JPH0983594A - ディジタル復調器 - Google Patents

ディジタル復調器

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JPH0983594A
JPH0983594A JP7238440A JP23844095A JPH0983594A JP H0983594 A JPH0983594 A JP H0983594A JP 7238440 A JP7238440 A JP 7238440A JP 23844095 A JP23844095 A JP 23844095A JP H0983594 A JPH0983594 A JP H0983594A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル復調器の動作を高速化する。 【解決手段】 自動周波数制御回路（ＡＦＣ）２０にお
ける周波数偏差Δωの推定を、受信フィルタ１４から出
力されるオーバーサンプリング周期の検波サンプル信号
に基づいて行う。これにより、ＡＦＣ２０は、ビットタ
イミング再生回路（ＢＴＲ）１６の動作の安定化を待た
ずに周波数偏差の推定処理を行うことができる。そし
て、ＡＦＣ２０は、推定した周波数偏差と、ＢＴＲ１６
からの判定タイミング情報とを用いて、各判定タイミン
グに対する周波数偏差補正信号を生成する。乗算器２２
では、この周波数偏差補正信号により入力信号の周波数
偏差成分を除去する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星通信、移動体
通信、移動体衛星通信などにおいて受信信号の復調に用
いられるディジタル復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル変調された信号を復調する復
調器としては、受信信号をアナログ信号のまま検波する
復調器が従来よりよく知られている。これに対して近
年、受信信号をＡ／Ｄ変換し、ディジタル化された受信
信号に対して演算処理を施すことにより、受信信号の復
調を行うディジタル復調器が開発されている。
【０００３】このようなディジタル復調器としては、例
えば、文献“A New Coherent Demodulation Technique
for Land-Mobile Satellite Communications”（Intern
ational Mobile Satellite Conference,Ottawa,pp622-6
27,1990 ）に示される装置がある。
【０００４】図６は、この従来装置の構成を模式的に示
すブロック図である。この装置は、ＱＰＳＫ変調信号を
同期検波するための装置である。この復調器には、受信
信号を周波数変換して得られたＩＦ（Intermediate Fre
quency）信号が入力される。
【０００５】図６において、Ａ／Ｄ変換器６０は、入力
ＩＦ信号を、例えばＩＦ周波数の４倍などの高速サンプ
リングレートで直接的にサンプリングし、ディジタル化
する。Ａ／Ｄ変換器６０から出力されたサンプル信号
は、ディジタル直交検波回路６２において、位相がπ／
２異なる固定周波数の２つの参照信号と乗算され、準同
期直交検波される。そして、ディジタル直交検波回路６
２は、検波結果を間引くなどして、受信信号のビットレ
ートの４倍程度のレートの出力信号（検波サンプル信
号）を生成する。すなわち、ディジタル直交検波回路６
２から出力される次式で示される検波サンプル信号が出
力される。
【０００６】
【数１】 ＩQC（ｎＴ）＝Ｉ（ｎＴ）cos(ΔωｎＴ＋θ) −Ｑ（ｎＴ）sin(ΔωｎＴ＋θ) ＱQC（ｎＴ）＝Ｑ（ｎＴ）cos(ΔωｎＴ＋θ) ＋Ｉ（ｎＴ）sin(ΔωｎＴ＋θ) …（１） 上式（１）において、ＩQC（）及びＱQC（）は、それぞ
れ検波サンプル信号の同相及び直交成分であり、Ｉ（）
及びＱ（）は、それぞれ伝送対象のディジタル信号の同
相及び直交成分である。そして、ｎは整数であり、Ｔは
ディジタル直交検波回路６２出力時点におけるサンプリ
ング周期を示す。また、Δωは受信信号の搬送波周波数
と参照信号の周波数との周波数偏差を示し、θは検波サ
ンプル信号の初期位相（すなわち、受信搬送波に対する
参照信号の初期位相）を示す。なお、準同期検波に用い
られる参照信号には、搬送波周波数に極めて近い周波数
の正弦波が用いられるので、検波サンプル信号はベース
バンドの信号となる。
【０００７】ディジタル直交検波回路６２からは、上式
（１）で示される検波サンプル信号が複素データとして
出力される。この検波サンプル信号は、受信フィルタ６
４に入力される。受信フィルタ６４は、検波サンプル信
号を波形成形し、帯域外の雑音を除去する。
【０００８】受信フィルタ６４の出力は、２方向に分岐
し、ビットタイミング再生部（ＢＴＲ：Bit Timing Rec
overy ）６６及び補間処理部６８に入力される。
【０００９】ＢＴＲ６６は、受信フィルタ６４の出力信
号に基づいて、ビットタイミング、すなわち受信信号の
値を判定する判定タイミングを求める。求められた判定
タイミング情報は補間処理部６８に入力される。なお、
このＢＴＲ６６における判定タイミングの推定方法の一
例は、上記文献にも示されている。
【００１０】さて、受信フィルタ６４の出力信号はオー
バーサンプリング周期でサンプルされた信号であり、サ
ンプリングタイミングは判定タイミングとは必ずしも同
期していない。そこで、補間処理部６８は、ＢＴＲ６６
から入力される判定タイミング情報を用いて、受信フィ
ルタ６４の出力信号に対して補間演算を行い、次式で示
される判定タイミングにおける検波信号（判定タイミン
グ検波信号と呼ぶ）を求める。
【００１１】
【数２】 ＩN （ｍＴs ）＝Ｉ（ｍＴs ）cos(ΔωｍＴs ＋θN ) −Ｑ（ｍＴs ）sin(Δω ｍＴs ＋θN ) ＱN （ｍＴs ）＝Ｑ（ｍＴs ）cos(ΔωｍＴs ＋θN ) ＋Ｉ（ｍＴs ）sin(Δω ｍＴs ＋θN ) …（２） 上式（２）において、ＩN （）及びＱN （）は、それぞ
れ判定タイミング検波信号の同相成分及び直交成分を示
す。そして、Ｔs は判定タイミングの周期（すなわちナ
イキスト間隔）を示し、θN は判定タイミング検波信号
の初期位相成分を示す。
【００１２】したがって、補間処理部６８からは、ナイ
キスト間隔ごとに上式（２）で示される判定タイミング
検波信号が複素データとして出力される。以下の回路に
おける演算処理は、すべてこの判定タイミングの信号に
基づいて行われる。なお、図６においては、実線はオー
バーサンプリング周期で変化する信号が流れる信号線路
を示し、白抜き線はナイキスト周期で変化する信号が流
れる信号線路を示す。
【００１３】補間処理部６８以降の回路では、判定タイ
ミング検波信号ＩN （ｍＴs ）及びＱN （ｍＴs ）から
周波数偏差（Δω）及び初期位相（θN ）による位相回
転成分を除去することにより、元のディジタル信号Ｉ
（ｍＴs ）及びＱ（ｍＴs ）を得る。
【００１４】このため、まず自動周波数制御回路（ＡＦ
Ｃ：Automatic Frequency Control）７０にて周波数偏
差成分を推定し、これを乗算器７２にフィードバックす
ることにより、判定タイミング検波信号ＩN ，ＱN から
周波数偏差成分を除去する。次に、位相推定器７４が、
周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信号を
用いて初期位相θN を推定し、この初期位相から位相補
正信号を生成する。上記文献には、この位相推定器７４
の内部構成の一例が示されている。そして、乗算器７６
は、周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波信
号に位相補正信号を乗算することにより、判定タイミン
グ検波信号から初期位相成分を除去する。乗算器７６の
出力は、受信信号の同期検波出力となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】図６に示した従来のデ
ィジタル復調器では、ＡＦＣ回路及び位相推定器が判定
タイミング検波信号に基づき動作する。したがって、例
えばバースト信号の入力時等においてＢＴＲが正常に動
作するまでの間は、ＡＦＣ回路及び位相推定器は動作す
ることができない。別言すれば、ＢＴＲが正常に動作す
るまでは、ＡＦＣ回路等を動作させたとしても正しい出
力が得られないので、その間ＡＦＣ回路等を動作させて
も無意味であった。したがって、従来装置では、ＢＴＲ
が安定化し正常動作状態に至るのを待ってＡＦＣ回路を
起動し、その後ＡＦＣ回路が正常動作状態に至った後に
位相推定器を起動していた。このため、従来装置には、
高速動作が要求される場合に十分対応できないという問
題があった。また、従来装置には、定常動作状態となっ
た後についても、ＢＴＲが誤動作するとＡＦＣ回路及び
位相推定器が誤動作してしまうという問題があった。
【００１６】本発明は、このような問題を解決するため
になされたものであり、高速動作が可能で、ＢＴＲの誤
動作が他の回路要素に波及しにくいディジタル復調器を
提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】前述の目的を達成するた
めに、本発明に係るディジタル復調器の第１の構成は、
ディジタル変調された受信信号を同期検波するディジタ
ル復調器であって、受信信号を所定の参照信号を用いて
準同期検波し、受信信号のデータ値を判定する判定タイ
ミングの周期よりも小さいサンプリングタイミングごと
に検波サンプル信号を出力するディジタル準同期検波手
段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検
波サンプル信号に基づき、前記判定タイミングを再生す
る判定タイミング再生手段と、前記判定タイミング再生
手段からの出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波
手段からの検波サンプル信号に対して補間演算を行うこ
とにより、各判定タイミングにおける検波信号を求める
補間手段と、前記ディジタル準同期検波手段から出力さ
れた検波サンプル信号に基づき前記受信信号の搬送波と
前記参照信号との周波数偏差を推定し、推定された周波
数偏差を用いて前記各判定タイミングにおける周波数偏
差補正信号を算出する周波数偏差推定手段と、前記周波
数偏差補正信号に基づき前記補間手段から出力された検
波信号を補正し、周波数偏差が補正された判定タイミン
グ検波信号を出力する周波数偏差補正手段と、前記周波
数偏差補正手段の出力に基づき前記判定タイミング検波
信号の初期位相成分を推定し、推定された初期位相成分
を用いて前記判定タイミングに対する位相補正信号を算
出する位相推定手段と、前記位相補正信号を用いて前記
周波数偏差補正手段の出力を補正し、同期検波された復
調信号を出力する位相補正手段と、を有することを特徴
とする。
【００１８】この構成では、受信信号の周波数偏差の推
定を、ディジタル準同期検波手段からオーバーサンプリ
ング周期で出力される検波サンプル信号に基づいて行
う。この結果、周波数偏差推定手段は、判定タイミング
再生手段における判定タイミング再生処理が収束するの
を待たずに独立して周波数偏差の推定処理を行うことが
できる。したがって、この構成によれば、復調器全体と
しての高速動作が可能となるとともに、判定タイミング
再生手段の誤動作が周波数偏差推定手段における周波数
偏差推定処理に波及するのを防ぐことができる。
【００１９】また、本発明の第２の構成は、ディジタル
変調された受信信号を同期検波するディジタル復調器で
あって、受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波
し、受信信号のデータ値を判定する判定タイミングの周
期よりも小さいサンプリングタイミングごとに検波サン
プル信号を出力するディジタル準同期検波手段と、前記
ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル
信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定タイ
ミング再生手段と、前記判定タイミング再生手段からの
出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波手段からの
検波サンプル信号に対して補間演算を行うことにより、
各判定タイミングにおける検波信号を求める補間手段
と、前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波
サンプル信号に基づき前記受信信号と参照信号との周波
数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用いて前記各
判定タイミングに対する第１の周波数偏差補正信号及び
前記各サンプリングタイミングに対する第２の周波数偏
差補正信号を算出する周波数偏差推定手段と、前記第１
の周波数偏差補正信号に基づき前記補間手段から出力さ
れた検波信号を補正し、周波数偏差補正された判定タイ
ミング検波信号を出力する第１の周波数偏差補正手段
と、前記第２の周波数偏差補正信号に基づき前記ディジ
タル準同期検波手段から出力された検波サンプル信号を
補正し、周波数偏差が補正された検波サンプル信号を出
力する第２の周波数偏差補正手段と、前記第２の周波数
補正手段によって周波数偏差が補正された検波サンプル
信号に基づき、前記検波サンプル信号の初期位相成分を
推定し、推定された初期位相成分を用いて前記サンプル
タイミングに対する位相補正信号を算出する位相推定手
段と、前記判定タイミング再生手段からの判定タイミン
グ情報及び前記周波数偏差推定手段からの第１の周波数
偏差補正信号を用いて、前記サンプルタイミングにおけ
る位相補正信号を修正して前記判定タイミングにおける
位相補正信号を算出する位相補正信号修正手段と、前記
判定タイミングにおける位相補正信号を用いて前記第１
の周波数偏差補正手段の出力を補正し、同期検波された
復調信号を出力する位相補正手段と、を有することを特
徴とする。
【００２０】この構成では、受信信号の周波数偏差の推
定だけでなく、初期位相成分の推定をも、オーバーサン
プリング周期の検波サンプル信号に基づいて行う。すな
わち、位相推定手段では、ディジタル準同期検波手段か
ら出力される検波サンプル信号に基づき、検波サンプル
信号の初期位相成分を推定し、この推定結果に基づいて
位相補正信号を生成する。ただし、位相推定手段で求め
られる位相補正信号はサンプルタイミングに対する値な
ので、位相補正信号修正手段にてこれを判定タイミング
に対する値に修正する。位相補正手段では、位相補正信
号修正手段から出力される判定タイミングに対する位相
補正信号により、判定タイミング検波信号を補正する。
したがって、この構成によれば、復調器全体としてのさ
らなる高速動作が可能となるとともに、判定タイミング
再生手段の誤動作が位相推定手段における初期位相成分
の推定処理に波及するのを防ぐことができる。
【００２１】また、本発明の第３の構成は、ディジタル
変調された受信信号を遅延検波するディジタル復調器で
あって、受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波
し、受信信号のデータ値を判定する判定タイミングの周
期よりも小さいサンプリングタイミングごとに検波サン
プル信号を出力するディジタル準同期検波手段と、前記
ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプル
信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定タイ
ミング再生手段と、前記判定タイミング再生手段からの
出力情報を用い、前記ディジタル準同期検波手段からの
検波サンプル信号に対して補間演算を行うことにより、
各判定タイミングにおける検波信号を求める補間手段
と、前記補間手段からの出力信号に基づき、判定タイミ
ング検波信号の位相を求める位相検出手段と、前記位相
検出手段の出力信号を遅延検波する遅延検波手段と、前
記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サンプ
ル信号に基づき前記受信信号の搬送波と前記参照信号と
の周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用いて
前記遅延検波手段の遅延時間当たりの位相回転量を求め
る周波数偏差推定手段と、前記遅延検波手段の出力から
前記遅延時間当たりの位相回転量を減算する減算手段
と、を有することを特徴とする。
【００２２】この構成では、遅延検波手段の出力に含ま
れる周波数偏差による位相回転成分を周波数偏差推定手
段にて求め、これを減算手段において遅延検波手段の出
力から減算することにより、周波数偏差成分の除去され
た遅延検波出力を得る。その際、周波数偏差推定手段で
は、ディジタル準同期検波手段からオーバーサンプリン
グ周期で出力される検波サンプル信号に基づいて周波数
偏差を推定する。このため、周波数偏差推定手段は、周
波数偏差推定を判定タイミング再生手段とは無関係に行
うことができる。したがって、この構成によれば、復調
器全体としての高速動作が可能で、判定タイミング再生
手段の誤動作が周波数偏差推定手段における周波数偏差
推定処理に波及しない遅延検波復調器を得ることができ
る。
【００２３】また、本発明の第４の構成は、前記第３の
構成において、前記周波数偏差推定手段が、さらに前記
周波数偏差を用いて前記各サンプリングタイミングに対
する周波数偏差補正信号を算出し、選択信号に応じて、
前記減算手段に対して前記位相回転量を出力するかある
いは前記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補
正信号を出力するかの一方を行い、さらに、前記ディジ
タル準同期検波手段の直後に設けられ、前記周波数偏差
推定手段に接続され、前記周波数偏差補正信号にて検波
サンプル信号を補正する周波数偏差補正手段と、前記減
算手段に対して前記位相回転量を出力するかあるいは前
記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補正信号
を出力するかを示す選択信号を与える選択手段と、を設
け、前記選択手段にて前記周波数偏差補正信号が選択さ
れた場合には、前記補間手段は前記周波数偏差補正手段
から出力される補正された検波サンプル信号に基づき補
間処理を行うことを特徴とする。
【００２４】この構成では、周波数偏差推定手段は、２
種類の補正信号、すなわち遅延時間当たりの位相回転量
を補正するための信号及び各サンプリングタイミングに
対する周波数偏差補正信号を算出することができる。両
者のうちいずれの算出を行うかは、選択手段からの選択
信号によって決定される。位相回転量補正信号は、前述
の第３の構成と同様、遅延検波手段の出力の補正に用い
られるのに対し、周波数偏差補正信号は、ディジタル準
同期検波手段の直後に設けられた周波数偏差補正手段に
フィードバックされる。したがって、この構成では、位
相回転量補正信号にて遅延検波手段の出力を補正するモ
ードと、周波数偏差補正信号を周波数偏差補正手段にフ
ィードバックして補間手段の前で周波数偏差を補正する
モードとを、選択信号に応じて切り換えることができ
る。前者のモードでは、前述の第３の構成と同様復調動
作の高速安定化が実現され、後者のモードでは、復調速
度は低下するものの大きな周波数偏差への対応が可能に
なる。
【００２５】したがって、例えば、信号捕捉時等の復調
器の高速動作が要求される場合は前者のモードを選択
し、復調器が定常動作状態となった時には後者のモード
を選択することにより、受信状態に応じた適応的な復調
動作が可能となる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るディジタル復
調器の実施形態を図面に基づいて説明する。 実施形態１．図１は、本発明に係るディジタル復調器の
第１の実施形態の回路構成を模式的に示すブロック図で
ある。この装置は、ＱＰＳＫ変調信号を同期検波するた
めの装置である。この復調器には、受信信号を周波数変
換して得られたＩＦ（Intermediate Frequency）信号が
入力される。なお、図１においては、実線はオーバーサ
ンプリング周期で変化する信号が流れる信号線路を示
し、白抜き線はナイキスト周期で変化する信号が流れる
信号線路を示す。
【００２７】図１において、Ａ／Ｄ変換器１０は、入力
ＩＦ信号を例えばＩＦ周波数の４倍などの高速サンプリ
ングレートで直接的にサンプリングし、ディジタル化す
る。Ａ／Ｄ変換器１０から出力されたサンプル信号は、
ディジタル直交検波回路１２において、位相がπ／２異
なる固定周波数の２つの参照信号と乗算され、準同期直
交検波される。そして、ディジタル直交検波回路１２
は、高速サンプリング周期の検波結果を間引くあるいは
クロックの乗せ換えを行うなどして、受信信号のビット
レートの４倍程度のレートの出力信号（検波サンプル信
号）を生成する。すなわち、ディジタル直交検波回路１
２からは、次式で示される検波サンプル信号が出力され
る。
【００２８】
【数３】 ＩQC（ｎＴ）＝Ｉ（ｎＴ）cos(ΔωｎＴ＋θ) −Ｑ（ｎＴ）sin(ΔωｎＴ＋θ) ＱQC（ｎＴ）＝Ｑ（ｎＴ）cos(ΔωｎＴ＋θ) ＋Ｉ（ｎＴ）sin(ΔωｎＴ＋θ) …（３） 上式（３）において、ＩQC（）及びＱQC（）は、それぞ
れ検波サンプル信号の同相成分及び直交成分であり、Ｉ
（）及びＱ（）は、それぞれ伝送対象のディジタル信号
の同相成分および直交成分である。そして、ｎは整数で
あり、Ｔはディジタル直交検波回路１２の出力時点にお
けるサンプリング周期を示す。また、Δωは受信信号の
搬送波周波数と参照信号の周波数との周波数偏差を示
し、θは検波サンプル信号の初期位相（すなわち、受信
搬送波に対する参照信号の初期位相）を示す。なお、デ
ィジタル直交検波回路１２において準同期検波に用いら
れる参照信号は、搬送波周波数に極めて近い周波数の正
弦波なので、検波結果である検波サンプル信号はベース
バンドの信号となる。この検波サンプル信号は、オーバ
ーサンプリング周期Ｔで出力される。
【００２９】検波サンプル信号は、受信フィルタ１４に
入力される。受信フィルタ１４は、検波サンプル信号を
波形成形するとともに、帯域外の雑音を除去する。受信
フィルタ１４としては、例えばナイキストフィルタを用
いることができる。
【００３０】受信フィルタ１４の出力は、ビットタイミ
ング再生部（ＢＴＲ）１６、補間処理部１８及び自動周
波数制御回路（ＡＦＣ）２０に入力される。
【００３１】ＢＴＲ１６は、受信フィルタ１４の出力信
号に基づいて、ビットタイミング、すなわち受信信号の
値を判定するための判定タイミングを求める。この判定
タイミングは信号のＳ／Ｎ比が最も高い時刻のことであ
り、判定タイミング同士の間隔はナイキスト間隔に等し
い。例えば、受信フィルタ１４として、ナイキストフィ
ルタを用いた場合、この判定タイミングはナイキスト点
と呼ばれる。このような判定タイミングにて受信信号の
データ値を判定すれば、符号間干渉が低減される。求め
られた判定タイミング情報は補間処理部１８及びＡＦＣ
２０に入力される。なお、このＢＴＲ１６における判定
タイミングの推定方法の一例は、上記文献にも示されて
いる。
【００３２】補間処理部１８は、ＢＴＲ１６から入力さ
れる判定タイミング情報を用いて、受信フィルタ１４の
出力信号に対して補間演算を行い、判定タイミングにお
ける検波信号（判定タイミング検波信号と呼ぶ）を求め
る。
【００３３】この補間処理部１８における補間について
図を用いて説明する。図７は、補間処理部１８における
補間処理を説明するための図である。図７において、時
刻ｎ−１〜ｎ＋２はそれぞれディジタル直交検波回路１
２の出力のサンプリングタイミングを示しており、デー
タＩn-1 〜Ｉn+2 はそのサンプリングタイミングにおけ
る補間処理部１８への入力データを示している。今、Ｂ
ＴＲ１６にて判定タイミングが再生され、図７に示され
た期間における判定タイミングがｍであると推定された
とする。この判定タイミングｍの情報は補間処理部１８
に入力され、補間処理部１８は、判定タイミングｍの前
後のサンプリングタイミングデータを用いて、判定タイ
ミングｍにおける検波信号データＩNm（判定タイミング
検波信号）を算出する。この判定タイミング検波信号
は、例えばラグランジェの一次補間、二次補間などの方
法により求めることができる。場合によっては、さらに
高次の補間方式を用いてもよい。
【００３４】補間処理部１８から出力される判定タイミ
ング検波信号は、次式によって表される。
【００３５】
【数４】 ＩN （ｍＴs ）＝Ｉ（ｍＴs ）cos(ΔωｍＴs ＋θN ) −Ｑ（ｍＴs ）sin(Δω ｍＴs ＋θN ) ＱN （ｍＴs ）＝Ｑ（ｍＴs ）cos(ΔωｍＴs ＋θN ) ＋Ｉ（ｍＴs ）sin(Δω ｍＴs ＋θN ) …（４） 上式（４）において、ＩN （）及びＱN （）は、それぞ
れ判定タイミング検波信号の同相成分及び直交成分を示
す。そして、Ｔs は判定タイミングの周期（すなわちナ
イキスト間隔）を示し、θN は判定タイミング検波信号
の初期位相成分を示す。なお、ここで、式（４）の判定
タイミング検波信号の初期位相θN が式（３）における
検波サンプル信号の初期位相θと異なった表現となって
いるのはの次のような理由からである。すなわち、サン
プリングタイミング（ｎＴ）と判定タイミング（ｍ
Ｔs ）とは必ずしも同期していないため、サンプリング
タイミングの開始点（ｎ＝０）と判定タイミングの開始
点（ｍ＝０）との時刻が異なるので、その時刻のオフセ
ット分だけ初期位相の値が異なってくるからである。例
えば、図７においてｎ＝０，ｍ＝０とした場合を考えて
みると、オーバーサンプリング周期での信号の表現（式
（３））の基準時刻０（ｎ＝０）とナイキスト周期での
信号の表現（式（４））の基準時刻０（ｍ＝０）とは必
ずしも一致しないことが分かる。この基準時刻のずれの
間に、周波数偏差Δωによって信号に位相回転が生じる
ので、この位相回転分だけ初期位相が異なってくるので
ある。したがって、θN は、θに基準時刻のずれの間の
周波数偏差Δωによる位相回転を加算したものとなる。
【００３６】補間処理部１８からは、ナイキスト間隔ご
とに上式（４）で示される判定タイミング検波信号が複
素データとして出力される。この判定タイミング検波信
号を複素表示すると次式のようになる。
【００３７】
【数５】 ＲN （ｍＴs ）＝ＩN （ｍＴs ）＋ｊＱN （ｍＴs ） ＝｛Ｉ（ｍＴs ）＋ｊＱ（ｍＴs ）｝ｅｘｐ｛ｊ（ΔωｍＴs ＋ θN ）｝ …（５） 上式（５）において、ＲN （）は、複素表示された判定
タイミング検波信号であり、ｊは虚数単位を示す。
【００３８】ＡＦＣ２０は、受信フィルタ１４からのオ
ーバーサンプリング周期の検波信号を用いて、公知の演
算方法により受信信号の搬送波周波数と参照信号との周
波数偏差Δωを推定する。本実施形態では、図６の従来
装置と異なり、オーバーサンプリング周期の検波信号を
用いて周波数偏差Δωを推定する。そして、ＡＦＣ２０
は、推定された周波数偏差ΔωとＢＴＲ１６から入力さ
れた判定タイミング情報とを用いて、判定タイミングに
対する周波数偏差補正信号を算出する。周波数偏差補正
信号ＣAFC は、次式で表される。
【００３９】
【数６】 ＣAFC （ｍＴs ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｍＴs ） …（６） そして、ＡＦＣ２０からは、上式（６）で表される周波
数偏差補正信号ＣAFCが、ナイキストレートで出力され
る。この周波数偏差補正信号ＣAFC は乗算器２２に入力
される。
【００４０】乗算器２２は、補間処理部１８から出力さ
れた判定タイミング検波信号ＲN と周波数偏差補正信号
ＣAFC とを複素乗算することにより、判定タイミング検
波信号から周波数偏差成分を除去する。乗算器２２から
は、次式で表される周波数偏差成分が除去された判定タ
イミング検波信号ＲAFC が出力される。
【００４１】
【数７】 ＲAFC （ｍＴs ）＝ＲN （ｍＴs ）×ｅｘｐ（−ｊΔωｍＴs ） ＝｛Ｉ（ｍＴs ）＋ｊＱ（ｍＴs ）｝ｅｘｐ（ｊθN ） …（７） 乗算器２２の出力は、２方向に分岐し、位相推定器２４
及び乗算器２６に入力される。
【００４２】位相推定器２４は、乗算器２２の出力Ｒ
AFC を用いて、判定タイミング検波信号の初期位相成分
θN を推定する。この位相推定器２４としては、上記文
献に挙げられた回路を用いることができる。そして、こ
の推定された初期位相成分θNを用いて、位相推定器２
４は、次式で表される位相補正信号ＣPEを算出する。
【００４３】
【数８】 ＣPE（ｍＴs ）＝ｅｘｐ（−ｊθN ） …（８） この位相補正信号ＣPEは、乗算器２６に入力される。乗
算器２６は、乗算器２２から出力された周波数偏差成分
のない判定タイミング検波信号ＲAFC と位相補正信号Ｃ
PEとを複素乗算することにより、判定タイミング検波信
号から初期位相成分を除去する。したがって、乗算器２
６からは、次式で表される同期検波出力Ｓが出力され
る。
【００４４】
【数９】 Ｓ（ｍＴs ）＝ＲAFC （ｍＴs ）×ｅｘｐ（−ｊθN ） ＝Ｉ（ｍＴs ）＋ｊＱ（ｍＴs ） …（９） 式（９）から分かるように、本実施形態におけるディジ
タル復調器によれば、伝送対象デジタル信号の同相成分
Ｉ及び直交成分Ｑが正しく復調される。
【００４５】以上説明したように、本実施形態では、Ａ
ＦＣ２０は受信フィルタから出力されるオーバーサンプ
リング周期の検波信号を用いて周波数偏差Δωを求める
ため、ＡＦＣ２０は、ＢＴＲ１６と独立に動作する。し
たがって、図６の従来装置では、ＡＦＣは、ＢＴＲが正
常動作状態となるまでは動作することができなかったの
に対し、ＡＦＣ２０は、ＢＴＲ１６の安定化を待たずに
動作することができる。よって、本実施形態によれば、
復調器全体が安定化するまでに要する時間がＢＴＲ１６
の安定化までの待ち時間分だけ短縮され、復調器全体と
して高速動作が可能になる。
【００４６】また、本実施形態によれば、定常動作状態
においてＢＴＲ１６が誤動作した場合でも、ＡＦＣ２０
はＢＴＲ１６の出力に関係なく周波数偏差Δωを推定す
ることができる。したがって、ＢＴＲ１６が正常動作に
復帰し次第、ＡＦＣ２０からは正しい周波数偏差補正信
号が出力される。
【００４７】なお、本実施形態の手法は、ＱＰＳＫ変調
信号に限らずＢＰＳＫやＦＳＫなどの他の変調方式の信
号の復調にも適用することが可能である。
【００４８】実施形態２．図２は、本発明に係るディジ
タル復調器の第２の実施形態の回路構成を模式的に示す
ブロック図である。図２において、図１の構成要素と同
一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。
【００４９】この実施形態２は、ＡＦＣだけでなく位相
推定器をもオーバーサンプリング周期の信号で動作させ
ることにより、実施形態１よりもさらに高速な動作を実
現するものである。
【００５０】このため、図２におけるＡＦＣ３０は、判
定タイミングに対する周波数偏差補正信号だけでなく、
ディジタル直交検波回路１２の出力のサンプリングタイ
ミングに対する周波数偏差信号をも算出する。すなわ
ち、ＡＦＣ３０は、受信フィルタ１４から出力されたオ
ーバーサンプリング周期の検波信号を用いて周波数偏差
Δωを推定するとともに、判定タイミングに対する周波
数偏差補正信号ＣINT （式（１０）参照）と、サンプリ
ングタイミングに対する周波数偏差補正信号ＣRX（式
（１１）参照）とを算出する。
【００５１】
【数１０】 ＣINT （ｍＴs ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｍＴs ） …（１０）
【数１１】 ＣRX（ｎＴ）＝ｅｘｐ（−ｊΔωｎＴ） …（１１） そして、判定タイミングに対する周波数偏差補正信号Ｃ
INT は乗算器２２に入力され、サンプリングタイミング
に対する周波数偏差補正信号ＣRXは乗算器３２に入力さ
れる。
【００５２】乗算器２２は、補間処理部１８から出力さ
れた判定タイミング検波信号ＲN に対して周波数偏差補
正信号ＣINT を複素乗算することにより、判定タイミン
グ検波信号から周波数偏差成分を除去する。この結果、
乗算器２２からは、次式で表される周波数偏差成分が除
去された判定タイミング検波信号ＸINT が出力される。
【００５３】
【数１２】 ＸINT （ｍＴs ）＝ＲN （ｍＴs ）×ｅｘｐ（−ｊΔωｍＴs ） ＝｛Ｉ（ｍＴs ）＋ｊＱ（ｍＴs ）｝ｅｘｐ（ｊθN ） …（１２） 一方、乗算器３２は、受信フィルタ１４から出力された
検波サンプル信号に対して周波数偏差補正信号ＣRXを乗
算することにより、検波サンプル信号から周波数偏差成
分を除去する。乗算器３２からは、次式で表される周波
数偏差成分の除去された検波サンプル信号ＸRXが出力さ
れる。
【００５４】
【数１３】 ＸRX（ｎＴ）＝｛ＩQC（ｎＴ）＋ｊＱQC（ｎＴ）｝×ＣRX（ｎＴ） ＝｛Ｉ（ｎＴ）＋ｊＱ（ｎＴ）｝ｅｘｐ（ｊθ） …（１３） そして、位相推定器３４は、周波数偏差成分の除去され
た検波サンプル信号ＸRXに基づき、検波サンプル信号の
初期位相成分θを推定する。すなわち、位相推定器３４
は、オーバーサンプリング周期の信号ＸRXに基づき、Ｂ
ＴＲ１６の出力とは無関係に初期位相成分θを算出す
る。さらに、位相推定器３４は、得られた初期位相成分
θに基づき、次式で表される位相補正信号ＣPE2 を算出
する。
【００５５】
【数１４】 ＣPE2 （ｎＴ）＝ｅｘｐ（−ｊθ） …（１４） 位相推定器３４で求められた位相補正信号ＣPE2 はサン
プリングタイミングにおける初期位相成分θを補正する
ための信号なので、このままでは乗算器２２から出力さ
れた判定タイミング検波信号の初期位相成分θN を補正
することができない。なぜなら、サンプリングタイミン
グと判定タイミングとの基準時刻のずれにより、θN と
θとが異なった値になるからである。
【００５６】そこで、本実施形態では、位相修正器３６
によって位相補正信号ＣPE2 を判定タイミングに対応す
る値に修正する。すなわち、位相修正器３６は、ＢＴＲ
１６からの判定タイミング情報とＡＦＣ３０からの周波
数偏差情報に基づいてタイミングのずれによる位相回転
量を求め、その位相回転量により位相補正信号ＣPE2を
修正する。したがって、位相修正器３６からは、次式で
表される判定タイミングに対する位相補正信号ＣPE3 が
ナイキストレートで出力される。
【００５７】
【数１５】 ＣPE3 （ｍＴs ）＝ｅｘｐ（−ｊθN ） …（１５） この判定タイミングに対する位相補正信号ＣPE3 は、乗
算器２６に入力される。乗算器２６は、式（１２）で表
される周波数偏差成分が除去された判定タイミング検波
信号ＸINT に対して位相補正信号ＣPE3 を乗算すること
により、判定タイミング検波信号から初期位相成分を除
去する。乗算器２６からは、次式で表される同期検波出
力Ｓが出力される。
【００５８】
【数１６】 Ｓ（ｍＴs ）＝ＸINT （ｍＴs ）×ＣPE3 （ｍＴs ） ＝Ｉ（ｍＴs ）＋ｊＱ（ｍＴs ） …（１６） 式（９）から分かるように、本実施形態におけるディジ
タル復調器においても、伝送対象デジタル信号の同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑが正しく復調される。
【００５９】以上説明したように、本実施形態では、Ａ
ＦＣ３０だけでなく位相推定器３４もオーバーサンプリ
ング周期の検波信号に基づき、ＢＴＲ１６とは独立に動
作する。したがって、本実施形態では、ＡＦＣ３０及び
位相推定器３４の両方がＢＴＲ１６の安定化を待たずに
動作することができるので、復調器全体が正常動作状態
となるまでの時間が実施形態１よりもさらに短くなる。
【００６０】また、本実施形態によれば、定常動作状態
においてＢＴＲ１６が誤動作した場合でも、ＡＦＣ３０
及び位相推定器３４は、ＢＴＲ１６の出力に関係なく周
波数偏差Δω及び初期位相成分θを推定することができ
る。したがって、ＢＴＲ１６が正常動作に復帰し次第、
ＡＦＣ３０及び位相推定器３４からはそれぞれ正しい周
波数偏差補正信号及び位相補正信号が出力される。
【００６１】なお、本実施形態の手法は、ＱＰＳＫ変調
信号に限らずＢＰＳＫやＦＳＫなどの他の変調方式の信
号の復調にも適用することが可能である。
【００６２】実施形態３．前述の実施形態１及び２は同
期検波方式の復調器であったが、この実施形態３は遅延
検波方式を採用する。この実施形態３は位相変調された
信号の復調に用いることができる。
【００６３】図３は、実施形態３に係るディジタル復調
器の回路構成を模式的に示すブロック図である。図３に
おいて、図１の構成要素と同一の構成要素には同一の符
号を付してその説明を省略する。
【００６４】この実施形態３において、Ａ／Ｄ変換器１
０〜補間処理部１８までの動作は前述の実施形態１のも
のと同じである。そして、本実施形態においては、補間
処理部１８から出力される判定タイミング検波信号から
位相情報を抽出し、その位相情報を用いて遅延検波を行
う。
【００６５】このため、座標変換部４２は、補間処理部
１８から出力される判定タイミング検波信号を極座標形
式に座標変換することにより、判定タイミング検波信号
の位相を求める。補間処理部１８から出力される判定タ
イミング検波信号は、式（５）で表されるので、座標変
換部にて求められる判定タイミング検波信号の位相Ｒp
は次式に示す形となる。
【００６６】
【数１７】 Ｒp （ｍＴs ）＝ΔωｍＴs ＋θN ＋θM （ｍＴs ） …（１７） ただし、θM （ｍＴs ）は、変調による位相成分であ
り、次式で表される。
【００６７】
【数１８】 θM （ｍＴs ）＝ａｒｇ｛Ｉ（ｍＴs ）＋ｊＱ（ｍＴs ）｝ …（１８） 座標変換部４２の出力は、遅延回路４４及び減算器４６
に入力される。遅延回路４４は、座標変換部４２から出
力された位相信号Ｒp を１シンボル周期（１ナイキスト
周期）だけ遅延する。そして、減算器４６は、座標変換
部４２から出力された位相信号Ｒp （ｍＴs ）から、遅
延回路４４から出力される１シンボル周期遅延された位
相信号Ｒp （（ｍ−１）Ｔs ）を減算し、遅延検波を行
う。この遅延検波の結果ＤＤ（ｍＴs ）は、次式で表さ
れる。
【００６８】
【数１９】 ＤＤ（ｍＴs ）＝Ｒp （ｍＴs ）−Ｒp （（ｍ−１）Ｔs ） ＝θM （ｍＴs ）−θM （（ｍ−１）Ｔs ）＋ΔωＴs …（１９） 式（１９）から分かるように、減算器４６からの遅延検
波出力ＤＤには、変調による位相成分の他に、周波数偏
差による位相回転成分ΔωＴs が含まれている。そし
て、この位相回転成分ΔωＴs を除去しないと、誤り率
特性が劣化してしまう。
【００６９】このため、本実施形態の復調器では、ＡＦ
Ｃ４０により位相回転成分ΔωＴsを求め、減算器４８
によって遅延検波出力ＤＤから位相回転成分ΔωＴs を
減算する。すなわち、ＡＦＣ４０は、受信フィルタ１４
から出力されたオーバーサンプリング周期の検波信号を
用いて周波数偏差Δωを推定し、これに基づいて１シン
ボル周期（ナイキスト間隔）Ｔs 当たりの位相回転量Ｄ
AFC を求める。
【００７０】
【数２０】 ＤAFC （ｍＴs ）＝ΔωＴs …（２０） なお、この演算の際、１シンボル周期Ｔs の値はほぼ既
知である。なぜなら、１シンボル周期Ｔs はオーバーサ
ンプリング周期Ｔのほぼ整数倍になっているからであ
る。したがって、ＡＦＣ４０は、１シンボル周期Ｔs と
してサンプリングクロックから定まる固定値を記憶して
おき、それを式（２０）の演算に用いれば、実用上十分
な精度で位相回転量ＤAFC を求めることができる。ただ
し、さらに精度を向上させるためには、ＢＴＲ１６で求
められる正確な１シンボル周期ＴsをＡＦＣ４０に与え
る構成としてもよい。
【００７１】そして、減算器４８において、この位相回
転量ＤAFC を減算器４６の出力ＤＤから減算することに
より、変調位相成分のみの遅延検波結果が得られる。減
算器４８の出力信号ＳDEは、次式で表される。
【００７２】
【数２１】 ＳDE（ｍＴs ）＝ＤＤ（ｍＴs ）−ＤAFC （ｍＴs ） ＝θM （ｍＴs ）−θM （（ｍ−１）Ｔs ） …（２１） 式（２１）から分かるように、減算器４８の出力は、正
確に変調による位相成分の差となっている。そして、こ
の位相差ＳDEから元のデジタル信号が再生される。
【００７３】以上説明したように、本実施形態では、Ａ
ＦＣ４０、ＢＴＲ１６とは独立に動作するので、ＡＦＣ
４０はＢＴＲ１６の安定化を待たずに動作することがで
きる。したがって、本実施形態によれば、高速動作が可
能な遅延検波復調器が得られる。
【００７４】また、本実施形態によれば、定常動作状態
においてＢＴＲ１６が誤動作した場合でも、ＡＦＣ４０
はＢＴＲ１６の出力に関係なく周波数偏差Δωを推定す
ることができる。したがって、ＢＴＲ１６が正常動作に
復帰し次第ＡＦＣ４０からは正しい位相回転量が出力さ
れ、これにより復調器全体が正常動作状態に復帰する。
【００７５】なお、以上の説明では、遅延検波の遅延量
は１シンボル周期であったが、遅延量は数シンボル周期
であってもよい。
【００７６】また、本実施形態において、遅延検波は前
述した位相減算に限られるものではなく、例えば複素乗
算など、他の手法を用いて行うこともできる。ちなみ
に、複素乗算にて位相検波を行う場合の演算過程は以下
のようになる。
【００７７】すなわち、複素乗算による遅延検波では、
補間処理部の出力信号それ自体を遅延し、現在の信号と
１シンボル周期前の信号と複素乗算することにより検波
を行う。この場合、時刻ｍにおける補間処理部の出力信
号をＳ（ｍ）とすると、遅延検波出力ＤＤ（ｍ）は、
【数２２】ＤＤ（ｍ）＝Ｓ（ｍ）×Ｓ* （ｍ−１） と表される。Ｓ* （ｍ−１）は時刻ｍー１における信号
Ｓ（ｍ−１）の複素共役数である。Ｓ（ｍ）及びＳ（ｍ
−１）は次式で表される。
【００７８】
【数２３】 Ｓ（ｍ）＝Ａ（ｍ）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ）｝ Ｓ（ｍ−１）＝Ａ（ｍ−１）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ−１）｝ ここで、Ａ（ｍ）は信号Ｓ（ｍ）の振幅成分、θ（ｍ）
は信号Ｓ（ｍ）の位相成分を示している。したがって、
遅延検波出力ＤＤ（ｍ）は、次式のように整理できる。
【００７９】
【数２４】 ＤＤ（ｍ）＝Ａ（ｍ）ｅｘｐ｛ｊθ（ｎ）｝×Ａ（ｍ−１）ｅｘｐ｛−ｊθ（ｎ −１）｝ ＝Ａ（ｍ）Ａ（ｍ−１）｛ｊ（θ（ｍ）−θ（ｍ−１））｝ この式から分かるように、複素乗算によっても１シンボ
ル周期の位相差を得ることができる。そして、このよう
にして得られた位相差成分から周波数偏差成分を除去す
ることにより、復調信号を得ることができる。
【００８０】実施形態４．図４は、本発明に係るディジ
タル復調器の第４の実施形態の回路構成を模式的に示す
ブロック図である。図４において、図３の構成要素と同
一の構成要素には同一符号を付してその説明を省略す
る。
【００８１】この実施形態４は、上記実施形態３を改良
して、信号捕捉時における回路動作の高速安定化ととも
に、定常動作時における周波数偏差への対応能力の拡大
を可能とするものである。
【００８２】図４において、ＡＦＣ５０は、受信フィル
タ１４から出力されたオーバーサンプリング周期の検波
信号を用いて周波数偏差Δωを推定する。そして、ＡＦ
Ｃ５０は、選択器５２からの選択信号に応じて、減算器
４８に対する補正信号ＤAFC（式（２０）参照）及び乗
算器５４に対する補正信号ＣRX（ｎＴ）＝ｅｘｐ（−ｊ
ΔωｎＴ）のいずれかを算出する。すなわち、ＡＦＣ５
０は、復調器の高速動作（高速安定化）が要求されると
きには補正信号ＤAFC を算出して減算器４８に供給し、
復調器が定常動作状態のときは補正信号ＣRXを算出して
乗算器５４に供給する。
【００８３】乗算器５４は、ディジタル直交検波回路１
２と受信フィルタ１４の間に設けられている。したがっ
て、この乗算器５４に補正信号ＣRXをフィードバックす
れば、受信フィルタ１４の前段で検波サンプル信号から
周波数偏差Δωによる位相回転成分が除去される。受信
信号の周波数偏差が大きい場合には、受信信号は広帯域
となってしまうので、その周波数偏差を除去しないと受
信フィルタ１４によって変調信号成分が削られてしまう
おそれがあるが、補正信号ＣRXを乗算器５４にフィード
バックすれば、その周波数偏差が予め除去されるので、
変調信号成分の欠落が防止される。ただし、周波数偏差
を受信フィルタ１４の直前にフィードバックした場合
は、受信フィルタ１４の遅延量のためにＡＦＣループの
高速安定化が困難となるため、復調器全体の十分な高速
動作は望めない。
【００８４】したがって、この回路構成によれば、バー
スト信号等の捕捉時など復調器の高速動作（高速安定
化）が要求される場合には、実施形態３の場合と同様に
周波数偏差を遅延検波後に補正することにより高速動作
を実現することができる。また、復調器が定常動作状態
となったときには、周波数補正に対する高速動作の要求
が厳しくなくなるので、周波数偏差を受信フィルタ１４
の前で補正することが可能である。したがって、定常動
作状態においては、補正信号ＣRXにて受信フィルタ１４
の前で周波数偏差を補正することにより、周波数偏差が
大きい場合でも必要な信号成分が欠落するのを防止する
ことができる。
【００８５】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、受信フィルタによる信号劣化があるものの高速に動
作するモードと、動作速度は低い代わりに受信フィルタ
による信号の劣化が大幅に低減されるモードとを適宜選
択することにより、受信状態に応じた適応的な復調動作
が可能となる。例えば、信号捕捉時等においては復調器
の高速動作が可能になると共に、定常動作時においては
対応可能な周波数偏差の範囲を増大させることが可能と
なる。
【００８６】以上、本発明に係るディジタル復調器の各
実施形態について説明した。
【００８７】なお、以上の各実施形態では、入力ＩＦ信
号をＡ／Ｄ変換したあとディジタル処理にて準同期直交
検波を行う構成を示したが、本発明における準同期検波
のための構成はこのような構成に限られない。例えば、
図５に示すように、入力ＩＦ信号をアナログ的に準同期
直交検波し、この検波結果をＡ／Ｄ変換する構成とする
こともできる。図５においては、入力ＩＦ信号は、固定
発振器１００の出力信号及びこの信号をπ／２移相器１
１４にて移相した信号をそれぞれ参照信号として、乗算
器１０２及び１０４によって準同期直交検波される。検
波出力は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６及び１０
８にて波形成形された後、Ａ／Ｄ変換器１１０及び１１
２にてＡ／Ｄ変換される。なお、Ａ／Ｄ変換器１１０及
び１１２にはオーバーサンプリング周期Ｔ（前記各実施
形態におけるディジタル直交検波回路１２の出力信号の
周期に等しい）のクロックが入力されており、Ａ／Ｄ変
換器１１０及び１１２は、このクロックに従ってそれぞ
れ検波サンプル信号ＩQC及びＱQCを出力される。この検
波サンプル信号は、前記各実施形態におけるディジタル
直交検波回路１２の出力信号と同等の信号である。した
がって、以下、この検波サンプル信号を用いて、各実施
形態と同様の処理を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１のディジタル復調器の回路構成を
模式的に示すブロック図である。
【図２】 実施形態２のディジタル復調器の回路構成を
模式的に示すブロック図である。
【図３】 実施形態３のディジタル復調器の回路構成を
模式的に示すブロック図である。
【図４】 実施形態４のディジタル復調器の回路構成を
模式的に示すブロック図である。
【図５】 準同期直交検波のための構成の他の例を示す
図である。
【図６】 従来のディジタル復調器の回路構成を模式的
に示すブロック図である。
【図７】 補間処理を説明するための説明図である。
【符号の説明】 １０ Ａ／Ｄ変換器、１２ ディジタル直交検波回路、
１４ 受信フィルタ、１６ ビットタイミング再生部
（ＢＴＲ）、１８ 補間処理部、２０，３０，４０，５
０ 自動周波数制御回路（ＡＦＣ）、２２，２６，３
２，５４ 乗算器、２４，３４ 位相推定器、３６ 位
相修正器、４２ 座標変換部、４４ 遅延回路、４６，
４８ 減算器、５２ 選択器。

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ディジタル変調された受信信号を同期検
    波するディジタル復調器であって、 受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信
    信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも
    小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号
    を出力するディジタル準同期検波手段と、 前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サン
    プル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定
    タイミング再生手段と、 前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前
    記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に
    対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングに
    おける検波信号を求める補間手段と、 前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サン
    プル信号に基づき前記受信信号の搬送波と前記参照信号
    との周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用い
    て前記各判定タイミングにおける周波数偏差補正信号を
    算出する周波数偏差推定手段と、 前記周波数偏差補正信号に基づき前記補間手段から出力
    された検波信号を補正し、周波数偏差が補正された判定
    タイミング検波信号を出力する周波数偏差補正手段と、 前記周波数偏差補正手段の出力に基づき前記判定タイミ
    ング検波信号の初期位相成分を推定し、推定された初期
    位相成分を用いて前記判定タイミングに対する位相補正
    信号を算出する位相推定手段と、 前記位相補正信号を用いて前記周波数偏差補正手段の出
    力を補正し、同期検波された復調信号を出力する位相補
    正手段と、 を有することを特徴とするディジタル復調器。
  2. 【請求項２】 ディジタル変調された受信信号を同期検
    波するディジタル復調器であって、 受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信
    信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも
    小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号
    を出力するディジタル準同期検波手段と、 前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サン
    プル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定
    タイミング再生手段と、 前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前
    記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に
    対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングに
    おける検波信号を求める補間手段と、 前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サン
    プル信号に基づき前記受信信号と参照信号との周波数偏
    差を推定し、推定された周波数偏差を用いて前記各判定
    タイミングに対する第１の周波数偏差補正信号及び前記
    各サンプリングタイミングに対する第２の周波数偏差補
    正信号を算出する周波数偏差推定手段と、 前記第１の周波数偏差補正信号に基づき前記補間手段か
    ら出力された検波信号を補正し、周波数偏差補正された
    判定タイミング検波信号を出力する第１の周波数偏差補
    正手段と、 前記第２の周波数偏差補正信号に基づき前記ディジタル
    準同期検波手段から出力された検波サンプル信号を補正
    し、周波数偏差が補正された検波サンプル信号を出力す
    る第２の周波数偏差補正手段と、 前記第２の周波数補正手段によって周波数偏差が補正さ
    れた検波サンプル信号に基づき、前記検波サンプル信号
    の初期位相成分を推定し、推定された初期位相成分を用
    いて前記サンプルタイミングに対する位相補正信号を算
    出する位相推定手段と、 前記判定タイミング再生手段からの判定タイミング情報
    及び前記周波数偏差推定手段からの第１の周波数偏差補
    正信号を用いて、前記サンプルタイミングにおける位相
    補正信号を修正して前記判定タイミングにおける位相補
    正信号を算出する位相補正信号修正手段と、 前記判定タイミングにおける位相補正信号を用いて前記
    第１の周波数偏差補正手段の出力を補正し、同期検波さ
    れた復調信号を出力する位相補正手段と、 を有することを特徴とするディジタル復調器。
  3. 【請求項３】 ディジタル変調された受信信号を遅延検
    波するディジタル復調器であって、 受信信号を所定の参照信号を用いて準同期検波し、受信
    信号のデータ値を判定する判定タイミングの周期よりも
    小さいサンプリングタイミングごとに検波サンプル信号
    を出力するディジタル準同期検波手段と、 前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サン
    プル信号に基づき、前記判定タイミングを再生する判定
    タイミング再生手段と、 前記判定タイミング再生手段からの出力情報を用い、前
    記ディジタル準同期検波手段からの検波サンプル信号に
    対して補間演算を行うことにより、各判定タイミングに
    おける検波信号を求める補間手段と、 前記補間手段からの出力信号に基づき、判定タイミング
    検波信号の位相を求める位相検出手段と、 前記位相検出手段の出力信号を遅延検波する遅延検波手
    段と、 前記ディジタル準同期検波手段から出力された検波サン
    プル信号に基づき前記受信信号の搬送波と前記参照信号
    との周波数偏差を推定し、推定された周波数偏差を用い
    て前記遅延検波手段の遅延時間当たりの位相回転量を求
    める周波数偏差推定手段と、 前記遅延検波手段の出力から前記遅延時間当たりの位相
    回転量を減算する減算手段と、 を有することを特徴とするディジタル復調器。
  4. 【請求項４】 請求項３記載のディジタル復調器におい
    て、 前記周波数偏差推定手段は、さらに前記周波数偏差を用
    いて前記各サンプリングタイミングに対する周波数偏差
    補正信号を算出し、選択信号に応じて、前記減算手段に
    対して前記位相回転量を出力するかあるいは前記周波数
    偏差補正手段に対して前記周波数偏差補正信号を出力す
    るかの一方を行い、 さらに、前記ディジタル準同期検波手段の直後に設けら
    れ、前記周波数偏差推定手段に接続され、前記周波数偏
    差補正信号にて検波サンプル信号を補正する周波数偏差
    補正手段と、 前記減算手段に対して前記位相回転量を出力するかある
    いは前記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補
    正信号を出力するかを示す選択信号を与える選択手段
    と、 を有し、前記選択手段にて前記周波数偏差補正信号が選
    択された場合には、前記補間手段は前記周波数偏差補正
    手段から出力される補正された検波サンプル信号に基づ
    き補間処理を行うことを特徴とするディジタル復調器。
  5. 【請求項５】 請求項４記載のディジタル復調器におい
    て、 前記選択手段は、ディジタル復調器の高速動作時には前
    記位相回転量を前記減算手段に出力することを指示する
    選択信号を出力し、ディジタル復調器の定常動作時には
    前記周波数偏差補正手段に対して前記周波数偏差補正信
    号を出力することを指示する選択信号を出力することを
    特徴とするディジタル復調器。
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