DE4333396C2 - Drahtloses CDMA-Informationsübertragungssystem - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein CDMA-Infor­ mationsübertragungssystem nach dem Oberbegriff des Pa­ tentanspruchs 1.

Ein Beispiel eines drahtlosen Mehrkanal-Informationsüber­ tragungssystems ist der Mobilfunk. Dieses System besteht aus vielen Teilnehmerstationen, die mit einer Basisstation in drahtloser Informationsübertragungs-Verbindung stehen, womit diese Teilnehmerstationen mit beliebiger Zugriffs­ möglichkeit in Verbindung miteinander gebracht werden kön­ nen. Dabei ist keine feste Zuordnung von Teilnehmer und Übertragungskanal vorgesehen, sondern der verwendete Kanal wird von Mal zu Mal ausgewählt und kann sogar während ei­ ner Informationsübertragung gewechselt werden. Ein beson­ derer Anwendungsfall eines drahtlosen Mehrkanal- Informationsübertragungssystems ist ein Schnurlos- Telefonsystem bzw. schnurloses lokales digitales Netzwerk (LAN). Bei einem solchen Netzwerk soll z. B. innerhalb ei­ nes Gebäudes oder eines Teils desselben in räumlichen Ent­ fernungen entsprechend einem typischen Zellendurchmesser von z. B. 30 m drahtlose Informationsübertragung zwischen einer dort vorhandenen Vielzahl von Schnurlos-Telefonsta­ tionen mit beliebigem Zugriff störungsfrei betrieben wer­ den können.

Für derartige Informationsübertragungssysteme mit Funk­ übertragung besteht das Problem, daß zeitweise keine oder ansonsten nicht nur die gradlinige Funkübertragung zwi­ schen Teilnehmerstation und Basisstation besteht, sondern daß die Informationsübertragung (auch) über demgegenüber (unterschiedlich viel) längere Wege mit darin eingeschlos­ senen Reflexionen erfolgt. Über einen gewählten Kanal erhält ein Empfänger ein- und dieselbe ihm zugesandte Information regelmäßig über mehrere verschieden lange Übertragungswege (mit verschieden hohen Pegeln) somit zu unterschiedlichen Zeitpunkten. Diese verschiedenen "Echos" sind zwar kurzzeitig aufeinanderfolgend, sind aber bei genügend großer Bandbreite und/oder bei den für solche Informationsübertragungssysteme verwendeten hohen Frequen­ zen und kurzen Signalimpulsen deutlich voneinander zu unterscheiden. Aufgrund dieser Echos kommt es im Übertra­ gungskanal zu Interferenzen (Verstärkung und Auslöschung), auch Rayleigh-Fading genannt. Die Abstände dieser Einbrü­ che im Übertragungskanal betragen für ein schnurloses In- Haus-LAN-System typischerweise 30 MHz und dieser Frequenz­ abstand wird als Kohärenzbandbreite des Funkkanals bezeichnet.

Die vorliegende Erfindung ist aber keineswegs auf räumlich eng begrenzte Informationsübertragungssysteme beschränkt, sondern ist auch für Satelliten-Informationsübertragungs­ systeme nützlich, insbesondere auch deshalb, weil auch dort mit geringem zeitlichen Unterschied auftretende Echos vorkommen.

Daß ein solches drahtloses Informationsübertragungssystem auch von determinisitischen, z. B. periodischen, Funkstö­ rungen, etwa durch relativ schmalbandige Sender im glei­ chen Frequenzbereich oder durch elektrische Haushalts-, Büro- und EDV-Geräte gestört wird, sei als Hinweis auf Vorteile erwähnt, die durch deren Unterdrückung die vor­ liegende Erfindung bietet und die noch nachfolgend erläu­ tert werden.

Als Stand der Technik und zur Erläuterung von Grundlagen der Erfindung seinen nachfolgend zunächst bekannte Mobil­ funk- bzw. Schnurlos-Telefonsysteme mit Vielfachzugriff beschrieben.

Bekannt ist das Frequenzmultiplex-(FMDA-)System, bei dem einer jeden Funkverbindung ein schmales Frequenzband als Informationsübertragungskanal zugeordnet ist, dessen Band­ breite um Größenordnungen kleiner als die oben erwähnte Kohärenzbandbreite ist. Dieses System ist daher hinsicht­ lich Rayleigh-Fading sehr empfindlich.

Weiter ist das Zeitmultiplex-(TMDA-)System üblich. Das TMDA-System zeichnet sich dadurch aus, daß ein jeder Kanal ein breites Frequenzband umfaßt, d. h. sich einzelne Kanä­ le hinsichtlich des (zugeteilten) Frequenzbandes nicht voneinander unterscheiden. Um die einzelnen Kanäle vonein­ ander unterscheiden zu können, wird einem jeden Kanal eine, meist periodisch sich wiederholende Position in einem Zeitraster zugeordnet. Die einem einzelnen Kanal zugeordnete Information wird zeitlich entsprechend dem ihm zugewiesenen Zeitfenster wieder ausgefiltert. Um die gesamte auftretende Datenmenge übertragen zu können, wird mit großer Signalbandbreite bzw. kurzen Abständen der Funkimpulse gearbeitet. Um eine geringe Bitfehlerrate zu erreichen, muß die Sendestufe des jeweiligen Teilnehmerge­ rätes eine große Spitzenleistung liefern, was insbesondere für die mobile Station besonders nachteilig ist. Außerdem muß der Empfänger ein adaptives Filter haben (d. h. ein sich dem räumlich und zeitlich sich ändernden Bedingungen anpassendes, womit die einzelnen oben bereits beschriebe­ nen, auf unterschiedlichen Reflexionen beruhenden Echos empfangen werden, die dann für die Erhöhung der Empfangs­ leistung addiert werden. Dazu sind aufwendige Echoentzer­ rer bzw. Rake-Empfänger erforderlich.

Da in vielen Fällen und insbesondere innerhalb kleiner Zellen (LAN-System) die Kohärenzbandbreite größer als die Kanalbandbreite ist, ist es für das Zeitmultiplexsystem oft erforderlich, ein Frequenzsprungverfahren zur Erzie­ lung kleiner Bitfehlerraten einzusetzen.

Ein weiteres System ist das Codemultiplex-(CDMA)-System, das mit großer Frequenzbandbreite arbeitet. Hier hat jeder Kanal dasselbe breite Frequenzband und überlappende Zeit­ intervalle. Die einzelnen Kanäle sind durch Codierung der einem jedem Kanal zugehörigen, zu übertragenden Informa­ tion voneinander unterscheidbar. Bei einem jedem Teilneh­ mer und sinngemäß auch in der Basisstation werden nur die­ jenigen Informationsimpulse für einen jeweiligen Kanal aufgenommen, die dem betreffenden Kanal, durch ihre spezi­ elle Codierung erkennbar, zugehören.

Aus einem Artikel von W. C. Y. Lee: Overview of Cellular CDMA. In: IEEE Transactions on Vehicular Technology, 1991, Vol., 40, No. 2, Seiten 291 bis 302, ist ein drahtloses Mehrkanalinformationsübertragungssystem mit einer Basis­ station und einer Vielzahl von Teilnehmerstationen be­ kannt. In beiden Richtungen werden die Informationen dabei mittels eines Breitbandsignals übertragen, welches eine Vielzahl von Übertragungskanälen enthält, die durch unter­ schiedliche Codefolgen unterscheidbar sind.

Aus der DE 38 25 863 A1 ist ein Mehrkanalinformationsüber­ tragungssystem mit einem Breitbandkanal bekannt. In diesem sind unterschiedliche Übertragungskanäle durch unter­ schiedliche Codefolgen unterscheidbar. Zwischen einzelnen Codefolgen sind Pausen vorgesehen.

Die Bandbreite der zu übertragenden Informationen wird durch die Codierung stark verbreitert. Daher spricht man hierbei von einem Spread Spectrum Übertragungssystem. Beim CDMA-System füllt das Informationsübertragungssignal ohne zeitliche Unterbrechung, d. h. ohne Zeitmultiplex das gan­ ze zur Verfügung gestellte Frequenzband aus und wird im jeweiligen (Teilnehmer- und Basis-)Empfänger durch Erken­ nen der dem Kanal zugeordneten Codierung herausgefiltert. Das Signal wird als Digitalsignal in Form einer Bitfolge übertragen, wobei es sich um "1" und "0"-Bits, um "+1" und "-1"-Bits handelt oder auch trinäre, quaternäre usw. Bits vorgesehen sein können. Die Codierung ist derart, daß ein solches Signaldaten-Bit, z. B. ein "1"-Bit, ein "-1"-Bit und dgl. selbst noch mal in als Chips bezeichnete "Unterbits" aufgeteilt ist. Diese Chips des Codierungs­ signals bilden eine ausgewählte, für einen jeden Kanal (einer Gruppe von Kanälen) eigentümlich charakteristische Chipfolge. Jeder Kanal hat eine bestimmte kennzeichnende Zufallsfolge solcher Chips als Code der Länge N. N ist dabei die Anzahl der "0" und "1" bzw. "-1" und "+1" Chips der Chipfolge. Erkennen bzw. herauszufiltern aus der Gesamtheit der Informationsübertragungen vieler Kanäle (mit jeweils übereinstimmenden Frequenzband) läßt sich dieser Code durch Autokorrelation. Ausgeführt wird die Korrelation als:

• 1. synchrone Multiplikation des empfangenen Empfangs­ signals mit derjenigen am Teilnehmerort erzeugten Chip­ folge, die das gewählte Kennzeichen des betreffenden Kanals ist, und durch
• 2. nachfolgende Integration bzw. Summation über die N Chips des ganzen Codesignals bzw. des Signal-Bits. Dabei erzielt man den Korrelationsgewinn G = 10 log N in dB. Die Integrationsergebnisse, die man erhält, wenn man einen Code mit einem ihm ähnlichen zweiten Code korreliert, der jedoch zeitverzögert und/oder in der Trägerfrequenz versetzt ist, bezeichnet man als Ambiguity-Funktion des Codes. Diese Ambiguity- Funktion hat, wenn die beiden Codes in der Zeit- und Frequenzlage synchronisiert sind, ein hohes Maximum, nämlich die Autokorrelationsspitze. Durch geschickte Wahl des Codes kann man erreichen, daß die übrigen Werte der Ambiguity-Funktion ein niedrigeres Niveau aufweisen, insbesondere daß keine zweite hohe Spitze auftritt.

Durch weitere geschickte Wahl der für die einzelnen Kanäle als Codierung verwendeten unterschiedlichen Chipfolgen läßt sich erreichen, daß das Kreuzkorrelationsergebnis der nicht aneinander angepaßten Chipfolgen einen nur kleinen Kreuzkorrelations-Pegel ergibt.

Das CDMA-System stellt hohe technische Ansprüche an die Code-Synchronisierung zwischen dem Sender, in dem die Codierung aufgeprägt wird und dem Empfänger, in dem die Codierung wieder detektiert wird. Gleiches gilt dort auch für die Leistungsregelung der mobilen Teilnehmerstationen, um gleiche Empfangsfeldstärke am Ort der Empfangsantenne der Basisstation für alle Teilnehmer sicherzustellen.

Damit läßt sich die gegenseitige Interferenz der einzelnen Teilnehmerkanäle minimieren. Nur wenn kein Signal eines Teilnehmers merkbar stärker ist als die der anderen Teil­ nehmer, liefern die entsprechenden Korrelationsempfänger in der Basis für alle Teilnehmer etwa gleiche, und zwar kleine Bitfehlerraten.

Beim hier beschriebenen CDMA-System ist die Breite des Frequenzbandes, die für einen jeden Kanal vorgesehen ist, größer als die Kohärenzbandbreite, und zwar selbst für Zellen mit relativer kleiner Abmessung, wie z. B. Gebäude­ abmessungen. Dies begünstigt kleine Bitfehlerraten und ermöglicht durch den Prozeßgewinn, mit entsprechend lei­ stungsschwächeren Senderstufen auszukommen. Auch für Opti­ mierung der Teilnehmerkapazität sind Umschaltprogramme und Frequenzsprungverfahren nicht notwendig. Da gegenseitige Codestörungen sich nur als Untergrundrauschen auswirken, können bei CDMA-Systemen in benachbarten Zellen auch die­ selben Frequenzbereiche benutzt werden, wenn dort unter­ schiedliche Codes verwendet werden. Für das CDMA-System ergibt sich gegenüber FDMA und TDMA ein Faktor 2 bis 3 für die Teilnehmerkapazität für eine jeweiliges, allerdings relativ breites Frequenzband. Insbesondere ist auch im Falle des Übergangs eines (mobilen) Teilnehmers von einer Zelle zur benachbarten Zelle (Handover) die Schaltung des CDMA-Systems wesentlich einfacherer und sicherer durch­ führbar als z. B. bei den FDMA- und TDMA-Systemen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein CDMA- Informationsübertragungssystem anzugeben, welches mit ei­ ner geringeren Kohärenzbandbreite auskommt. Mit der Erfin­ dung soll insbesondere erreicht werden, daß:

• a) Nachteile, die durch große Kohärenzbandbreite bedingt sind, noch effektiver zu beheben sind, als dies be­ reits durch bekannte CDMA-Systeme erzielt ist;
• b) Doppelbelegung eines vorhandenen Frequenzbandes leich­ ter möglich ist, ohne daß gegenseitige Störung auf­ tritt;
• c) die in CDMA-Systemen verwendeten komplizierten Rake- Empfänger wesentlich vereinfacht werden;
• d) die für das CDMA-System sehr wichtige Synchronisation, die dort außerordentlich exakt arbeiten muß, zu ver­ einfachen ist;
• e)

Diese Aufgabe wird bei einem Informationsübertragungssystem der eingangs genann­ ten Art durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 sowie in Weiterbildungen durch die Merk­ male von Unteransprüchen gelöst.

Eine erfindungsgemäße Lösung zu der obengenannten Aufgabe ist, sowohl in der Teilnehmerstation als auch in der Ba­ sisstation, in denen das eine Vielzahl von Übertragungs­ kanälen enthaltende Breitbandsignal, wobei die einzelnen Kanäle durch die Codierung der zu übertragenden Informa­ tion unterscheidbar sind und diese Codierung eine jewei­ lige individuelle Chip-Codefolge ist, zu empfangen ist, ein solches Empfangsteil vorzusehen, bei dem zum Erkennen der jeweiligen Codefolge ein analoges signalangepaßtes Filter (Matched Filter) im Zwischenfrequenzteil oder Basisband des Empfangsteils verwendet ist. Mit Hilfe die­ ses analogen signalangepaßten Filters lassen sich in ver­ gleichsweise zum Stand der Technik kürzerer Zeit die Korrelationen mit Autokorrelation für den zu erkennenden Code (und Kreuzkorrelation für alle sonstigen im Breit­ bandsignal enthaltenen Codes) ausführen und der gesuchte Code erkennen. Vorzugsweise ist dabei die Bandbreite des Signals so groß gemacht, daß sie gleich oder größer als der Reziprokwert der Bandbreite eines einzelnen Chips der Codefolge ist. Die Trennung der Kanäle wird hier einer­ seits durch einen hohen Korrelationsgewinn G = 10 log (T. B) (in dB) des analogen signalangepaßten Filters der Band­ breite B und Dauer T der Impulsantwort erzielt und ande­ rerseits durch das später genauer beschriebene Zeitinter­ vallverfahren.

Gegenüber dem bekannten digitalen Suchen mit Korrelation hat das erfindungsgemäß angewandte analoge Verfahren den Vorteil, daß mit einem Korrelationsprozeß gleich eine ganze Zeile zu einem bestimmten Zeitpunkt der Zeit- /Frequenzebene erfaßt wird, d. h. ein komprimierter Impuls entsteht.

Insbesondere ist es von Vorteil, für das Codesignal eine gechirpte Chip-Codefolge vorzusehen und dementsprechend ein gechirptes dispersives analoges signalangepaßtes Fil­ ter zu verwenden. Dies ergibt eine glattere Bandfilterkur­ ve mit weniger Seitenwellen (sidelobes).

Verwendet man ein zu übertragendes Informationssignal mit Bits entsprechend dem BOK-Code (Binary orthologenal keying-Code) mit "+1" und "-1" so sieht man in dem Empfangsteil zwei analoge signalangepaßte Filterfunktio­ nen, insbesondere zwei solche signalangepaßte Filterfunk­ tionen, insbesondere zwei solche Filter vor. Für das erfindungsgemäße Zeitschlitzverfahren ist ein signalange­ paßtes Filter jedoch nur für ein "+1"-Bit notwendig. Der Empfänger erkennt das "-1"-Bit durch Fehlen des kompri­ mierten Impulses. Es können auch noch mehrwertige, vonein­ ander phasenunterschiedliche Bits verwendet werden.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist auch im Sende­ teil des Systems ein gleiches angepaßtes Filter vorgese­ hen, nämlich zur Erzeugung der Chip-Codefolge. Dabei kön­ nen sich Empfangsteil und Sendeteil ein- und desselben Filters, zeitsequentiell umgeschaltet, bedienen.

Ein für die Erfindung zu verwendendes analoges signalange­ paßtes Filter kann eine angezapfte Verzögerungsleitung sein. Entsprechend dem konstruktiven Aufbau einer ange­ zapften Verzögerungsleitung läßt sich diese (nur) für einige einstellbar feste Chip-Codes verwenden, und zwar sowohl für die Detektion durch Korrelation als auch für die Codierung der Information. Eine beliebig programmier­ bare Verzögerungsleitung ist darüber hinaus auch dazu geeignet, beliebig veränderbaren Chip-Code vorzusehen. Dies ist insbesondere dann von Interesse, wenn das System Wechsel der Codierung vorsieht. Insbesondere können für die Erfindung sowohl im Empfangsteil als auch im Sendeteil als signalangepaßtes Filter Convolver verwendet werden, die von sich aus programmierbar sind. Dem Convolver werden von der einen Seite her das codierte Empfangssignal und von der anderen Seite her das jeweils relevante Codesignal zeitgespiegelt zugeführt.

Eine besonders vorteilhafte technische Lösung erhält man, wenn man (jeweils) eine Oberflächenwellenanordnung als analoges signalangepaßtes Filter verwendet. Solche Ober­ flächenwellenanordnungen gibt es als Matched-Filter, deren konstruktiver Aufbau mit Fingerstruktur und ggf Anzapfun­ gen einen oder entsprechend mehrere bestimmte Codes fest­ legt, und als Oberflächenwellen-Convolver, mit denen der Chip-Code programmierbar ist.

Für die Erfindung können aufgrund der besonderen Konzep­ tion, insbesondere erheblich große Bandbreite bzw. relativ kurze Signalimpulse zu verwenden bzw. verwenden zu können, relativ klein dimensionierte und daher wenig kostspielige Oberflächenwellenfilter verwendet werden.

Mit einem Empfangsteil nach der vorliegenden Erfindung läßt sich die Detektion eines übertragenen Signals mit der zugeordneten Chip-Codefolge mit geringstem Zeitaufwand detektieren. Man läßt das Signal über den Eingang des signalangepaßten Filters in dieses hereinlaufen und in dem Moment, in dem die Chip-Codefolge mit dem signalangepaßten Aufbau des Filters, bei einer Oberflächenwellenanordnungn mit der Fingerstruktur derselben, übereinstimmt, ergibt sich aus dem in der Frequenzebene sehr breitbandigen Empfangssignal der der Autokorrelation entsprechende, in der Zeitebene extrem kurze Signalimpuls. Dieser Signalim­ puls ist das chip-codierte Bitsignal desjenigen übertrage­ nen Eingangssignals, das als Informationssignal dieses Kanals im Frequenzband der für alle Kanäle übertragenen (und empfangenen) Informationssignale enthalten ist. Im Falle eines gechirpten Chip-Codes liefert das entsprechend gechirpte signalangepaßte Filter einen noch verbesserten Ausgangs-Signalimpuls und bewirkt durch eine weitere Ver­ kleinerung der zeitlichen Nebenimpulse gegenüber dem kom­ primierten Autokorrelationsimpuls weniger Störungen in Nachbarkanälen.

Im Rahmen der Erfindung sind weitere Ausgestaltungen mög­ lich. Eine solche Ausgestaltung besteht darin, in dem gan­ zen System neben den vielen Informationsübertragungskanä­ len auch noch einen für alle Kanäle gemeinsamen Synchroni­ sationssignalkanal vorzusehen. Dabei wird zusätzlich zu dem von der Sendesstation ausgesendeten Informationssignal stets ein Synchronisationssignal ausgesendet, das aus Signalisationsbits besteht, denen eine Chip-Codierung auf­ geprägt ist, die von allen Teilnehmerstationen detektiert werden kann, d. h. alle Teilnehmerstationen besitzen außerdem ein signalangepaßtes Filter, das an diese Chip- Codierung des Synchronisationssignals angepaßt ist. Es kann dies ein zusätzlich im Empfangsteil enthaltenes signalangepaßtes Filter sein. Ist im Empfangsteil ohnehin ein umschaltbares oder sogar ein programmierbares signalangepaßtes Filter enthalten, um auch Codierungsände­ rungen des Übertragunskanals zu ermöglichen, kann ein sol­ ches umschaltbares oder programmierbares angepaßtes Filter zeitweise auch auf den Chip-Code des Synchronisationska­ nals umgeschaltet werden. Da der Synchronisationskanal eine dauernde Bitfolge aussendet, kann die Synchronisation sämtlicher beteiligter Kanäle andauernd aufrechterhalten werden, nämlich auch dann, wenn ein Kanal nicht benutzt wird. Dies ist für die Erfindung insoweit von Bedeutung, als das CDMA-System, das der technologische Hintergrund der Erfindung ist, für die Detektion des Chip-Codes Syn­ chronisation erfordert, was erfindungsgemäß in einfacher Weise möglich ist. Diese Sychronisation macht bei der Her­ stellung und auch im Nachlauf (tracking) wesentlich klei­ nere Schwierigkeiten bzw. Genauigkeitsanforderungen als die beim Korrelator mit Multiplikation und nachfolgender Integration nötigen.

Dieser Synchronisationskanal kann insbesondere auch dazu verwendet werden, eine fortlaufende Kanalschätzung vorzu­ nehmen, und zwar ohne das Erfordernis eines schon oben erwähnten Rake-Empfängers, der sehr aufwendig ist. Der Synchronisationskanal kann damit auch mit Vorteil zur Leistungsregelung des Senders der Teilnehmerstation ver­ wendet werden. Je nach dem, wie sich der beim Teilnehmer empfangene Pegel des Synchronisationssignals ändert, ändert sich im Regelfall auch die Empfangsbedingung der Basisstation für das Sendesignal der Teilnehmerstation. Durch Nachregelung kann zum einen ein Empfang der Teilneh­ merstation mit andauernd etwa gleichem Pegel in der Basis­ station erzielt werden und außerdem auch vermieden werden, daß durch übergroße Sendeleistung der Teilnehmerstation örtlich benachbarte Teilnehmerstationen gestört werden.

Es ist oben bereits erwähnt worden, daß das bekannte CDMA- System mit relativ großer Bandbreite arbeitet und insbe­ sondere für die Erfindung vorzugsweise noch größere Band­ breite für noch weitergehende Verminderung der Bitfehler­ rate benutzt wird. Verglichen mit dem Fall, daß frequenz­ mäßig nebeneinanderliegende Bänder für mehrere gleichar­ tige Informationsübertragungssysteme vorgesehen sind, würde dies möglicherweise eine Einbuße an insgesamt zur Verfügung stehenden Kanälen mit sich bringen. Mit der Erfindung kann dieser denkbare Nachteil in einfacher Weise dadurch behoben werden, daß auf das Code-differenzierte Übertragungsverfahren mit chip-codierter Übertragung das Zeitmultiplex-Prinzip angewendet wird. D. h., daß in ein- und demselben Frequenzband ein n-faches der ansonsten vor­ gesehenen Kanäle vorgesehen sein können, indem man eine n­ fache Zeitmultiplex-Übertragung durchführt. Die Erfindung begünstigt dies durch die Besonderheit, daß die Übertra­ gung der Information durch die kurze Chip-Codeimpulse außerordentlich breitbandig ist, z. B. 300 KHz Daten- Bandbreite hat. Für die Übertragung von z. B. Sprache genügt aber ein kleiner Bruchteil solcher Bandbreite, so daß durch ein Zeitmultiplexen, vergleichbar dem oben beschriebenen TDMA-System, auf der Zeitachse zeitmultiplex noch eine Vielzahl von Kanälen untergebracht werden kön­ nen. Es findet somit eine zeitmultiplexe Mehrfachbelegung des breiten Frequenzbandes der codierten Signalübertragung statt. Ein erfindungsgemäß vorgesehenes analoges signalan­ gepaßtes Filter, insbesondere als Oberflächenwellenanord­ nung ausgeführt, ist in der Lage, in außerordentlich kur­ zer Zeitspanne die notwendige Korrelation des chip-codier­ ten Signals durchzuführen.

In einem jeweiligen Empfangsteil der Basis- und Teilneh­ merstationen kann also zur Erkennung einer gesuchten Code­ folge aus der Summe aller empfangenen Codefolgen ein signalangepaßtes Filter im Zwischenfrequenzband oder Basisband vorgesehen sein.

Das signalangepaßte Filter kann ein analoges oder ein ana­ loges dispersives Filter sein.

Pro Teilnehmerstation können mehrere Filterfunktionen vor­ gesehen sein, deren Anzahl höchstens gleich der Anzahl der verwendeten Codefolgen ist. Die Filterfunktionen können auch durch separate Filter und insbesondere durch entspre­ chend den Filtereigenschaften und dem synchronisierbaren Systemtakt umschaltbare oder programmierbare Filter reali­ siert sein.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung kann allen Übertragungskanälen ein Synchronisationskanal mit ihm zugeordneter eigener Codefolge, aus der das jeder Teilneh­ merstation eigene Zeitintervall abgeleitet wird, sowie mit einem dem Synchronisationskanal zugeordneten Signal ange­ paßten Filter vorgesehen sein.

Die Informationsdetektierung erfolgt in weiterer Ausge­ staltung der Erfindung durch Integration der Filteraus­ gangssignale während des jeweiligen Zeitintervalls.

In weiterer Ausgestaltung ist eine Synchronisationsnach­ regelung mittels einer Phasenregelschleife, deren Zeitkon­ stante groß gegen die Codefolgelänge des Synchronisations­ codes ist, vorgesehen.

Durch Überwachung einer Kenngröße des Ausgangssignals des Synchronisationskanalfilters kann eine Sendeleistungsrege­ lung insbesondere derart durchgeführt werden, daß die Empfangsleistung aller Teilnehmerstationen an einer Empfangsantenne der Basisstation gleich groß ist. Aus der Überwachung einer Kenngröße des Ausgangssignals des Syn­ chronisationssignalfilters können Echostrukturen der Über­ tragungskanäle ermittelt werden. Die Detektierung der Fil­ terausgangssignale des jeweiligen Übertragungskanals in den Teilnehmerstationen kann an die Echostrukturen ange­ paßt werden. Echostrukturänderungen können dabei von den Teilnehmerstationen zur Basisstation übertragen werden. Weiterhin kann die Detektierung der Filterausgangssignale des jeweiligen Übertragungskanals in der Basisstation an die Echostrukturen angepaßt werden.

Die signalangepaßten Filter können Oberflächenwellenfil­ teranordnungen, insbesondere Oberflächenwellen-Verzöge­ rungsleitungen in Form von angezapften Verzögerungsleitun­ gen oder programmierbaren angezapften Verzögerungsleitun­ gen oder programmierbare Oberflächenwellenkonvolver sein. Schließlich können die signalangepaßten Filter ein Tor- und/oder zwei Tor-Oberflächenwellenfilteranordnungen sein.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von in den Figuren der Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Zeitabhängigkeit von Signalamplitude und -phase eines mit einer Codierung und Frequenzmodulation versehenen Daten­ symbols und den komprimierten Impuls am Ausgang eines analogen signalangepaßten Filters;

Fig. 2 eine Ausführungsform eines signalangepaßten Fil­ ters zur Realisierung der Signalverläufe nach den Fig. 1a bis 1d;

Fig. 3 ein Zeitablaufschema des TCDMA-Systems.

Die Diagramme nach den Fig. 1a bis 1d zeigen die Zeit­ abhängigkeit einer einem Code zugeordneten Signalform in Form eines Spread Spectrum Signals und deren Impulsantwort am Ausgang eines dieser Signalform angepaßten Filter, das nachfolgend auch als Matched Filter, kurz MF, bezeichnet wird. Mit A(t) ist eine anzustrebende Signalamplitude, die vom t = 0 bis t = T_p (T_p bedeutet die zeitliche Länge der Signalform) an das MF angelegt wird und nach einer kon­ struktiv bedingten weiteren Verzögerungszeit T_v am Ausgang des MF den auf etwa 1/B komprimierten Impuls ergibt, des­ sen Amplitude um etwa den Faktor √ BT_p (B = Bandbreite des Spread Spectrum Signals) größer als der zeitliche Signal­ mittelwert am Ausgang des MF ist. So wird in TCDMA-Syste­ men der einer Funkverbindung zugeordnete Signalcode um dem Korrelationsgewinn G = 10 log (BT) [dB] aus den gleichzei­ tig vorhandenen anderen Signalen herausgehoben, die am Ausgang des MF entsprechend ihren Kreuzkorrelationssigna­ len einen diffusen Untergrund der Autokorrelationsspitze bilden.

Die Zeitabhängigkeit einer Phase ϕ(t) des Signales setzt sich aus schnellen Phasenänderungen ϕ(t) - ϕ_o(t) der ein­ zelnen Chips des Codes (Fig. 1b und 1d), die wie bei bekannten CDMA-Systemen dem Code folgen (hier: π -o- π . . . in Fig. 1b; und (2 π/3 - 4 π/3 -o- 2 π/3 - 4 π/3 . . . in Fig. 1d) und einer mit analogen MF realisierbaren langsa­ men Phasenändeurng ϕ_o(t) (Fig. 1c) zusammen. Dabei kann ϕ_o(t) eine lineare Veränderung der Augenblicksfrequenz (linear chirp bzw. lineare Frequenzmodulation) oder auch eine nichtlineare Frequenzmodulation bewirken. Mit Hilfe von ϕ_o(t) kann im ganzen vorgegebenen Frequenzband B ein Spektrum konstanter Amplitude angenähert werden (siehe dazu beispielsweise Arch. Electron. + Übertragungstechn. 1983, Vol. 37, No. 5-6, Seiten 191-198). Die ternäre Codie­ rung gemäß Fig. 1d ist mit analogen MF wesentlich einfa­ cher herstellbar als mit binären Logikschaltungen und bringt gegenüber den bekannten binären Codes den Vorteil einer größeren Codevielfalt und einer besseren Ausnützung des Frequenzbandes, bedingt durch die kleineren maximalen Phasensprünge (120° anstelle von 180°).

Bei bekannten CDMA-Systemen bewirkt die einzig vorhandene schnelle Direct Sequence Modulation eine (sinf)/f-Form des Amplitudenspectrums und ermöglicht keine erfindungsgemäße angenäherte Rechteckform, die eine kleinere Bitfehlerwahr­ scheinlichkeit ergibt.

Zur Herstellung von signalangepaßten Filtern, die an Signale der obengenannten Art angepaßt sind, (d. h. ihre Impulsantwort ist zeitreziprok zum Signal), kommt heute in erster Linie die OFW-Technik, aber auch schnelle Charge- Coupled Devices (CCD) und Acoustic Charge Transport (ACT)- Bauelemente in Frage. Es ist auch zu erwarten, daß durch die Integration analoger und ditialer Schaltungen auf einem Silizium- oder Galliumarsenidsubstrat analoge MF mit dem in Fig. 1 beschriebenen Eigenschaften herstellbar werden. Alle analogen MF sind gegen deterministische Stö­ rung (z. B. Sinussignale) unempfindlicher als abtastende Korrelatoren, die in bekannten CDMA Systemen angewendet werden.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform einer signalangepaßten Filteranordnung (Matched Filter-Anordnung) zur Realisie­ rung der oben erläuterten Signalverläufe nach den Fig. 1a bis 1d. Diese Filteranordnung enthält zwei MF 10 und ein MF' 11 sowie eine Taktsteuerstufe (Sync.) 12 zur Syn­ chronisation der MF 10, 11 sowie weiterer noch zu beschreibender Elemente dieser Anordnung. Das MF bzw. MF' 10, 11 besitzt vier bzw. zwei Anschlüsse 1 bis 4 bzw. 1 und 2.

Das MF 10 wird von einem Eingang 13 über einen Verstärker 15 und einen Schalter 18 mit einem Zwischenfrequenzsignal IF angesteuert. Entsprechend wird das MF' 11 von einem Eingang 14 über einen Verstärker 16 und einen Schalter 19 mit dem Zwischenfrequenzsignal angesteuert. Die Taktsyn­ chronstufe 12 wird an einem Eingang 17 von einem Synchro­ nisiercode C_s oder dem Takt einer Basisstation angesteu­ ert. Die Stufe 12 steuert ihrerseits das Öffnen und Schließen der Schalter 18 und 19 sowie weiterer Schalter 20 und 21 am jeweiligen Ausgang der MF bzw. MF' 10, 11. Über die beiden Schalter 20 und 21 sowie Verstärker 22 und 23 werden die Ausgangsdaten auf Datenausgänge 24 und 25 gegeben.

Wie Fig. 2 zeigt, ist das MF 10 als Zweitorfilter und das MF' 11 als Eintorfilter dargestellt. Es wird hier also die Schaltung sowohl für zweitorige signalangepaßte Filter mit vier Anschlüssen 1 bis 4 sowie für verlustarme eintorige Filter mit Anschlüssen 1 und 2 gezeigt.

Die Wirkungsweise der vorstehend beschriebenen signalange­ paßten Filteranordnung ist die folgende:

Ein am Eingang 17 der Stufe 12 eingespeister Synchroni­ siercode bzw. ein Takt von einer Basisstation taktet die Stufe 12, wodurch die Schalter in dem dem Teilnehmer zuge­ ordneten Zeitschema geschlossen werden. Die Schalter 18 und 19 auf der Eingangsseite sind während der Zeit T_p nach den Fig. 1a bis 1d geschlossen. Etwa um die Signal­ laufzeit T_v nach den Fig. 1a und 3c nach dem Öffnen der Schalter 18 und 19 auf der Eingangsseite verzögert werden die Schalter 20 und 21 auf der Ausgangsseite während einer Fensterzeit F nach Fig. 1a, 3c und 3d geschlossen. Die Anordnung ist zur Synchronisation und den Nachlauf auch für einen Synchronisations- und Signalisiercode entspre­ chend verwendbar. Allerdings muß dabei der Schalter 19 auf der Eingangsseite für das Eintorfilter 11 während der Fen­ sterzeit F öffnen.

Fig. 2 zeigt, wie zweitorige MF 10 einerseits und einto­ rige MF' 11 andererseits in dem hier in Rede stehendem Informationsübertragungssystem verwendet werden können. Es ist jedoch ebenso möglich nur zweitorige oder nur einto­ rige Filter zu verwenden.

Fig. 3 zeigt das Zeitablaufschema des erfindungsgemäßen TCDMA-Systems. In Fig. 3a wird für Funkzellen mit kleinem Durchmesser (d. h. Signallaufzeiten Basis-Teilnehmer typisch kleiner als 0,2 µs) ein zwischen Uplink und Down­ link abwechselndes Sendeschema im gleichen Frequenzband B dargestellt. Eine Funkzelle ist dabei der räumliche Bereich, den eine Basisstation abdeckt. Weiterhin wird überlicherweise mit "Uplink" eine Übertragung von einer Teilnehmerstation zur Basisstation und mit "Downlink" eine Übertragung von der Basisstation zu einer Teilnehmer­ station bezeichnet. In Fig. 3a ist die Funkzelle für den Uplink-Betrieb kurz mit UP und die Funkzelle für den Down­ link-Betrieb mit DOWN bezeichnet. Die entsprechenden Codes sind mit C_iU bzw. C_iD bezeichnet. t_U und t_D ist jeweils der Zeitanteil innerhalb einer Datenperiode T_D, die für die Uplink- bzw. Downlink-Übertragung reserviert wird. Der Kehrwert der Datenperiode T_D ist die Datenrate. Beispiels­ weise reicht heute mit geeigneten Vocoderverfahren T_D ^-1 = 10 kHz für Sprachübertragung aus, d. h. T_D = 100 µs.

Fig. 3b zeigt den Fall, daß durch lange und verschiedene Signallaufzeiten (z. B. bei Satellitennetzen) das Wechsel­ spiel zwischen Basis und Teilnehmer verzögert wird. Hier sind zwei verschiedene Frequenzbänder für Uplink und Down­ link vorzusehen. Gegenüber Fig. 2a steht also dem Uplink- Verkehr hier die doppelte Zeit (T_D statt T_D/2), dafür aber nur die halbe Bandbreite zur Verfügung. In der Kapazität ergibt das keine Änderung, auch Synchronisierung und Nach­ regelung erfolgt genauso, aber das Management der den Teilnehmern von der Basisstation zugeordneten Zeitinter­ valle wird komplizierter. Deshalb wird in Fig. 3c und Fig. 3d nur das Ablaufschema nach Fig. 3a vorausgesetzt.

In Fig. 3c wird das Zeitintervall- und Codeschema (Code im Sinne von Symbol bzw. Signal nach Fig. 1) im Uplink- Betrieb dargestellt: Die Basisstation ordnet über den mit einem Code C_S modulierten Signalisierungs- und Synchroni­ sierungskanal jedem Teilnehmer einen Code aus seinem Code­ vorrat, ein Zeitintervall (z. B. TN_n1) und die zu verwen­ dende Sendeleistung zu. Soll für alle Teilnehmer die glei­ che Bitfehlerrate herrschen, dann müssen alle Teilnehmer ihre Uplink-Sendeleistung so einstellen, daß sie von der Basisstation mit dem gleichen Spannungspegel empfangen werden. Dann überwiegt kein Signal (z. B. TN_n1', TN_m1', . . .) und jeder Code wird aus einem gleichen mittleren Kreuzkor­ relationsstörhintergrund durch das MF herausgehoben. Auf­ grund der Sende-Empfangsreziprozität kann jeder Teilnehmer die Regelgröße für seine Sendeleistung aus der Messung des Empfangspegels des Downlink Signalisierungssignals C_S gewinnen.

Während der Signaldauer T_p sendet TN_n1 und gleichzeitig wird der Eingang des ihm zugeordneten MF TN_n1 gemäß Fig. 3c in der Basisstation geöffnet. Die Signallaufzeit ist vernachlässigbar kurz. Der Ausgang des MF TN_n1 in der Basisstation wird erst danach (nach der Verzögerungszeit T_V) (siehe Fig. 1e und 3c) während eines kurzen Zeitin­ tervalles (schraffiertes Fenster F_n1) geöffnet. Das Fen­ ster ist gerade so lang und so gestaltet, daß alle wesent­ lichen Echos der Impulsantwort des Funkkanales, die gemäß Fig. 1 aus einem 1-Datenbit entsteht, selektiv erfaßt sind. Das ist der erfindungsgemäß einfache Ersatz des kom­ plizierten RAKE-Empfängers im bekannten CDMA-System.

Eine Weiterentwicklung in Form einer für den Funkkanal adaptierten Detektion im TCDMA-System wird weiter unten beschrieben.

In Fig. 3d wird das Sendeschema der Basisstation, d. h. der Downlink-Verkehr dargestellt. Als ständige Abfrage- und Steuerungsverbindung zu allen Teilnehmern ist der mit C_S modulierte Signalisierungs- und Synchronisierungskanal ständig in Funktion. Bei jedem Teilnehmer befindet sich ein MF für C_S, das zumindest im Abstand von einigen Sekun­ den so lange eingeschaltet werden muß, daß feststellbar ist, ob ein Anruf für den betreffenden Teilnehmer vor­ liegt. Will aber z. B. der Teilnehmer selbst aktiv rufen, so empfängt er zunächst C_S, wird synchronisiert und ruft in einem freien Zeitintervall. Dann wird er von der Basis informiert, mit welchem Code und in welchem Zeitintervall (z. B. TN_m1) seine Uplink-Übertragung möglich ist. Mit TN_m1 wird der Basisstation zunächst die angewählte Telefonnum­ mer mitgeteilt. Die Rückmeldung des Rufsignales durch die Basis erfolgt durch z. B. ein Signal TN_q1 für den Teilneh­ mer TN_m1, der den ihm zugeordneten Code und Zeitintervall TN_q1 durch Beobachtung der C_S-Signalisierung erfahren hat. Dabei wird vorausgesetzt, daß die nur im Zeitabschnitt des Downlink (T_D/2) + ΔT bis T_D) von der Basisstation über C_S ausgestrahlte Synchronisierung von allen Teilnehmern durch eine Phasenregelschleife (PLL) auch im Uplink-Intervall (0 bis T_D/2) aufrecht erhalten wird. Dies ist mit einer Halte-Zeitkonstante der PLL erreichbar, die wesentlich länger als T_D ist.

Von jedem aktiven Teilnehmer wird jedes 1-Signalisierungs­ bit C_S korrelativ empfangen, da das C_S-MF ständig einge­ schaltet ist. Am Ausgang dieses Filters tritt also beim Teilnehmer TN_mi die aus allen Echos zusammengesetzte Im­ pulsantwort I_mi des Funkkanals nach jedem 1-Signalisie­ rungsbit auf. Aus den empfangenen Signalbits kann nicht nur, wie oben beschrieben, die Synchronisierung der PLL und die Leistungsregelung der Teilnehmer-Uplink-Sende­ leistung abgeleitet werden, sondern aus der Form von I_mi auch eine korrelative, an I_mi adaptiv angepaßte Signal­ detektion während des Detektionsfensters F_mi.

Der Basisstation kann die Form von I_mi über eine Daten­ folge vom jeweiligen Teilnehmer TN_mi mitgeteilt werden, so daß auch in der Basisstation ein an I_mi adaptiv angepaßtes korrelatives Detektionsfenster vorgesehen werden kann. Das I_mi adaptiv angepaßte Detektionsfenster bringt einen erhöhten Schaltungsaufwand im Basisband, mit dem jedoch eine wesentlich kleinere Bitfehlerrate gegenüber einer einfachen Energiemittelung über das Fenster erzielt wird. Besonders kann damit der Schwellwert des 1-Datenbit gegen­ über dem 0-Datenbit (kein an MF angepaßtes Codesingal liegt vor) schärfer eingestellt werden.

Im Downlink-Betrieb (Fig. 3a) kann für die Datenübertra­ gung aller Teilnehmer derselbe Code Verwendung finden, wenn dieser so in den versetzten Codefolgen D_p, C_q . . . gegeneinander versetzt wird, daß die Kreuzkorrelation mit den versetzten Codes Null ergibt. Dies ist nur im Downlink (Fig. 3d) möglich, da hier in der Basis exakte Synchroni­ sation aller Chips herrscht. Im Uplink ist dies für die verschiedenen Teilnehmer mit verschiedenen Funkübertra­ gungskanälen nicht erreichbar. Hier müssen unterschiedli­ che Codes C_n, C_m . . . verwendet werden, für die in der Basis analoge MF vorgesehen sind, die aber bei den Teilnehmern mit Hilfe des Synchronsignales digital erzeugt werden kön­ nen.

Zur Konkretisierung des in Fig. 3 angegebenen Zeit­ schlitzschemas sei ein Zahlenbeispiel für ein Schnurloste­ lefon-TCDMA-System angeführt. Für das MF nach Fig. 1 wird T_p = 3 µs und B = 33 MHz angenommen, womit ein Korrela­ tionsgewinn von G = 100 oder 20 dB vorliegt. In Simulatio­ nen wurde ermittelt, daß damit in einem Codemultiplex von bis zu 50 ständig parallel vorhandenen Codes eine einzelne Verbindung mit einer für Sprachübertragung ausreichenden BER herstellbar ist. Da für alle Teilnehmer ein Sprach-Ak­ tivitätsfaktor von 0,5 anzunehmen ist, sollten in diesem System 100 verschiedene Codes C_n, C_m . . . im Uplink vorgese­ hen werden. Wegen der zeitlichen Versetzung von Up- und Downlink könnte auch im Downlink einer oder mehrere dieser Codes Verwendung finden.

Wenn eine Datenrate von T_D ^-1 = 10 kHz ausreicht, dann ste­ hen für Up- und Downlink je 50 µs zur Verfügung. 16 TCDMA Teilnehmer, die den gleichen Code (z. B. C_n) verwenden, brauchen 48 µs, so daß 2 µs für Auswertung (Zeitintervalle) und Umschaltung übrig bleiben. Um eine gegenseitige Beein­ flussung zu vermeiden, werden die Zeitintervalle für ver­ schiedene Codes nicht gleichzeitig geöffnet, d. h. die Codes sind zeitversetzt (Fig. 3c und Fig. 3d). Damit können z. T. nur 15 Teilnehmer denselben Code verwenden. Mit 100 verschiedenen Codes kommt man damit auf eine Kapa­ zität von etwa 1500 gleichzeitig telefonierenden Teilneh­ mern pro Zelle.

Diese große Kapazität wird nur in Sonderfällen ausgenützt werden. Viel häufiger wird man mit etwa 100 gleichzeitig telefonierenden Teilnehmern auskommen, d. h. mit einer mittleren Aktivität von 20%, (während der Arbeitszeit) mit insgesamt 500 Teilnemern pro Zelle.

Dafür ist die Basisstation mit etwa 10 verschiedenen MF für verschiedene Codes, d. h. 150 gleichzeitig möglichen Verbindungen mit ausreichender Reserve ausgestattet. Da pro Code 2 MF nötig sind, die abwechselnd den MF-Eingang und danach das Zeitintervall für den Ausgang öffnen (jedes MF detektiert jeden zweiten Teilnehmer), sind 20 MF für die Basisstation nötig. Die Teilnehmerstation braucht außer dem stets nötigen Signalisierungs-MF für C_S je nach der Codeorganisation des Downlinks 1 bis 10 MF. In der Praxis werden 1-3 MF ausreichen, um einen freien Code im TCDMA-System immer zu erhalten. Werden pro Zelle nicht mehr als 15-16 MF desselben Codes vergeben, so können die damit ausgerüsteten 15-16 privilegierten Teilnehmer immer telefonieren. Auch auf eine beispielsweise mit einem pro­ grammierten elastischen Convolver oder schaltbaren MF aus­ gestattete Teilnehmerstation trifft dies zu.

Claims (23)

1. CDMA-Informationsübertragungssystem mit einer Basisstation und einer Vielzahl von Teilnehmerstationen, in dem Informa­ tion von der Basisstation zu den Teilnehmerstationen und von den Teilnehmerstationen zur Basisstation mittels eines Breit­ bandsignals übertragen wird und in dem das Breitbandsignal eine Vielzahl von Übertragungskanälen enthält, die durch unterschiedliche Codefolgen unterscheidbar sind, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Teilnehmerstation ein eigenes Zeitintervall in dem durch ihre Codefolge festgelegten Übertragungskanal zugeordnet ist.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in einem jeweiligen Empfangsteil der Basis- und Teilnehmer­ stationen zur Erkennung einer gesuchten Codefolge aus der Summe aller empfangenen Codefolgen ein signalangepaßtes Filter im Zwischenfrequenzband oder Basisband vorgesehen ist.

3. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das signalangepaßte Filter ein analoges Filter ist.

4. System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das signalangepaßte Filter ein analoges dispersives Filter ist.

5. System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß pro Teilnehmerstation mehrere Filter­ funktionen vorgesehen sind, deren Anzahl kleiner als die Anzahl der verwendeten Codefolgen ist.

6. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterfunktionen durch separate Filter realisiert sind.

7. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterfunktionen durch entsprechend den Filtereigenschaf­ ten und dem synchronisierbaren Systemtakt umschaltbare Filter realisiert sind.

8. System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterfunktionen durch programmierbare Filter realisiert sind.

9. System nach einem der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch einen allen Übertragungskanälen zugeordnetem Synchro­ nisationskanal mit ihm zugeordneter eigener Codefolge, aus der das jeder Teilnahmerstation eigene Zeitintervall abgeleitet wird, sowie mit einem dem Synchronisationskanal zugeordneten signalangepaßten Filter.

10. System nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Informationsdetektierung durch Integration der Filterausgangssignale während des jewei­ ligen Zeitintervalls erfolgt.

11. System nach einem der Ansprüche 1 bis 10, gekennzeich­ net durch eine Synchronisationsnachregelung mittels einer Phasenregelschleife, deren Haltezeit groß gegen die Code­ folgelänge des Synchronisationscodes ist.

12. System nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß durch Überwachung einer Kenngröße des Ausgangssignals des Synchronisationssignalfilters eine Sendeleistungsregelung durchgeführt wird.

13. System nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Sendeleistungsregelung derart erfolgt, daß die Emp­ fangsleistung aller Teilnehmerstationen an einer Empfangs­ antenne der Basisstation gleich groß ist.

14. System nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Überwachung einer Kenngröße des Ausgangssignals des Synchronisationssignalfilters Echostrukturen der Übertragungskanäle ermittelt werden.

15. System nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektierung der Filterausgangssignale des jeweiligen Übertragungskanals in den Teilnehmerstationen an die Echo­ strukturen angepaßt ist.

16. System nach Anspruch 14 und 15, dadurch gekennzeich­ net, daß Echostrukturänderungen von den Teilnehmerstatio­ nen zur Basisstation übertragen werden.

17. System nach Anspruch 14 und 16, dadurch gekennzeich­ net, daß die Detektierung der Filterausgangssignale des jeweiligen Übertragungskanals der Basisstation an die Echostrukturen angepaßt ist.

18. System nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß die signalangepaßten Filter Oberflä­ chenwellenfilteranordnungen sind.

19. System nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberflächenwellenfilteranordnungen Oberflächenwellen- Verzögerungsleitungen sind.

20. System nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberflächenwellen-Verzögerungsleitungen angezapfte Verzögerungsleitungen sind.

21. System nach Anspruch 19 und 20, dadurch gekennzeich­ net, daß die Oberflächenwellen-Verzögerungsleitungen pro­ grammierbare angezapfte Verzögerungsleitungen sind.

22. System nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Oberflächenwellenfilteranordnungen programmierbare Oberflächenwellenconvolver sind.

23. System nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die signalangepaßten Filter Eintor-Oberflächenwellenfil­ teranordnungen sind.