DE60124588T2

DE60124588T2 - Hybride spreizband-technik zur erweiterung der kanalkapazität

Info

Publication number: DE60124588T2
Application number: DE60124588T
Authority: DE
Inventors: B. William Camas DRESS; F. Stephen Loudon SMITH; R. Michael Corryton MOORE
Original assignee: UT Battelle LLC
Current assignee: UT Battelle LLC
Priority date: 2000-09-27
Filing date: 2001-09-26
Publication date: 2007-09-20
Anticipated expiration: 2021-09-27
Also published as: ATE345612T1; WO2002027992A3; MXPA03002638A; DE60124588D1; AU2001294864B2; ES2276833T3; US7092440B1; EP1352489B1; EP1352489A2; WO2002027992A2; AU9486401A

Description

Die Erfindung erfolgte mit Unterstützung des Energieministeriums der US-Bundesregierung aus einem Vertrag mit der Fa. UT-Battelle, LLC. Den Vereinigten Staaten von Amerika stehen bestimmte Rechte an dieser Erfindung zu.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein das Gebiet der Nachrichtenübertragung. Insbesondere betrifft sie Spreizband-Übertragungsverfahren.
2. Verwandte Technik
Bei Standard-DSSS-Verfahren ("direct-sequence spread-spectrum") senkt jede Verdopplung der Anzahl der Nutzer eines gegebenen Frequenzkanals in Folge von Code-Interferenzen die Zuverlässigkeit um 3 dB. In typischen DSSS-Systemen basiert der Trägerabstand auf der Chip-Rate, wie sie in den folgenden Patent-Zusammenfassungen diskutiert ist. Ein Verfahren zur Nutzung der orthogonalen Frequenzbeabstandung zum Verbessern des Übertragungswirkungsgrads ist in dem US-Patent 5 623 487 (Natali) mit dem Titel "Doubly orthogonal code and frequency multiple access communication system" diskutiert. Dort sind mit orthogonaler Code-Teilung und Mehrfachzugriff arbeitende Funküber tragungsysteme (OCDMA-Systeme) mit mindestens einer Basisstation und mehreren abgesetzten Teilnehmer-Endgeräten diskutiert, wobei ein Verfahren zur Verringerung der Empfindlichkeit der OCDMA-Technik gegenüber Zugangsstörungen in Folge von Zeitbasisfehlern und der Spreizung von Mehrweg-Verzögerungen folgende Schritte aufweist: (1) Verkleinern der Menge der orthogonalen Signale auf einem einzigen Träger und (2) Bereitstellen zusätzlicher Träger mit orthogonalem Frequenzabstand zum Erhöhen der Teilnehmerkapazität. In der genannten Druckschrift basiert der orthogonale Frequenzabstand auf der Spreizband-Chiprate, wie in folgenden [übersetzten] Auszug diskutiert: "Die modulierte Trägerfrequenz wird aus den N Frequenzen ausgewählt, die über ein Radamacher-Walsh-(RW)-Chipinteivall orthgonal sind, d.h. die Frequenzen sind um die RW-Chiprate beabstandet. Zum Senden wird das Verbundsignal in das geeignete Frequenzband hochgemischt." Das US-Patent 5 521 937 (Kondo u.a.) mit dem Titel "Multicarrier direct sequence spread spectrum system und method" offenbart einen orthogonalen Frequenzabstand basierend auf der Chiprate, wie im folgenden Auszug diskutiert: "Die M Träger sind orthogonal zueinander angelegt. Es gilt also:
wobei T die Bitdauer und ω_i, ω_j verschiedene Trägerfrequenzen für i ≠ j sind. Orthogonalität wird erreicht durch Wahl von ωi = m(π/T) + (i – 1)n(4π/T) = m(π/T) + (i – 1)(4π/Tc) (Gl. 2)wobei m eine ganze Zahl, m die Anzahl der Chips pro Bit (d.h. die Geschwindigkeit, mit der die Bits des Datensignals d(t) zu Chips unterteilt werden) und T_c die Chipdauer sind."
Eine andere Technik, die mit Chipraten-Frequenzabstand arbeitet, um Orthogonalität zu erreichen, ist in dem US-Patent 5 274 665 (Schilling) mit dem Titel "Polyopoly overlapping spread spectrum communication system und method" offenbart, dessen Inhalt für alle Zwecke ausdrücklich als Teil der vorliegenden Anmeldung gelten soll. Die genannte Druckschrift diskutiert ein System, wie es im folgenden Auszug diskutiert ist: "Das Trägersignal des zweiten wird gegenüber dem des ersten Senders um die Chiprate der Nachricht-Chipcode-Signale frequenzversetzt. Das Trägersignal des dritten ist von dem des ersten Senders um die doppelte Chiprate der Nachricht-Chipcode-Signale frequenzversetzt, usw.".
Ein Problem bei diesen Verfahren sind die Nutzerstörungen in Folge einer Kanalüberbelegung. Das Problem verschärft sich mit steigender Anzahl der Nutzer.
Moderne Spreizband-Übertragungssysteme – sowohl CDMA und FDMA – erreichen in bevölkerten Stadtgebieten die Grenzen der Nutzersättigung. Die üblichen Lösungen – Zuteilung von größerer Bandbreite mit zahlreichen Standards und Frequenzkanälen – sind für den Verkäufer durch den Hardware-Aufwand und die zunehmende Anzahl spezialisierter Kundengeräte unattraktiv. Als Beispiel betrachte man das häufig für lizenzfreie Übertragungen verwendete ISM-Band (gewerbliche, wissenschaftliche und medizinische Nutzung) von 902 MHz bis 928 MHz, das US-amerikanische Standard-Mobiltelefonband IS-95 von 824 MHz bis 849 MHz (Senden) und 869 MHz bis 894 MHz (Empfang) oder die PCS-Bänder von 1850 MHz bis 1910 MHz (Senden) und 1930 MHz bis 1990 MHz (Empfang). Ein typischer ISM-Verkäufer wird für DSSS- oder Frequenzsprung-Spreizband-(FHSS)-CDMA-Kanäle einen 915-MHz-Träger wählen. Dabei wird jedem Nutzer ein Pseudozufallscode zugeteilt derart, dass bei (wenigen) auf dem gleichen Träger aktiven Nutzern kaum eine Wahrscheinlichkeit gegenseitiger Störungen besteht. Der Code selbst ist eindeutig dekodierbar, so dass man (üblicherweise) eine effektive und störungsfreie Übertragung digitaler Informationen mit den Baud-Raten erhält, die man für eine qualitativ hochwertige Sprachübertragung braucht.
Da diese Codes zufallsverteilt zu sein scheinen, stören sie einander als Zufallsrauschen. Senden zwei Nutzer mit der gleichen Leistung (vom Empfänger gesehen) unter Nutzung eines der gleichen Signale oder Codes, nimmt die Fähigkeit zur fehlerfreien Dekodierung des Sollsignals um 3 dB ab. Verdoppelt man die Anzahl der Störer auf zwei (drei Sendungen auf dem gleichen Kanal), verringert sich der effektive Störabstand um 6 dB. Für jede Verdopplung der Nutzer, die rauschartige Zufallssignale erzeugen, nimmt, was die Dekodierung eines bestimmten Signals betrifft, die Fähigkeit des Dekodierens und Verwendens des gewünschten Signals um zusätzliche 3 dB ab.
Eine vereinfachende Lösung des Problems liegt in der Zuweisung eines neuen Frequenzkanals, wenn der vorige seine Kapazität – definiert durch ein bestimmtes Niveau der gegenseitigen Teilnehmerstörungen – erreicht hat. Die Nachteile dieses vereinfachenden Ansatzes sind zweifach: (1) die Zuweisung muss mit vorhandenen Diensten koordiniert werden und (2) das jeweilige Band füllt sich schnell; bspw. kann das 915-MHz-ISM-Band bei einer Chiprate von 1 MHz nur 14 derartige Kanäle aufnehmen.
Andere Lösungen zur Entlastung sind seit Jahren bekannt und in Texten wie Dixon⁽¹⁾ und Peterson⁽²⁾ unter der Rubrik "Hybrid Methods" diskutiert. Der zentrale Gedanke dieser Lösungen ist, zwischen den DSSS-Kanälen frequenzzuspringen. Die Standarddiskussion hybrider FDMA/CDMA-Systeme erfolgt unter dem Gesichtspunkt des Verarbeitungsgewinns. Verschiedene Autoren haben richtig und wiederholt darauf hingewiesen, dass die Zunahme des Verarbei tungsgewinns, die mit solchen Hydridsystemen zu erwarten ist, im typischen Fall etwa 3 dB beträgt.
Was in den Diskussionen im Stand der Technik, die von einer vorbestimmten Anzahl von Nutzern und Frequenzsprungkanälen ausgehen, fehlt, ist ein Verfahren, das eine probabilistische oder deterministische Zunahme der Anzahl der Nutzer auf eine Standardbandbreite (bspw. Bits/s/Hz normalisiert) zulässt. Was daher nötig ist, ist ein Ansatz, der eine Zunahme der Anzahl der normalisierten Nutzer zulässt.
Was ebenfalls in diesen Diskussionen im Stand der Technik fehlt, sind Verfahren zum Optimieren der Auslastung oder Egalisieren der Nutzer über mehrere, dicht beabstandete Frequenzkanäle im zugewiesenen Band. Was daher nötig ist, ist ein Ansatz zur Optimierung der Auslastung oder zu einer Gleichverteilung der Nutzer über mehrere, dicht beabstandete Frequenzkanäle im zugewiesenen Band.
Bisher sind die Forderungen zur Aufnahme einer zunehmenden Anzahl von normalisierten Nutzern und zum Optimieren der Nutzerauslastung über mehrere, dicht beabstandete Frequenzkanäle nicht vollständig erfüllt worden. Es ist also eine Lösung für diese beiden Forderungen nötig.
Der Aufsatz von Jung-Yeol Oh u.a., "The bandwidth efficiency increasing method of multi-carrier CDMA and its performance evaluation in comparison with DS-CDMA- and RAKE-Receivers" in Vehicular Technology Conference 1999, IEEE 49th Houston, TX, USA, 16.-20. Mai 1999, Piscata Way, NJ, USA, IEEE, US, 16. Mai 1999, S. 561-565, offenbart eine Methodologie zum Steigern der Bandbreiteneftizienz eines Vielträger-CDMA-(MC-CDMA)-Systems [mittels inverser schneller Fourier-Transformation (IFFT) der Trägerfrequenzmenge). Dies erfolgt durch Senden nur der Hälfte der Basisband-Datensignale und dann einer Rekonstruktion aller Basisbandsignale im MC-CDMA-Empfänger durch Auswerten der fundamentalen Symmetrieeigenschaft des komplexen IFFT-Prozesses (d.h. gradzahlige Funktionssymmetrie im Real- und ungradzahlige Funktionssymmetrie im Imaginärteil). Da nur die Hälfte der Basisband-Datensymbole gesendet wird, erhält man eine größere Bandbreiteneffizienz (vergl. S. 561, Abschn. I, zweite Spalte).
Der Aufsatz von Li Enija u.a.: "The Study of FH/MCFD/SSMA/DPSK wireless communications systems" in Proceedings of the International Conference on Communication Technology 1998, S. 18-6-1 bis 18-6-5, offenbart OFDM-Techniken in Verbindung mit einem Frequenzsprungverfahren, bei dem eine Pseudozufallsfolge einer Gruppe von OFDM-Trägern ausgewählt wird, die den Datenstrom eines gegebenen Nutzers führen. Die Nutzung der differentiellen Phasenumtastung bei Enjia u.a. ist herkömmlich und stellt die Norm dar, wenn die Phase im Übertragungskanal im wesentlichen zufallsverteilt ist. Um eine relativ leichte Synchronisierung im Empfänger zu erreichen, erlaubt das DPSK-Format eine differentielle Trägerphasen-Demodulation mittels sukzessiven bitweisen Phasenvergleichs; der differentielle Kodier-/Dekodier-Prozess löst auch (+/-)-Phasenmehrdeutigkeiten im HF-Kanal auf.
Nach einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein Verfahren der Signalübertragung das Bereitstellen eines DSSS-Übertragungssystems auf, das eine Anzahl von Nutzern durch Anwenden einer Vielzahl dicht beabstandeter orthogonaler Träger steigert, die einander überlappende Spektren erzeugen, und das gekennzeichnet ist durch Überlappen eines ersten und eines zweiten DSSS-Signals mit den Trägerfrequenzen ω₁ und ω₂, Spreizcodes PN₁ und PN2 mit einer Chipdauer T_c und Nutzsignalen m₁ und m₂ mit einer Bitzeit T_b, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chipdauer ist, wobei die Trägerfrequenzen jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate 1/T_b und relativ zur Bitrate oder einem ganzzahligen Vielfachen derselben orthogonal beabstandet sind, so dass
gilt, wobei T_x auf T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches von T_b gesetzt ist.
Nach einem zweiten Aspekt der Erfindung weist ein Computerprogramm-Produkt Computerprogramm-Einrichtungen auf, die, wenn in Verbindung mit Signalübertragungseinrichtungen eingesetzt, ein DSSS-Übertragungssystem bereit stellen, das die Anzahl der Nutzer durch Anwenden einer Vielzahl dicht beabstandeter orthogonaler Träger erhöht, die überlappende Spektren erzeugen, und die dadurch gekennzeichnet sind, dass, wenn man die Programmeinrichtungen auf einem Computer laufen lässt, der Teil der Signalübertragungseinrichtung ist, ein erstes und ein zweites DSSS-Signal überlappt werden, wobei die Signale Trägerfrequenzen ω₁ und ω₂, Spreizcodes PN₁ und PN₂ mit einer Chipzeit T_c und Nutzsignalen m₁ und m₂ mit einer Bitzeit T_b, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chipdauer ist, aufweisen, wobei die Trägerfrequenzen jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate 1/T_b und relativ zur Bitrate oder einem ganzzahligen Vielfachen derselben orthogonal beabstandet sind, so dass
gilt, wobei T_x auf T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches von T_b gesetzt ist.
Nach einem dritten Aspekt der Erfindung wird eine Signalübertragungsvorrichtung bereit gestellt, die ein Computerprogramm verkörpert, das gekennzeichnet ist durch eine Computerprogramm-Einrichtung, die, wenn sie auf einem Computer läuft, folgende Schritte ausführt: Bereitstellen eines DSSS-Übertragungssystems, das eine Anzahl von Nutzern durch Anwenden einer Vielzahl dicht beabstandeter orthogonaler Träger erhöht, die überlappende Spektren erzeugen, und Überlappen eines ersten und zweiten DSSS-Signals mit den Trägerfrequenzen ω₁ und ω₂, Spreizcodes PN₁ und PN₂ mit einer Chipzeit T_c und Nutzsignalen m₁ und m₂ mit einer Bitzeit T_b, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chipzeit ist, wobei die Trägerfrequenzen jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate 1/T_b und relativ zur Bitrate oder einem ganzzahligen Vielfachen derselben orthogonal beabstandet sind, so dass
gilt, wobei T_x auf T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches von T_b gesetzt ist.
Bestimmte bevorzugte Merkmale der Erfindung sind in den beigefügten Unteransprüchen angegeben.
Ein Ziel der in diese Beschreibung beschriebenen Techniken ist, die Forderungen nach einer größeren Anzahl normalisierter Nutzer und einer Optimierung der Nutzerauslastung über eine Vielzahl von Frequenzkanälen gleichzeitig zu erfüllen. Ein Ziel dieser Techniken ist, durch Ausnutzen der Kanalbitrate (bzw. ganzzahliger Vielfacher oder ganzzahliger Bruchteile derselben) einen signifikanten Nutzen zu erreichen.
Einer bestimmten Technik liegt ein Verfahren zu Grunde, bei dem eine Vielzahl von DSSS-Signalen mit Trägerfrequenzen verwendet wird, die relativ zu einer gemeinsamen Bitrate (bzw. wiederum ganzzahligen Vielfachen derselben) orthogonal beabstandet sind. Einer anderen Technik liegt eine Vorrichtung zu Grunde, die aufweist: einen Pseudozufalls- bzw. PN-Code-Generator; eine an den PN-Code-Generator angeschlossene Frequenzaufbereitung (Frequenzsynthesizer); ein an den PN-Codegenerator angeschlossenes Koinzidenz-Tor; ein an das Koinzidenz-Tor angeschlossenes Daten-Tor; ein an das Daten- und den PN-Code-Generator angeschlossenes XOR-Glied; einen an sowohl das XOR-Glied als auch den Frequenzsynthesizer angeschlossenen symmetrischen Modulator; und einen an den symmetrischen Modulator angeschlossenen Schalter; wobei eine Menge von p Bits an den Frequenzsynthesizer gelegt ein Arbeitsband auswählt, der PN-Code-Generator eine Untermenge von m Bits aus einem vollen n-Bit-PN-Code an den Frequenzsynthesizer gibt, um eine Trägerfrequenz im Arbeitsband zu erzeugen, und der PN-Code-Generator eine Untermenge von l bits aus dem vollen n-Bit-PN-Code an das Koinzidenz-Tor gibt, um (1) einen Datenburst aus dem Datentor durch das XOR-Glied auf den symmetrischen Modulator und (2) den Schalter durchzuschalten, wobei der PN-Code-Generator den vollen n-Bit-PN-Code über das XOR-Glied auf den symmetrischen Modulator gibt.
Die Erfindung wird nun an einem Beispiel und unter Bezug auf die zeichnungen beschriebene, die unten zunächst kurz erläutert sind.
1 zeigt ein Chipstrom-Beispiel, das eine Ausführungsform der Erfindung darstellt;
2 zeigt das Blockdiagramm eines hybriden Frequenzsprung-/DSSS-Senders (binär phasenumgetastet, BPSK), der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt;
3 zeigt das Blockdiagramm eines hybriden Frequenzsprung-/DSSS-Empfängers (binär phasenumgetastet, BPSK), der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt;
4 zeigt das Blockdiagramm eines hybriden Frequenzsprung-/DSSS-Senders, der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt;
5 zeigt das Blockdiagramm eines hybriden Frequenzsprung-/DSSS-Empfängers, der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt;
6 zeigt das Blockdiagramm eines hybriden Frequenzsprung-/Zeitsprung-DSSS-Senders, der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt; und
7 zeigt das Blockdiagramm eines hybriden Frequenzsprung-/Zeitsprung-DSSS-Empfängers, der eine Ausführungsform der Erfindung darstellt.
In dieser Anmeldung sind mehrere Veröffentlichungen erwähnt, die durch eingeklammerte Hochzahlen gekennzeichnet sind. Eine vollständige Angabe dieser Veröffentlichungen folgt am Ende der Beschreibung. Die Offenbarung aller dieser Veröffentlichungen gilt durch die Bezugnahme als Teil der vorliegenden Beschreibung, um den Hintergrund der Erfindung und den Stand der Technik zu erläutern.
Die unten angegebenen US-Patente 5 623 487, 5 521 937 und 5 274 665 offenbaren Ausführungsformen, die sich für den gedachten Zweck als zufriedenstellend erwiesen haben.
Unten beschriebene Signalübertragungsverfahren umfassen auch das Überlappen von DSSS-Signalen durch Verwendung von Trägerfrequenzen, die relativ zur Bit- (bzw. Symbol-) Rate – an Stelle der Chiprate – orthogonal beabstandet sind.
Dadurch sind weitere Kombinationen von Frequenzsprung-Spreizband-(bzw. FHSS-) und/oder Zeitsprung-Spreizband-(bzw. THSS-)-Signalen möglich, so dass sich der Leistungswert Bits/s/Hz optimieren und noch höhere Nutzerzahlen erreichen lassen.
Signifikant ist, dass die Verfahren x² Nutzer auf dem gleichen Kanal bei gleichem Nutzerstörniveau zulassen, wo vorher nur x Nutzer möglich waren. Dabei soll der Ausdruck "Kanal" die Gesamtheit der dicht beabstandeten Frequenzkanäle bezeichnen, die nur geringfügig breiter ist als ein einzelner DSSS-Kanal. Es sei bspw. eine Situation betrachtet, dass der Kanal (in Folge verschiedener Störungen, Störer und Mehrwegeffekte) insgesamt nur 16 Nutzer aufnehmen kann; hier kann für DSSS- sowie hybride Systeme (DSSS/FHSS, DSSS/THSS und DSSS/FHSS/THSS) bei gleichem Nutzerstörniveau die Erfindung die Anzahl der Nutzer auf etwa 256 erweitern. Als Kompromiss (Kosten) sind eine geringfügig größere Bandbreite sowie der erforderliche Schaltungsaufwand hinzunehmen.
Mit strenger Orthogonalität, wie sie die Kondo-Beziehung (Gl. 2) ausdrückt, ist gemeint, dass die fraglichen Signale eine Überlappung von genau null aufweisen, wie von Kondo für die 1/Tc- bzw. die Chipratenbeabstandung ausgenutzt; das Integral in Gl. 1 verschwindet also. In der vorliegenden Erfindung werden ganzzahlige Vielfache und Bruchteile von 1/nT_c = 1/T_b (bspw. Trägerabstände der Bitrate oder deren Vielfachen) verwendet, mit denen die Gl. 1 verschwindet oder sich null nähert. Ist die Trägerfrequenz f = ω/2π genau ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate, ergeben zwei beliebige Träger unabhängig von ihrer relativen Anfangsphase in Gl. 2 integriert den Wert null. Ist die Trägerrfrequenz jedoch kein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate, wird sich das Integral für zufällige relative Phasen dem Wert null nur nähern. Bspw. beträgt die durchschnittliche Überlappung zweier willkürlicher Signale im 915-MHz-Band für eine Chiprate von 1 MHz und 1023 Chips/Bit typischerweise einige Prozent oder weniger bei einem Maximum von vielleicht 8 %. In diesem Beispiel benutzen wir zwei Träger, die folgender Beziehung gehorchen: ωj = π(j + k)/n.Tc und ωk = π(j – k)/n.Tc (Gl. 3)wobei j ganzzahlig und n und T_c wie oben definiert sind. Typischerweise ist für die im obigen Beispiel angegebenen Bedingungen der Index j eine große ganze Zahl wie 1 870 000. Damit der Frequenzabstand zwischen zwei nebeneinander liegenden Trägern gleich der Kanalbitrate ist, gilt k = 1/2. Für das hier angewandte Beispiel ist der von Kondo benutzte Frequenzabstand die doppelte Chiprate oder 2 MHz. Im erfindungsgemäßen orthogonalen Fall ist der Frequenzabstand kleiner als 1 kHz, was hinsichtlich der Trägerdichte den 2000-fachen Nutzen erbringt. Dies ergibt sich unmittelbar, wenn man in Gl. 3 k = 1/2, j = 1 870 000, T_c = 1/(1 MHz) und n = 1023 setzt und die Differenz zwischen den beiden Frequenzen ermittelt.
Man betrachte nun k-Werte kleiner als 1/2. Die Kondo-Beziehung (Gl. 2 gilt streng für Signale mit zufallsverteilter relativer Phase, d.h. für eine Menge asynchroner Signale, was für die meisten erfindungsgemäßen Anwendungen der Fall ist. Im Fall einer Menge gleichphasiger oder synchroner Signale, wie sie die gemeinsame Antenne einer Basisstation (bspw. in einem IS-95-CDMA-Zellulär- bzw. Handy- od. dergl. System) abstrahlt, behalten die Signale in der Menge ihre Orthogonalität bei einem Frequenzabstand von genau 1/2, 1/4, 1/8 usw. oder anderen Bruchteilen der Bitrate sowie bei ganzzahligen Mehrfachen (d.h. x1, x2, x3 usw.) dieser 1/2-Bitrate – abhängig von der Wahl der relativen Phase zwischen den Trägern – bei. Die erlaubten orthogonalen Frequenzabstände für Gruppen synchroner Signale mit relativer Phasendifferenz Null sind also das 1/2-, 1-1/2-, 2, 2-1/2-, 3-, 3-1/2-fache der Bitrate, was doppelt so viel wählbare Frequenzen wie im asynchronen Fall ergibt. Es lassen sich also synchrone Signalmengen (wie sie bspw. in gemeinsamen gleichphasigen Basisstation-Sendern und synchronisierten Modems oder Sendern an einem gemeinsamen Koaxialkabel oder Leitungen aus verdrillten Adern auftreten) in einem Orthogonalmodus bei Frequenzabständen der halben gemeinsamen Bitrate (oder anderen Bruchteilen derselben) erfolgreich betreiben, so dass man mindestens die doppelte Nutzerdichte gegenüber dem asynchronen Signalfall erreicht. (Sofern nichts Anderes angegeben ist, ist in den folgenden Diskussionen jedoch der allgemeinere Fall asynchroner (ungleichphasiger) Signalmengen angenommen.)
Die 1 zeigt ein Beispiel, wie in einem typischen DSSS-System die Chips und Bits zusammenhängen. In diesem Beispiel betragen die Bitrate (Symbolrate) 1/T_b Bits/s und die Chiprate 1/T_c Chips/s mit sieben Chips pro Bit. Die Chiprate ist also siebenmal schneller als die Bitrate. Wie unten diskutiert, basieren die typischen orthogonalen Frequenzabstände auf f = 1/T_c, was in diesem Beispiel siebenmal größer ist als f = 1/T_b. In allen sinnvollen Spreizbandsystemen ist T_b/T_c mindestens gleich 10 und liegt oft im Bereich von 100 bis 1000 oder mehr. Ausführlicher ist in 1a) ein Bit-(bzw. Symbol-)Strom "010" gezeigt, der mit dem in 1b) gezeigten Signal logisch multipliziert wird, d.h. dem periodischen PN-Code; es ergibt sich das in 1c) gezeigte Signal, also ein Bitstrom, mit dem der Träger in einem DSSS-System moduliert wird und sich alternativ die Frequenz- oder Zeitzuweisung in einem FHSS- bzw. THSS-System steuern lässt.
Erfindungsgemäß lassen sich zahlreiche Frequenzkanäle nutzen, die – entsprechend der Bit-(Symbol-)Rate und einer Orthgonalitätsbedingung, wie unten diskutiert – möglichst dicht beinander liegend gewählt werden. In der Praxis bedeutet dies, dass (um ein bestimmtes Beispiel zu nehmen) ein Einkanalsystem, das auf 915 MHz Nennfrequenz mit einer Chiprate von 1 MHz arbeitet, eine Bandbreite von etwa 2 MHz hätte. Teilt man den ursprünglichen 915-MHz-Träger zu 16 gleichbeabstandeten Trägern auf, und zwar jeweils acht um 20 kHz getrennt beiderseits des Ausgangsträgers, erweitert sich die Bandbreite auf 2,30 MHz bzw. 15 %. Andere Abstände sind mögich und werden von de art und Weise bestimmt, wie die Trägerfrequenz, die chiprate und die Baud-Rate gemeinsam die Orthogonalitätsbedingung erfüllen. Hätten die Störungen in Folge von 16 Nutzern im einzigen 915-MHz-Kanal die Akzeptanzgrenze erreicht und wären die vom mittigen Träger abgeteilten 16 neuen Kanäle orthogonal, könnte das Hybridsystem in jedem der 16 Kanäle 16 Nutzer bei etwa dem gleichen durchschnittlichen Störniveau aufnehmen. Folglich wurde die Kanalkapazität des um 915 MHz zentrierten, 2 MHz breiten Ausgangsbands von 16 auf 256 Nutzern erweitert, aber auf Kosten einer geringen Zunahme der Bandbreite und einer geringfügigen statistischen Zunahme des Störniveaus. Das Ergebnis ist eine weitaus effizientere Nutzung der Bandbreite fast ohne Beeinträchtigung der Leistungsfähigkeit!
Handesübliche CDMA- und FDMA-Spreizbandsysteme können in einer auf einer einzigen Trägerfrequenz arbeitenden Zelle bis zu 64 Nutzer aufnehmen. Andere Verkäufer im gleichen geografischen Bereich – vielleicht in teilüberlappenden Zellen – bieten einen ähnlichenn Dienst an, aber auf einer anderen Trägerfrequenz. Die Träger- bzw. Mittenfrequenzen sind ausreichend weit beabstandet, um gegenseitige Störungen der Dienste gering zu halten. Durch geringfügiges Vergrößern der Mittenabstände, um die Vielzahl von orthogonalen Kanälen zuzulassen, die jeder Träger nun durch die Erweiterung aufnehmen kann, lässt sich also die Anzahl der Nutzer in einem gegebenen geografischen Bereich auf das 10- bis 1000-Fache steigern. In militärischen Anwendungen wird ein einziger Kanal von vielleicht 512 Nutzern verwendet. Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt vielleicht bis zu 2500 Nutzer bei geringfügig höherem Bandbreite-, Leistungs- und Hardware-Aufwand.
1. Kontrollierter Zugang und freguenzorthogonale Kanäle
Sind sowohl der Zugang zur Sendefunktion als auch die Abstand zwischen dem Sender und jedem Empfänger im System kontrolliert oder im Voraus bekannt, ist der oben ins Auge gefasste Produktnutzer-Zuwachs erreichbar, indem man gewährleistet, dass zwischen den Kanälen keine gegenseitige spektrale Einstreuung auftritt (d.h. die verschiedenen Frequenzkanäle werden als zueinander orthogonal gewählt). In diesem Fall weist die Basisstation jeden Nutzer einem Kanal synchron und orthogonalen Kanälen durch Zuordnung zu, so dass die Kanäle einander nicht stören und der Kanalauslastungsfaktor über alle Kanäle gleich ist. Bleibt man bei dem oben ausgeführten Beispiel: Es seien 16 Kanäle mit jeweils 16 Nutzern angenommen. Sind die Kanäle echt orthogonal, muss der Zustopfabstand ("jamming margin") in jedem Empfänger nur 12 dB betragen. Dann ist die Orthogonalität der bestimmende Faktor. Die Orthogonalitätseigenschaften sind unten ausführlicher diskutiert.
Die Benutzung eines solchen Systems kann auf Situationen beschränkt sein, in denen die Entfernungen zwischen der Basistation und den Nutzern fest sind. Beispiele hierfür sind die Übertragung innerhalb von Gebäuden, auf Breitbandkabeln oder zwischen Gebäuden im städtischen Bereich.
2. Zufallszugriff-Verfahren
Ist die Forderung nach bekannten Abständen zwischen der Basistation und den Empfängern nicht erfüllbar, ist die bestmögliche Lösung der Zufalls- bzw. Direktzugriff. Hier werden den Nutzern Frequenzkanäle auf Grund eigener CDMA-Codes ohne Eingriff der Basistation zugewiesen. Die Verfahren der Wahrscheinlichkeitstheorie gewährleisten, dass die Kanalnutzung im Durchschnitt ausgeglichen und ohne anhaltende oder schwere gegenseitige Störungen der Nutzer erfolgt.
Um das zu lösende Problem zu rekapitulieren, sei ein DSSS-System betrachtet, das mit pseudozufälligen (PA)-Rauschcodes und m Chips pro Symbol arbeitet. Es liege ein einziger Sender vor und sei der Träger auf einen bestimmten Frequenzkanal beschränkt. Dieser eine Kanal kann mehrere, gleichzeitig sendende Nutzer aufnehmen, sofern jeder sendende Nutzer einen eigenen PN-Code hat, der zu denen anderer sendender Nutzer auf dem gleichen Kanal orthogonal oder nur schwach kreuzkorreliert ist. Da die Sequenzen pseudozufällig sind, erscheint eine für den bestimmten Empfänger gedachte Empfangssequenz dort als weißes Rauschen und erhöht das Eingangsrauschen um 3 dB. Für jede Ver dopplung der sendenden Nutzer auf dem gewählten Kanal steigt das wirksame Störrauschen um 3 dB. Insbesondere beeinträchtigen 16 sendende Nutzer den Empfang für einen bestimmten Empfänger um 12 dB, 256 sendende Nutzer um 24 dB. Wird eine effektive Empfindlichkeit der Empfänger von –105 dBm angenommen, benötigt bei 256 sendenden Nutzern jeder Empfänger einen Eingangspegel von –81 dBm, um das Signal einwandfrei von Störungen zu trennen. M.a.W.: Für einen einwandfreien Empfang muss also die Signalstärke am Empfänger von 1,26 μV (bei –105 dBm) auf 20 μV steigen. Entsprechend muss jeder Empfänger einen Zustopfabstand von 24 dB haben. Diese Leistungswerte sind nur schwierig zu erreichen.
Um die Anzahl der Nutzer zu erhöhen, ist der Zustopfabstand zu vergrößern. Hierfür gibt es zwei Standardverfahren: (1) Erhöhen der spektralen Bandbreite oder (2) Verringern der Datenrate. Beide sind vermutlich inakzeptabel, da sie auf eine signifikante Beeinträchtigung der Systemleistung hinauslaufen.
Die Situation würde sich dramatisch verbessern, wenn sich die 256 sendenden Nutzer auf die 16 Kanäle aufteilen ließen. Ist das Kanal-Übersprechen vernachlässigbar (durch Zuweisen von orthogonalen Kanälen wie oben), ergibt sich wieder der Fall von –93 dBm, bei dem dann nur 12 dB zusätzlicher Zustopfabstand nötig sind. Dies ist ohne zusätzliche 15 Basisstationen oder die 16-fache Spreizbandbreite erreichbar. Durch geeignete Auswahl des deterministischen oder zufallsverteilten Kanalzugriffs kann die Anzahl der Nutzer von n auf etwa n² steigen, während man etwa die gleiche Empfängerempfindlichkeit beibehält.
Es seien nun DSSS-Codes mit je n Chips entsprechend den Codeworten phasenmoduliert angenommen. Beim Senden eines Codeworts seien dessen erste vier Bits betrachtet (für das Beispiel mit 16 Nutzern). Diese Bitgruppe werde als Frequenzversatz zwischen 0 und 15 von der oben erwähnten Mittenfrequenz betrachtet und die Trägerfrequenz entsprechend verschoben. Das Ergebnis ist ein zyklisches Durchlaufen einer Frequenzmenge auf dem Empfänger bekannte Weise und eine übliche Phasenmodulation des Trägers mit jedem Chip. Dies lässt sich alle 4 Chips, bei jedem Codewort oder alle y Codeworte durchführen. Es sei auch auf die sehr scharfe Frequenzauflösung in Folge des Verarbeitungsgewinns hingewiesen, den jeder Nutzer behält.
Um einen Empfänger auf eine bestimmte Codesequenz zu synchronisieren, wird begonnen, nach dem ersten Codewort in der Umgebung seiner erwarteten Frequenz zu suchen, die vom Code selbst bestimmt wird. Ist sie gefunden, liegt sie fest und die Frequenz der nächsten Chipsequenz ist aus dem benutzten PN-Code bekannt. Das hier präsentierte Verfahren verringert die durch mehrere Nutzer verursachten Störungen, da im Mittel die Sender, die verschiedene Codes verwenden, im gegebenen Zeitpunkt jeweils auf anderen Frequenzkanälen arbeiten. Für ein 16-Kanal-Frequenzmultiplex-System tritt nur für 1/16 der Zeit ein Konflikt auf, was das Störproblem abschwächt. Schwerer wiegende Kollisionen lassen sich durch erneute Übertragung oder Fehler korrigierende Codes korrigieren.
Der Vorteil dieses Verfahrens liegt in seinem stochastischen Wesen – es ist probabilistisch und erfordert keine Kanalzuweisung durch die Basistation. Andere Vorteile sind, dass kein einzelner Nutzer von einen einzelnen vorherrschenden Störer im Kanal anhaltend zugestopft wird; ein Zustopfen durch einen einzelnen anhaltenden Störer beeinträchtigt die Nutzer nur so lange, wie ihre Codes den störenden Kanal belegen.
3. Abstandsbestimmung
Nach Kreyszig⁽³⁾ sind die Funktionen gm und gn im Intervall a ≤ x ≤ b orthogonal, wenn gilt:
Beliebige nichttriviale Signale erfüllen auch die Bedingungen:
In der folgenden Diskussion geht es um ein System mit mehreren Sendern und einem Empfänger, der "programmiert" ist, das Signal S zu detektieren. Dabei multipliziert der Empfänger im Prinzip die beste Annahme des Sollsignals mit der ankommenden Verbundwellenform. Das niederfrequente Basisband-Produkt stellt dann typischerweise die demodulierten Daten dar. Daher ist das Ausgangssignal des Empfängers: ∫S1(t)·(S1(t) + S2(t) + S3(t) + ... + I1(t) + ... + No(t))dt, (2)wobei S₂, S₃ ... andere Nutzer, I₁ ... Störquellen und N_o Rauschen darstellen. In der Gleichung (2) ergibt sich das gewünschte Ausgangssignal aus dem S₁ ²(t)-Term. Die übrigen Produkte sind solche, die den Rauschabstand (SNR) verringern.
Es sei nun das Beispiel auf zwei ausgesendete Signale mit unterschiedlichen Trägerfrequenzen (ω_x), Spreizcodes (PN_x) und Nutzsignalen (m_x) reduziert und angenommen, dass das Nutzsignal digital mit der Datenrate 1/T_b ist und der PN-Code m-mal schneller mit 1/T_c getaktet wird, wobei m die Länge des PN-Codes in Chips (Jargon für Spreizcode-Bits). Also ist
erwünscht, wobei in typischen CDMA- oder OFDM-Systemen (OFDM: orthogonales Frequenzmultiplex) T_x = T_c gesetzt ist. Wichtig ist zu akzeptieren, dass die Erfindung die typischen Hardware-Operationen in einem DSSS-Empfänger ausnutzen kann, indem T_x = T_b (oderauf ganzzahlige Vielfache von T_b) gesetzt wird. Dadurch wird die Integrationsdauer um einen Faktor m verlängert und der minimale orthogonale Frequenzabstand um den Faktor m verringert. Andere brauchbare (obgleich nicht minimale) orthogonale Abstände liegen bei ganzzahligen Vielfachen dieses Mindest-Frequenzabstands.
Wie festgestellt, multiplizieren in typischen Empfängern die kohärenten Detektoren das Eingangssignal mit einem Schätzwert des gewünschten Signals. Durch Integrieren des Produkts über die Dauer eines einzigen Bits des Nutzsignals erhält man das ursprüngliche Nutzsignal, sobald eine Bittaktsynchronisierung erreicht ist. In typischen Spreizbandempfängern werden die schnelleren Spreizbits (Chips) in einen Demodulator getaktet. Daher ist die Integrationsdauer gleich der oder kürzer als die Chiprate. Durch Verwenden von bereits im Empfänger vorhandenen Signalen lässt sich eine separate Rechnung durchführen, bei der nun über die gesamte Nutzsignal-Bitdauer integriert wird. Dadurch lassen sich die Signale mit Frequenzintervallen von 1/T_b beabstanden, also n-mal enger als die 1/T_c-Intervalle in den bekannten Systemen.
Der Ausdruck "ganzzahliges Vielfaches", wie er bezüglich der Bitrate verwendet wird, soll eine kleinere als die Chiprate – vorzugsweise weniger als die halbe Chiprate – bezeichnen. Der Ausdruck ""Bruchteil", wie er bezüglich der Bitrate verwendet wird, soll einen Bruchteil der Bitrate bezeichnen. Der Ausdruck "gekoppelt", wie er hier verwendet ist, soll "verbunden" bedeuten, aber nicht unbedingt direkt verbunden oder mechanisch verbunden. Der Ausdruck ""Einsetzen", wie er hier benutzt ist, soll Konstruieren, Bauen, Versenden, Installieren und/oder Betreiben bedeuten. Der Ausdruck "Programm" oder "Computer- bzw. Rechnerprogramm", wie er hier benutzt ist, ist definiert als Befehlsfolge zur Ausführung auf einem Computersystem. Ein Programm kann Unterprogramme, Funktionen, Prozeduren, Objekt-Verfahren, Objekt-Realisierungen, ausführbare Anwendungen, Applets, Servlets, Quellcode, Objektcode und/oder andere Befehlsfolgen zur Ausführung auf einem Computerrsystem enthalten.
BEISPIELE
Es werden nun spezielle Ausführungsformen der Erfindung an Hand der folgenden, die Erfindung nicht einschränkenden Beispiele beschrieben, um verschiedene signifikante Besonderheiten aufzuzeigen und ausführlich darzulegen. Die Beispiele sollen lediglich das Verständnis dafür fördern, wie die Erfindung sich praktizieren lässt, und dem Fachmann diese Durchführung erleichtern. Folglich sind die Beispiele keinesfalls als die Erfindung einschränkend aufzufassen.
Beispiel 1
Die 2 und 3 zeigen ein hybrides Frequenzsprung-/DSSS- bzw. FH/DS-Spreizband-System.
Der in der 2 gezeigte hybride FHIDS-Spreizband-Sender ist für die Standard-BPSK-Datenmodulation konfiguriert. Eine Untermenge von m Bits des vollständigen n-Bit (n > m) langen PN-Codes wird synchron mit der Chip-Sequenz zur Ansteuerung einer HF-Frequenzaufbereitung 299 verwendet, um die für die hybride SS-Sendung gewünschte genaue Trägerfrequenz zu erzeugen. Wie gezeigt, dienen zusätzliche p Bits höherer Ordnung im HF-Aufbereitungswort zur Vorgabe des HF-Arbeitsbands, wobei die m Bits nierigerer Ordnung aus dem PN-Register die einzelnen Sprungkanäle auswählen. Zwischen dem symmetrischen Modulator 220 und einem Verstärker 230 kann ein optionaler Tiefpass 210 angeordnet sein.
Die 3 zeigt die Architektur eines entsprechenden hybriden FH/DS-Spreizband-Empfängers. Hier wird das Hybrid-Eingangssignal in einem rauscharmen Vorverstärker (LNA) 300 verstärkt, mit einem symmetrischen Mischer 310 auf die Soll-Zwischenfrequenz (IF) herabgemischt und schließlich auf herkömmliche Weise demoduliert. Wie oben im Sender dienen m Bits aus einem n-Bit-PN-Codegenerator 320 zur Auswahl der gewünschten Sprungkanäle innerhalb des gewählten HF-Empfangsbands. Mit einem festen Zumischsignal wird die Ausgangsfrequenz der Frequenzaufbereitung zu der erforderlichen Zwischenfrequenz umgesetzt; dieses abschließende programmierbare FH/DS-Zumischsignal wird mit der PN-Polynom-Codesequenz moduliert und auf den symmetrischen Mischer 310 oben links im Diagramm gegeben. Wenn einwandfrei synchronisiert, entspreizt dieses Spreizbandsignal selbsttätig den DS-Teil des Hybrid-Eingangssignals; das Springen des Zumischsignals beseitigt auch die FH-Komponente und lässt am Eingang eines ZF-Filter-/Verstärker-Zugs ein einfaches datenmoduliertes Signal einer einzigen Frequenz zurück. Die Synchronisation des Systems wird aus dem Datenstrom, der HF-Trägerfrequenz oder einer Kombination beider abgeleitet. Zwischen einem Mischer 350 und einem symmetrischen Modulator 360 kann ein optionales Tief- oder Bandpassfilter 340 angeordnet sein.
Beispiel 2
Die 4 und 5 zeigen ein hybrides Zeitsprung/Direktsequenz-(TH/DS)-Spreizbandsystem.
Die 4 zeigt die Details eines hybriden Zeitsprung/Direktsequenz-(TH/DS)-Senders. Wie beim vorgehenden FH/DS-Sendesystem liefert ein Haupt-PN-Code-Generator 400 eine Untermenge von m aus n Bits an ein Muster erkennendes Koinzidenztor 410. Wird das gewählte m-Bit-Muster erkannt, schaltet ein Datentor 420 einen Datenbit-Burst in die DS-Spreizstufe (über ein XOR-Glied 430, das einen symmetrischen Modulator 440 speist). Gleichzeitig schaltet ein vom Ausgang des Koninzidenztors angesteuertes T-Flipflop einen HF-Leistungsverstärker 450 durch, um den Zeitsprung-Burstsendevorgang zu ver vollständigen. Zwischen dem symmetrischen Modulator 440 und einem HF-Schalter 470 kann ein optionaler Tiefpass 460 angeordnet sein.
Der entsprechende TH/DS-Empfänger, den die 5 zeigt, entspricht der FH/-DS-Einheit des Beispiels 1, wobei jedoch die aus einem Haupt-PN-Generator 500 bezogenen m Bits keine Frequenzaufbereitung, sondern einen Koinzidenzdetektor 510 (bspw. der im Sender der 4) ansteuert. Ist das System synchronisiert, sperrt ein Flipflop 520 den HF-Eingang, bis das Soll-Zeitintervall auftritt.
Beispiel 3
Die 6 und 7 zeigen die Blockdiagramme eines hybriden FH/TH/DS-Senders bzw. -Empfängers, die den FH/DS- mit dem TH/DS-Ansatz kombinieren, um komplexere Spreizverteilungen und eine noch höhere Datensicherheit als die einfacheren Systeme erreichen. Die speziellen Details können die gleichen wie in den vorgehenden Beispielen sein.
Praktische Anwendung der Erfindung
Eine praktische Anwendung, die in der Technik Wert hat, ist die zelluläre Telefonie. Weiterhin ist die Erfindung nützlich für die Breitbandübertragung (bspw. schnelle Datenstrecken auf Koaxial- oder Glasfaserkabeln) od. dergl. Die Einsatzmöglichkeiten für die Erfindung sind praktisch unbegrenzt und lassen sich hier nicht alle einzeln aufführen.
Vorteile
Ein System als Ausführungsform der Erfindung kann mindestens aus den folgenden Gründen kosteneffektiv und vorteilhaft sein. Es kann eine erhöhte Anzahl normalisierter Nutzer aufnehmen. Es kann die Auslastung mit Nutzern über mehrere Frequenzkanäle optimieren. Es kann auch eine höhere Immunität gegen Mehrwegstörungen und Zustopferscheinungen bieten. Weiterhin kann es die Implementierung von Empfängern mit schnellerer Synchronisierung auf verbundmodulierte Spreizbandsignale bei minimalem apparativem Mehraufwand gegenüber herkömmlichen Einheiten erleichtern. Die Korrelation zwischen den gesendeten Direktsequenz- und Frequenzsprung-Modulationen des Signals kann den Einsatz einer Frequenzsprungmodulation mit stetiger Phase (CPFH-Modulation) erleichtern, um eine transiente spektrale Verbreiterung oder das "Spratzen" in den gesendeten Signalen zu verringern.
Alle hier offenbarten Ausführungsformen lassen sich ohne übermäßiges Experimentieren realisieren und anwenden. Obgleich die beste Ausführung der vorliegenden Erfindung offenbart ist, ist die Erfindung nicht auf diese beschränkt. Der Fachmann wird einsehen, dass die Erfindung auch anders als hier beschrieben ausführbar ist.
Bspw. brauchen die einzelnen Komponenten nicht in der offenbarten Ausgestaltung zusammengefügt sein, sondern lassen einen Aufbau in praktisch jeder Konfiguration zu. Weiterhin lassen die hier beschriebenen Sender und/oder Empfänger sich als separate Module ausführen; es ist jedoch einzusehen, dass die Sender und/oder Empfänger sich in das Gerät integrieren lassen, dem sie zugeordnet sind. Weiterhin lassen alle offenbarten Elemente und Besonderheiten jeder hier offenbarten Ausführungsform sich mit denen jeder anderen offenbarten Ausführungsform kombinieren oder an deren Stelle setzen, außer wo solche Elemente oder Besonderheiten sich gegenseitig ausschließen.
LITERATURHINWEISE:

(1) Dixon, Robert, Spread spectrum systems with commercial applications, 3rd Edition, John Wiley & Sons, New York, 1998
(2) Peterson, R. I., Ziemer, R. E., und Borth, D. E., Introduction to spreadspectrum communications, Prentice Hall, Upper Saddle River, NJ, 1995
(3) Kreyszig, Erwin, Advanced engineering mafhematics, 8th Edition, John Wiley & Sons, New York, 1999

LEGENDE ZU DEN FIGURENBESCHRIFTUNGEN
1A, B, C

Bit state – Bit-Zustand
Bit time – Bitdauer
Chip time – Chipdauer
Time – Zeit

2

Amplifier – Verstärker
Balanced modulator – symmetrischer Modulator
Band-selection inputs – Bandwahleingänge
Chipping clock – Chiptakt
Data input – Dateneingang
FH/DS output – FH/DS-Ausgang
Master clock – Haupttaktgenerator
Parallel (m bits) – m Bits parallel
PN code generator – PN-Code-Generator
RF carrier – HF-Träger
RF frequency synthesizer – HF-Frequenzaufbereitung
Serial (n bits) – n Bits seriell
Spread-data stream – bandgespreizter Datenstrom

3

Balanced mixer – symmetrischer Mischer
Balanced modulator – symmetrischer Modulator
Band-selection inputs – Bandwahleingänge
Chipping clock – Chiptakt
Data demodulator – Datendemodulator
Data out – Datenausgang
DS stream – Datenstrom
FH/DS local oscillator signal – FH/DS-Zumischoszillatorsignal
FH/DS output – FH/DS-Ausgang
Frequency synthesizer – Frequenzaufbereitung
LNA – rauscharmer Vorverstärker
Local oscillator – Zumischoszillator
Master clock – Haupttaktgenerator
Parallel (m bits) – m Bits parallel
PN code generator – PN-Code-Generator
RF carrier – HF-Träger
Serial (n bits) – n Bits seriell
Spread-data stream – bandgespreizter Datenstrom
Synchronization – Synchronisierung

4

Balanced modulator – symmetrischer Modulator
Burst on – Burst ein
Coincidence gate – Koinzident-Glied
Data gate control – Datentorsteuerung
Data source – Datenquelle
Gated data? – Daten durchgeschaltet?
On/off – Ein/Aus
PN code generator – PN-Code-Generator
Power on/off – Versorgungsspannung ein/aus
RF carrier – HF-Träger
RF osc./synth. – HF-Aufbereitung/Oszillator
RF switch – HF-Schalter
T-FF – T-Flipflop

5

Balanced mixer – symmetrischer Mischer
Balanced modulator – symmetrischer Modulator
Coincidence gate – Koinzidenz-Glied
Data demodulator – Datendemodulator
Data out (TH-gated) – Datenausgang (TH-geschaltet)
DS stream – DS-Strom
IF filter – ZF-Filter
IF amplifier – ZF-Verstärker
LNA – rauscharmer Vorverstärker
Local oscillator – Zumischoszillator
Master clock – Haupttaktgenerator
m lines – m Leitungen
On/off – Ein/aus
PN code generator – PN-Code-Generator
Power gate – HF-Schalter
RF switch – HF-Schalter
Synchronization – Synchronisierung
T-FF – T-Flipflop

6

Amp – Verstärker
Balanced modulator – symmetrischer Modulator
Band-selection inputs (p bits) – Bandwahleingänge (p Bits)
Burst "on" – Burst "ein"
Coincidence gate – Koinzidenztor
Data in – Dateneingang
Data-in gate control – Steuerung das Dateneingangstors
l lines – l Leitungen
Master clock – Haupttaktgenerator
On/off – Ein/aus
Parallel (m Bits) – m Bits parallel
PN code generator – PN-Code-Generator
Power on/off – Betriebsspannung ein/aus
RF switch – HF-Schalter
RF synthesizer – HF-Frequenzaufbereitung
Serial (n bits) – n Bits seriell
T-FF – T-Flipflop
XOR – Exclusiv-ODER-Glied

7

Bal. mixer – symmetrischer Mischer
Balanced modulator – symmetrischer Modulator
Band selection inputs – Bandwahleingänge
Coincidence gate – Koinzidenztor
Data demodulator – Datendemodulator
DS stream (serial) – DS-Datenstrom (seriell)
f_c (FH) – Mittenfreaquenz (Frequenzsprung)
FH/DS data out (TH-gated) – FH/DS-Datenausgang (TH-geschaltet)
Frequency synthesizer – Frequenzaufbereitung
IF filter – ZF-Filter
l lines – l Leitungen
LNA – rauscharmer Vorverstärker
Master clock – Haupttaktgenerator
On/off – Ein/aus
Parallel (p bits) – p bits parallel
PN code generator – PN-Code-Genrator
Power switch – Ein/aus-Schalter
RF switch – HF-Schalter
Synchronization – Synchronisierung
T-FF – T-Flipflop

Claims

Verfahren der Signalübertragung, bei dem man ein Direct-Sequence-Spread-Spectrum (DSSS)-Übertragungssystem bereit stellt, das die Anzahl der Nutzer durch Anwendung einer Vielzahl eng beabstandeter orthogonaler Träger erhöht, die überlappende Spektren erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass man ein erstes und ein zweites DSSS-Signal mit den Trägerfrequenzen ω₁ und ω₂, den Spreizcodes PN₁ und PN₂ mit einer Chip-Zeit T_c sowie Nutzsignale m₁ und m₂ mit einer Bitzeit T_b überlappt, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chip-Zeit ist, wobei T_b > T_c gilt, wobei die Trägerfrequenzen jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate 1/T_b und relativ zur Bitrate oder einem ganzzahligen Mehrfachen derselben orthogonal beabstandet sind, so dass gilt:
wobei T_x auf T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches von T_b gesetzt ist.
Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch gemeinsame Frequenzsprungcodierung der Vielzahl von DSSS-Signalen.
Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin gekennzeichnet durch individuelle differentielle Frequenzsprungcodierung jedes der Vielzahl von DSSS-Signalen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzsprungcodierung phasenkontinuierlich erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl von DSSS-Signalen zeitsprungkodiert wird.
Verfahren nach Anspruch 5, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass die Vielzahl von DSSS-Signalen frequenzsprungcodiert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man beim Überlappen jedem einer Vielzahl von Nutzern synchron einen einer Vielzahl von orthogonalen Kanälen zuweist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man beim Überlappen einen Frequenzversatz zu einer Untermenge von Bits codiert, die ein Code-Wort definieren.
Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass man beim Überlappen eine Bittaktsynchronisierung herstellt, ein Eingangssignal mit einem Schätzwert eines Sollsignals multipliziert und ein Produkt über die Bitzeit T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches derselben integriert.
Verfahren nach einem der vorgehenden Ansprüche, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass man eines der Vielzahl von DSSS-Signalen erneut sendet.
Verfahren nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass man eines der Vielzahl von DSSS-Signalen mit einem Fehlerkorrektur-Code prüft.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und das zweite DSSS-Signal synchrone Signale mit der relativen Phasendifferenz Null sind und dass die Trägerfrequenzen (i) jeweils genau ein ganzzahliges Vielfaches der halben Bitrate und (ii) relativ zur halben Bitrate oder zu einem ganzzahligen Vielfachen der halben Bitrate zu dieser orthogonal beabstandet sind.
Verfahren nach Anspruch 12, weiterhin gekennzeichnet durch gemeinsames Frequenzsprungcodieren der synchronen DSSS-Signale.
Verfahren nach Anspruch 12, weiterhin gekennzeichnet durch Zeitsprungcodieren der DSSS-Signale.
Signalübertragungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste und das zweite DSSS-Signal synchrone Signale sind und dass die Trägerfrequenzen (i) jeweils ein ganzzahliges Vielfaches vom 1/2^x-fachen der Bitrate, wobei x eine Zählzahl ist, und (ii) relativ zum 1/2^x-fachen der Bitrate oder einem ganzzahligen Vielfachen desselben orthogonal beabstandet sind.
Verfahren nach Anspruch 15, weiterhin gekennzeichnet durch gemeinsames Frequenzsprungcodieren der Vielzahl von DSSS-Signalen.
Verfahren nach Anspruch 15, weiterhin gekennzeichnet durch Zeitsprungcodieren der Vielzahl von DSSS-Signalen.
Rechnerprogramm-Produkt mit einer Computerprogramm-Einrichtung, mittels der, wenn diese gemeinsam mit einer Signalübertragungseinrichtung verwendet wird, ein DSSS-Übertragungssystem geschaffen wird, das die Anzahl der Nutzer durch Anwendung einer Vielzahl eng beabstandeter orthogonaler Träger erhöht, die sich überlappende Spektren erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn die Programmeinrichtung auf einem Rechner der Signalübertragungseinrichtung läuft, das erste und das zweite DSSS-Signal sich überlappen, wobei die Signale die Trägerfrequenzen ω₁ und ω₂, die Spreizcodes PN₁ und PN₂ mit einer Chip-Zeit T_c sowie Nutzsignale m₁ und m₂ mit einer Bitzeit T_b aufweisen, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chip-Zeit ist, wobei T_b > T_c gilt, und wobei die Trägerfrequenzen jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate 1/T_b und relativ zur Bitrate oder einem ganzzahligen Mehrfachen derselben orthogonal beabstandet sind, so dass gilt:
wobei T_x auf T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches von T_b gesetzt ist.
Rechnerlesbarer Aufzeichnungsträger mit einem Rechnerprogrammprodukt nach Anspruch 18.
Signalsendevorrichtung mit einem Rechnerprogramm, das gekennzeichnet ist durch eine Rechnerprogrammeinrichtung, mit der, wenn dieses auf einem Rechner läuft, folgende Schritte durchführbar sind: Bereitstellen eines DSSS-Übertragungssystem, das eine Anzahl von Nutzern durch Verwendung einer Vielzahl eng beabstandeter orthogonaler Träger erhöht, die sich überlappende Spektren erzeugen; Überlappen eines ersten und eines zweiten DSSS-Signals mit den Trägerfrequenzen ω₁ und ω₂, den Spreizcodes PN₁ und PN₂ mit einer Chip-Zeit T_c sowie Nutzsignale m₁ und m₂ mit einer Bitzeit T_b, die ein ganzzahliges Vielfaches der Chip-Zeit ist, wobei T_b > T_c gilt und wobei die Trägerfrequenzen jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der Bitrate 1/T_b und relativ zur Bitrate oder einem ganzzahligen Mehrfachen derselben orthogonal beabstandet sind, so dass gilt:
wobei T_x auf T_b oder ein ganzzahliges Vielfaches von T_b gesetzt ist.
Rechnerprogramm-Produkt mit einer Computerprogramm-Einrichtung, mittels der, wenn diese gemeinsam mit einer Signalübertragungseinrichtung verwendet wird, mit der ein von der Sendeeinrichtung nach Anspruch 20 ge sendetes Signal empfangbar ist, ein DSSS-Übertragungssystem geschaffen wird, das die Anzahl der Nutzer durch Anwendung einer Vielzahl eng beabstandeter orthogonaler Träger erhöht, die sich überlappende Spektren erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass, wenn die Programmeinrichtung auf einem Rechner läuft, der Teil der Signalempfangseinrichtung ist, das Empfangssignal mit einem Sollsignal-Schätzwert multipliziert und das Multiplikationsprodukt über die Bitzeit T_b integriert wird, wobei T_b ein ganzzahliges Vielfaches der Chip-Zeit T_c mit T_b > T_c ist.
Rechnerlesbarer Aufzeichnungsträger mit einem Rechrierprogrammprodukt nach Anspruch 21.
Signalempfangsvorrichtung, mit der ein von der Signalsendevorrichtung nach Anspruch 20 gesendetes Signal empfangbar ist, und die eingerichtet ist, ein Empfangssignal mit einem Sollsignal-Schätzwert zu mulitplizieren und das Multiplikationsprodukt über die Bitzeit T_b zu intgegrieren, wobei T_b ein ganzzahlige Vielfaches der Chip-Zeit T_c mit T_b > T_c ist.