JP4834269B2 - 有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理する方法 - Google Patents
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Description
【発明の技術分野】
本発明は、一般に、デジタル通信システムに関し、より具体的に言えば、有限精度演算アプリケーションにおいて通信チャネルから受け取ったデータを処理するための方法に関する。
【0002】
【発明の背景】
デジタル・データ通信システムの分野では、常に性能を高めることが求め続けられている。おそらく現在では、一般に「インターネット」と呼ばれる世界的なパケットデータ通信ネットワークに勝るものはないであろう。インターネット上では、コンテンツの「豊富さ」が絶え間なく向上を続けており、インターネット・コンテンツをユーザに提供するためには、常に帯域幅を増加させていく必要がある。このように帯域幅の需要が増えた結果、新しいタイプの高速デジタル・データ通信システムを開発するために多大な努力が払われてきた。たとえば、多くの大都市圏および海底には、大陸間を結ぶために光ファイバ・ベースのネットワークが確立されている。他の例としては、多くの多種多様なタイプの小型携帯デバイスにインターネット・コンテンツを提供するための、新しい無線プロトコルが開発されている。
【0003】
こうした数多くの新しいタイプの高速デジタル・データ通信システムを展開する上での重要な欠点の1つが、このシステムが必要とする新しいインフラストラクチャの開発および建設に、多額の経費と膨大な時間がかかることである。このように多額な経費が必要なため、新しい高速デジタル・データ通信システムの多くは、当初、新しいインフラストラクチャの建設経費が即時に回収できる人口密集地域でのみ展開されている。人口密度の低い地域では、この新しい通信システムの建設を待たなければならない場合が多く、農村地域の中には、インフラストラクチャ建設の費用対効果が認められないとして、新システムがまったく建設されない地域もある。
【0004】
いくつかの理由により、従来のツイスト・ペア電話線を利用して高速デジタル・データ伝送を行うために、多大な努力が払われている。第1に、多くの国にはすでに、莫大な数のツイスト・ペア電話線のインフラストラクチャが存在する。したがって、従来のツイスト・ペア電話線を使用すれば、新しいインフラストラクチャを建設するための多額の経費が不要となる。第2に、従来のツイスト・ペア電話線は顧客の家庭および仕事場にまで達しているため、いわゆる「ラスト・マイル(加入者回線)」問題を回避することができる。この分野における最近の開発努力の結果、従来のツイスト・ペア電話線を介して高速デジタル伝送を提供するための、ADSL、G.Lite、およびVDSLなどのいくつかの新しい通信プロトコルが開発された。
【0005】
従来のツイスト・ペア電話線を使用して高速デジタル通信を提供する方法には利点がある一方で、いくつかの問題点も抱えている。第1に、従来のツイスト・ペア電話線は、単位長さ当たりの信号減衰を周波数に応じて急激に増加させる。たとえば約15,000フィート(4,572m)の中程度長さのツイスト・ペア電線の場合、本来その回線が指定された音声帯域では数デシベル(dB)しか減衰が発生しないが、たとえばADSL向けの約1.1MHzの高伝送周波数では、何10dBもの減衰を発生させる可能性がある。その結果、幅広いダイナミック・レンジを有する伝達関数となり、チャネル等化がさらに困難になる。この伝達関数は、ブリッジ・タップならびに受信機側で反響音およびエコーを生じさせる線路セクション間でのインピーダンス不整合により、さらに複雑になる。その上、送信機側および受信機側で実行されるフィルタリングによっても、伝達関数の複雑さが増加する。
【0006】
ADSLおよびG.Lite標準では、ディスクリート・マルチトーン(Discrete Multitone/DMT)変調を指定している。DMTは、VDSLシステムでの使用も考慮中である。DMT変調は、一般にいくつかの搬送波上でのデジタルデータ同時伝送に関係する。変調および復調は、高速フーリエ変換(FFT)を使用して実施される。巡回プレフィクスを導入して、連続するDMT符号の分離を確実にし、符号間インターフェース(ISI)を不要にする。実際には、巡回プレフィクスは必然的に非常に短いものであり、一般に通信チャネルのインパルス応答よりもかなり短い。そのため、受信データにかなりのISIが存在する場合が多い。ISIが大量にあると、使用可能な通信帯域幅が大幅に減少する。これは特に、ADSLおよびVDSLの通信システムで、長いツイスト・ペア電線の場合に顕著である。このISIの効果は、DMTシステムで使用されるFFT復調器の各ビンでのSNRを減少させることである。
【0007】
適応LMSイコライザおよびRLSイコライザなどのデジタル通信システムで使用される標準イコライザは、一般にISIを解消するように指定されていないため、DMTシステムには不適当である。イコライザ設計での当技術分野の現状では、応答全体を巡回プレフィクス長さよりも短くするために、チャネルにイコライザのインパルス応答を加えたもの全体を短くすることを目的としている。この要件を満たすために、様々な試みが行われている。たとえば、1979年 Prentice−Hall社のB.D.O.AndersonおよびJ.B.Mooreによる「Optimal Filtering」ならびにJ.M.Cioffiによる「Multicarrier Primer」を参照されたい。イコライザ係数の決定は通常非効率な計算プロセスであり、ノイズに対して非常に敏感であるため、これら技法の実際の応用が制限される。
【0008】
ツイスト・ペア線は、等化の問題に加えて様々な形の干渉を受ける。従来は、50までのツイスト・ペアがバインダにまとめられていた。その結果、同じバインダ内で、1つのペア上の信号が他のペア上の信号を干渉する可能性がある。この干渉がクロストークと呼ばれ、受信機側の信号対雑音比(SNR)を減少させるものである。クロストークを緩和するための現在の方法では、干渉線上で伝送されている信号にアクセスする必要がある。そのため、現在の方法は、バインダ内のすべてのペア上にある信号が使用可能な電話局環境でしか有用でない。したがって、受け取った信号のみが使用可能な場合に、好適な既存のクロストーク緩和方法はない。
【0009】
他の問題は、通信チャネルから受け取ったデータを処理するための従来の方法が、通信チャネル上の雑音のみを考慮の対象とするために、最適な結果にはならないことである。一般に、イコライザの周波数領域応答は考慮の対象とならないため、有限精度演算における丸め誤差によるSNR損失に対して何の保証もない。イコライザでの丸め誤差に加え、DMT受信機で使用される高速フーリエ変換(FFT)にも丸め誤差がある。従来のチャネル等化方法は、この雑音源を考慮の対象としない。FFTで16ビット固定小数点演算が使用されるときにはFFTでの丸め誤差が非常に重要となり、全SNRが維持される場合は考慮の対象としなければならない。
【0010】
前述の内容に基づいて、従来の方法の制約を受けることのない、有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための方法が必要となる。
【0011】
【発明の概要】
有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための方法は、一般に、有限インパルス応答(FIR)フィルタリングを使用して復調する前の、時間領域内での受信データの等化に関係する。ISIに起因するSNR低下ならびに有限精度演算による丸め誤差を最小限にするために、FIRフィルタリングで使用されるFIR係数が選択され、それによってチャネル容量が最大となる。この方法では、クロストークに起因する通信チャネル雑音、ホワイト・ノイズおよびアナログ/デジタル変換器量子化雑音、ISIを完全になくすためのイコライザ係数の不良に起因するISI、イコライザで有限精度演算を使用することによる丸め雑音、ならびにFFTアルゴリズムで有限精度演算を使用することによる丸め雑音を考慮の対象とする。
【0012】
添付の図面では、限定的なものではなく例示的なものとして、実施形態が図示されており、同じ要素は同じ参照番号で表されている。
【0013】
【発明の実施形態の説明】
以下の記述では、説明の目的で、本発明を完全に理解するために特定の詳細について記載する。ただし、本発明がこれら特定の詳細を使用せずに実施できることは明らかであろう。場合によっては、本発明を不必要に不明瞭にすることがないように、よく知られた構造およびデバイスについて、構成図の形式で説明する。なお、本願明細書において、各数式中に現れる
【外1】
は、本文中において全て「φ」と表記することとする。
【0014】
通信チャネルから受信されたデータを処理するための本明細書に記載された方法の様々な態様および特徴について、(1)概要、(2)FIRフィルタリング、(3)FIRフィルタ係数推定の理論上の背景、(4)FIRフィルタ係数推定、および(4)実装メカニズムの、各セクションで、より詳細に説明する。
【0015】
1.概要
有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための方法は、一般に、有限インパルス応答(FIR)フィルタリングを使用して復調する前の、時間領域内での受信データの等化に関係する。ISI、イコライザ丸め誤差、およびFFT丸め誤差による雑音寄与が、イコライザ出力時にホワイト・ノイズ源としてモデル化できることがわかっている。したがって、イコライザ応答が特定周波数のチャネル雑音を他の雑音源の周波数よりも低くする場合、そのトーンでのSNRは低下することになるので、イコライザ周波数応答の形が重要である。いわゆる最適短縮フィルタを使用すると、ISIはほとんど解消できるが、イコライザは幅広いダイナミック・レンジを備えた周波数応答を有することになり、その結果、丸め雑音によるSNRが低下する。本明細書に記載された方法は、最適化プロセスにイコライザ周波数応答を含めることによって、この低下が解消されるか、少なくとも最小になることを保証するものである。その結果、多重搬送波変調を採用している通信受信機で使用するのに優れたイコライザとなる。FIRフィルタリングで使用されるFIR係数が、ISIに起因するSNR低下および有限精度演算による丸め誤差を最小にするように選択されるため、チャネル容量が最大となる。本明細書に記載された方法は、クロストークに起因する通信チャネル雑音、ホワイト・ノイズおよびアナログ/デジタル変換器量子化雑音、ISIを完全になくすためのイコライザ係数の不良に起因するISI、イコライザで有限精度演算を使用することによる丸め雑音、ならびにFFTアルゴリズムで有限精度演算を使用することによる丸め雑音を考慮の対象とする。
【0016】
図1は、従来の通信システム配置構成100を示す構成図である。配置構成100は、通信チャネル106を介して受信機104に通信結合された送信機102を含む。通信チャネル106は、送信機102から受信機104へデータを送信するための、どのような媒体またはメカニズムであってもよい。本発明の様々な実施形態は、説明のみの目的で、1つまたは複数の従来のツイスト・ペア電話線などの陸線として、通信チャネル106に関連して本明細書に記載される。
【0017】
送信機102は、たとえばデジタル・ストリームなどのデジタル・ソース・データ108を受信し、これがサンプル済みデータ信号s(n)を生成するために変調器110によって変調されるが、ここでnはサンプル番号であり、Fsによってサンプリング・レートが得られる。サンプル済みデータ信号s(n)が、デジタル/アナログ変換器112によって、アナログ信号s(t)に変換される。アナログ信号s(t)から好ましくない構成要素を取り除くために、アナログ信号s(t)が送信フィルタ114によって処理される。次いでアナログ信号s(t)がライン・ドライバ116によって増幅され、通信チャネル106に伝送される。送信フィルタ114が信号を修正するので、伝送されるアナログ信号s(t)は、サンプル済みデータ信号s(n)の厳密な連続時間表示ではないが、本明細書では説明の目的で表されていることに留意されたい。伝送されたアナログ信号s(t)は、h(t)のインパルス応答および対応する転送関数H(f)を有する、通信チャネル106を介して渡される。通信チャネル106の出力x(t)は、伝送されたアナログ信号s(t)およびチャネル・インパルス応答h(t)のたたみこみであって、以下の数式で与えられる。
【0018】
【数1】
(1)
【0019】
受信機104によって受信される信号y(t)は、通信チャネル106の出力x(t)と加法雑音信号w(t)との和であり、以下の数式で与えられる。
【0020】
【数2】
(2)
上式で、加法雑音信号w(t)は、通信チャネル106によって導入される、たとえばクロストークなどの任意形式の干渉と、加法ホワイト・ガウス・ノイズ構成要素とからなる。
【0021】
差動増幅器118は、受信信号y(t)を処理して増幅信号y(t)を生成する。次いで増幅信号y(t)が、1つまたは複数の受信フィルタ120によって処理され、望ましくない構成要素を除去し、フィルタ済み信号y(t)を生成する。フィルタ済み信号y(t)は、アナログ/デジタル変換器122によってサンプリングされ、この時点ではまだ変調されていないデジタル信号y(n)を生成する。y(n)は、厳密には、信号を修正する受信フィルタ120の処理によるy(t)のサンプル・バージョンではないが、本明細書では説明の目的で表されていることに注目されたい。
【0022】
イコライザ124は、ISIを除去し、送信された変調データz(n)を回復するために、時間領域内のデジタル信号y(n)を処理する。復調器126は、理論的にはソース・データ108にきわめて近い回復されたソース・データ128を生成するために、たとえばFFTを介して変調データz(n)を処理する。
【0023】
図2は、本発明の一実施形態に従い、通信チャネル106からの受信データz(t)202を処理するための受信機200を示す構成図である。図1の従来の配置構成100と同様に、通信チャネル106から取得される受信データy(t)202は、通信チャネル106の出力x(t)と加法雑音信号w(t)との和である。受信データy(t)202は、差動増幅器204、1つまたは複数の受信フィルタ206、およびアナログ/デジタル変換器208によって処理され、サンプル済み信号y(n)を生成するが、ここでnはサンプル番号である。
【0024】
サンプル済み信号y(n)がイコライザ210に送信され、これがサンプル済み通信チャネル106入力信号の推定値z(n)を生成し、これが復調器216に送信される。復調器216は、回復されたソース・データ218の形式で、オリジナル・ソース・データ108の推定値を回復する。
【0025】
本発明の一実施形態によれば、イコライザ210が有限インパルス応答(FIR)フィルタ212およびFIR係数推定器214を含む。FIRフィルタ212がサンプル済み信号y(n)を処理して、サンプル済み通信チャネル106入力信号の推定値z(n)を生成する。FIR係数推定器214は、FIRフィルタ212が必要な係数を決定する。本発明の一実施形態によれば、FIRフィルタ212の係数は、ISIが解消され、有限精度演算による任意の潜在的SNR損失が最小となるように選択される。
【0026】
図3は、本発明の一実施形態に従い、通信チャネルから受信したデータを処理するための方法を示す流れ図300である。ステップ302で開始され、ステップ304で、通信チャネル106から受信データy(t)が受信される。ステップ306では、増幅済みデータy(t)を生成するために、受信データy(t)が差分増幅器204によって処理される。ステップ308では、フィルタ済みデータy(t)を生成するために、増幅済みデータが1つまたは複数の受信フィルタ206によって処理される。
【0027】
ステップ310では、サンプル済み信号y(n)を生成するために、アナログ/デジタル変換器208によってフィルタ済みデータy(t)がサンプリングされる。ステップ312では、FIRフィルタ212によってサンプル済み信号y(n)が処理され、これがサンプル済み通信チャネル106入力信号の推定値z(n)を生成する。ステップ314では、サンプル済み通信チャネル106入力信号の推定値z(n)が復調器216に送られ、これが回復されたソース・データ218の形式で、オリジナル・ソース・データ108の推定値を回復する。このプロセスは、ステップ316で完了する。
【0028】
2.FIRフィルタリング
前述のように、等化はFIRフィルタ212を使用して実行される。FIRフィルタ212のタップ数p+1は、一般に特定アプリケーションの要件に基づいて選択される。本発明の一実施形態によれば、特に長いループの場合、イコライザが適切な結果を出すことを保証するために、少なくとも16のタップが使用される。FIRフィルタ212への入力信号のサンプルはy(n)で示され、ここでnはサンプル番号である。FIRフィルタ212はサンプル済み信号y(n)をフィルタリングし、以下の数式のように、復調器216に送られるフィルタ済み信号z(n)を形成する。
【0029】
【数3】
(3)
上式で、{φ(i),i=0,...,p}はFIRフィルタ係数のセットであり、定義上、φ(0)=1である。上記FIRフィルタ式(3)は、FIRフィルタの標準形である。
【0030】
3.FIRフィルタ係数推定の理論的背景
FIRフィルタ係数推定器214は、FIRフィルタ212で使用する、{φ(i):i=0,...,p}で示されるFIR係数のセットを推定する。この係数は、本明細書に記載の方法を使用して、DMT符号当たりのビット数が所与のチャネル条件で最大になるように決定される。これは、ISIに起因するSNR低下および有限精度演算による丸め誤差を最小にする係数を決定することで達成される。最適なイコライザ係数は、以下の数式によって与えられる。
【0031】
【数4】
(4)
上式で、B(φ)は、通信チャネルがイコライザによって係数φで等化されるときの、DMT符号当たりのビット数である。原理上、この最適化は、ある最大順序Pmaxより順序が下かまたはこれに等しいすべての可能なイコライザφを介して実行される。実際には、検索が実行されるイコライザのセットは、最適化を計算上実行可能にするため、すべてのイコライザのサブセットに限定しなければならない。所与のイコライザでは、符号当たりのビット数は、以下の数式によって与えられる。
【0032】
【数5】
(5)
上式で、NはDMT符号のトーン数であり、bkは、特定イコライザφのトーンkにおける理論上のビット数であって、以下の数式によって与えられる。
【0033】
【数6】
(6)
ここで、floor関数はビット数を整数値に制限している。さらに数式(5)の加算では、トーン当たりのビット数が最小値bminと最大値bmaxとの間になるように制限している。たとえば、ADSLの応用例では、bmin=2、bmax=15である。Γの値は、指定のビット誤り確率に必須のマージンおよび追加の雑音マージンによって決定される。ADSL標準では、ビット誤り確率を1×10-7、必須のマージンΓ=9.8dB、追加の雑音マージンを6dBに指定している。したがって数式(6)では、ADSLを実施する場合の値は、Γ=10(15.8/10)=38.0となる。さらに数式(6)は、トーンkのビット数が、以下の数式によって与えられる、所与のイコライザφでのトーンkのSNRである、SNRk(φ)に依存することを示している。
【0034】
【数7】
(7)
ここで、トーンkでの受信信号の強さは、Sk|Hk|2によって与えられ、トーンkでのイコライザ周波数応答の大きさは、以下の数式による|Φk|によって与えられる。
【0035】
【数8】
(8)
上式で、M=2Nはトーン数の2倍である。ΦkはFFTを使用して計算することも可能であり、pが大きくなると特に有効である。
【0036】
数式(7)で与えられるSNRk(φ)には、イコライザ出力時に存在するすべての雑音源が含まれる。第1の構成要素は、イコライザ出力と呼ばれるチャネル雑音であり、|Φk|2Nkによって与えられる。これは、1996年1月、N.Al−DhahirおよびJ.M.Cioffiによる「Optimum Finite−Length equalization for Multicarrier Transceivers」、IEEE Transactions on Communications、56〜63ページに記載されているような、従来の方法で考慮されている唯一の構成要素である。イコライザ選択φに依存する第2の構成要素は、NISI(φ)によって与えられるISI雑音である。ISIは、イコライザ出力時にホワイト・ノイズ・ソースとしてモデリングされる。これは単なる近似値でしかないが、好適な境界を適用することで十分な正確さが達成できる。境界は、通信チャネル全体のエネルギーと、巡回プレフィクス・サンプル外にあるイコライザ・インパルス応答とを加えることで得られる。
【0037】
考慮の対象となる他の追加雑音の項は、それぞれFFT(DMT復調に使用される)およびイコライザで、有限精度演算によって発生する丸め誤差による雑音に対応する、NFFTおよびNEQである。最も高速のデジタル通信システムは、最低でも16ビット精度の固定小数点プロセッサを使用しているので、これらの追加雑音の項が重要となる。以前のイコライザ設計で行われていたようにこれらを無視すると、ペナルティとしてSNR低下を招くことになり、その結果、達成可能なビット・レートが低下する。A.V.OppenheimおよびR.W.Schaferによる「Digital Signal Processing」Prentice−Hall International社、1975年の考察では、FIRフィルタ(イコライザ)および様々なFFT実施の両方について、雑音強度の計算方法が記載されている。これら計算の特定例について、以下で説明する。
【0038】
前述のように、数式(4)での最適化は、すべての可能なイコライザφに渡って実行しなければならない。ただし、通常、これを達成するために計算上有効な手順を得ることは不可能であるため、検索スペースを限定する代替手順について説明する。本明細書に記載される方法は、以下のような、数式(7)に関するいくつかの観測に基づくものである。
【0039】
a.SNRには上限があり、|Φk|2Nk>>NISI(φ)+NFFT+NEQの場合に生じる。すなわち、受信機入力での雑音による項がすべての他の雑音源を支配する場合である。次いで、以下の数式によってSNRkの上限が与えられるが、
【0040】
【数9】
(9)
これは、単に受信機への入力時のSNRである。したがって、イコライザはどのトーンでもSNRを上げることはできないが、不適当なφを選択するとSNRの低下につながる可能性がある。したがってイコライザは、追加の雑音源からの寄与を、通信チャネル上の雑音の寄与よりも低く抑えておくように設計しなければならない。
【0041】
b.ISI雑音、NISI(φ)は、SNR低下のいっさいの可能性を避けるために、できるだけ小さくしなければならない。これは、チャネルとイコライザのインパルス応答全体を短くするようにイコライザを設計することで達成できる。
【0042】
c.いずれかのトーンkで|Φk|2が小さくなった場合、特にNkも小さい場合に、たとえNISI(φ)が無視できるほど小さい場合でも、|Φk|2NkがNFFTおよびNEQからの寄与よりも小さくなる可能性が非常に大きいため、イコライザ周波数応答は、SNR低下を防ぐのに重要である。これは、丸め誤差による雑音の構成要素が相対的に一定であり、イコライザ応答に依存しない傾向にあるためである。したがって、イコライザが任意の所与のトーンで信号を減衰すると、丸め誤差はそのトーンで重要となり、結局SNR低下につながる場合もある。この問題は、減衰を最小限にするイコライザ係数を決定することで避けられる。これは、イコライザ周波数応答における変動を最小限にすることで達成される。
【0043】
これらの観測の結果、数式(4)で最適化した後、第1の最適化で決定されたイコライザのサブセットを介して実行され、検索スペースを減らすために代替の最適化が定義された。この第2の最適化は、以下のようにセットアップされる。第1に、
【外2】
を通信チャネルのインパルス応答またはこの推定値にし、(1,φ1,...,φp)をイコライザ係数のベクトルにする。等化されたインパルス応答は
【外3】
である。インパルス応答短縮は、以下のcost関数を最小化するために、φ=(1,...,φp)を選択することによって達成可能である。
【0044】
【数10】
(10)
上式で、
【0045】
【数11】
(11)
【数12】
(12)
【数13】
(13)
であり、これらが、1≦ij≦pについて計算され、ここではt<0の場合にht=0である。このcost関数は、単に、ターゲット長さqの範囲外にある等化された応答gtのエネルギーであって、ここでqは通常、巡回プレフィクス長さvと等しくなるように選択されるが、所望すれば短くなるように選択することができる。最適化C(φ)によって、ISIを最小にするイコライザーが生み出されるが、任意のイコライザ周波数応答を生み出す場合もあり、潜在的に一部のトーンでSNRの低下を発生させる。
【0046】
この時点で、インパルス応答hの起点が選択されていると想定されることから、h0は応答の第1の非ゼロ・サンプルである。そうでない場合には、その後それに応じてインパルス応答の起点を移動させなければならず、移動させないと性能が悪影響を受ける。起点をシフトさせることは、たとえば最大のエネルギーを含む応答のq+1サンプル・セットを見つけることによって、様々な方法で実施できる簡単明瞭なプロセスである。
【0047】
次いで、イコライザ周波数応答の変動が確実に最小になるように、cost関数用の追加の項が導出される。イコライザ周波数応答の範囲を表すために、第1にΦk=φf+exp(-j2πkt/M)を、0≦k≦N-1の場合のトーンkのイコライザ応答とし、M=2Nで、Nはトーンの数である(ADSLダウンストリーム実施では256)。実際には、いくつかのトーンでのデータ伝送にとってSNRが低すぎることがしばしばあるため、すべてのトーンで変動を最小にするのは必要以上に制限しすぎである。その代わりに、トーン・セットTでは変動が最小になっている。たとえば、アップストリーム伝送とダウンストリーム伝送とを分離するFDMフィルタが原因で、いくつかのトーンが使用されないことがわかっている場合、トーンの最適なセットはa−prioriと定義することができる。トーン・セットTでのΦkの範囲は、以下の単純な分散式で表すことが可能であり、
【0048】
【数14】
(14)
|T|はセットTのトーン数である。
【0049】
これをC(φ)と組み合わせて新しいcost関数を得る前に、以下のようにRをφの2次関数として表すことが好ましく、
【0050】
【数15】
(15)
【数16】
(16)
【数17】
(17)
【数18】
(18)
その結果、
【0051】
【数19】
(19)
【数20】
(20)
【数21】
(21)
【数22】
(22)
となり、行列Aの要素は、上式の括弧で囲まれた項である。Tがトーンの隣接領域、T ={k:a≦k≦b}であるとき、和は以下の関係を介して評価することができる。
【0052】
【数23】
(23)
【数24】
(24)
2つのcost関数を組み合わせると、以下の式が得られるが、
【0053】
【数25】
(25)
【数26】
(26)
これは、以下の式を選択することで最小化される。
【0054】
【数27】
(27)
【0055】
数字μは、ダイナミック・レンジのペナルティ項(μr/M)φ'Aφの重要度を変えられるようにするために、ユーザが選択する重み付け因数である。一般にμは小さく、たとえば0.5未満に維持される。μに大きな値(たとえば10以上)を選択すると、インパルス応答短縮が少ない、小さなダイナミック・レンジになる。数式(27)での最適なイコライザは、重み付け因数μとイコライザ順序pの両方に依存する。数式(27)での最適化がμおよびpの両方の領域について実行されると、その結果生じるイコライザφ(μ,p)は、その後、数式(4)での元の最適化が直接置換によって実行される、イコライザの低減セットを形成する。
【0056】
特に考慮の対象となるのが、トーンTのセットが0≦k≦N−1の全範囲からなり、行列Aが恒等行列まで低減する場合である。この場合、追加のペナルティ項が対角Fに定数を追加するまでに低減して、計算上は自明となる。
【0057】
以下のセクションでは、イコライザφを得るための実用的な方法について説明する。実際には、μおよびpについて1つの特定の選択を行うと、実際に経験する可能性の高いチャネルの広い範囲に渡って高性能が得られることがわかる。このような場合には、数式(27)の最適化を1回実行するだけでよく、その結果は、数式(4)の最適化を実行せずにFIRイコライザで使用することができる。
【0058】
4.FIRフィルタ係数の推定
本発明の一実施形態によれば、FIRフィルタ212が使用するFIRフィルタ係数は、以下のように決定される。
【0059】
a.各トーンでチャネル周波数応答Hkを推定する。これは初期化およびトレーニング・シーケンスの一部で実行され、知られている符号シーケンスが繰返しベースで伝送される。Hkは、以下のように推定される。
【0060】
(i)
【外4】
を、(変調前に)繰返し伝送されるエルミート対称化符号ブロックとする。ADSLシステムでは、C_REVERBシーケンスの1つを使用して、ダウンストリーム・チャネルの転送関数を推定することができる。k=0...N-1の場合のSk=|dk|2を、トーンkで伝送される信号強度とする。ここでNはトーン数、Mは変調および復調に使用されるFFTでのサンプル数である。一般に、Skはトレーニング・シーケンス用の定数となる。
【0061】
(ii)yn,n = 0,1,2...Lを、復調前の受信信号ブロックのシーケンスとする。各ブロックynは長さMのベクトルであり、n番目に伝送されるトレーニング符号に対応するM受信サンプルからなり、Lは、転送関数が推定されるトレーニング符号の合計数である。このブロックに対応する復調信号は、以下の式で与えられる。
【0062】
【数28】
(28)
【0063】
(iii)端効果を避けるためにY0を切り捨て、以下の数式による平均受信符号と、
【0064】
【数29】
(29)
以下の数式による、各トーンについて2乗された平均の大きさとを計算する。
【0065】
【数30】
(30)
これらの式はどちらも、オーバフロー問題を避けるために適切な再帰的公式によって計算することができる。
【0066】
(iv)最後に、以下の式により、チャネル転送関数の推定値を計算し、
【0067】
【数31】
(31)
1≦k≦N-1およびN+1≦k≦M-1の場合は、DCまたはナイキスト周波数で伝送されるデータがないため、H0=HN=0となる。代替の近似値は、不連続性を避けるために、転送関数の隣接値から、H0およびHNについて値を補間するためのものである。
【0068】
b.以下の式によって与えられる、推定チャネル・インパルス応答を計算する。
【0069】
【数32】
(32)
【0070】
c.以下の数式によって与えられる、0≦k≦N-1の場合の、各トーンkでの雑音強度の推定値を計算する。
【0071】
【数33】
(33)
次いで、理論上のSNRを以下のように計算することが可能であり、
【0072】
【数34】
(34)
前述のように、これによって達成可能なトーンkでのSNRの上限が形成される。
【0073】
d.イコライザ順序pとイコライザ周波数応答の重み付け因数μの値範囲を選択する。これらの範囲は、符号当たりのビット数が最適化できる潜在的なイコライザの感知範囲が決定されるように選択される。実際には、可能性のあるすべてのチャネルに関する無理のない妥協点を表す、pの値を1つとμの値を1つ選択するだけで十分である。
【0074】
e.初めに、μとpの第1の値ペアから、数式(12)および(13)で与えられたように、fiおよびFijを計算する。
【0075】
f.数式(19)から(24)を使用して、イコライザ周波数応答のペナルティ行列Aを計算する。
【0076】
g.以下の行列式、
【数35】
(35)
または同等の数式(27)の逆公式を計算する。本発明の一実施形態により、逆公式は、ほぼ正則でない行列を逆にする可能性によって不安定性を招く可能性があるため、上記の式は、確実さを保証するためにコレスキー(Cholesky)分解を使用して計算される。その結果生じるイコライザφ(μ,p)は、μとpの特定選択を行った場合に、数式(25)のcost関数D(φ)を最小にする。
【0077】
h.最適なイコライザφ(μ,p)を取得するために、選択した範囲内のμとpの各値について前述のステップを繰り返す。その後、DMT符号当たりのビット数、B(φ)を最大にするイコライザとして、使用されるイコライザが選択される。p、fpのみ、およびFの最終行という連続する値の場合、Fpjを計算する必要があることに留意されたい。残りの値はそのままである。
【0078】
i.μとpの各値ペアについて、数式(8)に従って各トーンで、または、長さMになるようにφにゼロが埋め込まれたFFTを使用して、イコライザ周波数応答を計算する。
【0079】
j.
【外5】
を平均信号強度とし、m = r+φ'fを計算するが、この式のrは数式(11)で与えられ、fは数式(12)で与えられる。ここで、以下の数式を
【0080】
【数36】
(36)= 2Sm/Mで計算する。これは、等化済みチャネル出力時の残留する符号間干渉の推定値である。
【0081】
k.FFTおよびイコライザ雑音強度の推定値を計算する。これは、16ビットの固定小数点(整数)演算が使用される特別な場合のために導出された以下の値を使用した、有限精度演算の正確な実施に依存する。M = 512ポイントFFTの場合、およびFFTに中間スケーリングがない場合、NFFTに好適な式は以下のようになり、
【0082】
【数37】
(37)
p+1のタップを備えたイコライザの場合、第1のタップが1に設定され、16ビットの固定小数点(整数)演算を使用すると、NEQに好適な式は以下のようになる。
【0083】
【数38】
(38)
上式では、一般にイコライザ雑音はFFT雑音に比べて重要ではなく、打切りに対するものとして丸めが使用されていることに留意されたい。転送関数および雑音強度を計算するために、全体を通じて適切な正規化が使用されたと想定される。
【0084】
l.数式(7)に従って各トーンkでSNRを計算し、数式(6)に従って各トーンでのビット数を計算し、最後に数式(5)に従ってDMT\符号B(φ)当たりのビット数を計算する。
m.可能なイコライザφ(μ,p)のセットから、B(φ)が最大化されたイコライザφを選択する。複数のイコライザが同じ性能を達成している場合は、順序pが低いイコライザが選択される。
【0085】
FIR係数を推定するための前述の方法から決定されたイコライザが、システム内で可能なすべての追加雑音源を考慮に入れて、DMT符号当たりのビット数が最大のDMTシステムを提供する。特に、有限精度演算による追加雑音が考慮の対称となっており、有限精度演算によるSNR損失の最小化を保証している。
【0086】
9.実装メカニズム
通信チャネルから受信したデータを処理するための本書に記載の方法は、受信機200などの受信機で実施可能であるか、またはスタンドアロン型のメカニズムに実施可能である。図2に示された要素の機能は、特定アプリケーションの要件に応じて、別々にまたは様々な組合せで実施可能であり、本発明は特定の実施に限定されるものではない。さらに、通信チャネル106から受信したデータを処理するための本明細書に記載された方法は、コンピュータ・ソフトウェアで、ハードウェア回路で、またはコンピュータのソフトウェアとハードウェア回路の組合せとして実施可能である。したがって、本発明は特定の実施に限定されるものではない。
【0087】
図4に、本発明の一実施形態を実装し得るコンピュータ・システム400を描写したブロック図を示す。コンピュータ・システム400は、情報の通信を行うためのバス402またはその他の通信メカニズム、およびバス402に接続された、情報を処理するためのプロセッサ404を備える。またコンピュータ・システム400には、バス402に接続された、情報およびプロセッサ404によって実行される命令を格納するためのランダム・アクセス・メモリ(RAM)またはその他の動的ストレージ・デバイス等のメイン・メモリ406が備わる。メイン・メモリ406は、さらにプロセッサ404による命令の実行間において、一時変数またはその他の中間情報を格納するためにも使用される。さらにコンピュータ・システム400は、プロセッサ404用の静的な情報ならびに命令を格納するための読み出し専用メモリ(ROM)408またはその他の静的ストレージ・デバイスを備え、それがバス402に接続されている。ストレージ・デバイス410は、磁気ディスクまたは光ディスク等であり、情報および命令を格納するために備えられ、バス402に接続されている。
【0088】
コンピュータ・システム400には、陰極線管(CRT)等の、コンピュータ・ユーザに情報を表示するためのディスプレイ412がバス402を介して接続されることもある。入力デバイス414は、英数キーおよびその他のキーを備え、バス402に接続されてプロセッサ404に情報およびコマンドの選択を伝える。別のタイプのユーザ入力デバイスとして、マウス、トラックボール、またはカーソル移動キー等の、プロセッサ404に方向情報およびコマンドの選択を伝え、ディスプレイ412上におけるカーソルの移動をコントロールするためのカーソル・コントロール416が備わっている。この入力デバイスは、通常、第1の軸(たとえばx軸)および第2の軸(たとえばy軸)からなる2軸に自由度を有しており、それによってこのデバイスは平面内のポジションを指定することができる。
【0089】
本発明は、有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するためのコンピュータ・システム400の使用に関する。本発明の一実施形態によれば、通信チャネルから受信したデータの有限精度演算アプリケーションでの処理は、メイン・メモリ406に収められた1ないしは複数の命令からなる1ないしは複数のシーケンスを実行するプロセッサ404に応じるシステム400によって提供される。この種の命令は、ストレージ・デバイス410等の別のコンピュータ読み取り可能な媒体からメイン・メモリ406内に読み込んでもよい。メイン・メモリ406内に収められている命令のシーケンスを実行することにより、プロセッサ404は、ここに説明したプロセスのステップを実行する。また、多重プロセッシング配列の1又は複数のプロセッサを、メイン・メモリ406内に含まれる命令のシーケンスを実行するために採用してもよい。別の実施形態においては、ソフトウェア命令に代えて、あるいはそれと組み合わせてハード・ワイヤード回路を使用し、本発明を実装することもできる。このように本発明の実施態様は、ハードウェア回路およびソフトウェアの特定の組み合わせに限定されることがない。
【0090】
ここで用いている「コンピュータ読み取り可能な媒体」という用語は、プロセッサ404が実行する命令の提供に与る任意の媒体を指す。その種の媒体は、限定する意図ではないが、不揮発性媒体、揮発性媒体、および伝送媒体を含む各種の形式をとり得る。不揮発性媒体には、たとえば光または磁気ディスクが含まれ、ストレージ・デバイス410等がこれに該当する。揮発性媒体には、ダイナミック・メモリが含まれ、メイン・メモリ406等がこれに該当する。伝送媒体には、同軸ケーブル、銅線、および光ファイバが含まれ、バス402を構成するワイヤーもこれに含まれる。伝送媒体もまた、音波または電磁波、たとえば電波、赤外線、および光データ通信の間に生成される電磁波といった形式をとり得る。
【0091】
コンピュータ読み取り可能な媒体の一般的な形態には、たとえば、フロッピー(R)ディスク、フレキシブル・ディスク、ハードディスク、磁気テープ、またはその他の磁気媒体、CD−ROM、その他の光媒体、パンチカード、さん孔テープ、その他孔のパターンを伴う物理的媒体、RAM、PROM、およびEPROM、フラッシュEPROM、その他のメモリ・チップまたはカートリッジ、次に述べる搬送波、またはその他コンピュータによる読み取りが可能な任意の媒体が含まれる。
【0092】
各種形式のコンピュータ読み取り可能な媒体が関係して1ないしは複数の命令からなる1ないしは複数のシーケンスがプロセッサ404に渡され、実行される。たとえば、当初は命令が、リモート・コンピュータの磁気ディスクに収められて運ばれる。リモート・コンピュータは、命令をダイナミック・メモリにロードし、モデムの使用により電話回線を介してその命令を送信することができる。コンピュータ・システム400に備わるモデムは、電話回線上のデータを受信し、赤外線送信機を使用してそのデータを赤外線信号に変換する。バス402に接続された赤外線検出器は、この赤外線信号によって運ばれるデータを受信し、適切な回路がバス402上にそのデータを乗せる。バス402は、このデータをメイン・メモリ406に運び、プロセッサ404は、そこから命令を取り出して実行する。選択肢の1つとして、プロセッサ404による実行の前、もしくはその後に、メイン・メモリ406によって受け取られた命令をストレージ・デバイス410に格納してもよい。
【0093】
コンピュータ・システム400は、通信インターフェース418も備えており、それがバス402に接続されている。通信インターフェース418は、ローカル・ネットワーク422に接続されるネットワーク・リンク420に接続されて双方向データ通信を提供する。たとえば、通信インターフェース418を、対応するタイプの電話回線に接続されてデータ通信を提供する、統合ディジタル通信サービス・ネットワーク(ISDN)カードまたはモデムとすることができる。別の例においては、通信インターフェース418をローカル・エリア・ネットワーク(LAN)カードとし、互換性のあるLANにデータ通信接続を提供することもできる。ワイヤレス・リンクを実装してもよい。この種のいずれの実装においても、通信インターフェース418は、各種タイプの情報を表すディジタル・データ・ストリームを運ぶ電気的、電磁気的、または光学的信号を送受する。
【0094】
ネットワーク・リンク420は、通常、1ないしは複数のネットワークを介して別のデータ・デバイスにデータ通信を提供する。たとえばネットワーク・リンク420は、ローカル・ネットワーク422を介してホスト・コンピュータ424への接続を提供し、あるいはインターネット・サービス・プロバイダ(ISP)426によって運用されるデータ装置への接続を提供することができる。一方、ISP426は、現在「インターネット」428と呼ばれているワールド・ワイド・パケット・データ通信ネットワークを介してデータ通信サービスを提供する。ローカル・ネットワーク422およびインターネット428は、いずれもディジタル・データ・ストリームを運ぶ電気的、電磁気的、または光学的信号を使用する。これらの各種ネットワークおよびネットワーク・リンク420上の信号を通り、かつ通信インターフェース418を通り、コンピュータ・システム400から、またそこへディジタル・データを運ぶ信号は、情報を伝送する搬送波の一例として挙げた形式である。
【0095】
コンピュータ・システム400は、ネットワーク(1ないしは複数)、ネットワーク・リンク420および通信インターフェース418を介し、プログラム・コードを含めて、メッセージを送信しデータを受信する。インターネットの例においては、サーバ430がインターネット428、ISP426、ローカル・ネットワーク422および通信インターフェース418を経由して、要求のあったアプリケーション・プログラム用のコードを送信することが考えられる。本発明に従えば、このようにしてダウンロードしたアプリケーションの1つが、ここに説明された有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するために提供される。
【0096】
受信されたコードは、プロセッサ404によって受信時に実行され、かつ/またはその後に実行するためにストレージ・デバイス410、あるいはその他の不揮発性ストレージに格納される。このようにしてコンピュータ・システム400は、搬送波の形式でアプリケーション・コードを獲得することができる。
【0097】
有限精度演算アプリケーションで通信チャネルから受信したデータを処理するための本明細書に記載された方法は、従来の方法に対して重要な利点を提供する。本明細書に記載の方法は、ISIが解消されるようなイコライザ係数を決定できるようにするものであり、有限精度演算の使用に起因するどんな潜在的SNR損失も最小にする。具体的に言えば、DMT符号当たりのビット数が最大化され、システム内で可能なすべての追加雑音源を考慮に入れている。さらに、この方法は効率的かつ確実であり、高いサンプル・レートを採用しているリアルタイム・システムで使用するのに好適なイコライザを保証するものである。
【0098】
以上、特定の実施形態について説明してきた。ただし、本明細書のより広範な精神および範囲を逸脱することなく、様々な修正および変更が実行可能であることが明らかになろう。したがって、本明細書および図面は、限定的なものではなく例示的なものであることが考えられる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来のデジタル・データ通信の配置構成を示す構成図である。
【図2】本発明の一実施形態に従い、通信チャネルから受信したデータを処理するための配置構成を示す構成図である。
【図3】本発明の一実施形態に従い、通信チャネルから受信したデータを処理するための方法を示す流れ図である。
【図4】本発明の実施形態が実施可能なコンピュータ・システムを示す構成図である。
Claims (28)
- 通信チャネルから受信したデータを処理するための方法であって、
前記通信チャネルから、変調済みデータと前記通信チャネルによって導入されたひずみの双方に基づいた受信データを受け取るステップであって、前記変調済みデータがディスクリート・マルチトーン変調を使用して1つまたは複数の搬送波上で元のデータを変調した結果であるステップと、
等化データを生成するために前記受信データを等化するステップであって、
該受信データを等化するステップは、
有限インパルス応答(FIR)フィルタを用いて前記受信データをフィルタリングするステップを含み、ここで、前記有限インパルス応答(FIR)フィルタは1つまたは複数の係数セットを有し、該有限インパルス応答(FIR)フィルタの前記1つまたは複数の係数セットは、前記変調済みデータに関連した各ディスクリート・マルチトーン符号を表すのに使用されるビット数を最大にするように選択され、
前記元のデータの推定値を回復するために、前記等化データを復調するステップと
を具えたことを特徴とする方法。 - 前記1つまたは複数の係数セットが、イコライザの周波数領域応答が前記変調済みデータに関連した周波数範囲で実質的に一定となるように選択されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記1つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルによって導入されるひずみを低減させるように選択されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記受信データは巡回プレフィクスを使用して変調され、前記1つまたは複数の係数セットは、前記通信チャネルと前記イコライザのインパルス応答の組合せが前記巡回プレフィクスよりも小さくなることを保証するように選択されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記アルゴリズムを実施するために前記イコライザで有限精度演算が使用され、前記1つまたは複数の係数セットは、前記イコライザでの前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記等化データを復調する前記ステップは、有限精度演算の使用を含み、前記1つまたは複数の係数セットが、前記等化データを復調するための前記有限精度演算の前記使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記等化データを復調する前記ステップは、高速フーリエ変換アルゴリズムの使用を含み、前記1つまたは複数の係数セットが、前記高速フーリエ変換アルゴリズムを実施するための前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項6記載の方法。
- アナログ/デジタル変換器を使用して前記受信データを処理することをさらに具え、前記1つまたは複数の係数セットが、前記アナログ/デジタル変換器の量子化雑音を考慮に入れるように選択されることを特徴とする請求項1記載の方法。
- 前記通信チャネルは、ツイスト・ペア電話線を具えたことを特徴とする請求項1記載の方法。
- コンピューティングデバイスによって実行される場合に、該コンピューティングデバイスに、
通信チャネルから、変調済みデータと前記通信チャネルによって導入されたひずみの双方に基づいた受信データを受け取るステップであって、前記変調済みデータがディスクリート・マルチトーン変調を使用して1つまたは複数の搬送波上で元のデータを変調した結果であるステップと、
等化データを生成するために前記受信データを等化するステップと、
該受信データを等化するステップは、
有限インパルス応答(FIR)フィルタを用いて前記受信データをフィルタリングするステップを含み、ここで、前記有限インパルス応答(FIR)フィルタは、1つまたは複数の係数セットを有し、該有限インパルス応答(FIR)フィルタの前記1つまたは複数の係数セットは、前記変調済みデータに関連した各ディスクリート・マルチトーン符号を表すのに使用されるビット数を最大にするように選択され、
前記元のデータの推定値を回復するために、前記等化データを復調するステップと
の各ステップを実行させる命令を有することを特徴とするコンピュータ読み取り可能な媒体。 - 前記1つまたは複数の係数セットが、イコライザの周波数領域応答が前記変調済みデータに関連した周波数範囲で実質的に一定となるように選択されることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 前記1つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルによって導入されるひずみを低減させるように選択されることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 前記受信データが巡回プレフィクスを使用して変調され、前記1つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルと前記イコライザのインパルス応答の組合せが前記巡回プレフィクスよりも小さくなることを保証するように選択されることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 前記アルゴリズムを実施するために前記イコライザで有限精度演算が使用され、前記1つまたは複数の係数セットが、前記イコライザでの前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 前記等化データを復調する前記ステップが、有限精度演算の使用を含み、前記1つまたは複数の係数セットが、前記等化データを復調するための前記有限精度演算の前記使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 前記等化データを復調する前記ステップが、高速フーリエ変換アルゴリズムの使用を含み、前記1つまたは複数の係数セットが、前記高速フーリエ変換アルゴリズムを実施するための前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項15記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- アナログ/デジタル変換器を使用して前記受信データを処理させる命令をさらに具え、前記1つまたは複数の係数セットが、前記アナログ/デジタル変換器の量子化雑音を考慮に入れるように選択されることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 前記通信チャネルが、ツイスト・ペア電話線からなることを特徴とする請求項10記載のコンピュータ読み取り可能な媒体。
- 通信チャネルから受信したデータを処理するための装置であって、
前記通信チャネルから受信データを等化し、該等化したデータを生成するように構成されたイコライザと、
該受信データは、変調済みデータと前記通信チャネルによって導入されたひずみの双方に基づいており、前記変調済みデータは、ディスクリート・マルチトーン変調を使用して1つまたは複数の搬送波上で元のデータを変調した結果であり、該イコライザは、
有限インパルス応答(FIR)フィルタを含み、
ここで、前記有限インパルス応答(FIR)フィルタは、1つまたは複数の係数セットを有し、該有限インパルス応答(FIR)フィルタの前記1つまたは複数の係数セットは、前記変調済みデータに関連した各ディスクリート・マルチトーン符号を表すのに使用されるビット数を最大にするように選択され、
前記等化データを復調することによって、前記元のデータの推定値を生成するように構成された復調器と
を具えたことを特徴とする装置。 - 前記1つまたは複数の係数セットが、前記イコライザの周波数領域応答が前記変調済みデータに関連した周波数範囲で実質的に一定となるように選択されることを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記1つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルによって導入されるひずみを低減させるように選択されることを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記受信データが巡回プレフィクスを使用して変調され、前記1つまたは複数の係数セットが、前記通信チャネルと前記イコライザのインパルス応答の組合せが前記巡回プレフィクスよりも小さくなることを保証するように選択されることを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記アルゴリズムを実施するために前記イコライザで有限精度演算が使用され、前記1つまたは複数の係数セットが、前記イコライザでの前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記復調器が、有限精度演算を使用して前記等化データを処理するよう構成されており、前記1つまたは複数の係数セットが、前記等化データを復調するための前記有限精度演算の前記使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記復調器が、高速フーリエ変換アルゴリズムを使用して前記等化データを処理するよう構成されており、前記1つまたは複数の係数セットが、前記高速フーリエ変換アルゴリズムを実施するための前記有限精度演算の使用に起因する丸め誤差を補償するように選択されることを特徴とする請求項24記載の装置。
- 前記受信データをデジタル化するよう構成されたアナログ/デジタル変換器をさらに具え、前記1つまたは複数の係数セットが、前記アナログ/デジタル変換器の量子化雑音を考慮に入れるように選択されることを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記1または複数の係数のセットを生成するための係数生成器をさらに具えたことを特徴とする請求項19記載の装置。
- 前記通信チャネルが、ツイスト・ペア電話線からなることを特徴とする請求項19記載の装置。
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