JPH0211057A - データ通信方法と通信ネットワーク - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は電話伝送に関し、特に電話局と顧客構内との間
の高速デジタル信号の伝送に関する。

（従来の技術） 電話線を介してデータを伝送する最も柔軟性がありかつ
安い方法は、音声を伝送するのに通常用いられる既存の
音声帯域電話チャネルを使用することである。伝送端間
のチャネルは交換可能なネットワーク接続（一端のユー
ザが他端の電話番号をダイヤルすることにより、確立さ
れる）又は、電話会社によりユーザ用にセットされる永
久的な専用線接続である。いずれの場合にも、接続が一
旦確立されると、ユーザの通信／処理装置からのデータ
は音声域モデムに入力され、音声域電話チャネルのバス
バンドに合う周波数スペクトラムを有する出力アナログ
ライン信号を生成する。受信端では適合モデムはデータ
を受信ライン信号から再生し、それを他端にあるユーザ
の装置に送信する。

ノイズと歪みをあるレベルに押えると、チャネル上で通
信されるデータの速度はバンド幅により制限される。典
型的な音声域電話チャネルのバンド幅は約４ｋＨｚであ
る。ノイズと歪みのある典型的なレベルでは、これによ
り、電話チャネルを介しての伝送速度は約２３Ｋｂ／ｓ
の理論的最大値に制限される。多くの応用（例えば、デ
ータ入力／再生又は、少なくとも通信の一端において人
間が介在する応用）において、理論的最大値より十分に
低いデータ速度でも十分に満足できる。実際、１゜２か
ら１９．２ｋｂ／ｓの範囲のピット速度で動作する多く
のモデムが多くの応用で現在使用されている。

しかし、他の多くの応用（例えば、コンピュータ間のフ
ァイルの転送、ビデオテックス、デジタル音声又はビデ
オ信号の伝送）においては、音声域電話データ伝送の速
度は低すぎる。都合のよいことに、国内の電話局を接続
する伝送設備の多くは、情報を多重化した高速度デジタ
ルビット流の形でやりとりしている。これらの設備は標
準の４ｋＨｚ音声域チヤネルのみならず、例えば、いわ
ゆる１　、　５４４Ｍｂ／ｓのＤＳ−１速度で顧客デー
タを送信する高帯域チャネル以上のものを提供できるよ
う構成されている。

しかし、目標は顧客の高速度データを顧客構内から電話
局に送ることである。将来、このニーズは顧客構内と電
話局を結ぐ光ファイバにより満足されると期待されてい
る。しかし、これが実現するのは２１世紀になってから
であろう。現在あるいはごく近い将来では、既存の電話
ローカル配線システム（銅線対で構成されている）が、
高速度データを電話局に転送する機構である。

実際、電話技術者は、高速度データを顧客構内から電話
局に伝送することが可能な伝送機構を完成させた。例え
ば、１９７０年代半ば、合衆国にはデジタルデータ通信
ネットワーク・・・デジタルデータシステム（ＤＤＳ）
・・・が導入された。このシステムでは５６Ｋｂ／Ｓの
速度でデータは顧客構内から電話局に４線式ローカル回
路即ち、２本のバイポーラベースバンド伝送を、線形歪
みを補償する固定等化と組み合わせて、必要なビット速
度で伝送するに十分な周波数まで一様損失で伝送できる
チャネルを提供することである。この機構により、５［
ｉＫｂ／ｓの速度で８マイルの距離（より低い速度では
より長い距離）伝送でき、これにより、顧客の十分なベ
ース用の「ローカルループ」に、高速度顧客構内−電話
局伝送が提供できる。（参照：イシー、ベンダー他、デ
ジタルデータシステム二ローカル分配システム［ベル　
システム　テクニカル　ジャーナル第５４巻５号５−６
月号　１９７５年を参照のこと） その後、１　、５４４Ｍｂ／ＳのスヒードがＤＤＳに加
えられ、この速度におけるデータ伝送は他のデジタルデ
ータ伝送形態を提供した。この伝送速度はいわゆるＴ１
キアリアシステム用に開発された技術を用いて達成でき
、この技術はそれまでは電話局間を接続するのに主に用
いられていた。ここでも又、この伝送機構は４線式回路
とバイポーラ伝送フォーマットを含んでいる。事実、Ｄ
ＤＳの設計は既存のＴ１技術を基づいている。しかし、
■、５４４Ｍｂ／ｓの速度で、チャネルのノイズを補償
するにはせいぜい６０００フイート（１，１１１ｋｍ）
毎にライン信号の等化と再生が必要である。

上記のアプローチは技術的には確かで、極めて広く用い
られている。しかし、多くの点で１９９０年代の要求に
は答えられない。例えば、次世代通信の重要点は統合デ
ジタルネットワークサービス（ＩＳＤＮ）であり、この
通信設備は（ａ）統一アドレスと信号体系、（ｂ）アク
セスの単一物理点を用いて、例えば、音声、回路データ
とパケットデータ、テレックス、専用回路網等の独立ネ
ットワーク群により現在提供されている能力、を提供す
る。ｌ５ＤＮを実行する主要点は、顧客にデユーブレッ
クス即ち、同時双方向デジタル送信能力−単一の２線対
をを介して、１３Ｋｆ’ｔ（３，９ｋ　ｍ　）の距離ま
で、いわゆる１６０Ｋｂ／ｓのｌ５ＤＮｒベーシツクＪ
　　（２Ｂ＋Ｄ）速度（フレーム保守、制御ビットで）
から、いわゆる１、５４４Ｍｂ／Ｓ以上の「中心（Ｐｒ
ｉｍａｒｙ）　Ｊ　　（２３Ｂ＋Ｄ）速度（フレーム、
保守、制御ビットで）の範囲で、電話局にデジタル伝送
能力を与えることにより、電話網のデジタル化を完成さ
せるものである。

不都合なことに、Ｔ１技術に基礎をおいた伝送は、この
用途には使用可能であるが、その設置と維持に比較的金
がかかる。この原因はまず第一に、再生器を近接して配
置しなければならないことと、第２に、通信の各方向に
独立した２線を設置しなければならないことである。こ
れとは対照的に、ｌ５ＤＮが成功すれば、これに対して
低いコストで解決でき、１６０Ｋｂ／ｓのベーシック速
度で伝送できる。ＤＤＳタイプの伝送体系ではｌ５ＤＮ
のようとには使用可能であるが、ｌ５ＤＮのベーシック
速度を越えるデーータ速度には適用できない。

結局、電話技術者は以下に記載の解決方法を選んだ。そ
れはＣＣＩＴＴの標準草案アドホックグループの用意し
た１９８６年１０月１３日イ；ｊのＴＩＤｌ、３／８６
−１４５Ｒ１文書でそのタイトルはｒＮＴ１第１層仕様
のネットワークサイドにおけるｌ５ＤＮベーシツクアク
セスインターフエースの標準案」である。基本的に、こ
の方法は４レベルのパルス振幅変調（ＰＡＭ）伝送機構
（２ＢＩＱ　（これは２個のビットを４進記号に宛てた
ので）と称される。）（ａ）適応等化（従来使用されて
いた固定等化より線形歪みの補償には有効である）と、
（ｂ）エコーキャンセル（これにより単一線対上を２重
伝送が可能になる）と組み合わせて用いられる。この方
法は、ベーシック速度でローカルループを介して２線式
のデータ伝送しながら、顧客構内から電話局への最新式
の高速度データの転送が可能である。データ速度が１８
Ｋｆ’ｔのループにわたって１８０Ｋｂ／ｓを越えるよ
うに所では、今の時点ではＴ１が使用され続けると予想
されている。

（発明の概要） ローカルループを介して高速度データを伝送する公知の
機構の主要点はｌ５ＤＮ用のＤＤＳ、Ｔ１と４レベル２
ＢＩＱ機構に用いられているようなバイポーラ機構のよ
うなベースバンド伝送機構を使用することである。本発
明によれば、音声域データ伝送とデジタル無線システム
に長年使用されてきたような形の通過域伝送はある情況
（ローカルループ伝送）・・・ここでは古い標準のベー
スバンド信号化で・・・でも、商業的に許される実行レ
ベルにおける現在の技術により提供されるより、遥かに
速いデータ伝送速度を提供するために、使用され得る。

伝送速度の劇的な増加は本発明により達成される。例え
ば、は周波数スペクトラム等の必要な位置に配置できる
。都合のよいことに、付加されるノイズの量を最適化で
きるように周波数スペクトラム内に、低周波ノイズ（イ
ンパルスノイズ、音声洩話など）と高周波ノイズ（同一
ケーブル内の近傍ループ内の同様スペクトラムの他の信
号から発生する近端洩話）とを考慮にいれつつ、通過帯
域信号を位置させる。更に、通過帯域信号は直流近傍で
は大きなエネルギはない。この特性はベースバンド伝送
が用いられるとき発生し、信号速度が増加するにつれて
悪化するようなエコーキャンセラーの設計上の問題を回
避できる。これは又、いわゆる［直流不動Ｊ　　（ｄｃ
　ｗａｎｄｅｒ　１記号当りのビット数が増加するにつ
れてベースバンド伝送体系内で悪化する）における問題
も回避できる。

本発明によれば、通過帯域信号はいわゆる無搬送波振幅
変調／位相変調信号である。

本発明の別の特徴によれば、符号化利得を提供する格子
符号化あるいは他の符号化は最大可能シーケンス予測（
ヴイタービ（ｖｌｔｅｎｂｌ）復号化とも称する）と組
み合わせて、対ノイズ性を強化するために、受信器で用
いられる。

（実施例の説明） 第１図において、顧客構内に設置された種々の端末装置
１．２．３．　５から発生したデジタル信号は中央電話
局９０に伝送され、そこから電話網（図示せず）を介し
て各目的地に伝送される。簡単のために、種々の端末装
置１．　２．　３．　５は個人用コンピュータに接続さ
れた電話機として示されている。しかし、−膜内に、種
々の端末装置は例えば、単一のコンピュータ端末、制御
装置群、ミニコンピユータ、デジタルビデオ信号源など
のあらゆるタイプのデジタル信号源を含む。

説明のため、異なる番号の付された端末装置の各々は各
異なった伝送機構を用いて電話局とデータのやりとりを
する。これらの伝送機構の２つは従来技術の機構で、他
の２つは本発明の原理を具体化したものである。

特に、端末装置１は単一の電話／コンピュータ結合装置
からなり、デジタル信号をｌ５ＤＮｒベ一シツク速度Ｊ
　　（２Ｂ＋Ｄ）形式で発生する。この情報データビッ
トそのもの（１４４ｋｂ／ｓの速度）は、種々のフレー
ム、保守、制御ビットと、この端末装置との回路により
結合されて、１８０ｋｂ／ｓｓの出力データストリーム
を発生する。このデータストリームは回路端３１に入力
され、前記の従来技術の２８ＩＱの伝送機構を用いてこ
のデータを電話局９０に２線式ローカルループ５１（Ｉ
ＳＤＮ規格による１８ｋｆ’ｔの最大長を有する）を介
して、転送する。ＩＳＤＮ用語によれば、回路端３１は
以下「ＮＴＩＪ　と称する。

電話局９０内で、Ｉ　ＳＤＮで規格化されたピットスト
リームが伝送された２ＢＩＱ信号からいわゆる線端７１
で再生され、電話局内のデジタルスイッチ９１に伝送さ
れる。スイッチ９１は例えば、ＡＴ＆Ｔ社製の５ＥＳＳ
デジタルスイツチで、ｌ５ＤＮのいわゆるＤチャネルに
搬送されるフレーム、保守、制御情報を有しているソフ
トウェアを含んでいる。このため、スイッチ９１は図中
ではｒＩ　ＳＤＮスイッチ」として示されている。

伝送の各方向において、線端７１とＮＴ１３１により実
行される機能は他の方向にあるのとは逆の機能である。

かくして、端末装置１向けのスイッチ９１のデータ（１
６０ｋｂ／ｓ　）は線端７１に伝送され、ここでそのデ
ータを表す２ＢＩＱ線信号を生成する。

この線信号はローカルループ５１を介して、ＮＴ１３１
に転送され、そこでデータを再生し、それを端末装置１
に転送する。事実、この２つの各ユニット内の回路は、
信号の生成と処理に関して他のそれに類似しており、そ
れらは同一と考えられる。

ＮＴ１３１を特に示すと、その回路は伝送部分３１１と
受信部分３１３、ハイブリッド３１Ｂ、エコーキャンセ
ラー３１７を含む。端末装置１で生成された出力データ
は伝送部分３１１により２ＢＩＱフオーマツトに変換さ
れ、ハイブリッド３１Ｂを経由して、ループ５１上に出
力される。同時に、ハイブリッド３１６はループ上の入
力信号を受信部分３１３に向ける。この入力信号はいわ
ゆる出力データのエコーを含んでおり、この主要エコー
成分はハイブリッド３１Ｂから「リーク」した伝送部分
３１１からのエネルギを含むいわゆる「近エコー」であ
る。これらのエコーを除去するために、エコーキャンセ
ラー３１７は出力チャネル記号流の関数として、その子
ｉｌｌ値を生成する。この出力チャネル記号流は伝送部
分３１１内からそこに生成し、その予測値は受信部分３
１３にその信号が加えられる前に、引算機３１８内の入
力線信号から引かれる。引算機３１ｇの出力はエコーキ
ャンセラー３１７により誤り信号として利用され、その
信号内の残留エコーを最少化するようにその伝搬関数を
更新する。

以下に詳述するように、顧客構内から電話局までの１６
０ｋｂ／ｓの伝送を提供しようとする上記の試みは、商
業的に可能なようだが、より高伝送速度で用いるのは実
際的ではないようである。かくして、別の従来技術の伝
送機構が注目され、端末装置３から電話局９０により高
速でデータをやりとりするものである。

特に、端末装置３は複数のデジタル信号源を有し、これ
らの出力データ流の各々は多重／分離化装置１３に入力
される。この多重／分離化装置１８はこれらのデジタル
信１号源からの信号（ＩＳＤＮの「中心速度ｊ　　（２
３Ｂ＋Ｄ）形式）を、データ流でリード２４上に注入す
る。この情報データビットは、その速度は１．５３６Ｍ
ｂ／ｓ　／　ｓであるが、種々のフレーム、保守、制御
ビットと、多重／分離化装置１３内の回路で結合され、
出力データ流をいわゆる１゜５４４Ｍｂ／ｓのＤＳ−１
速度で生成する。リード２４上の信号は電話局９０と、
Ｔ１搬送波サービス装置３３の伝送部分３３１、ＴＩリ
ンク５３の２線対５４、Ｔｌ線端７３（これは電話局内
にある）を介して、やりとりされる。Ｔｌ線端７３の出
力は多重／分離化装置８３により多重化され、その成分
データ流はスイッチ９１に入力される。

同様に、入力方向では、スイッチ９１からのデータで種
々の端末装置３向けのものは、多重／分離化装置８３に
より中心速度信号、そして１．５４４Ｍｂ／ｓにも変換
され、スイッチ旧から多重／分離化装置１３に、Ｔ１線
端７３、Ｔ１リンク５３の入力２線対５５、Ｔ１搬送波
サービス装置３３の受信部分３３３、多重／分離化装置
入力リード２５を介して、接続される。

多重／分離化装置１３はリード２５上の信号をデータ流
成分に多重化して、それがサービスする種々の端末装置
３へ分配する。

ＮＴ１３１と線端７１におけるように、Ｔ１搬送波サー
ビス装置３１とＴｌ線端７３により実行される機能は双
方向伝送の反対の対応するものであり、線信号を発生し
、処理するそれらの回路と実質的に同一である。

電話局と端末層間を１．５４４Ｍｂ／ｓのＤＳ−１の速
度でデータをやりとりするＴ１搬送波伝送装置を使用す
ることは技術的に可能なアブロートである。

しかし、上述したように、これは非常に高価で、それは
再生器６６が６　ｋｒＬ以下の間隔毎に必要だからであ
る。

これに対して、本発明は再生器の必要ない２線式ローカ
ルループ上で、（ａ）パルス振幅変調（ＰＡＭ）伝送機
構例えば２ＢＩＱを用いて得られるよりも早いスピード
で、（Ｂ）安いコストで、通信する機構を提供するもの
である。特に、本発明によれば、データはｌ５ＤＮのベ
ーシック速度の少なくとも３倍の速度、即ち４８０ｋｂ
／Ｓ以上のスピードで、１８ｋｆｔのループにわたり、
及び、ｌ５ＤＮの標準速度即ち１．５４４　Ｍｂ／ｓの
スピードで、１２ｋｆ’ｔのループにわたり、伝送でき
る。

本発明の詳細な説明するために第２，３図を参照する。

特に、第２図のカーブ２１１と２１３は周波数の関数と
して、それぞれ１２．１８ｋｆｔの長さの２４ゲ一ジ電
話ローカルループの応答振幅を示す。このカーブから明
らかなように、ループ内の損失は信号周波数の関数とし
て増加する。カーブ２１６は一般的な近端電話伝搬関数
であり、同一ケーブル内の他のループから特定ループへ
電話のレベルは周波数とともに増加（特に周波数の３７
２乗の関数として）する。これは電話ケーブル内の誘導
性結合と容量性結合の影響である。

第２図のカーブがあると、従来技術のローカルループの
動作特性が解析できる。

例えば、上記した様に、デジタルデータシステム（ＤＤ
Ｓ）に用いられている特定の伝送機構を考えてみる。上
記したように、これはバイポーラ伝送機構で、被伝送信
号は２つの０でないレベルの１つをとる。信号座標即ち
、伝送可能信号点の集合が第４図に示されている。１６
０ｋｂ／ｓの伝送速度で、その信号のスペクトラムは第
３図のカーブ３６１である。（実行の度合いによって、
バイポーラ信号スペクトラムは高周波領域で、第２の山
がある。理解の都合上、この山は伝送前に線信号から除
去されたと仮定し、事実、こうするのが実際的である。

） 標準的な適応型等化とエコーキャンセルとの組み合わせ
を用いて、バイポーラ伝送機構は１１３０ｋｂ／Ｓへの
商業的に可能なアプローチである。というのは、そのよ
うな信号に導入される近端電話のレベルは十分低く、許
容可能な低いエラーの発生確率が容易に達成できるから
である。しかし、バイポーラ伝送機構はローカルループ
では１６０ｋｂ／ｓより十分高い速度（例えば３倍の速
度、４８０ｋｂ／ｓ　）では商業的に可能ではない。こ
の理由はバイポーラ信号のスペクトラムはビット速度と
同一の拡がりを持つからである。即ち、４８０ｋｂ／ｓ
でのバイポーラ信号のスペクトラムは４８０ｋＨｚまで
伸び、前記の第２の山が伝送線信号から除去されていな
いなら、更にのびる。カーブ２１１３の形に示されたよ
うに、近端電話の伝搬関数は周波数とともに増加し、４
８０ｋＨｚにおけるその電話のレベルは線信号を破壊し
、大部分のループにおいて、許容可能なエラー状態を達
成することはほとんど不可能である。

他のアプローチとして、４レベルＰＡＭ伝送機構（ＩＳ
ＤＮ用に提案された２ＢＩＱのような）を考える。この
機構の信号座標は第５図に示される。このアプローチは
１８０ｋｂ／ｓの商業的に可能に伝送機構である。特に
、４レベルフオーマツトは各信号パルスは情報の２個の
ビットを搬送し、８０にボーの記号速度を出す。この信
号の代表的なスペクトラムは第３図のカーブ３６２であ
る。２ＢＩＱ信号の上限周波数はバイポーラ１８０ｋｂ
／ｓの信号スペクトラムの１６０ｋＨｚの上限より十分
下である。

これにより、バイポーラ信号よりも近端電話の影響を受
けない。しかし、バイポーラ信号と異なり、ＰＡＭは十
分低い周波数まで大きなエネルギ成分を有している。こ
のことはある接続点数以上の接続（その数は比較的少な
くても）では問題となる。

というのは低周波数において、音声電話、スイッチ装置
、電源などによるインパルスノイズが存在するためであ
る。しかし、−船釣に４レベルＰＡＭ信号の信号点はロ
ーカルループにおいてはお互いに十分離れている。この
ローカルループにおいては、商業的に許容可能なエラー
発生のレベルでは（例えば、１０−６のビットエラー率
）その信号を使用することは重大な問題ではない。

ここで、十分に速いビット速度（４８０ｋｂ／ｓ　）で
ＰＡＭ伝送機構を考えてみる。例えば、４８０ｋｂ／ｓ
ＰＡＭは１６０にボーの８レベルの３ビット／記号を用
いて達成できる。その信号のスペクトラムは第３図のカ
ーブ３６７で、その信号座標は第６図に示される。バン
ド幅の効率的な信号形成機構は、１６０ｋｂ／ｓのＰＡ
Ｍ機構にとってより狭いバンド幅を用いて、スペクトラ
ムが遥かにシャープなロールオフを有するように選ばれ
る。ここでも、近端電話は重要な問題ではない。４レベ
ルに比較して、８レベルＰＡＭ機構についてはより問題
がある。

それは、座標の信号点の数を４から８（信号点は４レベ
ルの場合よりもさらに近い）へ増加させるために、伝送
された線信号は最大の電力条件の制約を受けるからであ
る。このことは第５図と第６図を比較するとわかる。し
かし、−船釣に８レベルのＰＡＭのエラー発生は許容可
能レベルである。

しかし、ＰＡＭ機構を用いることは他のより重要な制限
がある。一つの問題は近エコーチャネル伝達関数（それ
は受信装置３１３（第１図）の入力点に発生するのを特
徴付ける）のグループ遅延は伝達された信号の関数とし
てスペクトラムの底部で音声帯域領域で急激に増加する
という事実に関係する。グループ遅延のこの増加は、近
エコーチャネル内のハイブリッド（例えば、３１６）の
存在により発生される伝達関数の中の特定なポール／ゼ
ロの組み合わせから発生する。この大きなグループ遅延
は、低周波数領域でのエコーチャネルのインパルス応答
は高周波数領域（ここではグループ遅延は遥かに少ない
）でよりも十分長い時間間隔にわたってのびる、という
ことを意味する。かくして、エコー信号中の特定記号の
影響はエコーの低周波数成分中で長い間現れる。エコー
キャンセラーが効果的にその様な低周波数成分を総合す
るために、伝送された記号を収納するメモリーは、低周
波数領域でのグループ遅延がそれほど大きくない場合よ
りも、より大きな数の記号期間拡がらなければならない
。

エコーキャンセラーメモリースパン中の記号期間の数が
増加する条件は、エコーキャンセラー内の係数更新アル
ゴリズム中で使用されているいわゆる適合ステップサイ
ズ（ＵＳＰ第４．４６４．５４５号のパラメータα）が
、エコーキャンセルの特定のレベルを維持するために、
小さくされなければならないことを意味する。不都合な
ことに、ステップサイズを減少させることは、エコーキ
ャンセラー内で使用される数式はより高い精度で（より
大きな数の分数まで）実行されなければならないことを
意味する。これによりエコーキャンセラーを製造するコ
ストが僅かながら上昇する。更に、より小さなステップ
サイズを用いることはエコーキャンセル内の時間変差に
対応するためにエコーキャンセラーの能力を減らす。

この効果はエコーキャンセラーの動作の許容可能なレベ
ルを４０にボー／記号の速度でＰＡＭ伝送機構を用いて
除外できるとは思われていない。その理由は、記号速度
が増加するにつれて、記号間隔がそれに応じて減少する
からである。かくして、エコーキャンセラー内のメモリ
ースパンは、同一時間間隔にわたって常に増加するが、
前記したように、低周波数インパルス応答持続時間によ
り決定され、記号間隔の増加した数にわたって伸びる。

このことは、より小さなステップサイズさえも必要とす
る。かくしてエコーキャンセラー内の数式の精度と時間
変差に適合する能力に関する上記の問題は悪化する。事
実、チャネルの時間変差に適合するエコーキャンセラー
の能力は、例えば、エコーキャンセラーの実行可能な動
作を８０にボーの記号速度で達成することを難しく、も
しくは不可能にしてしまう。

この環境におけるＰＡＭの他の制限は、ｒＤＣワンダー
」として公知の現象がローカルループ内に存在すること
に関連する。このＤＣワンダーではループ上の信号の平
均値はハイブリッドが、ＤＣの近傍では信号を通過させ
ないために、時間中、上下にドリフトする。受信器性能
におけるこのＤＣワンダーの影響は１記号当りのビット
数が増加するにつれて、より明白になる。その理由は、
座標中の信号点の数はそれにに応じて増加し、それらの
最少距離は減少するからである。（一方、１記号当りの
ビット数を同一に保持し、記号速度を増加させることは
、上記のエコーキャンセラーのステップサイズの問題を
悪化させる。）不幸なことに、自動利得制御（ＡＧＣ）
回路（ＤＣワンダーにつれて時間変化するチャネル影響
を追跡し、それらを除去するために使用される）はエコ
ーキャンセルでは有効に利用できない。

上記の問題を解決する１つの可能なアプローチは、ＰＡ
Ｍ信号中でり、Ｃ点でゼロを作り出しく公知のビット符
号化技術を用いて）、これによりまず、ゼロ近傍でエネ
ルギを最少化することである。

事実、このアプローチは２ＢＩＱを実行する回路で採用
されている。しかし、不都合なことに、この解決法は問
題を改善はするが、完全に解決するものではない。

大体において、１８ｋｆｔのｌ５ＤＮループにわって４
８０ｋｂ／ｓ以上の速度でのＰＡＭ伝送機構は、極めて
問題か多く、また事実、不可能かもしれない。更に、４
８０ｋｂ／ｓ以上の速度、例えば、１．５４４Ｍｂ／ｓ
のＤＳ−１の速度で伝送し、ＰＡＭ信号点間隔をより近
接する必要があると、信号は商業的に許容可能なエラー
レベルを発生させる低周波数ノイズに対する不十分なマ
ージンと、残留ＤＣワンダーしか有さない。

本発明によれば、音声帯域データ伝送とデジタル無線シ
ステムにおいて長年用いられてきたタイプの通過帯域伝
送は、ある環境即ち、ローカルループ伝送（その標準が
ベースバンド伝送であり、許容できるエラーレベルを達
成しつつ、現在の技術により達成されるより遥かに速い
データ伝送速度を達成できる）に採用し得ることがわか
った。

その信号のスペクトラムは第３図のカーブ３６５として
示されている。特に、カーブ３６５は約８０ｋＨ２のバ
ンド幅内の４８０ｋｂ／Ｓの６ビツト／記号のデータ流
である双方向信号のスペクトラムを表す。

本発明によれば、この信号は無搬送波振幅位相変調（Ａ
Ｍ／ＰＭ）された信号であるのが望ましい。

ベースバンド信号のスペクトラム（カーブ３６２．３６
７）と異なり、バスバンド信号のスペクトラムは低周波
数では急落する。更に、バスバンド信号は周波数スペク
トラム内の必要な場所に位置できる。

有利なことに、カーブ３６５により表されたバスバンド
信号は付加ノイズを最少にするような周波数スペクトラ
ム内に、インパルスノイズ、音声電話のような低周波ノ
イズと、近端電話（同一ケーブル内の近傍ループ内の類
似スペクトラムの他の信号から発生する）のような高周
波数ノイズを考慮にいれつつ、位置させる。更に、バス
バンド信号はｄＣ近傍の信号を含まないので、ｌ５ＤＮ
のベーシック速度を遥かに越えるような速度で、ＰＡＭ
または他のベースバンド伝送機構の能力を困難にしたり
、不要にするような種々のファクタは存在しない。

更に、ノイズに対する受信器のマージンを取るために、
格子コード（いわゆる符号化ゲインを提供するような他
のコード）が、受信器内の従来のヴイタービ（Ｖｉｔｅ
ｒｂｉ　）復号化と組み合わせて、このローカルループ
伝送で用いられている。

それは例えば、音声帯域伝送で既に用いられている。

４８０ｋｂ／ｓよりかなり高速度（例えば、ｌ５ＤＮ（
２３８十Ｄ）形式で用いられる１、５４４）１ｂ／ｓの
ＤＳ−１速度）では、現在の技術とローカルループの特
性では、１８ｋｒｔにわって許容可能なエラーレベルを
達成することは困難である。その理由は、その様なビッ
ト速度は記号速度の増加と、又は信号座標中の点数の増
加を意味するからである。第２図のカーブ２１６かられ
かるように、記号速度の大きな増加は近端電話の大きな
増加になる。そのため、信号対ノイズの比を許容可能な
エラー再生が可能でない点まで減らす。一方、信号座標
中の点数の増加は、座標の点がより近ずくことを意味し
、そのため、信号対ノイズの比の条件が現在の技術では
達成できないレベルに増える。

その様な高速度で本発明の利益を得るために、線信号が
伝送されるループに厳しい制限を課すことも必要かもし
れない。例えば、ループの長さを制限して、チャネル中
の最大の減衰即ち、ロスを少なくして、受信器の信号対
ノイズの要件を満足させることである。第２図のカーブ
２１１かられかるように、２５７．３３にボーの記号速
度（６ビツト／記号の機構を仮定すると、１．５４４　
Ｍｂ／ｓの速度を維持する為に必要）で１２ｋｆｔのル
ープによって生じる損失は、ｔｇｋｒｔのループに８０
にポーの記号速度によって生じる損失に極めて近い。１
２ｋｒｔのループで１．５４４　Ｍｂ／ｓのビット流を
搬送する線信号の受信器入力での信号対ノイズ比率は、
１８ｋｆ’ｔのループで４８０　Ｍｂ／ｓのビット流を
搬送する線信号の受信器入力での信号対ノイズ比率より
も遥かに低いものであってはならない。。

更に、例えば、１．５４４　Ｍｂ／ｓのビット速度で十
分な性能を確保するためには、ループに更に制限を課す
のが望ましい。例えば、いわゆるブリッジタップ（これ
をおくとチャネルに更に振幅の歪みが生じる）の数を制
限することが望ましい。又、混合ワイヤゲージ（これが
受信線信号にエコーを発生させる）の使用と特性を制限
するのが望ましい。これらのループの制限に関して、１
２ｋｆｔの最大ループ長においても、ループが、いわゆ
る「搬送波サービス領域（Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｓｅｒｖｉ
ｎｇ　Ａｒｅａ）　Ｊループに対する既に確立した設計
要件に合致すると、本発明を実現するネットワーク接続
は、許容できるエラー発生でもって、ローカルループ上
を１．５４４　Ｍｂ／ｓのデータをやりとりするに用い
られる。

上記のＣ３Ａの設計要件は以下のようである。

（１）無負荷ケーブルのみを使用する。

（２）２８ＡＷＧケーブルを、単独で使用するか、他の
ゲージのケーブルと組合せて使用するか。いわゆるブリ
ッジタップを入れて２．７３ｋｍ（９ｋｆｔ）の長さを
越えない。

（３）単独のゲージ１９，２２．２４Ａ　Ｗ　Ｇケーブ
ルではブリッジタップを入れて３．８８ｋＩｌｌ（１２
ｋｆ’ｔ）の長さを越えない。

（４）全体のブリッジタップ長が０．７８２ｋｍ（２，
５ｋｆｔ）の長さを越えず、シングルタップはＯ，ＢＯ
９ｋｍ（２゜Ｏｋｆ’ｔ）の長さを越えない。

（５）マルチゲージケープは２個のゲージに限られる。

第１図に戻って、端末装置２は多重／分離化装置１２に
その出力が加えられる複数のデジタル信号源ををしてい
る。この装置１２はデジタル信号源がらの信号を出力４
８０ｋｂ／ｓのデータ流でリード２１上に加える。デー
タ流は例えば、ｌ５ＤＮフオーマツト（４８０ｋｂ／ｓ
のＩ　ＳＤＮ標準は未だ採用されてはいないが）に直さ
れる。リード２１上のデータ流は本発明を実施するネッ
トワーク端末３２に加えられる。このネットワーク端末
３２は二重広帯域端末（ＤＷＮＴ）と称される。このネ
ットワーク端末３２は入力データを中央局９０に２線式
ローカルループ５２（これはループ５１と同様にｌ５Ｄ
Ｎ標準で１８ｋｆ’ｔの最大炎を有する）を介して伝送
する。中央局９０内で、ビット流は伝送された線信号か
らＤＷＬＴ７２により再生され、多重／分離化装置８２
で分離化された後、う゛フタルスイッチ９１に加えられ
る。

同時に、４８０ｋｂ／ｓのデジタル信号はスイッチ９１
から端末装置２に、多重／分離化装置８２、ＤＷＬ　Ｔ
７２、ローカルループ５２、ＤＷＮＴ３２、多重／分離
化装置１２を介して接続される。

ＮＴ１．３１と線端７１と同様に、ＤＷＮＴ３２とＤＷ
ＮＴ７２により各方向で遂行される機能は逆の方向で実
行されるものと逆である。更に、線信号の処理に関する
かぎり、ＤＷＮＴ３２とＤＷＮＴ７２は実質的に同一と
見なしてもよい。更に、ＤＷＮＴ３２はＮＴ１３１のそ
れとほぼ類似の構造を有している。

特に、ＤＷＮＴ３２伝送装置３２１、受信装置３２３、
ハイブリッド（ＨＢ）　３２６　、エコーキャンセラー
３２７を有している。ＮＴ１３１とＤＷＮＴ３２との異
なる点ｉ；１ＤＷＮＴ３２が、１８ｋｆ’ｔ　（Ｆ）　
ａ　−ｆｙルルーブに４８０ｋｂ／ｓの伝送を達成する
ために、本発明にしたがって、広帯域伝送機構を採用し
ている点である。

更に本発明によれば、端末装置５は、スイッチ９１と、
多重／分離化装置１５、ＤＷＬＴ３５、ローカルループ
５Ｂ、ＤＷＬＴ７５、多重／分離化装置８５を介して接
続される。多重／分離化装置１５と８５は例えば、ｌ５
ＤＮ　（２３Ｂ＋Ｄ）モードで〜あるいは、いわゆる非
チャネル化ｌ５ＤＮパケツトモード（Ｎ　Ｉ　ＰＭ）で
、操作される。前と同様に、ＤＷＮＴ３５とＤＷＮＴ７
５は実質的に同一で、広帯域伝送機構を使っている。こ
の広帯域伝送機構はＤＷＬＴ３２で使用された広帯域伝
送機構とは異なる。

どちらも６ビツト／記号を使用しているが、この広帯域
伝送機構は２５７４３にボーの記号速度を採用し、１．
５４４　Ｍｂ／ｓのビット速度を達成している。

端末装置５は端末装置２以上にデータ源を有しており、
より高いビット速度でデータを生成するデータ源を有し
ている。

このビット速度を受は入れるために、ローカルループ５
１は１２ｋｌ’ｔの最大炎に制限されている。−方、１
２ｋｆｔ以上にわたって、１．５４４　Ｍｂ／ｓのデー
タ通信能力が必要な場合、デジタル出力を供給するＤＷ
ＮＴで２線式ループを４線式再生器付きシステム（いわ
ゆる「加入者線搬送波システム（ＳＵｂｓｃｒｌｂｅｒ
　１ｉｎｅ　ｃａｒｒｉｅｒ）Ｊで、電話局まで伸びる
）に結線することにより達成できる。

第７図は二重広帯域ネットーク端末３２のブロックダイ
アグラムを示す。しかし、二重広帯域ネットーク端末５
２は端末３２と、ここに示された詳細レベルでは同一で
、相違点はそれらが動作する記号速度の点である。事実
、本発明を実施するＤＷＮＴはあるビット速度にわたっ
て動作する能力を持って作成され、このビット速度とは
フロントパネル制御を介してマニュアルにより、あるい
は、それらの立ち上がりシーケンスの間、ＤＷＮＴ／Ｄ
ＷＬＴ対により自動的に、選択された特定時間に用いら
れるものである。

特に、リード２１上のＤＷＮＴ３２内のトランスミッタ
３２１からに受信した４８０ｋｂ／ｓの信号はその中の
スクランブラ７１２に入力される。このスクランブラ７
１２は、従来通り、線信号内で最後に生成されるべきト
ーンが生成される可能性を除去するようにデータをラン
ダム化する。スクランブラ７１２は米国特許節３，５１
５，８０５号と第４．３０４．９６２号に記載されたタ
イプである。このタイプのスクランブラはＣＣＩＴＴの
推賞案にも記載されている。スクランブラ７１２の出力
ビット（４８０ｋｂ／ｓの速度）はそこで、直−並列コ
ンバータ７１３により６とットワードに変換され、その
ワードのビットはＸｌからＸ６で示される。この６ビツ
トワード（８０，０００（−４８０，０００＋６）／秒
で発生する）は符号化器７１４により、チャネル記号流
（１記号は１ワードを表す）にマツプ化され、８０にボ
ーの記号速度を発生する。

特に、符号化器７１４は直−並列コンバータ７１３から
の６ビツトワードをビットＹＯからＹ６を含む７ビツト
ワードに拡張する。ビットＹＯ，Ｙｌ。

Ｙ２は、ビットＸ１とＸ２に応じて、符号化器７１４内
の格子符号化器７４０により生成される。一方、ビット
Ｙ３からＹ６は、ビットＸ３からＸ６と同一である。同
じく、符号化器７１４内で、ビットＹＯからＹ６は、ビ
ット−記号コンバータ７７７に入力される。このコンバ
ータ７７７で、これらのビットの値の１２８（−２７）
個の異なる組み合わせの各々を１２８個の２次元チャネ
ル記号の所定の座標（第８図）に１つに割り当てる。こ
の座標の１２８個のチャネル記号の各々は、図に示した
ａからｈまでの８個の部分集合の特定の１つに割り当て
られる。ビットＹＯ，Ｙｌ、Ｙ２の値は、第９図に示し
た割り当て表に従って、８個の部分集合（識別された記
号が生成する）の特定の１つを識別し、ビットＹ３から
Ｙ６までの値は、識別された部分集合内の１６個の記号
のうちの特定の１つを識別する。

ビットＹ３からＹ６までの値の１６個の異なる組み合わ
せの各々を識別された部分集合内の特定の１つへ割り当
てることは任意になしうる。しかし、（ａ）ビットＹＯ
，Ｙｌ、Ｙ２を生成する為に、格子符号化器７４０に使
用されるいわゆる格子コード、（ｂ）座標、（ｅ）座標
を特定の部分集合に区分する等のいずれかにより、いわ
ゆる「符号化利得」が達成される。この符号化利得は「
非符号化」システムのチャルネ雑音不感受性に比較して
、強調された受信器のそれの形で、顕在化する。

この「非符号化」システムでは、６４記号座標の各記号
は、ビットＸ１からＸ６までの値の６４（−２６）個の
異なる座標の異なる１つを直接表示する。

格子符号化器７４０の回路図は第７図に示されている。

特に、格子符号化器７４０は有限状態機械で、遅延要素
７８１，７８２，７８３　、排他的ＯＲゲート７８４，
７８５を含む。各遅延要素は１秒（ここで、Ｔは記号速
度の逆数で、即ち、ｌ／８０．０００である）の記号間
隔遅延をその入力に伝える。排他的ＯＲゲート７８４の
入力はビットＸ１と、遅延要素７８１の出力である。排
他的ＯＲゲート７８５の入力はビットＸ２と、遅延要素
７８２の出力である。遅延要素７８１はその入力として
、遅延要素７８３の出力を受信し、遅延要素７８２はそ
の入力として、排他的ＯＲゲート７８４の出力を受信し
、遅延要素７８３はその入力として、排他的ＯＲゲート
７８５の出力を受信する。

遅延要素７８３の出力は、出力ビットＹＯである。

格子符号化の基礎前提は、いかなる時点でも、座標中の
特定部分集合内の点のみが、いわゆる格子符号化装置に
状態に応じて、伝送される点である。第１０図の格子ダ
イヤグラムは格子符号化器７４０の動作を表す。

特に、格子符号化器７４０は２進値０００から１０まで
の８個の「状態」を有し、これは遅延要素７８１．７８
２．７８３にストアされているビットの値である。

かくして、例えば、格子符号化器７４０が状態００１に
あるときは、遅延要素７８１．７８２は「０」を保持し
、遅延要素７８３は「１」を保持していることを意味す
る。第１０図の２列の点は連続する時間間隔における８
個の可能な符号化器の状態と、可能な状態移動を示す種
々の状態対を接続する線を表示する。かくして、例えば
、符号化器は状態０１０から状態００１に移動するが、
状態１００には移動しない。

これらの各接続線は生成した記号がどの部分集合から到
来するのかを表示するラベルが添付される。符号化器の
現在の状態即ち、遅延要素７８１，７８２．７８３の中
味が０１０で、次の６とットワードが並−直列コンバー
タ７１３に供給された後と仮定すると、新しい状態は、
状態００１である。これは、出力されるべき次の信号点
は部分集合ｒａＪから発生することを意味する。その理
由は左の列の状態００１と右の列の状態ｉｌｌとを接続
する線はそのようにラベルが付されているからである。

符号化器が現在状態００１にあると、出力されるべき次
の信号点はＸｌとＸ２の値により、部分集合ｒｅＪ、［
ｆコ、ｒｇＪ、ｒｈＪの１つから出力する。

第１Ｏ図の格子ダイアグラムにより表された符号化をす
る格子符号化は、ガウス分布即ち、「白色」ノイズの存
在の下に、符号化ゲインを提供するとして知られている
。これに対して、ローカルループでは、白色ノイズ以外
の色付きノイズ（伝送ケーブル内の電話から発生する）
が主要なノイズの形である。ローカルループ内で、この
格子符号化を用いることは符号化ゲインの重要な手段を
提供すると考えられている。もし、将来、色付きノイズ
にとって、最適な符号化が可能な技術が開発されると、
格子符号化あるいは同様な符号化はＤＷＮＴに大きな利
益になるであろう。

ビット−記号コンバータ７７７はその出カリードア０２
．７０３上に、いわゆる、ビットＹＯ−Ｙ６により識別
されるチャネル記号のインフェイズ成分、直交位相成分
をそれぞれ提供する。第８図の座標ダイアグラムでは、
これらの成分は選択された記号のｒｘ］、ｒｙＪ成分を
表す。リード７０２，７０３は複合シェービングフィル
タ７１６に接続され、ここで、バスバンド信号（そのス
ペクトラムは第３図のカーブ３６５）を生成する。その
信号は、本発明によれば、無搬送波ＡＭ／ＰＭ信号であ
る。

複合シェービングフィルタ７１Ｂは、インフェイズフィ
ルタ７９１、直交位相フィルタ７９２（それぞれ、リー
ド７０２．７０３をそれぞれフィルタリングする）の従
来設計の２個の有限インパルス応答デジタルフィルタか
らなる。これらの各フィルタは横フィルタとして機能し
、カーブ３６５に示されるのとほぼ同一の周波数領域振
幅特性を有する信号を生成する。フィルタ７９１．７９
２はそれらの位相特性はπ／２だけオフセットされてい
る点で互いに異なる。この位相差で、ＤＷＬＴ７２の受
信部分はリード７０２．７０３上の信号を個別に、再構
成する。フィルタ７９１．７９２の出力は加算器７９３
内で結合され、必要な出力線信号の符号化されたものを
提供する。

複合シェービングフィルタ７１６内で採用されるアプロ
ーチは、リード７０２，７０３上の信号によって表され
る２次元記号に応答して、バスバンド信号を発生するが
、このアプローチは、直交振幅変調（ＱＡＭ）のような
音声帯域モデムによく使用される変調とは異なる。ＱＡ
Ｍにおいては、搬送波周波数依存角による記号の回転（
実行に依存して明白あるいは不明白な）が発生する。し
かし、その様な明白あるいは不明白な回転は無搬送波で
は実行されない。このことは重要である。というのは搬
送周波数と記号間隔Ｔ（搬送周波数と記号間隔値とが全
体として伝送機構の実行を最適化するように選択されて
いれば、有り得ないが）との間に積分関係が無ければ、
前記の回転操作は非些小乗法（ｎｏｎ　ｔｒｌｖｌａｌ
　ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）を含み、それにより
伝送部分のコストを少なからず増加させる。

別の利点は、無搬送波ＡＭ／ＰＭは例えば、ＱＡＭより
も受信装置でより簡単に処理しやすい点である。更に、
無搬送波ＡＭ／ＰＭは基本的に、受信装置内のアナログ
−デジタル変換で発生するような、非線形変換の存在の
下では頑強である。

複合シェービングフィルタ７１６の出力はＤ／Ａコンバ
ータ７１７によりアナログに変換され、このコンバータ
７１７の出力は必要信号の高周波イメージを除去するた
めに、ローパスフィルタを通過する。ハイブリッド３２
６は、伝送部分の出カリードア１９上に現れる得られた
出力線信号を２線式ワイヤサイドに更に、ローカルルー
プ５２にまで伝送する。

入力伝送部分に戻って、二重広帯域線端７２によりロー
カルループ５２上に生成された線信号は・＼イブリッド
３２６により受信され、これはその信号を受信部分３２
３とローパスフィルタ７４２に伝送する。

このローパスフィルタ７４２は受信信号内のエネルギを
伝送信号のスペクトラム上の周波数で濾過する。こうし
て得られた信号は次のＡ／Ｄコンバータ７４８の精度を
最大利用するように、その入力に影響する利得を制御す
るように、プログラム可能な利得制御回路７４７に伝送
する。利得制御回路７４７の利得は、モデムの初期化の
間の入力信号に基づいてセットされ、その後、エコーキ
ャンセラーをベースにしたデータ通信用の標準に応じて
、初期値に保持される。

受信器部分３２３はクロック７４３を有し、このクロッ
ク７４３はＴ秒毎に所定数のクロックパルスをリード７
４４上に生成する。これらはレシーバタイミング発生器
７４５により受信され、これはリード７４４上のクロッ
クパルスをカウントし、多数の出力リード上にタイミン
グ信号を生成し、受信器内の種々の信号処理機能を制御
する。これらのリードの１つはリード７４６である。こ
のリード７４６はパルスをＡ／Ｄコンバータ７４８に送
信し、その速度はＡ／Ｄコンバータ７４８が出カリード
ア４９上に受信信号のサンプル（以下、線サンプルと称
する）を３／Ｔサンプル／秒で、生成できる速度である
。

リード７４９上の各サンプルは、多くの「近エコー」と
少しの「遠エコー」とからなるエコー成分を含み、この
近エコーは伝送部分の出カリードア１９上で、エネルギ
形態で、ハイブリッド３２６から「リーク」シ、この遠
エコーは伝送チャネルの伝送信号の反射から発生する。

エコーキャンセラー３２７は、リード７０２．７０３上
の記号に応答して、リード７４９上のサンプルのエコー
成分を表すデジタルサンプルを生成する。このエコーの
複製信号は引算機３２８内で、リード７４９上のサンプ
ルから引かれ、リード７５２上にエコー補償信号を生成
する。（説明の都合」二、引算機３２８は、その先行回
路とともに、第１．７図の受信器部分３２３に示されて
いるが、ＤＷＮＴ３２とは少し異なる。） リード７５２上のエコー補償信号は、多重／分離化装置
８２（第１図）からのビット流を再生するために更に処
理されて、エコーキャンセラー３２７によりエラー信号
として、リード７５２上の信号の残留エコー成分を最少
化するように、伝達関数をそれが採用するに応じて、用
いられる。エコーキャンセラー３２７の代表例は米国特
許節４，４８４．５４５号に示されている。そのより重
要なパラメータの中で、エコーキャンセラー３２７には
、４０個の記号のモリ−スパン、２−２０の適応ステッ
プサイズ、固定点数式を用いた２６ビツトの数式とが含
まれる。

これらのパラメータには近エコー減衰の少なくとも６５
ｄＢを提供し、これはこの出願に対する近エコーキャン
セルの最少レベルである。

ｍ回目の受信器記号間隔の間生成された引算機出カリー
ドア５２上の３個の線サンプルはｒｌ、、’２ｍ”３ｍ
と表示される。これらの線サンプルは更に処理されるた
めに、適応型等化器７５０に送信される。しかし、この
点において、　線サンプル’ｉｌＩ”２ｍ、’３ｍはタ
イミング再生回路７５３に入力され、この回路はこれら
を用いてタイミング発生器７４５を制御する。（他のタ
イプのタイミング再生、例えば、バンド外れトーン又は
バンド外れ信号を用いた物でも代用できる。）ＤＷＮＴ
７２はＤＷＮＴ３２と実質的に同一と見られるが、ＤＷ
ＮＴ７２は、タイミング再生回路７５３に対応するタイ
ミング再生回路を有していない点で異なる。ＤＷＮＴ７
２のタイミング再生回路はクロックに応答して、動作す
るのに対して、ＤＷＮＴ３２のタイミング再生回路は電
話中央局９０内から提供される回路網タイミング信号に
よって制御される。ＤＷＮＴ７２のクロック周波数は、
ＤＷＮＴ７２とＤＷＮＴ３２両方の受信器部分と送信機
部分両方の動作の制御周波数になる。

線サンプルは’１ｍ、’２ｍ、「３−１適応型等化器７
５０により更に処理される。適応型等化器７５０は従来
型のもので、その構造は米国特許第４，２４７゜９４０
号に開示されている。適応型等化器７５０は各信号間隔
に対して、複数の入力を受信し処理するので、「分散配
置」型等化器と称される。これは更に、１記号当り３間
隔で、いわゆるＴ／３の「タップ」間隔で、複数の入力
を受信し処理するので、Ｔ／３型分散配置等化器とも称
される。分散配置等化器は、いわゆる同期即ち、記号間
隔配置等化器と比較して、利点がある。その理由は、チ
ャネル内の位相歪み及び、線サンプルが形成される期に
敏感でないからである。更に、この実施例においては、
Ｔ／３型分散配置等化器は、それはＴ／２のタップ配置
を用いた際に、発生するサンプル化信号を避けることが
できるので、使用される。リード７５４上の等化器７５
０の出力は１記号間隔当り、１回発生し、複素再生信号
点Ｙ　実数■ 部と虚数部ｙ　とｙ　である。これらの重要なパｍ　　
　　　ｍ ラメータの中で、等化器７５０には、２２個の記号のメ
モリースパン、２−１２の適応ステップサイズ、固定点
数式を用いた１６ビツトの数式とが含まれる。

第７図に戻って、複素再生信号点Ｙ　は、一般的に、複
素面で、対応する伝送記号から離れて位置される。これ
は、（ａ）等化器７５０がチャネル歪みを完全には補償
できない点、（ｂ）ノイズがチャネル内とＤＷＮＴ３２
内の両方の伝送信号を増加させる点に起因する。伝送記
号を識別するために、成分ｙ　　、ｙ　　はヴイタービ
復号化装置７５５に洪１ｆｆｌ 給される。このヴイタービ復号化装置についての詳細は
Ｉ　ＥＥＥ論文集ＩＴ−２８巻、第１号（１９８２／１
）ＩＥＥＥ通信誌１９８７／２号、Ｉ　ＥＥＥ論文集７
６１巻（１９８３／３）に記載されている。復号化装置
７５５は等化器７５０により連続する信号点出力上で動
作し、符合化装置７５０内で用いられる格子符号化の知
識に基づいて、伝送２次元記号のの中で最もありうるシ
ーケンスは何かという決定をする。これらの記号を識別
する信号は、リード７６１上のヴイタービ復号化装置７
５５により記号−ビット変換器７６２（ビット−記号変
換器７６２の逆動作をする）に出力され、ビットＹＯか
らＹ６の値を再生する。

これらの値は並−直列変換器７６４とデイスクランブラ
７６５を直接通過して、二重広帯域線端７２に入力され
るビットストリームを提供する。デイスクランブラ７６
５は米国特許第３，５１５，８０５．４，３０４，９６
２号に記載されており、ＣＣＩＴＴの標準である。

等化器７５０は入力として、リード７５４上の再生信号
点と、伝送された実際の信号について受信器内でなされ
る決定との差を表わすエラー信号を用いる。このエラー
信号を発生する最も正確な方法はヴイタービ復号化器７
５５中でなされる決定を用いることである。しかし、ヴ
イタービ復号化器には大きな遅延がある。その結果、ヴ
イタービ復号化器７５５中の決定を用いることは、等化
器係数更新関係（米国特許第４，２４７，９４０号の係
数β）に、伝送チャネル中の時間変位に追従する最適値
より小さなステップサイズを用いる必要がある。

他の方法として、受信器３２３はスライサー７５Ｂを含
み、このスライサーが、出カリードア５７上に永　　＾
秀 ａ　とａ　として表わされるｙ　とｙ　の量子化ｍｎ＋
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｌ１１
ｍされたものを出力する。これらのいわゆる「仮」決定
は対応する伝送記号の値に関して、ヴイタービ復号他藩
７５５に最後に到着した対応する決定から時々ずれる。

しかし、この仮決定は最終決定の十分に正確なもので、
等他藩エラー発生に有効に用いられる程である。この為
、引算器７５８はそのｅ　　−（ｙ　　−ａ　　））の
実数部、虚数部を出力ｍ　　　　　　　　ＩＩｌ　　　
　　ｍし、複素エラー信号Ｅ　は、従来の方法により、
係数を更新する為に、等他藩７５０に供給される。

本発明は回路中心のｌ５ＤＮについて記載したが、全体
がパケット化された非ｌ５ＤＮにおいて高速データ伝送
を提供することができる。更に、電話ローカルループ伝
送のみならず、他の伝送にも使用できる。例えば、本発
明を実施するＤＷＮＴは、電話ローカルループあるいは
他のループを介して、ローカルエリアネットワークと、
電話局と、ローカルエリアネットワークと、ＰＢＸと、
電話局と、２つのＰＢＸとを接続するのにも使用される
。更に、ある応用においては、「音声上データ」モード
でＤＷＮＴを操作するが有利である。

このモードで、ＤＷＮＴ線信号のスペクトラムは付属す
る音声信号の挿入用に、周波数スペクトラムの低周波数
部に、余裕を残しておくように位置される。

本発明は、無搬送波ＡＭ／ＰＭを用いて開示されたが、
他のパスバンド伝送機構（無搬送波ＱＡＭを含む）も本
発明を実施するのに使用されうる。

同様に、実施例では二次元変調機構を用いたが、他の次
元（例えば、１次、４次、８次元）の変調機構を用いて
も実施できる。有利なことに、多次元変調された信号は
、特定のチャネル損傷の存在下でも、１次元、例えば、
単一側波帯変調信号よりも頑強である。更に、各次元の
記号の座標が非独立（すなわち、座標が、記号を表すデ
ータビットの全ての関数で、これらのビットのある部分
集合の独立した関数ではない）であるかぎり、記号の次
元が増加することは、ノイズと種々のチャネル損傷に対
する余裕を増加させる。実際、受信器のエラー発生を改
良することは、４又は８次元を用いる複雑さに値するほ
ど重要である。４又は８次元を用い達成されるいかなる
利得も、受信器、特にその等他藩が必要な入力信号−ノ
イズ比率を最少化するよう旨く設計されていなければ、
余り価値がない。

本発明は少なくとも４８０ｋｂ／ｓの速度で動作するネ
ットワーク端部について説明したが、これよりも低い速
度、例えば、１６０ｋｂ／ｓの速度でも実施できる。

ＤＷＮＴ３２の特定の回路構成が図には示されているが
、他の回路構成でも可能である。例えば、第７図に示さ
れた回路構成は、いわゆるナイキスト即ち、「補間」エ
コーキャンセラーを実施し、ここでは、入力線信号はそ
の信号の最高周波数の２倍でサンプル化され、同速度で
生成されるエコー複製信号は等化の前に引かれる。他の
方法としては、エコー複製信号を記号速度で生成し、そ
れらを等化の後に引くことである。各方法にはそれぞれ
利点、不都合点がある。例えば、Ａ／Ｄ変換器のコスト
は、操作速度が増加するにつれて増加する。事実、ＤＷ
ＮＴが１．５４４Ｍｂ／Ｓの速度で動作するナイキスト
速度のＡ／Ｄ変換器は極めて高価である。その応用にお
いては、記号速度の等化器のエコーキャンセルが望まし
い。記号速度のエコーキャンセルのさらに有利な点はエ
コーキャンセラー自信の回路がかなり少なくなり、それ
によりＤＷＮＴの全体コストを低減する点である。一方
、記号速度のエコーキャンセルには、ＤＷＮＴ内の送信
クロックと受信クロック間の同期が必要である。これに
より、エコーキャンセラーに供給される記号内にタイミ
ングジッタが発生し、今度はこれが、エコーキャンセラ
ーの性能を低下させる。

概して、第７図に示されたようなナイキスト速度エコー
キャンセルはＤＷＮＴにとっては技術的に秀れた方法で
ある。しかし、商業的な観点からすると、超高速度Ａ／
Ｄ変換器のコストが下がるまでは、記号速度エコーキャ
ンセル（特に１．５４４Ｍｂ／ｓの速度）は好ましい方
法である。

ＤＷＮＴ３２の他の構成は使用される等化に関係する。

等他藩７５０はいわゆるフィードフォワード即ち、線形
等他藩で、伝送線信号の比較的無歪のデジタル複製を提
供するために、線信号のサンプルの適応型フィルタリン
グを介してチャネル内の線形歪を補償する。しかし、決
定フィードバック等化（Ｄｅｃｌｓｌｏｎ　Ｆｅｅｄｂ
ａｃｋ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）と称される他の方
法もある。この方法は、ある線形等化（線信号内のいわ
ゆるプリカーサを等化する必要がある）の使用と、前に
形成されたデータ決定の適応型フィルタリング（いわゆ
るポストカーサを等化するに用いられる）とを組み合わ
せる。−船釣に、等化は、等化されるべき信号中に存在
するノイズを強めるが、ＤＦＥに付属する強化されたノ
イズは、線形等化がもっばら使用される場合よりも遥か
に少ない。しかし、格子符号化を用いるＤＷＮＴ中の決
定フィードバック等化の実行に際しては、出力決定を提
供する際に、ヴイタービ復号化装置によってもたらされ
る前記の遅延を考慮に入れなければならない。

本発明の実施例は２線式ループの伝送をもとに記載され
たが、双方向伝送の４線式、即ち、独立２線式ループ（
この場合、エコーキャンセルは必要ない）も使用するこ
とができる。

本発明は、種々の信号処理機能を独立した多機能ブロッ
クの形で実施されるように記載したが、これらの機能の
いずれかは適当にプログラムされたマイクロプロセッサ
、マイクロコード化されたデジタル信号処理チップによ
っても実行されうる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電話ローカルループデータ伝送機構を示す図で
、その内の２つは従来の機構で、他の２つは本発明の機
構であり、 第２図と、第３図は第１図に示された種々の伝送機構の
特性を示す図、 第４図、第５図、第６図は従来技術にかかるデータ伝送
機構を理解するための１次元信号座標を示す図、 第７図は本発明にかかる二重広帯域ネットワーク端のブ
ロックダイアグラム、 第８図は第７図の二重広帯域ネットワーク端に用いられ
る信号座標を示す図、 第９図は第７図の二重広帯域ネットワーク端内の符号化
器の動作を説明する表、 第１０図は第７図の二重広帯域ネットワーク端に用いら
れるいわゆる回転符号化を表わす格子ダイアグラムであ
る。 出　願　人：アメリカン・テレフォン・アンド・応答振
幅 Ｂ ＦＩＧ　Ｊ　０ ６１ら ＦＩＧ。

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. （１）出力データビット流を表す出力パスバンド信号を
   発生するステップ、 前記出力パスバンド信号を電話ローカルループに伝送す
   るステップ、 入力データビット流を表す入力パスバンド信号を、電話
   ローカルループから受信するするステップ、 入力パスバンド信号から入力データビットを再生するス
   テップ、 入力または出力データビット流の内の少なくとも１つは
   、少なくとも１６０ｋｂ／ｓの速度であることを特徴と
   するデータ通信方法。
2. （２）入力または出力データビット流の内の少なくとも
   １つは少なくとも４８０ｋｂ／ｓの速度であることを特
   徴とする請求項１記載のデータ通信方法。
3. （３）入力または出力データビット流内の少なくとも１
   つは、少なくとも１．５４４Ｍｂ／ｓの速度であること
   を特徴とする請求項１記載のデータ通信方法。
4. （４）出力パスバンド信号は、無搬送波振幅位相変調信
   号であることを特徴とする請求項１記載のデータ通信方
   法。
5. （５）出力パスバンド信号は、所定の信号座標から選択
   されたチャネル記号流を表わす信号で、前記チャネル記
   号は、出力データビット流の格子符号化されたものの関
   数として選択されることを特徴とする請求項１記載のデ
   ータ通信方法。
6. （６）電話ローカルループは２線式ループで、前記入力
   パスバンド信号は出力パスバンド信号のエコーを含み、 このエコーの複製を生成するステップと、 入力データビットの再生前に、前記複製を入力パスバン
   ド信号から引くステップと を更に含むことを特徴とする請求項１記載のデータ通信
   方法。
7. （７）入力パスバンド信号は、所定の信号座標から選択
   されたチャネル記号流の入力データを表わし、 前記チャネル記号は、入力データビット流の格子符号化
   されたものの関数として選択され、再生ステップが 入力パスバンド信号を適応型等化するステップ、得られ
   た等化信号をヴィタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号化によ
   りチャネル記合流を再生するステップ、再生されたチャ
   ネル記号から入力データビットを再生するステップ、 からなることを特徴とする請求項６記載のデータ通信方
   法。
8. （８）所定の信号座標から選択されたチャネル記号流を
   表わす出力パスバンド信号を生成する伝送手段、 前記チャネル記号は、出力データビット流の格子符号化
   されたものの関数として選択され、出力パスバンド信号
   を２線式電話ローカルループに加える手段、 所定の信号座標から選択された入力チャネル記号流を表
   わす入力パスバンド信号を受信する手段、前記チャネル
   記号は入力データビット流の格子符号化されたものの関
   数として選択され、 入力パスバンド信号は出力パスバンド信号のエコーを含
   み、 複製が引かれる入力パスバンド信号の適応型等化された
   ものを生成する手段、 得られた等化信号をヴィタービ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号
   化により、入力チャネル記合流を再生する手段、再生入
   力チャネル記号から入力データビットを再生する手段、
   とからなり、 データビットの入力又は出力流の内の少なくとも１つは
   、すくなくとも１６０ｋｂ／ｓの速度であることを特徴
   とする通信ネットワーク、
9. （９）各入力パスバンド信号と出力パスバンド信号は、
   無搬送波振幅位相変調信号であることを特徴とする請求
   項８記載の通信ネットワーク。
10. （１０）入力または出力データビット流の内の少なくと
    も１つは、少なくとも４８０ｋｂ／ｓの速度であること
    を特徴とする請求項８記載の通信ネットワーク。
11. （１１）入力または出力データビット流の内の少なくと
    も１つは、少なくとも１．５４４Ｍｂ／ｓの速度である
    ことを特徴とする請求項１記載の通信ネットワーク。