ES2063123T5 - Metodo y aparato para la transmision en banda ancha de señales digitales entre una oficina central de telefonos y los locales de los usuarios. - Google Patents

Abstract

EN UN DISPOSISTIVO DE TRANSMISIONEN CIRCUITO CERRADO LOCAL DE TELEFONO, LOS DATOS SE COMUINICAN DESDE EL CONSUMIDOR A LA CENTRALITA UTILIZANDO UNA SEÑAL MULTIDIMENSIONAL DE BANDA ANTERIOR QUE ES DE 480 KB/S Y 1.544MB/S.

Description

Método y aparato para la transmisión en banda ancha de señales digitales entre una oficina central de teléfonos y los locales de los usuarios.

Esta invención se relaciona con los métodos de comunicar datos sobre un bucle de teléfono local, y con las terminaciones de red.

Puede ser que el enfoque más flexible y menos costoso para transmitir datos sobre líneas de teléfonos es usar los canales de teléfono de banda de voz existentes normalmente usado para portar voz. El canal entre los puntos extremos de transmisión puede ser una conexión de red conmutada - establecida por el usuario en un punto extremo simplemente marcando el número de teléfono de otro punto extremo - o puede ser una conexión de una línea privada, permanente la cual es instalada para el usuario por la compañía de teléfonos. En cualquier caso, una vez que la conexión ha sido establecida, los datos desde el equipamiento de comunicación/procesamiento de datos del usuario entran a un módem de banda de voz el cual genera una señal de línea analógica de salida que tiene un espectro de frecuencia que coincide con la banda de paso del canal del teléfono de banda de voz. En el extremo receptor, un módem de concordancia recupera los datos de la señal de línea recibida y los pasa al equipamiento del usuario en aquel extremo.

Para un nivel dado de ruido y distorsión, la velocidad a la cual los datos pueden ser comunicados sobre un canal está limitada por su ancho de banda. El ancho de banda del canal de teléfono de banda de voz típico es alrededor de 4 kHz. Para los niveles típicos de ruido y distorsión, esto limita la velocidad de transmisión sobre tales canales hasta un máximo teórico de 23 kb/s (kilobits por segundo). Para muchas aplicaciones - tal como entrada/recuperación de base de datos u otras aplicaciones que involucren típicamente a un ser humano en al menos un extremo de la transacción - las velocidades de los datos muy por debajo de este máximo teórico son totalmente satisfactorias. De hecho, un vasto número de módems que operan a velocidades binarias que oscilan entre 1.2 y 19.2 kb/s están actualmente en uso en un amplio rango de aplicaciones.

Para muchas otras aplicaciones, sin embargo, tal como la transferencia de archivos de computadora a computadora, videotexto, transmisión de video o conversaciones digitalizadas, etc, la transmisión de datos por teléfono de banda de voz es inaceptablemente lenta. Ventajosamente, la mayoría de las instalaciones de transmisión que interconectan las oficinas de conmutación de teléfonos alrededor del país comunican su información en forma de secuencias de bits digitales de alta velocidad, multiplexadas. Estas instalaciones pueden ser configuradas para proporcionar no solamente los canales de banda de voz de 4 kHz estándares, sino también canales de banda ancha capaces de portar los datos del usuario a, por ejemplo, la así llamada velocidad DS-1 de 1.544 Mb/s (megabits por segundo) o incluso superior.

El reto, sin embargo, es llevar los datos de alta velocidad del usuario hacia la oficina central desde el local del usuario. En el futuro, se anticipa que esta necesidad será satisfecha por fibra óptica que enlaza de manera ubicua los locales del usuario con la oficina central. Sin embargo, estaremos bien avanzados en el siglo veintiuno, antes de que esta promesa se haga realidad. En el presente, entonces, y para el futuro inmediato, el sistema de distribución local de teléfonos existente - compuesto de pares de hilos de cobre - es y continuará siendo el mecanismo para la entrega de datos de alta velocidad a la oficina central.

De hecho, los ingenieros de teléfonos han tenido éxito en proporcionar esquemas de transmisión que permitan la transmisión de datos a alta velocidad desde los locales del usuario hasta la oficina central. A mediados de los 70, por ejemplo, fue introducido en los Estados Unidos una red de comunicaciones de datos digitales - el Sistema de Datos Digitales (DDS) - en el cual los datos a velocidades de hasta 56 kb/s fueron transmitidos desde los locales del usuario hasta la oficina central usando un circuito local de cuatro hilos, es decir, dos pares de dos hilos. La esencia del esquema de transmisión fue usar la transmisión de banda base bipolar en combinación con, inter alia, la ecualización fija para compensar la distorsión lineal y de esta forma proporcionar un canal con perdida plana hasta las frecuencias suficientes para transmitir a la velocidad binaria requerida. Este esquema permitió la transmisión no amplificada de casi ocho millas a la velocidad de 56 kb/s (e incluso distancias más grandes a velocidades inferiores), de esta forma proporcionando verdaderamente transmisiones de alta velocidad desde los locales del usuario hasta la oficina central sobre el "bucle local" para una base significativa de usuarios. (Ver, por ejemplo, E.C. Bender y otros, "Sistema de Datos Digitales: Sistema de Distribución Local", The Bell System Technical Journal, Vol. 54, No. 5, Mayo-Junio 1975.

Subsiguientemente, una velocidad de 1.544 Mb/s fue añadida al DDS, y la transmisión de datos a esa velocidad fue después proporcionada en otras ofertas de transmisión de datos digitales. Esta velocidad de transmisión fue lograda usando la tecnología desarrollada por el así llamado sistema portador T1 - el cual hasta ese momento había sido principalmente usado para interconectar oficinas centrales de teléfonos. Aquí de nuevo, el esquema de transmisión involucró un circuito de cuatro hilos y un formato de transmisión bipolar. De hecho, el diseño del DDS estaba basado en la tecnología Ti previamente existente. A la velocidad de 1.544 Mb/s, sin embargo, la compensación del ruido y la distorsión del canal requería la ecualización y regeneración de la señal de línea a no más que cada 6000 ft (6 kft).

Los anteriores enfoques son ciertamente conocidos de manera técnica y usados de manera bastante extensa. Ellos son de varias formas, hasta las exigencias, sin embargo, de los 90. Por ejemplo, la clave de las telecomunicaciones en la década entrante será la Red Digital de Servicios Integrados (ISDN) - una instalación de telecomunicaciones que proporcionará, usar a) un esquema de señalamiento y direccionamiento unificado y b) un punto físico único de acceso, las capacidades que ahora son proporcionadas por un ordenador primario de redes separadas, tal como voz, datos de circuito, datos de paquetes, télex, redes de líneas privadas, etc. En el centro de la implementación de la ISDN está la noción de completar la digitalización de la red de teléfonos proporcionando al usuario con dúplex, es decir, capacidad de transmisión digital, en dos direcciones de manera simultánea a la oficina central sobre un par único de dos hilos a una distancia de hasta 18 kft a velocidades que oscilan desde la así llamada velocidad "básica" ISDN (2B + D) (con bits de monitoreo, mantenimiento y control) de 160 kb/s hasta la así llamada velocidad "primaria" (23B + D) (nuevamente con bits de monitoreo, mantenimiento y control) de 1.544 Mb/s e incluso más allá.

De manera desventajosa, la transmisión basada en la tecnología T1, aunque usable en esta aplicación, es relativamente cara de aprovisionar y mantener. Esto es principalmente debido a los requerimientos de regeneradores estrechamente separados y, en segundo lugar, al requerimiento de una línea de dos hilos separada para cada dirección de transmisión. El éxito de la ISDN, por el contrario, exigía una solución de bajo costo, al menos para la transmisión a la velocidad "básica" de 160 kb/s. Un esquema de transmisión del tipo DDS, por el contrario, pudiera ser usado en las aplicaciones ISDN, pero no es factible para las velocidades de datos mucho más en exceso de la velocidad básica ISDN.

Últimamente, los ingenieros de teléfonos eligieron la solución descrita, por ejemplo, en el documento T1D1.3/86-145R1 de fecha Octubre 13, 1986 preparado por el Grupo Ad Hoc de CCITT sobre el Borrador de Estándares y titulado "Borrador de Estándares para la Interfase de Acceso Básico ISDN para la Aplicación en el Lado de la Red de NT1, Especificaciones Nivel 1". Básicamente este enfoque usa un esquema de transmisión de modulación de amplitud de impulso (PAM) de cuarto nivel, referido como 2B1Q (porque mapea dos bits en un símbolo cuaternario) en combinación con a) ecualización adaptativa, la cual es una técnica mucho más potente para compensar la distorsión lineal en el canal que la ecualización fija previamente usada y b) cancelación del eco, lo cual permite la transmisión dúplex sobre un único par de hilos. Este enfoque, aunque proporcionando la transmisión de datos a dos hilos sobre el bucle local a la velocidad básica, presiona al estado del arte a la transmisión de datos de alta velocidad desde los locales del usuario hasta la oficina central. Donde las velocidades de los datos significativamente en exceso de 160 kb/s sobre un bucle de 18 kft son necesarias, ha sido previsto hasta este momento que la tecnología T1 tendrá que continuar usándose.

De acuerdo a un aspecto de esta invención se proporciona un método como el reivindicado en la reivindicación 1.

De acuerdo a otro aspecto de esta invención se proporciona una terminación de red como la reivindicada en la reivindicación 7.

En el centro de los esquemas conocidos para transmitir datos de alta velocidad sobre el bucle local ha estado el uso de esquemas de transmisión de banda base, tal como el esquema bipolar usado en DDS y T1 y el esquema 2B1Q de cuatro niveles propuesto para la ISDN. En la presente invención, nos hemos dado cuenta que la transmisión de banda de paso del tipo que ha sido usada por muchos años en, por ejemplo, la transmisión de datos de banda de voz y los sistemas de radio digitales pueden ser empleados en un ambiente - transmisión de bucle local - donde el estándar antiguo ha sido la señalización en banda base, para proporcionar velocidades de transmisión de datos significativamente más grandes que aquella proporcionada por la tecnología actual a un nivel comercialmente aceptable de rendimiento.

El incremento dramático en la velocidad de la transmisión de datos permitido por la invención surge a partir de un número de consideraciones. Por ejemplo, una señal de banda de paso puede ser posicionada en cualquier localización deseada en el espectro de frecuencia. Ventajosamente, entonces, puede estar posicionada entre el espectro de frecuencia de forma que optimice la cantidad de ruido añadido, tomando en cuenta tanto el ruido de baja frecuencia tal como el ruido de carácter impulsivo y la diafonía de voz, como el ruido de alta frecuencia, tal como la paradiafonía (la cual surge de otras señales de espectro similar en los bucles vecinos dentro del mismo cable). En adición, una señal de banda de paso no tiene energía significativa en o cerca de dc. Hemos reconocido que estas características evitan varios problemas de diseño del cancelador del eco que ocurren cuando la transmisión de banda base es usada y los cuales son exacerbados cuando la velocidad de los símbolos se incrementa. También evita un problema con el así llamado "dc-wander", el cual es exacerbado en un esquema de transmisión de banda base cuando el número de bits por símbolo es incrementado.

La señal de banda de paso puede ser una así llamada señal de modulación de amplitud/modulación de fase sin portadora.

Un código trellis u otro código que proporcione ganancia de codificación pueden ser usados de conjunto con la estimación de secuencia máxima probable, también referida como descodificación de Viterbi, en el receptor para proporcionar inmunidad mejorada al ruido del receptor.

La invención será ahora descrita con referencia a los dibujos acompañantes, en los cuales:

La fig. 1 muestra cuatro esquemas de transmisión de datos sobre el bucle local de teléfono, dos de los cuales son esquemas del arte anterior y dos de los cuales representan la presente invención;

Las figs. 2 y 3 son gráficos útiles para comparar los varios esquemas de transmisión representados en la Fig. 1;

Las figs. 4-6 son varias constelaciones de señales de una dimensión útiles para entender los enfoques del arte anterior para la transmisión de datos sobre el bucle local;

La fig. 7 es un diagrama en bloques de una terminación de red de banda ancha dúplex usada en uno de los esquemas de transmisión de la Fig. 1 y que representa a la invención;

La fig. 8 muestra la constelación de señales usada en la terminación de red de banda ancha dúplex de la Fig. 7;

La fig. 9 es una tabla útil para explicar la operación del codificador dentro de la terminación de red de banda ancha dúplex de la Fig. 7; y

La fig. 10 es un diagrama de trellis representando de manera gráfica el así llamado código convolucional usado en la terminación de red de banda ancha dúplex de la Fig. 7.

En la Fig. 1, las señales digitales que se originan a partir de varias piezas del equipamiento terminal 1, 2, 3 y 5 localizado en los locales de los usuarios respectivos son comunicadas con una oficina central de teléfonos 90 desde la cual ellas son encaminadas a través de la red de teléfonos (no representada) hacia sus respectivos destinos. Para mayor simplicidad, las varias piezas del equipamiento terminal 1, 2, 3 y 5 están todas ilustradas como si fueran estaciones de teléfono cada una interconectada con una computadora personal. En general, sin embargo, cada una de las varias piezas del equipamiento terminal puede comprender cualquier tipo de fuente de señales digitales, tal como una terminal de computadora simple, un controlador de clusters, una minicomputadora, una fuente de señales de video digitales, etc.

Por medio de la ilustración, cada una de las piezas enumeradas de manera diferente del equipamiento terminal comunica sus datos a la oficina central usando un esquema respectivo de transmisión diferente, dos de los cuales son esquemas del arte anterior y dos de los cuales representan la presente invención.

En particular, el equipamiento terminal 1 está compuesto de una combinación teléfono/computadora simple la cual genera datos digitales en el formato de "velocidad básica" ISDN (2B + D). Los propios bits de datos de información, que están a una velocidad de 144 kb/s, son combinados con varios bits de monitoreo, mantenimiento y control por un sistema de circuitos con el propio equipamiento terminal para generar una secuencia de datos de salida a 160 kb/s. Esta secuencia de datos entra a una terminación de red 31 la cual utiliza el esquema de transmisión 2B1Q del arte anterior antes mencionado para comunicar los datos a la oficina central 90 a través del bucle local de dos hilos 51, este último teniendo una longitud máxima de 18 kft por los estándares para ISDN. En el lenguaje ISDN, la terminación de red 31 es referida como una "NT1" y así será denominada de aquí en lo adelante.

Dentro de la oficina central 90, la secuencia de bits en formato de la ISDN es recuperada de la señal 2B1Q transmitida por una así llamada terminación de línea 71 y es allí pasada a un conmutador digital 91 dentro de la oficina central. El conmutador 91 es de manera ilustrativa un conmutador digital 5ESS fabricado por AT&T el cual incluye el software que procesa la información de monitoreo, mantenimiento y/o control portada en el así llamado canal "D" de la señal ISDN. Por esta razón, el conmutador 91 es denotado en la Fig. como un "conmutador ISDN".

En cada dirección de la transmisión, las funciones realizadas por la terminación de línea 71 y la NT1 31 son lo contrario de lo que ellas son en la otra dirección. De esta forma, los datos desde el conmutador 91 destinados al equipamiento terminal 1, también a 160 kb/s, son pasados a la terminación de línea 71, la cual genera una señal de línea 2B1Q que representa a aquellos datos. La señal de línea es entonces transmitida sobre el bucle local 51 a la NT1 31 la cual entonces recupera los datos y los pasa al equipamiento terminal 1. De hecho, el sistema de circuitos dentro de cada una de estas dos unidades es muy similar al que se encuentra en el otro y, en cuanto a la generación y el procesamiento de las señales de línea es concerniente, ellos pueden ser considerados como idénticos.

Como es mostrado específicamente para la NT1 31, ese sistema de circuitos está principalmente compuesto de una sección transmisora 311, una sección receptora 313, un híbrido 316 y un cancelador del eco 317. Los datos de salida generados por el equipamiento terminal 1 son convertidos al formato 2B1Q por la sección transmisora 311 y son extendidos sobre el bucle 51 por medio del híbrido 316. Al mismo tiempo, el híbrido 316 dirige las señales de línea de entrada en el bucle 51 hacia la sección receptora 313. Las señales de línea de entrada incluyen de manera invariable los así llamados ecos de los datos de salida, siendo el principal componente del eco el así llamado "eco cercano" compuesto de la energía del transmisor 311 el cual "se fuga" a través del híbrido 316. Para remover estos ecos, el cancelador del eco 317 genera un estimado de los mismos como una función de la secuencia de los símbolos del canal de salida, la cual es suministrada allí desde dentro de la sección transmisora 311, y ese estimado es substraído de la señal de línea de entrada en un substractor 318 antes de la aplicación de esa señal a la sección receptora 313. La salida del substractor 318 es también usada como una señal de error por el cancelador del eco 317 para actualizar su función de transferencia de tal manera que minimice el eco residual en esa señal.

Como es discutido es más detalle aquí a continuación, el enfoque antes descrito para proporcionar la transmisión de 160 kb/s desde los locales del usuario a la oficina central parece ser comercialmente viable, pero puede no ser práctico para su uso a altas velocidades de transmisión. La atención es de esta forma dirigida a otro esquema de transmisión del arte anterior, el cual es usado para comunicar datos a velocidades significativamente más altas a la oficina central 90 desde el equipamiento terminal 3.

En particular, el equipamiento terminal 3 está compuesto de un número de fuentes de señales digitales, cada una de cuyas secuencias de datos de salida es aplicada a un multiplexor/desmultiplexor (mux/desmux) 13. Esto último introduce las señales desde estas fuentes en una secuencia de datos de salida en la guía 24, esa señal estando en el formato de "velocidad primaria" ISDN (23B + D). Los propios bits de datos de información, que están a una velocidad de 1.536 Mb/s, son combinados con varios bits de monitoreo, mantenimiento y control por el sistema de circuitos dentro del mux/desmux 13 para generar una secuencia de datos de salida a la así llamada velocidad DS-1 de 1.544 Mb/s. La señal en la guía 24 es comunicada a la oficina central 90 por medio de la sección transmisora 331 de la unidad de servicio portadora T1 33, el par de dos hilos de salida 54 de un enlace T1 53 y la terminación de línea T1 73, esta última estando dentro de la propia oficina central. La salida de la terminación de línea T1 73 es desmultiplexada por un mux/desmux 83 y las secuencias de datos componentes son aquí aplicadas al conmutador 91.

Similarmente, en la dirección de entrada, los datos del conmutador 91 destinados para las varias piezas del equipamiento terminal 3 son formateados en una señal de velocidad primaria por el mux/desmux 83, también a 1.544 Mb/s, y son pasados del conmutador 91 de nuevo al mux/desmux 13 por medio de la terminación de línea T1 73, el par de dos hilos de entrada 55 del enlace T1 53, la sección receptora 333 de la unidad de servicios portadora T1 33 y la guía de entrada del mux/desmux 25. El mux/desmux 13 realiza aquí el desmultiplexado de la señal en la guía 25 en sus secuencias de datos componentes para la distribución a las varias piezas del equipamiento terminal 3 que este le ofrece servicio.

Como con la terminación de línea 71 y la NT1 31, las funciones realizadas por la unidad de servicios portadora T1 33 y la terminación de línea T1 73 son la opuesta una de la otra en las dos direcciones de transmisión y el sistema de circuitos dentro de ellas que genera y procesa las señales de línea es substancialmente idéntico.

El uso de las instalaciones de transmisión mediante portadora T1 para comunicar datos a una velocidad DS-1 de 1.544 Mb/s entre una oficina central y el equipamiento terminal como se acaba de describir es, de hecho, un enfoque técnicamente viable. Como fue mencionado previamente, sin embargo, es un enfoque muy costoso, debido principalmente a la necesidad de los regeneradores, denotados como 66, separados a no más de intervalos de 6 kft, como se discutió aquí anteriormente.

La presente invención, por el contrario, proporciona un mecanismo para comunicar datos sobre bucles locales de dos hilos, no amplificados a) a velocidades significativamente en exceso de aquella que puede ser proporcionada usando, por ejemplo, un esquema de transmisión de modulación de amplitud de impulsos (PAM), tal como 2B1Q, y b) a bajo costo. Específicamente, nuestra invención permite que los datos sean transmitidos a al menos tres veces la velocidad básica ISDN, es decir, a al menos 480 kb/s, sobre un bucle de 18 kft y a al menos la velocidad primaria ISDN de 1.544 Mb/s sobre un bucle de 12 kft.

Para explicar los principios de la presente invención la atención es ahora dirigida a las Figs. 2-3.

En particular, las curvas 211 y 213 en la Fig. 2 muestran la respuesta en amplitud en dB, como una función de la frecuencia, de bucles locales de teléfono de calibre 24 típicos de una longitud de 12 y 18 kilopies (kft), respectivamente. Como es evidente a partir de estas curvas, la perdida en el bucle se incrementa como una función de la frecuencia de la señal. La curva 216 es una función de transferencia típica de la paradiafonía, la cual muestra que el nivel de diafonía reflejado en un bucle particular proveniente de otros bucles en el mismo cable se incrementa con la frecuencia - específicamente como una función de 3/2 la potencia de la frecuencia - siendo esto el resultado de un acoplamiento inductivo y capacitivo en los cables de teléfonos.

Dadas las curvas de la Fig. 2, es posible analizar las características del rendimiento de los esquemas de transmisión sobre bucles locales conocidos en el arte anterior.

Tome en consideración, por ejemplo, el esquema de transmisión particular usado en el Sistema de Datos Digitales (DDS) como se describió anteriormente. Como fue notado previamente, este es un esquema de transmisión bipolar, que significa que la señal transmitida puede asumir uno de los dos niveles no cero. La constelación de señales, es decir el ensamblaje de los puntos de señales transmitidas posibles, para este esquema es mostrado en la Fig. 4. A una velocidad de transmisión de 160 kb/s, el espectro de tal señal se ve como la curva 361 de la Fig. 3. (En dependencia de la implementación, un espectro de la señal bipolar puede tener un segundo lóbulo a frecuencias más altas. Se asume para los propósitos de la presente discusión que ese lóbulo es filtrado de la señal de línea antes de la transmisión como, de hecho, es frecuentemente en la práctica).

Usado de conjunto con la ecualización adaptativa estándar y la cancelación del eco, un esquema de transmisión bipolar es un enfoque comercialmente factible para 160 kb/s debido a que el nivel de la paradiafonía introducido en tal señal es lo suficientemente baja que una probabilidad aceptablemente baja de error es fácilmente alcanzable. Un esquema de transmisión bipolar no es, sin embargo, comercialmente factible en ambientes de bucles locales a frecuencias significativamente superiores a 160 kb/s, por ejemplo, tres veces esa velocidad, o 480 kb/s. Esto es porque el espectro de una señal bipolar es co-extensiva con la velocidad binaria. O sea, el espectro de una señal bipolar a 480 kb/s se extendería hasta 480 kHz, o incluso superior si el segundo lóbulo antes mencionado no es filtrado de la señal de línea transmitida. Ya que, como es mostrado en la forma de la curva 216, la función de transferencia de la paradiafonía se incrementa con la frecuencia, el nivel de tal diafonía a 480 kHz corrompería de tal forma la señal de línea que haría virtualmente imposible lograr un rendimiento de error aceptable sobre la mayoría de los bucles.

Como otro enfoque, considere un esquema de transmisión PAM de cuatro niveles, tal como el esquema 2B1Q propuesto para la ISDN, como se discutió anteriormente. La constelación de señales para este esquema es mostrada en la Fig. 5. Nuevamente, este enfoque es un esquema de transmisión comercialmente factible para la transmisión de 160 kb/s. Específicamente, el formato de cuatro niveles significa que cada pulso de señalización porta dos bits de información, produciendo una velocidad de lo símbolos de 80 kbaud. Un espectro ilustrativo para esta señal es representado por la curva 362 de la Fig. 3. El límite de frecuencia superior de la señal 2B1Q está bien por debajo del límite superior de 160 kHz del espectro de la señal de 160 kb/s bipolar, de esta manera haciéndolo más inmune a la paradiafonía que la señal bipolar. A diferencia de la señal bipolar, sin embargo, la señal PAM tiene un componente de energía significativo que baja a frecuencias muy bajas. Esto puede ser un problema en un cierto, aunque probablemente relativamente pequeño, número de conexiones debido a la presencia de frecuencias inferiores de la diafonía de voz y quizás ruido de carácter impulsivo causado por el equipamiento de conmutación, suministros de energía, etc. En general, sin embargo, los puntos de la señal de una señal PAM de cuatro niveles pueden ser separados suficientemente uno del otro en las aplicaciones de bucles locales que logrando un nivel comercialmente aceptable del rendimiento de error, por ejemplo, una tasa de error de bits de 10^{-6}, no debe ser un problema 1 significativo usar tal señal.

Tome en consideración, ahora, usar un esquema de transmisión PAM en este ambiente a velocidades binarias significativamente superiores, tal como 480 kb/s. Por ejemplo, una PAM de 480 kb/s puede ser proporcionada usando ocho niveles y tres bits por símbolo a 160 kbaud. El espectro de tal señal es mostrado como la curva 367 en la Fig. 3 y la constelación de señales del mismo en la Fig. 6. Aquí, un esquema de conformación de una señal de ancho de banda más eficiente, usando un exceso de ancho de banda más ) pequeño que para el esquema PAM de 160 kb/s, es empleado de manera ilustrativa de forma que el espectro tenga un factor de redondeo mucho más agudo. Nuevamente, la paradiafonía no sería un problema significativo. Habría un poco más de preocupación acerca de un esquema PAM de ocho niveles, en comparación con el de cuatro niveles, ya que la señal de línea transmitida es sometida a contracciones máximas del nivel de energía y, por lo tanto, para incrementar el número de puntos de la señal en la constelación desde cuatro a ocho, los puntos tendrían que estar juntos de manera más estrecha que en el caso de los cuatro niveles. Esto puede ser visto a partir de una comparación de las Figs. 5 y 6. En general, sin embargo, pudiera darse bien el caso que el rendimiento de error de la PAM de ocho niveles este en un nivel aceptable.

Usar un esquema PAM, sin embargo, si tiene otras, potencialmente más serias, limitaciones. Un problema se relaciona con el hecho de que el retardo de grupo de la función de transferencia del canal del eco cercano - el cual caracteriza la aparición del eco cercano en la entrada de la sección receptora, por ejemplo, la sección receptora 313 (Fig. 1), como una función de la señal transmitida se incrementa dramáticamente en la región de la banda de voz en el extremo bajo del espectro. Este incremento en el retardo de grupo resulta de combinaciones polo/cero particulares en la función de transferencia provocadas principalmente por la presencia del híbrido, por ejemplo, el híbrido 316, en el canal del eco cercano. Este gran retardo de grupo significa que la respuesta de impulso del canal de eco en la región de baja frecuencia se extenderá sobre un intervalo de tiempo significativamente más largo que en las regiones de frecuencia más alta, donde hay mucho menos retardo de grupo. De esta manera el efecto de un símbolo particular en la señal del eco es manifestado por un periodo más largo de tiempo en los componentes de baja frecuencia del eco. Para que el cancelador del eco sintetice de manera efectiva tales componentes de baja frecuencia, entonces, la memoria en la cual este almacena los símbolos transmitidos deben abarcar un número más grande de intervalos de símbolos de lo que hubiera hecho si el retardo de grupo a baja frecuencia no hubiera sido tan grande como es.

A su vez, el requerimiento de un número incrementado de intervalos de símbolos en la memoria retentiva del cancelador del eco significa que el así llamado tamaño del paso de adaptación usado en el coeficiente que actualiza el algoritmo dentro del cancelador del eco - por ejemplo, el parámetro \alpha en la Patente U.S. 4,464,545 citada a continuación - debe ser hecho más pequeño para mantener un nivel particular de la cancelación del eco. De manera desventajosa, el decrecimiento del tamaño del paso significa que la aritmética usada en el cancelador del eco debe ser llevada a cabo a un nivel más alto de precisión, es decir, a un número mayor de lugares fraccionarios. Esto se añade de manera no insignificante al costo de implementar el cancelador del eco. Además, usar un tamaño del paso más pequeño reduce la capacidad del cancelador del eco de adaptarse a las variaciones de tiempo en el canal del eco.

No se cree que este efecto obstaculice un nivel aceptable del rendimiento del cancelador del eco que usa un esquema de transmisión PAM a una velocidad de los símbolos de 40 kbaud. El problema empeora, sin embargo, cuando la velocidad de los símbolos es incrementada. La razón de esto es que cuando la velocidad de los símbolos es incrementada, el intervalo de símbolo decrece de manera correspondiente. De esta forma la memoria retentiva en el cancelador del eco, aunque siempre se extiende sobre el mismo periodo de tiempo - determinado por el tiempo de duración de la respuesta de impulso de baja frecuencia como se discutió previamente - se extenderá ahora sobre un número incrementado de intervalos de símbolo. Nuevamente, esto necesita un tamaño del paso de adaptación aún más pequeño, como fue notado previamente. De esta forma, los problemas anteriormente discutidos relacionados con la precisión aritmética y la capacidad para adaptarse a las variaciones de tiempo en el canal del eco son exacerbados. De hecho, la capacidad del cancelador del eco para adaptarse a las variaciones del tiempo en el canal puede estar tan comprometida que hagan difícil o imposible de lograr el rendimiento aceptable del cancelador del eco a, por ejemplo, una velocidad de los símbolos de 80 kbaud.

Otra limitación con la PAM es este ambiente se relaciona con la existencia en el bucle local de un fenómeno bien conocido referido como "dc wander", donde el valor promedio de las señales en el bucle tiende a derivarse hacia arriba y abajo durante el transcurso del tiempo, que resulta del hecho de que los híbridos no pueden pasar señales a o cerca de la dc. El efecto de este dc wander en el rendimiento del receptor se hace más pronunciado cuando el número de bits por símbolo es incrementado debido a que el número de puntos de la señal en la constelación tendría que ser correspondientemente incrementado y de esta manera la distancia mínima entre ellos tendría que ser disminuida. (Por otra parte, mantener el mismo número de bits por símbolo e incrementar la velocidad de los símbolos exacerbaría el problema del tamaño del paso del cancelador del eco discutido anteriormente). Desafortunadamente, los circuitos de control de ganancia automático (AGC) - los cuales pudieran ser usados de otra manera para rastrear tales efectos de variación de tiempo del canal como el dc wander y de esta forma eliminarlos - no pueden ser usados de manera efectiva en aplicaciones de cancelaciones del eco.

Un enfoque posible para resolver los problemas antes mencionados pudiera ser crear un nulo a dc en la señal PAM (usando técnicas de codificación de bits conocidas), minimizando de esta forma la energía a o cerca de dc en la primera instancia. De hecho, parece que este enfoque esta siendo tomado por los ingenieros que diseñan en la actualidad sistemas de circuitos para implementar el 2B1Q. De manera desventajosa, sin embargo, tales soluciones, aunque aminoran el problema, no lo resuelven completamente.

Después de todo, entonces, el uso de un esquema de transmisión PAM sobre un bucle ISDN de 18 kft a, por ejemplo, 480 kb/s o superior, parece altamente problemático y, de hecho, puede no ser alcanzable. En adición, si el deseo es transmitir a velocidades binarias significativamente superiores a 480 kb/s, por ejemplo, la velocidad DS-1 de 1.544 Mb/s, la necesidad de espaciar los puntos de la señal PAM incluso unidos más estrechamente pudiera bien significar que la señal tendría insuficiente margen contra el dc wander residual y el ruido de baja frecuencia para proporcionar un nivel comercialmente aceptable del rendimiento de error.

Nos hemos dado cuenta que la transmisión de banda de paso del tipo que ha sido usada por muchos años en, por ejemplo, la transmisión de datos de banda de voz y sistemas de radio digitales puede ser empleada en un ambiente - donde el estándar antiguo ha sido una transmisión de banda base, para proporcionar velocidades de transmisión de datos significativamente más grandes que las proporcionadas por la tecnología actual mientras aún se logra un nivel aceptable del rendimiento de error.

El espectro de tal señal es mostrado como la curva 365 en la Fig. 3. En particular, la curva 365 representa el espectro de una señal de dos dimensiones que puede acomodar una secuencia de datos de 6 bits por símbolo, de 480 kb/s dentro de un ancho de banda de aproximadamente 80 kHz. Esta señal puede ser ventajosamente una señal de amplitud y fase modulada (AM/PM) sin portadora como es descrito en más detalle a continuación. A diferencia del espectro de una señal de banda base, tal como las representadas por las curvas 362 y 367, este espectro de una señal de banda de paso decae a bajas frecuencias. Además, una señal de banda de paso puede ser posicionada en cualquier localización deseada en el espectro de frecuencia. De manera ventajosa, entonces, la señal de banda de paso representada por la curva 365 puede ser posicionada dentro del espectro de frecuencia de manera tal que minimice el ruido añadido, tomando en cuenta tanto el ruido de baja frecuencia tal como el ruido de impulso y la diafonía de voz, como el ruido de alta frecuencia, tal como la paradiafonía (la cual surge a partir de otras señales de espectro similar en los bucles vecinos dentro del mismo cable). En adición, ya que la señal de banda de paso no incluye señales a o cerca de dc, todos los varios factores discutidos anteriormente que hacen difícil, costosa y/o no práctica la capacidad para usar la PAM u otros esquemas de transmisión de banda base a velocidades significativamente en exceso a la velocidad básica ISDN no existen.

Además, para mejorar el margen del receptor contra el ruido, nos hemos dado cuenta que los códigos trellis (u otros códigos que proporcionen la así llamada "ganancia de codificación"), de conjunto con la descodificación de Viterbi convencional en el receptor, pueden ser empleados en este ambiente de transmisión sobre bucles locales solo cuando ya ellos hayan sido usados en transmisiones de datos de banda de voz, por ejemplo, COMPUTERDESIGN, vol. 25, no. 8, páginas 71-74, Littleton (MA), US; E. von Taube y otros: "Diseño de módem que aumenta el rendimiento del procesamiento de datos" describe el uso de la codificación de trellis en un módem.

A velocidades de los datos significativamente superior a 480 kb/s, tal como la velocidad DS-1 de 1.544 Mb/s usada con el formato ISDN (23B + D), puede no ser posible, dada la tecnología actual y las características de los bucles locales como ellos existen actualmente, lograr un nivel aceptable del rendimiento de error sobre un bucle local de 18 kft, incluso dado el enfoque de la presente invención. La razón es que tal velocidad binaria implica un incremento significativo en la velocidad de los símbolos y/o un incremento significativo en el número de puntos en la constelación de señales. Como es observado de la curva 216 de la Fig. 2, el incremento de manera significativa de la velocidad de los símbolos resultaría en un incremento significativo de la paradiafonía, reduciendo de esta manera la proporción de la señal con respecto al ruido hasta un punto que la recuperación aceptable del error pudiera no ser posible. Por otra parte, el incremento de manera significativa del número de puntos en la constelación de señales significaría que los puntos de la constelación estarían unidos de manera mucho más estrecha, incrementando de esta forma el requerimiento de la proporción de la señal con respecto al ruido del receptor hasta un nivel no alcanzable dadas las capacidades de la tecnología actual.

Para obtener los beneficios de la presente invención a tales altas velocidades, será así probablemente necesario poner limitaciones más rigurosas en el bucle sobre el cual la señal de línea es transmitida. Por ejemplo, será probablemente necesario limitar la longitud del bucle de manera que la máxima atenuación, o pérdida, en el canal será más pequeña y de esta forma el requerimiento de la señal con respecto al ruido del receptor puede ser satisfecho. Note de la curva 211 de la Fig. 2 que la pérdida introducida por un bucle de 12 kft a una velocidad de los símbolos de 257.33 kbaud - la cual sería la velocidad de los símbolos necesaria para soportar los datos a 1.544 Mb/s, nuevamente asumiendo un esquema de 6 bits por símbolo - es bastante cercana a la pérdida introducida por un bucle de 18 kft a una velocidad de los símbolos de 80 kbaud. De esta forma se espera que la proporción de la señal con respecto al ruido, en la entrada del receptor, para una señal de línea que porta una secuencia de bits de 1.544 Mb/s sobre un bucle de 12 kft no debe ser mucho más baja que la proporción de la señal con respecto al ruido para una línea que porta una secuencia de bits de 480 kb/s sobre un bucle de 18 kft.

En adición, para asegurar un rendimiento adecuado a, por ejemplo, una velocidad binaria de datos de 1.544 Mb/s, puede ser deseable colocar restricciones adicionales en el bucle. Por ejemplo, puede ser deseable limitar el numero y las colocaciones de las así llamadas ramas múltiples, cuya presencia introduce distorsión de amplitud adicional en el canal. Puede también ser deseable limitar el uso y el carácter de los calibres de hilos mezclados, los cuales pueden crear ecos adicionales en la señal de la línea recibida. Con respecto a estas restricciones adicionales de los bucles, así como a la longitud máxima del bucle de 12 kft, creemos que si el bucle cumple con los requerimientos de diseño ya establecidos para los así llamados bucles de "área de servicio portadora" (CSA), una terminación de red representando la invención puede, de hecho, ser usada para comunicar datos de 1.544 Mb/s sobre el bucle local con un rendimiento de error aceptable.

Los requerimientos de diseño de la CSA antes mencionados son, en particular, como sigue:

1) Solamente el cable no cargado pueden ser usado.

2) El cable 26 AWG, tanto si es usado solo o en combinación con otros calibres de cables, no deben exceder una longitud total de 2.73 km (9 kft) incluyendo las así llamadas ramas múltiples (espuelas).

3) Para el cable simple de calibre 19, 22 y 24 AWG, la longitud total incluyendo las ramas múltiples debe ser menor que 3.66 km (12 kft).

4) La longitud total de las ramas múltiples no debe exceder a 0.762 km (2.5 kft) y ninguna rama simple debe exceder a 0.609 km (2.0 kft) en longitud.

5) El cable multi calibre está restringido a dos calibres.

Con referencia nuevamente a la Fig. 1, el equipamiento terminal 2 está compuesto de un número de fuentes de señales digitales cuyas secuencias de salida son aplicadas a un mux/desmux 12. Este último introduce las señales desde estas fuentes en una secuencia de datos de salida de 480 kb/s en la guía 21. Esta secuencia de datos pudiera ser formateada, por ejemplo usando un formato del tipo ISDN, aunque un estándar ISDN para 480 kb/s no ha sido aún adoptado. La secuencia de datos en la guía 21 entra a una terminación de red 32.

La terminación de red 32 es referida aquí más específicamente como a una terminación de red de banda ancha dúplex, o DWNT. Esta última comunica sus datos de entrada a la oficina central 90 a través de un bucle local de dos hilos 52 el cual, como el bucle 51, tiene una longitud máxima de 18 kft por los estándares ISDN. Dentro de la oficina central 90, la secuencia de bits es recuperada de la señal de línea transmitida por una terminación de línea de banda ancha dúplex, o DWLT, 72 y, después de ser desmultiplexada por el mux/desmux 82, es pasada al conmutador digital 91. Al mismo tiempo, las señales digitales de 480 kb/s son pasadas del conmutador digital 91 nuevamente al equipamiento terminal 2 a través del mux/desmux 82, la DWLT 72, el bucle local 52, la DWNT 32 y el mux/desmux 12.

Como con la NT1 31 y la terminación de línea 71, las funciones ejecutadas por la DWNT 32 y la DWLT 72 en cada dirección de transmisión son el opuesto de lo que ellas son en la otra dirección. Además, en cuanto al procesamiento de señales de línea es concerniente, la DWNT 32 y la DWLT 72 pueden ser consideradas como sustancialmente idénticas. En adición, la DWNT 32 tiene una estructura generalmente similar a la de la NT1 31. De esta forma, en particular, la DWNT 32 incluye una sección transmisora 321, una sección receptora 323, un hibrido 326 y un cancelador del eco 327. Lo que principalmente distingue a la DWNT 32 de la NT1 31 es el hecho de que la anterior usa un esquema de transmisión de banda de paso, como fue previamente discutido, para lograr la transmisión de 480 kb/s sobre el bucle local de 18 kft.

Adicionalmente, el equipamiento terminal 5 se comunica con el conmutador 91 a través del mux/desmux 15, la DWNT 35, el bucle local 56, la DWLT 75 y el mux/desmux 85. Los mux/desmux 15 y 85 pudieran estar dispuestos para operar, por ejemplo, en el modo ISDN (23B + D) o, alternativamente, el así llamado modo de paquete ISDN no canalizado, o NIPM. Como antes, la DWNT 35 y la DWLT 75 son sustancialmente idénticas una en relación con la otra y, nuevamente, usan un esquema de transmisión de banda de paso. Este último difiere del esquema de transmisión de banda de paso usado en la DWNT 32 en que, aunque también usa seis bits por símbolo, emplea una velocidad de los símbolos de 257.33 kbaud, logrando de esta forma una velocidad binaria de 1.544 Mb/s. El equipamiento terminal 5 puede de esta forma estar compuesto de más fuentes de datos que, digamos el equipamiento 2 o puede incluir fuentes que generan datos a velocidades superiores de los bits.

Para acomodar esta velocidad binaria, el bucle local 56 está limitado de manera ilustrativa a una longitud máxima de 12 kft, como se describió previamente. Si, por otra parte, fuera deseado proporcionar capacidad de comunicación de datos de 1.544 Mb/s sobre distancias más grandes que 12 kft, esto pudiera ser fácilmente realizado, por ejemplo, terminando el bucle de dos hilos en una DWNT que alimenta su salida digital en un sistema amplificado de cuatro hilos, tal como el así llamado sistema "portador de línea del abonado", que se extiende nuevamente hacia la oficina central.

A manera de ejemplo, la Fig. 7 muestra un diagrama en bloques de la terminación de red de banda ancha dúplex 32. Se apreciará, sin embargo, que la terminación de red de banda ancha dúplex 52 será sustancialmente idéntica a esta al nivel del detalle que es presentado, siendo la principal diferencia la velocidad de los símbolos a la cual ellas operan. De hecho, una DWNT puede ser fabricada con la capacidad de operar sobre un rango de velocidades binarias, con la velocidad binaria que realmente es usada en un momento particular siendo seleccionada de forma manual a través de, digamos, un control en un panel frontal o de manera adaptativa por el propio par DWNT/DWLT durante su secuencia de arranque.

Específicamente, la señal de 480 kb/s recibida por la sección transmisora 321 dentro de la DWNT 32 en la guía 21 es aplicada allí a un aleatorizador 712. Este último, en forma convencional, procesa de manera aleatoria los datos de manera que elimina las posibilidades de generar tonos dentro de la señal de línea a ser generada al final. El aleatorizador 712 puede ser, por ejemplo, del tipo mostrado en las Patentes U.S. 3,515,805 concedida el 2 de Junio de 1970 a R. Fracassi y 4,304,962 concedida el 8 de Diciembre de 1981 a R. Fracassi y otros. Los aleatorizadores de este tipo son también descritos en forma polinómica en la Recomendación V.32 del CCITT, "Una Familia de Módems Dúplex, de Dos Hilos Que Operan a Velocidades Binarias de hasta 9600 Bit/s para su Uso en la Red General de Teléfonos Conmutada y en los Circuitos de Tipo Teléfono Arrendados", Red Book, Volumen VIII - Fascículo VIII-1, Comunicaciones de Datos sobre la Red de Teléfonos, VIII^{th} Plenary Assembly, Malaga-Torremolinos, pp. 221-238, Oct. 8-19, 1984. Los bits de salida del aleatorizador 712, aún a una velocidad de 480 kb/s, son allí convertidos a palabras de seis bits por el convertidor de serie a paralelo 713, los bits de cada una de tales palabras siendo denotadas desde X1 hasta X6. Estas palabras de seis bits, que ocurren a 480,000 : 6 = 80,000 por segundo, son allí mapeadas por un codificador 714 en una secuencia de símbolos del canal - un símbolo por cada palabra - produciendo una velocidad de los símbolos de 80 kilobaud.

Específicamente, el codificador 714 expande las palabras de seis bits recibidas del convertidor de serie a paralelo 713 en palabras de siete bits compuestas de los bits desde Y0 hasta Y6. Los bits Y0, Y1 y Y2 son generados por un codificador de trellis 740 dentro del codificador 714 en respuesta a los bits X1 y X2, como es descrito en más detalle aquí a continuación, mientras los bits desde Y3 hasta Y6 son idénticos a los bits desde X3 hasta X6. Aún dentro del codificador 714, los bits desde Y0 hasta Y6 son aplicados al convertidor de bit a símbolo 777, el cual mapea cada una de las 2^{7} = 128 diferentes combinaciones de los valores de aquellos bits en uno de una constelación predeterminada del canal de 128 de dos dimensiones mostrado en la Fig. 8. Más específicamente, cada uno de los 128 símbolos del canal de la constelación es asignado a una en particular de las ocho particiones, o subconjuntos, marcados desde a hasta h, como es denotado en la Fig. Los valores de los bits Y0, Y1 y Y2 identifican, de acuerdo con el esquema de asignación mostrado en la Fig. 9, uno en particular de los ocho subconjuntos de donde proviene el símbolo que es actualmente identificado mientras los valores de los bits desde Y3 hasta Y6 identifican uno en particular de los dieciséis símbolos dentro del subconjunto identificado.

La asignación de cada una de las dieciséis diferentes combinaciones de los valores de los bits desde Y3 hasta Y6 para un símbolo particular dentro del subconjunto identificado puede ser arbitraria. Sin embargo, mediante la selección apropiada de a) el así llamado código trellis usado por el codificador de trellis 740 para generar los bits Y0, Y1 y Y2, b) la constelación, y c) la subdivisión de la constelación en subconjuntos particulares, la así llamada "ganancia de codificación" es lograda. Tal ganancia de codificación se manifiesta en si misma en la forma de inmunidad del receptor mejorada al ruido del canal en comparación con la inmunidad al ruido del canal de un sistema "no codificado" en el cual cada símbolo de (en este ejemplo) una constelación de 64 símbolos sería usado para representar directamente una diferente de las 2^{6} = 64 combinaciones diferentes de los valores de los bits desde X1 hasta X6.

Una realización de un circuito del codificador de trellis 740 es mostrado de manera explícita en la Fig. 7. Específicamente, el codificador de trellis 740 es una máquina de estado finito que incluye elementos de retardo 781, 782 y 783 y puertas O-exclusivas 784 y 785. Cada uno de los elementos de retardo imparte un retardo del intervalo de símbolos de T segundos a sus entradas, donde T es el reciproco de la velocidad de los símbolos, es decir, T = 1/80,000. Las entradas de la puerta O-exlusiva 784 son el bit X1 y la salida del elemento de retardo 781. Las entradas de la puerta O-exlusiva 785 son el bit X2 y la salida del elemento de retardo 782. El elemento de retardo 781 recibe como su entrada la salida del elemento de retardo 783; el elemento de retardo 782 recibe como su entrada la salida de la puerta O-exlusiva 784; y el elemento de retardo 783 recibe como su entrada la salida de la puerta O-exlusiva 785. La salida del elemento de retardo 783 también sirve como bit Y0 de salida.

La premisa subyacente de la codificación de trellis es que, en cualquier punto del tiempo, solamente los puntos en subconjuntos particulares de la constelación se les permite ser transmitidos, en dependencia del así llamado estado del codificador de trellis. El diagrama de trellis de la Fig. 10, por ejemplo, representa la operación del codificador de trellis 740.

En particular, el codificador de trellis 740 tiene ocho "estados", desde el binario 000 hasta el binario 111, dado por los valores en ese momento almacenados en los elementos de retardo 781, 782 y 783. De esta forma, por ejemplo, si el codificador está en el estado 001, esto significa que los elementos de retardo 781 y 782 cada uno sostiene en ese momento un "0" y el elemento de retardo 783 sostiene en ese momento un "1". Las dos líneas verticales de puntos en la Fig. 10 representan los ocho estados posibles del codificador a intervalos sucesivos de tiempo, y las líneas, o aristas, que conectan varios pares de estados indican las transiciones de estados posibles. De esta forma, por ejemplo, es posible para el codificador efectuar una transición desde el estado 010 al estado 001 pero no al estado 100.

Cada una de estas líneas de conexión porta una marca indicando de cual subconjunto proviene el símbolo que es generado. De esta forma, continuando con el ejemplo anterior, asumimos que el estado actual del codificador - es decir, el contenido de los elementos de retardo 781, 782 y 783 - es 010 y que, después que la siguiente palabra de seis bits es suministrada por el convertidor de serie a paralelo 713, el nuevo estado es el estado 001. Esto significa que el próximo punto de la señal que saldrá proviene del subconjunto "a" ya que la línea que conecta al estado 001 en la columna izquierda al estado 111 en la columna derecha esta así marcada. Con el codificador ahora en el estado 001, el siguiente punto de la señal que saldrá provendrá de uno de los subconjuntos "e", "f", "g" o "h", en dependencia de los valores de entrada de X1 y X2.

Los códigos trellis que se han desarrollado hasta la fecha, incluyendo, por ejemplo, el código representado por el diagrama de trellis de la Fig. 10, son conocidos que proporcionan ganancia de codificación en presencia del ruido de Gauss, o "blanco". En el ambiente del bucle local, por el contrario, el ruido coloreado, en vez del blanco - que surge de la diafonía dentro del cable de transmisión - es el tipo de ruido dominante. Nosotros creemos sin embargo que el uso de este código particular en el ambiente del bucle local aún proporcionará una medida significativa de la ganancia de codificación. Si, en el futuro, son desarrolladas técnicas que permitirán a uno diseñar códigos optimizados para un ambiente de ruido coloreado, el uso de trellis o códigos similares será aún de más beneficio en una DWNT.

El convertidor de bit a símbolo 777 proporciona en sus guías de salida 702 y 703 los así llamados componentes en fase y de fase en cuadratura, respectivamente, del símbolo del canal identificado por los bits Y0-Y6. En términos del diagrama de la constelación de la Fig. 8, estos componentes representan los componentes "x" y "y" del símbolo seleccionado. Las guías 702 y 703 se extienden hasta el filtro de conformación complejo 716, el cual genera la señal de banda de paso cuyo espectro es representado por la curva 365 en la Fig. 3. Como fue previamente mencionado, esa señal es de manera ilustrativa una señal AM/PM sin portadora.

A modo de implementación, el filtro de conformación complejo 716 esta compuesto de manera ilustrativa de dos filtros digitales de respuesta de impulso finito de diseño convencional - filtro en fase 791 y filtro de fase en cuadratura 792 - los cuales filtran las señales en las guías 702 y 703, respectivamente. Cada uno de estos filtros es realizado de manera ilustrativa como un filtro transversal el cual genera una señal de banda de paso que tiene una característica de la amplitud del dominio de frecuencia sustancialmente como es mostrada por la curva 365. Los filtros 791 y 792 difieren uno del otro solamente en que sus características de fase están desplazadas una de la otra por \pi/2. Esta diferencia de fase permite a la sección receptora de la DWLT 72 reconstruir de manera separada las señales en las guías 702 y 703. Las salidas de los filtros 791 y 792 son combinadas en un adicionador 793 para proporcionar una versión digital de la señal de línea de salida deseada.

Es importante notar que el enfoque tomado dentro del filtro reconformación complejo 716 para generar una señal de banda de paso en respuesta a los símbolos de dos dimensiones representados por las señales en las guías 702 y 703 es diferente de la modulación típicamente usada en, por ejemplo, los módems de banda de voz, tal como la modulación de amplitud en cuadratura, o QAM. En esta última, específicamente, ocurre una rotación explícita o implícita (dependiendo de la implementación) de los símbolos en un ángulo dependiente de la frecuencia de la portadora. Sin embargo ninguna rotación implícita o explicita es ejecutada con la AM/PM sin portadora. Esto es significativo porque a menos de que por casualidad ocurra una relación integral entre la frecuencia de la portadora y el intervalo de símbolos T (lo que no es posible que sea el caso si los valores del intervalo de símbolos y la frecuencia de la portadora son seleccionados para optimizar el rendimiento del esquema de transmisión como un todo), la operación de relación antes mencionada involucrará una multiplicación no trivial, aumentando de esta forma de manera no significativa el costo de la sección transmisora. Una ventaja adicional es que la AM/PM sin portadora es procesada de manera más simple en el receptor que, por ejemplo, la QAM. Adicionalmente la AM/PM sin portadora es potencialmente más robusta en presencia de no linealidades, tal como pueden ser introducidas en la conversión de analógica a digital ejecutada en el receptor.

La salida del filtro de conformación complejo 716 es convertida a la forma analógica por el convertidor D/A 717 cuya salida es luego pasada a través del filtro de paso bajo 718 para eliminar las imágenes de frecuencias más altas de la señal deseada. El híbrido 326 extiende allí la señal de línea de salida resultante que aparece en la guía de salida de la sección transmisora 719 hasta su lado de dos hilos y de ahí hasta el bucle local 52.

Con referencia ahora a la dirección de la transmisión de entrada, la señal de línea generada en el bucle local 52 por la terminación de línea de banda ancha dúplex 72 es recibida por el híbrido 326 el cual encamina esa señal hacia la sección receptora 323 y más particularmente, al filtro de paso bajo 742 de la misma. Este último filtra la energía en la señal recibida a frecuencias de manera nominal por encima del espectro de la señal transmitida. La señal filtrada resultante pasa al circuito de control de ganancia 747 el cual es programable para ajustar la ganancia impartida a su entrada de manera que haga uso máximo de la precisión del convertidor A/D 748 que sigue. La ganancia del circuito 747 es ajustada, basada en el nivel de su señal de entrada durante el reciclado o inicialización del módem, y es allí mantenida al valor inicialmente ajustado, de acuerdo con la práctica estándar para las comunicaciones de datos basadas en el cancelador del eco.

La sección receptora 323 incluye adicionalmente un reloj 743, el cual genera un predeterminado número de pulsos de reloj cada T segundos en la guía 744. Estos son recibidos por el generador de señales de temporización del receptor 745, el cual cuenta los pulsos en la guía 744 y genera señales de temporización en un número de guías de salida para controlar la secuenciación de varias funciones de procesamiento de señales dentro del receptor. Una de estas guías, mostrada de manera explicita, es la guía 746. Esta última extiende los pulsos hasta el convertidor A/D 748 a una velocidad que provoca que el convertidor A/D 748 genere en su guía de salida 749 muestras de la señal recibida referida como "muestras de línea", a 3/T muestras por segundo.

Cada una de las muestras en la guía 749 incluye un componente del eco que esta compuesto de manera dominante del así llamado "eco cercano" en forma de energía en la guía de salida de la sección transmisora 719 la cual "se fuga" a través del híbrido 326 y esta compuesto de manera secundaria del así llamado "eco lejano" que surge de las reflexiones de la señal transmitida en el canal de transmisión. El cancelador del eco 327, en respuesta a los símbolos representados en las guías 702 y 703, genera muestras digitales cada una representando el componente del eco de una respectiva de las muestras en la guía 749. Esta señal de réplica del eco es substraída de las muestras en la guía 749 en el substrator 328 para proporcionar una señal de eco compensado en la guía 752. (Note que, para conveniencia de la ilustración, el substractor 328, conjuntamente con el sistema de circuitos que lo precede, es mostrado de manera ilustrativa estando dentro de la sección receptora 323 - una pequeña diferencia en la representación de la DWNT 32 en las Figs. 1 y 7).

La señal de eco compensado en la guía 752, en adición a ser adicionalmente procesada como es descrito a continuación para recuperar la secuencia de bits comunicada desde el mux/desmux 82 (Fig. 1), es también usada por el cancelador del eco 327 como una señal de error en respuesta a la cual este adapta su función de transferencia de tal manera que minimice el componente del eco residual de la señal en la guía 752. El cancelador del eco 327 es de manera ilustrativa del tipo mostrado en la Patente U.S. 4,464,545 concedida el 7 de Agosto de 1984 a J. Werner, incorporada aquí como referencia. Dentro de sus parámetros más significativos, el cancelador del eco 327 tiene de manera ilustrativa una memoria retentiva de 40 símbolos, el tamaño del paso de adaptación de 2^{-20} y la precisión aritmética de 26 bits usando la aritmética de coma fija. Estos parámetros se espera que proporcionen al menos 65 dB de la atenuación del eco cercano, siendo este el nivel mínimo posible necesario de cancelación del eco cercano para esta aplicación.

Las tres muestras de línea en la guía de salida del substractor 752 generadas durante el intervalo m^{th} de símbolos del receptor son denotadas r_{1m}, r_{2m} y r_{3m}. Estas muestras de línea son pasadas a un ecualizador adaptativo 750 para el procesamiento posterior, como se describe a continuación. Puede ser notado en este punto, sin embargo, que las muestras de línea r_{1m}, r_{2m} y r_{3m} son también aplicadas al circuito de recuperación de la temporización 753, el cual las usa para controlar el generador de temporización 745. (otros tipos de esquema de de recuperación de la temporización, tal como aquellos que emplean tonos fuera de banda u otras señales fuera de banda pueden ser usados de manera alternativa). Aunque, como se notó anteriormente, la DWLT 72 puede ser considerada como sustancialmente idéntica a la DWNT 32, una pequeña diferencia es que la DWLT 72 no incluye de manera ilustrativa un circuito de recuperación de la temporización que corresponda al circuito de recuperación de la temporización 753. En su lugar, el generador de temporización del receptor en la DWLT 72 opera exclusivamente en respuesta al reloj de allí, este último, a su vez, estando controlado por una señal de temporización de la red proporcionada desde dentro de la oficina central 90. La frecuencia del reloj en la DWLT 72 se convierte de esta forma en la frecuencia controladora para las operaciones de ambas secciones, la transmisora y la receptora, de la DWLT 72 y la DNWT 32.

Como se notó previamente, las muestras de línea r_{1m}, r_{2m} y r_{3m} son procesadas posteriormente por el equalizador adaptativo 750. El ecualizador 750 es de un diseño convencional y puede ser, por ejemplo, del tipo descrito en la Patente U.S. 4,247,940 concedida en el 27 de Enero de 1981 a K.H. Mueller y otros, incorporada aquí como referencia. Debido a que el ecualizador 750 recibe y procesa más de una entrada para cada intervalo de símbolos, es referido como un equalizador "fraccionadamente separado". Es, más específicamente, referido como un tipo T/3 de equalizador fraccionadamente separado ya que este recibe y procesa las entradas a una velocidad de tres por intervalo de símbolos, y de esta manera tiene una así llamada separación de "ramas" de T/3. Un ecualizador fraccionadamente separado es ventajoso en comparación con uno así llamado ecualizador separado por intervalo de símbolos o sincrónico porque, por ejemplo, es insensible a la distorsión de fase en el canal y a la generación con la cual las muestras de línea están formadas. Además, en esta realización particular, un ecualizador fraccionadamente separado T/3 es usado porque este evita la distorsión por repliegue del espectro de la señal muestreada lo que ocurriría si, digamos, una separación de ramas T/2 fuera usada. Las salidas del ecualizador 750 en la guía 754 son generadas una vez por intervalo de símbolos y son, respectivamente, los componentes real e imaginario y_{m} y \hat{y}_{m} del punto de la señal recuperada compleja Y_{m}. Dentro de sus parámetros más significativos, el ecualizador 750 tiene de manera ilustrativa una memoria retentiva de 22 símbolos, el tamaño del paso de adaptación de 2^{-12}, y la precisión aritmética de 16 bits usando la aritmética de coma fija.

Retornando ahora a la Fig. 7, el punto de la señal recuperada compleja Y_{m} estará, en general, de algún modo desplazado en el plano complejo del símbolo transmitido correspondiente. Esto es debido a tales factores como a) la incapacidad del ecualizador 750 de compensar de manera perfecta la distorsión del canal y b) el ruido añadido a la señal transmitida tanto en el canal como dentro de la propia DWNT 32 - esto último siendo discutido en más detalle aquí a continuación. Para identificar los símbolos transmitidos, los componente y_{m} y \hat{y}_{m} son alimentados a un descodificador de Viterbi 755 de un tipo descrito, por ejemplo, en G. Ungerboeck, "Codificación de Canal con Conjuntos de Señales Expandidas", IEEE Trans. on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, Enero de 1982, y G. Ungerboeck, Modulación Codificada de Trellis con Conjuntos de Señales Redundantes``, Parte I y II, "Communications Magazine", IEEE Communication Society, Febrero de 1987. También de interés es la discusión en G.D. Forney, "El Algoritmo de Viterbi", Proceedings of the IEEE, Vol. 761, pp. 268-278, Marzo de 1973. El descodificador 755 opera en puntos de señales sucesivas emitidas por el ecualizador 750 para formar decisiones, en base a su conocimiento del código trellis usado en el codificador 740, de cual fue la secuencia más probable de los símbolos de dos dimensiones transmitidos. Las señales que identifican esos símbolos son emitidas por el descodificador de Viterbi 755 en la guía 761 hasta el convertidor de símbolo a bit 762 el cual realiza la función inversa del convertidor de bit a símbolo 777, recuperando de esta forma los valores de los bits desde Y0 hasta Y7. Ya que los valores desde Y0 hasta Y6 son idénticos a los valores desde X0 hasta X6, estos valores pueden ser directamente pasados a través del convertidor de paralelo a serie 764 y el desaleatorizador 765 para proporcionar la secuencia de bits que entra a la terminación de línea de banda ancha dúplex 72. El desaleatorizador 765 puede ser del tipo descrito en los estándares del CCITT y las patentes de Fracassi anteriormente citadas.

El ecualizador 750 usa como una entrada una señal de error indicativa de la diferencia entre los puntos de la señal recuperada en la guía 754 y las decisiones allí posteriormente hechas en el receptor de cuales fueron los símbolos realmente transmitidos. La forma más precisa de generar ese error es usar las decisiones hechas en el descodificador de Viterbi. Sin embargo, existe un retardo significativo en el descodificador de Viterbi 755. Como resultado, usar las decisiones formadas en el descodificador de Viterbi 755 necesitaría, por ejemplo, el uso de un tamaño del paso más pequeño en las relaciones de actualización del coeficiente del ecualizador (el factor \beta en la Patente U.S. 4,247,940 anteriormente citada) que lo que es óptimo para rastrear las variaciones del tiempo en el canal de transmisión.

Como una alternativa, la sección receptora 323 incluye un recortador de banda 756 que proporciona en su guía de salida 757 versiones cuantificadas de y_{m} y \hat{y}_{m} denotadas a^{n}_{m} y \hat{a}^{n}_{m}. Estas así llamadas decisiones "tentativas" pueden variar de manera ocasional a partir de las decisiones correspondientes que arribaron último al descodificador de Viterbi 755 como los valores del símbolo correspondiente transmitido. Las decisiones tentativas son, sin embargo, una medida suficientemente precisa de lo que serán las decisiones finales y que podrán ser usadas de manera ventajosa para la generación de errores del ecualizador. A este fin, un substractor 758 proporciona en su guía de salida 759 los componentes real e imaginario de una señal de error compleja E_{m} que tiene los componentes real e imaginario e_{m} y \hat{e}_{m}, donde e_{m} = (y_{m} - a^{n}_{m}) y \hat{e}_{m} = (\hat{y}_{m} - \hat{a}^{n}_{m}) . La señal de error compleja Em es suministrada al ecualizador 750 con el propósito de actualizar el coeficiente de una manera convencional.

Lo anterior meramente ilustra la invención y aquellos expertos en el arte serán capaces de diseñar numerosos arreglos los cuales, aunque no mostrados o descritos de forma explicita aquí, representan la invención. A modo de ejemplo, pero no de limitación, algunas posibles variaciones y alternativas serán ahora descritas.

Por ejemplo, la invención ha sida descrita en el contexto de un ambiente ISDN orientado a circuito. Sin embargo, puede también ser usada para proporcionar transmisiones de datos a alta velocidad en ambientes no ISDN totalmente paquetizados, igualmente. Es, en adición, usable para el uso no solo en transmisiones de bucles locales de teléfonos, sino en otros ambientes apropiados. De esta forma, por ejemplo, una DWNT que representa la invención pudiera ser usada para interconectar - sobre un bucle local de teléfono - una red de área local y una red de área extensa; una oficina central de teléfonos y una red de área local; una PBX y una oficina central, dos PBX, etc. En adición, en aplicaciones particulares puede ser ventajoso implementar la DWNT en un modo de "datos sobre voz" en el cual el espectro de la señal de línea de la DWNT está posicionado de manera que deje un espacio en el extremo inferior del espectro de frecuencia para la inserción de una señal de voz acompañante.

La invención ha sido descrita usando la AM/PM sin portadora. Sin embargo, otros esquemas de transmisión de banda de paso, incluyendo los esquemas que no son sin portadora tal como la modulación de amplitud en cuadratura, pueden ser usados para implementar la invención. Similarmente, aunque la realización ilustrativa utiliza un esquema de modulación de dos dimensiones, la invención puede ser implementada usando esquemas de modulación de cualquier otra dimensionalidad deseada, incluyendo, por ejemplo, una, cuatro u ocho dimensiones. Ventajosamente, una señal modulada multi dimensional puede ser más robusta en presencia de degradaciones del canal particular que, digamos, una señal de banda modulada de una dimensión, por ejemplo, de banda lateral única. En adición, ya que las coordinadas del símbolo en cada dimensión son dependientes - o sea, cada coordenada es una función de todos los bits de datos que el símbolo representa, en lugar de ser una función independiente de algún subconjunto de esos bits - el incremento de la dimensionalidad de los símbolos incrementa el margen contra el ruido y varias degradaciones del canal. De hecho, el rendimiento de error del receptor mejorado puede ser suficientemente significativo para hacer que valga la pena la complejidad de la implementación añadida de usar, digamos, cuatro u ocho dimensiones. Es importante hacer notar en este contexto, sin embargo, que cualquier ganancia lograda pasando a, digamos, cuatro u ocho dimensiones pueden ser de poco valor a menos que el receptor - y particularmente su ecualizador - sea diseñado de manera cuidadosa para minimizar su proporción de señal de entrada con respecto al ruido requerida.

La invención ha sido ilustrada en el contexto de una terminación de red la cual opera a al menos 480 kb/s. Sin embargo, pudiera ser usada a velocidades binarias inferiores, por ejemplo, 160 kb/s, si fuera descubierto que esto fuera deseable.

Una configuración de un circuito particular para la DWNT 32 es mostrada en la realización ilustrativa. Aquí, también, sin embargo, muchas variaciones son posibles. Por ejemplo, el arreglo mostrado en la Fig. 7 implementa un así llamado cancelador del eco de Nyquist, o "interpolador" donde la señal de línea que entra es muestreada a al menos el doble de la frecuencia más alta presente en esa señal, y las muestras de réplica del eco, generadas a la misma velocidad, son substraídas antes de la ecualización. Un enfoque alternativo, sin embargo, es generar las muestras de réplica del eco a la velocidad de los símbolos y substraerlas después de la ecualización. Existen ventajas y desventajas para cada enfoque. Por ejemplo, el costo de un convertidor A/D generalmente se incrementa cuando la velocidad de operación requerida aumenta y, de hecho, un convertidor A/D a la velocidad de Nyquist para una DWNT que opera a 1.544 Mb/s pudiera ser bastante costoso. En tales aplicaciones, entonces, la cancelación del eco post ecualización a la velocidad de los símbolos pudiera ser preferida. Una ventaja adicional de la cancelación del eco a la velocidad de los símbolos es que el propio cancelador del eco requiere significativamente menos sistemas de circuito, reduciendo de esta forma el costo total de la DWNT. Por otra parte, la cancelación del eco a la velocidad de los símbolos requiere que haya sincronización entre los relojes del transmisor y el receptor dentro de la DWNT. Esto puede provocar la fluctuación de fase de la señal de temporización en los símbolos suministrados al cancelador del eco la cual, a su vez, puede degradar de manera significativa el rendimiento del cancelador del eco.

Después de todo, creemos que la cancelación del eco a la velocidad de Nyquist, tal como es mostrado en la Fig. 7, es probablemente el enfoque técnicamente superior para una DWNT. Desde el punto de vista comercial, sin embargo, la cancelación del eco a la velocidad de los símbolos puede ser el enfoque preferido, particularmente a 1.544 Mb/s, hasta que los costos de los convertidores A/D de muy alta velocidad disminuyan.

Otras configuraciones alternativas para la DWNT 32 se relacionan con el método de ecualización usado. El ecualizador 750 es un así llamado ecualizador predictivo, o lineal, que compensa la distorsión lineal en el canal a través de una filtración adaptativa de las muestras de la señal de línea para proporcionar una replicación digital relativamente libre de distorsión de la señal de línea transmitida. Existe, sin embargo, una forma alternativa de ecualización, usualmente referida como ecualización con retroalimentación de decisión, o DFE. Este enfoque combina el uso de alguna ecualización lineal - necesaria para ecualizar los así llamados precursores en la señal de línea - con una filtración adaptativa de las decisiones de datos anteriormente formadas - usada para ecualizar los así llamados postcursores. Como una proposición general, la ecualización mejora el ruido presente en la señal que es ecualizada, pero el mejoramiento del ruido que acompaña a la DFE puede ser significativamente menor que cuando la ecualización lineal es usada exclusivamente. Debe señalarse, sin embargo, que al implementar un ecualizador con retroalimentación de decisión en una DWNT que emplea la codificación de trellis, el retardo antes mencionado introducido por el descodificador de Viterbi para proporcionar sus decisiones de salida debe ser tomado en cuenta.

La realización ilustrativa describe la invención en el contexto de la transmisión sobre un bucle de dos hilos. Una alternativa, sin embargo, es usar un bucle de cuatro hilos, es decir, un bucle de dos hilos separado para cada dirección de transmisión, en cuyo caso, por supuesto, ninguna cancelación del eco sería necesaria.

Finalmente, la invención es descrita aquí en una forma en la cual las varias funciones de procesamiento de la señal son ejecutadas por bloques funcionales discretos. Sin embargo, una cualquiera o más de estas funciones pudieran igual ser bien ejecutadas por uno o más microprocesadores apropiadamente programados, chips de procesamiento de señal digital microcodificada, etc.

Claims (10)

1. Un método de comunicar datos sobre un bucle local de teléfono de dos hilos (52) el cual conecta el aparato (2,12,32) en un extremo del mismo a una oficina central local (90) en la red pública de teléfonos,

incluyendo los pasos de, en la oficina central local,

generar una señal de banda de paso de salida que representa una secuencia de bits de datos de salida,

aplicar dicha señal de banda de paso de salida a dicho bucle local de teléfono de dos hilos,

recibir sobre dicho bucle local de teléfono una señal de banda de paso de entrada que representa una secuencia de bits de datos de entrada, dicha señal de banda de paso de entrada incluyendo ecos de dicha señal de banda de paso de salida,

generar una réplica de dichos ecos,

substraer dicha réplica de dicha señal de banda de paso de entrada para generar una señal de eco compensado, y

recuperar dichos bits de datos de entrada a partir de dicha señal de eco compensado,

caracterizado porque;

dichas señales de entrada y de salida son codificadas con un código trellis u otro código que proporcione ganancia de codificación y dicho paso de recuperar dichos bits de datos incluye la descodificación de Viterbi; y al menos una de dichas secuencias de bits de entrada o de salida tiene una velocidad de al menos 160 kilobits por segundo.

2. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1 donde al menos una de dichas secuencias de bits está a una velocidad de al menos 480 kb/s.

3. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1 donde al menos una de dichas secuencias de bits está a una velocidad de al menos 1.544 Mb/s.

4. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1, 2 o 3 donde dicha señal de banda de paso de salida es una señal modulada de amplitud y fase sin portadora.

5. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1, 2, 3 o 4 donde dicha señal de banda de paso de salida es una señal que representa una secuencia de símbolos del canal seleccionada a partir de una predeterminada constelación de señales, dichos símbolos del canal siendo seleccionados como una función de dicha secuencia de bits de datos de salida.

6. Un método como el reivindicado en la reivindicación 1, 2, 3 o 4 donde

dicha señal de banda de paso de salida es una señal que representa una secuencia de símbolos del canal que es seleccionada a partir de una predeterminada constelación de señales, dichos símbolos del canal siendo seleccionados como una función de dicha secuencia de bits de datos de salida,

dicha señal de banda de paso de entrada es una señal que representa una secuencia de símbolos del canal de entrada que es seleccionada a partir de dicha predeterminada constelación de señales, dichos símbolos del canal habiendo sido seleccionados como una función de una secuencia de bits de datos de entrada,

dicha señal de eco compensado es una versión ecualizada de manera adaptativa de dicha señal de banda de paso de entrada a partir de la cual una réplica de dichos ecos ha sido substraída, y

dicho paso de recuperación incluye el paso de:

recuperar dicha secuencia de símbolos del canal de entrada a partir de la señal ecualizada resultante, y

recuperar dichos bits de datos de entrada a partir de los símbolos del canal de entrada recuperados.

7. Una terminación de red (72) dispuesta en una oficina central de teléfonos (90) que incluye:

un medio transmisor (321) para generar una señal de banda de paso de salida que representa una secuencia de los símbolos del canal seleccionada a partir de una predeterminada constelación de señales,

\newpage

un medio (326) para aplicar dicha señal de banda de paso de salida a un bucle local de teléfono de dos hilos (52),

un medio (326) para recibir una señal de banda de paso de entrada que representa una secuencia de símbolos del canal de entrada seleccionada a partir de dicha predeterminada constelación de señales, dicha señal de banda de paso de entrada incluyendo ecos de dicha señal de banda de paso de salida,

un medio (750) para generar una versión ecualizada de manera adaptativa de dicha señal de banda de paso de entrada a partir de la cual una réplica de dichos ecos ha sido substraída, y

un medio (762) para recuperar dichos bits de datos de entrada a partir de los símbolos del canal de entrada,

caracterizada porque;

dichos símbolos del canal en dichas señales de entrada y de salida son seleccionados como una función de las versiones codificadas de trellis de secuencias de bits de datos de entrada y de salida respectivamente;

dicha terminación de red incluye adicionalmente un medio (755) para recuperar dicha secuencia de símbolos del canal de entrada descodificando mediante Viterbi la señal ecualizada resultante; y

al menos una de dichas secuencias de entrada o de salida de bits de datos tiene una velocidad de al menos 160 kilobits por segundo.

8. Una terminación de red como la reivindicada en la reivindicación 7 donde cada una de dichas señales de banda de paso de entrada y de salida es una señal modulada de amplitud y fase sin portadora.

9. Una terminación de red como la reivindicada en la reivindicación 7 u 8 donde al menos una de dichas secuencias de entrada o de salida de bits de datos está a una velocidad de al menos 480 kb/s.

10. Una terminación de red como la reivindicada en la reivindicación 7 u 8 donde al menos una de dichas secuencias de entrada o de salida de bits de datos está a una velocidad de al menos 1.544 Mb/seg.