DE102005026091B4

DE102005026091B4 - Verfahren und Empfangseinheit zur Detektion von Datensymbolen

Info

Publication number: DE102005026091B4
Application number: DE102005026091.8A
Authority: DE
Inventors: Dr. Poegel Frank; Eric Sachse; Dr. Schmidt Michael
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2005-06-07
Filing date: 2005-06-07
Publication date: 2019-09-05
Anticipated expiration: 2025-06-08
Also published as: US20080165834A1; WO2006131244A1; US20120314815A1; US8223888B2; EP1889435A1; CN101189846B; US8526540B2; DE102005026091A1; CN101189846A

Abstract

verfahren zur inkohärenten Detektion von in einem empfangenen Funksignal (r) enthaltenen Datensymbolen (d0, d1, d2, ...), wobei sendeseitig jedem Datensymbol (d0=5) eine symbolwertspezifische PN-Sequenz (P5) aus im Chiptakt (fC) aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5c0, PSc1, P5c2, ...) zugewiesen wird und die den Datensymbolen (d0, d1, d2, ...) zugewiesenen PN-Sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK-moduliert werden, mit den schritten:
a) Überführen (S1) des empfangenen Funksignals (r) in ein im Chiptakt (fC) abgetastetes komplexes Basisbandsignal (b),
b) Generieren (S2) eines demodulierten Signals (s) durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt (fC) abgetasteten komplexen Basisbandsignals (b),
c) Bereitstellen (S4) von abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...), wobei jede abgeleitete Sequenz (F5) einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet Ist und aus abgeleiteten Chips (F5c0, F5c1, F5c2, ...) besteht, deren Werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips (P5c0, P5c1, P5c2, ...) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) entsprechen, der die abgeleitete Sequenz (F5) zugeordnet ist,
d) Berechnen (S5) von Korrelationsergebnissen (rsF0, rsF1, rsF2, ...) durch Korrelieren des demodulierten signals (s) mit den abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...), und
e) Ableiten (S6) der Werte der Datensymbole (d0, d1, d2, ...) durch Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...).

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Empfangseinheit zur Detektion von in einem empfangenen Funksignal enthaltenen Datensymbolen. Die Erfindung betrifft weiterhin eine Sende-/Empfangsvorrichtung und eine integrierte Schaltung mit einer solchen Empfangseinheit.
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet der Datenübertragung. Wenngleich prinzipiell auf beliebige digitale Kommunikationssysteme anwendbar, werden die vorliegende Erfindung sowie die ihr zugrunde liegende Problematik nachfolgend anhand eines „ZigBee“-Kommunikationssystems gemäß IEEE 802.15.4 erläutert.
Zur drahtlosen Übertragung von Informationen über relativ kurze Distanzen (ca. 10m) können sog. „Wireless Personal Area Networks“ (WPANs) verwendet werden. im Gegensatz zu „Wireless Local Area Networks“ (WLANs) benötigen WPANs zur Datenübertragung wenig oder sogar keine Infrastruktur, so daß kleine, einfache, energieeffiziente und kostengünstige Geräte für einen breiten Anwendungsbereich implementiert werden können.
Der Standard IEEE 802.15.4 spezifiziert niederratige WPANs, die mit Rohdatenraten bis max. 250 kbit/s und ortsfesten oder mobilen Geräten für Anwendungen in der industriellen Überwachung und Steuerung, in Sensornetzwerken, in der Automatisierung, sowie im Bereich der Computerperipherie und für interaktive Spiele geeignet sind. Neben einer sehr einfachen und kostengünstigen implementlerbarkeit der Geräte ist für derartige Anwendungen ein extrem geringer Energiebedarf der Geräte von entscheidender Bedeutung. So werden mit diesem Standard Batterielaufzeiten von mehreren Monaten bis mehrere Jahre angestrebt.
Auf der Ebene der physikalischen Schicht spezifiziert der IEEE-Standard 802.15.4 im nahezu weltweit verfügbaren ISM-Band (industrial, scientific, medical) um 2,4 GHz für Rohdatenraten von fB=250 kbit/s eine Bandspreizung (Spreading) mit einer Chiprate von fC=2 Mchip/s sowie eine Offset-QPSK-Modulation (quarternary phase shift keying) mit einer Symbolrate von fS=62,5 ksymbol/s.
In einem 802.15.4-Sender für das ISM-Band wird der zu übertragende Datenstrom zunächst In eine Folge von PN-Sequenzen (pseudo noise) umgesetzt, Indem in jeder Symbolperiode (TS=1/fS=16µs) vier Datenbits verwendet werden, um eine von insgesamt 16 PN-Sequenzen auszuwählen. Jedem Symbol aus vier Datenbits wird auf diese weise eine symbolwertspezifische PN-Sequenz aus 32 PN-Chips (Chipperiode TC=TS/32 = 500ns= 1/fC) zugeordnet, die anstelle der vier Datenbits übertragen wird. Die im Standard spezifizierten „quasi-orthogonalen“ PN-Sequenzen P0, P1, ..., P15 unterscheiden sich voneinander durch zyklische Verschiebungen und/oder Inversion Jedes zweiten Chipwertes (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 6.5.2.3).
Die den aufeinanderfolgenden Symbolen zugewiesenen PN-Sequenzen werden aneinandergehängt und anschließend Offset-QPSK-moduliert (quarternary phase shift keying), indem - mit Halbsinus-Impulsformung - die PN-Chips mit geradem Index (0, 2, 4, ...) auf den Inphase-(I)-Träger und diejenigen PN-Chips mit ungeradem Index (1, 3, 5, ...) auf den Quadraturphasen-(Q)-Träger moduliert werden. zur Bildung eines Offsets werden die Quadraturphasen-Chips um eine Chipperiode TC gegenüber den Inphase-Chips verzögert (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 6.5.2.4).
Zur Detektion von in einem Empfangssignal enthaltenen Datensymbolen sind sowohl kohärente als auch inkohärente Ansätze bekannt. Während bei kohärenten Ansätzen das Empfangssignal mit Hilfe einer aus einer Trägerregelungsschaltung gewonnenen frequenz- und phasenrichtigen Trägerschwingung in die komplexe Einhüllende (Basisband) überführt wird, kann bei inkohärenten Ansätzen zumindest auf die Phasenrichtigkeit, in Grenzen eventuell auch auf die Frequenzrichtigkeit der Trägerschwingung verzichtet werden.
Eine kohärente Empfangseinheit ist aus dem Lehrbuch „Nachrichtenübertragung‟ von Karl-Dirk Kammeyer, 2. Auflage, B. G. Teubner, Stuttgart, ISBN 3-519-16142-7 bekannt (Bild 12.1.7 auf Seite 417). Nachteilig ist hierbei der hohe Realisierungsaufwand, der sich einerseits aus der erforderlichen Trägerregelungsschaltung mit der dazugehörigen hochratigen (höher als die Chiprate) Multiplikation des Empfangssignals mit der frequenz- und phasenrichtigen Trägerschwingung und andererseits aus der aufwendigen komplexen Signalverarbeitung mit einer hochratigen komplexen Matched-Filterung ergibt. Dieser hohe Realisierungsaufwand bedingt zusätzlich einen sehr hohen Energieverbrauch.
Aus ADLER, Robbie: Adaptive Modulation and the IEEE 802.15.4 Standard: Power Performance Tradeoffs, EE359 Project, Fall 2004 ist ein Verfahren sowie System offenbart, welches eine Modifizierung des „physical layers“ (PHY) des 802.15.4 dahingehend offenbart, dass Chip Sequenzen eingeführt werden, deren Länge, d.h. Anzahl der Chips, sich adaptiv ändert.
Aus dem genannten Lehrbuch (Bild 12.3.7 auf Seite 447) sowie aus der 3. Auflage des Lehrbuchs „Nachrichtenübertragung“ (Karl-Dirk Kammeyer, Teubner-Verlag, Wiesbaden, ISBN 3-519-26142-1) ist weiterhin eine inkohärente Empfangseinheit bekannt. Sie weist einen FM-Diskriminator, eine Integrationseinheit und einen sog. Limiter auf und erfordert die Verarbeitung von hochratigen (höher als die Chiprate) und teilweise komplexwertigen Signalen.
Damit geht wiederum ein hoher Realisierungsaufwand und ein hoher Energieverbrauch einher. Außerdem ist die Leistungsfähigkeit (Symbolfehlerrate etc.) dieser Empfangseinheit bei der Demodulation von MSK-Signalen ungenügend.
Vor diesem Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Detektionsverfahren anzugeben, das energiesparende und einfache Implementierungen von Sende-/Empfangsvorrichtungen z.B. nach IEEE 802.15.4 ermöglicht und dennoch eine hohe Leistungsfähigkeit der Detektion aufweist, d.h. eine niedrige Fehlerrate (Symbol-, Bit-, Rahmenfehlerrate etc.) auch unter störeinflüssen wie Kanalverzerrungen und/oder Rauschen. Es ist weiterhin die Aufgabe der Erfindung, eine entsprechende Empfangseinheit, sowie eine Sende-/ Empfangsvorrichtung und eine Integrierte Schaltung anzugeben.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein verfahren, eine Empfangseinheit, eine Sende-/Empfangsvorrichtung und eine Integrierte Schaltung mit den Merkmalen der Patentansprüche 1, 13, 22 bzw. 23.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur inkohärenten Detektion von in einem empfangenen Funksignal enthaltenen Datensymbolen, wobei sendeseitig jedem Datensymbol eine symbolwertspezifische PN-Sequenz aus Im Chiptakt aufeinanderfolgenden PN-Chips zugewiesen wird und die den Datensymbolen zugewiesenen PN-Sequenzen Offset-QPSK-moduliert werden, sieht vor, a) das empfangene Funksignal in ein im Chiptakt abgetastetes komplexes Basisbandsignal zu überführen (transformieren), b) ein demoduliertes Signal durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basisbandsignals zu generieren, c) abgeleitete Sequenzen bereitzustellen, d) Korrelationsergebnisse durch Korrelieren des demodulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen zu berechnen, und e) die Werte der Datensymbole durch Auswerten der Korrelationsergebnisse abzuleiten, d.h. die mit größter Wahrscheinlichkeit gesendeten Datensymbole zu detektieren. Hierbei ist Jede abgeleitete Sequenz einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz zugeordnet und besteht aus abgeleiteten Chips, deren Werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz entsprechen, der die abgeleitete Sequenz zugeordnet ist.
Die erfindungsgemäße inkohärente Empfangseinheit beinhaltet a) einen inneren Empfänger, der zum überführen des empfangenen Funksignals in ein im Chiptakt abgetastetes komplexes Basisbandsignal ausgebildet ist, b) einen mit dem inneren Empfänger verbundenen differentiellen Demodulator, der zum Generieren eines demodulierten Signals durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basisbandsignals ausgebildet ist, c) eine Sequenzbereitstellungselnheit, die zum Bereitstellen von vorstehend beschriebenen abgeleiteten Sequenzen ausgebildet ist, d) eine mit der Sequenzbereitstellungseinheit und dem differentiellen Demodulator verbundene Korrelationseinheit, die zum Berechnen von Korrelationsergebnissen durch Korrelieren des demodulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen ausgebildet ist, und e) eine mit der Korrelationseinheit verbundene Auswerteeinheit, die zum Ableiten der Werte der Datensymbole durch Auswerten der Korrelationsergebnisse ausgebildet ist.
Die erfindungsgemäße Sende-/Empfangsvorrichtung und die erfindungsgemäße integrierte Schaltung weisen jeweils eine solche Empfangseinheit auf.
Das Wesen der Erfindung besteht darin, aus dem empfangenen Funksignal ein im Chiptakt abgetastetes Basisbandsignal bereitzustellen und dieses differentiell zu demodulieren und nachfolgend mit an die differentielle Demodulation angepaßten abgeleiteten Sequenzen zu korrelieren. Eine derartige differentielle Demodulation im Chiptakt ermöglicht sehr einfache und energiesparende Implementierungen der Empfangseinheit bzw. der integrierten Schaltung und damit der Sende-/Empfangsvorrichtung, da einerseits keine Trägerphasenregelung erforderlich ist und andererseits die gesamte digitale Signalverarbeitung ab (inkl.) der Demodulation keine Raten erfordert, die höher sind als die Chiprate. Darüber hinaus trägt die Verwendung von abgeleiteten Sequenzen, die mit den sendeseitig verwendbaren PN-Sequenzen nicht identisch - jedoch aus diesen abgeleitet - sind, maßgeblich zu sehr einfachen und energiesparenden Implementierungen bei, da sich hierdurch die Sequenzbereitstellungs-, die Korrelations- und die Auswerteeinheit extrem einfach realisieren lassen.
Solche Eigenschaften sind insbesondere dann vorteilhaft, wenn - wie bei Anwendungen In der industriellen Überwachung und Steuerung, in Sensornetzwerken, in der Automatisierung oder Im Bereich der Computerperipherie - ein extrem geringer Energiebedarf und eine sehr einfache Realisierbarkeit unabdingbar sind. Obwohl die Erfindung nicht auf den IEEE-Standard 802.15.4 beschränkt Ist, ist dies exemplarisch bei sende-/Empfangsvorrichtungen für diesen Standard der Fall.
Auch die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Empfangseinheit bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens ist sehr hoch. So ist die Fehlerrate (Symbol-, Bit-, Rahmenfehlerrate etc.) bei der Detektion auch unter Störeinflüssen wie Kanalverzerrungen und Rauschen kleiner als z.B. bei Empfangseinheiten mit Diskriminator und Limiter.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung zu entnehmen.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangseinheit weist das demodulierte Signal Soft-Informationswerte auf. Hierdurch sinkt die Fehlerrate bei der Detektion, so daß sich die Leistungsfähigkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangseinheit erhöht.
Vorzugsweise wird ein Frequenzoffset nach der eigentlichen differentiellen Demodulation (d.h. nach der Multiplikation der unverzögerten Abtastwerte mit den konjugiert komplexen Werten der jeweils um eine Chipperiode verzögerten Abtastwerte des Chiptakt-Basisbandsignals) durch eine Multiplikation mit einem komplexen Faktor korrigiert. im Vergleich zur klassischen Korrektur des Frequenzoffsets vor der Demodulation (im sog. inneren Empfänger) wird hierdurch der Realisierungsaufwand und der Energiebedarf weiter gesenkt, da nicht in einem höheren Takt mit einem „rotierenden Zeiger“, sondern nur im Chiptakt mit einer komplexen Konstante multipliziert wird. weiterhin Ist vorteilhaft keine vollständige komplexe Multiplikation erforderlich, die vier reellwertlge Multiplikationen und zwei reellwertige Additionen erfordern würde, sondern nur eine „halbe“ komplexe Multiplikation aus zwei reellwertigen Multiplikationen und einer reellwertigen Addition, da nur der imaginärteil des Ergebnisses der komplexen Multiplikation gebildet wird. Hierdurch reduziert sich der Realisierungsaufwand und der Energiebedarf weiter.
Vorzugsweise ist die differentielle Demodulation bzw. der differentielle Demodulator so ausgestaltet, daß keine komplexen Multiplikationen, sondern ausschließlich reellwertige Operationen ausgeführt werden. Mit nur zwei reellwertigen Multiplikationen und einer reellwertigen Addition ermöglicht dies extrem einfache Implementierungen mit extrem geringem Energiebedarf, wenn auf eine Korrektur des Frequenzoffsets verzichtet werden kann.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Empfangseinheit werden die Korreiationsergebnisse derart berechnet, daß das demodulierte Signal Jeweils (d.h. pro Symbolperiode TS) mit einer Anzahl von (31) Chips der Jeweiligen abgeleiteten Sequenz korreliert wird, die um eins niedriger Ist als die Anzahl der (32) Chips in jeder der sendeseitig verwendbaren PN-Sequenzen. Durch den Verzicht auf einen Chip bei der Korrelationsberechnung kann vorteilhaft jedes Datensymbol unabhängig vom vorhergehenden Symbol entschieden (detektiert) werden, was den Realisierungsaufwand weiter senkt.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung wird das demodulierte Signal entzerrt und die Korrelationsergebnisse durch Korrelieren des entzerrten demodulierten Signals mit den abgeleiteten Sequenzen berechnet. vorzugsweise weist die Entzerrung hierbei eine Unterdrückung eines Gleichanteils auf. Durch die Entzerrung sinkt die Fehlerrate (Symbol-, Bit-, Rahmenfehlerrate etc.) bei der Detektion, so daß sich die Leistungsfähigkeit der erfindungsgemäßen Empfangseinheit bzw. des erfindungsgemäßen Verfahrens erhöht.
In einer weiteren Ausgestaltung weisen die abgeleiteten Chips (d.h. die Chips einer abgeleiteten Sequenz) mit einem ersten positiven Index (d.h. alle Chips außer dem ersten) Jeweils einen Wert auf, der aus einer XOR-Verknüpfung des PN-Chips (d.h. des Chips derjenigen PN-Sequenz, der die abgeleitete Sequenz zugeordnet ist) mit diesem ersten positiven Index mit dem indexmäßig (und damit zeitlich) jeweils vorhergehenden PN-Chip ableitbar ist. vorzugsweise weist der indexmäßig (und zeitlich) erste abgeleitete Chip (mit Index null) einen Wert auf, der aus einer XOR-Verknüpfung des indexmäßig ersten PN-Chips (mit Index null) mit dem indexmäßig letzten PN-Chip ableitbar ist. Durch die Verwendung derartiger abgeleiteter Sequenzen können die Sequenzbereitstellungseinheit, die Korrelationseinheit und die Auswerteeinheit sehr einfach und energiesparend realisiert werden.
In einer weiteren Ausgestaltung weisen die abgeleiteten Chips mit einem geradzahligen Index (0,2,4,...) jeweils einen Wert auf, der dem (logischen) Wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist und die abgeleiteten Chips mit einem ungeradzahligen Index (1,3,5) jeweils einen Wert, der dem Invertierten (logischen) wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist. vorzugsweise werden den logischen Werten (0,1) hierbei antipodale Werte (+/-1) zugewiesen, z.B. der logischen 1 der Wert + 1 und der logischen 0 der Wert -1. Hierdurch vereinfacht sich die Realisierung der Korrelationseinheit weiter, da anstelle von Multiplikationen mit den Chipwerten der abgeleiteten Chips vorteilhaft nur noch Vorzeichenwechsel durchzuführen sind.
Gemäß einer typischen Ausgestaltung werden die Korrelationsergebnisse ausgewertet, indem zunächst der Index desjenigen Korrelationsergebnisses bestimmt wird, das den maximalen Wert aufweist, und anschließend diesem Index dasjenige Datensymbol zugeordnet wird, dessen Symbolwert derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz mit eben diesem Index zugeordnet ist. Hierdurch werden auf einfache Weise die Datensymbole zuverlässig detektiert.
In einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung werden die Korrelationsergebnisse ausgewertet, indem der maximale Korrelationswert der Korrelationsergebnisse bestimmt wird, eine Konstante addiert wird, die resultierende Summe mit einem Faktor multipliziert und die so erhaltenen (Produkt)Werte auf einen vorgegebenen Wertebereich beschränkt werden. Der so erhaltene Signalqualitätsparameter kann vorteilhaft von den oberen Schichten des Kommunikationssystems zur Erhöhung der Zuverlässigkeit der Datenübertragung verwendet werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Hierbei zeigen

1 Beispiel eines „Wireless Personal Area Network“ (WPAN) nach dem IEEE-Standard 802.15.4 mit erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsvorrichtungen;
2 Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Inkohärenten Empfangseinheit (RX);
3 Realisierungsbeispiele des differentiellen Demodulators 22 der erfindungsgemäßen inkohärenten Empfangseinheit gemäß 2;
4 Realisierungsbeispiel der Auswerteeinheit 24 der erfindungsgemäßen inkohärenten Empfangseinheit gemäß 2;
5 Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur inkohärenten Detektion;
6 Realisierungsbeispiele des differentiellen Demodulationsschrittes S2 des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß 5;
7 Realisierungsbeispiel des Auswerteschrittes S6 des erfindungsgemäßen Verfahrens gemäß 5.

In den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente und Signale - sofern nicht anders angegeben - mit denselben Bezugszeichen versehen.
1 zeigt ein Beispiel eines „Wireless Personal Area Networks“ (WPAN) 10 nach dem IEEE-Standard 802.15.4. Es umfaßt drei sende-/Empfangsvorrichtungen (transceiver, TRX) 11-13 in Form von ortsfesten oder mobilen Geräten, die mittels Funksignalen drahtlos Informationen austauschen. Bei der Sende-/Empfangsvorrichtung 11 handelt es sich um ein sog. Vollfunktionsgerät, das die Funktion des WPAN-Koordinators übernimmt, während es sich bei den Sende-/Empfangsvorrichtungen 12, 13 um sog. Teilfunktionsgeräte handelt, die dem Vollfunktionsgerät 11 zugeordnet sind und nur mit diesem Daten austauschen können. Neben der in 1 dargestellten sternförmigen Netzwerktopologie, bei der die bidirektionale Datenübertragung nur zwischen jeweils einem der Teilfunktionsgeräte 12, 13 und dem Vollfunktionsgerät 11, nicht jedoch zwischen den Teilfunktionsgeräten 12, 13 erfolgen kann, sieht der Standard auch sog. „Peer-to-Peer“-Topologien vor, bei denen sämtliche Vollfunktionsgeräte (von denen eines die Rolle des WPAN-Koordinators übernimmt) mit jeweils allen anderen Vollfunktionsgeräten kommunizieren können.
Die Sende-/Empfangsvorrichtungen 11-13 umfassen jeweils eine Antenne 14, eine mit der Antenne verbundene Sendeeinheit (transmitter, TX) 15, eine mit der Antenne verbundene Empfangseinheit (receiver, RX) 16 und eine mit der Sende- und der Empfangseinheit verbundene Kontrolleinheit (control unit, CTRL) 17 zur Steuerung der Sende- und Empfangseinheiten 15, 16. Weiterhin beinhalten die Sende-/ Empfangsvorrichtungen 11-13 jeweils eine in 1 nicht dargestellte Energieversorgungseinheit in Form einer Batterie etc. zur Energieversorgung der Einheiten 15-17, sowie eventuell weitere Komponenten wie Sensoren, Schnittstellen etc..
Im folgenden wird davon ausgegangen, daß die Datenübertragung im ISM-Band (industrial, scientific, medical) um 2,4 GHz erfolgt. Die Sendeeinheit 15 jeder Sende-/Empfangsvorrichtung wandelt den jeweils zu sendenden Datenstrom gemäß dem IEEE-Standard 802.15.4 in ein über Ihre Antenne 14 abzustrahlendes Funksignal um, indem der jeweils zu sendende Datenstrom, wie in der Beschreibungseinleitung dargestellt, zunächst In vier Bit breite Symbole d0, d1, d2, ... und diese in aufeinanderfolgende PN-Sequenzen umgesetzt werden (z.B. P5, P4, P7, falls d0=5, d1=4, d2=7). Die aufeinanderfolgenden PN-Sequenzen werden anschließend - mit Halbsinus-Impulsformung - Offset-QPSK-moduliert (quarternary phase shift keying).
Dementsprechend wandelt die erfindungsgemäße inkohärente Empfangseinheit 16 Jeder Sende-/Empfangsvorrichtung ein von ihrer Antenne 14 empfangenes (und von der Sendeeinheit einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung nach dem IEEE-Standard 802.15.4 erzeugtes) Funksignal möglichst fehlerfrei in die gesendeten Daten um, indem das Funksignal unter anderem demoduliert und die Daten anschließend detektiert (entschieden) werden.
Die Sendeeinheit 15 und die Empfangseinheit 16 einer sende-/Empfangsvorrichtung sind hierbei Teil einer (in 1 nicht dargestellten) integrierten Schaltung (IC), z.B. eines ASICs (application specific integrated circuit), während die Kontrolleinheit 17 durch einen (ebenfalls nicht dargestellten) Mikrocontroller realisiert ist. Vorteilhaft kann die Sende-/Empfangsvorrichtung auch nur einen (z.B. als ASIC ausgeführten) IC aufweisen, der die Funktionen der Sendeeinheit 15, der Empfangseinheit 16 und der Kontrolleinheit 17 wahrnimmt.
2 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen inkohärenten Empfangseinheit 16, die folgende in Serie geschaltete Funktionsblöcke aufweist: einen inneren Empfänger (iREC) 21, einen differentiellen Demodulator (DEMOD) 22, eine Korrelationseinheit (COR) 23 und eine Auswerteeinheit (EVAL) 24. Weiterhin weist die Empfangseinheit 16 eine Sequenzbereitstellungseinheit (SEQ) 25 auf, die mit der Korrelationseinheit 23 verbunden ist, sowie optional einen Entzerrer (EQ) 26 zwischen dem Demodulator 22 und der Korrelationseinheit 23.
Der mit der Antenne 14 der Sende-/Empfangsvorrichtung verbundene innere Empfänger 21 überführt das empfangene Funksignal r in ein komplexes Basisbandsignal b (Einhüllende) mit komplexwertigen Abtastwerten im Takt der sendeseitig verwendeten PN-Chips der PN-Sequenzen, d.h. im Chiptakt fC=2Mchip/s=1/TC= 1/500ns. Jeder komplexe Abtastwert umfaßt hierbei einen Realteil (inphase-Kompo-nente I) und einen imaginärteil (Quadratur-Komponente Q), die Jeweils eine Bitbreite von z.B. vier Bit aufweisen. In Abhängigkeit von der Güte der verwendeten Oszillatoren kann das komplexe Basisbandsignal b hierbei einem mehr oder weniger stark ausgeprägten Frequenzoffset unterliegen. Komplexwertige Signale wie das Basisbandsignal b sind in den Figuren durch Pfeile mit Doppellinien dargestellt.
Der innere Empfänger 21 weist weiterhin eine Synchronisationseinheit (SYNC) 27 auf, die eine Symbol- und Chiptaktsynchronisation durchführt und vorzugsweise einen zur Korrektur des Frequenzoffsets erforderlichen komplexen Faktor fOFF bestimmt.
Das Chiptakt-Basisbandsignal b wird anschließend durch den differentiellen Demodulator 22 in ein demoduliertes Signal s überführt, das reellwertige Abtastwerte im Chiptakt aufweist. vorzugsweise generiert der differentielle Demodulator 22 ein demoduliertes Signal s, dessen Abtastwerte anstelle von sog. Hardbits (d.h. zweistufige, binäre Werte) sog. Soft-Informationswerte (höherstufige Abtastwerte) aufweist. Hierdurch kann die Leistungsfähigkeit der Empfangseinheit 16 weiter verbessert werden. optional kann der differentielle Demodulator 22 vorteilhaft auch zur Korrektur eines Frequenzoffsets eingesetzt werden. Die einzelnen Funktionsblöcke des differentiellen Demodulators 22 sowie seine Funktionsweise werden im Zusammenhang mit 3 näher erläutert.
Das demodulierte Signal s wird anschließend optional entzerrt. Der hierzu vorgesehene Entzerrer 26 bestimmt vorzugsweise pro Symbolperiode TS=1/fS=16µs= 32*TC einen Mittelwert des demodulierten Signals s und befreit dieses anschließend durch Subtraktion des Mittelwertes von einem Gleichanteil. Alternativ oder zusätzlich kann der Entzerrer 26 ein Filter, z.B. ein Hochpaßfilter aufweisen.
Das im Chiptakt fC vorliegende, ggf. entzerrte demodulierte Signal s bzw. se wird anschließend in der Korrelationseinheit 23 mit sog. abgeleiteten Sequenzen F0, F1, F2, ... korreliert, die durch die Sequenzbereitstellungseinheit 25 bereitgestellt und mit Bezug auf die untenstehenden Tabelle erläutert werden. Dies führt auf Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, rsF2, ..., die ein Maß für die Übereinstimmung des Signals s bzw. se mit der jeweiligen abgeleiteten Sequenz F0, F1, ..., F15 darstellen. Die Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, rsF2, ...werden im Symboltakt fS=fC/32=62,5 ksymbol/s (entspricht einer Symbolperiode von TS) erzeugt.
Aufgrund der differentiellen Demodulation erfordert die Detektion eines aktuellen Datensymbols die Kenntnis des vorangegangenen Datensymbols. werden nun in der Korrelatlonseinheit die Korrelationsergebnisse derart berechnet, daß das demodulierte Signal jeweils mit einer Anzahl von Chips (31) der jeweiligen abgeleiteten Sequenz korreliert wird, die um eins niedriger ist als die Anzahl der Chips in jeder der sendeseitig verwendbaren PN-Sequenzen (32), so kann durch den Verzicht auf einen Chip bei der Korrelationsberechnung - ohne nennenswerte Einbußen in der Leistungsfähigkeit der Detektion - vorteilhaft jedes Datensymbol unabhängig vom vorhergehenden Symbol entschieden (detektiert) werden, was den Realisierungsaufwand der Empfangseinheit weiter senkt.
In der Auswerteeinheit (EVAL) 24 werden die Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, ... schließlich ausgewertet und die Datensymbole d0, d1, ... detektiert. Weiterhin berechnet die Auswerteeinheit 24 vorzugsweise einen Qualitätsparameter (link quality Indication, LQI), der die Qualität der Kommunikationsverbindung angibt. Die Auswerteeinheit 24 wird im Zusammenhang mit 4 näher erläutert.
3 zeigt zwei Blockschaltbilder unterschiedlicher Realisierungsformen des differentiellen Demodulators (DEMOD) 22 aus 2. Die komplexere Realisierungsform gemäß 3a ist vorteilhaft in Fällen vorzusehen, In denen ein Frequenzoffset korrigiert werden soll, während die einfachere Realisierungsform gemäß 3b vorteilhaft ist, wenn eine Kompensation des Frequenzoffsets nicht erforderlich und/oder nicht gewünscht ist. Eingangssignal ist In beiden Fällen das vom inneren Empfänger 21 aus 2 bereitgestellte komplexe Basisbandsignal b mit Abtastwerten im Chiptakt fC=2Mchip/s.
Der in 3a dargestellte differentielle Demodulator 31 umfaßt eine mit dem inneren Empfänger 21 verbundene Verzögerungseinheit 32, eine mit dem inneren Empfänger 21 und der Verzögerungseinheit 32 verbundene erste komplexe Multipliziereinheit 33, eine mit der ersten komplexen Multipliziereinheit 33 und dem inneren Empfänger 21 verbundene zweite komplexe Multipliziereinheit 34 sowie eine mit der zweiten komplexen Multipliziereinheit 34 verbundene Imaginärteilbildungseinheit 35.
Die Verzögerungseinheit 32 ist ausgebildet, die Abtastwerte zweier reeller Eingangssignale, die sich als Realteil (I) und imaginärteil (Q) eines komplexen Eingangssignals interpretieren lassen, jeweils um eine Chipperiode TC=1/fC=500ns verzögert am Ausgang bereitzustellen. Die komplexen Multipliziereinheiten 33, 34 führen komplexe Multiplikationen aus, wobei die erste Multipliziereinheit 33 die am ersten Eingang anliegenden komplexen Abtastwerte mit den konjugiert komplexen Werten der am zweiten Eingang anliegenden komplexen Abtastwerte multipliziert, während die zweite Multipliziereinheit 34 die anliegenden komplexen Abtastwerte „direkt“ miteinander multipliziert. Die Imaginärteilbildungseinheit 35 unterdrückt schließlich den Realteil der komplexen Eingangsgröße und stellt am Ausgang den imaginärteil der Eingangsgröße bereit.
Für die folgende Beschreibung der Funktionsweise des differentiellen Demodulators 31 werden die Abtastwerte des komplexen Basisbandsignals b mit x(k)+j*γ(k) bezeichnet (siehe 3a), wobei x(k) den Realteil (inphase-Komponente I) und y(k) den Imaginärteil (Quadratur-Komponente Q) der Abtastwerte darstellen und k einen zeitlichen Index (Index der Chipperiode) angibt.
Die erste komplexe Multipliziereinheit 33 multipliziert die aktuellen Abtastwerte x(k)+j*γ(k) mit den konjugiert komplexen Werten x(k-1)-j*γ(k-1) der um eine Chipperiode TC verzögerten Abtastwerte x(k-1)+j*γ(k-1): $c1 (k) = (x (k) + j * γ (k)) * (x (k - 1) - j * v (k - 1)) .$
Die so erhaltenen ersten komplexen Produkte c1(k) werden anschließend in der zweiten komplexen Multipliziereinheit 34 mit dem durch den inneren Empfänger 21 bereitgestellten komplexen Faktor fOFF multipliziert, um den Frequenzoffset zu kompensieren und zweite komplexe Produkte c2(k) zu berechnen: $c2 (k) = c1 (k) * fOFF .$
In der imaginärteilbildungseinheit 35 wird schließlich der Imaginärteil dieser zweiten komplexen Produkte c2(k) gebildet und das demodulierte Signal s(k) bereitgestellt: $s (k) = Imag {c2 (k)} .$
Die in 3a dargestellte Realisierungsform des differentiellen Demodulators kann vereinfacht werden, indem die Funktionsblöcke 34, 35 durch eine Einheit ersetzt werden, die nur den imaginärteil des Produkts aus c1(k) und fOFF berechnet: $s (k) = Real {c1 (k)} * Imag {fOFF} + Imag {c1 (k)} * Real {fOFF} .$
Diese Einheit enthält gemäß Gleichung (2a'-3a') nur zwei Multiplizierer mit je zwei Eingängen zur reellwertigen Multiplikation von Real{c1(k)} mit Imag{fOFF} bzw. Imag {c1(k)} mit Real{fOFF} sowie einen nachgeschalteten Addierer zur Addition der reellwertigen Multiplikationsergebnisse.
Eine weitere Vereinfachung des differentiellen Demodulators ergibt sich, wenn auf die Korrektur des Frequenzoffsets verzichtet werden soll. Die in diesem Falle vorteilhafte, sehr einfache Realisierungsform ist in 3b dargestellt.
Der in 3b dargestellte differentielle Demodulator 36 umfaßt eine mit dem inneren Empfänger 21 verbundene Verzögerungseinheit 32, zwei jeweils mit dem inneren Empfänger 21 und der Verzögerungseinheit 32 verbundene Multiplizierer 37, 38 und einen mit den Multipliziern verbundenen ersten Addierer 39.
Während die Verzögerungseinheit 32 der 3a und 3b identisch ausgestaltet sind, handelt es sich bei den Multiplizierern 37, 38 im Gegensatz zu den komplexen Multipliziereinheiten 33, 34 aus 3a um rein reelle Multiplizierer zur Multiplikation reellwertiger Abtastwerte.
Mit der oben eingeführten Bezeichnung der Abtastwerte des komplexen Basisbandsignals b kann die Funktionsweise des differentiellen Demodulators 36 wie folgt beschrieben werden (siehe 3b). Der erste Multiplizierer 37 multipliziert die Imaginärteile y(k) der aktuellen Abtastwerte x(k)+1*y(k) des komplexen Basisbandsignals b mit den Realteilen x(k-1) der um eine Chipperiode verzögerten Abtastwerte x(k-1)+j*y(k-1) und berechnet so erste (reellwertige) Produkte $r1 (k) = y (k) * x (k - 1) .$
Analog hierzu multipliziert der zweite Multiplizierer 38 die Realteile x(k) der aktuellen Abtastwerte x(k)+j*y(k) des komplexen Basisbandsignals b mit den Imaginärteilen y(k-1) der um eine Chipperiode verzögerten Abtastwerte x(k-1)+j*y(k-1) und berechnet so zweite (reellwertige) Produkte $r2 (k) = x (k) * y (k - 1) .$
Schließlich bildet der erste Addierer 39 die folgende Differenz der ersten und zweiten Produkte und stellt das demodulierte Signal s(k) bereit: $s (k) = r1 (k) - r2 (k) .$
Wie aus den 3a und 3b zu erkennen ist, werden in keiner der beiden Realisierungsformen 31, 36 des differentiellen Demodulators 22 harte Entscheidungen getroffen. Derartige harte Entscheidungen hätten zur Folge, daß die Abtastwerte des demodulierten Signals s jeweils nur zwei Werte, wie z.B. die binären Werte null und eins, annehmen könnten und das demodulierte Signal s damit aus sog. Hardbits bestünde. Im Gegensatz hierzu besteht das demodulierte Signal s bei jeder der Realisierungsformen nach 3a oder 3b aus höherstufigen (mehr als zweistufigen) Abtastwerten, die auch als „Soft-Informationswerte“ bezeichnet werden. Im Vergleich zu einem hart entschiedenen demodulierten Signal aus Hardbits werden den nachfolgenden Blöcken (Entzerrer 26, Korrelationseinheit 23, Auswerteeinheit 24, siehe 2) mit dem Soft-Informationswerte aufweisenden demodulierten Signal s gemäß 3a oder 3b mehr Informationen zugänglich gemacht und die Leistungsfähigkeit der gesamten Empfangseinheit 16, d.h. z.B. die Bit-, Symbol-, Framefehlerrate etc. unter störeinflüssen wie Kanalverzerrungen und Rauschen verbessert. Simulationen der Anmelderin haben gezeigt, daß sich die Leistungsfähigkeit des Empfängers für AWGN-Kanäle (additive white Gaussian noise) um ca. 2dB verbessert, wenn das demodulierte Signal 4-bit breite Soft-Informationswerte statt Hardbits aufweist.
Im folgenden wird beschrieben, wie die gemäß 2 von der Sequenzbereitstellungseinheit 25 bereitgestellten abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ... beschaffen sind. Die nachfolgende Tabelle zeigt sowohl die gemäß IEEE 802.15.4 sendeseitig zu verwendenden PN-Sequenzen P0, P1, ..., P15 als auch die erfindungsgemäß den PN-Sequenzen zugeordneten abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F15.
Was die sendeseitig zu verwendenden PN-Sequenzen P0, P1, P2, ... betrifft, so ist zunächst festzustellen, daß ein Sequenzvorrat mit insgesamt 16 PN-Sequenzen P0, P1, ..., P15 spezifiziert ist. Jede PN-Sequenz umfaßt hierbei 32 sog. Chips, die jeweils einen Wert von logisch null (0) oder eins (1) annehmen können. Wie aus der Tabelle ersichtlich Ist, nehmen z.B. die ersten zehn Chips der PN-Sequenz P5 die Werte 0 0 1 1 0 1 0 1 0 0 an.

Für die Chips z.B. der PN-Sequenz P5 werden zur Vereinfachung der Beschreibung die Parameter P5c0 (erster Chip (c0) von P5), P5c1 (zweiter Chip (c1)), ..., P5c30, P5c31 (letzter Chip (c31)) eingeführt. Analoges gilt für die anderen PN-Sequenzen, so daß Picj den Chip mit Index j (d.h. der (j+1)-te Chip) der PN-Sequenz mit Index i (Pi) bezeichnet, wobei i=0,1,...,15 und j= 0,1,...,31. Weiterhin werden zur besseren Unterscheidbarkeit der Chips der PN-Sequenzen von denjenigen der abgeleiteten Sequenzen die ersteren als PN-Chips bezeichnet.

Pi :	PN-Sequenz i (sendeseitig)												(Pic0 Pic1 Pic2 Pic3 ... Pic30 Pic31)
Fi :	von Pi abgeleitete Sequenz												(Fic0 Fie1 Fic2 Fic3 ... Fic30 Fic31)
P0 :	1	1	0	1	1	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1	0	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1	0	1	1	1	0
F0 :	+	+	+	-	-	-	-	-	-	+	+	+	-	+	+	+	+	-	+	-	+	+	+	-	-	+	+	-	+	+	-	-
P1 :	1	1	1	0	1	1	0	1	1	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1	0	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1	0
F1 :	+	+	-	-	+	+	+	-	-	-	-	-	-	+	+	+	-	+	+	+	+	-	+	-	+	+	+	-	-	+	+	-
P2 :	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	0	1	1	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1	0	1	0	1	0	0	1	0
F2 :	—	+	+	-	+	+	-	-	+	+	+	-	-	-	-	-	-	+	+	+	-	+	+	+	+	-	+	-	+	+	+	-
P3 :	0	0	1	0	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	0	1	1	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1	0	1	0	1
F3 :	+	+	+	-	-	+	+	-	+	+	-	-	+	+	+	-	-	-	-	-	-	+	+	+	-	+	+	+	+	-	+	-
P4 :	0	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	0	1	1	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1
F4 :	+	-	+	-	+	+	+	-	-	+	+	-	+	+	-	-	+	+	+	-	-	-	-	-	-	+	+	+	-	+	+	+
P5 :	0	0	1	1	0	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	0	1	1	0	0	1	1	1	0	0
F5 :	-	+	+	+	+	-	+	-	+	+	+	-	-	+	+	-	+	+	-	-	+	+	+	-	-	-	-	-	-	+	+	+
P6 :	1	1	0	0	0	0	1	1	0	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	0	1	1	0	0	1
F6 :	-	+	+	+	-	+	+	+	+	-	+	-	+	+	+	-	-	+	+	-	-	+	+	-	-	+	+	-	-	-	-	-
P7 :	1	0	0	1	1	1	0	0	0	0	1	1	0	1	0	1	0	0	1	0	0	0	1	0	1	1	1	0	1	1	0	1
F7 :	-	-	-	-	-	+	+	+	-	+	+	+	+	-	+	-	+	+	+	-	-	+	+	-	+	+	-	-	+	+	+	-
P8:	1	0	0	0	1	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0	1	1
F8 :	-	-	-	+	+	+	+	+	+	-	-	-	+	-	-	-	-	+	-	+	-	-	-	+	+	-	-	+	-	-	+	+
P9 :	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	1	1
F9 :	-	-	+	+	-	-	-	+	+	+	+	+	+	-	-	-	+	-	-	-	-	+	-	+	-	-	-	+	+	-	-	+
P10 :	0	1	1	1	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1
F10 :	+	-	-	+	-	-	+	+	-	-	-	+	+	+	+	+	+	-	-	-	+	-	-	-	-	+	-	+	-	-	-	+
P11:	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0	0
F11:	-	-	-	+	+	-	-	+	-	-	+	+	-	-	-	+	+	+	+	+	+	-	-	-	+	-	-	-	-	+	-	+
P12:	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	0
F12 :	-	+	-	+	-	-	-	+	+	-	-	+	-	-	+	+	-	-	-	+	+	+	+	+	+	-	-	-	+	-	-	-
P13:	0	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0	1	0	0	1
F13:	+	-	-	-	-	+	-	+	-	-	-	+	+	-	-	+	-	-	+	+	-	-	-	+	+	+	+	+	+	-	-	-
P14 :	1	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0	1	1	1	0	0	0	1	1	0	0
F14 :	+	-	-	-	+	-	-	-	-	+	-	+	-	-	-	+	+	-	-	+	-	-	+	+	-	-	-	+	+	+	+	+
P15:	1	1	0	0	1	0	0	1	0	1	1	0	0	0	0	0	0	1	1	1	0	1	1	1	1	0	1	1	1	0	0	0
F15:	+	+	+	+	+	-	-	-	+	-	-	-	-	+	-	+	-	-	-	+	+	-	-	+	-	-	+	+	-	-	-	+

Unterteilt man die 16 PN-Sequenzen in eine erste Gruppe der acht PN-Sequenzen P0, P1, ..., P7 und eine zweite Gruppe der acht PN-Sequenzen P8, P9, ..., P15, so ist aus der Tabelle weiterhin zu ersehen, daß sich die PN-Sequenzen der ersten Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden. So ist z.B. das am Anfang der PN-Sequenz P0 vorkommende Bitmuster {1 1 0 1 1 0} in der PN-Sequenz P1 ab dem PN-Chip P1C4, in der PN-Sequenz P2 ab P2c8, in P3 ab P3C12, in P4 ab P4C16, ..., und schließlich in P7 ab P7c28 - bei zyklischer Erweiterung - zu erkennen. Auch die PN-Sequenzen der zweiten Gruppe unterscheiden sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander.
Weiterhin ist festzustellen, daß zu Jeder PN-Sequenz der ersten Gruppe eine PN-Sequenz der zweiten Gruppe existiert, die sich nur in jedem zweiten Chipwert von dieser PN-Sequenz der ersten Gruppe unterscheidet - und zwar durch eine Inversion Jedes zweiten Chipwertes. vergleicht man z.B. die PN-Sequenzen P0 und P8 in der Tabelle, so stellt man fest, daß die PN-Chips mit geradem index jeweils identische Werte aufweisen (P0c0 = P8c0 = 1; P0c2 = P8c2 = 0; P0c4 = P8c4 = 1; etc.), während die PN-Chips mit ungeradem Index unterschiedliche werte annehmen (P0c1 =1, P8c1 = 0, P0c3 = 1, P8c3=0; P0c5=0, P8c5 = 1 etc.).
Jeder PN-Sequenz ist erfindungsgemäß eine nicht identische - an die differentielle Demodulation angepaßte - abgeleitete Sequenz zugeordnet, der PN-Sequenz P0 beispielsweise die in der Tabelle unterhalb von P0 aufgeführte abgeleitete Sequenz F0, der PN-Sequenz P1 die abgeleitete Sequenz F1 etc.. Die Chips der abgeleiteten Sequenzen, hier als abgeleitete Chips bezeichnet, können die antipodalen Werte +1 und -1 annehmen, wobei aus Gründen der Übersichtlichkeit In der Tabelle nur das Vorzeichen dieser Werte eingetragen ist. Analog zur oben eingeführten Bezeichnung der PN-Chips wird der abgeleitete Chip mit Index j der abgeleiteten Sequenz mit Index i im folgenden mit Ficj bezeichnet, wobei i=0,1,...15 und j=0,1,...,31.
Die Werte der abgeleiteten Chips ergeben sich wie folgt aus den Werten der PN-Chips. Um z.B. den Wert des abgeleiteten Chips F0c2 zu bilden, der gemäß der Tabelle +1 beträgt, ist der Wert des In der Tabelle direkt darüber eingetragenen PN-Chips P0c2=0 logisch XOR zu verknüpfen mit dem Wert des links (d.h. des zeitlich vorhergehenden) von P0c2 eingetragenen PN-Chips P0c1 =1. Die logische XOR-Verknüpfung ergibt in diesem Falle einen Wert von logisch 1, dem der in der Tabelle für F0c2 eingetragene antipodale Wert +1 zugeordnet ist. Entsprechend ergibt sich der Wert von F0c4 aus P0c4 XOR P0c3 = 1 XOR 1 = 0 zum in der Tabelle für FOC4 eingetragenen Wert von -1, da der logischen null ein antipodaler Wert von -1 zugeordnet ist. Diese Ableitungsvorschrift gilt für alle abgeleiteten Chips mit positivem geradem Index. Bezeichnen also Ficj den abgeleiteten Chip mit Index j der abgeleiteten Sequenz mit Index j und Picj und Picn den PN-Chip mit Index j bzw. n der PN-Sequenz mit Index i, so ergibt sich für positive gerade Indizes j der abgeleitete Chip Ficj für i =0,1,...,15 zu $Ficj = 2 * (Picj XOR Picn) - 1 mit n = j - 1 für j = 2,4,6, \dots,30,$
wobei die Multiplikation des Ergebnisses der XOR-Verknüpfung mit dem Faktor 2 und die anschließende Subtraktion von 1 die Zuordnung der logischen Werte von 0 und 1 zu den antipodalen Werten -1 bzw. + 1 widerspiegeln soll.
Für die Bildung der abgeleiteten Chips Ficj mit Index j = 0 ist statt des (nicht existierenden) zeitlich vorhergehenden PN-Chips Picn mit Index n = j-1 =-1 der letzte PN-Chip Picn mit n = 31 zu verwenden, d.h. $Ficj = 2 * (Picj XOR Picn) - 1 mit j = 0 und n = 31 für i = 0,1, \dots,15.$
Eine zu Gleichung (4) ähnliche Ableitungsvorschrift gilt für die abgeleiteten Chips Ficj mit ungeradem Index j. in diesem Falle ist das Ergebnis der XOR-Verknüpfung vor der Zuordnung zu antipodalen Werten zu invertieren: $Ficj = 2 * INV {Picj XOR Picn} - 1 mit n = j - 1 für j = 1,3,5, \dots,31,$
Wobei INV{} die logische Inversion bezeichnet und wiederum i=0,1,...,15 gilt.
Anstelle der Inversion der logischen Werte mit anschließender Zuordnung von logisch 0 zum antipodalen wert-1 und von logisch 1 zum antipodalen Wert + 1 kann natürlich auch eine andere Zuordnung, nämlich von logisch 0 zum antipodalen Wert +1 und von logisch 1 zum antipodalen Wert -1 verwendet und damit auf die logische Inversion verzichtet werden. Als Formel ergibt sich dann $Ficj = 1 - 2 * (Picj XOR Picn) mit n = j - 1 für j = 1,3,5, \dots,31.$
Die Verwendung des jeweils „aktuellen“ PN-Chips (mit dem Index des zu bildenden abgeleiteten Chips) und des jeweils vorangehenden PN-Chips korrespondiert mit der in der Beschreibungseinleitung erläuterten sendeseitigen Aufteilung der PN-Chips mit geradem (ungeradem) Index auf den Inphase-(I)-Träger (Quadraturphasen-(Q)-Träger) im Rahmen der Offset-QPSK-Modulation (quarternary phase shift keying). Andere sendeseitige I-/Q-Aufteilungen der PN-Chips erfordern eine entsprechend angepaßte Bildung der abgeleiteten Chips.
Unterteilt man die 16 abgeleiteten Sequenzen in eine erste Gruppe der acht abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F7 und eine zweite Gruppe der acht abgeleiteten Sequenzen F8, F9, ..., F15, so ist aus der Tabelle zu ersehen, daß sich die abgeleiteten Sequenzen der ersten Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden. So ist z.B. das am Anfang der abgeleiteten Sequenz F0 vorkommende Bitmuster { + + + - - -} in der abgeleiteten Sequenz F1 ab dem abgeleiteten Chip F1c4, in der abgeleiteten Sequenz F2 ab F2c8, in F3 ab F3c12, in F4 ab F4c16, ..., und schließlich in F7 ab F7c28 - bei zyklischer Erweiterung - zu erkennen. Auch die abgeleiteten Sequenzen der zweiten Gruppe unterscheiden sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander.
Wweiterhin Ist festzustellen, daß zu jeder abgeleiteten Sequenz der ersten Gruppe eine abgeleitete Sequenz der zweiten Gruppe existiert, die sich nur durch eine Inversion aller ihrer Chipwerte unterscheidet. Vergleicht man z.B. die abgeleiteten Sequenzen F0 und F8 in der Tabelle, so stellt man fest, daß sämtliche Chipwerte invertiert sind. Da dies auch für die Sequenzpaare F1/F9, F2/F10 etc. gilt, ist festzustellen, daß alle abgeleiteten Sequenzen der ersten Gruppe in invertierter Form In der zweiten Gruppe enthalten sind: $Ficj = (- 1) * Fncj mit i = 0,1, \dots,7, n = i + 8 und j = 0,1, \dots,31.$
Im Gegensatz zu den PN-Sequenzen, bei denen sich die entsprechenden Sequenzpaare (P0/P8, P1/P9 etc.) durch eine Inversion jedes zweiten PN-Chips unterscheiden, unterscheiden sich die entsprechenden Paare von abgeleiteten Sequenzen durch eine Inversion aller ihrer Chipwerte.
Die in den vorhergehenden Absätzen genannten Eigenschaften der abgeleiteten Sequenzen ermöglichen sehr einfache Realisierungen der Sequenzbereitstellungseinheit 25, der Korrelationseinheit 23 sowie der Auswerteeinheit 24 und damit der gesamten Empfangseinheit 16 aus 2.
Es ist offensichtlich, daß anstelle der in der Tabelle aufgeführten abgeleiteten Sequenzen auch die jeweils invertierten Sequenzen verwendet werden können. Dies entspricht lediglich einer vertauschten Zuordnung zwischen den PN-Sequenzen und den abgeleiteten Sequenzen. so wird in diesem Fall der PN-sequenz P0 die abgeleitete Sequenz F8 aus der Tabelle, der PN-Sequenz P1 die abgeleitete Sequenz F9 aus der Tabelle etc. zugeordnet. Diese vertauschte Zuordnung ist in der Korrelations- und/oder der Auswerteeinheit entsprechend zu berücksichtigen.
In der Korrelationseinheit 23 kann bei der Berechnung der Korrelationsergebnisse vorteilhaft jeweils der erste Chip der abgeleiteten Sequenzen (Fic0) unberücksichtigt bleiben, damit in der Auswerteeinheit 24 die Datensymbole unabhängig vom jeweils vorhergehenden Datensymbol entschieden werden können. Ohne nennenswerte Einbußen in der Leistungsfähigkeit der Detektion kann die Empfangseinheit so einfacher realisiert werden.
4 zeigt ein Blockschaltbild der Auswerteeinheit (EVAL) 24 aus 2, die eine mit der Korrelationseinheit 23 verbundene Indexbestimmungseinheit 41, eine mit dieser verbundene Zuordnungseinheit 42 sowie vorzugsweise eine mit der Korrelationseinheit 23 verbundene LQI-Einheit 43-46 aufweist (link quality indication). Die LQI-Einheit weist die folgenden in Serie geschalteten Funktionsblöcke auf: eine mit der Korrelationseinheit 23 verbundene Maximumbildungseinheit 43, eine Addiereinheit 44, einen dritten Multiplizierer 45 und eine Wertbeschränkungseinheit 46.
Die durch die Korrelationseinheit 23 berechneten Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, ..., rsF15 werden in der Indexbestimmungseinheit 41 ausgewertet, indem der Index desjenigen Korrelationsergebnisses, das unter allen Korrelationsergebnissen rsF0, rSF1, ..., rsF15 den maximalen Wert aufweist, pro Symbolperiode TS bestimmt und gemäß 4 als Wert des Index' m ausgegeben wird. Weist zum Beispiel das Korrelationsergebnis rsF5 unter allen Korrelationsergebnissen den maximalen Wert auf, so gibt die Indexbestimmungseinheit 41 den Wert m = 5 aus. Dies bedeutet, daß das Signal s bzw. se mit der abgeleiteten Sequenz F5 das höchste Maß an Übereinstimmung unter allen abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F15 aufweist.
Die Zuordnungseinheit 42 ordnet jedem Index m denjenigen symbolwert zu, dem diejenige PN-Sequenz zugeordnet ist, die der abgeleiteten Sequenz mit diesem Index m zugeordnet ist. Unter der Annahme, das dem Symbolwert d = 5 sendeseitig die PN-Sequenz P5 und dieser wiederum in Übereinstimmung mit der obenstehenden Tabelle die abgeleitete Sequenz F5 zugeordnet ist, weist die Zuordnungseinheit 42 Im obigen Beispiel dem Index m = 5 daher das Datensymbol d = 5 zu.
Die Maximumbildungseinheit 43 der LQI-Einhelt ermittelt pro symbolperiode TS den maximalen Korrelationswert rsFmax aller Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, ..., rsF1S. Die Addiereinheit 44 weist optional eine Integrationseinheit 47, in jedem Falle jedoch einen zweiten Addierer 48 auf, wobei die Integrationseinheit 47 mehrere, vorzugsweise in aufeinanderfolgenden Symbolperioden ermittelte, maximale Korrelationswerte rsFmax addiert oder mittelt und der zweite Addierer 48 eine Konstante -K addiert bzw. den Wert +K subtrahiert, um so die Summe r4 zu berechnen. Der dritte Multiplizierer 45 multipliziert anschließend die Summe r4 mit dem Faktor fSKAL, bevor die Wertbeschränkungseinheit 46 die so erhaltenen dritten Produkte r3 auf einen vorgegebenen Wertebereich (z.B. 0...255) beschränkt, um einen LQI-Wert als Maß für die Qualität der Kommunikationsverbindung bereitzustellen. Die Konstante -K und der Faktor fSKAL werden hierbei so gewählt, daß die nach den obigen Schritten bereitgestellte Signalqualität (LQI) je nach Qualität des empfangenen Funksignals r den vorgegebenen Wertebereich (z.B. 0...255) vollständig überstreicht.
Die vorstehend mit Bezug auf die 2 bis 4 beschriebene erfindungsgemä-Be Empfangseinheit und damit auch Sende-/Empfangsvorrichtungen, die eine derartige Empfangseinheit aufweisen, zeichnen sich durch eine sehr einfache Realisierbarkeit, einen extrem geringen Energiebedarf sowie durch eine hohe Leistungsfähigkeit aus (Bitfehlerrate o.ä. In Abhängigkeit von Störeinflüssen wie Rauschen und/oder Kanalverzerrungen). Nach Untersuchungen der Anmelderln erfordern die digitalen Teile erfindungsgemäßer Empfangseinheiten - ohne Synchronisationseinheit - einen Hardwareaufwand in der Größenordnung von wenigen tausend Gatteräquivalenten (NAND-Gatter mit zwei Eingängen). Im Datenübertragungsmodus haben diese digitalen Teile der erfindungsgemäßen Empfangseinheiten einen Leistungsbedarf in der Größenordnung von wenigen Milllwatt (mW).
5 zeigt ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zur inkohärenten Detektion. In Schritt S1 wird zunächst das empfangene Funksignal r in ein komplexes Basisbandsignal b mit Abtastwerten im Chiptakt fC überführt. In Schritt S2 wird das komplexe Basisbandsignal b differentiell demoduliert. Im optionalen Schritt S3 wird das demodulierte Signal s entzerrt und so ein entzerrtes demoduliertes Signal se gebildet. In Schritt S4, der alternativ auch schon vor Schritt S3 - im Extremfall sogar vor Schritt S1 - ausgeführt werden kann, werden die oben näher beschriebenen abgeleiteten Sequenzen F0, F1, F2, ... bereitgestellt. In Schritt S5 wird das demodulierte Signal s bzw. das entzerrte demodulierte Signal se mit den abgeleiteten Sequenzen F0, F1, F2, ... korreliert, um die Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, rsF2, ... zu berechnen. Schließlich werden die Korrelationsergebnisse in Schritt S6 ausgewertet und die Werte der Datensymbole d0, d1, d2, ... abgeleitet. Eine detailliertere Beschreibung der schritte S1-S6 ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise der Empfangseinheit 16 bzw. deren Funktionsblöcken 21-26 mit Bezug auf die 1 und 2 zu entnehmen.
6 zeigt zwei Flußdiagramme unterschiedlicher Realisierungsformen des differentiellen Demodulationsschrittes S2 aus 5. Die erste Realisierungsform gemäß 6a ist vorteilhaft in Fällen vorzusehen, In denen ein Frequenzoffset korrigiert werden soll, während die zweite Realisierungsform gemäß 6b vorteilhaft ist, wenn eine Kompensation des Frequenzoffsets nicht erfolgen soll.
Gemäß 6a wird in Schritt S2a1 ein zur Korrektur eines Frequenzoffsets geeigneter komplexer Faktor fOFF bestimmt. Dieser Schritt erfolgt im Rahmen des Schrittes S1 aus 5 (Bereitstellen von b), kann aber auch im Rahmen des Schrittes S2 (jedoch vor Schritt S2a4) erfolgen. In Schritt S2a2 werden die Abtastwerte x(k)+jy(k) des komplexen Chiptakt-Basisbandsignals b um eine Chipperiode TC verzögert. in Schritt S2a3 werden erste komplexe Produkte c1(k) berechnet, indem die konjugiert komplexen Werte der gemäß Schritt S2a2 verzögerten Abtastwerte x(k-1)-jy(k-1) mit den unverzögerten Abtastwerten x(k)+jy(k) des komplexen Basisbandsignals b multipliziert werden. Schließlich wird in Schritt S2a4 das demodulierte Signal s gebildet, indem (nur die) Imaginärteile von zweiten komplexen Produkten c2(k) aus den ersten komplexen Produkten c1(k) [S2a3] und dem komplexen Faktor fOFF [S2a1] berechnet werden. Eine detailliertere Beschreibung der Schritte S2a1-S2a4 ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise des differentiellen Demodulators 22, 31 bzw. dessen Funktionsblöcken 32-35 mit Bezug auf die 2 und 3a sowie die Gleichungen (1a) bis (2a'-3a') zu entnehmen.
Gemäß 6b werden In Schritt S2b1 die Abtastwerte x(k) +j_y(k) des komplexen Chiptakt-Baslsbandsignals b analog zu Schritt S2a2 in 6a um eine Chipperiode TC verzögert. In Schritt S2b2 werden erste Produkte r₁(k) berechnet, indem die Realteile der verzögerten Abtastwerte x(k-1) mit den imaginärtellen der unverzögerten Abtastwerte y(k) des komplexen Basisbandsignals b multipliziert werden. In Schritt S2b3 werden zweite Produkte r2(k) berechnet, indem die Imaginärteile der verzögerten Abtastwerte y(k-1) mit den Realteilen der unverzögerten Abtastwerte x(k) des komplexen Basisbandsignals b multipliziert werden. Schließlich wird in Schritt S2b4 das demodulierte Signal s gebildet, indem die zweiten Produkte r2(k) von den ersten Produkten r1(k) abgezogen werden. Eine detailliertere Beschreibung der Schritte S2b1-S2b4 ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise des differentiellen Demodulators 22, 36 bzw. dessen Funktionsblöcken 32,37-39 mit Bezug auf die 2 und 3b sowie die Gleichungen (1b) bis (3b) zu entnehmen.
Sowohl das gemäß 6a als auch das laut 6b erzeugte demodulierte Signal s weist vorteilhaft Soft-Informationswerte auf (vgl. Beschreibung von 3).
7a zeigt ein Flußdiagramm des Auswerteschrittes S6 aus 5. In Schritt S6a1 wird der Index m desjenigen Korrelationsergebnisses bestimmt, das den maximalen Wert aufweist, z.B. also m=5, falls rsF5 unter allen Korrelationsergebnissen rsF0, rsF1, rsF2, ... den maximalen Wert aufweist. In schritt S6a2 wird diesem Index m dasjenige Datensymbol zugeordnet, dessen Symbolwert derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz mit diesem Index m zugeordnet ist. ist im obigen Beispiel dem Symbolwert d = 5 z.B. die PN-Sequenz P5 und dieser wiederum die abgeleitete Sequenz F5 zugeordnet, so wird dem Index m = 5 also das Datensymbol mit dem Symbolwert d = 5 zugeordnet.
7b zeigt ein weiteres Flußdiagramm des Auswerteschrittes S6 aus 5, bei dem die Signalqualität bestimmt wird. In Schritt S6b1 wird hierzu zunächst pro Symbolperiode TS der maximale Wert rsFmax aller Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, rsF2, ... bestimmt. Nachdem optional (nicht in 7b dargestellt) mehrere, zu aufeinanderfolgenden Symbolperioden gehörende Werte rsFmax addiert (akkumuliert, integriert) wurden, wird in Schritt S6b2 durch Addieren einer Konstanten -K die Summe r4 berechnet, die in Schritt S6b3 mit dem Faktor fSKAL multipliziert wird, um so ein drittes Produkt r3 zu berechnen. Der Signalqualitätsparameter LQI (link quality indication) wird schließlich in Schritt S6b4 bestimmt, in dem die Werte des dritten Produktes r3 auf einen vorgegebenen Wertebereich, wie z.B. 0...255 beschränkt werden. Die Konstante -K und der Faktor fSKAL werden hierbei so gewählt, daß die Signalqualität LQI je nach Qualität des empfangenen Funksignals r den vorgegebenen wertebereich vollständig überstreicht.
Eine detailliertere Beschreibung der Schritte aus den 7a und 7b ist der obigen Beschreibung der Funktionsweise der Auswerteeinheit 24 bzw. deren Funktionsblöcken 41-48 mit Bezug auf die 2 und 4 zu entnehmen.
Obgleich die vorliegende Erfindung vorstehend anhand von Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, ist sie nicht darauf beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar. So ist die Erfindung weder auf WPANs an sich, noch auf WPANs gemäß IEEE 802.15.4 bzw. die dort spezifizierten PN-Sequenzen (Anzahl und Länge der Sequenzen, Stufigkeit und Werte der Chips etc.), Raten und Stufigkeit der Chips/Symbole/Bits etc. beschränkt. Auch ist die Erfindung nicht auf die In der vorstehenden Tabelle angegebenen abgeleiteten Sequenzen beschränkt. Für den Zusammenhang zwischen den abgeleiteten Chips und den PN-Chips können diverse äquivalente logische Beziehungen angegeben werden.
Bezugszeichenliste

10: Datenübertragungssystem / „Wireless Personal Area Network“ (WPAN) nach dem IEEE-Standard 802.15.4
11-13: Sende-/Empfangsvorrichtung, „transceiver“
14: Antenne
15: Sendeeinheit, „transmitter“
16: Empfangseinheit, „receiver“
17: Kontrolleinheit
21: innerer Empfänger
22: differentieller Demodulator
23: Korrelationseinheit, Despreader
24: Auswerteeinheit, Detektor
25: sequenzbereitstellungseinheit
26: Entzerrer
31: differentieller Demodulator (mit Korrektur eines Frequenzoffsets)
32: Verzögerungseinheit
33, 34: erste bzw. zweite komplexe Multipliziereinheit
35: Imaginärtellbildungseinheit
36: differentieller Demodulator (ohne Korrektur eines Frequenzoffsets)
37, 38: erster bzw. zweiter Multiplizierer
39: erster Addierer / Subtrahlerer
41: Indexbestimmungseinheit
42: Zuordnungseinheit, Detektionseinheit
43: Maximumbildungseinhelt
44: Addiereinheit
45: dritter Multiplizierer
46: Wertbeschränkungseinheit
47: Integrationseinheit
48: zweiter Addierer / Subtrahierer
COR: Korrelationseinheit, Despreader
CTRL: Kontrolleinheit
DEMOD: differentieller Demodulator
EQ: Entzerrer
EVAL: Auswerteeinheit, Detektor
FM: Frequenzmodulation
IC: integrierte Schaltung; Chip
iREC: innerer Empfänger
IMAG: imaginärteilbildungseinheit
IND: Indexbestimmungseinheit
ISM: industrial, scientific, medical (Frequenzband bei 2,4 GHz)
LQI: Signalqualitätsparameter (link quality indication)
MAP: Zuordnungseinheit
MAX: Maximumbildungseinheit
MSK: minimum shift keying
PN: pseudo-noise
QPSK: quarternary phase shift keying
RX: Empfangseinheit, receiver
SEQ: Sequenzbereitstellungseinheit
TRX: sende-/Empfangsvorrichtung, transceiver
TX: Sendeeinheit, transmitter
WPAN: Wireless Personal Area Network
b: komplexes Basisbandsignal mit Abtastwerten Im Chiptakt
c1(k), c2(k): erste bzw. zweite komplexe Produkte
d0, d1, d2, ...: Datensymbole
fB: Bittakt (=1/TB)
fC: Chiptakt (= 1/TC
fS: Symboltakt (=1/fS)
fOFF: komplexer Faktor
fSKAL: Skalierungsfaktor
F0, F1, F2, ...: abgeleitete Sequenzen, F-/FSK-Sequenzen, zweite Codes (empfängerseitig)
F5c0, FSc1, ...: Chips der abgeleiteten Sequenz („abgeleitete Chips“) F5,
I, j, m, n: Indizes
K: Konstante
P0, P1, P2, ...: PN-Sequenzen, Spreizsequenzen, erste Codes (sendeseitig)
P5c0, PSc1, ...: Chips der PN-Sequenz („PN-Chips“) P5
r: Funksignal, Empfangssignal
r1(k), r2(k): erste bzw. zweite Produkte
r3: drittes Produkt
r4: Summe
rsF0, rsF1,...: Korrelationsergebnisse
rsFmax: maximales Korrelationsergebnis
s: demoduliertes Signal; Soft-Informationswerte
se: entzerrtes demoduliertes Signal; entzerrte Soft-Informationswerte
TB: Bitperiode (=1/fB)
TC: Chipperiode (=1/fC)
TS: Symbolperiode (= 1/fS)
x(k) +jy(k): Abtastwerte des im Chiptakt fC abgetasteten komplexen Basisbandsignals b

Claims

verfahren zur inkohärenten Detektion von in einem empfangenen Funksignal (r) enthaltenen Datensymbolen (d0, d1, d2, ...), wobei sendeseitig jedem Datensymbol (d0=5) eine symbolwertspezifische PN-Sequenz (P5) aus im Chiptakt (fC) aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5c0, PSc1, P5c2, ...) zugewiesen wird und die den Datensymbolen (d0, d1, d2, ...) zugewiesenen PN-Sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK-moduliert werden, mit den schritten: a) Überführen (S1) des empfangenen Funksignals (r) in ein im Chiptakt (fC) abgetastetes komplexes Basisbandsignal (b), b) Generieren (S2) eines demodulierten Signals (s) durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt (fC) abgetasteten komplexen Basisbandsignals (b), c) Bereitstellen (S4) von abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...), wobei jede abgeleitete Sequenz (F5) einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet Ist und aus abgeleiteten Chips (F5c0, F5c1, F5c2, ...) besteht, deren Werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips (P5c0, P5c1, P5c2, ...) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) entsprechen, der die abgeleitete Sequenz (F5) zugeordnet ist, d) Berechnen (S5) von Korrelationsergebnissen (rsF0, rsF1, rsF2, ...) durch Korrelieren des demodulierten signals (s) mit den abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...), und e) Ableiten (S6) der Werte der Datensymbole (d0, d1, d2, ...) durch Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...).
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das demodulierte Signal (s) Soft-Informationswerte aufweist
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein zur Korrektur eines Frequenzoffsets geeigneter komplexer Faktor (fOFF) bereitgestellt wird (S2a1) und das Generieren des demodulierten Signals (s) folgende Schritte aufweist: a) verzögern (S2a2) der Abtastwerte (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TC), b) Berechnen (S2a3) von ersten komplexen Produkten (c1(k) durch Multiplizieren der konjugiert komplexen Werte der verzögerten Abtastwerte (x(k-1)-jy(k-1)) mit den unverzögerten Abtastwerten (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b), c) Generieren (S2a4) des demodulierten Signals (s) durch Berechnen der Imaginärteile von zweiten komplexen Produkten (c2(k)) aus den ersten komplexen Produkten (c1(k)) und dem komplexen Faktor (fOFF).
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Generieren des demodulierten Signals (s) folgende Schritte aufweist: a) Verzögern (S2b1) der Abtastwerte (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TC), b) Berechnen (S2b2) von ersten Produkten (r1(k)) durch Multiplizieren der Realteile der verzögerten Abtastwerte (x(k-1)) mit den imaginärteilen der unverzögerten Abtastwerte (y(k)) des komplexen Basisbandsignals, c) Berechnen (S2b3) von zweiten Produkten (r2(k)) durch Multiplizieren der Imaginärteile der verzögerten Abtastwerte (y(k-1)) mit den Realteilen der unverzögerten Abtastwerte (x(k)) des komplexen Basisbandsignals, d) Generieren (S2b4) des demodulierten Signals (s) durch Subtrahieren der zweiten Produkte (r2(k)) von den ersten Produkten (r1(k)).
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß beim Berechnen der Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...) das demodulierte Signal (s) jeweils mit einer Anzahl von abgeleiteten Chips korreliert wird, die um eins niedriger Ist als die Anzahl der in jeder sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz enthaltenen PN-Chips.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das demodulierte Signal (s) entzerrt wird (S3), wobei die Entzerrung vorzugsweise eine Unterdrückung eines Gleichanteils aufweist, und die Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...) durch Korrelieren des entzerrten demodulierten Signals (se) mit den abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...) berechnet werden.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die abgeleiteten Chips mit einem ersten positiven Index (F5ci, i=1, 2, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der aus einer XOR-Verknüpfung des PN-Chips mit diesem ersten positiven Index (P5ci, i = 1, 2, ...) mit dem indexmäßig jeweils vorhergehenden PN-Chip (P5cj, j = i-1) ableitbar ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Indexmäßig erste abgeleitete Chip (F5c0) einen Wert aufweist, der aus einer XOR-Verknüpfung des indexmäßig ersten PN-Chips (P5c0) mit dem Indexmäßig letzten PN-Chip (P5c31) ableitbar ist.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß a) die abgeleiteten Chips mit einem geradzahligen Index (FSc0, F5c2, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der dem wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist und b) die abgeleiteten Chips mit einem ungeradzahligen Index (FSc1, F5c3, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der dem invertierten Wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsF0, rSF1, rsF2, ...) folgende Schritte aufweist: a) Bestimmen (S6a1) des Index' (m=5) desjenigen Korrelationsergebnisses (rsF5), das den maximalen Wert aufweist, b) zuordnen (S6a2) desjenigen Datensymbols zu diesem Index (m = 5), dessen symbolwert (d=5) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz (F5) mit diesem Index (m = 5) zugeordnet ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...) folgende Schritte aufweist: a) Bestimmen (S6b1) des maximalen Korrelationswertes (rsFmax) der Korrelationsergebnisse, b) Berechnen (S6b2) einer Summe (r4) durch Addieren einer Konstanten (-K), c) Berechnen (S6b3) eines dritten Produktes (r3) durch Multiplizieren der Summe (r4) mit einem Faktor (fSKAL), d) Bereitstellen (S6b4) der Signalqualität (LQI) durch Beschränken der Werte des dritten Produktes (r3) auf einen vorgegebenen Wertebereich (0...255), wobei die Konstante (-K) und der Faktor (fSKAL) so gewählt werden, daß die nach den schritten a) bis d) bereitgestellte Signalqualität (LQI) je nach Qualität des empfangenen Funksignals (r) den vorgegebenen Wertebereich vollständig überstreicht.
Inkohärente Empfangseinheit (16) zur Detektion von in einem empfangenen Funksignal (r) enthaltenen Datensymbolen (d0, d1, d2, ...), dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangseinheit (16) ausgebildet ist, ein Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche auszuführen.
inkohärente Empfangseinheit (16) zur Detektion von In einem empfangenen Funksignal (r) enthaltenen Datensymbolen (d0, d1, d2, ...), wobei sendeseitig jedem Datensymbol (d0=5) eine symbolwertspezifische PN-Sequenz (P5) aus im Chiptakt (fC) aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5c0, P5c1, P5c2, ...) zugewiesen wird und die den Datensymbolen (d0, d1, d2, ...) zugewiesenen PN-Sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK-moduliert werden, enthaltend: a) einen inneren Empfänger (21), der zum Überführen des empfangenen Funksignals (r) in ein im Chiptakt (fC) abgetastetes komplexes Basisbandsignal (b) ausgebildet Ist, b) einen mit dem inneren Empfänger (21) verbundenen differentiellen Demodulator (22; 31; 36), der zum Generieren eines demodulierten Signals (s) durch differentielles Demodulieren des im Chiptakt abgetasteten komplexen Basisbandsignals (b) ausgebildet ist, c) eine Sequenzbereitstellungseinheit (25), die zum Bereitstellen von abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...) ausgebildet ist, wobei jede abgeleitete Sequenz (F5) einer sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet ist und aus abgeleiteten Chips (F5c0, F5c1, F5c2, ...) besteht, deren Werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips (P5c0, P5c1, P5c2, ...) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) entsprechen, der die abgeleitete Sequenz (F5) zugeordnet ist, d) eine mit der sequenzbereitstellungseinheit (25) und dem differentiellen Demodulator (22) verbundene Korrelationseinheit (23), die zum Berechnen von Korrelationsergebnissen (rsF0, rsF1, rsF2, ...) durch Korrelieren des demodulierten Signals (s) mit den abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...) ausgebildet ist, und e) eine mit der Korrelationseinheit (23) verbundene Auswerteeinheit (24), die zum Ableiten der Werte der Datensymbole (d0, d1, d2, ...) durch Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...) ausgebildet ist.
Inkohärente Empfangseinheit nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der differentielle Demodulator (22) derart ausgestaltet ist, daß das demodulierte Signal (s) Soft-Informationswerte aufweist.
Inkohärente Empfangseinheit nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die inkohärente Empfangseinheit ausgebildet ist, einen zur Korrektur eines Frequenzoffsets geeigneten komplexen Faktors (fOFF) bereitzustellen und der differentielle Demodulator (22; 31) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit dem Inneren Empfänger (21) verbundene Verzögerungseinheit (32) zum Verzögern der Abtastwerte (x(k) + jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TC), b) eine mit dem inneren Empfänger (21) und der verzögerungseinheit (32) verbundene erste komplexe Multipliziereinheit (33) zum Berechnen von ersten komplexen Produkten (c1(k)) durch Multiplizieren der konjugiert komplexen Werte der verzögerten Abtastwerte (x(k-1)-jy(k-1)) mit den unverzögerten Abtastwerten (x(k)+jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b), c) eine mit der ersten komplexen Multiplizierelnheit (33) und dem Inneren Empfänger (21) verbundene Einheit (34, 35) zum Generieren des demodulierten Signals (s) durch Berechnen der imaginärteile von zweiten komplexen Produkten (c2(k)) aus den ersten komplexen Produkten (c1(k)) und dem komplexen Faktor (fOFF).
inkohärente Empfangseinheit nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der differentielle Demodulator (22; 36) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit dem inneren Empfänger (21) verbundene Verzögerungseinheit (32) zum Verzögern der Abtastwerte (x(k) + jy(k)) des komplexen Basisbandsignals (b) um eine Chipperiode (TO, b) einen mit dem Inneren Empfänger (21) und der verzögerungseinheit (32) verbundenen ersten Multiplizierer (37) zum Berechnen von ersten Produkten (r₁(k)) durch Multiplizieren der Realteile der verzögerten Abtastwerte (x(k-1)) mit den imaginärteilen der unverzögerten Abtastwerte (y(k)) des komplexen Basisbandsignals, c) einen mit dem inneren Empfänger (21) und der verzögerungseinheit (32) verbundenen zweiten Multiplizierer (38) zum Berechnen von zweiten Produkten (r2(k)) durch Multiplizieren der Imaginärteile der verzögerten Abtastwerte (y(k-1)) mit den Realteilen der unverzögerten Abtastwerte (x(k)) des komplexen Basisbandsignals, d) einen mit dem ersten und dem zweiten Multiplizierer (37, 38) verbundenen ersten Addierer (39) zum Generieren des demodulierten Signals (s) durch Subtrahieren der zweiten Produkte (r2(k)) von den ersten Produkten (r1(k)).
Inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-16, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelationseinheit (23) ausgebildet ist, beim Berechnen der Korrelationsergebnisse (rsF0, rsF1, rsF2, ...) das demodulierte Signal (s) jeweils mit einer Anzahl von abgeleiteten Chips zu korrelieren, die um eins niedriger ist als die Anzahl der in jeder sendeseitlg zuweisbaren PN-Sequenz enthaltenen PN-Chips.
inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-17, wobei zwischen dem differentiellen Demodulator (22) und der Korrelationseinheit (23) ein Entzerrer (26), der vorzugsweise zur Unterdrückung eines Gleichanteils ausgebildet ist, zur Entzerrung des demodulierten Signals (s) angeordnet ist und die Korrelattonseinheit (23) zum Berechnen von Korrelationsergebnissen (rsF0, rSF1, rsF2, ...) durch Korrelieren des entzerrten demodulierten Signals (se) mit den abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, F2, ...) ausgebildet ist.
Inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-18, wobei die Sequenzbereitstellungseinheit (25) ein Speichermittel zur Speicherung der abgeleiteten Sequenzen (F0, F1, ...) aufweist.
Inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-19, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (24) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit der Korrelationseinheit (23) verbundene Indexbestimmungseinheit (41) zum Bestimmen des Index' (m = 5) desjenigen Korrelationsergebnisses (rsF5), das den maximalen Wert aufweist, b) eine mit der Indexbestimmungseinheit (41) verbundene Zuordnungseinheit (42) zum Zuordnen desjenigen Datensymbols zu diesem Index (m = 5), dessen Symbolwert (d = 5) derjenigen sendeseitig zuweisbaren PN-Sequenz (P5) zugeordnet ist, der die abgeleitete Sequenz (F5) mit diesem Index (m = 5) zugeordnet ist.
inkohärente Empfangseinheit nach einem der Ansprüche 13-20, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (24) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit der Korrelationseinheit (23) verbundene Maximumbildungseinheit (43) zum Bestimmen des maximalen Korrelationswertes (rsFmax) der Korrelationsergebnisse, b) eine mit der Maximumbildungseinheit (43) verbundene Addiereinheit (44) zum Berechnen einer Summe (r4) durch Addieren einer Konstanten (-K), c) einen mit der Addiereinheit (44) verbundenen dritten Multiplizierer (45) zum Berechnen eines dritten Produktes (r3) durch Multiplizieren der summe (r4) mit einem Faktor (fSKAL), d) eine mit dem dritten Multiplizierer (45) verbundene Wertbeschränkungseinheit (46) zum Bereitstellen der Signalqualität (LQI) durch Beschränken der werte des dritten Produktes (r3) auf einen vorgegebenen Wertebereich (0...255), wobei die Konstante (-K) und der Faktor (fSKAL) so gewählt werden, daß die nach den Schritten a) bis d) bereitgestellte Signalqualität (LQI) je nach Qualität des empfangenen Funksignals (r) den vorgegebenen Wertebereich vollständig überstreicht.
sende-/Empfangsvorrichtung (11-13), insbesondere für ein Datenübertragungssystem (10) nach dem IEEE-Standard 802.15.4 im 2,4 GHz-Band, enthaltend a) eine Antenne (14), b) eine mit der Antenne (14) verbundene Sendeeinheit (15) zum Senden von Daten insbesondere nach dem IEEE-Standard 802.15.4 im 2,4 GHz-Band, wobei die Sendeeinheit (15) ausgebildet ist, jedem Datensymbol (d0=5) eine symbolwertspezifische PN-Sequenz (P5) aus Im Chiptakt (fC) aufeinanderfolgenden PN-Chips (P5c0, P5c1, P5c2, ...) zuzuweisen und die den Datensymbolen (d0, d1, d2, ...) zugewiesenen PN-Sequenzen (P5, P4, P7, ...) Offset-QPSK zu modulieren, c) eine mit der Antenne (14) verbundene inkohärente Empfangseinheit (16) nach einem der Ansprüche 12 bis 21, d) eine mit der Sendeeinheit (15) und der Empfangseinheit (16) verbundene Kontrolleinheit (17) zur Steuerung der Sende- und Empfangseinheiten (15, 16).
Integrierte Schaltung, Insbesondere für eine sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 22, mit einer inkohärenten Empfangseinheit (16) nach einem der Ansprüche 12 bis 21.