JPH1065586A

JPH1065586A - 受信装置

Info

Publication number: JPH1065586A
Application number: JP21377396A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Shimizu; 昌彦清水; Koji Matsuyama; 幸二松山; Shigeyuki Yoshioka; 重之吉岡; Takeshi Inoue; 武志井上
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-08-13
Filing date: 1996-08-13
Publication date: 1998-03-06

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、伝送情報に応じてＦＳＫ変調され
た受信波を復調してその伝送情報を得る受信装置に関
し、変調方式の互換性とハードウエアの基本的な構成と
を維持しつつ確実に符号間干渉を抑圧することを目的と
する。【解決手段】帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処理の下で
生成された変調波を復調して復調信号を得る復調手段１
１と、復調手段１１によって得られた復調信号にＦＳＫ
変調の方式の信号配置に基づく信号判定の処理を施し、
その復調信号によって示される伝送情報を復元する信号
判定手段１３とを備えた受信装置において、復調手段１
１の前段と後段との何れか一方に集中しあるいは双方に
分散して配置され、帯域制限に供された濾波特性の伝達
関数と復調手段１１の伝達関数との積に対して、予め決
められたロールオフ特性の伝達関数がとる商に等しい伝
達関数を有する濾波手段１５とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送情報に応じて
ＦＳＫ変調された受信波を復調してその伝送情報を得る
受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】伝送速度が低く非同期方式に基づいてデ
ータ伝送が行われる通信システムでは、多相ＰＳＫ変調
方式やＱＡＭ方式のように高い伝送速度に適応して帯域
使用効率か高く維持される変調方式よりハードウエアの
構成が簡単であり、かつ雑音や伝送歪みに抗して高い伝
送品質が確保できるＦＳＫ変調方式が多く適用されてい
る。

【０００３】図７は、ＦＳＫ変調方式が適用された通信
システムの構成例を示す図である。図において、送信機
８０は、無線伝送路を介して受信機８１に対向して配置
される。送信機８０では、ガウスフィルタ８２の入力に
伝送情報が与えられ、そのガウスフィルタ８２の出力は
ＦＭ変調器８３を介してアンテナ８４₁ の給電端に接続
される。

【０００４】受信機８１では、アンテナ８４₂ の給電端
がバンドパスフィルタ８５の入力に接続され、そのバン
ドパスフィルタ８５の出力はディスクリミネータ８６を
介してローパスフィルタ８７の入力に接続される。ロー
パスフィルタ８７の出力には、伝送情報が得られる。こ
のような構成の通信システムでは、ガウスフィルタ８２
は伝送情報を示すパルス列を取り込み、そのパルス列の
高次の成分を抑圧する処理を行う。ＦＭ変調器８３は、
このような処理が施されて逐次ガウスフィルタ８２から
与えられるパルス列に応じて搬送波信号をＦＳＫ変調す
ることにより送信波信号を生成し、その送信波信号をア
ンテナ８４₁ を介して無線伝送路に送信する。

【０００５】一方、受信機８１では、バンドパスフィル
タ８５は、上述した無線伝送路を介して送信機８０から
到来した受信波をアンテナ８４₂ を介して取り込み、か
つその受信波に予め設定された占有帯域幅に適合した帯
域制限の処理を施す。ディスクリミネータ８６はこのよ
うな処理が施された受信波を復調することにより復調信
号を生成し、ローパスフィルタ８７はその復調信号に含
まれる高域の雑音や高調波の成分を抑圧することにより
上述した伝送情報を得る。

【０００６】なお、ローパスフィルタ８７の構成につい
ては、上述した雑音や高調波の成分が所望の減衰量にわ
たって抑圧されるならば、チェビシェフ型、バターワー
ス型その他の如何なる形式の回路が適用されてもよい。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来例では、ガウスフィルタ８２、バンドパスフィルタ８
５およびローパスフィルタ８７（送信機８０および受信
機８１を構成して何らかの周波数特性を有するものを含
む。）の伝達関数が送信波や受信波に対して周波数領域
で乗じられるために、符号間干渉が生じて伝送品質が劣
化していた。

【０００８】また、ガウスフィルタ８２やローパスフィ
ルタ８７については、一般に、送信波の占有帯域幅の外
側に付随するスプリアスと復調信号に付随する雑音や高
調波成分とを抑圧するために、通過帯域がシンボルレー
トより小さく設定され、上述した符号間干渉が顕著に生
じる可能性があった。さらに、ＦＳＫ変調方式が適用さ
れた伝送システムでは、伝送速度を高めるためにシンボ
ルの多値化がはかられた場合には、上述した伝送品質は
さらに劣化するので、例えば、本願と同一の出願人にか
かわる特願平８−５１５５８号に記載された「信号判定
器」のように、受信端において時系列の順に与えられる
シンボルの列に適応しつつ信号判定に供される閾値を動
的に設定することも可能である。

【０００９】しかし、このような信号判定器は、参照す
べきシンボルの数が増加するほど逐次記憶すべきシンボ
ルの数が指数関数的に増加するためにハードウエアの規
模が増加し、実際には適用できない場合があった。本発
明は、変調方式の互換性とハードウエアの基本的な構成
とを維持しつつ確実に符号間干渉を抑圧できる受信装置
を提供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】図１は、請求項１、５に
記載の発明の原理ブロック図である。請求項１に記載の
発明は、帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処理の下で生成さ
れた変調波を復調して復調信号を得る復調手段１１と、
復調手段１１によって得られた復調信号にＦＳＫ変調の
方式の信号配置に基づく信号判定の処理を施し、その復
調信号によって示される伝送情報を復元する信号判定手
段１３とを備えた受信装置において、復調手段１１の前
段と後段との何れか一方に集中しあるいは双方に分散し
て配置され、帯域制限に供された濾波特性を示す伝達関
数と復調手段１１の伝達関数との積に対して、予め決め
られたロールオフ特性を示す伝達関数がとる商に等しい
伝達関数を有する濾波手段１５を備えたことを特徴とす
る。

【００１１】図２は、請求項２〜４に記載の発明の原理
ブロック図である。請求項２に記載の発明は、帯域制限
を伴うＦＳＫ変調の処理の下で生成された変調波を復調
して復調信号を得る復調手段１１と、復調手段１１によ
って得られた復調信号にＦＳＫ変調の方式の信号配置に
基づく信号判定の処理を施し、その復調信号によって示
される伝送情報を復元する信号判定手段１３とを備えた
受信装置において、復調手段１１と信号判定手段１３と
の段間に配置され、かつ既知の伝送情報に対してその復
調手段１１が得た復調信号に対する濾波処理の結果の誤
差を評価関数とする適応制御の下で予め求められた係数
で、その濾波処理を行う濾波手段２１を備えたことを特
徴とする。

【００１２】請求項３に記載の発明は、帯域制限を伴う
ＦＳＫ変調の処理の下で生成された変調波を復調して復
調信号を得る復調手段１１と、復調手段１１によって得
られた復調信号にＦＳＫ変調の方式の信号配置に基づく
信号判定の処理を施し、その復調信号によって示される
伝送情報を復元する信号判定手段１３とを備えた受信装
置において、復調手段１１と信号判定手段１３との段間
に配置されてその復調手段１１が得た復調信号に濾波処
理を施し、その結果に既知の伝送情報に対して含まれる
誤差を評価関数とする適応制御に基づいてその濾波処理
に供される係数を設定する濾波手段３１を備えたことを
特徴とする。

【００１３】請求項４に記載の発明は、請求項２または
請求項３に記載の受信装置において、復調信号の１次の
成分に併せて、その復調信号の２次以上の高次成分の誤
差を評価関数とすることを特徴とする。請求項５に記載
の発明は、請求項１に記載の受信装置において、帯域制
限に供された濾波特性を示す伝達関数には、変調波の生
成にかかわる中間周波領域および無線周波領域の一方ま
たは双方における伝達関数が含まれ、復調手段１１の伝
達関数には、無線周波領域および中間周波領域の一方ま
たは双方における伝達関数が含まれることを特徴とす
る。

【００１４】請求項１に記載の発明にかかわる受信装置
では、濾波手段１５は、復調手段１１の前段と後段との
何れか一方に集中しあるいは双方に分散して配置され、
かつ変調波を生成するＦＳＫ変調の処理の過程において
帯域制限に供された濾波特性を示す伝達関数と前記復調
手段１１の伝達関数との積に対して、予め決められたロ
ールオフ特性を示す伝達関数がとる商に等しい伝達関数
を有する。

【００１５】すなわち、上述した変調波を生成する送信
端から復調手段１１を介して信号判定手段１３の入力に
至る区間では、確実にロールオフ特性が得られるので、
その復調手段１１によって得られる復調信号に付随する
符号間干渉が抑圧される。信号判定手段１３はこのよう
な復調信号に上述したＦＳＫ変調の方式の信号配置に基
づく信号判定の処理を施して伝送情報を復元するので、
送信端および受信端の基本的な構成が変更されることな
く確実に伝送品質が高められる。

【００１６】請求項２に記載の発明にかかわる受信装置
では、復調手段１１は、帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処
理の下で生成された変調波を復調して復調信号を得る。
濾波手段２１は、復調手段１１と信号判定手段１３との
段間に配置され、かつ既知の伝送情報に対してその復調
手段１１が得た復調信号に対する濾波処理の結果の誤差
を評価関数とする適応制御の下で予め求められた係数に
基づいて、その濾波処理を行う。

【００１７】このような濾波処理の下で得られる復調信
号が上述したＦＳＫ変調の方式の信号配置に基づいてと
るシンボルは、個々の信号点について雑音等に起因する
分散が抑圧されて得られる。信号判定手段１３はこのよ
うな復調信号に上述した信号配置に基づく信号判定の処
理を施して伝送情報を復元するので、送信端および受信
端の基本的な構成が変更されることなく確実に伝送品質
が高められる。

【００１８】請求項３に記載の発明にかかわる受信装置
では、復調手段１１は、帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処
理の下で生成された変調波を復調して復調信号を得る。
濾波手段３１は、復調手段１１と信号判定手段１３との
段間に配置され、かつ既知の伝送情報に対してその復調
手段１１が得た復調信号に対する濾波処理の結果の誤差
を評価関数とする適応制御の下で適宜係数を求めると共
に、その係数に基づいて濾波処理を行う。

【００１９】このような濾波処理の下で得られる復調信
号が上述したＦＳＫ変調の方式の信号配置に基づいてと
るシンボルは、個々の信号点について雑音等に起因する
分散が動的に抑圧されつつ得られる。信号判定手段１３
はこのような復調信号に上述した信号配置に基づく信号
判定の処理を施して伝送情報を復元するので、送信端お
よび受信端の基本的な構成が変更されることなく請求項
２に記載の発明より確度高く伝送品質が高められる。

【００２０】請求項４に記載の発明にかかわる受信装置
では、請求項２、３に記載の発明にかわる受信装置にお
いて、濾波処理に供される係数は、復調信号の１次の成
分に併せて、その復調信号の２次以上の高次成分の誤差
を評価関数とする適応処理の下で与えられる。したがっ
て、ＦＳＫ変調の過程で生じた高次の歪みに起因する伝
送品質の劣化が抑圧され、その伝送品質がさらに高めら
れる。

【００２１】請求項５に記載の発明にかかわる受信装置
では、請求項１に記載の受信装置において、帯域制限に
供された濾波特性を示す伝達関数には変調波の生成にか
かわる中間周波領域および無線周波領域の一方または双
方における伝達関数が含まれ、かつ復調手段１１の伝達
関数には無線周波領域および中間周波領域の一方または
双方における伝達関数が含まれる。

【００２２】したがって、ロールオフ特性が精度よく達
成され、請求項１に記載の発明に比べてさらに伝送品質
が高められる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施形態について詳細に説明する。

【００２４】図３は、請求項１、５に記載の発明に対応
した実施形態を示す図である。図において、図７に示す
従来例との構成の相違点は、受信機８１に代えて備えら
れた受信機４１の構成にある。受信機４１と受信機８１
との構成の相違点は、縦属接続されたＡ／Ｄ変換器（Ａ
／Ｄ）４２、フィルタ４３および信号識別器４４がロー
パスフィルタ８７に代えて備えられた点にある。

【００２５】なお、本実施形態と図１に示すブロック図
との対応関係については、アンテナ８４₂ 、バンドパス
フィルタ８５、ディスクリミネータ８６、ローパスフィ
ルタ８７およびＡ／Ｄ変換器４２は復調手段１１に対応
し、信号識別器４４は信号判定手段１３に対応し、フィ
ルタ４３は濾波手段１５に対応する。以下、本実施形態
の動作を説明する。

【００２６】送信機８０においてアンテナ８４₁ から送
信された送信波は、従来例と同様にしてアンテナ８４₂
に到来し、かつバンドパスフィルタ８５によって帯域制
限された後にディスクリミネータ８６およびローパスフ
ィルタ８７を介して復調される。Ａ／Ｄ変換器４２はこ
のような復調の過程で生成された復調信号を順次ディジ
タル信号に変換し、さらに、フィルタ４３はその復調信
号にディジタル領域で濾波処理を施す。

【００２７】フィルタ４３の周波数特性は、周波数ｆに
対してナイキストの第一条件を満たしあるいは予め決め
られたロールオフ特性を実現する伝達関数Ｈ(f) と、送
信機８０に搭載されたガウスフィルタ８２の伝達関数
（図４に点線で示す。）ｈ₁(f)と、受信機４１に搭載さ
れたローパスフィルタ８７の伝達関数（図４に実線で示
す。）ｈ₂(f)とに対してｈ(f)＝Ｈ(f)／(ｈ₁(f)・ｈ₂(f)) ・・・(1) の式で示される伝達関数ｈ(f) で与えられる。

【００２８】したがって、ガウスフィルタ８２の入力か
らフィルタ４３の出力に至る区間に配置されたガウスフ
ィルタ８２、バンドパスフィルタ８５およびフィルタ４
３の総合的な伝達関数は、符号間干渉を回避あるいは抑
圧する「無歪みの条件」を具備する。このように本実施
形態によれば、ＦＳＫ変調方式が適用された伝送システ
ムに既存の回路の伝達関数が何ら変更されることなく、
受信機４１に備えられたフィルタ４３によって総合的に
所望のロールオフ特性が達成される。

【００２９】したがって、信号識別器４４は、このよう
にして符号間干渉が抑圧されつつ与えられる復調信号に
信号判定を行うことにより、確度高く伝送情報を復元す
ることができる。なお、本実施形態では、上式(1) に示
すように、ガウスフィルタ８２の伝達関数ｈ₁(f)とロー
パスフィルタ８７の伝達関数ｈ₂(f)とを補完しつつロー
ルオフ特性を与える伝達関数ｈ(f) が求められている
が、本発明はこのような構成に限定されず、送信機８０
や受信機４１に搭載された中間周波段や無線周波段の回
路の総合的な伝達関数も併せて補完しつつ同様にして伝
達関数ｈ(f) が求められてもよい。

【００３０】図５は、請求項２に記載の発明に対応した
実施形態を示す図である。図において、本実施形態と図
３に示す実施形態との構成の相違点は、受信機４１に代
えて備えられた受信機５１にある。受信機５１と受信機
４１との構成の相違点は、フィルタ４３に代えてディジ
タルシグナルプロセッサ（以下、「ＤＳＰ」という。）
５２が備えられた点にある。

【００３１】なお、送信機８０の構成については、図３
に示すものと同じであるから、ここでは、図示および説
明を省略する。また、ＤＳＰ５２によって形成されるフ
ィルタは、図５に示すように、直列に配置された４段の
遅延回路５３₁〜５３₄と、これらの遅延回路５３₁〜５
３₄によって形成される５つのタップに個別に配置さ
れ、かつそれぞれ係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂が与
えられた乗算器５４₁〜５４₅と、これらの乗算器５４₁
〜５４₅ の出力に個別に接続されて最終段に配置された
加算器５５とからなるトランスバーサルフィルタであ
る。

【００３２】さらに、本実施形態と図２に示すブロック
図との対応関係については、アンテナ８４₂ 、バンドパ
スフィルタ８５、ディスクリミネータ８６、ローパスフ
ィルタ８７およびＡ／Ｄ変換器４２は復調手段１１に対
応し、信号識別器４４は信号判定手段１３に対応し、Ｄ
ＳＰ５２は濾波手段２１に対応する。以下、図３および
図５を参照して本実施形態の動作を説明する。

【００３３】ローパスフィルタ８７の出力に得られる復
調信号は、シンボル長Ｔ、時系列ｎおよびサンプリング
周期δ_t に対してＶ(nT−kδ_t)で与えられる。したがっ
て、上述したトランスバーサルフィルタの出力に得られ
る信号誤差Ｆについては、そのトランスバーサルフィル
タの格段の係数Ｃ_-n,…,Ｃ_n（Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、
Ｃ₂ ）、時系列の順に送信機８０（ガウスフィルタ８
２）に与えられた伝送情報ａ_n および整数ｋ(−２≦ｋ
≦２)に対してＦ(Ｃ_-n,…,Ｃ_n)＝Σ(ΣＣ_kＶ(nT−kδ_t)−ａ_n)² ・・・(2) の式で示される自乗和として定義可能である。

【００３４】また、このような誤差Ｆ(Ｃ_-n,…,Ｃ_n)
は、一般に、係数Ｃ_-K、…、Ｃ_K に対する上式(2) の導
関数の個々の値を「０」とする連立方程式の解である係
数Ｃ_-K、…、Ｃ_K に対して極小値をとる。したがって、
既知の伝送情報ａ_n と、所定のシンボル長Ｔ、サンプリ
ング周期δ_t およびその既知の伝送情報に対して回路シ
ミュレーションや実測の下で求められた復調信号Ｖ(nT
−kδ_t)と、その誤差Ｆとに対して与えられる上述した
連立方程式を解くことにより、トランスバーサルフィル
タの各段の係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂は確実に算
出される。

【００３５】ＤＳＰ５２は、このようにして算出された
係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂に基づいて上述したト
ランスバーサルフィルタとして濾波処理を行う。したが
って、本実施形態によれば、個々の信号点に対応して雑
音を含む信号の分散が最小となり、伝送品質が大幅に向
上する。図６は、請求項３、４に記載の発明に対応した
実施形態を示す図である。

【００３６】本実施形態と図５に示す実施形態との構成
の相違点は、ＤＳＰ５２によって構成されるフィルタ
（以下、「非線形フィルタ」という。）の構成にある。
なお、上述した非線形フィルタと図５に示すトランスバ
ーサルフィルタとの構成の相違点は、図６に示すよう
に、遅延回路５３₁、５３₂の段間と遅延回路５３ ₂、５
３₃の段間とに２つの入力がそれぞれ接続された乗算器
６１₁₂と、遅延回路５３₂、５３₃の段間に２つの入力が
共に接続された乗算器６１₂₂と、遅延回路５３₂、５３₃
の段間と遅延回路５３₃、５３₄の段間とに２つの入力が
それぞれ接続された乗算器６１₂₃と、これらの乗算器６
１₁₂、６１₂₂、６１₂₃の後段に配置されて個別に係数Ｃ
₂₀、Ｃ₂₂、Ｃ₂₁が与えられた乗算器６２₁、６２₂、６２
₃ とが備えられ、これらの乗算器６２₁、６２₂、６２₃
の出力が加算器５５の余剰の入力に個別に接続された点
にある。

【００３７】また、本実施形態と図３に示すブロック図
との対応関係については、アンテナ８４₂ 、バンドパス
フィルタ８５、ディスクリミネータ８６、ローパスフィ
ルタ８７およびＡ／Ｄ変換器４２は復調手段１１に対応
し、信号識別器４４は信号判定手段１３に対応し、ＤＳ
Ｐ５２は濾波手段３１に対応する。以下、本実施形態の
動作を説明する。

【００３８】上述した非線形フィルタの伝達関数は係数
Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂、Ｃ₂₀、Ｃ₂₂、Ｃ₂₁の値の
組み合わせによって決定される。また、このような非線
形フィルタの構成の下で出力端に得られる信号誤差Ｆ′
（その非線形フィルタの構成の下で上式(2) に等価な式
で与えられる。）は、係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、
Ｃ₂、Ｃ₂₀、Ｃ₂₂、Ｃ₂₁に対する導関数の値を「０」と
する連立方程式の解として与えられる係数の値の組み合
わせに対して極小値をとる。

【００３９】さらに、ＦＳＫ変調の処理は本来的に搬送
波信号に対して非線形な領域で施され、その過程では、
変調波（送信波）信号の一部として高次の成分が生成さ
れる。乗算器６１₁₂、６１₂₂、６１₂₃はそれぞれこのよ
うな高次の成分の内、二次の成分を求め、かつ乗算器６
２₁、６２₂、６２₃ はこれらの二次の成分に対して係数
Ｃ₂₀、Ｃ₂₂、Ｃ₂₁に基づいて上述した濾波処理を施す。

【００４０】なお、ＤＳＰ５２はこのような濾波処理に
並行して、請求項２に記載の発明に対応した実施形態と
同様にして、係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂に基づい
て濾波処理を行う。したがって、本実施形態によれば、
個々の信号点に対応して雑音を含む信号の分散が請求項
２に記載の発明に対応した実施形態より精度よく低減さ
れ、伝送品質がさらに向上する。

【００４１】なお、本実施形態では、上述した高次の成
分の内、二次の成分のみについて濾波処理が行われてい
るが、本発明はこのような構成に限定されず、濾波処理
の所要時間がシステムに要求される応答性を満足するな
らば、３次以上の成分について同様に濾波処理を施すこ
とも可能である。以下、請求項４に記載の発明に対応し
た実施形態について説明する。

【００４２】本実施形態と請求項３に記載の発明に対応
した実施形態との構成の相違点は、図６に点線で示すよ
うに、Ａ／Ｄ変換器４２の出力とＤＳＰ５２の出力とが
個別に対応する入力に接続され、かつ出力がそのＤＳＰ
５２の係数入力に接続された制御部７０が備えられた点
にある。

【００４３】なお、送信機８０の構成については、従来
例と同様であるから、ここではその説明および図示を省
略する。また、本実施形態と図２に示すブロック図との
対応関係については、アンテナ８４₂ 、バンドパスフィ
ルタ８５、ディスクリミネータ８６、ローパスフィルタ
８７およびＡ／Ｄ変換器４２は復調手段１１に対応し、
信号識別器４４は信号判定手段１３に対応し、ＤＳＰ５
２および制御部７０は濾波手段３１に対応する。

【００４４】以下、図６および図７を参照して本実施形
態の動作を説明する。送信機８０では、ＦＭ変調器８３
は、伝送情報の一部として既知のビット列からなるパイ
ロット信号が与えられ、従来例と同様にしてこのような
伝送情報に基づいて搬送波信号をＦＳＫ変調する。一
方、本実施形態にかかわる受信機では、制御部７０は、
ＤＳＰ５２（非線形フィルタ）の出力に得られるパイロ
ット信号とＡ／Ｄ変換器４２の出力に得られるパイロッ
ト信号との誤差を示す最小二乗誤差を求め、その最小二
乗誤差を評価関数として最大傾斜法を適用することによ
り係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂、Ｃ₂₀、Ｃ₂₂、Ｃ₂₁
の値を逐次求めて設定する。

【００４５】なお、このようにして係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ
₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂、Ｃ₂₀、Ｃ₂₂、Ｃ₂₁が逐次求められる過程
において適用される制御係数の値については、本発明に
直接関係がないので、ここではその説明を省略する。ま
た、これらの係数Ｃ_-2、Ｃ_-1、Ｃ₀ 、Ｃ₁、Ｃ₂、Ｃ₂₀、
Ｃ₂₂、Ｃ₂₁の初期値については、上述した最大傾斜法の
下で設定される値の収束に要する応答遅延が許容可能な
程度に小さい場合には、如何なる値に設定されてもよい
が、例えば、請求項２、３に記載の発明に対応した実施
形態のように既知の伝送情報に基づいて予め求められた
ものが適用される。

【００４６】したがって、本実施形態によれば、送信機
や受信機の特性のバラツキや変動に起因して生じる伝送
特性の変動に柔軟に適応しつつ請求項１〜３に記載の発
明に対応した実施形態と同様にして伝送品質が向上し、
かつ高く維持される。

【００４７】なお、本実施形態では、最小二乗誤差を示
す評価関数に最大傾斜法が適用されたＬＭＳ（Least Me
anSquare) 法に基づいて係数が逐次設定されているが、
本発明はこのような構成に限定されず、例えば、記述の
誤差が評価関数として適用されたＳＧ(Stochastic Grad
ient) 法、最大符号間干渉量が評価関数として用いられ
たゼロ・フォーシング（ＺＦ）法その他の如何なる方式
に基づいて係数が設定されてもよい。

【００４８】また、本実施形態では、無線伝送路の伝送
特性の変動等に適応した等化処理については、上述した
作用効果の下で本来的に実現されるものであるが、別途
行われてもよい。さらに、本実施形態では、請求項３に
記載の発明に対応した実施形態に請求項４に記載の発明
が適用されているが、本発明は、請求項２に記載の発明
に対応した実施形態にも同様にして適用可能である。

【００４９】また、本実施形態では、制御部７０がＤＳ
Ｐ５２とは別体化されているが、本発明はこのような構
成に限定されず、例えば、両者が単一のＤＳＰとして構
成されたり、これらに等価なハードウエアとして構成さ
れてもよい。さらに、上述した各実施形態では、フィル
タ４３やＤＳＰ５２によって得られるロールオフ特性の
態様が何ら示されていないが、所望の精度で符号間干渉
が抑圧されるならば、如何なるロールオフ特性が適用さ
れてもよい。

【００５０】また、上述した各実施形態では、フィルタ
４３はアナログのフィルタとして実現され、かつＤＳＰ
５２はディジタル領域において濾波処理を行うトランス
バーサルフィルタや非線形フィルタを形成しているが、
本発明はこのような構成に限定されず、所望の精度で符
号間干渉が抑圧されるならば、如何なる回路方式や素子
が適用されてもよい。

【００５１】さらに、上述した各実施形態は、例えば、
多相ＰＳＫ変調方式やＱＡＭ変調方式が適用された通信
システムにも適用可能であるが、このような通信システ
ムでは、符号間干渉は、一般に、中間周波領域や無線周
波領域において行われる濾波処理が線形な位相特性の下
で行われる限り発生しないために、ベースバンド領域に
おいて一括して補償される。しかし、これらの通信シス
テムでは、本発明は、ハードウエアの構成の簡略化をは
かることを目的として適用される場合には有用である。

【００５２】また、上述した各実施形態では、フィルタ
４３やＤＳＰ５２が特定の段に集中して備えられている
が、本発明はこのような構成に限定されず、所望のロー
ルオフ特性が総合的に得られるならば、複数の段に分散
して備えられてもよい。さらち、上述した各実施形態で
は、ヘテロダイン検波方式やホモダイン検波方式が適用
された場合における構成が示されていないが、これらの
方式が適用された場合には、周波数変換や中間周波増幅
を行う各段の周波数特性を補完しつつ同様にして所望の
ロールオフ特性を得ることも可能である。

【００５３】

【発明の効果】上述したように請求項１、２に記載の発
明では、送信端および受信端の基本的な構成が変更され
ることなく確実に伝送品質が高められる。請求項３に記
載の発明では、請求項２に記載の発明より確度高く伝送
品質が高められる。

【００５４】請求項４に記載の発明では、ＦＳＫ変調の
過程で生じた高次の歪みに起因する伝送品質の劣化が抑
圧され、その伝送品質がさらに高められる。請求項５に
記載の発明では、ロールオフ特性が精度よく達成されて
請求項１に記載の発明より伝送品質が高めれられる。し
たがって、これらの発明が適用された通信システムで
は、安価に信頼性が高い通信路が確保される。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１、５に記載の発明の原理ブロック図で
ある。

【図２】請求項２〜４に記載の発明の原理ブロック図で
ある。

【図３】請求項１、５に記載の発明に対応した実施形態
を示す図である。

【図４】ガウスフィルタとローパスフィルタとの伝達関
数を示す図である。

【図５】請求項２に記載の発明に対応した実施形態を示
す図である。

【図６】請求項３、４に記載の発明に対応した実施形態
を示す図である。

【図７】ＦＳＫ変調方式が適用された通信システムの構
成例を示す図である。

【符号の説明】

１１復調手段１３信号判定手段１５，２１，３１濾波手段４１，５１，８１受信機４２Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）４３フィルタ４４信号識別器５２ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）５３遅延回路（Ｄ）５４，６１，６２乗算器５５加算器７０制御部８０送信機８２ガウスフィルタ８３ＦＭ変調器８４アンテナ８５バンドパスフィルタ８６ディスクリミネータ８７ローパスフィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者吉岡重之神奈川県横浜市港北区新横浜２丁目３番９号富士通ディジタル・テクノロジ株式会社内 (72)発明者井上武志神奈川県横浜市港北区新横浜２丁目３番９号富士通ディジタル・テクノロジ株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処理の下で
生成された変調波を復調して復調信号を得る復調手段
と、前記復調手段によって得られた復調信号に前記ＦＳＫ変
調の方式の信号配置に基づく信号判定の処理を施し、そ
の復調信号によって示される伝送情報を復元する信号判
定手段とを備えた受信装置において、前記復調手段の前段と後段との何れか一方に集中しある
いは双方に分散して配置され、前記帯域制限に供された
濾波特性を示す伝達関数と前記復調手段の伝達関数との
積に対して、予め決められたロールオフ特性を示す伝達
関数がとる商に等しい伝達関数を有する濾波手段を備え
たことを特徴とする受信装置。
【請求項２】帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処理の下で
生成された変調波を復調して復調信号を得る復調手段
と、前記復調手段によって得られた復調信号に前記ＦＳＫ変
調の方式の信号配置に基づく信号判定の処理を施し、そ
の復調信号によって示される伝送情報を復元する信号判
定手段とを備えた受信装置において、前記復調手段と前記信号判定手段との段間に配置され、
かつ既知の伝送情報に対してその復調手段が得た復調信
号に対する濾波処理の結果の誤差を評価関数とする適応
制御の下で予め求められた係数で、その濾波処理を行う
濾波手段を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項３】帯域制限を伴うＦＳＫ変調の処理の下で
生成された変調波を復調して復調信号を得る復調手段
と、前記復調手段によって得られた復調信号に前記ＦＳＫ変
調の方式の信号配置に基づく信号判定の処理を施し、そ
の復調信号によって示される伝送情報を復元する信号判
定手段とを備えた受信装置において、前記復調手段と前記信号判定手段との段間に配置されて
その復調手段が得た復調信号に濾波処理を施し、その結
果に既知の伝送情報に対して含まれる誤差を評価関数と
する適応制御に基づいてその濾波処理に供される係数を
設定する濾波手段を備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項４】請求項２または請求項３に記載の受信装
置において、復調信号の１次の成分に併せて、その復調信号の２次以
上の高次成分の誤差を評価関数とすることを特徴とする
受信装置。
【請求項５】請求項１に記載の受信装置において、帯域制限に供された濾波特性を示す伝達関数には、変調波の生成にかかわる中間周波領域および無線周波領
域の一方または双方における伝達関数が含まれ、前記復調手段１１の伝達関数には、無線周波領域および中間周波領域の一方または双方にお
ける伝達関数が含まれることを特徴とする受信装置。