DE60034437T2 - Taktgewinner und diesen enthaltender demodulator - Google Patents

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Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Taktwidergewinnungsvorrichtung und einen Demodulator, und insbesondere auf eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung und einen Demodulator, die geeignet sind für eine Verwendung in einem digitalen Breitband-Funkübertragungssystem, in welchem ein Datenblocksignal mit einem Vorsatz beginnt.
  • STAND DER TECHNIK
  • Für eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung eines Demodulators für ein herkömmliches digitales Breitband-Funkübertragungssystem, das ein Vorsatzsignal verwendet, werden zwei Schemen beschrieben, beispielsweise in der Literatur in "Carrier-Clock Simultaneous Recovery Scheme" von Nagure, Matsumoto, Kubota und Kato, The Institute of Electronics, Information and Commu nication Engineers, Technical Report of IEICE, RCS94-60, Seiten 7–12, September 1994.
  • Das eine Schema besteht darin, eine Taktphase anhand eines Vorsatzsignals zu schätzen, das jetzt in weitem Umfang für eine OQPSK-Modulation verwendet wird. Dieses Vorsatzsignal ist ein Signal (beispielsweise aus einem Muster "1101"), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in einer komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols bewirkt. Ein Patent für dieses Schema ist "Burst Signal Demodulation Circuit" ( Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. 35956/95 , Erfinder: Matsumoto und Kato).
  • Das andere Schema besteht darin, eine Taktphase anhand eines Vorsatzsignals zu schätzen, das in weitem Umfang für eine QPSK-Modulation verwendet wird. Dieses Vorsatzsignal ist ein "0π"-Modulationssignal (beispielsweise aus einem "1001"-Muster), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in einer komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols bewirkt. Ein Patent für dieses Schema ist "Burst Signal Demodulation Circuit" ( Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. 46658/96 , Erfinder: Nagura, Matsumoto und Kato).
  • Gemäß diesen Schemen, von denen beide den Umstand ausnutzen, dass das jeweilige Vorsatzsignal eine Frequenzkomponente hat, die 1/2 von der einer Symbolfrequenz (fs) ist, berechnet die Empfängerseite die Korrelation zwischen dem Vorsatzsignal und einer 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[yjπ(fs)t], die von einem VCO ausgegeben wird, und schätzt die Taktphase anhand eines Vektorwinkels, der durch den Korrelationswert angezeigt wird.
  • Bei jedem Schema beträgt die Datenabtastrate nur 2 [Abtastungen/Symbol]; das diese Abtastrate 1/2 des Minimalwerts der Abtastrate (= 4 [Abtastungen/Symbol] ist, die in einem herkömmlichen Schema verwendet wird, das die Taktphase anhand der Korrelation zwischen einem nicht linear verarbeiteten Signal (z.B. einer Umhüllung) und einer Symbolfrequenzkomponente exp[–j2π(fs)t] schätzt, wie beispielsweise in der Literatur in "Signal Detecting System and Burst Demodulating Equipment" ( Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. 141048/94 , Erfinder: Yoshida) beschrieben ist, ermöglicht die Herabsetzung der Abtastrate eine Verringerung des Leistungsverbrauchs des Empfängers. Die vorbeschriebenen zwei Schemen ( Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. 235956/95 und Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. 46658/96 ) werden nachfolgend im Einzelnen beschrieben.
  • Es wird zuerst eine Beschreibung eines Taktwiedergewinnungsschemas ( Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift 235956/95 ) gegeben, das das Vorsatzsignal ("1101"-Muster) verwendet, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in einer komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols bewirkt.
  • 17 ist ein Blockschaltbild, das den vorgenannten Demodulator enthaltend eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung darstellt. In 17 bezeichnet die Bezugszahl 100 eine Antenne, 200 eine Frequenzumwandlungsvorrichtung, 301 und 302 A/D-Wandler, 400 eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung und 500 eine Datenentscheidungsvorrichtung; und in der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400 bezeichnet die Bezugszahl 401 eine Einsymbol-Verzögerungsvorrichtung, 402 eine Vor richtung zur konjugiert komplexen Multiplikation, 403 eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung und 404 einen VCO.
  • Als Nächstes wird die Arbeitsweise des herkömmlichen Demodulators beschrieben. Die Antenne 100 empfängt ein HF-Bandvorsatzsignal und die Frequenzumwandlungsvorrichtung 200 wandelt die Frequenz des HF-Bandvorsatzsignals in ein Basisband-Vorsatzsignal um.
  • 18 ist ein Signalraumdiagramm des Basisband-Vorsatzsignals ("1101"-Muster). In 18 bezeichnet das Bezugszeichen θc die Trägerphase des empfangenen Signals; das Vorsatzsignal bewirkt einen abwechselnden Übergang zwischen Nyquistpunkten "A" und "B" in der Figur bei jedem Auftreten eines Symbols. Der Vektorwinkel des Nyquist-Punkts "A" ist (θc – 45)(Grad), und der Vektorwinkel des Nyquist-Punkts "B" ist (θc + 45)(Grad); die Differenz zwischen den Vektorwinkeln der Nyquist-Punkte "A" und "B" beträgt 90[Grad].
  • Der A/D-Wandler 301 tastet eine Gleichphasenkomponente des Basisband-Vorsatzsignals zu einer Zeit t = τ + iT/2 (worin i = 1, 2, 3, ..., τ ein Zeitfehler (T/2 ≤ τ < T/2) ist und T eine Symbolperiode ist) ab und gibt eine abgetastete Vorsatzdatenfolge Ipi (worin i 1, 2, 3, ...) aus. In gleicher Weise tatet der A/D-Wandler 302 eine Quadraturkomponente des Basisband-Vorsatzsignals zu einer Zeit t = τ + iT/2 ab und gibt eine abgetastete Vorsatzdatenfolge Qpi (worin i = 1, 2, 3, ...) aus.
  • Daher ist augenscheinlich, dass die Abtastrate gleich 2 [Abtastungen/Symbol] ist. Die Abtastung wird durch die vordere Kante eines wiedergewonnen Abtasttakts durchgeführt, der von der Taktwiedergewinnungsvor richtung 400 der folgenden Stufe ausgegeben wird, und während eines Taktphasen-Schätzvorgangs wird keine Phasensteuerung des wiedergewonnenen Abtasttakts bewirkt.
  • Die Taktwidergewinnungsvorrichtung 400 verwendet die Vorsatzdatenfolge Ipi (worin i = 1, 2, 3, ...) und die Voratzdatenfolge Qpi (worin i = 1, 2, 3, ...), um den Zeitfehler τ zu berechnen, und übt eine Phasensteuerung des wiedergewonnenen Abtasttakts und eines wiedergewonnenen Symboltakts aus, um den Zeitfehler τ auszulöschen.
  • Der hier erwähnte wiedergewonnene Symboltakt ist ein Takt der Symbolperiode, erhalten durch Frequenzteilung des wiedergewonnenen Abtasttakts auf 1/2.
  • Die Datenentscheidungsvorrichtung 500 verriegelt mittels des wiedergewonnenen Symboltakts Daten an den Nyquist-Punkten von signifikanten Zufallsdatenfolgen Idi und Qdi (worin i = 1, 2, 3, ...) folgend dem Vorsatz nach Löschen des Zeitfehlers τ durch die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400. Die Datenentscheidungsvorrichtung verwendet die verriegelten Nyquist-Punktdaten, um Daten zu bestimmen, und gibt demodulierte Daten aus.
  • Als Nächstes wird die Arbeitsweise der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400 beschrieben. Die Einsymbol-Verzögerungsvorrichtung 401 verzögert die Vorsatzdatenfolge Ipi (worin i = 1, 2, 3, ...) und die Vorsatzdatenfolge Qpi (worin i = 1, 2, 3, ...) um ein Einsymbol-Zeitintervall, und die Vorrichtung zum konjugiert komplexen Multiplizieren 402 führt konjugierte komplexe Multiplikationen der Vorsatzdatenfolgen (Ipi, Qpi) und der alten Einsymbol-Vorsatzdatenfolgen (Ipi-2, Qpi-2) mittels der folgenden Gleichungen durch. Idi = (IpixIpi-2) + (QpixQpi-2) (1a) Qdi = (QpixIpi-2) + IpixPQi-2) (1b)
  • Durch diese Verarbeitung wird das Vorsatzsignal differenzerfasst. Durch diese Verarbeitung ist es möglich, ein Vorsatzsignal zu erhalten, das einen abwechselnden Übergang zwischen den Punkten "C" und "D" bei jedem Auftreten eines Symbols unabhängig von der Trägerphase θc bewirkt, wie in 19 dargestellt ist. Die durch dieses Vorsatzsignal angezeigte Phase θx(t) hat eine 1/2 Symbol-Frequenzkomponente, da sie einen Phasenübergang von +90 [Grad] nach –90 [Grad] sowie einen Phasenübergang von –90 [Grad] nach +90 [Grad] abwechselnd mit einer Symbolperiode durchführt, wie in 20 dargestellt ist.
  • Dann berechnet die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 401 die Korrelation zwischen der Phase θx(t) und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t], die von dem VCO ausgegeben wird. Genauer gesagt, wobei die Phasen der Signale (IDi, QDi) durch θxi dargestellt sein sollen, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung die folgenden Multiplikationen durch MIi = θXixcosπi/2 (2a) MQi = θXixsinπi/2 (2b)
  • Die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung bildet den Durchschnitt der multiplizierten Ergebnisse (MIi, MQi) und gibt einen Korrelationswert (ΣMI, ΣMQ) aus. Da in den Multiplikationen der Gleichungen (2a) und (2b) cosπi/2 = 1, 0, –1, 0, ... und sinπi/2 = 0, 1, 0, –1, ... sind, können die vorgenannten Korrelations werte (ΣMI, ΣMQ) leicht erhalten werden. Beispielsweise können in dem Fall der Bildung des Durchschnitts der multiplizierten Werte über vier Symbole die Korrelationswerte (ΣMI, ΣMQ) durch die folgenden Gleichungen erhalten werden. ΣMI = (θXi = θXi+4 + θXi+4 – θXi+6 + θXi+8 – θXi+10 +θXi+12 – θXi+14)/8 (3a) ΣMQ = (θXi+1 – θXi+3 + θXi+5 – θXi+76 + θXi+9 – θXi+11 + θXi+13 – θXi+15)/8 (3b)
  • Der Vektorwinkel
    Qτ = tan–1(ΣMQ/ΣMI),
    der diesen Korrelationswert anzeigt, ist eine Taktphasendifferenz, wenn er mit zwei Symbolperioden (2T) normiert ist, und daher wird die Taktphasendifferenz θs[Grad], wenn sie mit der Symbolperiode (T) normiert ist, erhalten durch die folgende Gleichung. θs = 2θτmod360 (4)
  • Die Beziehung zwischen der Taktphasendifferenz θs und dem Zeitfehler τ ist wie folgt:
    In dem Fall von θs > 180 [Grad] τ = (θs – 360)T/360 (5a)In dem Fall von θ ≤ 180 [Grad] τ = (θs)T/360 (5b)
  • Beispielsweise werden in dem Fall, in welchem das Phasensignal θX(t) zu den in 20 gezeigten Zeitpunkten abgetastet wird, um eine Datenfolge {θXi, θXi+1, θXi+2, θXi+3, ...} zu erhalten, ein derartiger Korrelationswert (ΣMI, ΣMQ) und eine Taktphasendifferenz θτ, wie in 21 gezeigt erhalten.
  • Auf der Grundlage des durch die vorstehende Berechnung erhaltenen Zeitfehlers τ liefert die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 403 ein Steuersignal, das den Zeitfehler τ auslöscht, zu dem VCO 404 der folgenden Stufe. Der VCO 404 antwortet auf das Steuersignal von der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung, um die Phasen des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts zu steuern, wodurch der Zeitfehler τ auf "0" reduziert wird.
  • Als Nächstes wird eine Beschreibung des Taktwiedergewinnungsschemas ( Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift Nr. 46658/96 ) beschrieben, das das Vorsatzsignal (beispielsweise "On"-Modulationssignal eines "1001"-Musters) verwendet, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in einer komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols bewirkt.
  • In 22, in der die Teile, die denjenigen in 17 entsprechen, durch dieselben Bezugszahlen identifiziert sind, ist eine Demodulationsanordnung dargestellt, die die vorbeschriebene Taktwiedergewinnungsvorrichtung enthält. In 22 bezeichnet die Bezugszahl 400a eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung, 403a eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung, 405a eine I-Kanalkorrelations-Berechnungsvorrichtung, 405b eine Q-Kanalkorrelations-Berechnungsvorrichtung und 406 eine Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung.
  • 23 ist ein Blockschaltbild der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406, in der die Bezugszahl 407a eine erste Vektorkombinationsvorrichtung bezeichnet, 407b eine zweite Vektorkombinationsvorrichtung, 407c eine dritte Vektorkombinationsvorrichtung, 407d eine vierte Vektorkombinationsvorrichtung, 408 eine Erfassungsvorrichtung für einen maximalen Absolutwert und 409 eine Auswahlvorrichtung.
  • In 24, in der die Teile entsprechend denjenigen in 23 durch dieselben Bezugszahlen identifiziert sind, ist ein anderes Blockschaltbild der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 gezeigt, in der Bezugszahlen 410a und 410b Additionsvorrichtungen bezeichnen, 411a eine erste Auswahlvorrichtung, 411b eine zweite Auswahlvorrichtung, 411c eine dritte Auswahlvorrichtung und 411d eine vierte Auswahlvorrichtung.
  • Als Nächstes wird die Arbeitsweise des Demodulators beschrieben. Wie in dem Fall der Konfiguration des vorbeschriebenen Beispiels nach dem Stand der Technik gemäß 17 empfängt die Antenne 100 das HF-Band-Vorsatzsignal und die Frequenzumwandlungsvorrichtung 200 führt eine Frequenzumwandlung des HF-Band-Vorsatzsignals in das Basisband-Vorsatzsignal durch.
  • In 25 ist ein Signalraumdiagramm des Basisband-Vorsatzsignals dargestellt (des "1001"-Musters). In 25 bezeichnet das Bezugszeichen θc die Trägerphase des empfangenen Signals und das Vorsatzsignal führt einen abwechselnden Übergang zwischen den Nyquist-Punkten "A" und "B" durch den Ursprung jedes Symbols durch.
  • Der Vektorwinkel des Nyquistpunkts "A" ist θc [Grad], der Vektorwinkel des Nyquist-Punkts "B" ist (θc + 180) [Grad], und die Differenz zwischen den Vektorwinkeln der Nyquist-Punkte "A" und "B" beträgt 180n [Grad].
  • Wie bei dem Beispiel nach dem Stand der Technik gemäß 17 tastet der A/D-Wandler 301 die Gleichphasenkomponente des Basisband-Vorsatzsignals zu den Zeiten t = τ + iT/2 ab (worin I = 1, 2, 3, ..., τ ein Zeitfehler (–T/2 ≤ τ < T/2 ist und T die Symbolperiode ist) und gibt die abgetastete Vorsatzdatenfolge Ipi (worin i = 1, 2, 3, ...) aus.
  • In gleicher Weise tastet der A/D-Wandler 302 die Quadraturkomponente des Basisband-Vorsatzsignals zu den Zeiten t = τ + iT und gibt die abgetastete Vorsatzdatenfolge Qpi (worin i = 1, 2, 3, ...) aus. Die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a bewirkt keine Phasensteuerung des wiedergewonnenen Abtasttakts während des Taktphasen-Schätzvorgangs.
  • Die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a verwendet wie bei dem Beispiel nach dem Stand der Technik gemäß 17 die Vorsatzdatenfolge Ipi (worin i = 1, 2, 3, ...) und die Vorsatzdatenfolge Qpi (worin i = 1, 2, 3, ...), um den Zeitfehler τ zu berechnen und führt eine Phasensteuerung des abgetasteten Abtasttakts und des abgetasteten Symboltakts durch, um den Zeitfehler τ auszulöschen. Der wiedergewonnene Symboltakt ist ein Takt der Symbolperiode, die erhalten wurde durch Frequenzteilen des wiedergewonnenen Abtasttakts auf 1/2.
  • Die Datenentscheidungsvorrichtung 500 verriegelt wie bei dem Beispiel nach dem Stand der Technik gemäß 17 durch den wiedergewonnenen Symboltakt Daten an den Nyquist-Punkten von den signifikanten Zufallsdatenfolgen Idi und Qdi (worin i = 1, 2, 3, ...) folgend dem Vorsatz nach der Beseitigung des Zeitfehlers τ durch die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400. Die Datenentscheidungsvorrichtung verwendet die verriegelten Nyquist-Punktdaten, um Daten zu bestimmen, und gibt die demodulierten Daten aus.
  • Als Nächstes wird die Arbeitsweise der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a beschrieben. In dem Fall des Empfangens des Vorsatzsignals, das einen abwechselnden Übergang zwischen den ursprungssymmetrischen zwei Nyquist-Punkten für jedes Symbol durchführt, wie in 25 gezeigt ist, kann das Beispiel nach dem Stand der Technik gemäß 17 aus den nachfolgenden Gründen nicht verwendet werden. Wenn das Vorsatzsignal differenzerfasst ist, beträgt das Phasensignal θX(t) (des Ausgangssignals von der Vorrichtung zur konjugiert komplexen Multiplikation) nach der Differenzerfassung immer etwa 180 [Grad] und liefert nicht die Frequenzkomponente 1/2 der Symbolfrequenz, und folglich geht die Korrelation zwischen diesem Phasensignal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs) t] zu "0".
  • Daher berechnet das Beispiel nach dem Stand der Technik gemäß 22 die Korrelation zwischen jeweils der Gleichphasenkomponente I(t) und der Quadraturkomponente Q(t) des Vorsatzsignals nach 25 und der 1/2 Symbol – Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t]. Genauer gesagt, die I-Kanalkorrelations-Berechnungsvorrichtung 405a führt die folgenden Multiplikationen einer überabgetasteten Vorsatzdatenfolge Ipi (worin i = 1, 2, 3, ...) durch: Ici = Ipixcosπi/2 (6a) Isi = Ipixsinπi/2 (6b)
  • Die I-Kanalkorrelations-Berechnungsvorrichtung bildet den Durchschnitt der Multiplikationsergebnisse (Ici, Isi), um einen Korrelationswert (CI, SI) zu erhalten. Die Q-Kanalkorrelations-Berechnungsvorrichtung 405b führt die folgenden Multiplikationen bei einer überabgetasteten Vorsatzdatenfolge Qpi (worin i = 1, 2, 3, ...) durch Qci = Qpixcosπi/2 (7a) Qsi = Qpixsinπi/2 (7b)
  • Die Q-Kanalkorrelations-Berechnungsvorrichtung bildet den Durchschnitt der Multiplikationsergebnisse (Qci, Qsi), um den Korrelationswert (CQ, SQ) zu erhalten.
  • Da in den Multiplikationen der Gleichungen (6a), (6b), (7a) und (7b) cosπi/2 = 1, 0, –1, 0, ..., und sinπi/2 = 0, 1, –1, ..., sind, können die vorgenannten Korrelationswerte (CI, SI) und CQ, CI) leicht erhalten werden. Beispielsweise kann in dem Fall der Bildung des Durchschnitts der multiplizierten Ergebnisse über vier Symbole der Korrelationswert (CI, SI) durch die folgenden Gleichungen erhalten werden: CI = Ipi – Ipi+2 + Ipi+4 – Ipi+6 + Ipi+8 - Ipi+10 + Ipi+12 – Ipi+14)/8 (8a) SI = (Ipi+1 + Ipi+3 + Ipi+5 – Ipi+7 + Ipi+9 - Ipi+11 + Ipi+13 – Ipi+15)/8 (8b)
  • Der Korrelationswert (CQ, SQ) kann durch die folgenden Gleichungen erhalten werden: CQ = Qpi – Qpi+2 + Qpi+4 – Qpi+6 + Qpi+8 - Qpi+10 + QPi+12 – Qpi+14)/8 (9a) SQ = (Qpi+1 + Qpi+3 + Qpi+5 – Qpi+7 + Qpi+9 – Qpi+11 +Qpi+13 – Qpi+15)/8 (9b)
  • Die Vektorwinkel, die die Korrelationswerte (CI, CQ) und (SI, SQ) darstellen, zeigen beide Taktphasenfehler wie bei dem Beispiel nach dem Stand der Technik gemäß 17, aber gemäß der Trägerphase θc können die Winkel der Korrelationsvektoren manchmal in derselben oder entgegengesetzten Richtungen gewandt sein oder einer von ihnen kann verschwinden.
  • Wenn beispielsweise ein Vorsatzsignal, dessen Trägerphase θc in dem Bereich von (90 < θc < 180) oder (270 < θc < 360) ist, wie in 25 gezeigt ist, zu den in den 26 und 27 gezeigten Zeitpunkten abgetastet wird, um eine Datenfolge {Ipi, Ipi+1, Ipi+2, Ipi+3, ...} und eine Datenfolge {Qpi, Qpi+1, Qpi+2, Qpi+3, ...} zu erhalten werden solche Korrelationswerte (CI, SI) und (CQ, SQ) wie in 28 gezeigt erhalten, und die Winkel der Korrelationsvektoren sind in entgegengesetzte Richtungen gewandt.
  • Wenn andererseits ein Vorsatzsignal, dessen Phase θc in dem Bereich von (0 < θc < 90) oder (180 < θc < 270) ist, wie in 29 gezeigt ist, zu den in den 30 und 31 gezeigten Zeitpunkten abgetastet wird, um eine Datenfolge {Ipi, Ipi+1, Ipi+2, Ipi+3, ...} und eine Datenfolge {Qpi, QPi+1, Qpi+2, Qpi+3, ...) zu erhalten, werden solche Korrelationswerte (CI, SI) und (CQ, SQ) wie in 32 dargestellt erhalten und die Winkel der Korrelationsvektoren sind in dieselbe Richtung gewandt. Weiterhin ist auch ersichtlich, dass jede Vektorlänge mit der Trägerphase θc variiert; wenn θc = (0, 180} ist, verschwindet der Vektor des Korrela tionswertes, und wenn θc = {90, –90} ist, der Vektor des Korrelationswerte (CQ, SQ).
  • Angesichts des Vorstehenden kombiniert, um den Einfluss der Trägerphase θc auszuschließen, die Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 die Korrelationswerte (CI, CQ) und (SI, SQ) in die vier später beschriebenen Zustände und wählt den kombinierten Vektor mit dem höchsten Störabstand aus, und die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 403a berechnet die Taktphase anhand des von der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 ausgewählten, kombinierten Vektors. In der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 nach 23 berechnet die Erfassungsvorrichtung 408 für den maximalen Absolutwert vier Absolutwerte von CI, CQ, SI und SQ, und erfasst, welcher der vier Absolutwerte der maximale unter ihnen ist.
  • Die erste Vektorkombinationsvorrichtung 407a gibt einen kombinierten Vektor (G1c, G1s) gemäß den folgenden Gleichungen aus: G1c = CI + sign[CI]·CQ (10a) G1s = SI + sign[CI·CQ]·|SQ| (10b)
  • Die zweite Vektorkombinationsvorrichtung 407b gibt einen kombinierten Vektor (G2c, G2s) gemäß den folgenden Gleichungen aus: G2c = CQ + sign[CQ]·|CI| (11a) G2s = SQ + sign[CI·CQ]·|SI| (11b)
  • Die dritte Vektorkombinationsvorrichtung 407c gibt einen kombinierten Vektor (G3c, G3s) gemäß den fol genden Gleichungen aus: G3c =CI + sign[SI·SQ]·|CQ| (12a) G3s = SI + sign[SI]·|SQ| (12b)
  • Die vierte Vektorkombinationsvorrichtung 407d gibt einen kombinierten Vektor (G4c, G4s) gemäß den folgenden Gleichungen aus: G4c = CQ + sign[SI·SQ]·|CI| (13a) G4s = SQ + sign[SQ]·|SI| (13b)Vorstehend bedeutet sign[*] das Vorzeichen (= ±1) in [].
  • Die Auswahlvorrichtung 409 empfängt das erfasste Signal von der Erfassungsvorrichtung 408 für den maximalen Absolutwert und wählt den kombinierten Korrelationswert (ΣC, ΣS) aus unter (G1c, G1s), (G2c, G2s), (G3c, G3s) und (G4c, G4s). (ΣC, ΣS) = (G1c, G1s) (wenn |CI| maximal ist) (14a) (ΣC, ΣS) = (G2c, G2s) (wenn |CQ| maximal ist) (14b) (ΣC, ΣS = (G3c, G3s) (wenn |SI| maximal ist) (14c) (ΣC, ΣS = (G4c, G4s) (wenn |SQ| maximal ist) (14d)
  • Durch eine derartige Verarbeitung wird der Einfluss der Trägerphase θc ausgeschlossen, und ein kombinierter Vektor, bei dem die Vektoren der Korrelationen (CI, CQ) und (SI, SQ) in dieselbe Richtung weisen, wird als ein Vektor ausgewählt, der der geeignetste für die Taktphasenschätzung ist. Beispielsweise wird in dem Fall von 28 ein kombinierter Vektor ausgewählt, der erhalten ist durch Addieren des Korrelationswerts (CI, SI) mit dem Korrelationswert (CQ, SQ) der kleineren Vektorlänge, der umgekehrt ist, um in dieselbe Richtung wie der erstgenannte zu weisen. Der sich ergebende Korrelationswert (ΣC, ΣS) ist wie in 33 gezeigt. In dem Fall von 32 wird ein kombinierter Vektor ausgewählt, der erhalten ist durch Addieren des Korrelationswertes (CQ, SQ) mit intakten kleineren Vektorlänge zu dem Korrelationswert (CI, S)). Der sich ergebende Korrelationswert (ΣC, ΣS) ist wie in 34 gezeigt.
  • Die Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 kann so ausgebildet sein, dass sie nicht nur einen der vier kombinierten Vektoren auswählt, die vorher aus CI, SI, CQ und SQ erzeugt wurden, wie vorstehend mit Bezug auf 23 beschrieben ist, sondern auch eine der Kombinationsvorrichtungen 407a, 407b, 407c und 407d aktiviert auf der Grundlage des von der in 24 dargestellten Erfassungsvorrichtung 408 für den maximalen Absolutwert erfassten Ergebnisses, und in dem letztgenannten Fall können auch dieselben Ausgangsergebnisse wie in dem erstgenannten Fall erhalten werden. Im Vergleich mit der Konfiguration nach 23 ermöglicht die Konfiguration nach 24 eine Verringerung des Schaltungsaufwands. In der in 24 dargestellten Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung geben die Auswahlvorrichtungen 411a, 411b, 411c und 411d die folgenden Werte auf der Grundlage der von der Erfassungsvorrichtung 408 für den maximalen Absolutwert erfassten Ergebnisse aus.
  • Das Ausgangssignal SEL1 von der ersten Auswahlvorrichtung 411a ist: SEL1 = CI (wenn |CI| oder |SI| maximal ist) (15a) SEL1 = CQ (wenn |CQ| oder |SQ| maximal ist) (15b)
  • Das Ausgangssignal SEL2 von der zweiten Auswahlvorrichtung 411b ist: SEL2 = sign[CI]·|CQ| (wenn |CI| maximal ist) (16a) SEL2 = sign[CQ]·|CI| (wenn |CQ| maximal ist) (16b) SEL2 = sign[SI·SQ]·|CQ| (wenn |SI| maximal ist) (16c) SEL2 = sign[SI·SQ]·|CI| (wenn |SQ| maximal ist) (16d)
  • Das Ausgangssignal SEL3 von der dritten Auswahlvorrichtung 411c ist: SEL3 = sign[CI·CQ]·|SQ| (wenn |CI| maximal ist) (17a) SEL3 = sign[CI·CQ]·|SI| (wenn |CQ| maximal ist) (17b) SEL3 = sign[SI]·|SQ| (wenn |SI| maximal ist) (17c) SEL3 = sign[SQ]·|SI| (wenn |SQ| maximal ist) (17d)
  • Das Ausgangssignal SEL4 von der vierten Auswahlvorrichtung 411d ist: SEL4 = SI (wenn |CI| oder |SI| maximal ist) (18a) SEL4 = SQ (wenn |CQ| oder |SQ| maximal ist) (18b)
  • Ein Addierer 410a addiert SELl und SEL2 miteinander und gibt ΣC als das addierte Ergebnis aus. Ein Addierer 410b addiert SEL3 und SEL4 miteinander und gibt ΣS als das addierte Ergebnis aus.
  • Durch die vorbeschriebene Verarbeitung gibt die Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung mit der Konfiguration nach 24 dieselben Werte aus wie diejenigen, die von der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung mit der Konfiguration nach 23 erhalten werden.
  • Als Nächstes berechnet die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 403a den Vektorwinkel θ2s = tan–1(ΣS/ΣC) (19)den der zusammengesetzte Korrelationswert (ΣC, ΣS) anzeigt: θ2sist der Taktphasenwinkel, wenn er durch eine Zweisymbolperiode (2T) normiert ist, wie in dem Fall mit dem vorgenannten θT, und demgemäß ist die Taktphasendifferenz θs [Grad], wenn sie durch die Sy mbolperiode (T) normiert ist, gegeben durch Gleichung (20). θs = 202smod360(20)
  • θ2s in dem Fall von 33 und θ2sin dem Fall von 34 unterscheiden sich um 180 [Grad], aber durch die Verarbeitung nach Gleichung (20) stimmen θs, der von θ2s in 33 abgeleitet ist, und θs, der von θ2s in 34 abgeleitet ist, einander überein.
  • Die Beziehung zwischen der Taktphasendifferenz θs und dem Zeitfehler τ ist wie durch die Gleichungen (5a) und (5b) angezeigt.
  • Auf der Grundlage des Zeitfehlers τ, der durch die vorbeschriebene Operation erhalten wird, liefert die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 403a ein Steuersignal zu dem VCO 404 der folgenden Stufe, das den Zeitfehler τ auslöscht. Bei Empfang des Steuersignals von der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung steuert der VCO 404 die Phasen des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts um den Zeitfehler τ auf "0" zu verringern.
  • Wie vorstehend beschrieben ist, berechnen sowohl die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400 als auch die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a nach dem Stand der Technik, die den Vorsatz verwenden, die Korrelation zwischen der in dem Vorsatzsignal enthaltenen 1/2 Symbol-Frequenzkomponente und der von dem VCO ausgegebenen 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t] und schätzen die Taktphase anhand des durch den Korrelationswert angezeigten Vektorwinkels, und da die Abtastrate nur 2 [Abtastungen/Symbol] beträgt, sind die herkömmlichen Schemen besonders wirksam in dem Breitband-Funkübertragungssystem, aber beide sind mit Mitteln zum Ausschließen des Einflusses der Trägerphasendifferenz θc versehen, was den Schaltungsumfang vergrößert und die Rechenkomplexität erhöht.
  • Beispielsweise führt die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400 eine Differenzerfassung mittels der Einsymbol-Verzögerungsvorrichtung 401 und der Vorrichtung zum konjugiert komplexen Multiplizieren 402 durch, um den Einfluss der Trägerphase θc auszuschließen. Zu diesem Zweck erfordert die Vorrichtung 402 zum konjugiert komplexen Multiplizieren vier Multiplikationsvorrichtungen und zwei Addierer und hat damit einen großen Schaltungsumfang und eine große Rechenmenge zur Folge.
  • Die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a führt eine komplexe Additions-/Subtraktionsverarbeitung und Auswahlverarbeitung mittels der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 durch, um den Einfluss der Trägerphasendifferenz θc auszuschließen. In dem Fall der Auswahl von einem der vier kombinierten Vektoren, die vorher aus CI, SI, CQ und SQ erzeugt wurden, erfordert die Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 insgesamt acht Addierer, die in den Kombinationsvorrichtungen 407a, 407b, 407c und 407d enthalten sind, und die Auswahlvorrichtung 409 zum Auswählen von zwei Datenfolgen aus acht Datenfolgen.
  • Weiterhin kann in dem Fall der Implementierung der Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 gemäß der Konfiguration nach 24, da die Anzahl von Addierern von acht auf zwei herabgesetzt werden kann, der Schaltungsumfang im Vergleich mit der Konfiguration nach 23 reduziert werden, aber selbst diese Konfiguration erfordert die vier Auswahlvorrichtungen 411a, 411b, 411c und 411d in den vorhergehenden Stufen der Addierer 410a und 410b und hat eine komplizierte Verarbeitung zur Folge.
  • Die vorbeschriebenen Taktwiedergewinnungsvorrichtungen 400 und 400a sind nur in dem Fall wirksam, in welchem die Zeit zum Empfang des Vorsatzsignals bekannt ist; beispielsweise in dem Fall, in welchem die Zeit zum Empfang eines Datenblocksignals, das beim Einschalten eines mobilen Endgeräts erzeugt wird, oder bei dessen Wiederverbindung nach der Rückkehr aus einem Funkschatten, unbekannt ist, ist die Zeit für den Empfang des Vorsatzes nicht bekannt, und daher können die herkömmlichen Taktwiedergewinnungsvorrichtungen nicht verwendet werden.
  • TAKEYUKI NAGURA ET AL: "QPSK CARRIER AND BIT-TIMING SIMULTANEOUS RECOVERY SCHEME FOR COHERENT DEMODULATION", COMMUNICATIONS-GATEWAY TO GLOBALIZATION. PROCEEDINGS OF THE CONFERENCE ON COMMUNICATIONS. SEATTLE, 18–22. JUNI 1995, PROCEEDINGS OF THE CONFERENCE ON COMMUNICATIONS (ICC), NEW YORK, IEEE, US, BAND 3, 18. Juni 1995, Seiten 1636–1640, ISBN: 0-7803-2487-0, offenbaren ein gleichzeitiges Träger- und Bitzeit-Wiedergewinnungsschema, das mit vier Phasen-Umtastsignalen (QPSK) arbeitet. Dieses Schema verwendet bekannte Vorsatzwörter (wiederholte Bitserien von "1001"), um eine gleichzeitige Trägerwiedergewinnung und Bitzeit-Wiedergewinnung zu erzielen. Es verkürzt die erforderliche Vorsatzlänge auf etwa 20 Symbole und ist sehr nützlich für TDMA-Systeme, die einen hohen Datenübertragungs-Wirkungsgrad erzielen müssen. Die Vorsatzsignale werden mit zwei [Abtastungen/Symbol] abgetastet. Eine Korrelationsschaltung berechnet jeden Korrelationswert, d.h. Signale C und S, zwischen einem Sinus und einem Kosinus während der Vorsatzlänge. Signale C und S werden gleichzeitig in einer Trägerphasen-Schätzvorrichtung und einer Bitzeitphasen-Schätzvorrichtung gegeben. Das Schema schätzt den Trägerphasenfehler und den Bitzeitphasenfehler anhand von Kombinationen des Signals C und des Signals S. Bei der Vorsatzverarbeitung empfängt ein Trägerfilter das Ausgangssignal der Trägerphasen-Schätzvorrichtung bei dem Intervall von zwei Symbolen. Nach der Vorsatzerfassung empfängt es das Ausgangssignal eines umgekehrten Modulators. Weiterhin schätzt die Bitzeitphasen-Schätzvorrichtung den Bitzeitphasenfehler durch Kombination der Signale C und S. Schließlich wählt eine Bitzeit-Auswahlvorrichtung die optimale Bitzeit auf der Grundlage des geschätzten Bitzeitfehlers aus.
  • Die vorliegende Erfindung hat als Aufgabe, eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung vorzusehen, die solche Probleme wie die vorbeschriebenen löst und eine Verringerung des Schaltungsaufwands und der Rechenkomplexität ermöglicht, sowie einen die Taktwiedergewinnungsvorrichtung verwendenden Demodulator.
  • Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung vorzusehen, die wirksam ist für jeweils ein Signal (beispielsweise ein "1101"-Muster), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in einer komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols durchführt, und ein "0π"-Modulationssignal (beispielsweise ein "1001"-Muster), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols durchführt, sowie einen diese Taktwiedergewinnungsvorrichtung verwendenden Demodulator.
  • Noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung vorzusehen, die selbst dann wirksam ist, wenn die Zeit für den Empfang eines Vorsatzes nicht bekannt ist, sowie einen diese Wiedergewinnungsvorrichtung verwendenden Demodulator.
  • OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
  • Eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch das Vorsehen von: einer Additionsvorrichtung zum Addieren einer gleichphasigen Komponente eines Basisbandsignals enthaltend einen Vorsatz und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals, und zum Ausgeben eines Signals nach der Addition als ein addiertes Signal; einer Subtraktionsvorrichtung zum Subtrahieren der gleichphasigen Komponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander und zum Ausgeben eines Signals nach der Subtraktion als ein subtrahiertes Signal; einer Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer auf der Empfängerseite erzeugten 1/2 Symbol-Frequenzkomponente und zum Ausgeben des berechneten Korrelationswertes als ein addiertes Korrelationssignal; einer Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2-Symbol-Frequenzkomponente und zum Ausgeben des berechneten Korrelationswertes als ein subtrahiertes Korrelationssignal; einer Vektorauswahlvorrichtung zum Vergleichen der Größe des addierten Korrelationssignals und der Größe des subtrahierten Korrelationssignals für die Auswahl des größeren Korrelationssig nals, und zum Ausgeben des ausgewählten Korrelationssignals als ein ausgewähltes Korrelationssignal; und einer Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen einer Taktphasendifferenz als ein Phasensteuersignal für die Wiedergewinnung des Symboltakts durch Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels.
  • Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung den Vektorwinkel und die Vektorlänge, die durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigt sind, berechnet, und wenn die Vektorlänge einen Schwellenwert überschreitet, bestimmt, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, und die Taktphasendifferenz durch Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignals angezeigten Vektorwinkels zu der Zeit des Überschreitens des Schwellenwertes berechnet.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung gekennzeichnet durch weiteres Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt zum Ausgeben eines wiedergewonnen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer wiedergewonnenen 1/2-Symbol-Frequenzkomponente, und zum Bewirken einer Phasensteuerung zur Verringerung eines Zeitfehlers bis auf "0" herab durch Verwendung der Taktphasendifferenzinformationen.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass: die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert, die Korrela tionsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung und die Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt für ihre Verarbeitung ein durch den wiedergewonnenen Abtasttakt abgetastetes Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die wiedergewonnene 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung gekennzeichnet durch weiteres Vorsehen von: einer Phasenerfassungsvorrichtung zum Erfassen der Taktphase durch Verwendung des durch den wiedergewonnenen Abtasttakt abgetasteten Basisbandsignals und zum Ausgeben des erfassten Signals als ein phasenerfasstes Signal; und eine Durchschnittswertbildungsvorrichtung für das phasenerfasste Signal zum Bilden des Durchschnitts des phasenerfassten Signals und zum Ausgeben des Durchschnitts als ein Phasenvoreil-/-nacheilsignal; wobei die Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt sowohl die Taktphasendifferenzinformationen als auch das Phasenvoreil-/-nacheilsignal verwendet, um die Phasensteuerung für die Verringerung des Taktfehlers auf "0" herab zu bewirken.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung gekennzeichnet durch weiteres Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung für einen asynchronen Abtasttakt zum Ausgeben eines asynchronen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer asynchronen 1/2- Frequenzkomponente.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass: die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung und die Oszillationsvorrichtung für den asynchronen Abtasttakt für ihre Verarbeitung das durch den asynchronen Abtasttakt abgetastete Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die asynchrone 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  • Eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist gekennzeichnet durch das Vorsehen von: einer Wichtungsvorrichtung zum Wichten des ausgewählten Korrelationssignals gemäß der durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Größe der Vektorlänge, und zum Ausgeben des gewichteten ausgewählten Korrelationssignals als ein gewichtetes Korrelationssignal; und einer Durchschnittswertbildungsvorrichtung für das gewichtete Signal zum Bilden des Durchschnitts des gewichteten Korrelationssignals und zum Ausgeben des Durchschnitts als ein gewichtetes Durchschnittskorrelationssignal; wobei die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung eine Taktphasendifferenz durch Verwendung des durch das Durchschnittskorrelationssignal angezeigten Vektorwinkels berechnet.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung den Vektorwinkel und die Vektorlänge, die durch das gewichtete Durchschnittskorrelationssignal angezeigt sind, berechnet, und wenn die Vektorlänge einen Schwellenwert überschreitet, erfasst, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, und die Taktdifferenz durch Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels zu der Zeit des Überschreitens des Schwellenwerts berechnet.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung gekennzeichnet durch weiteres Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt zum Ausgeben eines wiedergewonnenen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer wiedergewonnenen 1/2-Symbol-Frequenzkomponente, und zum Bewirken einer Phasensteuerung für die Verringerung eines Zeitfehlers auf "0" herab durch Verwendung der Taktphasendifferenzinformationen.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass: die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung, die Wichtungsvorrichtung, die Durchschnittswertbildungsvorrichtung für das gewichtete Signal, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung und die Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt für ihre Verarbeitung ein von dem wiedergewonnenen Abtasttakt abgetastete Basisbandsignal verwenden; und die Korre lationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die wiedergewonnene 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass: die Durchschnittswertbildungsvorrichtung für das gewichtete Signal ein erstes Tiefpassfilter mit einer kleinen Zeitkonstanten und ein zweites Tiefpassfilter mit einer großen zeitkonstanten aufweist, denen das gewichtete Korrelationssignal zugeführt wird, und zu der Zeit der Phasensteuerung "0" in einer Quadraturkomponente und (Gleichphasenkomponente2 + Quadraturkomponente2)1/2 setzt vor der Phasensteuerung in einer Gleichphasenkomponente in jeweils dem ersten und zweiten Tiefpassfilter; die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung einen ersten Vektorwinkel und eine erste Vektorlänge, die durch das erste Tiefpassfilter angezeigt sind, berechnet, und wenn die Vektorlänge einen ersten Schwellenwert überschreitet, bestimmt, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, eine anfängliche Taktphasendifferenz durch die Verwendung des ersten Vektorwinkels berechnet, einen zweiten Vektorwinkel und eine zweite Vektorlänge, die durch das zweite Tiefpassfilter angezeigt sind, berechnet, und wenn die zweite Vektorlänge einen zweiten Schwellenwert nach der ersten Phasensteuerung überschreitet, periodisch eine Taktphasendifferenz für die Phase folgend der Verwendung durch die Verwendung des zweiten Vektorwinkels berechnet; und die Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt sowohl die anfängliche Taktphasendifferenz als auch die phasenfolgende Taktphasendifferenz als die Taktphasendiffe renzinformationen verwendet, um die Phasensteuerung zur Verringerung des Zeitfehlers auf "0" herab zu bewirken.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung gekennzeichnet durch weiteres Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung für einen asynchronen Abtasttakt zum Ausgeben eines asynchronen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer asynchronen 1/2-Symbol-Frequenzkomponente.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass: die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung, die Wichtungsvorrichtung, die Durchschnittswertbildungsvorrichtung für das gewichtete Signal, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung und die Oszillationsvorrichtung für den asynchronen Abtastakt für ihre Verarbeitung ein durch den asynchronen Abtasttakt abgetastetes Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die asynchrone 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  • Gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass: die Durchschnittswertbildungsvorrichtung für das gewichtete Signal weiterhin ein erstes Tiefpassfilter mit einer kleinen Zeitkonstanten und ein zweites Tiefpassfilter mit einer großen Zeitkonstanten, denen das gewichtete Korrela tionssignal zugeführt wird, aufweist; und die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung einen ersten Vektorwinkel und eine erste Vektorlänge, die durch das erste Tiefpassfilter angezeigt sind, berechnet, und wenn die erste Vektorlänge groß ist, einen ersten Schwellenwert überschreitet, bestimmt, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, eine anfängliche Taktphasendifferenz durch Verwendung des ersten Vektorwinkels berechnet, einen zweiten Vektorwinkel und eine zweite Vektorlänge, die durch das zweite Tiefpassfilter angezeigt sind, berechnet, und wenn die zweite Vektorlänge nach der ersten Phasensteuerung groß ist, periodisch eine Taktphasendifferenz für die Phase folgend der Verwendung durch die Verwendung des zweiten Vektorwinkels berechnet.
  • Ein Demodulator gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch: das Vorsehen von: einer Taktwiedergewinnungsvorrichtung, eine Antenne zum Empfangen eines Funksignals; einer Frequenzumwandlungsvorrichtung zur Frequenzumwandlung des von der Antenne empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; einer A/D-Umwandlungsvorrichtung zum Abtasten des durch die Frequenzumwandlungsvorrichtung umgewandelten Basisbandsignals mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate ist, durch die Verwendung des wiedergewonnenen Abtasttakts, für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal für die Zuführung zu der Taktwiedergewinnungsvorrichtung; und einer Datenbestimmungsvorrichtung zum Herausziehen von Nyquist-Punktdaten aus dem digitalen Basisbandsignal durch die Verwendung eines von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung ausgegebenen wiedergewonnenen Symboltakts, um eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten zu treffen und die bestimmten Nyquist-Punktdaten als demodulierte Daten auszugeben.
  • Ein Demodulator gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch Vorsehen von: einer Taktwiedergewinnungsvorrichtung; einer Antenne zum Empfangen eines Funksignals; einer Frequenzumwandlungsvorrichtung für die Frequenzumwandlung des von der Antenne empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; einer A/D-Umwandlungsvorrichtung zum Abtasten des durch die Frequenzumwandlungsvorrichtung umgewandelten Basisbandsignals mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate ist, durch die Verwendung des asynchronen Abtasttakts für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal zur Zuführung zu der Taktwiedergewinnungsvorrichtung; einer Dateninterpolationsvorrichtung zum Interpolieren des durch den von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung ausgegebenen asynchronen Abtasttakt abgetasteten digitalen Basisbandsignals, und zum Ausgeben der interpolierten Daten als eines interpolierten Basisbandsignals; und einer Datenbestimmungsvorrichtung zum Herausziehen eines Nyquist-Punkts aus dem von der Dateninterpolationsvorrichtung ausgegebenen interpolierten digitalen Basisbandsignal auf der Grundlage der Taktphasendifferenz, um eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten zu treffen und die bestimmten Nyquist-Punktdaten als demodulierte Daten auszugeben.
  • Ein Demodulator gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch das Vorsehen von: einer Taktwiedergewinnungsvorrichtung; eine Antenne zum Empfangen eines Funksignals; eine Frequenzumwandlungsvorrichtung zur Frequenzumwandlung des von der Antenne empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; einer A/D-Umwandlungsvorrichtung zum Abtasten des von der Frequenzumwandlungsvorrichtung umgewandelten Basisbandsignals mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate ist, durch die Verwendung des asynchronen Abtasttakts für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal zur Zuführung zu der Taktwiedergewinnungsvorrichtung; einer Dateninterpolationsvorrichtung zum Interpolieren des durch den von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung ausgegebenen asynchronen Abtasttakt abgetasteten digitalen Basisbandsignals, und zum Ausgeben der interpolierten Daten als ein interpoliertes Basisbandsignal; und einer Datenbestimmungsvorrichtung zum Herausziehen eines Nyquist-Punkts aus dem von der Dateninterpolationsvorrichtung ausgegebenen interpolierten digitalen Basisbandsignal auf der Grundlage sowohl der anfänglichen Taktphasendifferenz als auch der Taktphasendifferenz für die der Verwendung folgende Phase, um eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten zu treffen und um die bestimmten Nyquist-Punktdaten als demodulierten Daten auszugeben.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 1 illustriert.
  • 2 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration der Vektorauswahlvorrichtung illustriert.
  • 3 ist ein Wellenformdiagramm, das ein addiertes Signal eines Vorsatzes zeigt.
  • 4 ist ein Wellenformdiagramm, das ein subtrahiertes Signal des Vorsatzes zeigt.
  • 5 ist ein Wellenformdiagramm, das ein addiertes Signal des Vorsatzes zeigt.
  • 6 ist ein Wellenformdiagramm, das ein subtrahiertes Signal des Vorsatzes zeigt.
  • 7 ist ein Wellenformdiagramm, das ein addiertes Signal des Vorsatzes zeigt.
  • 8 ist ein Wellenformdiagramm, das ein subtrahiertes Signal des Vorsatzes zeigt.
  • 9 ist ein Signalraumdiagramm, das ein Korrelationssignal für einen addierten und ein Korrelationssignal für einen subtrahierten Wert zu der Zeit des Empfangens eines Vorsatzsignals zeigt.
  • 10 ist ein Signalraumdiagramm, das ein Korrelationssignal für einen addierten Wert und ein Korrelationssignal für einen subtrahierten Wert zu der Zeit des Empfangens eines Vorsatzsignals zeigt.
  • 11 ist en Wellenformdiagramm, das die Arbeitsweise der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung bei dem Ausführungsbeispiel 1 zeigt:
  • 12 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 2 illustriert.
  • 13 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 3 illustriert.
  • 14 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 4 illustriert.
  • 15 ist ein Wellenformdiagramm, das die Arbeitsweise der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung bei dem Ausführungsbeispiel 4 zeigt.
  • 16 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 5 illustriert.
  • 17 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines herkömmlichen Demodulators darstellt;
  • 18 ist ein Signalraumdiagramm, das ein "1101"-Muster zeigt.
  • 19 ist ein Signalraumdiagramm, das das Ausgangssignal einer Vorrichtung zum konjugiert komplexen Multiplizieren zeigt.
  • 20 ist ein Signalraumdiagramm, das das Ausgangssignal einer Vorrichtung zum konjugiert komplexen Multiplizieren zeigt.
  • 21 ist ein Diagramm, das einen Korrelationswert und einen Zeitfehler zeigt.
  • 22 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines anderen herkömmlichen Demodulators darstellt.
  • 23 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration einer Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung darstellt.
  • 24 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration einer anderen Vektorkombinations-/-aus wahlvorrichtung darstellt.
  • 25 ist ein Signalraumdiagramm, das ein "1001"-Muster zeigt.
  • 26 ist ein Wellenformdiagramm, das eine Gleichphasenkomponente eines Vorsatzsignals zeigt.
  • 27 ist ein Wellenformdiagramm, das eine Quadraturkomponente des Vorsatzsignals zeigt.
  • 28 ist ein Signalraumdiagramm, das ein Beispiel für den Korrelationswert zeigt.
  • 29 ist ein Signalraumdiagramm, das ein "1001"-Muster zeigt.
  • 30 ist ein Wellenformdiagramm, das eine Gleichphasenkomponente eines Vorsatzsignals zeigt.
  • 31 ist ein Wellenformdiagramm, das eine Quadraturkomponente des Vorsatzsignals zeigt.
  • 32 ist ein Signalraumdiagramm, das ein Beispiel für den Korrelationswert zeigt.
  • 33 ist ein Signalraumdiagramm, das ein Beispiel für den Korrelationswert zeigt.
  • 34 ist ein Signalraumdiagramm, das ein Beispiel für den Korrelationswert zeigt.
  • BESTE ART DER AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
  • Nachfolgend wird eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der Taktwiedergewinnungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung und das die Vorrichtung verwendenden Demodulators mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen gegeben.
  • Ausführungsbeispiel 1
  • 1 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 1 illustriert. In 1 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Antenne zum Empfangen eines Funksignals; 20 bezeichnet eine Frequenzumwandlungsvorrichtung für die Frequenzumwandlung des von der Antenne 10 empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; 30 und 31 bezeichnen A/D-Wandler jeweils zum Abtasten der von der Frequenzumwandlungsvorrichtung 20 umgewandelten Basisbandsignalfrequenz mit einer Rate die zweimal höher als eine Symbolrate ist, für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal; 40 bezeichnet eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung zum Durchführen einer Taktsynchronisation unter Verwendung der von den A/D-Umwandlungsvorrichtungen 30 und 31 umgewandelten digitalen Basisbandsignale; und 60 bezeichnet eine Datenbestimmungsvorrichtung, die Nyquist-Punktdaten aus den digitalen Basisbandsignalen herauszieht durch die Verwendung eines von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 ausgegebenen wiedergewonnenen Symboltakts und eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten trifft.
  • In der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 bezeichnet die Bezugszahl 41a eine Additionsvorrichtung zum Addieren einer Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals; 41b bezeichnet eine Subtraktionsvorrichtung zum Subtrahieren der Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander; 42a bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für einen addierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; 42b bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für einen subtrahierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; 43 bezeichnet eine Vektorauswahlvorrichtung, die die Größe des Korrelationssignals für den addierten Wert und die Größe des Korrelationssignals für den subtrahierten Wert vergleicht und das größere Korrelationssignal auswählt; 44 bezeichnet eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen einer Taktphasendifferenz unter Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels; und 45 bezeichnet einen VCO (Oszillationsvorrichtung für einen wiedergewonnenen Abtasttakt), der die Phasen eines wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symbolstakts steuert, um einen Zeitfehler auf "0" herab zu verringern. 2 ist ein Blockschaltbild der Vektorauswahlvorrichtung 43, in welchem die Bezugszahl 43a eine Erfassungsvorrichtung für einen maximalen Absolutwert und 43b eine Auswahlvorrichtung bezeichnen.
  • Als Nächstes wird die Arbeitsweise des Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 1 beschrieben. Die An tenne 10 empfängt ein Datenblocksignal im HF-Band, und die Frequenzumwandlungsvorrichtung 20 führt eine Frequenzumwandlung des HF-Band-Datenblocksignals in ein Basisband-Datenblocksignal durch. Das Datenblocksignal beginnt mit einem Vorsatzsignal, dem signifikante Daten folgen.
  • Das Vorsatzsignal zur Verwendung bei dem Ausführungsbeispiel 1 kann entweder ein solches Signal (beispielsweise ein "1101"-Muster) wie in 18 dargestellt sein oder ein solches Signal (beispielsweise ein "1001"-Muster) wie in 25 dargestellt sein.
  • Der A/D-Wandler 30 tastet die Gleichphasenkomponente des empfangenen Basisbandsignals zu Zeiten t = τ + iT/2 (worin i = 1, 2, 3, ..., τ ein Zeitfehler (–T/2 ≤ τ < T/2) und T eine Symbolperiode sind) ab und gibt eine abgetastete Datenfolge Ii (worin i = 1, 2, 3, ...) aus. In gleicher Weise tastet der A/D-Wandler 31 die Quadraturkomponente des empfangenen Basisbandsignals zu Zeiten t = τ + iT/2 ab und gibt eine abgetastete empfangene Datenfolge Qi (worin i = 1, 2, 3, ...) aus.
  • Die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 verwendet die empfangene Datenfolge Ii (worin i = 1, 2, 3, ...) und die empfange Datenfolge Qi (worin i = 1, 2, 3, ...), um ein Vorsatzsignal (Ipi, Qpi) in dem Datenblocksignal zu erfassen und den Zeitfehler τ durch die Verwendung des Vorsatzsignals zu berechnen, und bewirkt eine Phasensteuerung des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts, um den Zeitfehler τ auszulöschen. Der wiedergewonnene Symboltakt ist ein Takt der Symbolperiode, der durch Frequenzteilung des wiedergewonnenen Abtasttakts auf 1/2 erhalten wurde.
  • Die Datenbestimmungsvorrichtung 60 verriegelt durch den wiedergewonnenen Symboltakt Daten an den Nyquist-Punkten von signifikanten Zufallsdatenfolgen Idi und Qdi (worin i = 1, 2, 3, ...) folgend dem Vorsatz nach der Erfassung des Vorsatzes und der Beseitigung des Zeitfehlers τ durch die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40. Die Datenbestimmungsvorrichtung verwendet die verriegelten Nyquist-Punktdaten, um über die Daten zu entscheiden, und gibt demodulierte Daten aus. Als Nächstes wird die Arbeitsweise der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 beschrieben. Zuerst addiert die Additionsvorrichtung 41a eine Gleichphasenkomponente I(t) und eine Quadraturkomponente Q(t) des empfangenen Signals und gibt das Ergebnis der Addition als ein addiertes Signal aus. Andererseits subtrahiert die Subtraktionsvorrichtung 41b die Gleichphasenkomponente I(t) und die Quadraturkomponente Q(t) des Vorsatzsignals voneinander und gibt das Ergebnis der Subtraktion als ein subtrahiertes Signal aus. Die Subtraktion kann entweder (I(t) – Q(t)) oder (Q(t) – I(t)) sein. Genauer gesagt, die Additionsvorrichtung 41a gibt das in 3 gezeigte addierte Signal durch die folgende Gleichung (21a) aus. Ai = Ii + Qi (21a)
  • Die Subtraktionsvorrichtung 41b gibt das in 4 gezeigte subtrahierte Signal gemäß der folgenden Gleichung (21b) aus. Si = Ii – Qi (21b)
  • Mit dieser einfachen Additionsvorrichtung 41a und Subtraktionsvorrichtung 41b ist es bei der Taktwie dergewinnungsvorrichtung 40 möglich, in dem Fall des Empfangs des Vorsatzsignals (Ii = Ipi, Qi = Qpi) entweder das addierte Signal oder das subtrahierte Signal mit einer großen 1/2 Symbol-Frequenzkomponente zu erhalten, ungeachtet des Wertes der Trägerphase θc [Grad].
  • Wenn beispielsweise die Trägerphase θc [Grad] in dem Bereich von (90 < θc < 180) oder (270 < θc < 360) ist, wie in 25 gezeigt ist, sind die Gleichphasenkomponente und die Quadraturkomponente des Vorsatzsignals in der Phase entgegengesetzt, wie in den 26 und 27 gezeigt ist; da die Gleichphasen- und die Quadraturkomponente des Vorsatzsignals einander auslöschen, wie in 3 gezeigt ist, ist die Amplitude des addierten Signals verringert, während die Amplitude des subtrahierten Signals vergrößert ist durch die Kombination der Gleichphasenkomponente und der – (Quadraturkomponente des Vorsatzsignals, wie in 4 dargestellt ist.
  • Andererseits sind, wenn die Trägerphase θc in dem ereich von (0 < θc < 90) oder (180 < θc < 270) ist, wie in 29 gezeigt ist, die Gleichphasenkomponente und die Quadraturkomponente des Vorsatzsignals in Phase miteinander, wie in den 3 und 31 dargestellt ist; daher wird die Amplitude des subtrahierten Signals durch gegenseitige Auslöschung der gleichphasigen und der – (Quadraturkomponente) des Vorsatzsignals verringert, wie in 8 gezeigt ist, während die Amplitude des addierten Signals erhöht ist durch die Kombination der Gleichphasenkomponente und der Quadraturkomponente des Vorsatzsignals, wie in 7 gezeigt ist.
  • Wie vorstehend beschrieben ist, ist augenscheinlich, dass jeweils das subtrahierte Signal in 4 und das addierte Signal in 7 eine große 1/2 Symbolfrequenz-(fs/2 = 1/(2T)-Komponente enthalten.
  • In gleicher Weise kann für den Fall des Empfangs eines Vorsatzsignals (beispielsweise eines "1101"-Musters), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols bewirkt, die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 ebenfalls jeweils eines von dem addierten Signal und dem subtrahierten Signal, das die 1/2 Symbolfrequenz-(fs/2=1(2T))-Komponente hat, erhalten, ungeachtet des Wertes, den die Trägerphase θc hat. Beispielsweise sind in dem Fall des Empfangs des Vorsatzsignals mit einer solchen Trägerphase θc wie in 18 dargestellt die Gleichphasenkomponente und die Quadraturkomponente des Vorsatzsignals in der Phase entgegengesetzt, wie in 5 gezeigt ist, und es ist ersichtlich, dass das in 6 gezeigte subtrahierte Signal eine größere Amplitude als das in 5 gezeigte addierte Signal hat und eine größere 1/2 Symbolfrequenz-(fs/2=1/(2T))-Komponente hat.
  • Die folgende Beschreibung der Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung wird für den Fall des Empfangs des Vorsatzsignals, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols durchführt, wie in 25 gezeigt ist, gegeben, aber auch in dem Fall des Empfangs des Vorsatzsignals, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene bei jedem Auftreten eines Symbols durchführt, ermöglicht das Taktwidergewinnungsschema nach dem Ausführungsbeispiel 1 eine Implementierung der nachfolgend beschriebenen Operation aus den vorstehend gegebenen Gründen (die 1/2 Symbolfrequenz-(ff/2=1/(2T))-Komponente kann in jeweils einem von dem addierten Signal und dem subtrahierten Signal erhalten werden.
  • Die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42a für den addierten Wert berechnet die Korrelation des addierten Signals zu der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t]. Genauer gesagt, die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert führt die folgenden Multiplikationen einer Datenfolge Ai (worin i = 1, 2, 3, ...) durch: Aci = Aixcosπi/2 (22a) Asi = Aixsπi/2 (22b)
  • Die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert bildet den Durchschnitt der vorgenannten Datenfolgen (Aci, Asi) und gibt addierte Korrelationssignale (CAi, SAi) aus. Da bei den Multiplikationen der Gleichungen (22a) und (22b) cosπi/2 = 1, 0, –1, 0, ... und sinπi/2 = 0, 1, 0, –1, ... sind, können die vorstehenden Korrelationssignale (CAi, SAi) für addierte Werte leicht berechnet werden. Beispielsweise können für den Fall, dass der Durchschnitt der vorgenannten Datenfolgen über vier Symbole gebildet wird, die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert durch die folgenden Gleichungen gegeben werden. CAi = (Ai – Ai+2 +Ai+4 – Ai+6 + Ai+8 – Ai+10 + Ai+12 – Ai+14)/8 (22c) SAi = (Ai+1 – Ai+3 + Ai+5 – Ai+7 + Ai+9 – Ai+11 + Ai+13 – Ai+15)/8 (22d)
  • In gleicher Weise berechnet die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42b für den subtrahierten Wert die Korrelation des subtrahierten Signals zu der 1/2 Sym bol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t]. Genauer gesagt, die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert führt die folgenden Multiplikationen einer Datenfolge Si (worin i = 1, 2, 3, ...) durch. Sci =Sixcosπi/2 (23a) Ssi = Sixsinπi/2 (23b)
  • Die Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert bildet den Durchschnitt der vorgenannten Datenfolgen (Sci, Ssi) und gibt das addierte Korrelationssignal (CSi, SSi) aus. Da bei den Multiplikationen der Gleichungen (23a) und (23b) cosπi/2 = 1, 0, –1, 0, ... und sinπi/2 = 0, 1, 0, –1, ... sind, können die vorgenannten Korrelationssignals (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert leicht berechnet werden. Beispielsweise können für den Fall der Bildung des Durchschnitts der vorgenannten Datenfolgen über vier Symbole die Korrelationssignale (CSi, SSi) für subtrahierten Wert durch die folgenden Gleichungen gegeben werden. CSi = (Si – Si+2 + Si+4 – Si+6 + Si+8 – Si+10 + Si+12 – Si+14)/8 (23c) SSi = (Si+1 – Si+3 + Si+5 – Si+7 + Si+9 – Si+11 + Si+13 – Si+15)/8 (23d)
  • Beispielsweise ist in dem Fall, in welchem die Trägerphase θc [Grad] in dem Bereich von (90 < θc < 180) or (270 < θc < 360) zu der Zeit des Empfangs des Vorsatzsignals ist, wie in 25 gezeigt ist, da das subtrahierte Signal eine größere Amplitude als das addierte Signal hat, die durch die subtrahierten Korrelationssignale (CSi, SSi) angezeigte Vektorlänge größer als die durch die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert angezeigte Vektorlänge, wie in 9 dargestellt ist. 9 zeigt den Fall, in welchem Daten zu den in 3 und 4 gezeigten Zeitpunkten abgetastet werden.
  • Andererseits ist beispielsweise, wenn die Trägerphase θc [Grad] in dem Bereich von (0 < θc < 90) oder (180 < θc < 270) ist, wie in 15 gezeigt ist, da das addierte Signal eine größere Amplitude als das Subtrahierte Signal hat, die durch die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert angezeigte Vektorlänge größer als die durch die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert angezeigte Vektorlänge, wie in 10 dargestellt ist. 10 zeigt den Fall, in welchem Daten zu den in den 7 und 8 angezeigten Zeitpunkten abgetastet werden.
  • Zu der Zeit des Empfangs von keinem Signal (zu der Zeit des Empfangs nur von Störungen bei Abwesenheit von zu empfangenden Signalen) oder während des Empfangs eines dem Vorsatz folgenden signifikanten Datenbereichs zeigen jeweils die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert und die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert eine kleine Vektorlänge an, da die 1/2 Symbol-Frequenzkomponente nicht während einer langen Zeit existiert.
  • Die Vektorauswahlvorrichtung 43 wählt diejenigen der Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert und der Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert aus, die die größere Vektorlänge anzeigen, und gibt sie als ausgewählte Korrelationssignale (COi, SOi) aus. Die Arbeitsweise der Vektorauswahlvorrichtung 43 wird mit Bezug auf 2 beschrieben. Die Erfassungsvorrichtung 43a für den maximalen Absolutwert führt dieselbe Operation wie in dem Fall der herkömmlichen Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 durch, um den maximalen der Abso lutwerte |Cai|, |SAi|, |CSi| und |SSi| der Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert und der Korrelationssignale (CSi, SSi) zu erfassen.
  • Die Auswahlvorrichtung 43b wählt die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert aus, wenn der von der Erfassungsvorrichtung 43a für den maximalen Absolutwert erfasste maximale Wert jeweils einer von |CAi| und |SAi| ist, und sie wählt die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert aus, wenn der maximale Wert jeweils einer von |CSi| und |SSi| ist. Die ausgewählten Signale werden als die ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi) ausgegeben.
  • Die Arbeitweise der Vektorauswahlvorrichtung 43 zu der Zeit des Empfangs des Vorsatzsignals ist wie nachfolgend beschrieben. Wenn die Trägerphase θc [Grad] in dem Bereich von (90 < θc < 180) oder (270 < θc < 360) ist, wie in 25 gezeigt ist, ist die durch die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert angezeigte Vektorlänge größer als die durch die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert angezeigte Vektorlänge, wie in 9 dargestellt ist, und folglich wählt die Vektorauswahlvorrichtung 43 die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert aus und gibt die ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi) = (CSi, SSi) aus.
  • Andererseits ist, wenn die Trägerphase θc [Grad] in dem Bereich von (0 < θc < 90) oder (180 < θc < 270) ist, wie in 29 dargestellt ist, die durch die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert angezeigte Vektorlänge größer als die durch die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert angezeigte Vektorlänge, wie in 10 dargestellt ist, und folglich wählt die Vektorauswahlvorrichtung 43 die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert aus und gibt die ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi) = (CAi, SAi) aus.
  • Wenn keine Signale empfangen werden (während des Empfangs nur von Störungen bei Abwesenheit von zu empfangenen Signalen) oder während des Empfangs des dem Vorsatz folgenden signifikanten Datenbereichs zeigen jeweils die Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert und die Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert eine kleine Vektorlänge an, und die Vektorauswahlvorrichtung führt einen Vorgang des zufälligen Auswählens jeweils der einen von den Korrelationssignalen (CAi, SAi) für den addierten Wert und der Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert durch.
  • Als Nächstes führt die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44 die folgenden beiden Prozesse gleichzeitig durch. Der eine Prozess besteht in der Berechnung der Vektorlänge Vi der ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi). Die Vektorlänge Vi kann gemäß Gleichung (24a) berechnet werden, aber wenn es erwünscht ist, die Rechenkomplexität zu verringern, kann sie auch gemäß Gleichung (24b) berechnet werden. Vi = (|COi|2 + |SOi|2)1/2 (24a) Vi = max(|COi|2|SOi|) (24b)
  • Wenn es erwünscht ist, die Umwandlungsverarbeitung für den Absolutwert, um |COi| und |SOi| zu erhalten, zu verringern, ist es erforderlich, nur selektiv |CAi|, |SAi|, |CSi| und |SSi| zu verwenden, berechnet durch die Erfassungsvorrichtung 43a für den maximalen Absolutwert, gemäß dem erfassten Maximalwertsignal.
  • Der andere Vorgang dient zum Erfassen des Vektorwinkels θoi = tan–1(SOi/COi) (25)der durch die ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi) angezeigt wird. Da θoi eine Taktphasendifferenz ist, wenn sie durch den Zweisymbol-Periode (2T) normiert ist, wie es der Fall bei dem vorgenannten θT ist, ist die Taktphase θri [Grad], wenn sie durch die Symbolperiode (T) normiert ist, gegeben durch Gleichung (26). θri = θoimod360 (26)
  • Während die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 das Vorsatzsignal empfängt, zeigt die Vektorlänge Vi einen großen Wert, und die Taktphasendifferenz θri [Grad] wird ein bestimmter Wert. Wenn beispielsweise ein derartiges Vorsatzsignal wie in 25 gezeigt zu den in den 26 und 27 gezeigten Zeitpunkten abgetastet wird, werden die in 9 gezeigten Korrelationssignale (CSi, SSi) für den subtrahierten Wert von der Vektorauswahlvorrichtung 43 ausgewählt, und die Vektorlänge ist Vi und der Vektorwinkel ist θoi. Andererseits werden, wenn ein derartiges Vorsatzsignal wie in 29 gezeigt zu denselben Zeitpunkten wie vorstehend erwähnt abgetastet wird (d.h., in dem Fall der 30 und 31), die in 10 gezeigten Korrelationssignale (CAi, SAi) für den addierten Wert von der Vektorauswahlvorrichtung 43 ausgewählt, und die Vektorlänge ist Vi und der Vektorwinkel ist θoi.
  • θoi in 9 und θoi in 10 unterscheiden sich um 180 [Grad] voneinander, aber durch die Verarbeitung nach Gleichung (26) stimmen θri, der von θoi in 9 abgeleitet ist, und θri, der von θoi in 10 abgeleitet ist, miteinander überein.
  • Andererseits ist, während die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 keine Signale empfängt (nur Störungen bei Abwesenheit von zu empfangenden Signalen werden empfangen) oder wenn der dem Vorsatz folgende signifikante Datenbereich empfangen wird, die Vektorlänge Vi klein und die Taktphasendifferenz θri [Grad] wird auch ein unbestimmter Wert. Die Gewissheitsbeziehung zwischen Vi und θri ist in 11 gezeigt.
  • Somit kann selbst in dem Fall, in welchem die Zeit für den Empfang des Datenblocksignals nicht bekannt ist und die Zeit der Ankunft des Vorsatzes nicht bekannt ist, der Zeitfehler τ durch die nachfolgend beschriebene Verarbeitung berechnet werden.
  • D.h., die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung überwacht die Vektorlänge Vi, und wenn Vi groß ist, bestimmt sie "Empfang des Vorsatzsignals" und verriegelt die Taktphasendifferenz θri [Grad] zu dem in 11 gezeigten Zeitpunkt. Da die verriegelte Taktphasendifferenz θs [Grad], wie aus 11 ersichtlich ist, die Taktphasendifferenz θri ist, wenn Vi groß ist, und daher hat sie einen bestimmten Wert. Die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44 berechnet den Zeitfehler τ anhand der Gleichungen (5a) und (5b) unter Verwendung der so erhaltenen Taktphasendifferenz θs und liefert ein Steuersignal zum Auslöschen des Zeitfehlers τ zu dem VCO 45 der folgenden Stufe.
  • In dem Fall, in welchem die Zeit zum Empfang des Datenblocksignals bekannt ist und die Zeit der Ankunft des Vorsatzes spezifiziert werden kann, ist der vorbeschriebene Vorsatzerfassungsvorgang nicht erforderlich; daher kann die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 403a bei dem Beispiel nach dem Stand der Technik anstelle der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44 verwendet werde. In diesem Fall ist die Funktion der Berechnung der Vektorlänge Vi und der Erfassung ihrer Größe nicht erforderlich – dies ermöglicht eine Verringerung des verwendeten Schaltungsaufwands.
  • Der VCO 45 empfängt das Steuersignal von der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44 und steuert die Phasen des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts, um den Zeitfehler τ auf "0" herab zu verringern.
  • Mit ihrer Konfiguration und den vorbeschriebenen Operationen erzeugt die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 gemäß dem Ausführungsbeispiels 1 die nachfolgend aufgeführten Wirkungen.
  • Zuerst können, da die Taktwiedergewinnungsvorrichtung eine einfache Konstruktion hat, die die Korrelationsberechnung für insgesamt zwei Signale durchführt, d.h. das Signal, bei dem die Gleichphasen- und Quadraturkomponenten des Vorsatzsignals addiert sind, und des Signals, bei dem die beiden Komponenten voneinander subtrahiert sind, und für die Taktphasenschätzung denjenigen der beiden sich ergebenden Korrelationswerte verwendet, dessen Vektorlänge größer als die andere ist, der Schaltungsumfang und die Rechenkomplexität der Taktwiedergewinnungsvorrichtung dieses Ausführungsbeispiels verringert werden im Vergleich mit den herkömmlichen Taktwiedergewinnungsvorrichtungen 400 und 400a. Beispielsweise kann im Vergleich mit der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a eine hohe Genauigkeit der Taktphasenschätzung durch den kurzen Vorsatz erzielt werden, wie in dem Fall der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 400a, unter Verwendung der einfachen Additionsvorrichtung 41a, der Subtraktionsvorrichtung 41a und der Vektorauswahlvorrichtung 43 (2) anstelle der Verwendung der durch komplizierte Schaltungen gebildeten Vektorkombinations-/-auswahlvorrichtung 406 (23 und 24).
  • Zweitens ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach diesem Ausführungsbeispiel wirksam für das Signal (z.B. das "1101"-Muster), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, und das modulierte "0π"-Signal (z.B. das "1001"-Muster), das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt.
  • Drittens kann, da eine Taktphasenschätzung mit hoher Genauigkeit unter Verwendung des Vorsatzes und die Vorsatzerfassung gleichzeitig durch die Taktphasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 44 durchgeführt werden können, eine normale Taktphasensteuerung erzielt werden, selbst wenn der Zeitpunkt des Empfangs des Vorsatzes unbekannt ist.
  • Viertens können die vorerwähnten 1 bis 3 implementiert werden durch eine niedrige Abtastrate von 2 [Abtastungen/Symbol], wie in dem Fall des Beispiels nach dem Stand der Technik.
  • Weiterhin realisiert die Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung verwendende Demodulator eine Hochgeschwindigkeitssynchronisation und eine Hochgeschwindigkeitsresynchronisation mit einem kleinen Schaltungsaufwand und durch einen kurzen Vorsatz und erzielt eine ausgezeichnete BER (Bitfehlerrate) in dem dem Vorsatz folgenden signifikanten Datenbereich selbst in dem Fall, in welchem die Zeit für den Empfang des Datenblocksignals unbekannt ist, das beim Einschalten oder bei einer Wiederverbindung nach der Rückkehr aus einem Funkschatten erzeugt wird.
  • Die Taktwidergewinnungsvorrichtung 45b nach dem Ausführungsbeispiel 1 ist anwendbar aus Systeme, die irgendein Modulationsschema (BPSK, QPSK, π/4QPSK, OQPSK, FSK usw.) verwenden, solange wie sie Funkübertragungssysteme sind, die das Vorsatzsignal verwenden, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, sowie die folgenden beiden Vorsatzsignale ((1) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, und (2) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt).
  • Ausführungsbeispiel 2
  • 12 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 2 illustriert. In 12 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Antenne zum Empfangen eines Funksignals; 20 bezeichnet eine Frequenzumwandlungsvorrichtung für die Frequenzumwandlung des von der Antenne 10 empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; 30 und 31 bezeichnen A/D-Wandler jeweils zum Abtasten der von der Frequenzumwandlungsvorrichtung 20 umgewandelten Basisbandsignalfrequenz mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal ist, 40a bezeichnet eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung zum Durchführen einer Taktsynchronisation unter Verwendung der von den A/D-Umwandlungsvorrichtungen 30 und 31 umgewandelten digitalen Basisbandsignale; und 60 bezeichnet eine Datenentscheidungsvorrichtung, die Nyquist-Punktdaten aus den digitalen Basisbandsignalen herauszieht durch die Verwendung eines von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 ausgegebenen wiedergewonnenen Symboltakts und eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten trifft.
  • In der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40a bezeichnet die Bezugszahl 41a eine Additionsvorrichtung zum Addieren einer Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals; 41b bezeichnet eine Subtraktionsvorrichtung zum Subtrahieren der Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander; 42a bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert, um die Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer 1/2 Symbol-Frequenzkomponente zu berechnen; 42b bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert, um die Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente zu berechnen; und 43 bezeichnet eine Vektorauswahlvorrichtung, die die Größe des Korrelationssignals für den addierten Wert und die Größe des Korrelationssignals für den subtrahierten Wert vergleicht und das größere Korrelationssignal aus wählt.
  • Weiterhin bezeichnet die Bezugszahl 44 eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen einer Taktphasendifferenz unter Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels; 45a bezeichnet einen VCO (Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt), der die Phasen eines wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts steuert, um einen Zeitfehler auf "0" herab zu verringern; 46 bezeichnet eine Phasenerfassungsvorrichtung zum Erfassen der Taktphase unter Verwendung des durch den wiedergewonnenen Abtasttakt abgetasteten Basisbandsignals; und 47 bezeichnet eine Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung für das phasenerfasste Signal, um den Durchschnitt der phasenerfassten Signale zu bilden und um den Durchschnitt als ein Phasenvoreil-/-nacheilsignal auszugeben.
  • Die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels 2 wird nachfolgend beschrieben.
  • Das Ausführungsbeispiel 2 verwendet kombiniert eine derartige herkömmliche PLL-Taktwiedergewinnungsvorrichtung, wie beispielsweise in der Literaturstelle "A Study of QPSK Timing Recovery Scheme Using Received Signal Phase Information" (geschrieben von Fujimura, Journal of the Society of Electronics, Information and Communication Engineers of Japan, Band J81-B- Nr. 6, Seiten 665–668, Juni 1998) offenbart ist, und betätigt eine PLL-Taktwiedergewinnungsvorrichtung, die aus der Phasenerfassungsvorrichtung 46, der Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 47 für das phasenerfasste Signale und dem VCO 45a zusammengesetzt ist, selbst während der Vorsatzerfassung und der Berechnung des Zeitfehlers τ gemäß dem Ausführungsbeispiel 1.
  • Die Verarbeitung durch die Additionsvorrichtung 41a und die Subtraktionsvorrichtung 41b zu der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44 ist dieselbe wie bei dem Ausführungsbeispiel 1, und bei Erfassung des Vorsatzsignals wird ein Taktphasen-Steuersignal zum Auslöschen des zu der Zeit der Erfassung des Vorsatzsignals berechneten Zeitfehlers τ als ein erstes Phasensteuersignal zu dem VCO 45a geliefert.
  • Die Phasenerfassungsvorrichtung 46 erfasst, ob die Taktphase den empfangenen Daten (Ii, Qi) voreilt oder nacheilt, auf der Grundlage beispielsweise des in der vorgenannten Literaturstelle offenbaren Schemas und gibt ein erfasstes "+1" aus, wenn die Taktphase den empfangenen Daten voreilt, und "–1", wenn die Taktphase diesen nacheilt.
  • Die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 47 für das phasenerfasste Signal bildet den Durchschnitt derartiger Voreil-/Nacheilsignale, beispielsweise durch ein Monte-Carlo-Filter, und gibt den Durchschnitt als ein zweites Phasensteuersignal aus. Der VCO 45a steuert die Phasen des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts durch das zweite Phasensteuersignal, eine Voreilung oder Nacheilung der Taktphase bewirkend in Abhängigkeit davon, ob das zweite Phasensteuersignal "positiv" oder "negativ" ist. Der VCO 45a wird üblicherweise durch das zweite Phasensteuersignal gesteuert, aber wenn der Vorsatz erfasst wird und das erste Phasensteuersignal hierin eingegeben wird, steuert er die Phasen der jeweiligen Takte unter Verwendung des ersten Phasensteuersignals anstelle der Verwendung des zweiten Phasensteuersig nals.
  • Ein Nachteil der Verwendung nur des zweiten Phasensteuersignals ist die lange Zeit, die zum einzigen der Taktphase benötigt wird, da die Voreil-/Nacheilsteuerung der Taktphase durch das zweite Phasensteuersignal beispielsweise in Schritten eines 1/16 Symbols bewirkt wird. Demgegenüber ist es ein Vorteil dieses Schemas, dass der Taktphase ermöglicht wird, während des Empfangs des dem Vorsatzsignal folgenden signifikanten Datenbereichs gefolgt zu werden.
  • Andererseits liegt ein Nachteil der Verwendung nur des ersten Phasensteuersignals darin, dass während des dem Vorsatzsignal folgenden signifikanten Datenbereichs die Taktphasendifferenz θri [Grad] unbestimmt wird und nicht verwendet werden kann. Demgegenüber besteht ein Vorteil der Verwendung des ersten Phasensteuersignals allein darin, dass eine Erfassung der Taktphasendifferenz mit hoher Genauigkeit durch ein kurzes Vorsatzsignal ermöglicht wird, wie vorstehend mit Bezug auf das Ausführungsbeispiel 1 beschrieben ist.
  • Da das Ausführungsbeispiel 2 sowohl das erste Phasensteuersignal als auch das zweite Phasensteuersignal verwendet, kompensieren die zwei vorgenannten Vorteile die zwei vorgenannten Nachteile, wodurch die folgende Wirkung zusätzlich zu den bei dem Ausführungsbeispiel 1 erhaltenen erzeugt wird.
  • D.h., dieses Ausführungsbeispiel schätzt und steuert die Taktphase mit hoher Genauigkeit durch ein kurzes Vorsatzsignal und ermöglicht gleichzeitig, dass der Taktphase selbst während des Empfangs eines bemerkenswerten zufälligen Datenbereichs gefolgt wird.
  • Wie in dem Fall des Ausführungsbeispiels 1 ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 45c des Ausführungsbeispiels 2 anwendbar auf Systeme, die irgendein Modulationsschema (BPSK, QPSK, π/4QPSK, OQPSK, FSK usw.) verwenden, solange wie sie Funkübertragungssysteme sind, die das Vorsatzsignal verwenden, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, sowie die folgenden beiden Vorsatzsignale ((1) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, und (2) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt.
  • Ausführungsbeispiel 3
  • 13 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 3 illustriert. In 13 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Antenne zum Empfangen eines Funksignals; 20 bezeichnet eine Frequenzumwandlungsvorrichtung für die Frequenzumwandlung des von der Antenne 10 empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; 30 und 31 bezeichnen A/D-Wandler jeweils für die Abtastung der von der Frequenzumwandlungsvorrichtung 20 umgewandelten Basisbandsignalfrequenz mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal ist; 40b bezeichnet eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung zum Durchführen einer Taktsynchronisation unter Verwendung der von den A/D-Umwandlungsvorrichtungen 3 und 31 umgewandelten digitalen Basisbandsignale; 70 bezeichnet eine Dateninterpolationsvorrichtung zum Interpolieren der von einem von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40b ausgegebenen asynchronen Abtasttakt abgetasteten digitalen Basisbandsignale; und 60a bezeichnet eine Datenentscheidungsvorrichtung, die Nyquist-Punktdaten aus den von der Dateninterpolationsvorrichtung ausgegebenen interpolierten Basisbandsignalen herauszieht und eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten trifft.
  • In der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40b bezeichnet die Bezugszahl 41a eine Additionsvorrichtung zum Addieren einer Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals; 41b bezeichnet eine Subtraktionsvorrichtung zum Subtrahieren der Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander; 42a bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; 42b bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; 43 bezeichnet eine Vektorauswahlvorrichtung, die die Größe des Korrelationssignals für den addierten Wert und die Größe des Korrelationssignals für den subtrahierten Wert vergleicht und das größere Korrelationssignal auswählt; 44 bezeichnet eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen einer Taktphasendifferenz unter Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels; 48 bezeichnet einen Oszillator (Oszillationsvorrichtung für einen asynchronen Abtasttakt), der einen asynchronen Abtasttakt und eine asynchrone 1/2 Symbol-Frequenzkomponente-ausgibt.
  • Die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels 3 wird nachfolgend beschrieben.
  • Während das Ausführungsbeispiel 1 als die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40 vom Rückführungstyp verwendend beschrieben wurde, die den Zeitfehler τ durch Phasensteuerung des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts durch den VCO 45 auf "0" herab verringert, kann das Ausführungsbeispiel 1 so modifiziert werden, dass es eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung vom Vorwärtsregelungstyp verwendet, wie durch die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40b beim Ausführungsbeispiel 3 angezeigt ist. D.h., der VCO 45 wird durch den Oszillator 48 ersetzt, dann wird die Dateninterpolationsvorrichtung 70 hinzugefügt und die Verarbeitung der Datenentscheidungsvorrichtung 60 wird zu der Verarbeitung der Datenentscheidungsvorrichtung 60a umgeschaltet.
  • Der Oszillator 48 gibt einen freilaufenden asynchronen Abtasttakt mit einer Periode, die zweimal höher als die Symbolperiode ist, aus. Die A/D-Wandler 30 und 31 tasten Daten mit dem asynchronen Abtasttakt mit einer Rate von 2 [Abtastungen/Symbol] ab. Die Additionsvorrichtung 41a und die Subtraktionsvorrichtung 41b führen die Addition und Subtraktion bei den asynchron abgetasteten empfangenen Daten (Ii, Qi) wie beim Ausführungsbeispiel 1 durch. Die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42a für den addierten Wert berechnet die Korrelation zwischen dem von der Additionsvorrichtung 41a ausgegebenen addierten Signal und der von dem Oszillator ausgegebenen 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t] in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel 1.
  • Die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42b für den subtrahierten Wert berechne die Korrelation zwischen dem von der Subtraktionsvorrichtung 41b ausgegebenen subtrahierten Signal und der von dem Oszillator ausgegebenen 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t] in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel 1. Die Vektorauswahlvorrichtung 43 und die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44 führen dieselbe Verarbeitung wie beim Ausführungsbeispiel 1 durch, um den Zeitfehler τ zu berechnen.
  • Die Dateninterpolationsvorrichtung 70 interpoliert die durch asynchronen Abtasten mit der Rate von 2 [Abtastungen/Symbol] erhaltenen empfangenen Daten (Ii, Qi), um empfangene Daten mit einer Zeitauflösung von beispielsweise 1/16 der Symbolperiode zu erzeugen, und gibt interpolierte empfangene Daten aus. Die Datenentscheidungsvorrichtung 60a verwendet die Informationen über den Zeitfehler τ von der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44, um einen Nyquist-Punkt der interpolierten empfangenen Daten herauszuziehen, und gibt Daten des herausgezogenen Nyquist-Punkts als demodulierte Daten aus.
  • Die vorbeschriebene Konfiguration der Taktwiedergewinnungsvorrichtung vom Vorwärtsregelungstyp nach dem Ausführungsbeispiel 3 erzeugt die folgende Wirkung zusätzlich zu denjenigen, die bei dem Ausführungsbeispiel 1 erhalten werden.
  • D.h., die Verwendung des kostengünstigen kleinen Oszillators 48 ermöglicht eine weitere Herabsetzung der Kosten und eine Verkleinerung der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40b.
  • Wie in dem Fall des Ausführungsbeispiels 1 ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 45d nach dem Ausführungsbeispiel 3 anwendbar auf Systeme, die jedes Modulationsschema (BPSK, QPSK, π/4QPSK, OQPSK, FSK usw.) verwenden, solange wie sie Funkübertragungssysteme sind, die das Vorsatzsignal verwenden, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, sowie die folgenden zwei Vorsatzsignale ((1) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, und (2) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt).
  • Ausführungsbeispiel 4
  • 14 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 4 illustriert. In 14 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Antenne zum Empfangen eines Funksignals; 20 bezeichnet eine Frequenzumwandlungsvorrichtung für die Frequenzumwandlung des von der Antenne 10 empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; 30 und 31 bezeichnen A/D-Wandler jeweils für die Abtastung der von der Frequenzumwandlungsvorrichtung 20 umgewandelten Basisbandsignalfrequenz mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal ist; 40c bezeichnet eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung zum Durchführen einer Taktsynchronisation unter Verwendung der von den A/D-Umwandlungsvorrichtungen 30 und 31 umgewandelten digitalen Basisbandsignale; und 60 bezeichnet eine Datenentscheidungsvorrichtung, die Nyquist-Punktdaten aus den digitalen Basisbandsignalen herauszieht und eine Entscheidung über die herausgezo genen Nyquist-Punktdaten trifft.
  • In der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40b bezeichnet die Bezugszahl 41a eine Additionsvorrichtung zum Addieren einer Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals; 41b bezeichnet eine Subtraktionsvorrichtung zum Subtrahieren der Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander; 41a bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; 42b bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; und 43 bezeichnet eine Vektorauswahlvorrichtung, die die Größe des Korrelationssignals für den addierten Wert und die Größe des Korrelationssignals für den subtrahierten Wert vergleicht und das größere Korrelationssignal auswählt.
  • Weiterhin bezeichnet die Bezugszahl 44a eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen einer Taktphasendifferenz unter Verwendung des durch Durchschnittskorrelationssignale angezeigten Vektorwinkels; 45 bezeichnet einen VCO (Oszillationsvorrichtung für den wiedergewonnenen Abtasttakt), der die Phasen des wiedergewonnenen Abtasttakts und eines wiedergewonnenen Symboltakts steuert; 49 bezeichnet eine Wichtungsvorrichtung zum Wichten der ausgewählten Korrelationssignale gemäß der durch die ausgewählten Korrelationssignale angezeigten Vektorlänge; 50 bezeichnet eine Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung für das gewichtete Signal zum Bilden des Durchschnitts der gewichteten Korrelationssignale; 50a be zeichnet ein erstes Tiefpassfilter mit einen kleinen Zeitkonstante, der die gewichteten Korrelationssignale zugeführt werden; und 50b bezeichnet ein zweites Tiefpassfilter mit einer großen Zeitkonstante, dem die gewichteten Korrelationssignale zugeführt werden.
  • Die Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels 4 wird nachfolgend beschrieben. Das Ausführungsbeispiel 4 führt eine Taktwiedergewinnung durch die Verwendung nicht nur des Vorsatzsignals, sondern auch eines dem Vorsatz folgenden Zufallsmustersignals durch und realisiert eine Taktsynchronisation selbst während des Empfangs des Zufallsmustersignals durch ein Schema, das gegenüber dem des Ausführungsbeispiels 2 unterschiedlich ist. Grundsätzlich zieht dieses Ausführungsbeispiel nicht nur das Vorsatzsignal heraus, sondern auch 1/2 Symbol-Frequenzkomponenten, die bündelweise in Zeitintervallen von mehreren Symbolen in dem dem Vorsatz folgenden Zufallsmustersignal vorhanden sind, und bildet den Durchschnitt von diesen für die Verwendung bei der Schätzung der Taktphase.
  • Wie früher beschrieben wurde, ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach jedem der Ausführungsbeispiele 1 bis 3 wirksam für die folgenden beiden Vorsatzsignale ((1) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, und (2) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt); der Übergang eines derartigen Signals mit der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente ist auch während des Empfangs des Zufallsmusters vorhanden, obgleich es nur mehrere Symbole lang ist.
  • Beispielsweise ist in dem Fall des QPSK-Modulationssystems die 1/2 Symbol-Frequenzkomponente in 8 Bit-Datenfolgen von insgesamt 12 nachfolgend aufgeführten Mustern vorhanden. Die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von einer von diesen beträgt nur 12/256 = 4,6%, aber durch Erfassen der 1/2 Symbol-Frequenzkomponenten, die in diesen Muster enthalten sind, und des Bildens des Durchschnitts von diesen über eine lange Zeitperiode kann eine Taktphasenschätzung mit hoher Genauigkeit selbst während des Empfangs des Zufallsmusters erzielt werden.
    Muster A: 11001100
    Muster B: 00110011
    Muster C: 01100110
    Muster D: 10011001
    Muster E: 11011101
    Muster F: 01110111
    Muster G: 11101110
    Muster H: 10111011
    Muster I: 01000100
    Muster J: 00010001
    Muster K: 10001000
    Muster L: 10001000
  • Bei dem Ausführungsbeispiel 4 nach 14 sind die Operationen von der Antenne 10 bis zu der Vektorauswahlvorrichtung dieselben wie bei dem Ausführungsbeispiel 1 mit Ausnahme eines Punktes. Dieser Unterschied besteht in der Verwendung einer kleinen Anzahl von Datenstücken, etwa {4, 8, 12}, bei der Durchschnittswertbildung der Datenfolgen nach der Multiplikation durch die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42a für den addierten Wert und der Korrelationsberechnungsvorrichtung 42b für den subtrahierten Wert. Beispielsweise ist in dem Fall der Berechnung der Korrelation zu irgendeinem der 8 Bit-Muster A bis L die Anzahl von Datenstücken für die Durchschnittswertbildung acht aufeinander folgende Datenstücke.
  • Die Wichtungsvorrichtung 49 berechnet die Vektorlänge VOi der ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi), multipliziert dann (COi, SOi) mit einem Wichtungswert α entsprechend der Größe von VOi und gibt die multiplizierten Ergebnisse als gewichtete Korrelationssignale (CWi, SWi) aus. CWi = αCOi (27a) SWi = αCOi (27b)
  • In diesem Fall nimmt die Vektorlänge VOi einen sehr großen Wert für den fall des Empfangs der vorgenannten Muster A bis D an. Sie nimmt einen großen Wert für den Fall des Empfangs der vorgenannten Muster E bis L an. In dem Fall des Empfangs anderer Muster nimmt sie einen kleinen Wert an.
  • Daher kann die Wichtungsvorrichtung 49 nur die Korrelationsinformationen während des Empfangs der vorgenannten Muster A bis L herausziehen, indem die Wichtung auf der Grundlage der Vektorlänge VOi durchgeführt wird, wie durch die Gleichungen (27a) und (27b) angezeigt ist. Beispielsweise wird in dem Fall, in welchem VOi als dreiwertig unter Verwendung von zwei Schwellenwerten erfasst wird und VOi einen sehr großen Wert hat, α = 1 gesetzt. Wenn VOi einen großen Wert hat, wird α = 1/2 gesetzt. Weiterhin wird, wenn VOi einen kleinen Wert hat, α = 0 gesetzt.
  • Mit einer derartigen Einstellung werden die ausgewählten Korrelationssignale (COi, SOi) mit unbestimm ten Taktphaseninformationen mit Ausnahme der vorgenannten Muster A bis L nicht zu der nachfolgenden Stufe ausgegeben. Von den Mustern A bis L enthalten die Muster A bis D viele 1/2 Symbol-Frequenzkomponenten, die wahrscheinlich Taktphaseninformationen haben, die gewisser als die der Muster E bis L sind; da eine schwere Wichtung während des Empfangs von diesen durchgeführt wird, werden die bei der Taktphasenschätzung wirksamen 1/2 Symbol-Frequenzkomponenten wirksam herausgezogen.
  • Die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal bildet den Durchschnitt der gewichteten Korrelationssignale (CWi, SWi) und gibt die Durchschnittswerte als durchschnittliche gewichtete Korrelationssignale (ΣCWi, ΣSWi) aus. DA die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal mit schwer gewichteten (beispielsweise mit "1" multiplizierten) Korrelationssignalen (CWi, SWi) während des Empfangs des Vorsatzes beliefert wird, können genaue Taktphasendifferenzinformationen mit einer kleinen Anzahl von Datenstücken erhalten werden. Während des Empfangs des Vorsatzes ist es erforderlich, Taktinformationen über das vorher empfangene Datenblocksignal schnell zu löschen und die Taktinformationen über das gegenwärtig empfangene Datenblocksignal schnell zu erwerben. Daher ist es während des Empfangs des Vorsatzsignals erforderlich, die Bildung des Durchschnittswertes mit einer kleinen Anzahl von Datenstücken durchzuführen.
  • Andererseits ist es während des Empfangs von signifikanten Zufallsdaten, da der Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal viele leicht gewichtete (beispielsweise mit "0" multiplizierte) Korrelationssignale (CWi, SWi) zugeführt wer den, erforderlich, um genaue Taktinformationen zu erhalten, die Bildung des Durchschnitts unter Verwendung einer großen Anzahl von Datenstücken entsprechend einigen zehn bis hunderten von Symbolen durchzuführen.
  • Zu diesem Zweck ist die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal mit dem ersten Tiefpassfilter 50a mit einer kleinen Zeitkonstanten für das Vorsatzsignal und dem zweiten Tiefpassfilter 50b mit einer großen Zeitkonstanten für signifikante Zufallsdaten versehen, und sie gibt Ausgangsinformationen (Σ1CWi, Σ1SWi) und (Σ2CWi, Σ2SWi) aus beiden Filtern aus. Beispielsweise führt in dem Fall der Verwendung von zwei IIR(unbegrenztes Ansprechen auf einen Impuls)-Filtern, die eine Beziehung β < γ (wobei 0 < β < 1 und 0 < γ < 1) haben, das erste IIR-Filter die folgende Verarbeitung durch. Σ1CWi = βΣCWi-1 + CWi (28a) Σ1SWi = βΣSWi-1 + SWi (28b)
  • Das zweite IIR-Filter führt die folgende Verarbeitung durch. Σ2CWi = γΣCwi-1 + CWi (29a) Σ2SWi = γΣSWi-1 + SWi (29b)
  • Die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a führt gleichzeitig die Vorsatzerfassung und die Taktphasenschätzung unter Verwendung des Vorsatzes gemäß der folgenden Verarbeitung durch und führt die Taktphasenschätzung während des Empfangs der signifikanten Zufallsdaten ebenfalls durch.
  • Die erste Verarbeitung dient zum Berechnen einer normierten Vektorlänge V1i, die durch das Ausgangssignal (Σ1CWi, Σ1SWi) der Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal angezeigt wird. V1i = β(Σ1CWi 2 + Σ1SWi 2)1/2 (30a)und einer normierten Vektorlänge V2i, die durch das Ausgangssignal (Σ2CWi, Σ2SWi) der Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal angezeigt wird, V2i= γ(Σ2CWi 2 + Σ2SWi 2)1/2 (30b)
  • Die zweite Verarbeitung dient zum Verriegeln einer Taktphasendifferenz θr1i, die durch die folgende Gleichung erhalten wird, wenn V1i einen großen Wert annimmt (wenn beispielsweise V1i größer als ein bestimmter Schwellenwert εp1 wird).
  • θr1i ist der Vektorwinkel, der durch (Σ1CWi, Σ1SWi) angezeigt wird. θr1i = 2θr1imod360 (31)
  • Die dritte Verarbeitung dient zum Berechnen eines Zeitfehlers τ1 durch die Gleichungen (32a) und (32b) unter Verwendung der θr1i-verriegelten Taktphasendifferenz θ1s = θr1i und zum Liefern eines ersten Steuersignals zum Auslöschen des Zeitfehlers τ1 zu dem VCO 45 der folgenden Stufe.
    Wenn θ1s > 180 [Grad]: τ1 = (θ1s – 360)T/360) (32a) Wenn θs ≤ 180 [Grad]: τ1 = (θ1s)T/360 (32b)
  • Bei der vierten Verarbeitung wird nach der Phasensteuerung durch das erste Steuersignal (nachfolgend als erste Phasensteuerung bezeichnet) die Taktphasendifferenz 0 [Grad] und die Taktphasendifferenzinformationen, die in die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal eingegeben werden, unterscheiden sich vor und nach der ersten Phasensteuerung; daher wird nach der ersten Phasensteuerung die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal so gesteuert, dass die durch die Vektoren (Σ1CWi, Σ1SWi) und (Σ2CWi, Σ2SWi) angezeigten Vektorwinkel in der Richtung von 0 [Grad] gesetzt werden. Σ1CWi = (Σ1CWi-1 2 + Σ1SWi-1 2)1/2 (33a) Σ1SWi = 0 (33b) Σ2CWi = (Σ2CWi-1 2 + Σ2SWi-1 2)1/2 (34a) Σ2SWi = 0 (34b)
  • Die fünfte Verarbeitung dient zum Berechnen einer Taktphasendifferenz θr2i gemäß der folgenden Gleichung.
  • θr2i ist der Vektorwinkel, der durch (Σ2CWi, Σ2SWi) angezeigt wird. θr2i = 2θ2imod360 (35)
  • Bei der sechsten Verarbeitung wird, wenn den folgenden zwei Bedingungen (Bedingung A und Bedingung B) nach der ersten Phasensteuerung genügt ist, θr2i verriegelt als Taktphasendifferenzinformationen, die von einem signifikanten Datenbereich eines empfangenen Signals abgeleitet sind, dann die verriegelte Taktphasendifferenz θ2s = θr2i verwendet zum Berechnen eines Zeitfehlers τ2 gemäß den Gleichungen (36a) und (36b), und ein zweites Steuersignal zum Auslöschen des Zeitfehlers τ2 wird zu dem VCO 45 geliefert.
  • In diesem Fall ist die Bedingung A die "Taktphasendifferenz zwischen θr1i und θr2i (beispielsweise ist |θr1i – θr2i| ≤ 45 [Grad]."
  • Die Bedingung B ist "V2i ist groß (beispielsweise ist V2i größer als ein Schwellenwert εp2)".
    In dem Fall von θ2s > 180 [Grad]: τ2 = (θ2s – 360)T/360 (36a)In dem Fall von θ2s ≤ 180 [Grad]: τ2 = (θ2s)T/360 (36b)
  • Bei der siebenten Verarbeitung besteht nach der Phasensteuerung durch das zweite Steuersignal (nachfolgend als zweite Phasensteuerung bezeichnet) ebenfalls die Möglichkeit, dass die Taktphasendifferenz Informationen, die in die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal eingegeben werden, vor und nach der zweiten Phasensteuerung unterschiedlich sind; daher wird nach der zweiten Phasensteuerung die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal gemäß den Gleichungen (33a), (33b), (34a) und (34b) so gesteuert, dass die durch die Vektoren (Σ1CWi, Σ1SWi) und (Σ2CWi, Σ2SWi) angezeigten Vektorwinkel in der Richtung von 0 [Grad] gesetzt werden.
  • Bei der achten Verarbeitung wird in dem Fall des Bewirkens einer dritten und nachfolgenden Phasensteuerung während des kontinuierlichen Empfangs der signifikanten Zufallsdaten eine Prüfung durchgeführt, um zu sehen, ob die vorgenannte Bedingung B hält, mit einer Periode von mehreren zehn Symbolen, nachdem die zweite Phasensteuerung durchgeführt ist, und wenn die Bedingung hält, wird der durch (Σ2CWi, Σ2SWi) zu dieser Zeit angezeigte Vektorwinkel θr2i verriegelt, dann wird die verriegelte Taktphasendifferenz θ2s = θr2i verwendet, um den Taktfehler τ2 gemäß den Gleichungen (36a) und (36b) zu berechnen, und das zweite Steuersignal zum Auslöschen des Zeitfehlers τ2 wird zu dem VCO 45 geliefert. Gleichzeitig wird eine Steuerung gemäß den Gleichungen (33a), (33b), (34a) und (34b) bei der Durchschnittswertsbildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal durchgeführt, um die durch die Vektoren (Σ1CWi, Σ1SWi) und (Σ2CWi, Σ2SWi) angezeigten Vektorwinkel auf 0 [Grad] zu setzen.
  • Bei der neunten Verarbeitung wird entschieden, wenn V1i in dieser Zeitspanne wieder einen großen Wert annimmt (wenn beispielsweise V1i größer als der bestimmte Schwellenwert εp1 wird), dass das nächste Datenblocksignal empfangen wurde, Rückkehr zu der zweiten Verarbeitung.
  • 15 zeigt ein Beispiel für die Arbeitsweise der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung. Da die Anzahl von für die Durchschnittswertbildung durch die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das ge wichtete Signal verwendeten Datenstücken klein ist, hat V1i nur einen großen Wert während des Empfangs des Vorsatzsignals, aber ist klein während des Empfangs des Zufallsdatenbereichs, da die Anzahl von für die Durchschnittswertbildung durch die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichteten Signal verwendeten Datenstücken klein ist. Andererseits nimmt V2i häufig während des Empfangs des Vorsatzsignals einen kleinen Wert an, da die Anzahl von für die Durchschnittswertbildung durch die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal verwendeten Datenstücken groß ist und Informationen über das vorhergehende Datenblocksignal manchmal verbleiben können, aber während des Empfangs des Zufallsdatenbereichs hat es einen ausreichend großen Wert.
  • Demgemäß wird, wie in 15 dargestellt ist, die erste Phasensteuerung durch die erste bis vierte Verarbeitung während des Empfangs des Vorsatzes durchgeführt, und die zweite und nachfolgende Phasensteuerung wird während des Empfangs des Datenbereichs durchgeführt.
  • Schließlich spricht der VCO 45 auf das Steuersignal von der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a an, um die Phasen des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts zu steuern, wodurch der Zeitfehler τ "0" herab verringert wird.
  • Somit implementiert das Ausführungsbeispiel 4 wie in dem Fall des Ausführungsbeispiels 1 eine Taktphasenschätzung hoher Genauigkeit während einer kurzen Zeit bei Empfang dieser Vorsatzsignale, während es gleichzeitig eine Taktsynchronisation selbst während des Empfangs des Zufallsmustersignals durch ein gegenüber dem des Ausführungsbeispiels 2 unterschiedlichen Schema erzielt.
  • Für den Fall, dass die Zeit des Empfangs des Datenblocksignals bekannt ist und die Ankunftszeit des Vorsatzes spezifiziert werden kann, kann die vorbeschriebene Verarbeitung erheblich reduziert werden. Dies führt zu den nachfolgend beschriebenen Modifikationen.
  • Zuerst wird die Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal allein durch das erste Tiefpassfilter 50a gebildet, und die Zeitkonstante (beispielsweise der Vergesslichkeitskoeffizient β in den Gleichungen (28a) und (28b)) des ersten Tiefpassfilters 50a wird zwischen einem kleinen Wert während des Empfangs des Vorsatzsignals und einem großen Wert während des Empfangs der signifikanten Zufallsdaten umgeschaltet.
  • Zweitens wird, da der Vorsatzerfassungsvorgang nicht erforderlich ist, der Zeitfehler τ anhand des Vektorwinkels berechnet, der durch das Ausgangssignal (Σ1CWi, Σ1SWi) des ersten Tiefpassfilters 50a angezeigt wird, unter Verwendung der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 403a des Beispiels nach dem Stand der Technik anstelle der Verwendung der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a.
  • Die vorbeschriebenen zwei Modifikationen ermöglichen eine erhebliche Reduktion des Schaltungsumfangs.
  • Somit erzeugt die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40c nach dem Ausführungsbeispiel 4 die folgende Wirkung zusätzlich zu denjenigen, die bei dem Ausführungsbeispiel 1 erhalten werden.
  • D.h., die Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach diesem Ausführungsbeispiel führt eine Taktphasenschätzung mit hoher Genauigkeit und eine Steuerung mit einem kurzen Vorsatzsignal durch, während gleichzeitig ermöglicht wird, dass der Taktphase selbst während des Empfangs des signifikanten Zufallsdatenbereichs gefolgt wird.
  • Wie in dem Fall des Ausführungsbeispiels 1 ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 45e nach dem Ausführungsbeispiel 4 auf Systeme anwendbar, die jedes Modulationsschema (BPSK, QPSK, π/4QPSK, OQPSK, FSK usw.) verwenden, solange wie sie Funkübertragungssysteme sind, die das Vorsatzsignal verwenden, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirken sowie die folgenden zwei Vorsatzsignale ((1) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebne für jedes Symbol bewirkt, und (2) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt).
  • Ausführungsbeispiel 5
  • 16 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Demodulators gemäß dem Ausführungsbeispiel 5 illustriert. In 16 bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Antenne für den Empfang eines Funksignals; 20 bezeichnet eine Frequenzumwandlungsvorrichtung für die Frequenzumwandlung des von der Antenne 10 empfangnen Funksignals in ein Basisbandsignal; 30 und 31 bezeichnen A/D-Wandler jeweils zum Abtasten der durch die Frequenzumwandlungsvorrichtung 20 umgewandelten Basisbandsignalfrequenz mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal ist; 40d bezeichnet eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung zum Durchführen einer Taktsynchronisation unter Verwendung der von den A/D-Umwandlungsvorrichtungen 30 und 31 umgewandelten digitalen Basisbandsignale; 70 bezeichnet eine Dateninterpolationsvorrichtung zum Interpolieren der durch einen von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40b ausgegebenen asynchronen Abtasttakt abgetasteten digitalen Basisbandsignale; und 60a bezeichnet eine Datenentscheidungsvorrichtung, die Nyquist-Punktdaten aus den von der Dateninterpolationsvorrichtung 70 ausgegebenen interpolierten digitalen Basisbandsignalen herauszieht und eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten trifft.
  • In der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40d bezeichnet die Bezugszahl 41a eine Additionsvorrichtung zum Addieren einer Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals; 41b bezeichnet eine Subtraktionsvorrichtung zum Subtrahieren der Gleichphasenkomponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander; 42a bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den addierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; 42b bezeichnet eine Korrelationsberechnungsvorrichtung für den subtrahierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente; und 43 bezeichnet eine Vektorauswahlvorrichtung, die die Größe des Korrelationssignals für den addierten Wert und die Größe des Korrelationssignals für den subtrahierten Wert vergleicht und das größere Korrelationssignal auswählt.
  • Weiterhin bezeichnet die Bezugszahl 44a eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen einer Taktphasendifferenz unter Verwendung des durch durchschnittliche Korrelationssignale angezeigten Vektorwinkels; 48 bezeichnet einen Oszillator (Oszillationsvorrichtung für den asynchronen Abtasttakt), der einen asynchronen Abtasttakt und eine asynchrone 1/2 Symbol-Frequenzkomponente ausgibt; 49 bezeichnet eine Wichtungsvorrichtung zum Wichten der ausgewählten Korrelationssignale gemäß der durch die ausgewählten Korrelationssignale angezeigten Vektorlänge; 50 bezeichnet eine Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung für das gewichtete Signal zum Bilden des Durchschnitts der gewichteten Korrelationssignale; 50a bezeichnet ein erstes Tiefpassfilter mit einer kleinen Zeitkonstanten, dem die gewichteten Korrelationssignale zugeführt werden; und 50b bezeichnet ein zweites Tiefpassfilter mit einer großen Zeitkonstanten, dem die gewichteten Korrelationssignale zugeführt werden.
  • Die Arbeitsweise nach dem Ausführungsbeispiel 5 wird nachfolgend beschrieben.
  • Während das Ausführungsbeispiel 4 so beschrieben wurde, dass es eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40c vom Rückführungstyp verwendet, die den Zeitfehler τ auf "0" reduziert durch Phasensteuerung des wiedergewonnenen Abtasttakts und des wiedergewonnenen Symboltakts durch den VCO 45, kann die Taktwiedergewinnungsvorrichtung in eine solche Taktwiedergewinnungsvorrichtung vom Vorwärtsregelungstyp modifiziert werden, wie durch die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40d im Ausführungsbeispiel 5 angezeigt ist. D.h., der VCO 45 wird durch den Oszillator 48 ersetzt, dann wird die Dateninterpolationsvorrichtung 70 hinzuge fügt, und die Verarbeitung der Datenentscheidungsvorrichtung 60 wird zu der Verarbeitung der Datenentscheidungsvorrichtung 60a umgeschaltet.
  • Der Oszillator 48 gibt einen freilaufenden asynchronen Abtasttakt aus, dessen Periode zweifach länger als die Symbolperiode ist. Die A/D-Wandler 30 und 31 tasten Daten mit dem asynchronen Abtasttakt mit einer Rate von 2 [Abtastungen/Symbol] ab. Die Additionsvorrichtung 41a und die Subtraktionsvorrichtung 41b führen die Addition und Subtraktion der asynchron abgetasteten empfangenen Daten (Ii, Qi) wie bei dem Ausführungsbeispiel 1 durch. Die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42a für den addierten Wert berechnet die Korrelation zwischen dem von der Additionsvorrichtung 41a ausgegebenen addierten Signal und der 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[-jπ((fs)t], die von dem Oszillator ausgegeben wurde, in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel 2.
  • Die Korrelationsberechnungsvorrichtung 42b für den subtrahierten Wert berechnet die Korrelation zwischen dem von der Subtraktionsvorrichtung 41b ausgegebenen subtrahierten Signal und der von dem Oszillator ausgegebenen 1/2 Symbol-Frequenzkomponente exp[–jπ(fs)t] in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel 2. Die Vektorauswahlvorrichtung 43 und die Wichtungsvorrichtung 50 führen dieselbe Verarbeitung wie bei dem Ausführungsbeispiel 4 durch, um den Zeitfehler τ zu berechnen.
  • Die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44b führt dieselbe Operation wie die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a durch mit Ausnahme des nachfolgend beschriebenen Punktes. Das Folgende ist ein Unterscheid zwischen der Taktphasendifferenz- Berechnungsvorrichtung 44b und der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a.
  • D.h., da die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44b vom Vorwärtsregelungstyp ist, wird die Phase des Abtasttakts nicht gesteuert. Im Gegensatz hierzu, wird, da die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a vom Rückführungstyp ist, die Steuerung gemäß den Gleichungen (33a), (33b), (34a) und (34b) in der Durchschnittswert-Bildungsvorrichtung 50 für das gewichtete Signal durchgeführt, wobei die Notwendigkeit des Einstellens der durch (Σ1CWi, Σ1SWi) und (Σ2CWi, Σ2SWi) angezeigten Vektorwinkel auf 0 [Grad] vermieden wird.
  • Die Dateninterpolationsvorrichtung 70 interpoliert die durch asynchrones Abtasten mit der Rate von 2 [Abtastungen/Symbol] erhaltenen empfangenen Daten (Ii, Qi), um empfangene Daten mit einer Zeitauflösung von beispielsweise 1/16 der Symbolperiode zu erzeugen, und gibt interpolierte empfangene Daten aus.
  • Datenentscheidungsvorrichtung 60a verwendet die Informationen über den Zeitfehler τ von der Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung 44a, um Nyquist-Punktdaten der interpolierten empfangenen Daten herauszuziehen, und gibt die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten als demodulierte Daten aus.
  • Die vorstehend beschriebene Konfiguration der Taktwiedergewinnungsvorrichtung vom Vorwärtsregelungstyp nach dem Ausführungsbeispiel 5 erzeugt die folgende Wirkung zusätzlich zu denjenigen, die bei dem Ausführungsbeispiel 4 erhalten werden.
  • D.h., die Verwendung des kostengünstigen und kleinen Oszillators 48 ermöglicht eine weitere Verringerung der Kosten und eine Verkleinerung der Taktwiedergewinnungsvorrichtung 40d.
  • Wie in dem Fall des Ausführungsbeispiels 1 ist die Taktwiedergewinnungsvorrichtung 45d nach dem Ausführungsbeispiel 5 auf Systeme anwendbar, die jedes Modulationsschema (BPSK, QPSK, π/4QPSK, OQPSK, FSK usw.) anwenden, solange wie sie Funkübertragungssysteme sind, die das Vorsatzsignal verwenden, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, sowie die folgenden zwei Vorsatzsignale ((1) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei ursprungssymmetrischen Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt, und (2) das Vorsatzsignal, das einen abwechselnden Übergang zwischen zwei benachbarten Nyquist-Punkten in der komplexen Ebene für jedes Symbol bewirkt).
  • GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT
  • Die Taktwidergewinnungsvorrichtung und der Demodulator gemäß der vorliegenden Erfindung sind geeignet zur Verwendung in Breitband-Funkkommunikationssystemen, die ein Datenblocksignal verwenden, das mit einem Vorsatz beginnt.

Claims (18)

  1. Taktwiedergewinnungsvorrichtung, gekennzeichnet durch: eine Additionsvorrichtung (41a) zum Addieren einer gleichphasigen Komponente eines Basisbandsignals enthaltend einen Vorsatz und einer Quadraturkomponente des Basisbandsignals, und zum Ausgeben eines Signals nach der Addition als ein addiertes Signal; eine Subtraktionsvorrichtung (41b) zum Subtrahieren der gleichphasigen Komponente des Basisbandsignals und der Quadraturkomponente des Basisbandsignals voneinander, und zum Ausgeben eines Signals nach der Subtraktion als ein subtrahiertes Signal; eine Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für einen addierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem addierten Signal und einer auf der Empfängerseite erzeugten 1/2-Symbol-Frequenz-komponente, und zum Ausgeben des berechneten Korrelationswertes als ein addiertes Korrelationssignal; eine Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für einen subtrahierten Wert zum Berechnen der Korrelation zwischen dem subtrahierten Signal und der 1/2-Symbol-Frequenzkomponente, und zum Ausgeben des berechneten Korrelationswertes als ein subtrahiertes Korrelationssignal; eine Vektorauswahlvorrichtung (43) zum Vergleichen der Größe des addierten Korrelationssignals und der Größe des subtrahierten Korrelationssignals für die Auswahl des größeren Korrelationssignals, und zum Ausgeben des ausgewählten Korrelationssignals als ein ausgewähltes Korrelationssignal; und eine Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44) zum Berechnen einer Taktphasendifferenz als ein Phasensteuersignal für die Wiedergewinnung des Symboltakts durch Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels.
  2. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44) den Vektorwinkel und die Vektorlänge, die durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigt sind, berechnet, und wenn die Vektorlänge einen Schwellenwert überschreitet, bestimmt, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, und die Taktphasendifferenz durch Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignals angezeigten Vektorwinkels zu der Zeit des Überschreitens des Schwellenwertes berechnet.
  3. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch weiteres Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung (45) für den wiedergewonnenen Abtasttakt zum Ausgeben eines wiedergewonnen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer wiedergewonnenen 1/2-Symbol-Frequenzkomponente, und zum Bewirken einer Phasensteuerung zur Verringerung eines Taktfehlers bis auf "0" herab durch Verwendung der Taktphasendifferenzinformationen.
  4. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung (43), die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44) und die Oszillationsvorrichtung (45) für den wiedergewonnenen Abtasttakt für ihre Verarbeitung ein durch den wiedergewonnenen Abtasttakt abgetastetes Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die wiedergewonnene 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  5. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Phasenerfassungsvorrichtung (46) zum Erfassen der Taktphase durch Verwendung des durch den wiedergewonnenen Abtasttakt abgetasteten Basisbandsignals und zum Ausgeben des erfassten Signals als ein phasenerfasstes Signal; und eine Durchschnittswertbildungsvorrichtung (47) für das phasenerfasste Signal zum Bilden des Durchschnitts des phasenerfassten Signals und zum Ausgeben des Durchschnitts als ein Phasenvoreil-/-nacheilsignal; wobei die Oszillationsvorrichtung (45a) für den wiedergewonnenen Abtasttakt sowohl die Taktphasendifferenzinformationen als auch das Phasenvoreil-/-nacheilsignal verwendet, um die Phasensteuerung für die Verringerung des Taktfehlers auf "0" herab zu bewirken.
  6. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung (48) für einen asynchronen Abtasttakt zum Ausgeben eines asynchronen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer asynchronen 1/2-Frequenzkomponente.
  7. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung (43), die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44) und die Oszillationsvorrichtung (48) für den asynchronen Abtasttakt für ihre Verarbeitung das durch den asynchronen Abtasttakt abgetastete Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenz-komponente in die asynchrone 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  8. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Wichtungsvorrichtung (49) zum Wichten des ausgewählten Korrelationssignals gemäß der durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Größe der Vektorlänge, und zum Ausgeben des gewichteten ausgewählten Korrelationssignals als ein gewichtetes Korrelationssignal; und eine Durchschnittswertbildungsvorrichtung (50) für das gewichtete Signal zum Bilden des Durchschnitts des gewichteten Korrelationssignals und zum Ausgeben des Durchschnitts als ein gewichtetes Durchschnittskorrelationssignal; wobei die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44a) eine Taktphasendifferenz durch Verwendung des durch das Durchschnittskorrelationssignal angezeigten Vektorwinkels berechnet.
  9. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44a) den Vektorwinkel und die Vektorlänge, die durch das gewichtete Durchschnittskorrelationssignal angezeigt sind, berechnet, und wenn die Vektorlänge einen Schwellenwert überschreitet, erfasst, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, und die Taktdifferenz durch Verwendung des durch das ausgewählte Korrelationssignal angezeigten Vektorwinkels zu der Zeit des Überschreitens des Schwellenwerts berechnet.
  10. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung (45) für einen wiedergewonnenen Abtasttakt zum Ausgeben eines wiedergewonnenen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer wiedergewonnenen 1/2-Symbol-Frequenzkomponente, und zum Bewirken einer Phasensteuerung für die Verringerung eines Taktfehlers auf "0" herab durch Verwendung der Taktphasendifferenzinformationen.
  11. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung (43), die Wichtungsvorrichtung (49), die Durchschnittswertbildungsvorrichtung (50) für das gewichtete Signal, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44a) und die Oszillationsvorrichtung (45) für den wiedergewonnenen Abtasttakt für ihre Verarbeitung das von dem wiedergewonnenen Abtasttakt abgetastete Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die wiedergewonnene 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  12. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchschnittswertbildungsvorrichtung (50) für das gewichtete Signal ein erstes Tiefpassfilter (50a) mit einer kleinen Zeitkonstanten und ein zweites Tiefpassfilter (50b) mit einer großen zeitkonstanten aufweist, denen das gewichtete Korrelationssignal zugeführt wird, und zu der Zeit der Phasensteuerung "0" in einer Quadraturkomponente und (Gleichphasenkomponente2 + Quadraturkomponente2)1/2 setzt vor der Phasensteuerung in einer Gleichphasenkomponente in jeweils dem ersten (50a) und zweiten (50b) Tiefpassfilter; die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44a) einen ersten Vektorwinkel und eine erste Vektorlänge, die durch das erste Tiefpassfilter angezeigt sind, berechnet, und wenn die Vektorlänge einen ersten Schwellenwert überschreitet, bestimmt, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, eine anfängliche Taktphasendifferenz durch die Verwendung des ersten Vektorwinkels berechnet, einen zweiten Vektorwinkel und eine zweite Vektorlänge, die durch das zweite Tiefpassfilter angezeigt sind, berechnet, und wenn die zweite Vektorlänge einen zweiten Schwellenwert nach der ersten Phasensteuerung überschreitet, periodisch eine Taktphasendifferenz für die Phase folgend der Verwendung durch die Verwendung des zweiten Vektorwinkels berechnet; und die Oszillationsvorrichtung (45) für den wiedergewonnenen Abtasttakt sowohl die anfängliche Taktphasendifferenz als auch die phasenfolgende Taktphasendifferenz als die Taktphasendifferenzinformationen verwendet, um die Phasensteuerung zur Verringerung des Taktfehlers auf "0" herab zu bewirken.
  13. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch Vorsehen einer Oszillationsvorrichtung (48) für einen asynchronen Abtasttakt zum Ausgeben eines asynchronen Abtasttakts für die Abtastung des Basisbandsignals und einer asynchronen 1/2-Symbol-Frequenzkomponente.
  14. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert, die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert, die Vektorauswahlvorrichtung (43), die Wichtungsvorrichtung (49), die Durchschnittswertbildungsvorrichtung (50) für das gewichtete Signal, die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44a) und die Oszillationsvorrichtung (48) für den asynchronen Abtastakt für ihre Verarbeitung ein durch den asynchronen Abtasttakt abgetastetes Basisbandsignal verwenden; und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42a) für den addierten Wert und die Korrelationsberechnungsvorrichtung (42b) für den subtrahierten Wert die 1/2-Symbol-Frequenzkomponente in die asynchrone 1/2-Symbol-Frequenzkomponente aufbereiten.
  15. Taktwiedergewinnungsvorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchschnittswertbildungsvorrichtung (50) für das gewichtete Signal weiterhin ein erstes Tiefpassfilter (50a) mit einer kleinen Zeitkonstante und ein zweites Tiefpassfilter (50b) mit einer großen Zeitkonstante, denen das gewichtete Korrelationssignal zugeführt wird, aufweist; und die Taktphasendifferenz-Berechnungsvorrichtung (44a) einen ersten Vektorwinkel und eine erste Vektorlänge, die durch das erste Tiefpassfilter (50a) angezeigt sind, berechnet, und wenn die erste Vektorlänge einen ersten Schwellenwert überschreitet, bestimmt, dass das Vorsatzsignal erfasst ist, eine anfängliche Taktphasendifferenz durch die Verwendung des ersten Vektorwinkels berechnet, einen zweiten Vektorwinkel und eine zweite Vektorlänge, die durch das zweite Tiefpassfilter (50b) angezeigt sind, berechnet, und wenn die zweite Vektorlänge einen zweiten Schwellenwert nach der ersten Phasensteuerung überschreitet, periodisch eine Taktphasendifferenz für die Phase folgend der Verwendung berechnet durch die Verwendung des zweiten Vektorwinkels.
  16. Demodulator, gekennzeichnet durch: eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40) nach einem der Ansprüche 3, 4, 5, 10, 11 und 12; eine Antenne (10) zum Empfangen eines Funksignals; eine Frequenzumwandlungsvorrichtung (20) zur Frequenzumwandlung des von der Antenne (10) empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; eine A/D-Umwandlungsvorrichtung (30, 31) zum Abtasten des durch die Frequenzumwandlungsvorrichtung (20) umgewandelten Basisbandsignals mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate ist, durch die Verwendung des wiedergewonnenen Abtasttakts, für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal für die Zuführung zu der Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40); und eine Datenbestimmungsvorrichtung (60) zum Herausziehen von Nyquist-Punktdaten aus dem digitalen Basisbandsignal durch die Verwendung eines von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40) ausgegebenen wiedergewonnenen Symboltakts, um eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten zu treffen und die bestimmten Nyquist-Punktdaten als demodulierte Daten auszugeben.
  17. Demodulator, gekennzeichnet durch: eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40d) nach Anspruch 6 oder 7; eine Antenne (10) zum Empfangen eines Funksignals; eine Frequenzumwandlungsvorrichtung (20) für die Frequenzumwandlung des von der Antenne (10) empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; eine A/D-Umwandlungsvorrichtung (30, 31) zum Abtasten des durch die Frequenzumwandlungsvorrichtung (20) umgewandelten Basisbandsignals mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate ist, durch die Verwendung des asynchronen Abtasttakts für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal zur Zuführung zu der Taktwieder gewinnungsvorrichtung (40d); eine Dateninterpolationsvorrichtung (70) zum Interpolieren des durch den von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40d) ausgegebenen asynchronen Abtasttakt abgetasteten digitalen Basisbandsignals, und zum Ausgeben der interpolierten Daten als ein interpoliertes Basisbandsignal; und eine Datenbestimmungsvorrichtung (60a) zum Herausziehen eines Nyquist-Punkts aus dem von der Dateninterpolationsvorrichtung ausgegebenen interpolierten digitalen Basisbandsignal auf der Grundlage der Taktphasendifferenz, um eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten zu treffen und die bestimmten Nyquist-Punktdaten als demodulierte Daten auszugeben.
  18. Demodulator, gekennzeichnet durch: eine Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40d) nach Anspruch 15; eine Antenne (10) zum Empfangen eines Funksignals; eine Frequenzumwandlungsvorrichtung (20) zum Frequenzumwandeln des von der Antenne (10) empfangenen Funksignals in ein Basisbandsignal; eine A/D-Umwandlungsvorrichtung (30, 31) zum Abtasten des von der Frequenzumwandlungsvorrichtung (20) umgewandelten Basisbandsignals mit einer Rate, die zweimal höher als eine Symbolrate ist, durch die Verwendung des asynchronen Abtasttakts für die Umwandlung in ein digitales Basisbandsignal zur Zuführung zu der Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40d); eine Dateninterpolationsvorrichtung (70) zum Interpolieren des durch den von der Taktwiedergewinnungsvorrichtung (40d) ausgegebenen asynchro nen Abtasttakt abgetasteten digitalen Basisbandsignals, und zum Ausgeben der interpolierten Daten als ein interpoliertes Basisbandsignal; und eine Datenbestimmungsvorrichtung (60a) zum Herausziehen eines Nyquist-Punkts aus dem von der Dateninterpolationsvorrichtung (70) ausgegebenen interpolierten digitalen Basisbandsignal auf der Grundlage sowohl der anfänglichen Taktphasendifferenz als auch der Taktphasendifferenz für die der Verwendung folgende Phase, um eine Entscheidung über die herausgezogenen Nyquist-Punktdaten zu treffen und um die bestimmten Nyquist-Punktdaten als demodulierten Daten auszugeben.
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