DE102005026086B3

DE102005026086B3 - Verfahren und Vorrichtung zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals

Info

Publication number: DE102005026086B3
Application number: DE102005026086A
Authority: DE
Inventors: Dirk Haentzschel; Thomas Hanusch; Eric Sachse
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Atmel Corp
Priority date: 2005-06-07
Filing date: 2005-06-07
Publication date: 2006-09-14
Anticipated expiration: 2025-06-08
Also published as: CN1878099B; US20060274863A1; US7633996B2; CN1878099A

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals anhand eines differentiell demodulierten Signals, das sendeseitig unter Verwendung von PN-Sequenzen aus einem PN-Sequenzvorrat erzeugt wurde, der eine erste Gruppe von ersten PN-Sequenzen und eine zweite Gruppe von zweiten PN-Sequenzen aufweist, wobei sich die ersten und zweiten PN-Sequenzen innerhalb ihrer jeweiligen Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden und wobei die zweite Gruppe zu jeder ersten PN-Sequenz eine entsprechende zweite PN-Sequenz aufweist, die sich von der ersten PN-Sequenz nur durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes unterscheidet. Das erfindungsgemäße Verfahren sieht vor, a) mindestens zwei Teilsequenzen einer initialen Codesequenz bereitzustellen, die einer der ersten PN-Sequenzen zugeordnet und aus dieser mittels logischer Verknüpfungen ableitbar ist, die jedoch nicht mit dieser identisch ist, b) mindestens zwei Korrelationsergebnisse zu berechnen durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals mit jeder der mindestens zwei Teilsequenzen und c) die Korrelationsergebnisse auszuwerten und ein Ausgangssignal zur Angabe der Belegung des Übertragungskanals in Abhängigkeit von den ausgewerteten Korrelationsergebnissen zu erzeugen. Die Erfindung betrifft weiterhin eine entsprechende Vorrichtung zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein verfahren und eine Vorrichtung zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal. Die Erfindung betrifft weiterhin eine Sende-/Empfangsvorrichtung und eine integrierte Schaltung mit einer solchen Vorrichtung.
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet der Datenübertragung.

Aus der Druckschrift US 5 960 030 ist ein Verfahren zur Detektion eines Trägersignals in einem Spreizspektrum-Funksystem bekannt, bei dem für jedes Symbol ein Absolutwert einer Autokorrelationsamplitude eines Spreizspektrum-Empfangssignals detektiert wird, ein Maximalwert des Absolutwerts für jedes Symbol bestimmt und ein Additionsergebnis bereitgestellt wird, indem der Maximalwert sequentiell für jedes Symbol addiert wird. Anschließend wird detektiert, ob ein Trägersignal präsent ist, indem das Additionsergebnis mit einem vorgegebenen Schwellwert verglichen wird.

Wenngleich prinzipiell auf beliebige digitale Kommunikationssysteme anwendbar, werden die vorliegende Erfindung sowie die ihr zugrunde liegende Problematik nachfolgend anhand eines „zigBee"-Kommunikationssystems gemäß IEEE 802.15.4 erläutert.

Zur drahtlosen Übertragung von Informationen über relativ kurze Distanzen (ca. 10m) können sog. „Wireless Personal Area Networks" IWPANs) verwendet werden. Im Gegensatz zu „Wireless Local Area Networks" (WLANs) benötigen WPANs zur Datenübertragung wenig oder sogar keine Infrastruktur, so daß kleine, einfache, energieeffiziente und kostengünstige Geräte für einen breiten Anwendungsbereich implementiert werden können.

Der Standard IEEE 802.15.4 spezifiziert niederratige WPANs, die mit Rohdatenraten bis max. 250 kbit/s und ortsfesten oder mobilen Geräten für Anwendungen in der industriellen Überwachung und Steuerung, in Sensornetzwerken, in der Automatisierung, sowie im Bereich der Computerperipherie und für interaktive Spiele geeignet sind. Neben einer sehr einfachen und kostengünstigen Imple mentierbarkeit der Geräte ist für derartige Anwendungen ein extrem geringer Energiebedarf der Geräte von entscheidender Bedeutung. So werden mit diesem Standard Batterielaufzeiten von mehreren Monaten bis mehrere Jahre angestrebt.

Auf der Ebene der physikalischen Schicht spezifiziert der IEEE-Standard 802.15.4 im nahezu weltweit verfügbaren ISM-Band (industrial, scientific, medicaq um 2,4 GHz für Rohdatenraten von fB = 250 kbit/s eine Bandspreizung (Spreading) mit einer Chiprate von fC = 2 Mchip/s sowie eine Offset-QPSK-Modulation (quarternary phase shift keying) mit einer Symbolrate von fS = 62,5 ksymbol/s.

In einem 802.15.4-Sender für das ISM-Band wird der zu übertragende Datenstrom zunächst in eine Folge von PN-Sequenzen (pseudo noise) umgesetzt, indem in jeder Symbolperiode RS = 1/fS = 16μs) vier Datenbits verwendet werden, um eine PN-Sequenz aus einem Sequenzvorrat von insgesamt 16 PN-Sequenzen auszuwählen. Jedem Symbol aus vier Datenbits wird auf diese Weise eine symbolwertspezifische PN-Sequenz aus 32 PN-Chips (Chipperiode TC = TS/32 = 500ns = 1/fC) zugeordnet, die anstelle der vier Datenbits übertragen wird. Der im Standard spezifizierte Sequenzvorrat aus 16 „quasi-orthogonalen" PN-Sequenzen umfaßt hierbei eine erste Gruppe von acht ersten PN-Sequenzen, die sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden, und eine zweite Gruppe von acht zweiten PN-Sequenzen, die sich ebenfalls nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander und von jeweils einer der ersten PN-Sequenzen nur durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes unterscheiden (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 6.5.2.3).

Die den aufeinanderfolgenden Symbolen zugewiesenen PN-Sequenzen werden aneinandergehängt und anschließend Offset-QPSK-moduliert (quarternary phase shift keying), indem – mit Halbsinus-Impulsformung – die PN-Chips mit geradem Index (0, 2, 4, ...) auf den Inphase-(I)-Träger und diejenigen PN-Chips mit ungeradem Index (1, 3, 5, ...) auf den Quadraturphasen-(Q)-Träger moduliert werden. Zur Bildung eines Offsets werden die Quadraturphasen-Chips um eine Chipperiode TC gegenüber den Inphase-Chips verzögert (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 6.5.2.4).

Die Datenübertragung erfolgt prinzipiell mit Hilfe von Rahmen. Nutzdaten werden hierbei in sog. Datenrahmen („data frame", PPDU) übertragen, die neben den eigentlichen Nutzdaten („data payload", MSDU) auch Kontroll- und Steuerdaten, wie z.B. einen sog. Synchronisations-Header enthalten. Dieser am Anfang jedes Rahmens vorhandene Synchronisations-Header (SHR) umfaßt eine sog. Präambel-Sequenz und einen „Start of Frame Delimiter" (SFD), die dem Empfänger eine Synchronisation und ein Einrasten auf den Datenbitstrom ermöglichen, damit die gesendeten Daten anschließend korrekt detektiert werden können. Die Präambel-Sequenz besteht hierbei aus 32 binären Nullen, während das nachfolgende SFD-Feld die Bitfolge „1 1 1 0 01 01" umfaßt (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 5.4.3 und 6.3.1).

Um eine robuste Datenübertragung zu gewährleisten, sind auf der Ebene der MAC-Schicht (medium access controp verschiedene Sicherheitsmechanismen spezifiziert. So weist jeder Rahmen am Ende einen sog. Cyclic Redundancy Code (CRC) auf, der es dem Empfänger ermöglicht, Bitfehler zu detektieren. Zusätzlich wird ein erfolgreicher Empfang eines Datenrahmens durch Rücksendung eines optionalen Bestätigungsrahmens quittiert. Weiterhin erfolgt der Zugriff auf den Übertragungskanal in den sog. contention access periods (CAP) nach dem CSMA-CA-Verfahren (carrier sense multiple access with collision avoidance). Hierbei wartet jedes Gerät, das beabsichtigt, z.B. einen Datenrahmen zu senden, zunächst eine Zeitspanne mit zufällig gewählter Dauer ab und prüft dann die Kanalbelegung. Wird hierbei festgestellt, daß der Kanal frei ist, so kann das Gerät danach seine Daten senden. Ist der Kanal jedoch belegt, so muß das Gerät eine weitere, wiederum zufällig ausgewählte Zeitspanne abwarten, bevor es nochmals versucht, auf den Kanal zuzugreifen. Mit diesem CSMA-CA-Verfahren sollen Kollisionen, die sich ergeben, wenn mehrere Geräte gleichzeitig Daten über denselben (Frequenz)Kanal senden, möglichst vermieden werden. Je nach Netzwerkkonfiguration (mit oder ohne Übertragung eines sog. beacons) kommt hierbei entweder die auf ein bestimmtes Zeitraster ausgerichtete „slotted" CSMA-CA-Variante oder aber die nicht an ein bestimmtes Zeitraster gebundene „unslotted CSMA-CA"-Variante dieses Sicherheitsmechanismus zum Einsatz (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 5.4.1-5.4.4 und 7.5.1).

Um festzustellen, ob auf den Kanal zugegriffen werden darf, muß ein Gerät jederzeit auf Anforderung der MAC-Schicht ermitteln können, ob der Kanal belegt („busy") ist. Hierzu ist auf der Ebene der physikalischen Schicht vorgeschrieben, daß jedes Gerät in der Lage sein muß, mindestens eines von drei CCA-Verfahren (clear channel assessment) durchzuführen. Im CCA Modus 1 soll ein Kanal dann als belegt gelten, wenn eine Energie oberhalb eines bestimmten Schwellwertes vorhanden ist. In den hier interessierenden Modi 2 und 3 soll dies dann gelten, wenn ein Signal detektiert wurde, das die vorstehend erläuterten Bandspreiz- und Modulationseigenschaften aufweist (Modus 2) bzw. wenn ein solches Signal detektiert wurde und die Energie über dem Schwellwert liegt (Modus 3). Trifft die Anforderung, die Kanalbelegung zu ermitteln, während des Empfangs eines Datenrahmens („data frame", PPDU) ein, so ist unabhängig vom Modus des CCA-Verfahrens der Kanal als belegt einzustufen. Der Empfang eines Datenrahmens gilt hierbei als begonnen, nachdem der „Start of Frame Delimiter" (SFD) detektiert wurde, d.h. nachdem der Empfänger synchronisiert ist (siehe IEEE Std 802.15.4-2003, Kap. 6.7.9).

Problematisch ist allerdings der Fall, bei dem die Anforderung, die Kanalbelegung zu ermitteln, dann eintrifft, wenn zwar bereits ein 802.15.4-Signal am Emp fänger eingetroffen, dieser jedoch noch nicht synchronisiert ist. Dieser Fall Kann insbesondere kurz nach dem Einschalten des Gerätes oder dem Erwachen aus einem Schlafmodus auftreten, wenn das Gerät Daten senden will und vorab die Kanalbelegung ermittelt. Für dieses Problem ist der Anmelderin aus dem Stand der Technik keine Lösung bekannt.

Zur Detektion von in einem Empfangssignal enthaltenen Datensymbolen sind sowohl kohärente als auch inkohärente Ansätze an sich bekannt. Während bei kohärenten Ansätzen das Empfangssignal mit Hilfe einer aus einer Trägerregelungsschaltung gewonnenen frequenz- und phasenrichtigen Trägerschwingung in die komplexe Einhüllende (Basisband) überführt wird, kann bei inkohärenten Ansätzen hierauf verzichtet werden. Aufgrund des bei kohärenten Ansätzen höheren Realisierungsaufwandes, der auch mit einem erhöhten Energiebedarf einhergeht, wird bei der vorliegenden Erfindung von einem inköhärenten Empfänger ausgegangen, bei dem das Empfangssignal zumindest nicht phasenrichtig in die komplexe Einhüllende überführt und das resultierende Basisbandsignal differentiell demoduliert wird.

Vor diesem Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Ermitteln (Erkennen) der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal anhand eines differentiell demodulierten Signals anzugeben, das auch bei noch nicht erfolgter Synchronisation des Empfängers in der Lage ist, den Belegungszustand des Übertragungskanals korrekt zu ermitteln, d.h. zu erkennen, ob der Kanal mit einem Signal belegt ist, das die vorstehend erläuterten Bandspreiz- und Modulationseigenschaften aufweist. Das Verfahren soll weiterhin energiesparende und einfache Implementierungen von Sende-/Empfangsvorrichtungen z.B. nach IEEE 802.15.4 ermöglichen. Es ist weiterhin die Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung zum Ermitteln der Belegung sowie eine Sende-/Empfangsvorrichtung und eine integrierte Schaltung anzugeben.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch ein verfahren, eine Vorrichtung, eine Sende-/Empfangsvorrichtung und eine integrierte Schaltung mit den Merkmalen der Patentansprüche 1, 12, 19 bzw. 20.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal anhand eines differentiell demodulierten Signals, das sendeseitig unter Verwendung von PN-Sequenzen aus einem PN-Sequenzvorrat erzeugt wurde, der eine erste Gruppe von ersten PN-Sequenzen und eine zweite Gruppe von zweiten PN-Sequenzen aufweist, wobei sich die er sten und zweiten PN-Sequenzen innerhalb ihrer jeweiligen Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden und wobei die zweite Gruppe zu jeder ersten PN-Sequenz eine entsprechende zweite PN-Sequenz aufweist, die sich von der ersten PN-Sequenz nur durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes unterscheidet, sieht vor, a) mindestens zwei Teilsequenzen einer initialen Codesequenz bereitzustellen, die einer der ersten PN-Sequenzen zugeordnet und aus dieser mittels logischer Verknüpfungen ableitbar ist, die jedoch nicht mit dieser identisch ist, b) mindestens zwei Korrelationsergebnisse zu berechnen durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals mit jeder der mindestens zwei Teilsequenzen, und c) die Korrelationsergebnisse auszuwerten und ein Ausgangssignal zur Angabe der Belegung des Übertragungskanals in Abhängigkeit von den ausgewerteten Korrelationsergebnissen zu erzeugen.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung beinhaltet a) eine Sequenzbereitstellungseinheit, die zum Bereitstellen von mindestens zwei Teilsequenzen der vorstehend beschriebenen initialen Codesequenz ausgebildet ist, b) mindestens zwei jeweils mit der Sequenzbereitstellungseinheit verbundene Korrelationseinheiten, die zum Berechnen von mindestens zwei Korrelationsergebnissen durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals mit jeder der mindestens zwei Teilsequenzen ausgebildet sind, und c) einer mit den Korrelationseinheiten verbundene Auswerteeinheit, die zum Auswerten der Korrelationsergebnisse und zum Erzeugen eines Ausgangssignals zur Angabe der Belegung des Übertragungskanals in Abhängigkeit von den ausgewerteten Korrelationsergebnissen ausgebildet ist.

Die erfindungsgemäße Sende-/Empfangsvorrichtung und die erfindungsgemäße integrierte Schaltung weisen jeweils eine solche Vorrichtung auf.

Das Wesen der Erfindung besteht darin, das aus dem empfangenen Funksignal gewonnene differentiell demodulierte Signal mit mindestens zwei Teilfolgen einer an die differentielle Demodulation angepaßten initialen Codesequenz zu korrelieren, wobei die initiale Codesequenz einer der ersten PN-Sequenzen zugeordnet und aus dieser mittels logischer Verknüpfungen ableitbar ist, jedoch nicht mit dieser identisch ist.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß bei differentieller Demodulation zur Detektion (Entscheidung) der Datensymbole vorteilhaft sog. abgeleitete Sequenzen verwendet werden können, die an die differentielle Demodulation angepaßt sind. Jeder sendeseitig verwendbaren PN-Sequenz ist hierbei eine abgeleitete Sequenz zugeordnet, die mittels logischer Verknüpfungen aus der PN-Sequenz ableitbar, jedoch nicht mit dieser identisch ist. Die abgeleiteten Sequenzen zeichnen sich dadurch aus, daß sie sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte und/oder durch eine Inversion aller ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden.

Der Erfindung liegt weiterhin die Erkenntnis zugrunde, daß das demodulierte Signal in jeder Symbolperiode zumindest eine Hälfte (und damit auch ein Drittel, Viertel etc.) derselben abgeleiteten Sequenz vollständig enthält, und zwar in originaler oder invertierter Form. Aufgrund der vorstehend beschriebenen Eigenschaften der abgeleiteten Sequenzen gilt dies unabhängig von der zeitlichen Lage der Symbolperiode (d.h. auch bei noch nicht erfolgter Synchronisation) und für jede beliebige der abgeleiteten Sequenzen.

Verwendet man nun eine beliebige der abgeleiteten Sequenzen als initiale Codesequenz und korreliert das differentiell demodulierte Signal beispielsweise sowohl mit der ersten Hälfte als auch mit der zweiten Hälfte dieser initialen Codesequenz, so ergibt sich in jeder Symbolperiode wenigstens ein Korrelationspeak. Aus diesen Korrelationspeaks Kann vorteilhaft auf die Belegung des Übertragungskanal geschlossen werden.

Auf diese Art und Weise kann ein eintreffendes Signal auch dann als IEEE 802.15.4-Signal erkannt und von artfremden (nicht gemäß IEEE 802.15.4 erzeugten) Signalen unterschieden werden und damit die Belegung des Übertragungskanals auch dann zuverlässig ermittelt werden, wenn der Beginn des (Daten) Rahmens noch nicht korrekt erfaßt wurde, d.h. wenn noch keine Synchronisation erfolgt ist. Darüber hinaus ermöglicht die Erfindung sehr einfache Realisierungen von Vorrichtungen zum Erkennen der Belegung eines Übertragungskanals und damit auch von entsprechenden Sende-/Empfangsvorrichtungen.

Solche Eigenschaften sind insbesondere dann vorteilhaft, wenn – wie bei Anwendungen in der industriellen Überwachung und Steuerung, in Sensornetzwerken, in der Automatisierung oder im Bereich der Computerperipherie – ein extrem geringer Energiebedarf und eine sehr einfache Realisierbarkeit unabdingbar sind. Obwohl die Erfindung nicht auf den IEEE-Standard 802.15.4 beschränkt ist, ist dies exemplarisch bei Sende-/Empfangsvorrichtungen für diesen Standard der Fall.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung zu entnehmen.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung werden die Teilsequenzen der initialen Codesequenz derart gewählt, daß ihre Aneinanderreihung im originalen oder invertierten Zustand die initiale Codesequenz oder eine zyklisch verschobene Variante der initialen Codesequenz ergibt. Die vollständige Aufteilung der initialen Codesequenz auf die Teilsequenzen, die jeweils einem Abschnitt benachbarter Chipwerte der initialen Codesequenz entsprechen, ermöglicht eine hohe Zuverlässigkeit der Erkennung der Kanalbelegung sowie einfache und damit energiesparende Implementierungen der Sende-/Empfangsvorrichtungen.

Vorzugsweise werden genau zwei Teilsequenzen bereitgestellt und mit dem differentiell demodulierten Signal korreliert. Hierdurch verringert sich die Fehlerrate bei der Erkennung der Kanalbelegung weiter, da auf diese Weise die beiden Korrelationsergebnisse aufgrund der langen Teilsequenzen sehr genau bestimmt werden.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung werden die Korrelationsergebnisse ausgewertet, indem zunächst eine Anzahl p bestimmt wird, die ein Maß dafür ist, wie oft in einer vorgegebenen Zeitspanne eine oder mehrere aus den Korrelationsergebnissen abgeleitete Größe(n) einen ersten Schwellwert übersteigt/übersteigen. Diese Anzahl wird anschließend mit einem zweiten Schwellwert verglichen. Weiterhin wird ein Ausgangssignal erzeugt, das die Belegung des Übertragungskanals genau dann signalisiert, wenn die Anzahl den zweiten Schwellwert erreicht oder übersteigt. Eine derartige zweistufige Auswertung der Korrelationsergebnisse ermöglicht sehr einfache und damit energiesparende Implementierungen der Vorrichtung zum Erkennen der Kanalbelegung und damit der Sende-/Empfangsvorrichtungen.

In einer bevorzugten Ausgestaltung wird die Anzahl p bestimmt, indem a) zunächst die Beträge der Korrelationsergebnisse gebildet werden, b) diese Beträge dann jeweils mit dem ersten Schwellwert verglichen werden, mindestens zwei logische Signale erzeugt werden mit einem Wert von logisch eins, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, c) anschließend ein Gesamtsignal generiert wird, indem die logischen Signale ODER-Verknüpft werden, und d) schließlich die Anzahl p bestimmt wird, indem die Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das Gesamtsignal in der vorgegebenen Zeitspanne aufweist, ermittelt wird. Bei dieser Ausgestaltung wird in Signalflußrichtung baldmöglichst in den binären Bereich übergegangen, so daß die logischen Signale vorteilhaft mit sehr einfachen Mitteln weiterverarbeitet werden können.

In einer weiteren Ausgestaltung wird die Anzahl p bestimmt, indem a) zunächst die Beträge der Korrelationsergebnisse gebildet werden, b) diese Beträge dann jeweils mit dem ersten Schwellwert verglichen werden, mindestens zwei logische Signale erzeugt werden mit einem Wert von logisch eins, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, c) die Anzahlen der ansteigenden Flanken der Impulse, die die logischen Signale jeweils in der vorgegebenen Zeitspanne aufweisen, bestimmt werden, und d) schließlich die Anzahl p bestimmt wird, indem die Anzahlen der ansteigenden Flanken addiert werden. Auch bei dieser Ausgestaltung wird vorteilhaft baldmöglichst in den binären Bereich übergegangen. Die Flanken der Impulse werden hier allerdings zunächst in jedem Zweig einzeln gezählt, was bei bestimmten Arten der zeitlichen Bereitstellung der Korrelationsergebnisse vorteilhaft ist.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung wird die Anzahl p bestimmt, indem a) zunächst die Beträge der Korrelationsergebnisse gebildet werden, b) eine Summe bestimmt wird durch Addieren dieser Beträge, c) die Summe mit dem ersten Schwellwert verglichen und ein logisches Signal erzeugt wird mit einem Wert von logisch eins, falls die Summe den ersten Schwellwert übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, und d) die Anzahl p bestimmt wird, indem die Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das logische Signal in der vorgegebenen Zeitspanne aufweist, ermittelt wird. Bei dieser Ausgestaltung werden anstelle von binären (logischen) Signalen höherstufige Signale (die Beträge der Korrelationsergebnisse) zusammengefaßt (addiert) und dann weiterverarbeitet. Auf diese Weise kann vorteilhaft insbesondere unter Störeinflüssen die Leistungsfähigkeit der Kanalbelegungserkennung verbessert werden, d.h. die Fehlerrate gesenkt werden, da die einzelnen Beträge der Korrelationsergebnisse vor einer Entscheidung konstruktiv überlagert werden.

In einer weiteren Ausgestaltung weisen die abgeleiteten Chips (d.h. die Chips der initialen Codesequenz) mit einem ersten positiven Index (d.h. alle Chips außer dem ersten) jeweils einen Wert auf, der aus einer XOR-Verknüpfung des PN-Chips (d.h. des Chips derjenigen ersten PN-Sequenz, der die initiale Codesequenz Zuge ordnet ist) mit diesem ersten positiven Index mit dem indexmäßig (und damit zeitlich) jeweils vorhergehenden PN-Chip ableitbar ist. Vorzugsweise weist der indexmäßig (und zeitlich) erste abgeleitete Chip (mit Index null) einen Wert auf, der aus einer XOR-Verknüpfung des indexmäßig ersten PN-Chips (mit Index null) mit dem indexmäßig letzten PN-Chip ableitbar ist. Durch die Verwendung einer derartigen initialen Codesequenz können die Sequenzbereitstellungseinheit, die Korrelationseinheiten und die Auswerteeinheit sehr einfach und energiesparend realisiert werden.

In einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die Korrelationseinheiten Bestandteil einer Synchronisationseinheit. Auf diese Weise werden die Korrelationseinheiten doppelt, nämlich einerseits zur Kanalbelegungserkennung und andererseits zur Synchronisation verwendet, so daß vorteilthaft keine getrennten Korrelationseinheiten erforderlich sind.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Hierbei zeigen
1 Beispiel eines „Wireless Personal Area Network" (WPAN) nach dem IEEE-Standard 802.15.4 mit erfindungsgemäßen Sende-/Empfangsvorrichtungen;
2 Beispiel einer inkohärenten Empfangseinheit (RX) mit einer erfindungsgemäßen Vorrichtung;
3 Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung;
4 Realisierungsbeispiele der Bestimmungseinheit 32 aus 3;
5 Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Verfahrens.
In den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente und Signale – sofern nicht anders angegeben – mit denselben Bezugszeichen versehen.
1 zeigt ein Beispiel eines „Wireless Personal Area Networks" (WPAN) 10 nach dem IEEE-Standard 802.15.4. Es umfaßt drei Sende-/Empfangsvorrichtungen (transceiver, TRX) 11-13 in Form von ortsfesten oder mobilen Geräten, die mittels Funksignalen drahtlos Informationen austauschen. Bei der Sende-/Empfangsvorrichtung 11 handelt es sich um ein sog. Vollfunktionsgerät, das die Funktion des WPAN-Koordinators übernimmt, während es sich bei den Sende-/Empfangsvorrichtungen 12, 13 um sog. Teilfunktionsgeräte handelt, die dem Vollfunktionsgerät 11 zugeordnet sind und nur mit diesem Daten austauschen können. Neben der in 1 dargestellten sternförmigen Netzwerktopologie, bei der die bidirektionale Datenübertragung nur zwischen jeweils einem der Teilfunktionsgeräte 12, 13 und dem Vollfunktionsgerät 11, nicht jedoch zwischen den Teilfunktionsgeräten 12, 13 erfolgen kann, sieht der Standard auch sog. „Peer-to-Peer"-Topologien vor, bei denen sämtliche Vollfunktionsgeräte (von denen eines die Rolle des WPAN-Koordinators übernimmt) mit jeweils allen anderen Vollfunktionsgeräten kommunizieren können.
Die Sende-/Empfangsvorrichtungen 11-13 umfassen jeweils eine Antenne 14, eine mit der Antenne verbundene Sendeeinheit (transmitter, TX) 15, eine mit der Antenne verbundene Empfangseinheit (receiver, RX) 16 und eine mit der Sende- und der Empfangseinheit verbundene Kontrolleinheit (control unit, CTRL) 17 zur Steuerung der Sende- und Empfangseinheiten 15, 16. Weiterhin beinhalten die Sende-/Empfangsvorrichtungen 11-13 jeweils eine in 1 nicht dargestellte Energieversorgungseinheit in Form einer Batterie etc. zur Energieversorgung der Einheiten 15-17, sowie eventuell weitere Komponenten wie Sensoren, Schnittstellen etc..
Im folgenden wird davon ausgegangen, daß die Datenübertragung im ISM-Band (industrial, scientific, medical) um 2,4 GHz erfolgt. Die Sendeeinheit 15 jeder Sende-/Empfangsvorrichtung wandelt den jeweils zu sendenden Datenstrom gemäß dem IEEE-Standard 802.15.4 in ein über ihre Antenne 14 abzustrahlendes Funksignal um, indem der jeweils zu sendende Datenstrom, wie in der Beschreibungseinleitung dargestellt, zunächst in vier Bit breite Symbole d0, d1, d2, ... und diese in aufeinanderfolgende PN-Sequenzen umgesetzt werden (z.B. P5, P4, P7, falls d0 = 5, d1 = 4, d2 = 7). Die aufeinanderfolgenden PN-Sequenzen werden anschließend – mit Halbsinus-Impulsformung – Offset-QPSK-moduliert (quarternary phase shift keying).
Dementsprechend wandelt die Empfangseinheit 16 jeder Sende-/Empfangsvorrichtung ein von ihrer Antenne 14 empfangenes (und von der Sendeeinheit einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung nach dem IEEE-Standard 802.15.4 erzeugtes) Funksignal möglichst fehlerfrei in die gesendeten Daten um, indem das Funksignal unter anderem demoduliert und die Daten anschließend detektiert (entschieden) werden.
Die Sendeeinheit 15 und die Empfangseinheit 16 einer Sende-/Empfangsvorrichtung sind hierbei Teil einer (in 1 nicht dargestellten) integrierten Schaltung (IC), z.B. eines ASICs (application specific integrated circuit), während die Kontrolleinheit 17 durch einen (ebenfalls nicht dargestellten) Mikrocontroller realisiert ist. vorteilhaft kann die Sende-/Empfangsvorrichtung auch nur einen (z.B. als ASIC ausgeführten) IC aufweisen, der die Funktionen der Sendeeinheit 15, der Empfangseinheit 16 und der Kontrolleinheit 17 wahrnimmt.
2 zeigt ein Blockschaltbild einer inkohärenten Empfangseinheit (RX) 16, die folgende in Serie geschaltete Funktionsblöcke aufweist: einen inneren Empfänger (iREC) 21, einen differentiellen Demodulator (DEMOD) 22, eine FC/EQ-Einheit 23 zur Frequenzoffsetkorrektur und/oder Entzerrung, eine Korrelationseinheit 24 und eine Auswerteeinheit 25. Weiterhin weist die Empfangseinheit 16 eine mit der FC/EQ-Einheit 23 verbundene Synchronisationseinheit 26 sowie eine erfindungsgemäße Vorrichtung 27 zum Ermitteln der Belegung des Übertragungska nals auf, die mit dem Demodulator 22, der Synchronisationseinheit 26 und der Korrelationseinheit 24 verbunden ist. Die Vorrichtung 27 weist eine mit dem differentiellen Demodulator 22 und der Synchronisationseinheit 26 verbundene Korrelationseinheit 28, eine der Korrelationseinheit 28 nachgeschaltete Auswerteeinheit 29 und eine mit beiden Korrelationseinheiten 24, 28 verbundene Sequenzbereitstellungseinheit 30 auf.
Der mit der Antenne 14 der Sende-/Empfangsvorrichtung verbundene innere Empfänger 21 überführt das empfangene Funksignal r in ein komplexes Basisbandsignal b (Einhüllende), das Abtastwerte z.B. im vierfachen Takt der sendeseitig verwendeten PN-Chips der PN-Sequenzen aufweist (d.h. vierfacher Chiptakt 4*fC = 8MHz). Jeder komplexe Abtastwert umfaßt hierbei einen Realteil (Inphase-Komponente U und einen Imaginärteil (Quadratur-Komponente Q). Komplexwertige Signale wie das Basisbandsignal b sind in den Figuren durch Pfeile mit Doppellinien dargestellt. In Abhängigkeit von der Güte der verwendeten oszillatoren kann das komplexe Basisbandsignal b einem mehr oder weniger stark ausgeprägten Frequenzoffset unterliegen.
Das Basisbandsignal b wird anschließend durch den differentiellen Demodulator 22 in ein demoduliertes Signal s überführt, indem jeweils ein unverzögerter „aktueller" Abtastwert des Basisbandsignals b mit dem konjugiert komplexen Wert des um eine Chipperiode TC = 1/fC verzögerten Abtastwertes multipliziert wird. Das demodulierte Signal s weist komplexwertige Abtastwerte z.B. im vierfachen Chiptakt auf.
Die Synchronisationseinheit 26 berechnet die für eine Symbol- und Chiptaktsynchronisation erforderlichen Informationen. Vorzugsweise bestimmt sie die optimale der im obigen Beispiel vier Phasenlagen des demodulierten Signals s und berechnet außerdem einen zur Korrektur des Frequenzoffsets erforderlichen komplexen Faktor fOFF.
In der FC/EQ-Einheit 23 wird das demodulierte Signal s gemäß den Informationen der Synchronisationseinheit 26 synchronisiert und derart (unter)abgetastet, daß Signalwerte im Chiptakt fC vorliegen. Durch Multiplikation mit dem komplexen Faktor fOFF wird optional ein Frequenzoffset korrigiert. Vorteilhaft wird hierbei ein Signal erzeugt, dessen Abtastwerte anstelle von sog. Hardbits (d.h. zweistufige, binäre Werte) sog. Soft-Informationswerte (höherstufige, z.B. 4 Bit breite Signalwerte) aufweisen. Weiterhin wird das demodulierte Signal in der FC/EQ-Einheit 23 optional entzerrt. Der hierzu vorgesehene Entzerrer 23 bestimmt vor zugsweise pro Symbolperiode TS = 1/fS = 16μs = 32*TC einen Mittelwert des demodulierten Signals s und befreit dieses anschließend durch Subtraktion des Mittelwertes von einem Gleichanteil. Alternativ oder zusätzlich kann ein Filter, z.B. ein Hochpaßfilter vorgesehen sein.
Anschließend werden die im differentiell demodulierten (und ggf. entzerrten) Signal se enthaltenen Datensymbole d0, d1, d2, ... detektiert, d.h. entschieden. Hierzu wird das im Chiptakt fC vorliegende Signal se zunächst in der Korrelationseinheit 24 mit sog. abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F15 korreliert, die den sendeseitig verwendbaren PN-Sequenzen P0, P1, ..., P15 zugeordnet (und aus diesen ableitbar) sind und durch die Sequenzbereitstellungseinheit 30 bereitgestellt werden. Dies führt auf Korrelationsergebnisse rsF0, rsF1, ..., rsF15, die ein Maß für die Übereinstimmung des Signals se mit der jeweiligen abgeleiteten Sequenz F0, F1, ... bzw. F15 darstellen. In der Auswerteeinheit 25 werden die Korrelationsergebnisse schließlich ausgewertet und die Datensymbole d0, d1, d2, ... detektiert (entschieden).
Neben den abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F15 stellt die Sequenzbereitstellungseinheit 30 vorteilhaft auch m ≥ 2 Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm einer initialen Codesequenz, wie z.B. der abgeleiteten Sequenz F0, bereit (alternativ kann hierfür auch eine zweite Sequenzbereitstellungseinheit vorgesehen werden). Diese Teilsequenzen werden in der Korrelationseinheit 28, die auch Bestandteil der Synchronisationseinheit 26 sein kann, mit dem demodulierten Signal s z.B. im vierfachen Chiptakt korreliert. Dies führt auf gleitende Korrelationsergebnisse (Korrelationsfunktionen) rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm, die ein Maß für die Übereinstimmung des Signals s mit der jeweiligen Teilsequenz FS1, FS2, ... bzw. FSm darstellen. In der Auswerteeinheit 29 werden die Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm schließlich ausgewertet und ein Ausgangssignals y erzeugt, das angibt, ob der Übertragungskanal mit einem Funksignal r belegt ist, das gemäß IEEE 802.15.4 erzeugt wurde, oder aber frei von einem solchen Signal ist. Dieses CCA-Signal (clear channel assessment) y wird an die in 1 dargestellte Kontrolleinheit 17 übermittelt, die im Rahmen des in der Beschreibungseinleitung erläuterten CSMA-CA-Verfahrens die Sendeeinheit 15 freigibt, falls das Signal y angibt, daß der Kanal frei ist (y = „IDLE"), oder aber die Sendeeinheit 15 sperrt, falls das Signal y die Belegung des Kanals mit einem 802.15.4-Signal anzeigt (y = „BUSY"). Die einzelnen Funktionsblöcke der Vorrichtung 27 sowie ihre Funktionsweise werden im Zusammenhang mit 3 näher erläutert.
Da sich die von der Sequenzbereitstellungseinheit 30 bereitgestellten Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm aus einer der abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F7 ergeben, wird im folgenden zunächst beschrieben, wie die abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F7 beschaffen sind. Die nachfolgende Tabelle zeigt sowohl die gemäß IEEE 802.15.4 sendeseitig zu verwendenden PN-Sequenzen P0, P1, ... als auch die erfindungsgemäß den PN-Sequenzen zugeordneten abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ....
Was die sendeseitig zu verwendenden PN-Sequenzen P0, P1, P2, ... betrifft, so ist zunächst festzustellen, daß ein Sequenzvorrat mit insgesamt 16 PN-Sequenzen P0, P1, ..., P15 spezifiziert ist. Jede PN-Sequenz umfaßt hierbei 32 sog. Chips, die jeweils einen Wert von logisch null (0) oder eins (1) annehmen können. Wie aus der Tabelle ersichtlich ist, nehmen z.B. die ersten zehn Chips der PN-Sequenz P5 die Werte 0 0 1 1 01 01 0 0 an.
Für die Chips z.B. der PN-Sequenz P5 werden zur Vereinfachung der Beschreibung die Parameter P5c0 (erster Chip (c0) von P5), P5c1 (zweiter Chip (c1)), ..., P5c30, P5c31 (letzter Chip (c31)) eingeführt. Analoges gilt für die anderen PN-Sequenzen, so daß Picj den Chip mit Index j (d.h. der (j+1)-te Chip) der PN-Sequenz mit Index i (Pi) bezeichnet, wobei i = 0,1, ..., 15 und j = 0, 1, ..., 31. Weiterhin werden zur besseren Unterscheidbarkeit der Chips der PN-Sequenzen von denjenigen der abgeleiteten Sequenzen die ersteren als PN-Chips bezeichnet.
Unterteilt man die insgesamt 16 PN-Sequenzen P0, P1, ..., P15 des Sequenzvorrats in eine erste Gruppe PG1 der acht „ersten" PN-Sequenzen P0, P1, ..., P7 und eine zweite Gruppe PG2 der acht „zweiten" PN-Sequenzen P8, P9, ..., P15, so ist aus der Tabelle weiterhin zu ersehen, daß sich die ersten PN-Sequenzen P0, P1, ..., P7 nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden. So ist z.B. das am Anfang der PN-Sequenz P0 vorkommende Bitmuster {1 1 0 1 1 0} in der PN-Sequenz P1 ab dem PN-Chip P1c4, in der PN-Sequenz P2 ab P2c8, in P3 ab P3c12, in P4 ab P4c16, ..., und schließlich in P7 ab P7c28 – bei zyklischer Erweiterung – zu erkennen. Auch die zweiten PN-Sequenzen P8, P9, ..., P15 unterscheiden sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander.
Weiterhin ist erkennbar, daß zu jeder ersten PN-Sequenz der ersten Gruppe PG1 eine zweite PN-Sequenz der zweiten Gruppe PG2 existiert, die sich nur in jedem zweiten Chipwert von dieser ersten PN-Sequenz der ersten Gruppe PG1 unterscheidet – und zwar durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes. Vergleicht man z.B. die PN-Sequenzen P0 aus PG1 und P8 aus PG2 in der Tabelle, so stellt man fest, daß die PN-Chips mit geradem Index jeweils identische Werte aufweisen (P0c0 = P8c0 = 1; P0c2 = P8c2 = 0; P0c4 = P8c4 = 1; etc.), während die PN-Chips mit ungeradem Index unterschiedliche (zueinander invertierte) Werte annehmen (P0c1 = 1, P8c1 = 0, P0c3 = 1, P8c3 = 0; P0c5 = 0, P8c5 = 0 etc.).
Jeder PN-Sequenz ist erfindungsgemäß eine nicht identische – an die differentielle Demodulation angepaßte – abgeleitete Sequenz zugeordnet, der PN-Sequenz P0 beispielsweise die in der Tabelle unterhalb von P0 aufgeführte abgeleitete Sequenz F0, der PN-Sequenz P1 die abgeleitete Sequenz F1 etc.. Die Chips der abgeleiteten Sequenzen, hier als abgeleitete Chips bezeichnet, können die antipodalen Werte +1 und –1 annehmen, wobei aus Gründen der Übersichtlichkeit in der Tabelle nur das Vorzeichen dieser Werte eingetragen ist. Analog zur oben eingeführten Bezeichnung der PN-Chips wird der abgeleitete Chip mit Index j der abgeleiteten Sequenz mit Index i im folgenden mit Ficj bezeichnet, wobei i = 0, 1, ... 15 und j = 0, 1, ..., 31.
Die Werte der abgeleiteten Chips ergeben sich wie folgt aus den Werten der PN-Chips. Um z.B. den Wert des abgeleiteten Chips F0c2 zu bilden, der gemäß der Tabelle +1 beträgt, ist der Wert des in der Tabelle direkt darüber eingetragenen PN-Chips P0c2 = 0 logisch XOR zu verknüpfen mit dem Wert des links (d.h. des zeitlich vorhergehenden) von P0c2 eingetragenen PN-Chips P0c1 = 1. Die logische XOR-Verknüpfung ergibt in diesem Falle einen Wert von logisch 1, dem der in der Tabelle für F0c2 eingetragene antipodale Wert +1 zugeordnet ist. Entsprechend ergibt sich der Wert von F0c4 aus P0c4 XOR P0c3 = 1 XOR 1 = 0 zum in der Tabelle für Foc4 eingetragenen Wert von –1, da der logischen null ein antipodaler Wert von –1 zugeordnet ist. Diese Ableitungsvorschrift gilt für alle abgeleiteten Chips mit positivem geradem Index. Bezeichnen also Ficj den abgeleiteten Chip mit Index j der abgeleiteten Sequenz mit Index i und Picj und Picn den PN-Chip mit Index j bzw. n der PN-Sequenz mit Index i, so ergibt sich für positive gerade Indizes j der abgeleitete Chip Ficj für i = 0, 1, ..., 15 zu Ficj = 2*(Picj XOR Picn) – 1 mit n = j – 1 für j = 2, 4, 6, ..., 30, (1)wobei die Multiplikation des Ergebnisses der XOR-Verknüpfung mit dem Faktor 2 und die anschließende Subtraktion von 1 die Zuordnung der logischen Werte von 0 und 1 zu den antipodalen Werten –1 bzw. +1 widerspiegeln soll.
Für die Bildung der abgeleiteten Chips Ficj mit Index j = 0 ist statt des (nicht existierenden) zeitlich vorhergehenden PN-Chips Picn mit Index n = j – 1 = –1 der letzte PN-Chip Picn mit n = 31 zu verwenden, d.h. Ficj = 2*(Picj XOR Picn) – 1 mit j = 0 und n = 31 für i = 0, 1, ..., 15. (2)
Eine zu Gleichung (1) ähnliche Ableitungsvorschrift gilt für die abgeleiteten Chips Ficj mit ungeradem Index j. In diesem Falle ist das Ergebnis der XOR-Verknüpfung vor der Zuordnung zu antipodalen Werten zu invertieren: Ficj = 2*INV{Picj XOR Picn} – 1 mit n = j – 1 für j = 1, 3, 5, ..., 31, (3)
Wobei INV{} die logische Inversion bezeichnet und wiederum i = 0, 1, ..., 15 gilt.
Anstelle der Inversion der logischen Werte mit anschließender Zuordnung von logisch 0 zum antipodalen Wert –1 und von logisch 1 zum antipodalen Wert +1 Kann natürlich auch eine andere Zuordnung, nämlich von logisch 0 zum antipodalen Wert +1 und von logisch 1 zum antipodalen Wert –1 verwendet und damit auf die logische Inversion verzichtet werden. Als Formel ergibt sich dann Ficj = 1 – 2*(Picj XOR Picn) mit n = j – 1 für j = 1, 3, 5, ..., 31. (3')
Die Verwendung des jeweils „aktuellen" PN-Chips (mit dem Index des zu bildenden abgeleiteten Chips) und des jeweils vorangehenden PN-Chips korrespondiert mit der in der Beschreibungseinleitung erläuterten sendeseitigen Aufteilung der PN-Chips mit geradem (ungeradem) Index auf den Inphase-(I)-Träger (Quadraturphasen-(Q)-Träger) im Rahmen der Offset-QPSK-Modulation (quarternary Phase shift keying). Andere sendeseitige I-/Q-Aufteilungen der PN-Chips erfordern eine entsprechend angepaßte Bildung der abgeleiteten Chips.
Unterteilt man die insgesamt 16 abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F15 in eine dritte Gruppe FG1 der acht abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F7 und eine vierte Gruppe FG2 der acht abgeleiteten Sequenzen F8, F9, ..., F15, so ist aus der Tabelle zu ersehen, daß sich die abgeleiteten Sequenzen F0, F1, ..., F7 der dritten Gruppe FG1 nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden. So ist z.B. das am Anfang der abgeleiteten Sequenz F0 vorkommende Bitmuster {+ + + – – –} in der abgeleiteten Sequenz F1 ab dem abgeleiteten Chip F1c4, in der abgeleiteten Sequenz F2 ab F2c8, in F3 ab F3c12, in F4 ab F4c16, ..., und schließlich in F7 ab F7c28 – bei zyklischer Erweiterung – zu erkennen. Auch die abgeleiteten Sequenzen F8, F9, ..., F15 der vierten Gruppe FG2 unterscheiden sich nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander.
Weiterhin ist festzustellen, daß zu jeder abgeleiteten Sequenz der dritten Gruppe FG1 eine abgeleitete Sequenz der vierten Gruppe FG2 existiert, die sich nur durch eine Inversion aller ihrer Chipwerte unterscheidet. Vergleicht man z.B. die abgeleiteten Sequenz F0 aus FG1 mit F8 aus FG2 in der Tabelle, so stellt man fest, daß sämtliche Chipwerte invertiert sind. Da dies auch für die Sequenzpaare F1/F9, F2/F10 etc. gilt, ist festzustellen, daß alle abgeleiteten Sequenzen der dritten Gruppe FG1 in invertierter Form in der vierten Gruppe FG2 enthalten sind: Ficj = (–1)*Fncj mit i = 0, 1, ..., 7, n = i + 8 und j = 0, 1, ..., 31. (4)
Im Gegensatz zu den PN-Sequenzen, bei denen sich die entsprechenden Sequenzpaare P0/P8, P1/P9 etc. durch eine Inversion jedes zweiten PN-Chips unterscheiden, unterscheiden sich die entsprechenden Paare F0/F8, F1/F9 etc. von abgeleiteten Sequenzen durch eine Inversion aller ihrer Chipwerte.
Die in den vorhergehenden Absätzen genannten Eigenschaften der abgeleiteten Sequenzen ermöglichen extrem einfache Realisierungen der Korrelationseinheit 28, der Auswerteeinheit 29 sowie der Sequenzbereitstellungseinheit 30 und damit der Vorrichtung 27 aus 2.
3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Vorrichtung 27 aus 2. Bei diesem Ausführungsbeispiel stellt die Sequenzbereitstellungseinheit (SEQ) 30 insgesamt m ≥ 2 Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm der initialen Codesequenz F0 bereit, d.h. der mit Bezug auf die vorstehende Tabelle erläuterten abgeleiteten Sequenz F0, die der PN-Sequenz P0 zugeordnet ist. Die Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm entsprechen hierbei jeweils einem Abschnitt der Sequenz F0, wobei die Abschnitte vorzugsweise eine einheitliche Länge aufweisen. Reiht man die originalen oder invertierten Teilsequenzen aneinander, so ergibt sich vorzugsweise wiederum die Sequenz F0 bzw. die hierzu inverse Sequenz F8 – oder aber eine zyklisch verschobene Version von F0 oder F8, beispielsweise eine der anderen abgeleiteten Sequenzen. Prinzipiell kann als initiale Codesequenz also jede der abgeleiteten Sequenzen F0, ..., F15 verwendet werden, da sich diese – wie vorstehend erläutert – allenfalls durch eine zyklische Verschiebung und/oder eine Inversion aller Chipwerte voneinander unterscheiden.
Neben der Sequenzbereitstellungseinheit 30 umfaßt die Vorrichtung 27 insgesamt m jeweils mit dem differentiellen Demodulator 22 (2) und der Sequenzbereitstellungseinheit 30 verbundene Korrelationseinheiten 31, eine mit den m Korrelationseinheiten 31 verbundene Bestimmungseinheit 32 sowie eine der Bestimmungseinheit 32 nachgeschaltete erste Entscheidereinheit 33. Die Korrelationseinheiten 31 können hierbei auch Bestandteil der Synchronisationseinheit 26 aus 2 sein.
Jede Korrelationseinheit 31 korreliert hierbei das differentiell demodulierte Signal s mit einer der Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm und berechnet so eines der (gleitenden) Korrelationsergebnisse (Korrelationsfunktionen) rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm z.B. im vierfachen Chiptakt. In der Bestimmungseinheit 32 werden die Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm ausgewertet und eine Anzahl p bestimmt, die ein Maß dafür ist, wie oft in einer vorgegebenen Zeitspanne von beispielsweise acht Symbolperioden 8*TS = 128μs (entspricht der Länge der Präambel-Sequenz) eine oder mehrere aus den Korrelationsergebnissen rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm abgeleitete Größe/Größen einen ersten Schwellwert übersteigt/überstei gen. In der ersten Entscheidereinheit 33 wird diese Anzahl p mit einem zweiten Schwellwert THp verglichen und ein Ausgangssignal y erzeugt, das die Belegung des Übertragungskanals genau dann signalisiert, wenn die Anzahl p den zweiten Schwellwert THp erreicht oder übersteigt:
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform werden genau m = 2 Teilsequenzen verwendet, wobei die erste Teilsequenz FS1 der ersten Hälfte und die zweite Teilsequenz FS2 der zweiten Hälfte der initialen Codesequenz entsprechen. Die erste Teilsequenz FS1 und/oder die zweite Teilsequenz FS2 können hierbei im Vergleich zur jeweiligen Hälfte der initialen Codesequenz auch invertiert sein. In diesen Fällen erreicht man eine sehr zuverlässige und robuste Erkennung der Kanalbelegung, da die beiden Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2 aufgrund der relativ langen Teilsequenzen FS1, FS2 mit hoher Genauigkeit bestimmt werden.
Wird als initiale Codesequenz z.B. wiederum die abgeleitete Sequenz F0 verwendet, so ergeben sich die Teilsequenzen gemäß der vorstehenden Tabelle zu FS1 = {+ + + – – – – – – + + + – + + +} und (5a) FS2 = {+ – + – + + + – – + + – + + – –} (5b)oder aber den hierzu inversen Teilsequenzen. Im Falle von m = 3 Teilsequenzen ist schließlich die Aufteilung der initialen Codesequenz in ein erstes, ein zweites und ein drittes Drittel vorteilhaft.
4 zeigt drei Blockschaltbilder unterschiedlicher Realisierungsformen der Bestimmungseinheit 32 aus 3. Obwohl gemäß den obigen Erläuterungen vorzugsweise genau m = 2 Teilsequenzen verwendet werden und damit durch die Bestimmungseinheit 32 genau zwei Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2 auszuwerten sind, wird im folgenden aus Gründen der Allgemeingültigkeit der Darstellung von insgesamt m ≥ 2 auszuwertenden (gleitenden) Korrelationsergebnissen (Korrelationsfunktionen) rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm ausgegangen.
Die in 4a dargestellte erste Realisierungsform der Bestimmungseinheit 32 umfaßt m jeweils mit einer Korrelationseinheit 31 (siehe 3) verbundene parallele Zweige aus je einer Betragsbildungseinheit (ABS) 41 und einer nachgeschalteten zweiten Entscheidereinheit 42. Die m Zweige münden in ein mit den m zweiten Entscheidereinheiten 42 verbundenes ODER-Gatter (OR) 43, das ausgangsseitig mit einer Zähleinheit (CNT) 44 verbunden ist.
Mit Hilfe der m Betragsbildungseinheiten 41 werden zunächst die (Absolut)Beträge |rsFS1|, |rsFS2|, ..., |rsFSm| der komplexwertigen Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm gebildet. Diese Beträge werden anschließend in den m zweiten Entscheidereinheiten 42 jeweils mit dem ersten Schwellwert THr1 verglichen und insgesamt m logische Signale I1, I2, ..., Im erzeugt, die einen Wert von logisch eins aufweisen, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert THr1 übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist. Die m logischen Signale I1, I2, ..., Im werden dann mittels des ODER-Gatters 43 logisch ODER-Verknüpft und so ein Gesamtsignal g erzeugt, das immer dann einen Wert von logisch eins aufweist, wenn zumindest einer der Beträge den ersten Schwellwert THr1 übersteigt, und sonst einen Wert von logisch null annimmt. Schließlich wird durch die Zähleinheit 44 die Anzahl p bestimmt, indem die Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse ermittelt wird, die das Gesamtsignal g in der vorgegebenen Zeitspanne von z.B. acht Symbolperioden 8*TS aufweist. Liegen die Korrelationsergebnisse zeitlich derart ausgerichtet vor, daß die Betragsmaxima in den verschiedenen Zweigen im wesentlichen zeitgleich auftreten, so ermittelt die Zähleinheit 44 in der angegebenen Zeitspanne typischerweise einen Wert von p = 8, falls der Kanal mit einem Funksignal nach IEEE 802.15.4 belegt ist. In diesem Falle wird der zweite Schwellwert THp der ersten Entscheidereinheit 33 aus 3 vorzugsweise auf THp = 8 festgelegt. Treten die Betragsmaxima der Korrelationsergebnisse in den verschiedenen Zweigen jedoch nicht zeitgleich auf, wird THp vorzugsweise zu 8*m gewählt.
4b zeigt eine zweite Realisierungsform der Bestimmungseinheit 32, die m jeweils mit einer Korrelationseinheit 31 (siehe 3) verbundene parallele Zweige aus je einer Betragsbildungseinheit (ABS) 41, einer nachgeschalteten zweiten Entscheidereinheit 42 und einer nachgeschalteten Zähleinheit (CNT) 45 umfaßt. Die m Zweige münden schließlich in ein mit den m Zähleinheiten 45 verbundenes Additionsglied 46.
Analog zur ersten Realisierungsform gemäß 4a werden zunächst mit Hilfe der Betragsbildungseinheiten 41 und der zweiten Entscheidereinheiten 42 insgesamt m logische Signale I1, I2, ..., Im erzeugt, die einen Wert von logisch eins aufweisen, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert THr1 übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist. Im Gegensatz zur er sten Realisierungsform aus 4a werden die m logischen Signale I1, I2, ..., Im anschließend nicht zu einem Gesamtsignal g zusammengefaßt, sondern gemäß 4b einzeln jeweiligen Zähleinheiten 45 zugeführt. Jede Zähleinheit 45 bestimmt hierbei die Anzahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das entsprechende logische Signal am Eingang der Zähleinheit in einer vorgegebenen Zeitspanne von z.B. acht Symbolperioden 8*TS aufweist. Die sich so in den m parallelen Zweigen ergebenden Anzahlen p1, p2, ..., pm werden anschließend im Addierglied 46 addiert, um die Anzahl p zu bestimmen. Auf diese Weise gehen Impulse unterschiedlicher logischer Signale, die sich zeitlich überlappen, mehrfach in die Anzahl p ein. Ist der Kanal mit einem Funksignal nach IEEE 802.15.4 belegt, so ermitteln die Zähleinheiten 45 in der angegebenen Zeitspanne typischerweise jeweils einen Wert von p1 = p2 = ... = 8, weshalb der zweite Schwellwert THp der ersten Entscheidereinheit 33 aus 3 in diesem Falle vorzugsweise auf THp = 8*m festgelegt ist.
Die in 4c dargestellte dritte Realisierungsform der Bestimmungseinheit 32 umfaßt ebenfalls m jeweils mit einer Korrelationseinheit 31 (siehe 3) verbundene parallele Zweige, die jedoch lediglich je eine Betragsbildungseinheit (ABS) 41 aufweisen. Die m Zweige münden in ein mit den Betragsbildungseinheiten 41 verbundenes Additionsglied 47, dem in Serie eine zweite Entscheidereinheit 48 sowie eine Zähleinheit (CNT) 49 nachgeschaltet ist.
Analog zur ersten und zweiten Realisierungsform gemäß den 4a bzw. 4b werden zunächst mit Hilfe der Betragsbildungseinheiten 41 die (Absolut)Beträge |rsFS1|, |rsFS2|, ..., |rsFSm| der komplexwertigen Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm gebildet. Anschließend werden die Beträge |rsFS1|, |rsFS2|, ..., |rsFSm| durch das Additionsglied 47 addiert und so die Summe rsc gebildet. In der zweiten Entscheidereinheit 48 wird die Summe rsc mit dem ersten Schwellwert THr2 verglichen und ein logisches Signal I erzeugt, das einen Wert von logisch eins aufweist, falls die Summe rsc den ersten Schwellwert THr2 übersteigt, und einen Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist. Die nachgeschaltete Zähleinheit 49 bestimmt anschließend die Anzahl p, indem die Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das logische Signal I in einer vorgegebenen Zeitspanne von z.B. acht Symbolperioden 8*TS aufweist, ermittelt wird. Treten bei einem 802.15.4-Funksignal die Betragsmaxima der Korrelationsergebnisse in den verschiedenen Zweigen im wesentlichen zeitgleich auf, so ist hier vorzugs weise ein erhöhter erster Schwellwert THr2 von beispielsweise THr2 = m*TNr1 und ein zweiter Schwellwert THp der ersten Entscheidereinheit 33 aus 3 von THp = 8 zu wählen. Treten die Betragsmaxima der Korrelationsergebnisse in den verschiedenen Zweigen jedoch nicht zeitgleich auf, wird vorzugsweise THr2 = THr1 und THp = 8*m gewählt.
Aus den vorstehend mit Bezug auf 4 beschriebenen Realisierungsformen der Bestimmungseinheit 32 können auf einfache Weise weitere funktionsgleiche Realisierungsformen abgeleitet werden. So können z.B. die logischen Signale I1, I2, ..., Im und/oder g invers definiert werden (logisch eins, falls die Schwelle nicht überschritten ist) und/oder die Zähleinheiten auf fallende statt steigende Flanken ausgerichtet werden.
5 zeigt ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal.
In Schritt S1 werden zunächst m ≥ 2 Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm der initialen Codesequenz F0 bereitgestellt. Die Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm und deren Bereitstellung sowie die initiale Codesequenz F0 sind vorstehend mit Bezug auf die 2 und 3 sowie die Tabelle näher beschrieben.
Anschließend werden in Schritt S2 m Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals s mit jeder der m Teilsequenzen FS1, FS2, ..., FSm berechnet. Die Berechnung der Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm ist vorstehend mit Bezug auf die 2 und 3 näher beschrieben.
Schließlich werden die m Korrelationsergebnisse rsFS1, rsFS2, ..., rsFSm in Schritt S3 ausgewertet und ein Ausgangssignal y erzeugt, das die Belegung des Übertragungskanals angibt. Hierzu wird in Schritt S3a zunächst eine Anzahl p bestimmt. In Schritt S3b wird diese Anzahl mit einem zweiten Schwellwert THp verglichen und das Ausgangssignal auf „BUSY" (Kanal belegt) gesetzt, falls die Anzahl p größer oder gleich dem zweiten Schwellwert THp ist, und ansonsten auf „IDLE" (Kanal frei) gesetzt. Die Anzahl p, der zweite Schwellwert THp sowie das Auswerten der Korrelationsergebnisse und das Erzeugen des Ausgangssignals y sind vorstehend mit Bezug auf die 2 bis 4 näher beschrieben.
Obgleich die vorliegende Erfindung vorstehend anhand von Ausführungsbeispielen beschrieben wurde, ist sie nicht darauf beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar. So ist die Erfindung weder auf WPANs an sich, noch auf WPANs gemäß IEEE 802.15.4 bzw. die dort spezifizierten PN-Sequenzen (Anzahl und Länge der Sequenzen, Stufigkeit und Werte der Chips etc.), Raten und Stufigkeit der Chips/Symbole/Bits etc. beschränkt. Auch ist die Erfindung nicht auf die in der vorstehenden Tabelle angegebenen abgeleiteten Sequenzen beschränkt. Für den Zusammenhang zwischen den abgeleiteten Chips und den PN-Chips können diverse äquivalente logische Beziehungen angegeben werden.

10: Datenübertragungssystem/„Wireless Personal Area Network"
: (WPAN) nach dem IEEE-Standard 802.15.4
11-13: Sende-/Empfangsvorrichtung, „transceiver"
14: Antenne
15: Sendeeinheit, „transmitter"
16: Empfangseinheit, „receiver"
17: Kontrolleinheit
21: innerer Empfänger
22: differentieller Demodulator
23: Einheit zur Frequenzoffsetkorrektur und/oder Entzerrung
24: Korrelationseinheit, Despreader
25: Auswerteeinheit, Detektor
26: Synchronisationseinheit
27: Vorrichtung zur Erkennung der Belegung des Kanals
28: Korrelationseinheit
29: Auswerteeinheit
30: Sequenzbereitstellungseinheit
31: Korrelationseinheit
32: Bestimmungseinheit
33: erste Entscheidereinheit
41: Betragsbildungseinheit
42: zweite Entscheidereinheit
43: ODER-Gatter
44, 45: Zähleinheit
46, 47: Additionsglied
48: zweite Entscheidereinheit
49: Zähleinheit
ABS: Betragsbildungseinheit
ANT: Antenne
CCA: clear channel assessment
CNT: Zähleinheit
COR: Korrelationseinheit, Despreader
CSMA-CA: carrier sense multiple access with collision avoidance
CTRL: Kontrolleinheit
DEC: Schwellwertentscheider ...
DEMOD: differentieller Demodulator
DET: Bestimmungseinheit
EVAL: Auswerteeinheit
FC/EQ: Frequenzoffsetkorrektur/Entzerrung
IC: Integrierte Schaltung; Chip
iREC: innerer Empfänger
ISM: industrial, scientific, medical (Frequenzband bei 2,4 GHz)
MAC: medium access control
MEM: Speicher (RAM, ROM, PROM etc.)
MSDU: MAC service data unit (data payload)
OR: ODER-Gatter
PN: pseudo-noise
PPDU: physical protocol data unit (Datenrahmen)
QPSK: quarternary phase shift keying
RX: Empfangseinheit, receiver
SEQ: Sequenzbereitstellungseinheit
SFD: Start of Frame Delimiter
SHR: Synchronisations-Header
TRX: Sende-/Empfangsvorrichtung, transceiver
TX: Sendeeinheit, transmitter
WPAN: Wireless Personal Area Network
b: komplexes Basisbandsignal
d0, d1, d2, ...: Datensymbole
fB: Bittakt (= 1/TB)
fC: Chiptakt (= 1/TC)
fS: Symboltakt (= 1/fS)
F0, F1, F2, ...: abgeleitete Sequenzen, F-/FSK-Sequenzen, zweite Codes
: (empfangsseitig)
F0: initiale Codesequenz, F0-/FSKO-Sequenz (empfangsseitig)
F0c1, F0c2, ...: Chips der initialen Codesequenz („abgeleitete Chips") F0
F5c0, F5c1, ...: Chips der abgeleiteten Sequenz („abgeleitete Chips") F5
FG1: dritte Gruppe von abgeleiteten Sequenzen F0, ..., F7
FG2: vierte Gruppe von abgeleiteten Sequenzen F8, ..., F15
FS1 ... FSm: Teilsequenzen der initialen Codesequenz
g: Gesamtsignal
i, j, n: Indizes
I: logisches Signal
I1, ..., Im: logische Signale
m: Anzahl der Teilsequenzen
p: Anzahl, die ein Maß dafür ist, wie oft in einer vorgegebenen Zeit
: spanne eine oder mehrere aus den Korrelationsergebnissen abge
: leitete Größe(n) einen ersten Schwellwert übersteigt/übersteigen
p1, ..., pm: Anzahlen, die angeben, wie oft in einer vorgegebenen Zeitspanne
: das Korrelationsergebnis rsFS1, rsFS2, ... bzw. rsFSm einen ersten
: Schwellwert betragsmäßig übersteigt
P0, P1, P2, ...: PN-Sequenzen, Spreizsequenzen, erste Codes (sendeseitig)
P0, P1, ..., P7: erste PN-Sequenzen
P8, P9, ..., P15: zweite PN-Sequenzen
P0c0, P0c1, ...: Chips der PN-Sequenz („PN-Chips") P5
PG1: erste Gruppe von ersten PN-Sequenzen P0, ..., P7
PG2: zweite Gruppe von zweiten PN-Sequenzen P8, ..., P15
r: Funksignal, Empfangssignal
rsc: Summe der Beträge der Korrelationsergebnisse
rsFS1...rsFSm: Korrelationsergebnisse
s: differentiell demoduliertes Signal; Soft-Informationswerte
se: entzerrtes demoduliertes Signal;
: entzerrte Soft-Informationswerte
TB: Bitperiode (= 1/fB)
TC: Chipperiode (= 1/fC)
THp: zweiter Schwellwert
THr1, THr2: erster Schwellwert
TS: Symbolperiode (= 1/fS)
y: CCA-Ausgangssignal zur Angabe der Kanalbelegung

Claims

verfahren zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal (r) anhand eines differentiell demodulierten Signals (s), das sendeseitig unter Verwendung von PN-Sequenzen (P0, P1, ..., P15) aus einem PN-Sequenzvorrat (PG) erzeugt wurde, der eine erste Gruppe (PG1) von ersten PN-Sequenzen (P0, P1, ..., P7) und eine zweite Gruppe (PG2) von zweiten PN-Sequenzen (P8, P9, ..., P15) aufweist, wobei sich die ersten und zweiten PN-Sequenzen innerhalb ihrer jeweiligen Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden und wobei die zweite Gruppe (PG2) zu jeder ersten PN-Sequenz (P0) eine entsprechende zweite PN-Sequenz (P8) aufweist, die sich von der ersten PN-Sequenz (P0) nur durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes unterscheidet, mit den Schritten: a) Bereitstellen (S1) von mindestens zwei Teilsequenzen (FS1, FS2, ...) einer initialen Codesequenz (F0), die einer der ersten PN-Sequenzen (P0) zugeordnet und aus dieser mittels logischer Verknüpfungen ableitbar ist, die jedoch nicht mit dieser identisch ist, b) Berechnen (S2) von mindestens zwei Korrelationsergebnissen (rsFS1, rsFS2, ...) durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals (s) mit jeder der mindestens zwei Teilsequenzen (FS1, FS2, ...), c) Auswerten (S3) der Korrelationsergebnisse (rsFS1, rsFS2, ...) und erzeugen eines Ausgangssignals (y) zur Angabe der Belegung des Übertragungskanals in Abhängigkeit von den ausgewerteten Korrelationsergebnissen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Teilsequenzen (FS1, FS2, ...) der initialen Codesequenz (F0) derart gewählt werden, daß ihre Aneinanderreihung im originalen oder invertierten Zustand die initiale Codesequenz (F0) oder eine zyklisch verschobene Variante der initialen Codesequenz (F0) ergibt.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei genau zwei Teilsequenzen (FS1, FS2) der initialen Codesequenz (F0) bereitgestellt und mit dem differentiell demodulierten Signal (s) korreliert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Auswerten (S3) der Korrelationsergebnisse (rsFS1, rsFS2, ...) und das Erzeugen des Ausgangssignals (y) folgende Schritte beinhalten: a) Bestimmen (S3a) einer Anzahl (p), die ein Maß dafür ist, wie oft in einer vorgegebenen Zeitspanne eine oder mehrere aus den Korrelationsergebnissen (rsFS1, rsFS2, ...) abgeleitete Größen einen ersten Schwellwert (THr1, THr2) übersteigen, b) Vergleichen (S3b) der Anzahl (p) mit einem zweiten Schwellwert (THp) und Erzeugen des Ausgangssignals (y) derart, daß es die Belegung des Übertragungskanals genau dann signalisiert, wenn die Anzahl (p) den zweiten Schwellwert (THp) erreicht oder übersteigt.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Bestimmen (S3a) der Anzahl (p) folgende Schritte beinhaltet: a) Bilden der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, b) Vergleichen der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse mit dem ersten Schwellwert (THr1) und Generieren von mindestens zwei logischen Signalen (I1, I2, ...) mit einem Wert von logisch eins, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert (THr1) übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, c) Generieren eines Gesamtsignals (g) durch ODER-Verknüpfen der logischen Signale (I1, I2, ...), und d) Bestimmen der Anzahl (p) durch Ermitteln der Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das Gesamtsignal (g) in der vorgegebenen Zeitspanne aufweist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Bestimmen (S3a) der Anzahl (p) folgende Schritte beinhaltet: a) Bilden der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, b) Vergleichen der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse mit dem ersten Schwellwert (THr1) und Generieren von mindestens zwei logischen Signalen (I1, I2, ...) mit einem Wert von logisch eins, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert (THr1) übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, c) Bestimmen der Anzahlen (p1, p2, ...) der ansteigenden Flanken der Impulse, die die logischen Signale (I1, I2, ...) jeweils in der vorgegebenen Zeitspanne aufweisen, d) Bestimmen der Anzahl (p) durch Addieren der Anzahlen (p1, p2, ...) der ansteigenden Flanken.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Bestimmen (S3a) der Anzahl (p) folgende Schritte beinhaltet: a) Bilden der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, b) Bestimmen einer Summe (rsc) durch Addieren der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, c) Vergleichen der Summe (rsc) mit dem ersten Schwellwert (THr2) und Generieren eines logischen Signals (U mit einem Wert von logisch eins, falls die Summe (rsc) den ersten Schwellwert (THr2) übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, d) Bestimmen der Anzahl (p) durch Ermitteln der Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das logische Signal (I) in der vorgegebenen Zeitspanne aufweist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die initiale Codesequenz (F0) abgeleitete Chips (F0c0, F0c1, F0c2, ...) aufweist, deren Werte jeweils einer logischen Verknüpfung von jeweiligen PN-Chips (P0c0, P0c1, P0c2, ...) derjenigen ersten PN-Sequenz (P0) entsprechen, der die initiale Codesequenz (F0) zugeordnet ist.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die abgeleiteten Chips mit einem ersten positiven Index (F0ci, i = 1, 2, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der aus einer XOR-Verknüpfung des PN-Chips mit diesem ersten positiven Index (P0ci, i = 1, 2, ...) mit dem indexmäßig jeweils vorhergehenden PN-Chip (P0cj, j = i – 1) ableitbar ist.
Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß der indexmäßig erste abgeleitete Chip (F0c0) einen Wert aufweist, der aus einer XOR-Verknüpfung des indexmäßig ersten PN-Chips (P0c0) mit dem indexmäßig letzten PN-Chip (P0c31) ableitbar ist.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß a) die abgeleiteten Chips mit einem geradzahligen Index (F0c0, F0c2, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der dem Wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist und b) die abgeleiteten Chips mit einem ungeradzahligen Index (F0c1, F0c3, ...) jeweils einen Wert aufweisen, der dem invertierten Wert der jeweiligen XOR-Verknüpfung zugeordnet ist.
Vorrichtung (27) zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal (r) anhand eines differentiell demodulierten Signals (s), das sendeseitig unter Verwendung von PN-Sequenzen (P0, P1, ..., P15) aus einem PN-Sequenzvorrat (PG) erzeugt wurde, der eine erste Gruppe (PG1) von ersten PN-Sequenzen (P0, P1, ..., P7) und eine zweite Gruppe (PG2) von zweiten PN-Sequenzen (P8, P9, ..., P15) aufweist, wobei sich die ersten und zweiten PN-Sequenzen innerhalb ihrer jeweiligen Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden und wobei die zweite Gruppe (PG2) zu jeder ersten PN-Sequenz (P0) eine entsprechende zweite PN-Sequenz (P8) aufweist, die sich von der ersten PN-Sequenz (P0) nur durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes unterscheidet, enthaltend: a) eine Sequenzbereitstellungseinheit (30), die zum Bereitstellen von mindestens zwei Teilsequenzen (FS1, FS2, ...) einer initialen Codesequenz (F0) ausgebildet ist, wobei die initiale Codesequenz (F0) einer der ersten PN-Sequenzen (P0) zugeordnet und aus dieser mittels logischer Verknüpfungen ableitbar ist, jedoch nicht mit dieser identisch ist, b) mindestens zwei jeweils mit der Sequenzbereitstellungseinheit (30) verbundene Korrelationseinheiten (31), die zum Berechnen von mindestens zwei Korrelationsergebnissen (rsFS1, rsFS2, ...) durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals (s) mit jeder der mindestens zwei Teilsequenzen (FS1, FS2, ...) ausgebildet sind, und c) einer mit den Korrelationseinheiten (31) verbundenen Auswerteeinheit (29), die zum Auswerten der Korrelationsergebnisse (rsFS1, rsFS2, ...) und zum Erzeugen eines Ausgangssignals (y) zur Angabe der Belegung des Übertragungskanals in Abhängigkeit von den ausgewerteten Korrelationsergebnissen ausgebildet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß a) die Sequenzbereitstellungseinheit (30) zum Bereitstellen von genau zwei Teilsequenzen (FS1, FS2) ausgebildet ist, b) genau zwei Korrelationseinheiten (31) zum Berechnen von zwei Korrelationsergebnissen (rsFS1, rsFS2) durch Korrelieren des differentiell demodulierten Signals (s) mit jeder der zwei Teilsequenzen (FS1, FS2) vorgesehen sind.
Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteeinheit (29) folgende Einheiten aufweist: a) eine mit den Korrelationseinheiten (31) verbundene Bestimmungseinheit (32), die ausgebildet ist zum Bestimmen einer Anzahl (p), die ein Maß dafür ist, wie oft in einer vorgegebenen Zeitspanne eine oder mehrere aus den Korrelationsergebnissen (rsFS1, rsFS2, ...) abgeleitete Größen einen ersten Schwellwert (THr1, THr2) übersteigen, b) eine mit der Bestimmungseinheit (32) verbundene erste Entscheidereinheit (33) zum Vergleichen der Anzahl (p) mit einem zweiten Schwellwert (THp) und zum Erzeugen des Ausgangssignals (y), das die Belegung des Übertragungskanals genau dann signalisiert, wenn die Anzahl (p) den zweiten Schwellwert (THp) erreicht oder übersteigt.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmungseinheit (32) folgende Einheiten aufweist: a) mindestens zwei jeweils mit einer Korrelationseinheit (31) verbundene Betragsbildungseinheiten (41) zum Bilden der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, b) mindestens zwei jeweils mit einer der Betragsbildungseinheiten (41) verbundene zweite Entscheidereinheiten (42) zum Vergleichen der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse mit dem ersten Schwellwert (THr1) und zum Generieren von mindestens zwei logischen Signalen (I1, I2, ...) mit einem Wert von logisch eins, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert (THr1) übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, c) ein mit den zweiten Entscheidereinheiten (42) verbundenes ODER-Gatter (43) zum Generieren eines Gesamtsignals (g) durch ODER-Verknüpfen der logischen Signale (I1, I2, ...), und d) eine mit dem ODER-Gatter (43) verbundene Zähleinheit (44) zum Bestimmen der Anzahl (p) durch Ermitteln der Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das Gesamtsignal (g) in der vorgegebenen Zeitspanne aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmungseinheit (32) folgende Einheiten aufweist: a) mindestens zwei jeweils mit einer Korrelationseinheit (31) verbundene Betragsbildungseinheiten (41) zum Bilden der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, b) mindestens zwei jeweils mit einer der Betragsbildungseinheiten (41) verbundene zweite Entscheidereinheiten (42) zum Vergleichen der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse mit dem ersten Schwellwert (THr1) und zum Generieren von mindestens zwei logischen Signalen (I1, I2, ...) mit einem Wert von logisch eins, falls der jeweilige Betrag den ersten Schwellwert (THr1) übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, c) mindestens zwei jeweils mit einer der zweiten Entscheidereinheiten (42) verbundene Zähleinheiten (45) zum Bestimmen der Anzahlen (p1, p2, ...) der ansteigenden Flanken der Impulse, die die logischen Signale (I1, I2, ...) jeweils in der vorgegebenen Zeitspanne aufweisen, d) ein mit den Zähleinheiten (45) verbundenes Additionsglied (46) zum Bestimmen der Anzahl (p) durch Addieren der Anzahlen (p1, p2, ...) der ansteigenden Flanken.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestimmungseinheit (32) folgende Einheiten aufweist: a) mindestens zwei jeweils mit einer Korrelationseinheit (31) verbundenen Betragsbildungseinheiten (41) zum Bilden der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, b) ein mit den Betragsbildungseinheiten (41) verbundenes Additionsglied (47) zum Bestimmen einer Summe (rsc) durch Addieren der Beträge (|rsFS1|, |rsFS2|, ...) der Korrelationsergebnisse, c) eine mit dem Additionsglied (47) verbundene zweite Entscheidereinheit (48) zum Vergleichen der Summe (rsc) mit dem ersten Schwellwert (THr2) und zum Generieren eines logischen Signals (I) mit einem Wert von logisch eins, falls die Summe (rsc) den ersten Schwellwert (THr2) übersteigt, und einem Wert von logisch null, falls dies nicht der Fall ist, d) eine mit der zweiten Entscheidereinheit (48) verbundene Zähleinheit (49) zum Bestimmen der Anzahl (p) durch Ermitteln der Zahl der ansteigenden Flanken der Impulse, die das logische Signal (U in der vorgegebenen Zeitspanne aufweist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, wobei die Korrelationseinheiten (31) Bestandteil einer Synchronisationseinheit (26) sind.
Sende-/Empfangsvorrichtung (11-13), insbesondere für ein Datenübertragungssystem (10) nach dem IEEE-Standard 802.15.4 im 2.4 GHz-Band, beinhaltend a) eine Antenne (14), b) eine mit der Antenne (14) verbundene Sendeeinheit (15) zum Senden von Daten insbesondere nach dem IEEE-Standard 802.15.4 im 2.4 GHz-Band, wobei die Sendeeinheit (15) ausgebildet ist, jedem Datensymbol (d0 = 5) eine PN-Sequenz (P5) aus einem Sequenzvorrat zuzuweisen, der eine erste Gruppe (PG1) von ersten PN-Sequenzen (P0, P1, ..., P7) und eine zweite Gruppe (PG2) von zweiten PN-Sequenzen (P8, P9, ..., P15) aufweist, wobei sich die ersten und zweiten PN-Sequenzen innerhalb ihrer jeweiligen Gruppe nur durch eine zyklische Verschiebung ihrer Chipwerte voneinander unterscheiden und wobei die zweite Gruppe (PG2) zu jeder ersten PN-Sequenz (P0) eine entsprechende zweite PN-Sequenz (P8) aufweist, die sich von der ersten PN-Sequenz (P0) nur durch eine Inversion jedes zweiten Chipwertes unterscheidet, c) eine mit der Antenne (14) verbundene Empfangseinheit (16) mit einem differentiellen Demodulator (22) und einer nachgeschalteten Vorrichtung (27) nach einem der Ansprüche 12 bis 18 zum Ermitteln der Belegung eines Übertragungskanals mit einem Funksignal, d) eine mit der Sendeeinheit (15), der Empfangseinheit (16) und der Vorrichtung (27) verbundene Kontrolleinheit (17) zur Steuerung der Sendeeinheit (15) und der Empfangseinheit (16), wobei die Kontrolleinheit (17) ausgebildet ist, die Sendeeinheit (15) zu sperren, wenn die Vorrichtung (27) den Übertragungs-Kanal als belegt ermittelt.
Integrierte Schaltung, insbesondere für eine Sende-/Empfangsvorrichtung nach Anspruch 19, mit einer Vorrichtung (27) nach einem der Ansprüche 12 bis 18.