phasenmodulierte Signal wird verzweigt und in die Flipflops 81&sub1; bis 81n einer Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 80 eingegeben. Das Referenzsignal, dessen Phase einzustellen ist, wird in ein Schieberegister 83 der Einrichtung 80 eingegeben, wobei die Ausgangsphasensignale C&sub1; bis Cn als die Takte für die Flipflops 81&sub1; bis 81n geliefert werden. Das eingegebene phasenmodulierte Signal wird entsprechend den von dem Schieberegister 83 ausgegebenen Phasensignalen C&sub1; bis C,, zwischengespeichert. Die Daten D&sub1; bis Dn der Phasendifferenz zwischen den jeweiligen von den Flipflops 81&sub1; bis 81n ausgegebenen phasenmodulierten Signalen und den Phasensignalen werden zu einer Phasendiffernzverteilungs-Erfassungseinrichtung 90 übertragen.
In der Erfassungseinrichtung 90 werden die eingegebenen Phasendifferenzdaten D&sub1; bis Dn von einer Zwischenspeicherschaltung 91 bei den Entscheidungstakten zwischengespeichert, wobei die Zwischenspeicherausgabe daraus zu einer Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung 93 übertragen wird. Die Ausgabe aus der Verarbeitungsschaltung 93 wird zu den entsprechenden Zählern 95&sub1; bis 95m zum Zählen übertragen. Die Ausgaben aus den Zählern 951 bis 95m werden zu einer Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung 100 übertragen.
Nun wird der Betrieb der entsprechenden Einrichtung beschrieben.
Fig. 25 erklärt die Frequenzdriften. Fig. 26 zeigt ein Beispiel der Ausgaben aus der Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung, wenn eine negative Frequenzdrift existiert (Zustand der Verteilung der Phasendifferenz). Fig. 27 ist eine graphische Darstellung, die einen Phasenbereich zeigt, in dem die Anzahl, wie oft phasenmodulierte Signale erfaßt werden, gegen die Driftfrequenz maximal wird. Fig. 28 ist ein Blockschaltplan, der eine Schaltung zeigt, die einen derartigen Phasenbereich erfaßt, in dem die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale maximal wird. Fig. 29 ist eine graphische Darstellung, die die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale in dem bestimmten Phasenbereich gegen die Driftfrequenz zeigt. Fig. 30 ist eine graphische Darstellung, die die Differenz in der Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale zwischen zwei bestimmten Phasenbereichen gegen die Driftfrequenz zeigt.
Im Schieberegister 83 ist die Phase eines eingegebenen Referenzsignals als C&sub0; gegeben und ein Halbzyklus davon wird durch n geteilt, wobei die Phasenverschiebungssignale C&sub1; bis Cn erzeugt werden. Wenn n auf 8 gesetzt ist und ein 8-stufiges Schieberegister 83 verwendet wird, werden acht Phasenverschiebungssignale C&sub1; bis C&sub8; erhalten, die durch Verschieben des Halbzyklus eines Referenzsignals um 22,5 (oder 360/16) Grad erhalten werden. Ein Zyklus eines Referenzsignals wird durch diese Phasenverschiebungssignale C&sub1; bis C&sub8; in 16 Phasenbereiche a bis p geteilt, wie in Fig. 4 gezeigt ist.
Für die Phasenverschiebungssignale C&sub1; bis C&sub8; aus acht Phasen speichert die Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 80 die in die acht Flipflops 81&sub1; bis 81&sub8; eingegebenen phasenmodulierten Signale zwischen.
Falls die modulierte Phase des empfangenen Signals zwischen den Phasenverschiebungssignalen C&sub3; und C&sub4; bezüglich der Referenz C&sub0; liegt, wie in Fig. 4 gezeigt ist, während sich dessen Anstiegsflanke zwischen den Anstiegsflanken der Phasenverschiebungssignale C&sub3; und C&sub4; befindet, werden die von den Flipflops 81&sub1; bis 81&sub8; ausgegebenen Phasendifferenzdaten [D&sub1;D&sub2;.....D&sub8;] zu [00011111]. Da sich die Phasendifferenzdaten anhängig von der Phase eines phasenmodulierten Signals unterscheiden, kann die Phasendifferenz zwischen einem phasenmodulierten Signal und dem Referenzsignal aus den Phasendaten erhalten werden.
Die Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung 90 speichert die von der Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 80 ausgegebenen Phasendifferenzdaten für jeden Entscheidungstakt durch eine Zwischenspeicherschaltung 91 zwischen. Basierend auf der Ausgabe des Zwischenspeichers erfaßt die Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung 93, in welchem der Phasenbereiche a bis p das phasenmodulierte Signal liegt. In einem Anschluß, der den Phasenbereich d repräsentiert, wo sich die Phase des phasenmodulierten Signals befindet, werden Impulse erzeugt. Die Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung 93 kann mit einer einfachen Folgeschaltung leicht aufgebaut werden. Die Zähler 95&sub1; bis 95m (m = 16), die den jeweiligen Phasenbereichen entsprechen, zählen die von der Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung 93 ausgegebenen Impulse in einem vorgegebenen Zyklus. Durch die Strukturierung der Einrichtung in der obigen Weise wird es möglich, die Verteilung der erfaßten Phasen der modulierten Signale in den Phasenbereichen a bis p zu beobachten.
Wenn das phasenmodulierte Signal z. B. ein QPSK-Signal ist, können die vier in Fig. 25 durch ( ) gezeigten Phasen beim Entscheidungstakt erfaßt werden. Falls aber in dem Träger des phasenmodulierten Signals Drift auftritt, driftet dessen Erfassungsphase entweder in die positive oder die negative Richtung. Falls z. B. eine positive Drift auftritt, wird die Erfassungsphase (O) in der positiven Richtung abweichen, während, falls eine negative Drift auftritt, sich die Erfassungsphase ( ) in die negative Richtung bewegt.
Fig. 26 zeigt ein Beispiel der Ausgaben aus der Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung 90, in dem eine negative Frequenzdrift existiert. In der graphischen Darstellung sind die Phasenbereiche auf der horizontalen Achse graphisch dargestellt, während die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale, die durch die Zähler 95&sub1; bis 95m gezählt wird, auf der vertikalen Achse graphisch dargestellt ist. Es sollte jedoch angemerkt werden, daß im Fall der QPSK-Signale die Anzahl der Erfassungen der phasenmodulierten Signale in den Bereichen a, e, i und m z. B. addiert wird, um die vier modulierten Phasen zu entarten. In Fig. 26 bezeichnet die gestrichelte Linie die Verteilung ohne Frequenzdrift, wobei ihre Spitze in dem Phasenbereichen b(f, j, n) und c(g, k, o) liegt, da die modulierte Phase C&sub2; und C&sub6; gegen den einen Halbzyklus des Trägers ist. Die ausgezogene Linie bezeichnet die Verteilung mit negativer Frequenzdrift, wobei der Bereich, in dem die Phase eines modulierten Signals erfaßt wird, von der Mitte nach der rechten Seite verschoben ist. Im Fall der positiven Drift wird der Bereich nach links verschoben sein.
Nun wird die Beschreibung eines Schätzverfahrens gegeben, bei dem eine Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung 100 basierend auf der Ausgabe aus der Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung 90 die Frequenzdrift eines Trägers schätzt.
Es werden drei Verfahren erklärt.

Verfahren 1

Fig. 27 ist eine graphische Darstellung, die die Phasenbereiche zeigt (die auf der vertikalen Achse graphisch dargestellt sind), in denen die Anzahl der Er fassungen der phasenmodulierten Signale gegen die Driftfrequenz (die auf der horizontalen Achse graphisch dargestellt ist) maximal wird. Die Phasenbereiche sind jedoch in vier oder a, b, c und d entartet. Deshalb enthält der Phasenbereich a die Bereiche aus e, i und f. Dasselbe kann auf die anderen Bereiche angewendet werden.
Wie in Fig. 27 gezeigt ist, kann die Größe der Frequenzdrift (± f) geschätzt werden, indem ein Phasenbereich mit maximaler Erfassung aus den Ausgaben der Erfassungseinrichtung 90 (die Ausgaben der Zähler 95&sub1; bis 95m) erfaßt wird. Es sollte jedoch angemerkt werden, daß der Schätzfehler proportional mit der Größe der geteilten Phasenbereiche abnimmt.
Fig. 28 zeigt ein Beispiel einer Schaltungsstruktur zum Erfassen eines Phasenbereichs, in dem die Anzahl der Erfassung der phasenmodulierten Signale maximal ist (oder die Ausgaben aus der Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung 90).
In Fig. 28 berechnet ein Subtrahierer 101&sub1; die Differenz zwischen der Erfassungszahl a des ersten Phasenbereichs a und die Erfassungszahl b des zweiten Phasenbereichs b, wobei ein Multiplexer 103&sub1; basierend auf den codierten Daten F&sub0; die größere aus den zwei Daten (a oder b) auswählt. Ein Subtrahierer 62&sub2; berechnet die Differenz zwischen der Ausgabe aus dem Multiplexer 103&sub1; und der Erfassungszahl c des dritten Phasenbereichs c, während ein Multiplexer 103&sub2; basierend auf den codierten Daten F&sub1; die größere aus den Ausgaben (a oder b) oder c auswählt. Ein Subtrahierer 101&sub3; berechnet die Differenz zwischen der Ausgabe aus dem Multiplexer 103&sub2; und der Erfassungszahl d des vierten Phasenbereichs d, während ein Multiplexer 103&sub3; basierend auf den codierten Daten F&sub2; die größere aus den Daten auswählt, um schließlich die Anzahl der Erfassungen G in dem Bereich auszugeben, in dem die Anzahl der Erfassungen die höchste ist.
Falls die Schaltung wie oben strukturiert ist, wird es schwierig, basierend auf den codierten Daten [F&sub0;, F&sub1;, F&sub2;] aus den Subtrahierern 101&sub1; bis 101&sub3;, zu erfassen, in welchem Phasenbereich die Anzahl der Erfassungen maximal wird. In der in Fig. 28 gezeigten Struktur gilt die Relation als Fj = 0, falls die Eingabe in eine obere Stufe der zwei Eingänge der Subtrahierer 101&sub1; bis 101&sub3; größer als die Eingabe in die untere Stufe ist, während die Relation als F&sub1; = 1 gilt, falls die Eingabe in die untere Stufe größer ist. Falls [F&sub0;, F&sub1;, F&sub2;] = [110], a < b, b < c und c < d gilt, wird die Erfassungszahl im Bereich c maximal.
Falls die Schaltung in einer Weise aufgebaut ist, daß ein Referenzsignal von außen geliefert wird, wobei die phasenmodulierten Signale mit dem Referenzsignal erfaßt werden, kann die Frequenzdrift des Trägers durch das direkte Steuern der Frequenz des Referenzsignals kompensiert werden.
In einer Struktur, in der eine Verzögerungsschaltung als Detektor verwendet wird, kann die Phasendifferenz gegen die Frequenzdrift durch Berechnung im voraus unter Verwendung der Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung erkannt werden, wobei die der Frequenzdrift entsprechenden Daten basierend auf den Daten über die Phasenbereiche vorbereitet werden können, in denen die Erfassungszahl (die gezählten Werte) maximal werden.
Die erhaltenen Daten können verwendet werden, um die Frequenzdrift des Trägers zu kompensieren, z. B. durch Verwendung der Daten zum Steuern der Verzögerung der Verzögerungsschaltung im Detektor.

Verfahren 2

Fig. 29 ist eine graphische Darstellung, die die Driftfrequenz (die auf der horizontalen Achse graphisch dargestellt ist) gegen die Erfassungszahl des phasenmodulierten Signals in einem bestimmten Phasenbereich (vertikale Achse) zeigt.
Die Frequenzdrift kann umgekehrt aus den Daten bestimmt werden, die im voraus durch das Messen der Erfassungszahl der phasenmodulierten Signale in einem bestimmten Phasenbereich gemessen werden. Die Umsetzungsschaltung zum Umsetzen der Erfassungszahl in die Frequenzdrift wird einfach mittels eines Speichers realisiert, der die gemessenen Daten speichert.

Verfahren 3

Fig. 30 ist eine graphische Darstellung, die die Driftfrequenz (die auf der horizontalen Achse graphisch dargestellt ist) gegen die Differenz der Erfassungszahlen zwischen zwei bestimmten Phasenbereichen (die auf der vertikalen Achse graphisch dargestellt ist) zeigt. Die zwei Bereiche werden von beiden Seiten einer modulierten Phase (z. B. den Phasenbereichen b und c) genommen.
Wie in Fig. 30 gezeigt ist, kann die Richtung der Frequenzdrift durch Beobachten des positiven oder negativen Codes in der Differenz der Erfassungszahlen erfaßt werden.
Obwohl dieses Verfahren die Frequenzdrift nicht direkt schätzt, so weit wie das Referenzsignal von außen geliefert wird, wird das phasenmodulierte Signal mit dem Referenzsignal erfaßt, wobei das Verfahren die Frequenz des Referenzsignals steuern kann, die allmählich in die Richtung der Driftkompensation zu bewegen ist. Falls die Verzögerung einer Verzögerungsschaltung innerhalb einer Detektorschaltung basierend auf den Daten allmählich in der Richtung der Driftkompensation geändert wird, kann die Verzögerung gegen einen bestimmten Wert konvergieren, bei dem die Frequenzdrift kompensiert ist. Der Kompensationsfehler in diesem Punkt hängt von der Breite der Verzögerung ab, die zu verändern ist.
Fig. 31 ist ein Blockschaltplan, der die sechste Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt, während Fig. 32 eine erklärende Ansicht des Betriebs einer Phasendifferenz-Entscheidungsschaltung der sechsten Ausführungsform ist.
Weil die sechste Ausführungsform in bezug auf den Detektor 20 und die Phasendifferenz-Detektoreinrichtung 80 die gleiche Struktur wie die fünfte Ausführungsform in Fig. 24 aufweist, wird deren Beschreibung weggelassen.
Fig. 31 zeigt eine Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung 97 in der Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtung 90', die basierend auf den Daten über die Phasendifferenz zwischen dem phasenmodulierten Signal und dem von der Einrichtung 80 ausgegebenen Referenzsignal beurteilt, ob die Anstiegsflanke des phasenmodulierten Signals in dem Phasenbereich α oder den Phasenbereichen β nach Fig. 32 liegt (vorausgesetzt das phasenmodulierte Signal ist ein QPSK-Signal). Die Entscheidungsschaltung 97 kann mit einfachen Folgeschaltungen wie die Schaltung 93 aufgebaut werden.
Die Richtung der Frequenzdrift (positiv oder negativ) kann durch das Vergleichen der Zeit, in der sich die Phase des modulierten Signals in dem Bereich α befindet, mit der Zeit, wenn sie sich in dem Bereich β befindet, beurteilt werden, weil die zwei Zeitperioden im wesentlichen die gleichen werden, falls es keine Frequenzdrift gibt.
Die Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung 100' enthält einen Vor-Rückwärts-Zähler 105, einen Taktgenerator 107, der die Takte für den Vor-Rückwärts- Zähler 105 liefert, einen Zeitgeber 108 und eine Erfassungsschaltung 109 für die gezählte Anzahl, die die Zählungen durch den Vor-Rückwärts-Zähler 105 erfaßt.
Abhängig von der Ausgabe der Phasendifferenz-Verarbeitungsschaltung 97 zählt der Vor-Rückwärts-Zähler 109 die von dem Taktgenerator 107 ausgege benen Takte nach oben, solange die Phase des Signals in dem Bereich α bleibt, während er die Takte nach unten zählt, solange die Phase des Signals in dem Bereich β bleibt. Die Zählungserfassungsschaltung 109 überwacht die Anzahl der Zählungen durch den Vor-Rückwärts-Zähler 105, und wenn die Anzahl der Zählungen ein vorgegebenes Niveau in irgendeiner Richtung überschreitet, sendet sie Erfassungsimpulse an die entsprechenden Ausgänge 111u und 111d. Die Richtung (entweder negativ oder positiv) der Frequenzdrift kann aus derartigen Erfassungsimpulsen beurteilt werden.
Wenn der Vor-Rückwärts-Zähler 105 die Ausgangstakte aus dem Taktgenerator 107 zählt, startet der Zeitgeber 108 gleichzeitig die Zählung der Takte. Falls die Zählungen durch den Zeitgeber 108 einen vorgegebenen Wert erreichen, bevor die Zählungen durch den Vor-Rückwärts-Zähler 105 einen in der Entscheidungsschaltung 109 eingestellten vorgegebenen Wert überschreiten, setzt der Zeitgeber den Vor-Rückwärts-Zähler 105 zurück, um die Zählung wieder zu beginnen. In diesem Fall werden die Erfassungsimpulse nicht an die Ausgänge 111U und 111D übertragen. Durch das Einfügen des Zeitgebers 108 in die Schaltung wird es möglich, die Fehler innerhalb eines bestimmten Bereichs zu tolerieren, um dadurch die Driftkompensation stabil zu steuern.
So weit wie das Referenzsignal von außen geliefert wird und die phasenmodulierten Signale durch das Referenzsignal erfaßt werden, kann die Frequenz des Referenzsignals allmählich in der Richtung der Frequenzdriftkompensation des Trägers direkt geändert werden.
Wenn ein differentieller Detektor als Detektor verwendet wird, wird die Verzögerung der Verzögerungsschaltung in dem Detektor basierend auf den Daten allmählich in der Richtung der Kompensation verändert, so daß die Verzögerung im wesentlichen gegen einen bestimmten Wert konvergieren kann, bei dem die Frequenzdrift kompensiert ist. Die Kompensationsfehler in diesem Punkt hängen von der Breite der zu verändernden Verzögerung ab.
Die Phasendifferenz-Erfassungseinrichtung 80, die Phasendifferenzverteilungs-Erfassungseinrichtungen 90, 90' und die Frequenzdrift-Erfassungseinrichtungen 100, 100' können aus digitalen Schaltungen aufgebaut werden, wobei sie die Frequenzdriftinformationen durch digitale Signalverarbeitung erhalten können.
Obwohl die fünfte und die sechste Ausführungsform in bezug auf die Detektoren von phasenmodulierten Signalen beschrieben sind, deren Leistung durch die Frequenzdrift in dem Träger beeinflußt wird, sind die Frequenzdrift-Erfassungseinrichtungen in der fünften und der sechsten Ausführungsform nicht von dem Modulationsverfahren abhängig.
Wie im vorangehenden beschrieben ist, erfassen die Frequenzdrift-Erfassungseinrichtungen in der fünften und der sechsten Ausführungsform die Phasendifferenz zwischen dem modulierten Signal und dem Referenzsignal durch digitale Verarbeitung, wobei sie basierend auf der Phasendifferenzverteilung die Daten erhalten, die zu der Frequenzdrift proportional sind, dabei kann die Struktur durch digitale Schaltungen realisiert werden. Sie benötigen genauer keine analogen Teile und können als eine vollständig integrierte digitale Ein-Chip-IC realisiert werden, falls nur eine Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung und ein Oszillator mit nur einer Frequenz entsprechend dem Takt für die Phasenschiebereinrichtung von außen angebracht werden. Deshalb erfordert die Struktur keine Einstellung, wobei sie die Leistungsaufnahme vermindern kann und billiger hergestellt werden kann.
Falls die durch die Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung erhaltenen Daten in der fünften und sechsten Ausführungsform zu einer Schaltung zurückgekoppelt werden, die die Frequenz des Referenzsignals des Detektors ändern kann, kann die Frequenzdrift des Trägers kompensiert werden, um einen stabilen Erfassungsbetrieb zu erreichen. Falls darüber hinaus eine Rückkopplungsschleife hinzugefügt wird, um die Daten mit einer Schaltung zu verbinden, die die Frequenz des Referenzsignals ändern kann, wird die Kompensation konstant ausgeführt, selbst wenn sich die Frequenzdrift des Trägers chronologisch ändert.
Fig. 33 ist ein Blockschaltplan, der die siebente Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt.
In Fig. 33 erzeugt eine Präambelerzeugungsschaltung 211 auf der Sendeseite die Präambelsignale, die geeignet sind, um die Takte auf der Empfangsseite zurückzugewinnen. Spezieller erzeugt sie die Präambelsignale, die eine Taktfrequenzkomponente enthalten, die die Amplitude des modulierten Signals nicht zu null macht, und bei der die Signale nach der Erfassung "0" und "1" wiederholen. Bei der tatsächlichen Übertragung werden die Präambelsignale vor der Übertragung der Daten hinzugefügt, wobei sie in einem Modulator 213 den Träger modulieren und von einem Ausgang 215 ausgegeben werden.
Die modulierten Signale werden von einem Eingang 221 über einen Begrenzerverstärker 222 in einen Zähler 223 auf der Seite des Empfängers ein gegeben, um deren Frequenz zu messen. Der Zähler 223 ist so aufgebaut, daß er die Flanken der modulierten Signale entweder in der ansteigenden oder der abfallenden Richtung nur für die Torzeit zählt, die den von einem Torsignalgenerator 225 ausgegebenen Torsignalen entsprechen. Der Torsignalgenerator 225 enthält einen Zeitgeber 226 und einen Takt 227 für den Zeitgeber, wobei er die Signale erzeugt, die zu der Zeit äquivalent sind, die ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz des modulierten Signals in einem Symbol ist.
Der Referenzsignal-Frequenzumsetzer 229 setzt die durch den Zähler 223 gemessene Frequenz des modulierten Signals in die Frequenz des Referenzsignals für die Erfassung (Zwischenfrequenz) um. Die Frequenz des Referenzsignals, die für die Kompensation der Drift und ähnlichem verarbeitet worden ist, wird in einen Eingang 230 eingegeben, wobei das Referenzsignal in einem Detektor 231 für die Erfassung des modulierten Signals verwendet wird, das über einen Begrenzer 222 eingegeben wird.
Der Detektor 231 erfaßt die Phase des modulierten Signals mit der gleichphasigen Komponente und der gegenphasigen Komponente des Referenzsignals und gibt das I-Signal bzw. das Q-Signal aus. Diese Ausgaben aus dem Detektor werden über eine Datenerzeugungsschaltung 233 für die Taktrückgewinnung in eine Taktrückgewinnungsschaltung 235 eingegeben.
Nun werden die Operationen der Schaltungen beschrieben, wobei das QPSK-Modulationsverfahren mit Verschiebung um π/4 als Beispiel dient.
Fig. 34 ist eine Ansicht, die das Prinzip des QPSK-Modulationsverfahrens mit Verschiebung um π/4 erklärt. Fig. 35 ist eine erklärende Ansicht der Präambelerzeugung durch das QPSK-Modulationsverfahren mit Verschiebung um π/4, während Fig. 36 eine Ansicht ist, die die Änderungen der Frequenz der modulierten Signale in einer kurzen Zeitperiode zeigt, wenn die Präambelsignale übertragen werden.
Fig. 34(a) zeigt die Modulationsphasen in einem Signalraum der QPSK- Signale, während Fig. 34(b) ein Modulationsverfahren zeigt, das ein QPSK-Signal für die Taktung eines Symbols in einer vorgegebenen Richtung um π/4 dreht.
Da in diesem Verfahren die Phase für jede Symboltaktung um π/4 verschoben wird, falls die Achse, die die Referenz für die Erfassung ist, um π/4 verschoben wird, wird die Bewegung des Signals völlig ähnlich zu derjenigen des QPSKs mit Bezug auf die Erfassung. Wenn um π/4 verschobene QPSK-Signale zu erfassen sind, sollte deshalb die Phase des Referenzsignals von dem Träger um n/4 für jeden Unterscheidungstakt verschoben sein.
Die Präambelerzeugungsschaltung 211 erzeugt das Muster der Präambelsignale in einer Weise, daß, wenn das Signal durch den Modulator 213 in QPSK mit Verschiebung um π/4 moduliert wird, die modulierte Phase der in Fig. 35(a) gezeigten Bahn folgt. Abhängig vom Verfahren des Abbildens, das bestimmt, bei welcher Phase des Trägers ein Eingangssignal zuzuordnen ist, ist eine Anzahl von Typen des Präambelsignals möglich, wenn aber das QPSK-Verfahren mit Verschiebung um π/4 verwendet wird, ist es am meisten vorzuziehen, ein Signal zu verwenden, das bewirkt, daß die Phase des modulierten Signals der Bahn folgt, wie sie in Fig. 35(a) gezeigt ist.
Die Modulationssignale, die mit den Präambelsignalen moduliert worden sind, sind zu den modulierten Signalen äquivalent, die sich abwechselnd zwischen zwei in Fig. 35(b) gezeigten diagonalen Phasen ändern, falls sie durch das Referenzsignal erfaßt werden, das für jeden Takt um π/4 verschoben ist, und falls angenommen wird, daß die Phase des Referenzsignals fest ist. Dann werden beide von dem Detektor 231 ausgegebenen Signale I und Q zu den Signalen, deren Zustand sich für jedes Symbol ändert (sich wiederholende Signale "1" und "0"), und falls irgendeines von diesen zwei Signalen über die Taktrückgewinnungsdaten-Erzeugungsschaltung 233 in die Taktrückgewinnungsschaltung 235 eingegeben wird, werden die Takte zurückgewonnen.
Der Zähler 223 mißt die Frequenz der modulierten Signale, die mit derartigen Präambelsignalen moduliert worden sind. Infolge der Modulation mit der Präambel für die Taktrückgewinnung ändert sich die momentane Frequenz der Signale, die mit den Präambelsignalen moduliert sind, periodisch für jedes Symbol als eine Periode, wie in Fig. 36 gezeigt ist. Falls die Frequenz durch das Einstellen der Torzeit als ein ganzzahliges Vielfaches der Periode gemessen wird, kann deshalb die mittlere Frequenz der modulierten Signale ohne Fluktuationen erhalten werden.
Für das Messen der Frequenz der modulierten Signale werden durch den Zeitgeber 226 und den Takt 227 für den Zeitgeber in dem Torsignalgenerator 225 Torsignale erzeugt, die der Zeit entsprechen, die ein ganzzahliges Vielfaches der Periode eines Symbols ist, wobei die Flanken der modulierten Signale durch den Zähler 223 für die durch die Torsignale angegebene Torzeit gezählt werden. Die Meßgenauigkeit wird durch die Meßzeit bestimmt. Falls z. B. die Genauigkeit von 1 Hz erforderlich ist, ist eine Zeit von 1 s für die Messung notwendig.
Weil die Frequenz der modulierten Signale gemessen und in die Frequenz des Referenzsignals umgesetzt werden kann, selbst während die Präambelsignale für die Taktrückgewinnung der siebenten Ausführungsform übertragen werden, ist, wie im vorangehenden beschrieben ist, das Einstellen der Präambelsignale nicht länger notwendig, das ansonsten für die Messung der Frequenz des Referenzsignals erforderlich ist, wobei der Übertragungswirkungsgrad verbessert wird.
Da die Messung der Frequenz des modulierten Signals durch eine einfache digitale Schaltung mit Zählern und ähnlichem realisiert werden kann, kann der Demodulator dieser Erfindung schneller betrieben werden, er benötigt keine Einstellung, verbraucht weniger Leistung und wird durch Integration der Schaltungen mit niedrigeren Kosten hergestellt.
Die siebente Ausführungsform dieser Erfindung ist in der Mobilkommunikation oder der Satellitenkommunikation, wo die Signale in Bündeln übertragen werden, auf die Erfassung modulierter Signale in einem optimalen Zustand durch die Verwendung des Referenzsignals anwendbar, bei dem die Driften und ähnliches basierend auf dem Ergebnis der Frequenzmessung kompensiert worden sind.
Fig. 37 ist ein Blockschaltplan, der die achte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt, die mit digitalen Schaltungen bei der Zwischenfrequenz aufgebaut werden kann. Selbst nachdem die Signale quasikohärent erfaßt und in das Basisband umgesetzt sind, kann er noch immer mit digitalen Prozessoren aufgebaut werden.
Fig. 38 ist ein Blockschaltplan, der die neunte Ausführungsform des digitalen Demodulators dieser Erfindung zeigt, worin der digitale Demodulator eine Direktphasenquantisierungsschaltung 603, die die modulierten Signale mit zurückgewonnenen Referenzsignalen erfaßt, um die relative Phase des modulierten Signals in bezug auf das zurückgewonnene Referenzsignal in der Form digitaler Daten in Bits zu erfassen, eine Referenzsignal-Phasenvorhersageschaltung 605, die die Phase des Referenzsignals vorhersagt, das basierend auf den auf diese Weise erfaßten relativen Phasendaten für die Erfassung des folgenden Symbols geeignet ist, eine Frequenzdrift-Erfassungsschaltung 606, die basierend auf den aus mehreren früheren Symbolen erfaßten relativen Phasendaten die Frequenzdrift erfaßt und die die Frequenz des Referenzsignals vorhersagt, das zum Kompensieren der Drift geeignet ist, einen digitaler Oszillator 602, der aus einem Oszillator mit nur einer Frequenz das Referenzsignal erzeugt, dessen Phase speziell entsprechend der vorhergesagten Phase und Frequenz gesteuert wird, und eine Phasenwahrscheinlichkeits-Erfassungseinrichtung 608, die die Phasenwahrscheinlichkeitsdaten ausgibt, die basierend auf den erfaßten relativen Phasendaten die Qualität der zusammengesetzten Daten angeben, enthält (internationale Veröffentlichung Nr. WO90/11656, Diversity Receiver).
Die neunte Ausführungsform dieser Erfindung besitzt unter thermischem Rauschen und Schwund eine hervorragende Bitfehlerraten-Leistung, sie erfordert wenig Leistung und kann kompakt und wirtschaftlich hergestellt werden, wobei sie keine Einstellung benötigt.

Claims

1. Referenzsignalgenerator zum Erzeugen eines Referenzsignals zum Demodulieren eines phasenmodulierten Signals mit:

einer Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) zum Erzeugen des Referenzsignals aus einem Takteingangssignal, wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) mehrere verschiedene Ausgangssignale erzeugen kann, wovon eines im Betrieb als das Referenzsignal vom Referenzsignalgenerator dient, und

einer Vergleichseinrichtung (30), die so angeschlossen ist, daß sie das Referenzsignal und das phasenmodulierte Signal empfängt, um eine Phasenbeziehung zwischen den beiden empfangenen Signalen zu bestimmen und um ein Steuerausgangssignal an die Steuer und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) zu liefern, das die Phasenbeziehung angibt,

wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) im Betrieb das Referenzsignal ändert, indem sie statt seiner ein weiteres der mehreren verschiedenen Ausgangssignale bereitstellt, falls das Steuerausgangssignal von der Vergleichseinrichtung (30) der Steuer und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) anzeigt, das die Änderung des Referenzsignals eine Bewegung näher zu einer gewünschten Phasenbeziehung zwischen dem Referenzsignal und dem phasenmodulierten Signal zur Folge hätte,

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) eine Phasenvorhersageeinrichtung (40) enthält, die so angeschlossen ist, daß sie das Steuerausgangssignal von der Vergleichseinrichtung (30) empfängt und ein Steuersignal an die Steuereinrichtung (51) liefert, um das als Referenzsignal dienende Ausgangssignal zu wählen.

2. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 1, wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51) eine Steuereinrichtung (51) enthält, die aus dem Takteingangssignal mehrere phasenverschobene Taktsignale erzeugen kann, die jeweils unterschiedliche Phasenverschiebungen in bezug auf das phasenmodulierte Signal besitzen, wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung (40, 51), in der Weise arbeitet, daß eines der phasenverschobenen Taktsignale als das Referenzsignal dient.

3. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die Vergleichseinrichtung (30) ein Schieberegister (33), das das Referenzsignal als ein erstes digitales Wort hält, sowie mehrere Register (31&sub1; bis 31n), die das phasenmodulierte Signal als ein zweites digitales Wort halten, umfaßt, wobei die mehreren Register (31&sub1; bis 31n) so angeschlossen sind, daß sie durch das erste digitale Wort vom Schieberegister (33) getaktet werden, und der Ausgang der Vergleichseinrichtung (30) mit Ausgängen der mehreren Register (31&sub1; bis 31n), die ein drittes digitales Wort darstellen, kombiniert wird.

4. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 3, wobei die Steuereinrichtung (51) ein zweites Schieberegister (55) enthält, das so angeschlossen ist, daß es das Takteingangssignal als einen seriellen Eingang empfängt und von seinen jeweiligen Stufen mehrere parallele Ausgänge liefert, wobei jede Stufe des zweiten Schieberegisters (55) mit einem entsprechenden Eingang eines Multiplexers (57) verbunden ist, der so angeschlossen ist, daß er durch die Phasenvorhersageeinrichtung (40) gesteuert wird, wobei der Multiplexer (57) im Betrieb das Referenzsignal erzeugt.

5. Referenzsignalgenerator nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei die Phasenvorhersageeinrichtung (40) einen Steuereingangsanschluß aufweist, um ein Signal zu empfangen, das den empfangenen Pegel des phasenmodulierten Signals angibt, wobei das von der Phasenvorhersageeinrichtung (40) gelieferte Steuersignal von dem am Steuereingangsanschluß anliegendem Signal abhängt.

6. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 5, wobei die Phasenvorhersageeinrichtung (40) im Betrieb ein Steuersignal auf der Grundlage des phasenmodulierten Signals während der Dauer eines einzigen Symbols liefert, wenn das an ihrem Steuereingangsanschluß vorhandene Signal angibt, daß das phasenmodulierte Signal einen ersten Empfangspegel übersteigt.

7. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 5 oder Anspruch 6, wobei die Phasenvorhersageeinrichtung (40) ein Steuersignal auf der Grundlage der phasenmodulierten Signale während der Dauer einer Folge von Symbolen liefert, wenn das an ihrem Steuereingangsanschluß anliegende Signal anzeigt, daß die phasenmodulierten Signale einen ersten Empfangspegel nicht übersteigen.

8. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 7, wobei die Phasenvorhersageeinrichtung (40) einen Speicher (48) sowie zugeordnete Zwischenspei chereinrichtungen (43) enthält, wobei der Speicher (48) vorhergesagte Phasenwerte für die phasenmodulierten Signale speichert und die Zwischenspeichereinrichtung (43) die Folge von Symbolen als Adressen für den Speicher (48) speichert.

9. Referenzsignalgenerator nach einem der Ansprüche 5 bis 8, wobei die Phasenvorhersageeinrichtung (40) während irgendeiner Periode, in der das an ihrem Steuereingangsanschluß anliegende Signal angibt, daß das phasenmodulierte Signal unter einem zweiten Pegel liegt, ein festes Steuersignal liefert, wobei der zweite Pegel niedriger als der erste Pegel ist und wobei das feste Steuersignal dasjenige ist, das bei der letzten Gelegenheit geliefert wird, bei der das phasenmodulierte Signal oberhalb des zweiten Pegels lag.

10. Referenzsignalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Vergleichseinrichtung (30) eine Direktphasenquantisierungsschaltung (603) für die Bereitstellung eines Ausgangs in Form digitaler Wörter enthält.

11. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 1, wobei die Steuer- und Phaseneinstelleinrichtung enthält:

einen Zähler (223), der mit einem Signaleingangsanschluß verbunden ist, von dem das phasenmodulierte Signal an die Vergleichseinrichtung (231) transportiert wird,

einen Zeitperiodengenerator (225, 227), der mit dem Zähler (223) verbunden ist, um eine Zeitperiode für den Zähler (223) zu erzeugen,

einen Referenzsignal-Frequenzumsetzer (229), der mit dem Zähler (223) verbunden ist, um den Ausgang vom Zähler (223) umzusetzen,

einen Datengenerator (233), der so angeschlossen ist, daß er den Ausgang von der Vergleichseinrichtung (231) empfängt und auf diesen antwortet, und

einen Taktgenerator (235), der so angeschlossen ist, daß er den Ausgang vom Datengenerator (233) empfängt und auf diesen antwortet und den Ausgang vom Referenzfrequenzgenerator bereitstellt.

12. Referenzsignalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 11, mit einer Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung zum Erfassen einer Frequenzdrift in dem phasenmodulierten Signal und einer Einrichtung, die so angeschlossen ist, daß sie das Referenzsignal entsprechend dem Ausgang von der Frequenzdrift- Erfassungseinrichtung modifiziert.

13. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 12, mit einer Phasendifferenzverteilung-Erfassungseinrichtung zum Speichern von Phasendifferenzdaten über das phasenmodulierte Signal und einer Frequenzdrift-Erfassungseinrichtung zum Berechnen der Frequenzdrift des phasenmodulierten Signals aus den gespeicherten Daten.

14. Referenzsignalgenerator nach Anspruch 12 oder 13, mit einer Begrenzungseinrichtung zum Setzen einer Bereichsgrenze für die Frequenzdrift- Kompensation.

15. Digitaler Demodulator, der enthält:

einen Referenzsignalgenerator nach einem der Ansprüche 1 bis 14, und

einen Detektor (20), der so angeschlossen ist, daß er das phasenmodulierte Signal an einem ersten Eingangsanschluß empfängt und das Referenzsignal an einem zweiten Eingangsanschluß empfängt, um ein Ausgangserfassungssignal zu erzeugen.