JP3850611B2 - タイミング再生器およびこれを用いた復調装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、タイミング再生器および復調装置に関し、特にバースト信号の先頭にプリアンブルを有する広帯域ディジタル無線通信システムに適したタイミング再生器および復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のプリアンブルを有する広帯域ディジタル無線通信システム用復調装置のタイミング再生器として、例えば文献「キャリア・クロック同時再生方式（Carrier-Clock Simultaneous Recovery Scheme）」（名倉，松本，久保田，加藤 著電子情報通信学会 （The Institute Of Electronics, Information And Communication Engineers）信学技報(Technical Report Of IEICE) RCS94-60，pp.7-12，199４年９月）に記載されている２つの方式がある。
【０００３】
一つはＯＱＰＳＫ変調用に広く用いられているプリアンブル信号からタイミング位相を推定する方式である。このプリアンブル信号は、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば“１１０１”パターン）である。この方式に関する特許として「バースト信号復調回路」（特開平７−２３５９５６，発明者：松本，加藤）が存在する。
【０００４】
もう一つはＱＰＳＫ変調用に広く用いられているプリアンブル信号からタイミング位相を推定する方式である。このプリアンブル信号は、複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）である。この方式に関する特許として「バースト信号復調回路」（特開平８−４６６５８，発明者：名倉，松本，加藤）が存在する。
【０００５】
これらの方式は、いずれのプリアンブル信号もシンボル周波数（ｆｓ）の１／２の周波数成分を有していることに着目し、受信機側で、これらプリアンブル信号と、ＶＣＯから出力される１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクトル角からタイミング位相を推定するものである。
【０００６】
また、いずれの方式においても、データのサンプリング速度は僅か２[sample/symbol]であり、例えば文献「信号検出方式、及びバースト復調装置」（特開平６−１４１０４８，発明者：吉田）に記載されているような、非線形処理後の信号（例えばエンベロープ）と、シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊ２π（ｆｓ）ｔ］との相関からタイミング位相を推定する従来方式において必要となるサンプリング速度の最小値（＝４[sample/symbol]）の１／２であるため、サンプリング速度の低減による受信機の低消費電力化を実現することができる。以下に上記２つの方式（特開平７−２３５９５６，特開平８−４６６５８）の詳細を示す。
【０００７】
はじめに、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル（“１１０１”パターン）信号を用いたタイミング再生方式（特開平７−２３５９５６）について説明する。
図１４は、上述のタイミング再生器を含んだ復調装置を示すブロック図である。図１４において、１００はアンテナ、２００は周波数変換手段、３０１，３０２はＡＤ変換器、４００はタイミング再生器、５００はデータ判定手段であり、タイミング再生器４００内において、４０１は1シンボル遅延手段、４０２は共役複素乗算手段、４０３はタイミング位相差算出手段、４０４はＶＣＯである。
【０００８】
次に、従来の復調装置の動作について説明する。アンテナ１００は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を受信し、周波数変換手段２００はＲＦ帯のプリアンブル信号をベースバンド帯のプリアンブル信号に周波数変換する。
図１５に、このベースバンド帯のプリアンブル信号（“１１０１”パターン）の信号空間図を示す。図１５において、θｃは受信信号のキャリア位相であり、プリアンブル信号は、図中のナイキスト点“Ａ”と、ナイキスト点“Ｂ”を１シンボル毎に交互に遷移する。ナイキスト点“Ａ”のベクトル角は（θｃ−４５）[deg]、ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋４５）[deg]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点“Ｂ”の各ベクトル角の差は９０[deg]である。
【０００９】
ＡＤ変換器３０１は、このベースバンドプリアンブル信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２（但し、i=1,2,3,…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦τ＜Ｔ／２）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を出力する。同様に、ＡＤ変換器３０２は、ベースバンドプリアンブル信号の直交成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を出力する。
【００１０】
よって、サンプリング速度は２[sample/symbol]であることが明らかである。またサンプリングは、後段のタイミング再生器４００出力である再生サンプルクロックの立上がりエッジで行い、タイミング位相推定動作を行っている間は、再生サンプルクロックの位相制御は行われない。
タイミング再生器４００は、プリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を用いてタイミング誤差τを算出し、タイミング誤差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに対して行う。
【００１１】
ここで再生シンボルクロックとは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロックである。
データ判定手段５００は、タイミング再生器４００によってタイミング誤差τが打ち消された後、プリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄ_i，Ｑｄ_i（ｉ=1,2,3,…）から、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００１２】
次に、タイミング再生器４００の動作について説明する。１シンボル遅延手段４０１は、プリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を１シンボル時間遅延させ、共役複素乗算手段４０２はプリアンブルデータ系列（Ｉｐ_i，Ｑｐ_i）と、1シンボル前のプリアンブルデータ系列（Ｉｐ_i-2，Ｑｐ_i-2 ）との共役複素乗算を、下記式で行う。
【００１３】
ＩＤ_i＝（Ｉｐ_i×Ｉｐ_i-2）＋（Ｑｐ_i×Ｑｐ_i-2） （１ａ）
ＱＤ_i＝（Ｑｐ_i×Ｉｐ_i-2）−（Ｉｐ_i×Ｑｐ_i-2） （１ｂ）
【００１４】
この処理によって、プリアンブル信号に対して遅延検波が行われる。このような処理を行うことで、図１６に示すように、キャリア位相θｃに関係無く、点“Ｃ”と点“Ｄ”を１シンボル毎に遷移するプリアンブル信号を得ることができる。このプリアンブル信号の示す位相θＸ（ｔ）は、図１７に示すように＋９０[deg]から−９０[deg]の位相遷移と、−９０[deg]から＋９０[deg]の位相遷移を、それぞれ１シンボル周期で交互に繰り返すため、１／２シンボル周波数成分を有する。
【００１５】
そこでタイミング位相差算出手段４０３は、この位相θＸ（ｔ）と、ＶＣＯから出力される１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求める。具体的には、信号（ＩＤ_i，ＱＤ_i）の示す位相をθＸ_iとすると、以下の乗算を行い、
【００１６】
ＭＩ_i＝θＸ_i×ｃｏｓπｉ／２ （２ａ）
ＭＱ_i＝θＸ_i×ｓｉｎπｉ／２ （２ｂ）
【００１７】
その乗算結果（ＭＩ_i，ＭＱ_i）を平均化して、相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）を出力する。なお、式（２ａ）、（２ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，−１，…であるため、上記相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）は下記式で得られる。
【００１８】

【００１９】
この相関値が示すベクトル角
θ_T＝ｔａｎ^-1（ΣＭＱ／ΣＭＩ）
が２シンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差であり、よってシンボル周期（Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差θs[deg]は、以下の式で求まる。
【００２０】
θs＝２θ_T ｍｏｄ３６０ （４）
【００２１】
タイミング位相差θsと、タイミング誤差τの関係は、以下の通りである。
θｓ＞１８０[deg]の場合、
τ＝（θs−３６０）Ｔ／３６０ （５ａ）
θｓ≦１８０[deg]の場合、
τ＝（θs）Ｔ／３６０ （５ｂ）
【００２２】
例えば、位相信号θＸ（ｔ）に対して、図１７に示すタイミングでサンプリングし、データ系列｛θＸ_i ，θＸ_i+1 ，θＸ_i+2 ，θＸ_i+3 ，… ｝を得た場合、図１８に示すような相関値（ΣＭＩ，ΣＭＱ）と、タイミング位相差θ_T が得られる。
タイミング位相差算出手段４０３は、以上の演算によって得られたタイミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す制御信号を、後段のＶＣＯ４０４に与える。ＶＣＯ４０４は、タイミング位相差算出手段からの制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
【００２３】
次に、複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル（“０π”変調，例えば“１００１”パターン）信号を用いたタイミング再生方式（特開平８−４６６５８）について説明する。
図１４との対応部分に同一符号を付した図１９は、上述のタイミング再生器を含んだ復調装置を示す。図１９において、４００ａはタイミング再生器、４０３ａはタイミング位相差算出手段、４０５ａはＩｃｈ相関演算手段、４０５ｂはＱｃｈ相関演算手段、４０６はベクトル合成選択手段である。
【００２４】
また、図２０はベクトル合成選択手段４０６の構成図であり、４０７ａは第一のベクトル合成手段、４０７ｂは第二のベクトル合成手段、４０７ｃは第三のベクトル合成手段、４０７ｄは第四のベクトル合成手段、４０８は最大絶対値検出手段、４０９は選択手段である。
更に、図２０との対応部分に同一符号を付した図２１はベクトル合成選択手段４０６のもう一つの構成図であり、４１０ａ，４１０ｂは加算手段、４１１ａは第一の選択手段、４１１ｂは第二の選択手段、４１１ｃは第三の選択手段、４１１ｄは第四の選択手段である。
【００２５】
次に、復調装置の動作について説明する。前述した図１４の従来例の構成と同様、アンテナ１００は、ＲＦ帯のプリアンブル信号を受信し、周波数変換手段２００はＲＦ帯のプリアンブル信号をベースバンド帯のプリアンブル信号に周波数変換する。
図２２に、このベースバンド帯のプリアンブル信号（“１００１”パターン）の信号空間図を示す。図２２において、θｃは受信信号のキャリア位相であり、プリアンブル信号は、図中のナイキスト点“Ａ”と、ナイキスト点“Ｂ”を１シンボル毎に原点を通過しながら、交互に遷移する。
【００２６】
ナイキスト点“Ａ”のベクトル角はθｃ[deg]、ナイキスト点“Ｂ”のベクトル角は（θｃ＋１８０）[deg]であり、ナイキスト点“Ａ”とナイキスト点“Ｂ”の各ベクトル角の差は１８０[deg]である。
図１４の従来例と同様、ＡＤ変換器３０１は、このベースバンドプリアンブル信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２（但し、i=1,2,3,…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦τ＜Ｔ／２），Ｔはシンボル周期）においてサンプリングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を出力する。
【００２７】
同様に、ＡＤ変換器３０２は、ベースバンドプリアンブル信号の直交成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリングされたプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を出力する。後段のタイミング再生器４００ａは、タイミング位相推定動作を行っている間は、再生サンプルクロックの位相制御は行われない。
【００２８】
また、タイミング再生器４００ａは、図１４の従来例と同様、プリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1,2,3,…）とプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1,2,3,…）を用いてタイミング誤差τを算出し、タイミング誤差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロックである。
【００２９】
データ判定手段５００も、図１４の従来例と同様、タイミング再生器４００ａによってタイミング誤差τが打ち消された後、プリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄ_i，Ｑｄ_i（ｉ=1,2,3,…）から、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００３０】
次に、タイミング再生器４００ａの動作について説明する。図２２に示すような原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号を受信する場合、図１４に示す従来例は適用できない。図２２に示すプリアンブル信号を遅延検波すると、遅延検波後（即ち、共役複素乗算手段出力）の位相信号θＸ（ｔ）は、常に約１８０[deg]となり、シンボル周波数の１／２の周波数成分が得られないため、ＶＣＯ４０４から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関が“０”になるためである。
【００３１】
そこで、図１９の従来例では、図２２のプリアンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）それぞれに対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、Ｉｃｈ相関演算手段４０５ａは、オーバーサンプルされたプリアンブルデータ系列Ｉｐ_i（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行い、
【００３２】
Ｉｃ_i＝Ｉｐ_i×ｃｏｓπｉ／２ （６ａ）
Ｉｓ_i＝Ｉｐ_i×ｓｉｎπｉ／２ （６ｂ）
【００３３】
その乗算結果（Ｉｃ_i，Ｉｓ_i）を平均化して、相関値（ＣＩ，ＳＩ）を求め、Ｑｃｈ相関演算手段４０５ｂは、オーバーサンプルされたプリアンブルデータ系列Ｑｐ_i（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行い、
【００３４】
Ｑｃ_i＝Ｑｐ_i×ｃｏｓπｉ／２ （７ａ）
Ｑｓ_i＝Ｑｐ_i×ｓｉｎπｉ／２ （７ｂ）
【００３５】
その乗算結果（Ｑｃ_i，Ｑｓ_i）を平均化して、相関値（ＣＱ，ＳＱ）を求める。
なお、式（６ａ）、（６ｂ）、（７ａ）、（７ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，−１，…であるため、上記相関値（ＣＩ，ＳＩ）、（ＣＱ，ＳＱ）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、相関値（ＣＩ，ＳＩ）は下記式で得られ、
【００３６】

【００３７】
相関値（ＣＱ，ＳＱ）は下記式で得られる。

【００３８】
ここで、相関値（ＣＩ，ＣＱ）の示すベクトル角と、（ＳＩ，ＳＱ）の示すベクトル角は、図１４の従来例と同様、いずれもタイミング位相誤差を示すが、キャリア位相θｃによって、お互い同じ方向を向く場合や、反対方向を向く場合、あるいはどちらかのベクトルが消失する場合がある。
例えば、図２２に示すように、θｃの範囲が（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）を満たすプリアンブル信号に対して、図２３に示すタイミングでサンプリングし、データ系列｛Ｉｐ_i ，Ｉｐ_i+1 ，Ｉｐ_{i +2} ，Ｉｐ_i+3 ，… ｝とデータ系列｛Ｑｐ_i ，Ｑｐ_i+1 ，Ｑｐ_{i +2} ，Ｑｐ_i+3 ，… ｝を得た場合、図２４（ａ）に示すような相関値（ＣＩ，ＳＩ）と、相関値（ＣＱ，ＳＱ）が得られ、各相関ベクトルの角度は反対方向を向く。
【００３９】
一方、図２５に示すように、θｃの範囲が（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）を満たすプリアンブル信号に対して、図２６に示すタイミングでサンプリングし、データ系列｛Ｉｐ_i ，Ｉｐ_i+1 ，Ｉｐ_{i +2} ，Ｉｐ_i+3 ，… ｝とデータ系列｛Ｑｐ_i ，Ｑｐ_i+1 ，Ｑｐ_{i +2} ，Ｑｐ_i+3 ，… ｝を得た場合、図２７に示すような相関値（ＣＩ，ＳＩ）と、相関値（ＣＱ，ＳＱ）が得られ、各相関ベクトルの角度は同じ方向を向く。また、キャリア位相θｃによって各ベクトル長が変化することも明らかであり、θｃ＝｛０，１８０｝では、相関値（ＣＩ，ＳＩ）のベクトルは消失し、θｃ＝｛９０，−９０｝では、相関値（ＣＱ，ＳＱ）のベクトルが消失する。
【００４０】
そこでベクトル合成選択手段４０６は、キャリア位相θｃの影響を除去するため、相関値（ＣＩ，ＣＱ）と、相関値（ＳＩ，ＳＱ）を後述する４つの状態にそれぞれ合成し、もっともＳＮ比の高い合成ベクトルを選択し、タイミング位相差算出手段４０３ａは、ベクトル合成選択手段４０６が選択した合成ベクトルからタイミング位相を算出する。
【００４１】
図２０のベクトル合成選択手段４０６において、最大絶対値検出手段４０８はＣＩ，ＣＱ，ＳＩ，ＳＱの４つの絶対値を求め、各絶対値の最大値が４つのうちのどれであるか検出する。
また第一のベクトル合成手段４０７ａは、以下の式によって合成ベクトル（Ｇ１_C，Ｇ１_S）を出力し、
【００４２】
Ｇ１_C＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ］・｜ＣＱ｜ （１０ａ）
Ｇ１_S＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＱ｜ （１０ｂ）
【００４３】
第二のベクトル合成手段４０７ｂは、以下の式によって合成ベクトル（Ｇ２_C，Ｇ２_S）を出力し、
【００４４】
Ｇ２_C＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＱ］・｜ＣＩ｜ （１１ａ）
Ｇ２_S＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＣＩ・ＣＱ］・｜ＳＩ｜ （１１ｂ）
【００４５】
第三のベクトル合成手段４０７ｃは、以下の式によって合成ベクトル（Ｇ３_C，Ｇ３_S）を出力し、
【００４６】
Ｇ３_C＝ＣＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＱ｜ （１２ａ）
Ｇ３_S＝ＳＩ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ］・｜ＳＱ｜ （１２ｂ）
【００４７】
第四のベクトル合成手段４０７ｄは、以下の式によって合成ベクトル（Ｇ４_C，Ｇ４_S）を出力する。
【００４８】
Ｇ４_C＝ＣＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＩ・ＳＱ］・｜ＣＩ｜ （１３ａ）
Ｇ４_S＝ＳＱ＋ｓｉｇｎ［ＳＱ］・｜ＳＩ｜ （１３ｂ）
但し、ｓｉｇｎ［＊］は、［］内の符号（＝±１）を意味する。
【００４９】
選択手段４０９は、最大絶対値検出手段４０８の検出信号を受け、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）を（Ｇ１_C，Ｇ１_S）、（Ｇ２_C，Ｇ２_S）、（Ｇ３_C，Ｇ３_S）、（Ｇ４_C，Ｇ４_S）から選択する。
【００５０】

【００５１】
このような処理により、キャリア位相θｃによる影響が除去され、相関値（ＣＩ，ＣＱ），相関値（ＳＩ，ＳＱ）のベクトルの向きが揃えられた合成ベクトルが、もっともタイミング位相推定に適したベクトルとして選択される。例えば、図２４の場合、ベクトル長の小さい相関値（ＣＱ，ＳＱ）を反転して両者のベクトル方向を揃え、相関値（ＣI，ＳI）に加算した合成ベクトルが選択される。このときの相関値（ΣＣ，ΣＳ）は、図２８のようになる。また図２７の場合、ベクトル長の小さい相関値（ＣＱ，ＳＱ）をそのまま、相関値（ＣI，ＳI）に加算した合成ベクトルが選択される。このときの相関値（ΣＣ，ΣＳ）は、図２９のようになる。
【００５２】
なお、ベクトル合成選択手段４０６は、上述した図２０のように、あらかじめＣＩ，ＳＩ，ＣＱ，ＳＱから生成した４つの合成ベクトルから、一つのベクトルを選択する処理のほかに、図２１のように、最大絶対値検出手段４０８の検出結果を基に、４０７ａ，４０７ｂ，４０７ｃ，４０７ｄのいずれかの合成手段を実行するような構成でも、同様な出力結果が得られる。図２１の構成は、図２０の構成と比較して、回路規模を低減することができる。図２１に示すベクトル合成選択手段において、最大絶対値検出手段４０８の検出結果を基に、各選択手段４１１ａ，４１１ｂ，４１１ｃ，４１１ｄは、以下の値を出力する。
【００５３】
第一の選択手段４１１ａ出力であるＳＥＬ１は、

【００５４】
第二の選択手段４１１ｂ出力であるＳＥＬ２は、

【００５５】
第三の選択手段４１１ｃ出力であるＳＥＬ３は、

【００５６】
第四の選択手段４１１ｄ出力であるＳＥＬ４は、
ＳＥＬ４＝ＳＩ
（｜ＣＩ｜あるいは｜ＳＩ｜が最大の場合） （１８ａ）
ＳＥＬ４＝ＳＱ
（｜ＣＱ｜あるいは｜ＳＱ｜が最大の場合） （１８ｂ）
【００５７】
加算器４１０ａはＳＥＬ１とＳＥＬ２を加算し、加算結果をΣＣとして出力する。また、加算器４１０ｂはＳＥＬ３とＳＥＬ４を加算し、加算結果をΣＳとして出力する。
以上の処理により、図２１で構成されるベクトル合成選択手段は、図２０で構成されるベクトル合成選択手段と同様の値を出力する。
【００５８】
次に、タイミング位相差算出手段４０３ａは、合成相関値（ΣＣ，ΣＳ）が示すベクトル角
θ_2s＝ｔａｎ^-1（ΣS／ΣC） （１９）
を求める。θ_2sは、前記θ_Tと同様、２シンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差であり、よってシンボル周期（Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差θs[deg]は、式（２０）で求まる。
θs＝２θ_2s ｍｏｄ３６０ （２０）
【００５９】
図２８の場合のθ２ｓと、図２９の場合のθ２ｓは、１８０[deg]の差があるが、式（２０）の処理により、図２８のθ２ｓから求まるθｓと、図２９のθ２ｓから求まるθｓは一致する。
なお、タイミング位相差θｓとタイミング誤差τの関係は、式（５ａ）、（５ｂ）の通りである。
タイミング位相差算出手段４０３ａは、以上の演算によって得られたタイミング誤差τより、タイミング誤差τを打ち消す制御信号を、後段のＶＣＯ４０４に与える。ＶＣＯ４０４は、タイミング位相差算出手段からの制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
【００６０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来例におけるプリアンブルを用いる２つのタイミング再生器４００，４００ａは、いずれもプリアンブル信号の含まれる１／２シンボル周波数成分と、ＶＣＯから出力される１／２シンボル周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を求め、その相関値の示すベクトル角からタイミング位相を推定するものであり、サンプリング速度も２[sample/symbol]と低速であるため、特に広帯域ＴＤＭＡ無線通信システムに有効な方式であるが、いずれもキャリア位相差θｃの影響を除去するための各手段が備わっており、それらの手段が回路規模の増大や、演算処理量の増加を招いている。
【００６１】
例えば、タイミング再生器４００では、キャリア位相差θｃの影響を除去するため、1シンボル遅延手段４０１と、共役複素乗算手段４０２を用いた遅延検波を行っている。よって、共役複素乗算手段４０２では、乗算器４個と、加算器２個が必要であり、大きな回路規模、演算処理が必要となる。
【００６２】
また、タイミング再生器４００ａでは、キャリア位相差θｃの影響を除去するため、ベクトル合成選択手段４０６を用いた、複雑な加減算処理と選択処理を行っている。ベクトル合成選択手段４０６では、あらかじめＣＩ，ＳＩ，ＣＱ，ＳＱから生成した４つの合成ベクトルから、一つのベクトルを選択する処理を実施する図２０の場合は、各合成手段４０７ａ，４０７ｂ，４０７ｃ，４０７ｄ内に含まれる計８個の加算器や、８つのデータ系列から、２つのデータ系列を選択する選択手段４０９を必要とする。
【００６３】
さらに、ベクトル合成選択手段４０６を図２１の構成で実現する場合、加算器の数を８個から２個に低減することができるため、図２０と比較して回路規模を低減することができるが、その場合でも加算器４１０ａ，４１０ｂの前段に４つの選択手段４１１ａ，４１１ｂ，４１１ｃ，４１１ｄが必要となり、処理が複雑である。
【００６４】
また、上述のタイミング再生器４００ａ，４００ｂは、プリアンブル信号を受信するタイミングが既知である場合にのみ有効であり、例えば移動端末機における電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合には、プリアンブルを受信するタイミングが判らないため、適用することができない。
【００６５】
本発明は、上記のような問題を解決し、回路規模、演算処理を低減させるタイミング再生器およびこれを用いた復調装置を提供することを目的とする。
【００６６】
また、本発明は、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のいずれのプリアンブル信号に対して有効なタイミング再生器およびこれを用いた復調装置を提供することを目的とする。
【００６７】
さらに、本発明は、プリアンブルを受信するタイミングが判らない場合でも有効なタイミング再生器およびこれを用いた復調装置を提供することを目的とする。
【００６８】
【課題を解決するための手段】
請求項１のタイミング再生器は、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算信号として出力する加算手段と、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号として出力する減算手段と、加算信号と、受信機側で生成する１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出力する加算相関演算手段と、減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力する減算相関演算手段と、加算相関信号の大きさと、減算相関信号の大きさとを比較し、どちらか大きい方の相関信号を選択し、選択した相関信号を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段とを備えることを特徴とする。
【００６９】
請求項２において、タイミング位相差算出手段は、選択相関信号の示すベクトル角およびベクトル長を算出し、ベクトル長が大きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、その時の選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出することを特徴とする。
【００７０】
請求項３において、ベースバンド信号をサンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／２シンボル周波数成分を出力し、タイミング位相差情報を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする。
【００７１】
請求項４において、加算相関演算手段、減算相関演算手段、ベクトル選択手段、タイミング位相差算出手段および再生サンプルクロック発振手段の処理は、再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段は、１／２シンボル周波数成分を再生１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７２】
請求項５において、再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相を検出し、その検出信号を位相検出信号として出力する位相検出手段と、位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段とを更に備え、再生サンプルクロック発振手段は、タイミング位相差情報と位相進み遅れ信号の両方を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御することを特徴とする。
【００７３】
請求項６において、ベースバンド信号をサンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする。
【００７４】
請求項７において、加算相関演算手段、減算相関演算手段、ベクトル選択手段、タイミング位相差算出手段および非同期サンプルクロック発振手段の処理は、非同期サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段は、１／２シンボル周波数成分を非同期１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７５】
請求項８のタイミング再生器は、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算信号として出力する加算手段と、ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号として出力する減算手段と、加算信号と、受信機側で生成する１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出力する加算相関演算手段と、減算信号と、１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力する減算相関演算手段と、加算相関信号の大きさと、減算相関信号の大きさとを比較し、どちらか大きい方の相関信号を選択し、選択した相関信号を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを、選択相関信号に与え、重み付けされた選択相関信号を、重み付け相関信号として出力する重み付け手段と、重み付け相関信号を平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力する重み付け信号平均化手段と、平均相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段とを備えることを特徴とする。
【００７６】
請求項９において、タイミング位相差算出手段は、重み付け平均相関信号の示すベクトル角およびベクトル長を算出し、ベクトル長が大きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、その時の選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出することを特徴とする。
【００７７】
請求項１０において、ベースバンド信号をサンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／２シンボル周波数成分を出力し、タイミング位相差情報を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする。
【００７８】
請求項１１において、加算相関演算手段、減算相関演算手段、ベクトル選択手段、重み付け手段、重み付け信号平均化手段、タイミング位相差算出手段および再生サンプルクロック発振手段の処理は、再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段は、１／２シンボル周波数成分を再生１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００７９】
請求項１２において、重み付け信号平均化手段は、重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二のローパスフィルタとを備え、位相制御時に第一のローパスフィルタおよび第二のローパスフィルタの各直交成分に“０”を、同相成分に、位相制御前の（同相成分²＋直交成分²）^1/2をセットし、タイミング位相差算出手段は、第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル角および第一のベクトル長を算出し、第一のベクトル長が大きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、第一のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角および第二のベクトル長を算出し、第一の位相制御後、第二のベクトル長が大きい場合に第二のベクトル角を用いて位相追随用タイミング位相差を周期的に算出し、再生サンプルクロック発振手段は、初期タイミング位相差および位相追随用タイミング位相差の両方を、タイミング位相差情報として用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御することを特徴とする。
【００８０】
請求項１３において、ベースバンド信号をサンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルクロック発信手段を更に備えることを特徴とする。
【００８１】
請求項１４において、加算相関演算手段、減算相関演算手段、ベクトル選択手段、重み付け手段、重み付け信号平均化手段、タイミング位相差算出手段および非同期サンプルクロック発振手段の処理は、非同期サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、加算相関演算手段および減算相関演算手段は、１／２シンボル周波数成分を非同期１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする。
【００８２】
請求項１５において、重み付け信号平均化手段は、重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二のローパスフィルタとを更に備え、タイミング位相差算出手段は、第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル角および第一のベクトル長を算出し、第一のベクトル長が大きい場合にプリアンブル信号を検出したと判定し、第一のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角および第二のベクトル長を算出し、第一の位相制御後、第二のベクトル長が大きい場合に第二のベクトル角を用いて位相追随用タイミング位相差を周期的に算出することを特徴とする。
【００８３】
請求項１６の復調装置は、タイミング再生器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、再生サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段と、タイミング再生器から出力された再生シンボルクロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを備えることを特徴とする。
【００８４】
請求項１７の復調装置は、タイミング再生器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段と、タイミング再生器から出力された非同期サンプルクロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、タイミング位相差を基に、データ補間手段から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを備えることを特徴とする。
【００８５】
請求項１８の復調装置は、タイミング再生器と、無線信号を受信するアンテナと、アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換して、タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段と、タイミング再生器から出力された非同期サンプルクロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、初期タイミング位相差および位相追随用タイミング位相差の両方を基に、データ補間手段から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを備えることを特徴とする。
【００８６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るタイミング再生器およびこれを用いた復調装置の好適な実施の形態について添付図面を参照して説明する。
【００８７】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１において、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換器、４０はＡＤ変換器３０，３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミング再生器４０から出力された再生シンボルクロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデータ判定手段である。
【００８８】
また、タイミング再生器４０内において、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段、４４は選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段、４５は再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手段）である。さらに、図２はベクトル選択手段４３の構成図であり、４３ａは最大絶対値検出手段、４３ｂは選択手段である。
【００８９】
次に、実施の形態１に係る復調装置の動作について説明する。アンテナ１０は、ＲＦ帯のバースト信号を受信し、周波数変換手段２０はＲＦ帯のバースト信号をベースバンド帯のバースト信号に周波数変換する。このバースト信号は、プリアンブル信号を先頭部に有し、プリアンブル信号の後には有意なデータが存在する。
実施の形態１で用いるプリアンブル信号は、図１５に示すような信号（例えば“１１０１”パターン）でも、図２２に示すような信号（例えば“１００１”パターン）でも、どちらでも良い。
【００９０】
ＡＤ変換器３０は、受信したベースバンド帯の信号の同相成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２（但し、ｉ＝１，２，３，…、τはタイミング誤差（−Ｔ／２≦τ＜Ｔ／２）、Ｔはシンボル周期）においてサンプリングし、サンプリングした受信データ系列Ｉ_i（ｉ＝１，２，３，…）を出力する。同様に、ＡＤ変換器３１は、受信したベースバンド帯の信号の直交成分を、時刻ｔ＝τ＋ｉＴ／２においてサンプリングし、サンプリングした受信データ系列Ｑ_i（ｉ＝１，２，３，…）を出力する。
【００９１】
タイミング再生器４０は、受信データ系列Ｉ_i（ｉ＝１，２，３，…）と受信データ系列Ｑ_i（ｉ＝１，２，３，…）を用いて、バースト信号内のプリアンブル信号（Ｉｐ_i，Ｑｐ_i）の検出と、プリアンブル信号を用いたタイミング誤差τの算出を行い、タイミング誤差τを打ち消す位相制御を、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックに対して行う。再生シンボルクロックは、再生サンプルクロックを２分周した、シンボル周期のクロックである。
【００９２】
データ判定手段６０は、図１９の従来例と同様、タイミング再生器４０によってプリアンブル検出と、タイミング誤差τが打ち消された後、バースト信号内のプリアンブルの後に続く有意なランダムデータ系列Ｉｄ_i，Ｑｄ_i（ｉ＝１，２，３，…）から、ナイキスト点におけるデータを、再生シンボルクロックでラッチする。そして、ラッチしたナイキスト点データを用いてデータを判定し、復調データを出力する。
【００９３】
次に、タイミング再生器４０の動作について説明する。まず、加算手段４１ａは受信信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）を加算し、加算結果を加算信号として出力する。一方、減算手段４１ｂはプリアンブル信号の同相成分Ｉ（ｔ）と、直交成分Ｑ（ｔ）を減算し、減算結果を減算信号として出力する。この減算は（Ｉ（ｔ）−Ｑ（ｔ））でも、（Ｑ（ｔ）−Ｉ（ｔ））でも、どちらでも良い。具体的には、加算手段４１ａは下記式（２１ａ）により、図３（ａ）に示す加算信号を出力し、
【００９４】
Ａ_i＝Ｉ_i＋Ｑ_i （２１ａ)
【００９５】
減算手段４１ｂは下記式（２１ｂ）により、図３（ｂ）に示す減算信号を出力する。
【００９６】
Ｓ_i＝Ｉ_i−Ｑ_i （２１ｂ)
【００９７】
この簡単な加算手段４１ａと減算手段４１ｂにより、タイミング再生器４０は、プリアンブル信号（Ｉ_i＝Ｉｐ_i，Ｑ_i＝Ｑｐ_i）を受信した場合、キャリア位相θｃ[deg]がどのような値であっても、加算信号あるいは減算信号のどちらかに大きな１／２シンボル周波数成分を有する信号を得ることができる。
【００９８】
例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分の位相関係が図２３のように逆相となるため、加算信号の振幅は図３（ａ）のようにプリアンブル信号の同相成分と直交成分の両方の信号が打ち消し合って小さくなるが、減算信号の振幅は逆に図３（ｂ）のように、プリアンブル信号の同相成分と−（直交成分）が合成されて大きくなる。
【００９９】
一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５のように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分の位相関係が図２６のように同相となるため、減算信号の振幅は図５（ｂ）のようにプリアンブル信号の同相成分と−（直交成分）の信号が打ち消し合って小さくなるが、加算信号の振幅は逆に図５（ａ）のように、プリアンブル信号の同相成分と直交成分が合成されて大きくなる。
このように、図３（ｂ）の減算信号、図５（ａ）の加算信号のいずれも、大きな１／２シンボル周波数（ｆ_s／２＝１／（２Ｔ））成分が含まれていることが明らかである。
【０１００】
同様に、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号（例えば“１１０１”パターン）を受信した場合でも、タイミング再生器４０は、キャリア位相θｃがどのような値であっても、加算信号と減算信号のいずれかに、１／２シンボル周波数（ｆ_s／２＝１／（２Ｔ)）成分を得ることができる。例えば、図１５に示すようなキャリア位相θｃを有するプリアンブル信号を受信した場合、プリアンブル信号の同相成分と直交成分は、図４（ａ）に示すような、お互い逆相の波形となり、図４（ａ）に示す加算信号より、図４（ｂ）に示す減算信号の方が振幅は大きく、１／２シンボル周波数（ｆ_s／２＝１／（２Ｔ））成分を多く有していることが判る。
【０１０１】
以降では、図２２に示すような複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブルを例に動作の説明を行っていくが、実施の形態１のタイミング再生方式は、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号受信時においても、上記の理由（加算信号、減算信号のいずれかに、１／２シンボル周波数（ｆ_s／２＝１／（２Ｔ））成分を得ることができる）により、以降説明する動作を実現することができる。
【０１０２】
加算値相関演算手段４２ａは、加算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、データ系列Ａ_i（ｉ=1,2,3,…）に対して、以下の乗算を行い、
【０１０３】
Ａｃ_i＝Ａ_i×ｃｏｓπｉ／２ （２２ａ）
Ａｓ_i＝Ａ_i×ｓｉｎπｉ／２ （２２ｂ）
【０１０４】
上記データ系列（Ａｃ_i，Ａｓ_i）を平均化して、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）を出力する。なお式（２２ａ）、（２２ｂ）の乗算は、ｃｏｓπｉ／２＝１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，−１，…であるため、上記加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）は下記式で得られる。
【０１０５】

【０１０６】
同様に、減算値相関演算手段４２ｂは、減算信号に対してシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関演算を行う。具体的には、データ系列Ｓ_i（ｉ＝１，２，３，…）に対して、以下の乗算を行い、
【０１０７】
Ｓｃ_i＝Ｓ_i×ｃｏｓπｉ／２ （２３ａ）
Ｓｓ_i＝Ｓ_i×ｓｉｎπｉ／２ （２３ｂ）
【０１０８】
上記データ系列（Ｓｃ_i，Ｓｓ_i）を平均化して、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）を出力する。なお式（２３ａ）、（２３ｂ）の乗算も、ｃｏｓπｉ／２＝１，０，−１，０，…、ｓｉｎπｉ／２＝０，１，０，−１，…であるため、上記減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）は、容易に求めることができる。例えば、４シンボルで平均化する場合、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）は下記式で得られる。
【０１０９】

【０１１０】
プリアンブル受信時において、例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、減算信号の方が加算信号より振幅が大きいため、図６に示すように、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）の示すベクトル長は、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）の示すベクトル長より大きくなる。ここで、図６は、図３のタイミングでデータをサンプリングした場合の例である。
【０１１１】
一方、例えば、キャリア位相θｃ[deg]が図１２のように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、加算信号の方が減算信号より振幅が大きいため、図７に示すように、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）の示すベクトル長は、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）の示すベクトル長より大きくなる。ここで、図７は、図５のタイミングでデータをサンプリングした場合の例である。
なお、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）のいずれも、１／２シンボル周波数成分が時間的に長く存在しないため、小さなベクトル長を示す。
【０１１２】
ベクトル選択手段４３は、これら加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）の内、どちらかベクトル長の大きい方を選択し、選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）として出力する。ベクトル選択手段４３の動作を、図２を用いて説明する。最大絶対値検出手段４３ａは、従来のベクトル合成選択手段４０６の場合と同様の動作を行い、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）の各絶対値である｜ＣＡ_i｜，｜ＳＡ_i｜，｜ＣＳ_i｜，｜ＳＳ_i｜の最大値を求める。
【０１１３】
選択手段４３ｂは、最大絶対値検出手段４３ａで求めた最大値が｜ＣＡ_i｜，｜ＳＡ_i｜のどちらかで有る場合は、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）を選択し、その最大値が｜ＣＳ_i｜，｜ＳＳ_i｜のどちらかで有る場合は、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）を選択する。選択した信号は、選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）として出力する。
【０１１４】
プリアンブル信号受信時におけるベクトル選択手段４３の動作は、以下のようになる。キャリア位相θｃ[deg]が図２２のように（９０＜θｃ＜１８０）あるいは（２７０＜θｃ＜３６０）の範囲にある場合、図６のように減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）の示すベクトル長は、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）の示すベクトル長より大きいため、ベクトル選択手段４３は減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）を選択し、選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）＝（ＣＳ_i，ＳＳ_i）を出力する。
【０１１５】
一方、キャリア位相θｃ[deg]が図２５のように（０＜θｃ＜９０）あるいは（１８０＜θｃ＜２７０）の範囲にある場合、図７のように、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）の示すベクトル長は、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）の示すベクトル長より大きいため、ベクトル選択手段４３は加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）を選択し、選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）＝（ＣＡ_i，ＳＡ_i）を出力する。
【０１１６】
一方、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）のいずれも、小さなベクトル長を示し、加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）、減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）のいずれかをランダムに選択する動作を行う。
【０１１７】
次にタイミング位相差算出手段４４は、以下の２つの処理を同時に行う。一つは、選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）のベクトル長Ｖ_iを求める。ベクトル長Ｖ_iは、式（２４ａ）で求めても良いが、演算量を削減したい場合は、式（２４ｂ）で求めてもよい。
【０１１８】
Ｖ_i＝（|ＣＯ_i|²＋|ＳＯ_i|²）^1/2 （２４ａ）
Ｖ_i＝ｍａｘ（|ＣＯ_i|，|ＳＯ_i|） （２４ｂ）
【０１１９】
なお、|ＣＯ_i|，|ＳＯ_i|を求める絶対値変換処理を削減したい場合は、最大絶対値検出手段４３ａで求めた｜ＣＡ_i｜，｜ＳＡ_i｜，｜ＣＳ_i｜，｜ＳＳ_i｜を、最大値検出信号に応じて選択し、使用すればよい。
もう一つの処理は、選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）が示すベクトル角
【０１２０】
θｏ_i＝ｔａｎ^-1（ＳＯ_i／ＣＯ_i） （２５）
【０１２１】
を求める。θｏ_iは、前記θ_Tと同様、２シンボル周期（２Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差であるため、シンボル周期（Ｔ）で正規化した場合のタイミング位相差θr_i[deg]は、式（２６）で求まる。
【０１２２】
θr_i＝２θｏ_i ｍｏｄ３６０ （２６）
【０１２３】
ここで、タイミング再生器４０が、プリアンブル信号を受信中は、ベクトル長Ｖ_iは大きな値を示し、かつタイミング位相差θr_i[deg]も確かな値となる。例えば、図２２のようなプリアンブル信号を、図２３のタイミングでサンプリングした場合、図６に示す減算相関信号（ＣＳ_i，ＳＳ_i）がベクトル選択手段４３で選択され、そのベクトル長がＶ_i、ベクトル角がθｏ_iとなる。一方、図２５のようなプリアンブル信号を、同様のタイミングでサンプリングした場合（即ち、図２６の場合）、図７に示す加算相関信号（ＣＡ_i，ＳＡ_i）がベクトル選択手段４３で選択され、そのベクトル長がＶ_i、そのベクトル角がθｏ_iとなる。
【０１２４】
なお、図６のθｏ_iと、図７のθｏ_iは、１８０[deg]の差があるが、式（２６）の処理により、図６のθｏ_iから求まるθr_iと、図７のθｏ_iから求まるθr_iは一致する。
一方、タイミング再生器４０が、無信号受信時（信号が無く、雑音のみ受信する時）や、プリアンブルの後に続く有意なデータ部を受信中は、ベクトル長Ｖ_iは小さな値を示し、かつタイミング位相差θr_i[deg]も不確かな値となる。受信状態に応じたＶ_iとθr_iの確からしさの関係を、図８に示す。
【０１２５】
よって、バースト信号を受信するタイミングが不明で、プリアンブルが到来する時刻が判らない場合でも、以下の処理によって、タイミング誤差τを求めることができる。
即ち、ベクトル長Ｖ_iをモニタし、Ｖ_iが大きい場合（例えばベクトル長Ｖ_iが、ある閾値εｐを超えた場合）は“プリアンブル受信中”と判定して、タイミング位相差θr_i[deg]を、図８に示すタイミングでラッチする。ラッチされたタイミング位相差θｓ[deg]は、図８から明らかなように、Ｖ_iが大きい時のタイミング位相差θr_iであるため、確かな値である。タイミング位相差算出手段４４は、このようにして得られたタイミング位相差θsを用いて、タイミング誤差τを式（５ａ）、（５ｂ）で求め、タイミング誤差τを打ち消す制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。
【０１２６】
なお、バースト信号を受信するタイミングが既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場合は、上記プリアンブル検出動作は不要であるため、タイミング位相差算出手段４４の代わりに、従来例のタイミング位相差算出手段４０３ａを用いることができる。この場合、ベクトル長Ｖ_iを求め、その大きさを検出する機能が不用になるため、回路規模は低減する。
【０１２７】
ＶＣＯ４５は、タイミング位相差算出手段４４からの制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
以上のことから、本実施の形態１に示したタイミング再生器４０は、以下の効果を奏する。
【０１２８】
第１に、プリアンブル信号の同相成分と直交成分を加算した信号と、減算した信号の計２つの信号に対する相関演算を行い、得られた２つの相関値のうち、ベクトル長の大きい方をタイミング位相推定に用いる簡単な構成により、従来のタイミング再生器４００，４００ａと比較して、回路規模、演算処理を低減することができる。例えば、タイミング再生器４００ａと比較した場合、タイミング再生器４００ａと同様、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定を、複雑な回路で構成されるベクトル合成選択手段４０６（図２０，図２１）の代わりに、簡単な加算手段４１ａ，減算手段４１ｂ，ベクトル選択手段４３（図２）で実施することができる。
【０１２９】
第２に、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のいずれのプリアンブル信号に対して、有効である。
【０１３０】
第３に、タイミング位相差検出手段４４により、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推定と、プリアンブル検出を同時に実現できるため、プリアンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タイミング位相制御を正常に行うことができる。
【０１３１】
第４に、従来例と同様、２[sample/symbol]の低いサンプリング速度で上記１〜３を実現することができる。
さらに、本発明のタイミング再生器を用いる復調装置は、仮に電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合においても、小さな回路規模で、短いプリアンブルで高速同期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意なデータ部において良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を実現することができる。
【０１３２】
なお、実施の形態１のタイミング再生器４５ｂは、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用することができる。
【０１３３】
実施の形態２．
図９は、実施の形態２に係る復調装置の構成を示すブロック図である。図９において、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換器、４０ａはＡＤ変換器３０，３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミング再生器４０ａから出力された再生シンボルクロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデータ判定手段である。
【０１３４】
また、タイミング再生器４０ａ内において、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段である。
【０１３５】
さらに、４４は選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段、４５ａは再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手段）、４６は再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用いてタイミング位相を検出する位相検出手段、４７は位相検出信号を平均化して、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段である。
【０１３６】
以降、実施の形態２の動作について説明する。
実施の形態２では、例えば、文献「受信信号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検討」（藤村著 電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-・ no.6，pp.665-668，1998年６月）に記載されているような、従来のＰＬＬタイミング再生器を併用し、本実施の形態１によってプリアンブル検出や、タイミング誤差τ算出中も、位相検出手段４６、位相検出信号平均化手段４７、ＶＣＯ４５ａで構成されるＰＬＬタイミング再生器を動作させる。
【０１３７】
この時の加算手段４１ａ、減算手段４１ｂからタイミング位相差算出手段４４までの演算処理は、実施の形態１と同様であり、プリアンブル信号を検出したら、その時に同時に求めたタイミング誤差τを打ち消すクロック位相制御を、第一の位相制御信号として、ＶＣＯ４５ａに与える。
一方で、位相検出手段４６は、受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）からタイミング位相が進んでいるか、遅れているかを、例えば上記文献の方式に基づいて検出し、検出信号としてタイミング位相が進んでいれば“＋１”を、遅れていれば“−１”を出力する。
【０１３８】
位相検出信号平均化手段４７は、この進み／遅れ信号を例えばランダムウォークフィルタで平均化し、その平均を第二の位相制御信号として出力する。ＶＣＯ４５ａは、第二の位相制御信号によって、再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御し、第二の位相制御信号が“正”であればタイミング位相を進ませ、“負”であればタイミング位相を遅らせる。ＶＣＯ４５ａは、通常は第二の位相制御信号によって制御されているが、プリアンブルが検出され、第一の位相制御信号が入力されたら、第二の位相制御信号を用いずに、第一の位相制御信号を用いて、各クロック位相制御を実施する。
【０１３９】
第二の位相制御信号のみを用いる場合の短所は、第二の位相制御信号を用いるタイミング位相の進み／遅れの制御が、例えば１／１６シンボルステップ幅で行われるため、タイミング位相の引込みに時間を要することである。逆にその長所は、プリアンブル信号の後に続く有意なランダムデータ部受信時において、タイミング位相追随が可能な点である。
【０１４０】
一方、第一の位相制御信号のみを用いる場合の短所は、プリアンブル信号の後に続く有意なランダムデータ部受信時において、タイミング位相差θr_i[deg]が不確かとなり、使用できない点である。逆にその長所は、実施の形態１で述べた通りであり、短いプリアンブル信号で、高精度にタイミング位相差を検出できる点である。
【０１４１】
実施の形態２では、第一の位相制御信号と第二の位相制御信号の両方を用いるので、上記２つの長所が上記２つの短所を補うため、実施の形態１の効果に加えて、以下の効果を奏する。
即ち、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定と制御を実施しながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現することができる。
【０１４２】
なお、実施の形態２のタイミング再生器４５ｃは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用することができる。
【０１４３】
実施の形態３．
図１０は、実施の形態３に係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１０において、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換器、４０ｂはＡＤ変換器３０，３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイミング同期を行うタイミング再生器、７０はタイミング再生器４０ｂから出力された非同期サンプルクロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信号を補間するデータ補間手段、６０ａはデータ補間手段７０から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデータ判定手段である。
【０１４４】
また、タイミング再生器４０ｂ内において、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段、４４は選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段、４８は非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数成分を出力する発振器（非同期サンプルクロック発振手段）である。
【０１４５】
以降、実施の形態３の動作について説明する。
実施の形態１では、タイミング誤差τを、ＶＣＯ４５による再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相制御により、タイミング誤差τを“０”とするフィードバック型のタイミング再生器４０について説明したが、実施の形態１を実施の形態３のタイミング再生器４０ｂに示すように、フィードフォワード型のタイミング再生器に変形することができる。即ち、ＶＣＯ４５を、発振器４８に切替え、データ補間手段７０を付加し、データ判定手段６０の処理を、後述するデータ判定手段６０ａの処理に切替える。
【０１４６】
発振器４８は、シンボル周期の２倍の自走する非同期サンプルクロックを出力する。Ａ／Ｄ変換器３０，３１は、この非同期サンプルクロックでデータを２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。加算手段４１ａ、減算手段４１ｂは、実施の形態１と同様に、非同期サンプリングされた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）の加減算を行う。加算値相関演算手段４２ａは、加算手段４１ａ出力の加算信号と、発振器から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を、実施の形態１と同様に求める。
【０１４７】
減算値相関演算手段４２ｂは、減算手段４１ｂ出力の減算信号と、発振器から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を、実施の形態１と同様に求める。以降のベクトル選択手段４３や、タイミング位相差算出手段４４は、実施の形態１と同様の処理であり、タイミング誤差τを求める。
【０１４８】
データ補間手段７０は、非同期の2[sample/symbol]によって得られた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）を補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分解能を有する受信データを生成し、補間された受信データを出力する。データ判定手段６０ａは、タイミング位相差算出手段４４からのタイミング誤差τの情報を用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして出力する。
【０１４９】
以上のように、実施の形態３のようなフィードフォワード型の構成とすることで、実施の形態１の効果に加えて、以下の効果を奏する。
即ち、安価で小型な発振器４８を用いることにより、タイミング再生器４０ｂは、より一層の低価格化、小型化を実現することができる。
【０１５０】
なお、実施の形態３のタイミング再生器４５ｄは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用することができる。
【０１５１】
実施の形態４．
図１１は、実施の形態４に係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１１において、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換器、４０ｃはＡＤ変換器３０，３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイミング同期を行うタイミング再生器、６０はタイミング再生器４０ｃから出力された再生シンボルクロックを用いて、ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデータ判定手段である。
【０１５２】
また、タイミング再生器４０ｃ内において、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段である。
【０１５３】
さらに、４４ａは平均相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段、４５は再生サンプルクロックと再生シンボルクロックの位相を制御して、タイミング誤差を“０”にするＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手段）、４９は選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを選択相関信号に与える重み付け手段、５０は重み付け相関信号を平均化する重み付け信号平均化手段、５０ａは重み付け相関信号を入力とする時定数の短い第一のローパスフィルタ、５０ｂは重み付け相関信号を入力とする時定数の長い第二のローパスフィルタである。
【０１５４】
以降、実施の形態４の動作について説明する。実施の形態４は、プリアンブル信号だけでなく、プリアンブルの後に続くランダムパターン信号も用いてタイミング再生を行い、実施の形態２とは別の方法によって、ランダムパターン信号受信中もタイミング同期を実現するものである。基本的な概念として、プリアンブル信号だけでなく、プリアンブルの後に続くランダムパターン信号において数シンボルの時間単位でバースト的に存在する１／２シンボル周波数成分も抽出し、これらを平均化して、タイミング位相推定に用いるものである。
【０１５５】
前述のように実施の形態１〜実施の形態３の各タイミング再生器は、以下のプリアンブル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に対して有効であるが、このような１／２シンボル周波数成分を有する信号遷移は、数シンボルと短い時間ではあるが、ランダムパターン受信中も存在する。
【０１５６】
例えば、ＱＰＳＫ変調方式を例にすると、以下の計１２パターンの８ビットデータ系列に１／２シンボル周波数成分が存在することになる。これらのいずれかが発生する確率は、１２／２５６＝４．６％であり少ないが、これらのパターンに含まれる１／２シンボル周波数成分を検出し、長い時間かけて平均化すれば、ランダムパターン受信時においても、高精度なタイミング位相推定を実現することができる。
【０１５７】
パターンＡ：１１００１１００
パターンＢ：００１１００１１
パターンＣ：０１１００１１０
パターンＤ：１００１１００１
パターンＥ：１１０１１１０１
パターンＦ：０１１１０１１１
パターンＧ：１１１０１１１０
パターンＨ：１０１１１０１１
パターンI：０１０００１００
パターンＪ：０００１０００１
パターンＫ：１０００１０００
パターンＬ：１０００１０００
【０１５８】
図１１の実施の形態４において、アンテナ１０からベクトル選択手段までの動作は、一つの点を除いて、実施の形態１と同様である。この異なる一つの点とは、加算値相関手段４２ａと減算値相関手段４２ｂがそれぞれ行う、乗算後のデータ系列の平均化を、｛４，８，１２｝程度の少ないデータ数を用いることである。例えば、上記パターンＡ〜パターンＬまでの８ビットの何れかのパターンに対する相関を求める場合は、平均化に用いるデータ数は連続する８個のデータとなる。
【０１５９】
重み付け手段４９は、ベクトル選択手段出力である選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）のベクトル長ＶＯ_iを求め、ＶＯ_iの大きさに応じた重み付け値αを（ＣＯ_i，ＳＯ_i）に乗算し、その結果を重み付け相関信号（ＣＷ_i，ＳＷ_i）として出力する。
【０１６０】
ＣＷ_i＝αＣＯ_i （２７ａ）
ＳＷ_i＝αＳＯ_i （２７ｂ）
【０１６１】
ここで、ベクトル長ＶＯ_iは、上記パターンＡ〜Ｄを受信した場合には、非常に大きな値を示す。また、上記パターンＥ〜Ｌを受信した場合には、大きな値を示す。さらに、それ以外のパターンを受信した場合には、小さな値を示す。
【０１６２】
よって重み付け手段４９は、上記ベクトル長ＶＯ_iに応じた重み付けを、式（２７ａ）、（２７ｂ）のように実施することで、上記パターンＡ〜Ｌ受信時の相関情報のみ抽出することができる。例えば、ＶＯ_iを２つの閾値によって３値検出し、ＶＯ_iが非常に大きな値の場合には、α＝１を設定する。また、ＶＯ_iが大きな値の場合には、α＝１／２を設定する。さらに、ＶＯ_iが小さな値の場合には、α＝０を設定する。
【０１６３】
このように設定すれば、上記パターンＡ〜Ｌ以外の不確かなタイミング位相情報を有する選択相関信号（ＣＯ_i，ＳＯ_i）は、後段に出力されない。また上記パターンＡ〜Ｌ中、上記パターンＡ〜Ｄは、上記パターンＥ〜Ｌと比較して、より確かなタイミング位相情報を有するような、１／２シンボル周波数成分を多く含んでいるが、これらを受信中は、大きな重み付けが行われるため、タイミング位相推定に有効な１／２シンボル周波数成分の抽出が効率的に行われる。
【０１６４】
重み付け信号平均化手段５０は、重み付け相関信号（ＣＷ_i，ＳＷ_i）を平均化し、その平均値を、平均化重み付け相関信号（ΣＣＷ_i，ΣＳＷ_i）として出力する。重み付け信号平均化手段５０では、プリアンブル受信中は、大きな重み付けが与えられた（例えば、“１”を乗算された）相関信号（ＣＷ_i，ＳＷ_i）が入力されるため、少ないデータ数で、正確なタイミング位相差情報が得られる。また、プリアンブル受信中は、前バースト信号受信時のタイミング情報を迅速に打ち消し、現在受信中のバースト信号のタイミング情報を迅速に得る必要がある。よって、プリアンブル信号受信中は、少ないデータ数で平均化を行う必要がある。
【０１６５】
一方、有意なランダムデータ受信中は、小さな重み付けが与えられた（例えば、“０”を乗算された）相関信号（ＣＷ_i，ＳＷ_i）が多く入力されるため、正確なタイミング位相差情報を得るためには、数十シンボル〜数百シンボル分の多くのデータ数を用いて平均化を行う必要がある。
【０１６６】
そこで、重み付け信号平均化手段５０は、プリアンブル信号用に小さな時定数を有する第一のローパスフィルタ５０ａと、有意なランダムデータ用に大きな時定数を有する第二のローパスフィルタ５０ｂを備え、両方のフィルタの出力情報（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）、（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）を出力する。例えばβ＜γ（０＜β＜１，０＜γ＜１）の関係を有する２つのＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタで構成する場合、第一のＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタは以下の処理を実施する。、
【０１６７】
Σ１ＣＷ_i＝βΣＣＷ_i-1＋ＣＷ_i （２８ａ）
Σ１ＳＷ_i＝βΣＳＷ_i-1＋ＳＷ_i （２８ｂ）
【０１６８】
また、第二のＩＩＲ(Infinite Impulse Response)フィルタは、以下の処理を実施する。
【０１６９】
Σ２ＣＷ_i＝γΣＣＷ_i-1＋ＣＷ_i （２９ａ）
Σ２ＳＷ_i＝γΣＳＷ_i-1＋ＳＷ_i （２９ｂ）
【０１７０】
タイミング位相差算出手段４４ａは、以下の処理を行って、プリアンブル検出と、プリアンブルを用いたタイミング位相推定を同時に行い、かつ有意なランダムデータ受信時におけるタイミング位相推定も行う。
【０１７１】
第１の処理として、重み付け信号平均化手段５０の出力（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）が示す正規化ベクトル長Ｖ１_i
Ｖ１_i＝β（Σ１ＣＷ_i ²＋Σ１ＳＷ_i ²）^1/2 （３０ａ）
と、重み付け信号平均化手段５０の出力（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）が示す正規化ベクトル長Ｖ２_i
Ｖ２_i＝γ（Σ２ＣＷ_i ²＋Σ２ＳＷ_i ²）^1/2 （３０ｂ）
を求める。
【０１７２】
第２の処理として、Ｖ１_iが大きな値を示したら（例えば、Ｖ１_iがある閾値εｐ１より大きくなったら）、以下の式で求まるタイミング位相差θr_1iをラッチする。
但しθ_1iは、（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）が示すベクトル角である。
θr_1i＝２θ_1i ｍｏｄ３６０ （３１）
【０１７３】
第３の処理として、θr_1iをラッチしたタイミング位相差θ１s＝θr_1iを用いて、タイミング誤差τ１を式（３２ａ）、（３２ｂ）で求め、タイミング誤差τ１を打ち消す第一の制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。
θ１ｓ＞１８０[deg]の場合、
τ１＝（θ１ｓ−３６０）Ｔ／３６０ （３２ａ）
θ１ｓ≦１８０[deg]の場合、
τ１＝（θ１ｓ）Ｔ／３６０ （３２ｂ）
【０１７４】
第４の処理として、第一の制御信号による位相制御（以降、第一の位相制御と称する）後、クロック位相差は０[deg]となり、重み付け信号平均化手段５０に入力されるタイミング位相差情報は、第一の位相制御前と制御後で異なるため、第一の位相制御後、以下の制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベクトル（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）、（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）の示すベクトル角を、０[deg]の方向にセットする。
【０１７５】
Σ１ＣＷ_i＝（Σ１ＣＷ_i-1 ²＋Σ１ＳＷ_i-1 ²）^1/2 （３３ａ）
Σ１ＳＷ_i＝０ （３３ｂ）
Σ２ＣＷ_i＝（Σ２ＣＷ_i-1 ²＋Σ２ＳＷ_i-1 ²）^1/2 （３４ａ）
Σ２ＳＷ_i＝０ （３４ｂ）
【０１７６】
第５の処理として、上記第２〜第４の処理と並行して、以下の式で求まるタイミング位相差θr_2iを求める。
但しθ_2iは、（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）が示すベクトル角である。
θr_2i＝２θ_2i ｍｏｄ３６０ （３５）
【０１７７】
第６の処理として、第一の位相制御後、以下の２つの条件（条件Ａ、条件Ｂ）を両方とも満たす時、有意なランダムデータ部受信信号から求まるタイミング位相差情報として、θr_2iをラッチし、ラッチしたタイミング位相差θ２s＝θr_2iを用いて、タイミング誤差τ２を式（３６ａ）、（３６ｂ）で求め、タイミング誤差τ２を打ち消す第二の制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。
【０１７８】
ここで、条件Ａは、「θr_1iとθr_2iとのタイミング位相差が小さい（例えば、｜θr_1i−θr_2i｜≦４５[deg]）。」である。
また、条件Ｂは、「Ｖ２_iが大きな値を示す（例えば、Ｖ２_iがある閾値εｐ２より大きい）。」である。
【０１７９】
そして、θ２ｓ＞１８０[deg]の場合、
τ２＝（θ２ｓ−３６０）Ｔ／３６０ （３６ａ）
となる。また、θ２ｓ≦１８０[deg]の場合、
τ２＝（θ２ｓ）Ｔ／３６０ （３６ｂ）
となる。
【０１８０】
第７の処理として、第二の制御信号による位相制御（以降、第二の位相制御と称する）後も、第一の位相制御時と同様、重み付け信号平均化手段５０に入力されるタイミング位相差情報は、第二の位相制御前と制御後で異なる可能性があるため、第二の位相制御後も、式（３３ａ）、（３３ｂ）、（３４ａ）、（３４ｂ）の制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベクトル（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）、（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）の示すベクトル角を０[deg]にセットする。
【０１８１】
第８の処理として、引き続き有意なランダムデータ受信中に、第三以降の位相制御を行う場合は、第二の位相制御後、数十シンボル周期で、上記条件Ｂが成立しているか否かをモニタし、成立している場合は、その時の（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）が示すベクトル角θr_2iをラッチし、ラッチしたタイミング位相差θ２s＝θr_2iを用いて、タイミング誤差τ２を式（３６ａ）、（３６ｂ）で求め、タイミング誤差τ２を打ち消す第二の制御信号を、後段のＶＣＯ４５に与える。同時に式（３３ａ）、（３３ｂ）、（３４ａ）、（３４ｂ）の制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベクトル（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）、（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）の示すベクトル角を０[deg]にセットする。
【０１８２】
第９の処理として、この間に、再びＶ１_iが大きな値を示したら（例えば、Ｖ１_iがある閾値εｐ１より大きくなったら）、次のバースト信号を受信したと判定し、上記第２の処理に戻る。
【０１８３】
図１２に、タイミング位相差算出手段の動作例を示す。Ｖ１_iは、重み付け信号平均化手段５０において、平均化に用いるデータ数が少ないため、プリアンブル信号受信時にのみ大きな値を示し、ランダムデータ部受信時は、小さな値を示す。一方、Ｖ２_iは、重み付け信号平均化手段５０において、平均化に用いるデータ数が多いため、プリアンブル信号受信時においては前バースト信号の情報が残っている場合もあり、小さい値を示す場合が多いが、ランダムデータ部受信時は、十分大きな値を示す。
よって、図１２に示す通り、第一の位相制御は、上記第１〜第４の処理により、プリアンブル受信中に行われ、第二の位相制御以降の制御は、データ部受信中に行われる。
【０１８４】
最後にＶＣＯ４５は、タイミング位相差算出手段４４ａからの制御信号を受けて、再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相を制御し、タイミング誤差τを“０”とする。
よって、実施の形態４は、実施の形態１と同様、これらのプリアンブル信号受信中は短い時間で、高精度なタイミング位相推定を実現しながら、実施の形態２とは別の方法によって、ランダムパターン信号受信中もタイミング同期を実現することができる。
【０１８５】
なお、バースト信号を受信するタイミングが既知で、プリアンブルが到来する時刻が特定できる場合は、上記処理を大幅に削減することができる。この場合の変更点は、以下の通りである。
第１に、重み付け信号平均化手段５０は、第一のローパスフィルタ５０ａだけで構成され、第一のローパスフィルタ５０ａの時定数（例えば、式２４（ａ）、式２４（ｂ）の忘却係数β）を、プリアンブル信号受信中は小さく、有意なランダムデータ受信中は大きく切替える。
【０１８６】
第２に、プリアンブル検出動作は不要であるため、タイミング位相差算出手段４４ａの代わりに、従来例のタイミング位相差算出手段４０３ａを用いて、第一のローパスフィルタ５０ａの出力（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）が示すベクトル角から、タイミング誤差τを求める。
上記の２つの変更点により、回路規模は大幅に低減する。
【０１８７】
以上のことから、本実施の形態４に示したタイミング再生器４０ｃは、実施の形態１の効果に加えて、以下の効果を奏する。
即ち、短いプリアンブル信号で高精度なタイミング位相推定と、制御を実施しながら、有意なランダムデータ部受信中もタイミング位相追随を実現することができる。
【０１８８】
なお、実施の形態４のタイミング再生器４５ｅは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用することができる。
【０１８９】
実施の形態５．
図１３は、実施の形態５に係る復調装置の構成を示すブロック図である。図１３において、１０は無線信号を受信するアンテナ、２０はアンテナ１０で受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段、３０，３１は周波数変換手段２０で変換されたベースバンド信号をシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換するＡＤ変換器、４０ｄはＡＤ変換器３０，３１で変換されたディジタルベースバンド信号を用いて、タイミング同期を行うタイミング再生器、７０はタイミング再生器４０ｂから出力された非同期サンプルクロックでサンプリングされたディジタルベースバンド信号を補間するデータ補間手段、６０ａはデータ補間手段７０から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点データを判定するデータ判定手段である。
【０１９０】
また、タイミング再生器４０ｄ内において、４１ａはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを加算する加算手段、４１ｂはベースバンド信号の同相成分とベースバンド信号の直交成分とを減算する減算手段、４２ａは加算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する加算値相関演算手段、４２ｂは減算信号と１／２シンボル周波数成分との相関を算出する減算値相関手段、４３は加算相関信号の大きさと減算相関信号の大きさとを比較して、どちらか大きい方の相関信号を選択するベクトル選択手段である。
【０１９１】
さらに、４４ａは平均相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段、４８は非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数成分を出力する発振器（非同期サンプルクロック発振手段）、４９は選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを選択相関信号に与える重み付け手段、５０は重み付け相関信号を平均化する重み付け信号平均化手段、５０ａは重み付け相関信号を入力とする時定数の短い第一のローパスフィルタ、５０ｂは重み付け相関信号を入力とする時定数の長い第二のローパスフィルタである。
【０１９２】
以降、実施の形態５の動作について説明する。
実施の形態４では、タイミング誤差τを、ＶＣＯ４５による再生サンプルクロックと、再生シンボルクロックの位相制御により、タイミング誤差τを“０”とするフィードバック型のタイミング再生器４０ｃについて説明したが、実施の形態５のタイミング再生器４０ｄに示すように、フィードフォワード型のタイミング再生器に変形することができる。即ち、ＶＣＯ４５を、発振器４８に切替え、データ補間手段７０を付加し、データ判定手段６０の処理を、後述するデータ判定手段６０ａの処理に切替える。
【０１９３】
発振器４８は、シンボル周期の２倍の自走する非同期サンプルクロックを出力する。Ａ／Ｄ変換器３０，３１は、この非同期サンプルクロックでデータを２[sample/symbol]で非同期サンプリングする。加算手段４１ａ、減算手段４１ｂは、実施の形態１と同様に、非同期サンプリングされた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）の加減算を行う。加算値相関演算手段４２ａは、加算手段４１ａから出力される加算信号と、発振器から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を、実施の形態２と同様に求める。
【０１９４】
減算値相関演算手段４２ｂは、減算手段４１ｂ出力の減算信号と、発振器から出力されるシンボル周波数の１／２の周波数成分ｅｘｐ［−ｊπ（ｆｓ）ｔ］との相関を、実施の形態２と同様に求める。以降のベクトル選択手段４３、重み付け手段５０は、実施の形態４と同様の処理であり、タイミング誤差τを求める。
【０１９５】
タイミング位相差算出手段４４bは、以下の点を除いて、タイミング位相差算出手段４４ａと同様の動作を行う。以下、タイミング位相差算出手段４４ｂとタイミング位相差算出手段４４ａの相違点を示す。
即ち、タイミング位相差算出手段４４ｂは、フィードフォワード型であるため、サンプルクロックの位相が制御されることがない。これに対して、タイミング位相差算出手段４４ａは、フィードバック型であるため、式（３３ａ）、（３３ｂ）、（３４ａ）、（３４ｂ）の制御を重み付け信号平均化手段５０に対して行い、各ベクトル（Σ１ＣＷ_i，Σ１ＳＷ_i）、（Σ２ＣＷ_i，Σ２ＳＷ_i）の示すベクトル角を０[deg]にセットする必要がない。
【０１９６】
データ補間手段７０は、非同期の２[sample/symbol]によって得られた受信データ（Ｉ_i，Ｑ_i）を補間して、例えばシンボル周期に対して１／１６の時間分解能を有する受信データを生成し、補間された受信データを出力する。
データ判定手段６０ａは、タイミング位相差算出手段４４ａからのタイミング誤差τの情報を用いて、補間された受信データのナイキスト点を抽出し、抽出したナイキスト点のデータを復調データとして出力する。
【０１９７】
以上示したように、実施の形態５は、フィードフォワード型の構成とすることで、実施の形態４の効果に加えて、以下の効果を奏する。
即ち、安価で小型な発振器４８を用いるため、タイミング再生器４０ｄは、より一層、低価格化、小型化を実現することができる。
【０１９８】
なお、実施の形態５のタイミング再生器４５ｄは、実施の形態１と同様、以下の２つのプリアンブル信号（(1)複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号、(2)複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号）に限らず、複素平面上のある２点を、１シンボル毎に交互に遷移するプリアンブル信号を用いる無線通信システムであれば、どのような変調方式（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，π／４ＱＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ、ＦＳＫなど）を用いるシステムにも適用することができる。
【０１９９】
【発明の効果】
本発明に係るタイミング再生器および復調装置は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。
即ち、プリアンブル信号の同相成分と直交成分を加算した信号と、減算した信号の計２つの信号に対する相関演算を行い、得られた２つの相関値のうち、ベクトル長の大きい方をタイミング位相推定に用いる簡単な構成により、従来のタイミング再生器と比較して、回路規模、演算処理を低減することができる。
【０２００】
また、複素平面上で隣り合う２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する信号（例えば“１１０１”パターン）、複素平面上で原点対称となる２つのナイキスト点を１シンボル毎に交互に遷移する“０π”変調信号（例えば“１００１”パターン）のいずれのプリアンブル信号に対して、有効である。
【０２０１】
さらに、タイミング位相差検出手段により、プリアンブルを用いた高精度なタイミング位相推定と、プリアンブル検出を同時に実現できるため、プリアンブルを受信するタイミングが判らない場合でも、タイミング位相制御を正常に行うことができる。
【０２０２】
また、本発明に係る復調装置は、仮に電源立上げ時や、シャドウイング復帰後の再接続において生じるバースト信号の受信タイミングが未知である場合においても、小さな回路規模で、短いプリアンブルで高速同期、高速再同期を実現し、プリアンブルに続く有意なデータ部において良好なＢＥＲ（ビット誤り率）特性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】ベクトル選択手段の構成を示すブロック図である。
【図３】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波形図である。
【図４】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波形図である。
【図５】（ａ）は、プリアンブルの加算信号を示す波形図である。（ｂ）は、プリアンブルの減算信号を示す波形図である。
【図６】プリアンブル信号受信時の加算相関信号および減算相関信号を示す信号空間図である。
【図７】プリアンブル信号受信時の加算相関信号および減算相関信号を示す信号空間図である。
【図８】実施の形態１のタイミング位相差算出手段の動作を示す波形図である。
【図９】実施の形態２に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】実施の形態３に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】実施の形態４に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】実施の形態４のタイミング位相差算出手段の動作を示す波形図である。
【図１３】実施の形態５に係る復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】従来の復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１５】“１１０１”パターンを示す信号空間図である。
【図１６】共役復素乗算手段出力を示す信号空間図である。
【図１７】共役復素乗算手段出力信号を示す波形図である。
【図１８】相関値とタイミング誤差を示す図である。
【図１９】従来の復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２０】ベクトル合成選択手段の構成を示すブロック図である。
【図２１】ベクトル合成選択手段の構成を示すブロック図である。
【図２２】“１００１”パターンを示す信号空間図である。
【図２３】（ａ）は、プリアンブル信号の同相成分を示す波形図である。（ｂ）は、プリアンブル信号の直交成分を示す波形図である。
【図２４】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２５】“１００１”パターンを示す信号空間図である。
【図２６】（ａ）は、プリアンブル信号の同相成分を示す波形図である。（ｂ）は、プリアンブル信号の直交成分を示す波形図である。
【図２７】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２８】相関値の一例を示す信号空間図である。
【図２９】相関値の一例を示す信号空間図である。
【符号の説明】
１０…アンテナ、２０…周波数変換手段、３０，３１…ＡＤ変換器、４０，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ，４０ｄ…タイミング再生器、４１ａ…加算手段、４１ｂ…減算手段、４２ａ…加算値相関演算手段、４２ｂ…減算値相関手段、４３…ベクトル選択手段、４３ａ…最大絶対値検出手段、４３ｂ…選択手段、４４…タイミング位相差算出手段、４５，４５ａ…ＶＣＯ（再生サンプルクロック発振手段）、４６…位相検出手段、４７…位相検出信号平均化手段、４８…発振器（非同期サンプルクロック発振手段）、４９…重み付け手段、５０…重み付け信号平均化手段、５０ａ…第一のローパスフィルタ、５０ｂ…第二のローパスフィルタ、６０，６０ａ…データ判定手段、７０…データ補間手段。

Claims (18)

1. ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算信号として出力する加算手段と、
   ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号として出力する減算手段と、
   前記加算信号と、受信機側で生成する１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出力する加算相関演算手段と、
   前記減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力する減算相関演算手段と、
   前記加算相関信号の大きさと、前記減算相関信号の大きさとを比較し、どちらか大きい方の相関信号を選択し、選択した相関信号を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、
   前記選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段とを備えることを特徴とするタイミング再生器。
2. 前記タイミング位相差算出手段は、前記選択相関信号の示すベクトル角およびベクトル長を算出し、前記ベクトル長が大きい場合に前記プリアンブル信号を検出したと判定し、その時の前記選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出することを特徴とする請求項１記載のタイミング再生器。
3. 前記ベースバンド信号をサンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／２シンボル周波数成分を出力し、前記タイミング位相差情報を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のタイミング再生器。
4. 前記加算相関演算手段、前記減算相関演算手段、前記ベクトル選択手段、前記タイミング位相差算出手段および前記再生サンプルクロック発振手段の処理は、前記再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、
   前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、前記１／２シンボル周波数成分を前記再生１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする請求項３記載のタイミング再生器。
5. 前記再生サンプルクロックでサンプリングされた前記ベースバンド信号を用いてタイミング位相を検出し、その検出信号を位相検出信号として出力する位相検出手段と、
   前記位相検出信号を平均化し、その平均を位相進み遅れ信号として出力する位相検出信号平均化手段とを更に備え、
   前記再生サンプルクロック発振手段は、前記タイミング位相差情報と前記位相進み遅れ信号の両方を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御することを特徴とする請求項３又は請求項４記載のタイミング再生器。
6. 前記ベースバンド信号をサンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のタイミング再生器。
7. 前記加算相関演算手段、前記減算相関演算手段、前記ベクトル選択手段、前記タイミング位相差算出手段および前記非同期サンプルクロック発振手段の処理は、前記非同期サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、
   前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、前記１／２シンボル周波数成分を前記非同期１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする請求項６記載のタイミング再生器。
8. ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを加算し、加算後の信号を加算信号として出力する加算手段と、
   ベースバンド信号の同相成分と、ベースバンド信号の直交成分とを減算し、減算後の信号を減算信号として出力する減算手段と、
   前記加算信号と、受信機側で生成する１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を加算相関信号として出力する加算相関演算手段と、
   前記減算信号と、前記１／２シンボル周波数成分との相関を算出し、算出した相関値を減算相関信号として出力する減算相関演算手段と、
   前記加算相関信号の大きさと、前記減算相関信号の大きさとを比較し、どちらか大きい方の相関信号を選択し、選択した相関信号を選択相関信号として出力するベクトル選択手段と、
   前記選択相関信号の示すベクトル長の大きさに応じた重み付けを、前記選択相関信号に与え、重み付けされた前記選択相関信号を、重み付け相関信号として出力する重み付け手段と、
   前記重み付け相関信号を平均化し、その平均を重み付け平均相関信号として出力する重み付け信号平均化手段と、
   前記平均相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出するタイミング位相差算出手段とを備えることを特徴とするタイミング再生器。
9. 前記タイミング位相差算出手段は、前記重み付け平均相関信号の示すベクトル角およびベクトル長を算出し、前記ベクトル長が大きい場合に前記プリアンブル信号を検出したと判定し、その時の前記選択相関信号の示すベクトル角を用いてタイミング位相差を算出することを特徴とする請求項８記載のタイミング再生器。
10. 前記ベースバンド信号をサンプリングする再生サンプルクロックおよび再生１／２シンボル周波数成分を出力し、前記タイミング位相差情報を用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御する再生サンプルクロック発振手段を更に備えることを特徴とする請求項８又は請求項９記載のタイミング再生器。
11. 前記加算相関演算手段、前記減算相関演算手段、前記ベクトル選択手段、前記重み付け手段、前記重み付け信号平均化手段、前記タイミング位相差算出手段および前記再生サンプルクロック発振手段の処理は、前記再生サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、
    前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、前記１／２シンボル周波数成分を前記再生１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする請求項１０記載のタイミング再生器。
12. 前記重み付け信号平均化手段は、前記重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二のローパスフィルタとを備え、位相制御時に前記第一のローパスフィルタおよび前記第二のローパスフィルタの各直交成分に“０”を、同相成分に、位相制御前の（同相成分²＋直交成分²）^1/2をセットし、
    前記タイミング位相差算出手段は、前記第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル角および第一のベクトル長を算出し、前記第一のベクトル長が大きい場合に前記プリアンブル信号を検出したと判定し、前記第一のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、
    前記第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角および第二のベクトル長を算出し、前記第一の位相制御後、前記第二のベクトル長が大きい場合に前記第二のベクトル角を用いて位相追随用タイミング位相差を周期的に算出し、
    前記再生サンプルクロック発振手段は、前記初期タイミング位相差および前記位相追随用タイミング位相差の両方を、前記タイミング位相差情報として用いて、タイミング誤差を“０”に位相制御することを特徴とする請求項１０又は請求項１１記載のタイミング再生器。
13. 前記ベースバンド信号をサンプリングする非同期サンプルクロックおよび非同期１／２シンボル周波数成分を出力する非同期サンプルクロック発信手段を更に備えることを特徴とする請求項８又は請求項９記載のタイミング再生器。
14. 前記加算相関演算手段、前記減算相関演算手段、前記ベクトル選択手段、前記重み付け手段、前記重み付け信号平均化手段、前記タイミング位相差算出手段および前記非同期サンプルクロック発振手段の処理は、前記非同期サンプルクロックでサンプリングされたベースバンド信号を用い、
    前記加算相関演算手段および前記減算相関演算手段は、前記１／２シンボル周波数成分を前記非同期１／２シンボル周波数成分とすることを特徴とする請求項１３記載のタイミング再生器。
15. 前記重み付け信号平均化手段は、前記重み付け相関信号をそれぞれ入力とする時定数の短い第一のローパスフィルタと、時定数の長い第二のローパスフィルタとを更に備え、
    前記タイミング位相差算出手段は、前記第一のローパスフィルタの示す第一のベクトル角および第一のベクトル長を算出し、前記第一のベクトル長が大きい場合に前記プリアンブル信号を検出したと判定し、前記第一のベクトル角を用いて初期タイミング位相差を算出し、
    前記第二のローパスフィルタの示す第二のベクトル角および第二のベクトル長を算出し、前記第一の位相制御後、前記第二のベクトル長が大きい場合に前記第二のベクトル角を用いて位相追随用タイミング位相差を周期的に算出することを特徴とする請求項１３又は請求項１４記載のタイミング再生器。
16. 請求項３、請求項４、請求項５、請求項１０、請求項１１、請求項１２のいずれか一項に記載のタイミング再生器と、
    無線信号を受信するアンテナと、
    前記アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
    前記周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、前記再生サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換して、前記タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段と、
    前記タイミング再生器から出力された再生シンボルクロックを用いて、前記ディジタルベースバンド信号の中からナイキスト点データを抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを備えることを特徴とする復調装置。
17. 請求項６又は請求項７記載のタイミング再生器と、
    無線信号を受信するアンテナと、
    前記アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
    前記周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、前記非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換して、前記タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段と、
    前記タイミング再生器から出力された非同期サンプルクロックでサンプリングされた前記ディジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、
    前記タイミング位相差を基に、前記データ補間手段から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを備えることを特徴とする復調装置。
18. 請求項１５記載のタイミング再生器と、
    無線信号を受信するアンテナと、
    前記アンテナで受信された無線信号をベースバンド信号に周波数変換する周波数変換手段と、
    前記周波数変換手段で変換されたベースバンド信号を、前記非同期サンプルクロックを用いてシンボルレートの２倍でサンプリングし、ディジタルベースバンド信号に変換して、前記タイミング再生器に与えるＡＤ変換手段と、
    前記タイミング再生器から出力された非同期サンプルクロックでサンプリングされた前記ディジタルベースバンド信号を補間し、補間後のデータを、補間ベースバンド信号として出力するデータ補間手段と、
    前記初期タイミング位相差および前記位相追随用タイミング位相差の両方を基に、前記データ補間手段から出力された補間ベースバンド信号のナイキスト点を抽出し、抽出した前記ナイキスト点データを判定し、復調データとして出力するデータ判定手段とを備えることを特徴とする復調装置。

Images