ES2276833T3 - Tecnica hibrida de espectro ensanchado para ampliar la capacidad del canal. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento de transmisión de señal, que comprende proveer un sistema de comunicación de espectro ensanchado por secuencia directa que aumenta un número de usuarios utilizando una pluralidad de portadoras ortogonales muy próximas que producen espectros superpuestos, caracterizado por superponer primera y segunda señales de espectro ensanchado por secuencia directa que tienen frecuencias de la portadora omega1 y omega2, códigos de ensanchamiento PN1 y PN2 con un tiempo de chip Tc, y señales de mensajes m1 y m2 que tienen un tiempo de bit Tb que es un múltiplo entero del tiempo de chip con Tb > Tc, cada una de las frecuencias de la portadora es un múltiplo entero de la tasa de bits 1/Tb y están espaciadas de manera ortogonal en relación con la tasa de bits o un múltiplo entero de la misma en el que con Tx establecido a Tb o un múltiplo entero de Tb.
Description
Técnica híbrida de espectro ensanchado para
ampliar la capacidad del canal.
Esta invención se realizó con el apoyo del
Gobierno de los Estados Unidos concedido por el Departamento de
Energía de los Estados Unidos bajo contrato con
UT-Battelle, LLC. Los Estados Unidos poseen ciertos
derechos en esta invención.
La invención se refiere en general al campo de
las comunicaciones. Más concretamente, la invención se refiere a
comunicaciones de espectro ensanchado.
En los procedimientos estándar de espectro
ensanchado por secuencia directa (DSSS), cada duplicación del número
de usuarios en un canal de frecuencia dado reduce la fiabilidad 3
dB debido a interferencia de código. En los sistemas DSSS típicos,
la separación de la portadora está basada en la tasa de chips tal
como se analiza en los siguientes resúmenes de patentes.
En la patente de EE.UU. Nº 5.623.487, "Doubly
Orthogonal Code and Frecuency Multiple Access Communication
System", de Natali, se desvela una técnica para utilizar
espaciado de frecuencia ortogonal para mejorar la eficiencia de la
comunicación. Natali analiza sistemas de comunicación por radio de
acceso múltiple por división de código ortogonal que tienen al
menos una estación base y una pluralidad de terminales de abonado
remotos, comprendiendo el procedimiento de reducir la sensibilidad
de OCDMA al ruido de acceso debido a error de base de tiempo y
dispersión de retardo por trayecto múltiple: (1) reducir el tamaño
del conjunto de señales ortogonales en una sola portadora, y (2)
proveer portadoras adicionales con espaciado de frecuencia ortogonal
para capacidad de abonados adicionales. El espaciado de frecuencia
ortogonal de Natali está basado en la tasa de chips de espectro
ensanchado como se analiza en el siguiente pasaje. "La frecuencia
de la portadora modulada se selecciona de una de N frecuencias que
son ortogonales a lo largo de un intervalo de chip RW
(Radamacher-Walsh), es decir, las frecuencias de la
portadora están espaciadas por la tasa de fragmentación en chips RW.
La frecuencia de la señal compuesta es elevada hasta la banda de
frecuencias apropiada para transmisión".
Una técnica similar se desvela en la patente de
EE.UU. Nº 5.521.937, "Multicarrier Direct Sequence Spread System
and Method", de Kondo y col. Kondo desvela un espaciado de
frecuencia ortogonal basado en la tasa de chips como se analiza en
el siguiente pasaje: ``Las portadoras M están diseñadas para ser
ortogonales entre sí. Es decir,
(Ec.
1)\int\limits_{0}^{T}cos(\omega _{i}t + \phi
_{i})cos(\omega _{j}t + \phi _{j})dt = 0
\hskip0,3cmpara
\hskip0,3cmi \neq j,
donde T es la duración de bit, y
\omega_{i} y \omega_{j} son diferentes frecuencias de la
portadora para i\neqj. La ortogonalidad se logra
escogiendo
(Ec.
2)\omega_{i} = m\frac{\pi }{T} \ + \
(i-1)n\frac{4\pi }{T} = m\frac{\pi }{T} \ + \
(i-1)\frac{4\pi
}{T_{c}}
donde m es un número entero, n
es el número de chips por bit [es decir, la velocidad a la que los
bits de la señal de datos d(t) son fragmentados en chips], y
T_{c} es la duración del
chip''.
Otra técnica que usa espaciado de frecuencia de
tasa de chips para lograr la ortogonalidad se desvela en la patente
de EE.UU. Nº 5.274.665, "Polyopoly Overlapping Spread Spectrum
Communication System and Method", de Schilling, cuyos contenidos
completos se incorporan expresamente por la presente por referencia
en este documento para todos los propósitos. Schilling desvela un
sistema como el analizado en el siguiente pasaje: "La señal
portadora de la segunda estación transmisora es desplazada en
frecuencia desde la señal portadora de la primera estación
transmisora por la cantidad de la tasa de chips de las señales de
mensaje-chip-código. La señal
portadora de la tercera estación transmisora es desplazada en
frecuencia desde la señal portadora de la primera estación
transmisora el doble de la tasa de chips de las señales de
mensaje-chip-código,
etc".
Un problema con estas tecnologías es la
interferencia de usuarios debida a masificación del canal. A medida
que aumenta el número de usuarios, este problema se agrava.
Los sistemas modernos de comunicación de
espectro ensanchado, tanto CDMA como FDMA, están alcanzando el
límite de saturación de usuarios en áreas urbanas pobladas. Las
soluciones habituales de asignar más ancho de banda con una
multiplicidad de estándares y canales de frecuencia son poco
atractivas debido al coste de hardware para el proveedor y la
proliferación de unidades especializadas de consumidor requeridas.
Para tomar un ejemplo particular, considérese la banda Industrial,
Científica y médica (ISM) de 902 a 928 MHz que se usa comúnmente
para comunicaciones sin licencia, las bandas estándar de telefonía
celular U.S.IS-95 de 824-849 MHz
(transmisión) y 869-894 MHz (recepción), o las
bandas PCS de 1850-1910 MHz (transmisión) y
1930-1990 MHZ (recepción). Un proveedor ISM típico
escogerá una portadora de 915 MHz para canales de DSSS o CDMA
(acceso múltiple por división de código) de espectro ensanchado por
salto de frecuencia (FHSS). A cada usuario se le asigna un código
pseudoaleatorio de manera que (pocos) usuarios activos sobre la
misma frecuencia de la portadora tienen poca probabilidad de
interferirse entre sí. El propio código es inequívoco de
decodificar, permitiendo transmisión de información digital
efectiva y libre de ruido (normalmente) a velocidades de transmisión
de acuerdo con la comunicación de voz de alta calidad.
Como estos códigos parecen ser aleatorios, uno
interfiere con otro apareciendo como ruido aleatorio. Si dos
usuarios están transmitiendo al mismo nivel de potencia (visto por
un receptor) usando una de las mismas señales o códigos, la
capacidad de decodificar la señal deseada de una manera libre de
errores se degradará en 3 dB. Si el número de interferidores se
duplica a 2 (tres transmisiones por el mismo canal), la degradación
efectiva de señal a ruido será de 6 dB. De manera similar, para
cada duplicación de usuarios que generan señales aleatorias
similares a ruido por lo que respecta a decodificar una señal
particular, la capacidad de detectar y usar la señal deseada se
degradará 3 dB adicionales.
Una solución simplista a este problema es
asignar un nuevo canal de frecuencia una vez que el anterior ha
alcanzado la capacidad definida por un cierto nivel de interferencia
entre usuarios. Los inconvenientes de esta propuesta simplista
tienen dos aspectos: (1) tales asignaciones deben coordinarse con
los servicios existentes actualmente y (2) la banda particular
pronto está llena; por ejemplo, la banda ISM de 915 MHz sólo puede
soportar 14 de tales canales si la tasa de fragmentación en chips
es 1 MHz.
Otras soluciones para aliviar esta masificación
se han conocido durante muchos años y se analizan en textos tales
como el de Dixon^{(1)} y Peterson^{(2)} bajo el epígrafe
"procedimientos híbridos". La idea central de estas soluciones
es realizar salto de frecuencia entre canales DSSS. La discusión
habitual de sistemas híbridos FDMA/CDMA es desde el punto de vista
de ganancia de procesamiento. Diversos autores han señalado
correcta y coherentemente que el aumento de ganancia de
procesamiento que ha de esperarse de cualquiera de tales sistemas
híbridos es aproximadamente 3 dB en un caso típico.
Lo que se echa de menos en estas discusiones de
la técnica anterior que comienzan con un número predeterminado de
usuarios y canales de salto de frecuencia es un procedimiento que se
adapte a un aumento probabilista o determinista en el número de
usuarios normalizados a un ancho de banda estándar (bits/seg./Hz,
por ejemplo). Lo que se necesita, por lo tanto, es una propuesta
que se adapte a un aumento en el número de usuarios
normalizados.
Lo que también se echa de menos es estas
discusiones de la técnica anterior son procedimientos para optimizar
la carga o igualación de los usuarios a través de múltiples canales
de frecuencia muy próximos dentro de la banda asignada. Lo que
también se necesita, por tanto, es un enfoque para optimizar la
carga o igualación de los usuarios por múltiples canales de
frecuencia muy próximos dentro de la banda asignada.
Hasta ahora no se han satisfecho completamente
los requisitos para adaptarse a un aumento en el número de usuarios
normalizados y optimizar la carga de usuarios a través de múltiples
canales de frecuencia muy próximos. Lo que se necesita es una
solución que se ocupe de estos dos requisitos.
JUNG-YEOL OH Y COL: "The
bandwidth efficiency increasing method of
multi-carrier CDMA and its performance evaluation in
comparison with DS-CDMA and RAKE receivers",
VEHICULAR TECHNOLOGY
CONFERENCE, 1999 IEEE 49TH HOUSTON, TX, USA, 16-20 de mayo de 1999, PISCATAWAY, NJ, USA, IEEE, US, 16 de mayo de 1999, páginas 561-565 desvelan una metodología para aumentar la eficiencia del ancho de banda de un sistema CDMA multiportadora (MC-CDMA) [producido realizando la transformada rápida inversa de Fourier (IFFT) del conjunto de frecuencias portadoras]. Esto se lleva a cabo transmitiendo sólo la mitad de las señales de datos de la banda base y después reconstruyendo todas las señales de la banda base en el receptor MC-CDMA aprovechando la propiedad de simetría fundamental de la operación IFFT compleja (es decir, función par simétrica en su parte real y función impar simétrica en su parte imaginaria). Como sólo se transmite la mitad de los símbolos de datos de la banda base, se obtiene mayor eficiencia del ancho de banda (p. 561, Sección I, 2ª columna).
CONFERENCE, 1999 IEEE 49TH HOUSTON, TX, USA, 16-20 de mayo de 1999, PISCATAWAY, NJ, USA, IEEE, US, 16 de mayo de 1999, páginas 561-565 desvelan una metodología para aumentar la eficiencia del ancho de banda de un sistema CDMA multiportadora (MC-CDMA) [producido realizando la transformada rápida inversa de Fourier (IFFT) del conjunto de frecuencias portadoras]. Esto se lleva a cabo transmitiendo sólo la mitad de las señales de datos de la banda base y después reconstruyendo todas las señales de la banda base en el receptor MC-CDMA aprovechando la propiedad de simetría fundamental de la operación IFFT compleja (es decir, función par simétrica en su parte real y función impar simétrica en su parte imaginaria). Como sólo se transmite la mitad de los símbolos de datos de la banda base, se obtiene mayor eficiencia del ancho de banda (p. 561, Sección I, 2ª columna).
LI ENJIA Y COL: "The Study of
FH/MCFD/SSMA/DPSK Wireless Communications Systems" PROCEEDINGS OF
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON COMMUNICATION TECHNOLOGY, 1998,
páginas
S18-6-1-S18-6-5
desvelan técnicas OFDM concatenadas con un esquema de salto de
frecuencia que selecciona una secuencia pseudoaleatoria de un grupo
de frecuencias de portadora OFDM que transportan un flujo de datos
de un usuario dado. El uso de modulación por desplazamiento de fase
diferencial por parte de Enjia y col. es convencional y es la norma
cuando un canal de comunicaciones presenta fase esencialmente
aleatoria. Para proveer facilidad relativa de sincronización en el
receptor, el formato DPSK permite una función diferencial de
detección de fase de portadora por medio de comparaciones de fase
sucesivas sobre una base de bit por bit; el procedimiento
diferencial de codificación/decodificación también se encarga de
ambigüedades de fase +/- en el canal RF.
Según un primer aspecto de la presente
invención, un procedimiento de transmisión de señal comprende
proveer un sistema de comunicación de espectro ensanchado por
secuencia directa que aumenta un número de usuarios utilizando una
pluralidad de portadoras ortogonales muy próximas que producen
espectros superpuestos, caracterizado por superponer primera y
segunda señales de espectro ensanchado por secuencia directa que
tienen frecuencias de la portadora \omega_{1} y \omega_{2},
códigos de ensanchamiento PN_{1} y PN_{2} con un tiempo de chip
T_{c}, y señales de mensajes m_{1} y m_{2} que tienen un
tiempo de bit T_{b} que es un múltiplo entero del tiempo de chip,
cada una de las frecuencias de la portadora es un múltiplo entero de
la tasa de bits 1/T_{b} y están espaciadas de manera ortogonal en
relación con la tasa de bits o un múltiplo entero de la misma por lo
cual
\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*} cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
con T_{x} establecido a T_{b} o
un múltiplo entero de
T_{b}.
Según un segundo aspecto de la invención, un
producto de programa informático comprende medios de programas
informáticos adaptados, cuando se usan en conjunción con el aparato
de transmisión de señales, para proveer un sistema de comunicación
de espectro ensanchado por secuencia directa que aumenta un número
de usuarios utilizando una pluralidad de portadoras ortogonales muy
próximas que producen espectros superpuestos, caracterizado porque
cuando dichos medios de programa son ejecutados en un ordenador que
forma parte del aparato de transmisión de señales, la primera y
segunda señales de espectro ensanchado por secuencia directa se
superponen, teniendo dichas señales frecuencias de las portadoras
\omega_{1} y \omega_{2}, códigos de ensanchamiento PN_{1}
y PN_{2} con un tiempo de chip T_{c}, y señales de mensajes
m_{1} y m_{2} que tienen un tiempo de bit T_{b} que es un
múltiplo entero del tiempo de chip, en el que cada una de las
frecuencias de las portadoras es un múltiplo entero de la tasa de
bits 1/T_{b} y están espaciadas de manera ortogonal en relación
con la tasa de bits o un múltiplo entero de la misma por lo
cual
\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*}cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
con T_{x} establecido a T_{b} o
un múltiplo entero de
T_{b}.
Según un tercer aspecto de la invención, hay
provisto un aparato de transmisión de señales que incorpora un
programa informático caracterizado por medios de programas
informáticos adaptados, cuando son ejecutados en un ordenador, para
realizar las etapas de: proveer un sistema de comunicación de
espectro ensanchado por secuencia directa que aumenta un número de
usuarios utilizando una pluralidad de portadoras ortogonales muy
próximas que producen espectros superpuestos, superponer la primera
y segunda señales de espectro ensanchado por secuencia directa que
tienen frecuencias de las portadoras \omega_{1} y
\omega_{2}, códigos de ensanchamiento PN_{1} y PN_{2} con
un tiempo de chip T_{c}, y señales de mensajes m_{1} y m_{2}
que tienen un tiempo de bit T_{b} que es un múltiplo entero del
tiempo de chip, en el que cada una de las frecuencias de las
portadoras es un múltiplo entero de la tasa de bits 1/T_{b} y
están espaciadas de manera ortogonal en relación con la tasa de
bits o un múltiplo entero de la misma por lo cual
\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*} cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
con T_{x} establecido a T_{b} o
un múltiplo entero de
T_{b}.
Ciertas características preferidas de la
invención se exponen en las reivindicaciones dependientes
adjuntas.
Un objetivo de las técnicas descritas en esta
memoria descriptiva es satisfacer simultáneamente los requisitos de
adaptarse a un aumento en el número de usuarios normalizados y
optimizar concurrentemente la carga de usuarios a través de
múltiples canales de frecuencia. Un objetivo de estas técnicas es
recoger beneficios significativos usando la tasa de bits del canal
(o integrales múltiples, o integrales fraccionales múltiples, de la
misma) como una base para la ortogonalidad.
Una técnica está basada en un procedimiento que
comprende superponer una pluralidad de señales de espectro
ensanchado por secuencia directa usando frecuencias de las
portadoras que están espaciadas de manera ortogonal en relación con
una tasa de bits común (o, de nuevo, integrales múltiples de la
misma). Otra técnica está basada en aparatos que comprenden: un
generador de código de pseudorruido (PN); un sintetizador de
frecuencia acoplado al generador de código de PN; una puerta de
coincidencia acoplada al generador de código de PN; una puerta de
datos acoplada a la puerta de coincidencia; una puerta XOR acoplada
tanto a la puerta de datos como al generador de código de PN; un
modulador equilibrado acoplado tanto a la puerta XOR como al
sintetizador de frecuencia; y un conmutador acoplado al modulador
equilibrado, en el que un conjunto de p bits provisto al
sintetizador de frecuencia selecciona una banda de funcionamiento,
el generador de código de PN provee un subconjunto de m bits
procedentes de un código completo de PN de n bits al
sintetizador de frecuencia para generar una frecuencia de la
portadora dentro de la banda de funcionamiento, y el generador de
código de PN provee un subconjunto de l bits procedentes del
código completo de PN de n bits a la puerta de coincidencia
para: (1) generar una ráfaga de datos desde la puerta de datos a
través de la puerta XOR hasta el modulador equilibrado y (2)
generar en el dicho conmutador, el generador de código de PN que
provee el código completo de PN de n bits al modulador
equilibrado por la puerta XOR.
A continuación se describirá la invención a modo
de ejemplo con referencia a los dibujos que, en primer lugar, se
describen brevemente más abajo.
la Fig. 1 ilustra un ejemplo de flujo de chips,
que representa una realización de la invención;
la Fig. 2 ilustra una vista esquemática de
bloques de un transmisor híbrido de espectro ensanchado por salto
de frecuencia/por secuencia directa (modulado por modulación por
desplazamiento de fase binaria [BPSK]), que representa una
realización de la invención;
la Fig. 3 ilustra una vista esquemática de
bloques de un receptor híbrido de espectro ensanchado por salto de
frecuencia/por secuencia directa (modulado por BPSK), que representa
una realización de la invención;
la Fig. 4 ilustra una vista esquemática de
bloques de un transmisor híbrido de espectro ensanchado por salto
en el tiempo/por secuencia directa, que representa una realización
de la invención;
la Fig. 5 ilustra una vista esquemática de
bloques de un receptor híbrido de espectro ensanchado por salto en
el tiempo/por secuencia directa, que representa una realización de
la invención;
la Fig. 6 ilustra una vista esquemática de
bloques de un transmisor híbrido de espectro ensanchado por salto
de frecuencia/salto en el tiempo/por secuencia directa, que
representa una realización de la invención;
la Fig. 7 ilustra una vista esquemática de
bloques de un receptor híbrido de espectro ensanchado por salto de
frecuencia/salto en el tiempo/por secuencia directa, que representa
una realización de la invención.
Dentro de esta solicitud están referenciadas
varias publicaciones por superíndices compuestos de números arábigos
entre paréntesis. Las citas completas para estas publicaciones
pueden encontrarse al final de la memoria descriptiva
inmediatamente antes de las reivindicaciones después del
encabezamiento de sección Bibliografía. Las exposiciones de todas
estas publicaciones se incorporan por referencia para el propósito
de indicar los antecedentes de la invención e ilustrar el estado de
la técnica.
Las patentes de EE.UU. referidas más adelante
N^{os} 5.623.487; 5.521.937; y 5.274.665 desvelan realizaciones
que eran satisfactorias para los propósitos para los que estaban
pensadas.
Los procedimientos de transmisión de señales
descritos más adelante incluyen combinar señales superpuestas de
espectro ensanchado por secuencia directa (DSSS) usando frecuencias
de las portadoras que están espaciadas de manera ortogonal en
relación con la tasa de bits (o de símbolos) en lugar de la tasa de
chips.
Esto permite una nueva combinación de espectro
ensanchado por salto de frecuencia (FHSS) y/o espectro ensanchado
por salto en el tiempo (THSS) con las señales DSSS, optimizando así
el factor de mérito bits/seg/Hz y permitiendo un número de
usuarios aún más alto.
Significativamente, los procedimientos pueden
permitir x^{2} usuarios en el mismo canal al mismo nivel de
interferencia de usuarios donde previamente había sólo x. Aquí,
"canal" se refiere al grupo de canales de frecuencia muy
próximos, que es sólo ligeramente más ancho que un único canal DSSS.
Por ejemplo, dada una situación donde 16 usuarios eran todos los
que el canal podía soportar (debido a diversas fuentes de ruido,
interferidores, y efectos de trayectoria múltiple), la invención
podría aumentar el número de usuarios a aproximadamente 256 con el
mismo nivel medio de interferencia de usuarios que antes, tanto para
sistemas DSSS como híbridos (DSSS/FHSS; DSSS/THSS; y
DSSS/FHSS/THSS). La contrapartida (coste) es un leve aumento en el
ancho de banda global y el conjunto de circuitos requeridos.
Por ortogonalidad estricta, tal como se expresa
por la relación de Kondo (Ec. 2), se quiere decir que las señales en
cuestión tienen exactamente superposición nula, lo que Kondo ha
utilizado para 1/T_{c} o espaciado de tasa de chips. Es decir, la
integral en la Ec. 1 se anula. En la presente invención, estamos
utilizando números enteros múltiplos y submúltiplos de
1/nT_{c}=1/T_{b} (o espaciados de portadoras a la tasa de bits
de múltiplos de la misma) que hacen que la Ec. 1 se anule o se
aproxime a cero. Si la frecuencia de la portadora,
f=\omega/2\pi, es precisamente un múltiplo entero de la tasa de
bits, entonces dos portadoras cualesquiera, independientes de sus
fases iniciales relativas, integrarán a cero en la Ec. 2. Sin
embargo, si la frecuencia de la portadora no es un múltiplo
entero de la tasa de bits, la integral sólo se aproximará a
cero para relaciones de fase aleatorias. Como ejemplo, la
superposición media entre dos señales arbitrarias en la banda de
915 MHz para una tasa de fragmentación en chips de 1 MHz y 1023
chips por bit es típicamente un escaso tanto por ciento o menos,
con un máximo de quizá el 8%. En este ejemplo utilizaremos dos
portadoras que obedecen a la relación:
(Ec.3),\omega
_{j} = \pi (j + k)/n\cdot T_{c} \hskip1cm y \hskip1cm \omega _{k} =
\pi (j + k)/n\cdot
T_{c}
donde j es un número entero, y n y
T_{c} se definen como antes. Típicamente, el índice j es un número
entero grande como 1.870.000 para las condiciones del ejemplo
anterior. Para que el espaciado de frecuencias entre dos portadoras
adyacentes sea igual a la tasa de bits del canal, k=½. Para el
ejemplo usado aquí, el espaciado de frecuencia utilizado por Kondo
es el doble de la tasa de fragmentación en chips, o 2 MHz. Para el
caso ortogonal de esta invención, el espaciado de frecuencia es
menos de 1 KHz, que provee 2000 veces de beneficio en la densidad
de espaciado de portadora. Esto puede verse simplemente haciendo
k=½, j=1.870.000, T_{c}=1/(1 MHz), y n=1023 en la Ec. 3 y tomando
la diferencia entre las dos
frecuencias.
Consideremos ahora valores de k menores que 1/2.
La relación de Kondo (Ec. 2) es estrictamente válida para señales
de fase relativa aleatoria entre sí, es decir, para un conjunto de
señales asíncronas, que es el caso para el grueso de las
aplicaciones de la presente invención. Sin embargo, en el
escenario que implica un conjunto de señales cofásicas o síncronas,
como las transmitidas desde una antena de estación base común (por
ejemplo, en un teléfono celular IS-95 CDMA o sistema
equivalente), las señales del conjunto conservarán su ortogonalidad
mutua a un espaciado de frecuencias de exactamente 1/2, 1/4, 1/8,
etc. o otros valores fraccionarios de la tasa de bits así como a
múltiplos enteros (es decir, x1, x2, x3,...) de ese 1/2 de la tasa
de bits, dependiendo de la elección de fase relativa entre las
portadoras. Los espaciados de frecuencias ortogonales admisibles
para grupos de señales síncronas con diferencias de fase
relativas nulas son por lo tanto ½, 1, 1½, 2, 2½, 3, 3½,...veces la
tasa de bits, dando el doble de elecciones de frecuencia que en el
caso asíncrono. Por lo tanto, pueden operarse satisfactoriamente
conjuntos de señales síncronas (por ejemplo, encontradas en
transmisores múltiples comunes cofásicos de estación base y módems
sincronizados o transmisores por un cable coaxial común o cable de
par trenzado) en un modo ortogonal a espaciados de frecuencia de
un medio (y otros submúltiplos) de la tasa de bits común y lograr
así al menos el doble de la densidad de usuarios del caso de señal
asíncrona. (En las siguientes discusiones, sin embargo, se
supondrá el caso más general de conjuntos de señales [no en fase]
asíncronas, a menos que se establezca de otro modo).
La Fig. 1 muestra un ejemplo de cómo están
relacionados los chips y los bits en un sistema DSSS típico. En este
ejemplo, la tasa de bits (tasa de símbolos) es 1/T_{b}
bits/segundo, y la tasa de chips es 1/T_{c} chips/segundo, con
siete chips por bit. Así, la velocidad de fragmentación en chips es
siete veces más rápida que la tasa de bits. Como se discutirá
después, los espaciados típicos de frecuencias ortogonales están
basados en f=1/T_{c} que en este ejemplo es siete veces mayor que
f=1/T_{b}. En todos los sistemas de espectro ensanchado
significativos, T_{b}/T_{c} será al menos 10 y a menudo está en
el intervalo de 100 a 1000 o mayor. Más detalladamente, la Fig. 1
a) muestra un flujo de bits (símbolos) de "010" que se
multiplica lógicamente por la señal mostrada en b), que es el código
de PN de repetición periódica que a su vez genera la señal mostrada
en c), que es el flujo digital usado para modular la portadora en un
sistema DSSS y que puede usarse alternativamente para controlar las
asignaciones de frecuencia o tiempo en un sistema FHSS o
THSS.
THSS.
La invención puede incluir el uso de múltiples
canales de frecuencia que se escogen para que estén lo más próximos
posible, de acuerdo con la tasa de bits (de símbolos) y una
condición de ortogonalidad (que se analizará más adelante). En la
práctica, esto significa que el sistema de canal único que funciona
a una frecuencia nominal de 915 MHz con una tasa de fragmentación
en chips de 1 MHz, para tomar un ejemplo particular, tendría un
ancho de banda de aproximadamente 2 MHz. Dividir la portadora
original de 915 MHz en 16 portadoras igualmente espaciadas, 8 a
cada lado de la portadora original, y separándolas por 20 kHz
aumentaría el ancho de banda a 2,30 MHz, o el 15%. Son posibles
otros espaciados y se determinan por la manera particular en que la
frecuencia de la portadora, la tasa de fragmentación en chips, y
la tasa de baudios determinan conjuntamente la condición de
ortogonalidad. Si la interferencia debida a 16 usuarios alcanzó el
límite de aceptabilidad en el único canal de 915 MHz y los 16
nuevos canales divididos de la portadora central fueran ortogonales,
el sistema híbrido podría soportar 16 usuarios por cada uno de los
16 canales con aproximadamente (de media) el mismo nivel de
interferencia. Por lo tanto, la capacidad del canal de la banda
original de 2 MHz centrada a 915 MHz ha sido aumentada de 16 a
256 usuarios pagando el coste de un leve aumento de ancho de banda y
un leve aumento estadístico de interferencia. ¡El resultado es un
uso mucho más eficiente de ancho de banda con casi ninguna
degradación de rendimiento!.
Los sistemas comerciales de espectro ensanchado
CDMA y FDMA pueden tener hasta 64 usuarios en una célula funcionando
en una única frecuencia de la portadora. Otros proveedores en la
misma área geográfica, quizá en células parcialmente superpuestas,
ofrecerán servicio similar pero a una frecuencia de la portadora
diferente. Las frecuencias de la portadora o centrales están
separadas suficientemente unas de otras para minimizar la
interferencia entre servicios. Aumentando las distancias centrales
ligeramente para permitir que se llene la multiplicidad de canales
ortogonales que cada portadora estaría ampliada ahora, el número de
usuarios que podrían ser acomodados en una región geográfica dada
puede aumentarse de 10 a 1000 veces. En aplicaciones militares, hay
quizá 512 usuarios en un solo canal. Nuestro procedimiento
permitiría quizá hasta 2500 usuarios, a un leve coste en ancho de
banda, potencia y
hardware.
hardware.
Si tanto el acceso a la transmisión como la
distancia entre el transmisor y cada receptor en el sistema son
controlados o conocidos de antemano, entonces la ganancia de
usuarios de productos prevista anteriormente se puede lograr
asegurando que no hay dispersión espectral entre canales (es decir,
los diferentes canales de frecuencia se seleccionan para que sean
mutuamente ortogonales). En este caso, la estación base asigna cada
usuario a un canal de una manera síncrona y dentro de canales
ortogonales por asignación, resultando en que no hay interferencia
entre canales y un factor de carga de canal que es uniforme por
todos los canales. Siguiendo con el ejemplo anterior, supongamos
que hay 16 canales con 16 usuarios en cada canal. Si los canales
son verdaderamente ortogonales, se requiere que el margen de
perturbación en cada receptor sea sólo 12 dB. La propiedad de
ortogonalidad es entonces el factor determinante. Las propiedades de
ortogonalidad se analizarán más adelante más detalladamente.
Los usos de tal sistema pueden estar limitados a
situaciones donde las distancias entre la estación base y los
usuarios son fijas. Entre los ejemplos se incluyen el interior de un
edificio, por cable de banda ancha, o entre edificios en un entorno
urbano.
Si no puede satisfacerse el requisito de conocer
las distancias entre la estación base y cada receptor, entonces la
mejor solución posible es una de acceso aleatorio. Aquí, se asignan
canales de frecuencia a los usuarios basándose en sus propios
códigos CDMA sin ninguna intervención desde la estación base. Los
procedimientos de la teoría de probabilidad aseguran que el uso de
canales será igualado por término medio, sin casos sostenidos o
graves de interferencia entre usuarios.
Para recapitular el problema que se está
resolviendo, considérese un sistema DSSS que usa códigos de ruido
pseudoaleatorio (PN) donde se usan m chips por símbolo.
Supongamos que hay un remitente y la portadora está confinada a un
canal de frecuencia particular. Este único canal puede soportar
múltiples transmisiones simultáneas siempre que cada remitente
tenga su propio código de PN que sea ortogonal a o tenga pequeñas
correlaciones cruzadas con las de otros remitentes que ocupan el
mismo canal. Como las secuencias son pseudoaleatorias, una
secuencia recibida no pensada para el receptor particular aparecerá
como ruido blanco, añadiendo 3 dB de ruido a la entrada del
sistema. Asimismo, para cada duplicación de remitentes en el canal
escogido, se añadirán 3 dB de ruido de interferencia efectiva. En
particular, 16 remitentes degradarán en 12 dB la recepción para
cualquier receptor particular, y 256 remitentes degradarán la
recepción en 24 dB. Si suponemos que el factor de sensibilidad
efectiva utilizable de un solo receptor es -105 dBm, entonces con
256 remitentes cada receptor debe tener un nivel de señal de
entrada de -81 dBm para poder separar correctamente la señal de la
interferencia. Si se establece de otro modo, la intensidad de señal
en el receptor debe subir desde los 1,26 \muV (a -105 dBm) hasta
\sim20 \muV para una recepción correcta. De manera equivalente,
cada receptor debe tener un margen de perturbación de 24 dB. Estos
son factores de rendimiento difíciles de
lograr.
lograr.
Para aumentar el número de usuarios, debe
aumentarse el margen de perturbación. Se dispone de dos
procedimientos estándar: (1) aumentar el ancho de banda del
espectro o (2) disminuir la velocidad de transmisión de datos. Es
probable que estas dos alternativas sean inaceptables ya que ambas
implican una degradación significativa del rendimiento del
sistema.
La situación mejoraría drásticamente si los 256
remitentes pudieran dividirse entre 16 canales. Si la interferencia
en canales cruzados es insignificante asignando canales ortogonales
como antes, entonces volveríamos al caso de -93 dBm, con sólo 12 dB
de margen de perturbación extra requerido. Esto puede lograrse sin
requerir 15 estaciones base adicionales o demandar 16 veces el
ancho de banda de ensanchamiento. Mediante elección adecuada de
acceso a canal determinista o aleatorio, el número de usuarios puede
aumentar de n a aproximadamente n^{2} manteniendo a
la vez la misma sensibilidad aproximada del receptor.
Supongamos que tenemos códigos DSSS de n
chips cada uno, de fase modulada, según las palabras de código. Al
enviar una palabra de código, mire sus 4 primeros bits (por ejemplo
de 16 usuarios). Interprete este grupo de bits como un
desplazamiento de frecuencia desplazada entre 0 y 15 de la antigua
frecuencia central, y desplace la frecuencia de la portadora en
consecuencia. El resultado es una oscilación a través de un conjunto
de frecuencias de una manera conocida para el receptor y modular la
fase de la portadora con cada chip de la manera habitual. Esto
puede hacerse cada 4 chips o cada única o cada y palabras de código.
Obsérvese que la resolución de frecuencia es muy nítida debido al
nivel de ganancia de procesamiento que se conserva para cada
usuario.
Para sincronizar un receptor para una secuencia
de código particular, comiéncese buscando la primer palabra de
código alrededor de su frecuencia esperada, que está determinada por
el propio código. Cuando se encuentre, se establece la frecuencia y
la ubicación de frecuencia de la siguiente secuencia de chips se
conoce a partir del código de PN en uso. El esquema presentado aquí
reducirá la interferencia debida a múltiples usuarios ya que, por
término medio, todos los transmisores que usan códigos diferentes
estarán transmitiendo por un canal de frecuencia diferente en
cualquier instante dado. De este modo, para un esquema de división
de frecuencia de 16 canales, habrá un conflicto sólo 1/16 del
tiempo reduciendo el problema de la interferencia. Cualquier
colisión grave puede corregirse por medio de solicitudes de
retransmisión o códigos de corrección de errores.
La ventaja de este procedimiento estriba en su
naturaleza aleatoria - es un procedimiento probabilista que no
requiere asignación de canal por la estación base. Otras ventajas
son que ningún usuario individual puede ser interferido todo el
tiempo si un solo canal tiene un interferidor principal; además,
cualquier perturbación por parte de un único interferidor
persistente afecta a los usuarios sólo en la medida en que sus
códigos estén concentrados en el canal interferente.
En Kreyszig^{(3)} tenemos la definición
clásica de ortogonalidad, "Se dice que las funciones g_{m} y
g_{n} son ortogonales en el intervalo a\leqx\leqb
si..."
(1)(g_{m},g_{n}) =
\int\limits _{b}^{a}g_{m}(x)g_{n}(x)dx =
0
Cualquier señal no trivial también satisfará las
condiciones de que
(g_{m},g_{m}) =
\int\limits _{b}^{a}g_{m}(x)g_{m}(x)dx \neq
0
(g_{n},g_{n}) =
\int\limits _{b}^{a}g_{n}(x)g_{n}(x)dx \neq
0
La siguiente discusión trata de un sistema con
varios transmisores y un receptor que está "programado" para
detectar la señal S_{1}. El funcionamiento del receptor multiplica
fundamentalmente la mejor estimación de la señal deseada por la
forma de onda compuesta entrante. El producto de banda base de baja
frecuencia son típicamente los datos demodulados. Por lo tanto, la
salida del receptor es
(2)\int
S_{1}(t) \text{*} (S_{1}(t) + S_{2}(t) \ + \ S_{3}(t) \ + \ ... \ +
\ I_{1}(t) \ + \ ... \ + \
N_{0}(t)dt
donde S_{2},
S_{3},...representan otros usuarios, I_{1}...representan fuentes
de interferencia y N_{0} representa ruido. En la ecuación (2) la
salida deseada es desde el término S_{1}^{2}(t). Los
productos restantes representan productos que reducen la relación de
señal a ruido
(SNR).
Ahora, reducimos nuestro ejemplo a dos señales
transmitidas que tienen diferentes frecuencias de la portadora
(\omega_{x}), códigos de ensanchamiento (PN_{x}) y señales de
mensajes (m_{x}). Suponemos que la señal de mensaje es digital
con una tasa de datos de 1/T_{b} y que el código de PN está
cronometrado m veces más rápido, a una tasa de 1/T_{c}, donde
m es la longitud del código de PN en chips (jerga para bits
de código de ensanchamiento). Así, deseamos
(3)\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*} cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
donde Tx se establece a T_{c} en
sistemas típicos CDMA u OFDM (múltiplex por división de frecuencia
ortogonal). Es muy importante apreciar que la invención puede
aprovecharse de las operaciones típicas de hardware en un receptor
DSSS estableciendo T_{x} igual a T_{b} (o múltiplos enteros
de T_{b}). Esto aumenta el tiempo de integración por un factor
de m, reduciendo así el espaciado mínimo de frecuencia
ortogonal por un factor de m. Otros espaciados ortogonales
útiles (aunque no mínimos) se producirán en múltiplos enteros de
este espaciado de frecuencia
mínimo.
Como se mencionó anteriormente, los detectores
coherentes en receptores típicos multiplican la señal entrante por
una estimación de la señal deseada. Integrando el producto durante
el periodo de un solo bit del mensaje se obtiene el mensaje
original, una vez que se establece una sincronización de bit de
reloj. En receptores típicos de espectro ensanchado, los bis de
ensanchamiento (chips) de mayor velocidad se cronometran dentro de
un demodulador. Por lo tanto, el periodo de integración es igual o
menor que la tasa de chips. Utilizando señales que ya están
presentes en el receptor, puede realizarse un cálculo separado que
ahora integra durante todo el periodo de bits de mensaje. Esto
permite que las señales estén espaciadas de manera ortogonal a
intervalos de frecuencia de 1/T_{b}, que es n veces más
cercano que los intervalos de 1/T_{c} usados en los sistemas
existentes en la técnica.
La expresión múltiplo entero tal como se usa en
relación con la tasa de bits, significa una tasa menor que la tasa
de chips, preferentemente menor que la mitad de la tasa de chips. La
expresión submúltiplo, tal como se usa en relación con la tasa de
bits, significa una fracción de la tasa de bits. El término
acoplado, tal como se usa en este documento, se define como
conectado, aunque no necesariamente directamente, y no
necesariamente mecánicamente. El término desplegando, tal
como se usa en este documento, se define como diseñando,
construyendo, enviando, instalando y/o funcionando. El término
programa o la expresión programa informático, tal como
se usa en este documento, se define como una secuencia de
instrucciones diseñadas para ejecución en un sistema informático. Un
programa puede incluir una subrutina, una función, un procedimiento,
un procedimiento objeto, una implementación de objeto, una
aplicación ejecutable, una pequeña aplicación ejecutada en un
navegador web (applet), una pequeña aplicación ejecutada en un
servidor web (servlet), un código fuente, un código objeto, y/u otra
secuencia de instrucciones diseñada para ejecución en un sistema
informático.
A continuación se describirán más detalladamente
realizaciones específicas de la invención mediante los siguientes
ejemplos no limitadores que servirán para ilustrar con algún detalle
diversas características de importancia. Los ejemplos están pensados
meramente para facilitar una comprensión de maneras en las que puede
ponerse en práctica la invención y además para permitir a los
expertos en la materia poner en práctica la invención. Por
consiguiente, los ejemplos no deben interpretarse como limitadores
del alcance de la invención.
Haciendo referencia a las Figs.
2-3, se representa un esquema híbrido de espectro
ensanchado por salto de frecuencia/por secuencia directa
(FH/DS).
El transmisor híbrido de espectro ensanchado por
salto de frecuencia/por secuencia directa (FH/DS) representado en la
Fig. 2 está configurado para modulación de datos BPSK estándar. Se
usa un subconjunto de m bits procedentes del código de PN
completo de n bits (n>m) en sincronización con la
secuencia de fragmentación en chips para impulsar a un sintetizador
RF (200) a generar la frecuencia de la portadora RF exacta deseada
para la transmisión SS híbrida. Obsérvese que se usan unos p
bits adicionales de orden superior en la palabra del sintetizador RF
para especificar la banda de funcionamiento RF; los m bits de
orden inferior procedentes del registro de PN seleccionan los
canales de salto individuales. Un filtro de paso bajo opcional (210)
puede estar situado entre un modulador equilibrado (220) y un
amplificador (230).
La arquitectura del receptor híbrido de espectro
ensanchado FH/DS correspondiente se muestra en la Fig. 3. Aquí, la
señal híbrida entrante es amplificada en un amplificador de bajo
ruido de entrada del sistema (LNA) (300), disminuida en frecuencia a
la frecuencia intermedia deseada (IF) por medio de un mezclador
equilibrado (310), y finalmente demodulada de manera convencional.
Como en el transmisor anterior, se usan m bits procedentes de
un generador de código de PN de n bits (320) para seleccionar
los canales de salto de frecuencia deseados dentro de la banda
receptora RF seleccionada. Se usa una señal fija de oscilador local
para elevar la frecuencia de salida del sintetizador hasta el valor
apropiado para producir la IF objetivo; esta señal final del
oscilador local de FH/DS programable es modulada por la secuencia de
código polinómico de PN y aplicada al mezclador equilibrado (310) en
la parte superior izquierda del diagrama. Esta señal ensanchada
desensancha entonces automáticamente (cuando está sincronizada
correctamente) la parte DS de la señal híbrida entrante; el salto de
frecuencia de la señal local también elimina la componente FH,
dejando una simple señal de frecuencia única de datos modulados en
una entrada a una cadena de filtro/amplificador IF (330). La
sincronización para el sistema se obtiene del flujo de datos, la
frecuencia de la portadora RF, o una combinación de los mismos. Un
filtro opcional de paso bajo o de paso de banda (340) puede estar
situado entre un mezclador de frecuencia (350) y un modulador
equilibrado (360).
Haciendo referencia a las Figs.
4-5, se representa un esquema híbrido de espectro
ensanchado por salto en el tiempo/por secuencia directa (TH/DS).
La Fig. 4 detalla un transmisor híbrido de
salto de frecuencia/por secuencia directa (TH/DS). Aquí, como en el
esquema previo de transmisión de FH/DS, un generador de código de PN
principal (400) de n bits provee un subconjunto de m
bits a una puerta de coincidencia de detección de patrón (410).
Cuando se reconoce el patrón seleccionado de m bits, una puerta de
datos (420) genera una ráfaga de bits de datos dentro del
ensanchador de DS (por una puerta OR exclusiva (430) que alimenta a
un modulador equilibrado (440)). Simultáneamente, un biestable T
accionado por la línea de salida de coincidencia selecciona un
amplificador de potencia RF final (450) para completar el
procedimiento de transmisión de ráfagas de salto en el tiempo. Un
filtro de paso bajo opcional (460) puede estar situado entre el
modulador equilibrado (440) y un conmutador RF (470).
El receptor de TH/DS correspondiente
representado en la Fig. 5 es similar a la unidad de FH/DS descrita
en el Ejemplo 1, salvo que los m bits extraídos de un
generador de PN maestro (500) accionan un detector de coincidencia
(510) (que puede ser como el del transmisor de la Fig. 4) en lugar
de un sintetizador de frecuencia. Un biestable (520), una vez que el
sistema está sincronizado, simplemente deselecciona la entrada RF
hasta que se produzca el segmento de tiempo deseado.
Las Figuras 6-7 representan
diagramas de bloques del transmisor y el receptor híbridos de
FH/TH/DS, respectivamente, que combinan lógicamente esquemas tanto
de FH/DS como de TH/DS para lograr distribuciones de ensanchamiento
más complejas y ofrecer seguridad de datos aún más alta que los
tipos más simples; los detalles específicos pueden ser los mismos
que los de los ejemplos previos.
Una aplicación práctica de la invención que
tiene valor dentro de los campos tecnológicos es la telefonía
celular. Además, la invención es útil en conjunción con
comunicaciones de banda ancha (como las que se usan para el
propósito de enlaces de datos de alta velocidad por cable coaxial o
fibra), o similares. Hay prácticamente innumerables usos para la
invención, no todos los cuales tienen que estar detallados aquí.
Un sistema, que representa una realización de la
invención, puede ser económico y ventajoso por al menos las
siguientes razones. El sistema puede adaptarse a un aumento en el
número de usuarios normalizados. El sistema puede optimizar la carga
de usuarios a través de múltiples canales de frecuencia. También
puede proveer mayor inmunidad a multitrayectoria, interferencia, y
perturbación respecto a procedimientos previos. Además, puede
facilitar la implementación de receptores que posean rápida
sincronización con las señales de espectro ensanchado moduladas de
manera compuesta con un aumento mínimo en la complejidad del
hardware respecto a unidades convencionales. La correlación entre la
secuencia directa transmitida y las modulaciones de señal por salto
de frecuencia puede facilitar el uso de modulación por salto de
frecuencia de fase continua (CPFH) para reducir el ensanchamiento
espectral transitorio o "interferencia del canal adyacente" en
las señales transmitidas.
Todas las realizaciones desveladas de la
invención descrita en este documento pueden realizarse y ponerse en
práctica sin demasiada experimentación. Aunque el mejor modo de
llevar a cabo la invención contemplado por los inventores se desvela
anteriormente, la puesta en práctica de la invención no está
limitada al mismo. Por consiguiente, se apreciará por parte de los
expertos en la materia que la invención puede ponerse en práctica
de otro modo que el descrito específicamente en este documento.
Por ejemplo, los componentes individuales no
tienen que montarse en la configuración desvelada, sino que podrían
montarse en prácticamente cualquier configuración. Además, aunque
los transmisores y/o receptores descritos en este documento pueden
ser módulos separados físicamente, será evidente que los
transmisores y/o receptores pueden estar integrados en el aparato
con el que están asociados. Además, todos los elementos y
características desvelados de cada realización desvelada pueden
combinarse con, o sustituirse por, los elementos y características
desvelados de todas las otras realizaciones desveladas excepto donde
tales elementos o características se excluyen mutuamente.
(1) Dixon, Robert, Spread Spectrum
Systems with Commercial Applications, 3rd Edition, John Wiley
& Sons, Nueva York, 1998.
(2) Peterson, R. L., Ziemer, R.
E., and Borth, D. E., Introduction to
Spread-Spectrum Communications, Prentice Hall,
Upper Saddle River, NJ, 1995.
(3) Kreyszig, Erwin, Advanced
Engineering Mathematics, 8th Edition, John Wiley & Sons,
Nueva York, 1999.
Claims (23)
1. Un procedimiento de transmisión de señal,
que comprende proveer un sistema de comunicación de espectro
ensanchado por secuencia directa que aumenta un número de usuarios
utilizando una pluralidad de portadoras ortogonales muy próximas
que producen espectros superpuestos,
caracterizado por superponer primera y
segunda señales de espectro ensanchado por secuencia directa que
tienen frecuencias de la portadora \omega_{1} y \omega_{2},
códigos de ensanchamiento PN_{1} y PN_{2} con un tiempo de chip
T_{c}, y señales de mensajes m_{1} y m_{2} que tienen un
tiempo de bit T_{b} que es un múltiplo entero del tiempo de chip
con T_{b} > T_{c}, cada una de las frecuencias de la
portadora es un múltiplo entero de la tasa de bits 1/T_{b} y están
espaciadas de manera ortogonal en relación con la tasa de bits o un
múltiplo entero de la misma en el que
\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*} cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
con T_{x} establecido a T_{b} o
un múltiplo entero de
T_{b}.
2. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado además por codificar por salto de frecuencia
común dicha pluralidad de señales de espectro ensanchado por
secuencia directa.
3. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado además por codificar por salto de frecuencia
individual diferencial cada una de dicha pluralidad de señales de
espectro ensanchado por secuencia directa.
4. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado por modulación por salto de frecuencia
realizada en forma de fase continua.
5. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado además por codificar por salto en el tiempo la
dicha pluralidad de señales de espectro ensanchado por secuencia
directa.
6. Un procedimiento según la reivindicación 5,
caracterizado además por codificar por salto de frecuencia la
dicha pluralidad de señales de espectro ensanchado por secuencia
directa.
7. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque la superposición incluye asignar de
manera síncrona cada uno de una pluralidad de usuarios a uno de una
pluralidad de canales ortogonales.
8. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque la superposición incluye codificar un
desplazamiento de frecuencia en un subconjunto de bits que definen
una palabra de código.
9. Un procedimiento según cualquier
reivindicación precedente, caracterizado porque la
superposición incluye establecer una sincronización de bit de reloj;
multiplicar una señal entrante por una estimación de una señal
deseada; e integrar un producto durante el tiempo de bit T_{b} o
un múltiplo entero del mismo.
10. Un procedimiento según cualquier
reivindicación precedente, caracterizado además por
retransmitir una de dicha pluralidad de señales de espectro
ensanchado por secuencia directa.
11. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado además por comprobar una de dicha pluralidad de
señales de espectro ensanchado por secuencia directa con un código
de corrección de errores.
12. Un procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque la primera y segunda señales de espectro
ensanchado por secuencia directa son señales síncronas que tienen
diferencias de fase relativas nulas, y porque las frecuencias de la
portadora son (i) cada una precisamente un múltiplo entero de la
mitad de la tasa de bits y (ii) están espaciadas de manera ortogonal
en relación con la mitad de la tasa de bits o un múltiplo entero de
la misma.
13. Un procedimiento según la reivindicación
12, caracterizado además por codificar por salto de
frecuencia común las señales síncronas de espectro ensanchado por
secuencia directa.
14. Un procedimiento según la reivindicación
12, caracterizado además por codificar por salto en el tiempo
las señales síncronas de espectro ensanchado por secuencia
directa.
15. Un procedimiento de transmisión de señal
según la reivindicación 1, caracterizado porque la primera y
segunda señales de espectro ensanchado por secuencia directa son
señales síncronas, y porque cada una de las frecuencias de la
portadora (i) es un múltiplo entero de 1/2^{x} veces la tasa de
bits, donde x es un número natural y (ii) están espaciadas de manera
ortogonal en relación con 1/2^{x} veces la tasa de bits o
múltiplos enteros de la misma.
16. Un procedimiento según la reivindicación
15, caracterizado además por codificar por salto de
frecuencia común dicha pluralidad de señales de espectro ensanchado
por secuencia directa.
17. Un procedimiento según la reivindicación
15, caracterizado además por codificar por salto en el tiempo
dicha pluralidad de señales de espectro ensanchado por secuencia
directa.
18. Un producto de programa informático que
comprende medios de programas informáticos adaptados, cuando se usan
en conjunción con el aparato de transmisión de señales, para proveer
un sistema de comunicación de espectro ensanchado por secuencia
directa que aumenta un número de usuarios utilizando una pluralidad
de portadoras ortogonales muy próximas que producen espectros
superpuestos,
caracterizado porque cuando dichos medios
de programa son ejecutados en un ordenador que forma parte del
aparato de transmisión de señales, la primera y segunda señales de
espectro ensanchado por secuencia directa se superponen, teniendo
dichas señales frecuencias de las portadoras \omega_{1} y
\omega_{2}, códigos de ensanchamiento PN_{1} y PN_{2} con un
tiempo de chip T_{c}, y señales de mensajes m_{1} y m_{2} que
tienen un tiempo de bit T_{b} que es un múltiplo entero del
tiempo de chip con T_{b} > T_{c}, en el que cada una de las
frecuencias de las portadoras es un múltiplo entero de la tasa de
bits 1/T_{b} y están espaciadas de manera ortogonal en relación
con la tasa de bits o un múltiplo entero de la misma en el que
\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*} cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
con T_{x} establecido a T_{b} o
un múltiplo entero de
T_{b}.
19. Un medio leíble por ordenador que contiene
un producto de programa informático según la reivindicación 18.
20. Aparato de transmisión de señales que
incorpora un programa informático caracterizado por medios de
programas informáticos adaptados, cuando son ejecutados en un
ordenador, para realizar las etapas de: proveer un sistema de
comunicación de espectro ensanchado por secuencia directa que
aumenta un número de usuarios utilizando una pluralidad de
portadoras ortogonales muy próximas que producen espectros
superpuestos,
superponer la primera y segunda señales de
espectro ensanchado por secuencia directa que tienen frecuencias de
las portadoras \omega_{1} y \omega_{2}, códigos de
ensanchamiento PN_{1} y PN_{2} con un tiempo de chip T_{c}, y
señales de mensajes m_{1} y m_{2} que tienen un tiempo de bit
T_{b} que es un múltiplo entero del tiempo de chip con T_{b}
> T_{c}, en el que cada una de las frecuencias de las
portadoras es un múltiplo entero de la tasa de bits 1/T_{b} y
están espaciadas de manera ortogonal en relación con la tasa de bits
o un múltiplo entero de la misma en el que
\int\limits_{t}^{t+T_{x}}cos(\omega
_{1}(t)) \text{*} PN_{1}(t) \text{*} m_{1}(t) \text{*} cos(\omega
_{2}(t)) \text{*} PN_{2}(t) \text{*} m_{2}(t)dt =
0
con T_{x} establecido a T_{b} o
un múltiplo entero de
T_{b}.
21. Un producto de programa informático que
comprende medios de programas informáticos adaptados, cuando se usan
en combinación con el aparato de recepción de señales adaptado para
recibir una señal transmitida por el aparato de transmisión de la
reivindicación 20, para proveer un sistema de comunicación de
espectro ensanchado por secuencia directa que aumenta un número de
usuarios utilizando una pluralidad de portadoras ortogonales muy
próximas que producen espectros superpuestos,
caracterizado porque cuando los dichos
medios de programa son ejecutados en un ordenador que forma parte
del aparato de recepción de señales, la señal recibida es
multiplicada por una estimación de una señal deseada, y el producto
de la dicha multiplicación es entero durante el tiempo de bit
T_{b}, siendo T_{b} un múltiplo entero del tiempo de chip
T_{c} con T_{b} > T_{c}.
22. Un medio leíble por ordenador que contiene
un producto de programa informático según la reivindicación 21.
23. Aparato de recepción de señales adaptado
para recibir una señal transmitida por el aparato de transmisión de
señales de la reivindicación 20, en el que el aparato de recepción
está dispuesto para multiplicar la señal recibida por una estimación
de la señal deseada, y para integrar el producto de la dicha
multiplicación durante el tiempo de bit T_{b}, siendo T_{b} un
múltiplo entero del tiempo de chip T_{c} con T_{b} >
T_{c}.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/671,636 US7092440B1 (en) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | Hybrid spread-spectrum technique for expanding channel capacity |
| US671636 | 2000-09-27 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2276833T3 true ES2276833T3 (es) | 2007-07-01 |
Family
ID=24695306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES01975546T Expired - Lifetime ES2276833T3 (es) | 2000-09-27 | 2001-09-26 | Tecnica hibrida de espectro ensanchado para ampliar la capacidad del canal. |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7092440B1 (es) |
| EP (1) | EP1352489B1 (es) |
| AT (1) | ATE345612T1 (es) |
| AU (2) | AU2001294864B2 (es) |
| DE (1) | DE60124588T2 (es) |
| ES (1) | ES2276833T3 (es) |
| MX (1) | MXPA03002638A (es) |
| WO (1) | WO2002027992A2 (es) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7092440B1 (en) | 2000-09-27 | 2006-08-15 | Ut-Battelle Llc | Hybrid spread-spectrum technique for expanding channel capacity |
| US7321601B2 (en) * | 2001-09-26 | 2008-01-22 | General Atomics | Method and apparatus for data transfer using a time division multiple frequency scheme supplemented with polarity modulation |
| US7577165B1 (en) * | 2003-02-05 | 2009-08-18 | Barrett Terence W | Method and system of orthogonal signal spectrum overlay (OSSO) for communications |
| JP3871270B2 (ja) * | 2003-05-20 | 2007-01-24 | 株式会社インテリジェント・コスモス研究機構 | 送信装置および通信システム |
| US7340001B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-03-04 | Ut-Battelle Llc | Multidimensional signal modulation and/or demodulation for data communications |
| US7315563B2 (en) | 2003-12-03 | 2008-01-01 | Ut-Battelle Llc | Multicarrier orthogonal spread-spectrum (MOSS) data communications |
| US7656931B2 (en) | 2003-12-31 | 2010-02-02 | Ut-Battelle, Llc | Hybrid spread spectrum radio system |
| FR2866507B1 (fr) * | 2004-02-16 | 2006-05-05 | Wavecom | Signal de radiotelephonie cellulaire permettant une synchronisation au niveau sous-trame d'un canal supplementaire a l'aide d'un canal principal, procede, mobile et station de base correspondants. |
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| US7626544B2 (en) * | 2006-10-17 | 2009-12-01 | Ut-Battelle, Llc | Robust low-frequency spread-spectrum navigation system |
| US8068984B2 (en) * | 2006-10-17 | 2011-11-29 | Ut-Battelle, Llc | Triply redundant integrated navigation and asset visibility system |
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| US8384487B2 (en) | 2011-04-08 | 2013-02-26 | Ut-Battelle, Llc | Orthogonally referenced integrated ensemble for navigation and timing |
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| CN104956634B (zh) * | 2014-01-26 | 2018-06-19 | 山东金佳园科技股份有限公司 | 数据传输方法、装置和系统 |
| CN105703800B (zh) * | 2016-04-05 | 2018-02-06 | 中国电子科技集团公司第二十研究所 | 基于排序重置的宽间隔跳频序列产生方法 |
| US10132924B2 (en) | 2016-04-29 | 2018-11-20 | R2Sonic, Llc | Multimission and multispectral sonar |
| EP3449278A4 (en) | 2016-04-29 | 2020-01-08 | R2Sonic, LLC | MULTIVENTILATOR SURVEY SYSTEM AND METHOD |
| US9817116B1 (en) | 2016-04-29 | 2017-11-14 | R2Sonic, Llc | Acoustic doppler system and method |
| US11947004B2 (en) | 2016-04-29 | 2024-04-02 | R3Vox Ltd | Multifan survey system and method |
| EP3449280B1 (en) | 2016-04-29 | 2022-10-26 | R2Sonic, LLC | Sonar data compression |
| US11280903B2 (en) | 2016-04-29 | 2022-03-22 | R2Sonic, Llc | Acoustic doppler system and method |
| WO2019010022A1 (en) | 2017-07-03 | 2019-01-10 | R2Sonic, Llc | SYSTEM AND METHOD FOR MULTI-PERSPECTIVE INSONIFICATION |
| US10067228B1 (en) * | 2017-09-11 | 2018-09-04 | R2Sonic, Llc | Hyperspectral sonar |
| US11665564B2 (en) | 2021-02-08 | 2023-05-30 | Rurisond, Inc. | System and method for generation of shared signal frequency map for frequency sharing choice |
Family Cites Families (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3475558A (en) | 1964-09-01 | 1969-10-28 | Magnavox Co | Time gated pseudonoise multiplexing system |
| US4084137A (en) | 1976-08-24 | 1978-04-11 | Communications Satellite Corporation | Multidimensional code communication systems |
| US4435821A (en) | 1981-03-24 | 1984-03-06 | Nippon Electric Co., Ltd. | Receiver in a frequency hopping communication system |
| EP0085614B1 (en) | 1982-01-28 | 1989-08-09 | Fujitsu Limited | Data transmitting-receiving system |
| US4550292A (en) | 1983-09-06 | 1985-10-29 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Automatic oscillator frequency control system |
| US5105442A (en) | 1990-11-07 | 1992-04-14 | At&T Bell Laboratories | Coded modulation with unequal error protection |
| US5274665A (en) | 1990-12-14 | 1993-12-28 | Interdigital Technology Corporation | Polyopoly overlapping spread spectrum communication system and method |
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| KR20010106445A (ko) | 1998-08-18 | 2001-11-29 | 추후제출 | 스택 캐리어 이산 다중 톤 통신기술 |
| US6289038B1 (en) * | 1999-01-15 | 2001-09-11 | Samsung Electronics Co., Inc. | Parallel hopping hybrid direct sequence/slow frequency hopping CDMA system |
| DE60006966D1 (de) | 1999-06-28 | 2004-01-15 | Ericsson Inc | Übertragungssystem und verfahren zur orthogonalen mehrträgerkodierung |
| EP1128624A3 (en) | 2000-02-23 | 2004-01-07 | Northrop Grumman Corporation | Code selection for suppression of adjacent channel interference in FDM DPSK |
| US7092440B1 (en) | 2000-09-27 | 2006-08-15 | Ut-Battelle Llc | Hybrid spread-spectrum technique for expanding channel capacity |
| US6731668B2 (en) | 2001-01-05 | 2004-05-04 | Qualcomm Incorporated | Method and system for increased bandwidth efficiency in multiple input—multiple output channels |
| EP1267513A3 (en) | 2001-06-11 | 2006-07-26 | Unique Broadband Systems, Inc. | Multiplexing of multicarrier signals |
| WO2003043235A1 (en) | 2001-11-15 | 2003-05-22 | Jyoti Prasad | Antenna polarization codulation |
| US7310379B2 (en) | 2002-12-30 | 2007-12-18 | Motorola, Inc. | Polarization state techniques for wireless communications |
-
2000
- 2000-09-27 US US09/671,636 patent/US7092440B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-09-26 DE DE60124588T patent/DE60124588T2/de not_active Expired - Fee Related
- 2001-09-26 AT AT01975546T patent/ATE345612T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-09-26 AU AU2001294864A patent/AU2001294864B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-09-26 EP EP01975546A patent/EP1352489B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-09-26 WO PCT/US2001/030421 patent/WO2002027992A2/en active IP Right Grant
- 2001-09-26 ES ES01975546T patent/ES2276833T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2001-09-26 MX MXPA03002638A patent/MXPA03002638A/es active IP Right Grant
- 2001-09-26 AU AU9486401A patent/AU9486401A/xx active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7092440B1 (en) | 2006-08-15 |
| EP1352489A2 (en) | 2003-10-15 |
| DE60124588T2 (de) | 2007-09-20 |
| WO2002027992A3 (en) | 2003-08-07 |
| ATE345612T1 (de) | 2006-12-15 |
| DE60124588D1 (de) | 2006-12-28 |
| EP1352489B1 (en) | 2006-11-15 |
| AU2001294864B2 (en) | 2008-01-31 |
| MXPA03002638A (es) | 2003-08-27 |
| AU9486401A (en) | 2002-04-08 |
| WO2002027992A2 (en) | 2002-04-04 |
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