JP3274644B2

JP3274644B2 - 通信方法

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Publication number: JP3274644B2
Application number: JP36451597A
Authority: JP
Inventors: ウェイリーファング
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1996-12-18
Filing date: 1997-12-18
Publication date: 2002-04-15
Anticipated expiration: 2017-12-18
Also published as: JPH1146147A; US6157678A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、遠隔通信網上のデ
ータ伝送に関する。

【０００２】

【従来の技術】現在までに市場へ導入された音声バンド
モデムの実質全ての設計は、端から端までアナログチャ
ネルとして公衆交換電話網のチャネルのモデルに基づい
ている。このようなモデルにおいては、重大な雑音源
が、いわゆるＰＣＭボコーダー（パルス符号変調音声符
号化器）により導入されてしまっている。特に、発信側
の交換局では、ＰＣＭボコーダーは音声信号やアナログ
音声バンドデータ信号（ＱＡＭ信号等）のような入力ア
ナログ信号をディジタル形態に変換し、網のコア部分の
ディジタル施設を通って伝送する。終端交換局では、整
合するボコーダーがこれらの信号をアナログ形態へと再
び変換し直す。入力信号が量子化の直前でサンプリング
されたときにその振幅はボコーダーの所定の量子化レベ
ルのいずれにも正確に等しくなることはまずないので、
量子化雑音が発生する。従って、実際の信号の振幅に最
も近い量子化レベル（実際はそのレベルを表すディジタ
ルワード）により伝送される。実際の振幅とその振幅の
送信された表現の間の相違は、量子化雑音と呼ばれる雑
音の形で受信モデムで現れる。

【０００３】チャネルにおける雑音は、モデムの設計、
特に、そのシグナリング及び変調フォーマットの設計に
おいて重要な問題である。なぜなら、網による信号に課
されるパワーの制限は、想定される最悪レベルの雑音と
共に、想定される最悪な信号対雑音比（ＳＮＲ）を発生
させてしまう。ＳＮＲはデータがチャネル上を伝送する
速度を制限してしまう主な２つの因子のうちの１つであ
り、バンド幅がもう１つの因子である。

【０００４】直交振幅変調、トレリス符号化、エコーキ
ャンセル、適応等化のような多くの技術が最近２０年の
間に開発され、網のＳＮＲやバンド幅の制約にもかかわ
らずモデムのデータ速度は向上している（１９８０年代
初頭には約２．４ｋｂｐｓ、今日５０ｋｂｐｓを超えて
いる）。更に、米国特許第５４０６５８３（発明者：N.
Dagdeviren、発行：１９９５年４月１１日）は、チャ
ネル全体の悪化源であるボコーダーの量子化雑音を完全
に排除でき、これにより、送信するデータビットをボコ
ーダーの量子化レベルを表す符号を用いて符号化し、こ
れらの符号をそれらのディジタル形態で網へと配信する
ことによって、公衆交換電話網のチャネルのデータ速度
を更に向上することを教示する。このようにして、送信
信号の振幅（実際には、８ビットのワードにより表され
る）をボコーダーの所定の量子化レベルに整合させるこ
とによって、受信ボコーダーのアナログ出力振幅は入力
振幅の表現の近似ではなくこれに正確に再現される。こ
のように、このアプローチは、ボコーダーの量子化レベ
ルから導出（派生）した信号ポイント群のコンステレー
ション(constellation：配列集合系)に基づいて変調シ
グナリング方法を用いている。このようなコンステレー
ションを本明細書では「ＰＣＭ導出コンステレーション
(PCM derived constellation)」と呼ぶ。

【０００５】もし実装上の複雑さと伝送遅延を受けるよ
うな場合、いわゆる符号化利得を得てこれにより高デー
タ速度での伝送を同等な性能レベルで達成するために、
トレリス符号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化
技術を現シグナリング方法へと適用することができる。
実際に、本発明者が発明した米国特許出願第０８／７５
３３５１（出願日：１９９６年１１月２５日）（以下、
「３５１特許出願」と呼ぶ）は、トレリス符号化変調を
ＰＣＭ導出コンステレーションにより、相当な符号化利
得を達成している。特に、ＰＣＭ導出コンステレーショ
ンからの信号ポイント群は、異なるレベルの冗長符号化
（冗長符号化をしない場合も含めて）を用いる変調技術
によっての伝送のために、ＰＣＭ導出コンステレーショ
ン全体の対応する異なるサブコンステレーションに対し
て選択される。１以上のサブコンステレーションに用い
られている符号化は他のサブコンステレーションのいず
れにも用いられているいずれの符号化からも独立して導
き出されている。好ましい実施例では、サブコンステレ
ーションはＰＣＭ導出コンステレーション全体の非重な
り部分であり、冗長符号は、トレリス符号であり、信号
ポイント間の最小距離が小さくなる一方であるサブコン
ステレーションでも用いられるトレリス符号は、ますま
す小さくなる最小距離を補償するために最小距離におい
てデシベル利得の量を上げる。

【０００６】３５１特許出願で明示された実施例では、
ＰＣＭ導出コンステレーションは、２つのサブコンステ
レーションへと分割される。即ち、内側及び外側サブコ
ンステレーションへと分割され、内側サブコンステレー
ションの最小距離は、外側サブコンステレーションの最
小距離よりも小さい。選択されたトレリス符号が内側サ
ブコンステレーションに用いられ、外側サブコンステレ
ーションにはトレリス符号化は用いられない。

【０００７】上述のアプローチの全ては、ＰＣＭ導出コ
ンステレーションの信号ポイントの間のいわゆる有効最
小距離を与えられたデータ速度及び平均パワー制約に対
して全体として増加させ、従って、以前は達成できなか
ったようなデータ速度まで増加させることを可能にし、
同時に同等な性能レベルを維持することができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明は従来技術の欠
点を解決し、遠隔通信網上のデータ伝送において、低エ
ラー、高速伝送を達成するＰＣＭ導出コンステレーショ
ンを用いる確率的トレリス符号化変調の技術を提供する
ことを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】前記米国特許出願で示唆
した符号化変調へと従来技術の考えを適用すると、内側
サブコンステレーションの全体の最小距離によってお互
い分離された信号ポイント群のみを内側コンステレーシ
ョンへと包含させることを試みることになる。従って、
その総最小距離が「４」であれば、従来技術の考えに基
づくと、距離が「８」（標準的なＰＣＭボコーダー量子
化レベルの間の次に大きな距離）である信号ポイント群
を包含させようとはしない。なぜなら、内側サブコンス
テレーションの性能は、最小距離「４」により支配さ
れ、従って、距離「８」のポイントを包含させることは
実装上の複雑さを増してしまい（少ない程度ではあ
る）、性能を増加させないものとして教示されている。
前記米国特許出願で示した符号化方式では、内側サブコ
ンステレーションは、例えば、記載された「ステアリン
グビット(steering bit)」機構の実装を単純化させる多
くの内側サブコンステレーション信号ポイント群を提供
するために、このようなより高い距離のポイントを包含
する。しかし、内側サブコンステレーションに包含され
るこのようなより高い距離のポイントの数は、実装上の
目標に整合させて最小限に抑えられている。

【００１０】しかし、本発明に従って、発明者は、最小
距離よりも大きい距離を有する多くの信号ポイント群を
内側サブコンステレーションへと包含させることが優れ
ていることを認識した。後述するように、このアプロー
チは、内側サブコンステレーションの有効最小距離に関
するいわゆるエラー係数をかなり減少させるという事実
の結果として、エラーレート性能を改善することができ
る。また、受信器の復号遅延を減少させることができ
る。ＰＣＭ導出コンステレーションの内側及び外側サブ
コンステレーションの間の境界を、パワー制約、データ
速度要件及び符号の特性により起こる内側コンステレー
ションの大きさの制約（例えば、内側サブコンステレー
ションのいわゆるサブセットのそれぞれにおいて信号ポ
イントの数が等しいという要件）に整合させながら、可
能な限り高い振幅位置へと位置させることが有利である
ということを認識した。同時に、さもなければ外側サブ
コンステレーションにおいて信号ポイント群として利用
されないが現在は内側サブコンステレーションの境界内
にいる量子化レベルの少なくとも一部（全部であっても
よい）はここで、内側サブコンステレーションの信号ポ
イント群となる。

【００１１】内側サブコンステレーションの最小距離と
外側サブコンステレーションの最小距離の間の中間であ
る間隔を有する多くの量子化レベルがある。もし中間量
子化レベルの少なくとも半分が境界よりも下であるよう
に境界を設定したならば、本発明の利益はかなり大きく
なる。実際に好ましい実施例では、これらの中間間隔の
量子化レベル全てが内側サブコンステレーション境界へ
と導入される。

【００１２】ＰＣＭ導出コンステレーションが内側及び
外側サブコンステレーションのみからなるものとして、
上述の議論は進んできた。しかし上述のように、３５１
特許出願にて示した原理に続いてＰＣＭ導出コンステレ
ーションは、２以上のサブコンステレーションからなる
ことができる。上述の基準をサブコンステレーションの
隣接対の間の境界を確立するのに用いることができ、上
の議論において各対のより低い（より高い）振幅サブコ
ンステレーションが内側（外側）サブコンステレーショ
ンに対応するので、本発明の原理はこのようなコンステ
レーションに実際に適用できる。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１の遠隔通信システムにおい
て、コンピュータサーバー１０によって線１５へ供給さ
れたデータビットは、エンドユーザー端末７０へと５６
ｋｂｐｓの速度で転送される。またデータビットは別の
方向、エンドユーザー端末７０からサーバー１０へとか
なり低い速度でワールドワイドウェブ（ＷＷＷ）のよう
なアプリケーションと整合させながら伝送される。ここ
で、グラフィカルな情報を送信するためにサーバー／ユ
ーザーの通信は、比較的高速を要するが、非連続の文字
キャラクターやマウスクリック等を送るユーザー／サー
バーの通信はかなり低速でもよい。後者の「アップスト
リーム」通信は説明の簡明さのため、図１には示してい
ない。アップストリーム通信は最後の方で説明する。

【００１４】サーバー１０の５６ｋｂｐｓ出力は、送信
モデム２０（通常、サーバーと共に配置される）へと供
給される。次にモデム２０の出力は近端交換局３０へと
供給される。従来の音声バンドモデムとは違い、モデム
２０の出力は変調された搬送信号ではなく、ディジタル
線２５上で交換局３０と通信するディジタル信号であ
る。この線２上のディジタル信号は、８ビットワードの
シーケンスであって、８ビットワードの異なる組合せの
それぞれが所定の信号コンステレーションの対応する信
号ポイントを表すものからなる。前記米国特許の教示に
より、そのコンステレーションの信号ポイント群は、従
来のμ則又はＡ則ボコーダーの量子化レベルの選択され
たサブセットからなる。このようなコンステレーション
を本明細書では「ＰＣＭ導出コンステレーション」と呼
び、図２に示し、以下に詳しく説明する。コンピュータ
ーサーバー１０の出力データ速度は５６ｋｂｐｓである
が、モデム２０の出力データ速度は６４ｋｂｐｓであ
り、従来のＰＣＭディジタル信号フォーマットと整合し
ている。５６ｋｂｐｓ信号が６４ｋｂｐｓ信号になる方
法は下の説明により明らかになる。

【００１５】交換局３０が受信した６４ｋｂｐｓ信号が
既にＰＣＭフォーマットであるので、量子化や他の処理
をして、例えば、アナログ音声信号（これも交換局３０
により受信される）へと供給しなくてもよい。代わり
に、線２５から受信したＰＣＭフォーマットの信号は、
トランク３５、電話網４０、トランク４５、遠端交換局
５０へとＰＣＭ形態で送信される。

【００１６】モデム２０によって生成される信号はディ
ジタル信号であるが、サーバー１０とエンドユーザー端
末７０の間の全体の接続は、完全なディジタルではな
い。代わりに、遠端交換局５０に供給される信号は、遠
端交換局５０の見地から、また、遠端交換局５０と通信
する他の６４ｋｂｐｓＰＣＭ符号化信号からは識別不能
であり、例えば、符号化音声信号や従来の音声バンドモ
デム信号である。即ち、近端交換局３０はモデム２０が
生成した信号を従来のＰＣＭチャネルへと供給する。従
って、その信号が遠端交換局５０に到達すると、遠端交
換局５０に到達する他のＰＣＭ符号化信号と同様に、そ
の信号はＰＣＭボコーダー５５へ供給される。（ここ
で、図１に示したディジタル減衰器５４はないものとし
て扱い、これについては後に詳細に説明する。）

【００１７】ユーザー位置では、受信モデム６０は受信
した音声バンドアナログ信号（送信されたＰＣＭ導出コ
ンステレーションの信号ポイント群を表す）を信号ポイ
ント群が送信モデム２０にて生成された方法と整合する
ように、復調及び復号する。リード６９上に得られる５
６ｋｂｐｓ出力ビットストリームは次に、エンドユーザ
ー端末７０（加入者のパーソナルコンピュータ）へと供
給される。

【００１８】このようなＰＣＭ導出信号コンステレーシ
ョンのふるまいは、３５１特許出願の原理に従って設計
されたＰＣＭ導出コンステレーションを示す図２から理
解できる。実際に、本発明の図２は３５１特許出願の図
２と同じである。

【００１９】従来のＰＣＭ符号化に用いられるμ則又は
Ａ則量子化は、２５５又は２５６量子化レベルを用い、
図２に示したものは、μ則符号化器の１２８の負でない
量子化レベルであり、破線にて示してある。これらの量
子化レベルは、８つのセグメントへと分割され、おのお
のは、「セグメント境界」として長い横線にて示した１
６の等しく間隔をあけている量子化レベルを有する。８
つのセグメントそれぞれの振幅レンジは、「振幅が次に
低い」セグメントの振幅レンジよりもほぼ２倍である。
従って、一セグメント内の量子化レベルの間の距離はそ
れぞれ、続くセグメントの２倍になる。このように、こ
の方式により、量子化されるアナログ信号を対数的に圧
縮することができる。上述の２倍化、そしてこれによ
り、より高い振幅のセグメントの量子化レベルの間の間
隔が広くなることにより、図において１２８の量子化レ
ベルを全て寸法通りに示すとわかりやすくなくなってし
まう。従って、図２では、最初の４つのセグメントのみ
に対して全ての量子化レベルを示し、他の量子化レベル
には少ししか示してない。また、μ則符号化器は１２７
の負の量子化レベルを含有し、これらは正の量子化レベ
ルのものの鏡像関係に構成される。

【００２０】ＰＣＭ導出信号コンステレーションの信号
ポイント群は、ＰＣＭ量子化レベルの選択されたものか
らなり、従って、上述のようにシステム全体の雑音源と
してＰＣＭ量子化雑音を除去することができる。モデム
２０、６０により用いられるＰＣＭ導出信号コンステレ
ーションからなる特定の信号ポイント群を図２において
幾つかのポイントとして示した。８０の正値の信号ポイ
ント群があるが、上述の広いか区画のおかげで図２に８
０の信号ポイント群を正確に示すことは実際的ではな
い。また、ＰＣＭ導出コンステレーションは、８０の負
値の信号ポイント群を鏡像構成で含有している。この図
示したＰＣＭ導出コンステレーションの１６０の信号ポ
イント群全ての正確な振幅レベルは、付録Ｉに示してあ
る（後に述べるようにこれらの信号ポイントにより符号
化されるデータが表される方式と共に）。また、図２に
は、標準的なμ則符号化により異なる量子化レベルそれ
ぞれに割り当てられる上述の８ビットワードの値を示
す。

【００２１】ＰＣＭ導出コンステレーションの信号ポイ
ント群の選択に従来の設計原理を適用すると（所望の全
体のデータビット速度を達成するために信号コンステレ
ーションにおいて所定のポイントの数を仮定して）、以
下の量子化レベルの１つを選択することになる。即ち、
（ａ）可能な限り等しく間隔をあけられた量子化レベ
ル、及び（ｂ）電話網のピークと平均パワー制約と整合
しながら、レベル間の最小距離が可能な限り大きい量子
化レベル、である。最小距離の基準は特にクリティカル
（重要）な設計のパラメーターである。なぜなら、送信
される信号ポイントの幾つかは、ローカルループ５８を
移動する際、チャネル雑音や他のチャネル劣化要素によ
り信号空間において排除されるからである。従って、送
信信号ポイントが受信モデム６０にてエラーで検出され
る度合いは、ＰＣＭ導出コンステレーションにおけるそ
の送信信号ポイントとその際近隣のものの距離がどの程
度「遠いか」に依存する。このような方式はエラーレー
ト性能において一定の期待レベルを達成することができ
る。即ち、Ｙビットの送信毎に受信器において平均Ｘビ
ットエラーを達成し、特定のアプリケーションには適用
できる。もし、より高いレベルのエラーレート性能が求
められれば、信号ポイント間の実際の最小ユークリッド
距離よりも大きいコンステレーション信号ポイントの間
の有効最小距離を達成するために、現存するシグナリン
グ方式にトレリス符号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネ
ル符号化技術を適用させることが知られている。実際
に、３５１特許出願ではＰＣＭ導出コンステレーション
においてトレリス符号化変調を用いて有効最小距離を相
当に増加させることに成功している。

【００２２】特に、図２のようにＰＣＭ導出コンステレ
ーションをサブコンステレーション群に分割することに
よって達成できる（この例では、内側サブコンステレー
ション及び外側サブコンステレーションと呼ぶ２つのサ
ブコンステレーション）。内側サブコンステレーション
は実（実際の）最小距離が「４」の６４信号ポイントか
らなり、この最小距離は、例えば、振幅が「−２」及び
「＋２」である信号ポイントの間の距離である。（ここ
で、ＰＣＭボコーダー量子化レベルの間の最小距離は正
規化された値「１」である。）外側サブコンステレーシ
ョンは９６のポイントからなり、このコンステレーショ
ンの実最小距離は「１６」（例えば、振幅が「１６３．
５」と「１７９．５」のポイントの間の距離）である。
内側サブコンステレーションの実最小距離は、外側サブ
コンステレーションのものより小さく、もし他に何もさ
れなければ、全体のコンステレーションの最小距離は
「４」になり、これによりこのコンステレーションの全
体の性能を決める。（なぜならば、このような信号ポイ
ントにより、チャネル雑音や他の劣化要素が信号ポイン
トをその元の振幅から除去されるようにするときに、他
と間違えやすいからである。）しかし、選択されたトレ
リス符号が内側サブコンステレーションと共に用いら
れ、より少ないレベルのトレリス符号化（この例ではト
レリス符号化なし）が外側サブコンステレーションに対
して用いられる。従って、外側サブコンステレーション
の最小距離は「１６」にとどまるが、このトレリス符号
化は内側サブコンステレーションの有効最小距離（従っ
て、コンステレーション全体としての有効最小距離）を
「４」に増加させる。

【００２３】より詳細に説明すると、コンステレーショ
ン（この場合、サブコンステレーション）の「有効最小
距離」は、いずれの２つの有効信号ポイントシーケンス
の信号ポイントの対それぞれの間のユークリッド距離の
二乗の和の最小値の平方根で与えられる。信号ポイント
のシーケンス全てがトレリス符号化システムにおいて有
効ではなく、これにより、雑音や他のチャネル劣化要素
を増大させることになる。これに反し、典型的な符号化
されていないシステムでは、信号ポイントのシーケンス
の全てが有効であり、この場合コンステレーションの有
効最小距離はその実最小距離（コンステレーションのい
ずれの２つの信号転換の最小ユークリッド距離）と同じ
である。文献、"Trellis-Coded Modulation with Multi
dimensional Constellations" IEEE Trans. on Informa
tion Theory, pp. 483-501, July1987 を参照するとよ
く、「有効最小距離」と本明細書で呼んでいるパラメー
ターは、この文献において「いずれの２つの信号ポイン
トの有効シーケンスの間の最小二乗ユークリッド距離」
と同じである。

【００２４】サブコンステレーションの最小距離のその
実際値からその有効最小距離への増加は、２０log
₁₀（有効最小距離／実最小距離）により与えられる公称
デシベル利得により表され、このパラメーターは、トレ
リス符号の利用によるエラー抑制の改善度を表す。（符
号に通常関連づけられたより大きいエラー係数の影響に
より、真のデシベル利得は公称デシベル利得よりも小さ
い。本実施例では、例として、公称デシベル利得と真の
デシベル利得の間には０．５ｄＢの差がある。本明細書
では、用語「デシベル利得」は、真又は公称の両方のデ
シベル利得を表すものとする。）

【００２５】図２のコンステレーションでは、実最小距
離が「４」で公称デシベル利得１１．５ｄＢを発生する
ことと比較して、内側サブコンステレーションの有効最
小距離は、「１５」である。

【００２６】好ましい実施例では、内側サブコンステレ
ーションの有効最小距離は、外側サブコンステレーショ
ンの有効最小距離と等しく、又は実際上ほぼ等しくされ
る。この実施例において特定のトレリス符号を用いて後
に述べるように、内側サブコンステレーションの有効最
小距離「１５」を、外側サブコンステレーションの有効
最小距離（＝実最小距離）「１６」と比較される。これ
はいずれのトレリス符号化変調を用いない場合の従来技
術、又は従来技術で用いられているようにＰＣＭ導出コ
ンステレーション全体に渡ってトレリス符号化変調を用
いた場合の従来技術で得られる結果よりも良い。

【００２７】ここで実装技術においては、サブコンステ
レーションの間の最小距離は理想的に多くのサブコンス
テレーションの有効最小距離の最小のもの以上でなけれ
ばならない。これは、ここで究極的に性能を決定するも
のは、（ｉ）多くのサブコンステレーションの信号ポイ
ントの間の有効最小距離、及び（ｉｉ）多くのサブコン
ステレーション自身の間の最小距離、の中の最小の方で
あるＰＣＭ導出コンステレーション全体の有効最小距離
である。この基準はこの実施例において満足し、内側及
び外側サブコンステレーションの間の最小距離は、振幅
が「１４７．５」と「１６３．５」であるポイントの間
の距離、即ち、「１６」（＞「１５」）である。

【００２８】３５１特許出願の発明に従って、任意の数
のサブコンステレーションを用いてもよく、好ましく
は、重複しないのがよい。即ち、サブコンステレーショ
ンのいずれも、振幅が他のいずれのサブコンステレーシ
ョンの信号ポイントの対の振幅の間に落ち着くような信
号ポイントを持たない。代わりに、２つのサブコンステ
レーションの場合に述べたように、第１のサブコンステ
レーションの信号ポイント全ては、第２のサブコンステ
レーションの信号ポイントのいずれよりも小さい振幅で
ある。異なるレベルの冗長符号化（冗長符号化を用いな
い場合を含む）がＰＣＭ導出コンステレーション全体の
対応する異なるサブコンステレーションに対して用いら
れる。冗長符号化は、実施例においてはトレリス符号化
である。ますます小さくなる信号ポイント間の最小距離
を有するサブコンステレーションと共に用いられるトレ
リス符号化は、そのますます小さくなっている最小距離
を相殺するために対応する大きくなっているデシベル利
得の量を提供し、これにより各サブコンステレーション
に対して有効最小距離を適切な度合いまで増加させる。
従って図２の実施例においては例えば、内側サブコンス
テレーションは、実最小距離「４」がより小さいので、
外側サブコンステレーションよりも大きなデシベル利得
を有する。

【００２９】上に述べたアプローチは全体として、ＰＣ
Ｍ導出コンステレーションの信号ポイントの間の有効最
小距離を全体として与えられたデータ速度及び平均パワ
ー制約に対して減少させ、従って、同等のレベルの性能
で以前達成できたものよりもデータ速度を上昇できた。

【００３０】従来技術の考えに例えば図２のコンステレ
ーションを適用することにより、内側サブコンステレー
ションの最小距離「４」の全体によってお互いから分離
された信号ポイントのみを内側コンステレーションに含
有させることを試みさせる。この基準に基づいて距離が
「８」である信号ポイント（次に大きな標準的なＰＣＭ
ボコーダーの間隔）を含有させるようには動機づけられ
ない。なぜなら、内側サブコンステレーションの性能は
最小距離「４」により支配され、従って、距離が「８」
であるポイントを含有させることは実装上の複雑さを増
加させ（少しかもしれないが）、性能を改善しないもの
でしかないと考えられる。図２では、内側サブコンステ
レーションは「１１５．５」と「１４７．５」の間のこ
のようなより高い距離のポイントの多数を含有したりは
しない。このことは、全部で６４の内側コンステレーシ
ョン信号ポイントを与え、６４は２の整数乗（２⁶）な
ので３５１特許出願で示した「ステアリングビット」機
構の単純な実装を可能にする。しかし、内側サブコンス
テレーションに含まれたこのようなより高い距離のポイ
ントの数はその実装上の目的と整合させながら最小に抑
えられる。

【００３１】しかし、本発明に従って、信号ポイントの
最小距離よりも大きい距離を有する多数の信号ポイント
を内側サブコンステレーションに含有させることが有利
だということを本発明者は認識した。本発明の原理を用
いるＰＣＭ導出コンステレーションを示す図３には、図
２とは対照的に、内側サブコンステレーションは「１１
５．５」〜「２４７．５」の量子化レベルの全てから得
られた信号ポイントを含有する。本発明者は特に、内側
及び外側サブコンステレーションをパワー制約、データ
速度要件、及び符号の特性により起こる内側コンステレ
ーションの大きさの制約（例えば、内側サブコンステレ
ーションのいわゆるサブセットのそれぞれにおける等し
い信号ポイントの数）に整合させながらなるべく高い振
幅位置へと再配置することが優れていることを認識し
た。特に、内側及び外側サブコンステレーションの間の
境界は現在「２５５．５」にある。

【００３２】本発明の利点は以下の説明によって理解で
きる。

【００３３】第１に、内側サブコンステレーションの信
号ポイントの間の最小距離「４」は以前と同様にとどま
る。なぜなら、内側サブコンステレーションに加えられ
た信号ポイントの間の距離はその最小距離よりも大きい
からである。従って、内側サブコンステレーションによ
り表されるデータのエラーレート性能は、悪化しない。
また、以前は信号ポイントとして用いられなかったが現
在は内側サブコンステレーションに含有する外側サブコ
ンステレーションにより範囲が広がる領域において量子
化レベルがあることに留意すべきである。量子化レベル
は、「１５５．５」、「１７１．５」、「１８７．
５」、「２０３．５」、「２１９．５」、「２３５．
５」にて存在する。内側サブコンステレーションの信号
ポイントとしてこれらの量子化レベルのそれぞれを有
し、外側サブコンステレーションにおいて信号ポイント
として用いられた次に高い対の隣接レベルを有すること
は、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の平均パワーを
増加させない。実際に、これは微少に減少する。なぜな
ら、このような対それぞれの２つの信号ポイントは、外
側コンステレーションの一部であった信号ポイントに関
連づけられたものと同じ確率で対の両方が用いられる
が、新しく加えられた信号ポイントの振幅は微少に低い
からである。

【００３４】次に、内側及び外側サブコンステレーショ
ンはそれぞれ、８８、８４の信号ポイントからなる。こ
れらの数字は、３５１特許出願にて示した種類の非常に
単純な「ステアリングビット」の実装には結びつかな
い。ステアリング機能は非常に単純な方法で実装するこ
とができ、以下に図４を参照して説明する。

【００３５】他方、本発明は変調方式全体のエラーレー
ト性能において画期的な改善をさせることができる。こ
の性能の改善は原理的に発生する。なぜなら、本発明に
より内側サブコンステレーションの有効最小距離に対応
するいわゆるエラー係数を相当に減少させることができ
るからである。

【００３６】特に、周知のように、変調符号化方式の性
能は、その有効最小距離により主に決められ、二次的に
はその有効最小距離に対応するエラー係数により決めら
れる。後者のパラメーターは、与えられたシーケンスか
らの距離が有効最小距離に等しい信号ポイントの有効シ
ーケンスのいずれかによるいわゆる「ネイバー（近隣
者）」の平均の数により与えられる。上述の方法により
境界を移動することによって、他のいずれの有効シーケ
ンスからの距離が有効最小距離よりも大きい有効信号シ
ーケンスの数を増やした。このことは、新しく加えられ
た信号ポイントがより大きな間隔を有するという事実の
結果として起こる。このように加えられた信号ポイント
の数が大きいほど、有効最小距離にてネイバーの数が劇
的に減少し、従って、符号化方式全体の性能が良くな
る。

【００３７】本発明の原理に従って、内側及び外側サブ
コンステレーションの間の境界を、パワー制約、データ
速度要件及び符号の特性により発生する内側コンステレ
ーションの大きさの制約に整合させながら、可能な限り
高い振幅位置へと再配置することが有利であると上の議
論にて述べた。図３のＰＣＭ導出コンステレーション
は、−９ｄＢｍのパワー制約、５６ｋｂｐｓのデータ速
度を想定して設計し、内側サブコンステレーションが４
つのサブセットに区分されることを要するトレリス符号
を利用することを想定した。実際に、「２５５．５」に
おいて前記の要件を全て満足しながら、内側及び外側サ
ブコンステレーションの間の境界は可能な限り高くなっ
ている。

【００３８】このことを確かめるため、「２５５．５」
から幾らか高いレベルへこの内側及び外側サブコンステ
レーションの間の境界を移動させることを試みる際につ
いて考えてみる。まず最初に、「２４７．５」と「２６
３．５」の間には利用されていない量子化レベルはない
ので、境界を「２６３．５」と「２７９．５」の次に高
い量子化レベルの間のポイントに移動させると、内側サ
ブコンステレーションへと更なる２つの信号ポイントを
もたらすのみとなる（正値の信号ポイントは全て負値を
持った反対の値を持っていることに留意する。）。トレ
リス符号化のおかげで、内側サブコンステレーションの
信号ポイントの対が、更なる１つの入力ビットパターン
を表すことができるように必要とされる。この更なる２
つの信号ポイントは、実際にその役割を果たす。しか
し、もし境界が動かなければ、それら２つの信号ポイン
トは（非符号化）外側サブコンステレーションにおいて
用いられて２つ（１つだけではない）の入力ビットパタ
ーンをサポートする。従って、所望のデータレートを維
持するには、更なる正／負の信号ポイントの対が外側サ
ブコンステレーションへと加えられなければならない。
しかしこの実施例では、唯一の未使用の量子化レベルは
現在最高の振幅の信号ポイントを超えるものである。こ
のようなポイントを加えることは平均被送信パワーをか
なり増加させ、この例では平均パワーの制約に違反して
しまう。更に、信号ポイントは内側サブコンステレーシ
ョンへと４のグループで加えられるべきである。なぜな
ら、用いるトレリス符号化は内側サブコンステレーショ
ンを４つのサブセットへと分割し、これらそれぞれは同
じ数の信号ポイントからなるべきであるからである。従
って、「２６３．５」の信号ポイントを内側サブコンス
テレーションへと移動する際、「２７９．５の信号ポイ
ントをも移動する必要が生じ、ここにおいては更に大き
くパワー制約に違反してしまうことになる。従ってこの
例では、内側及び外側サブコンステレーションの間の境
界は前記所定の制約のいずれかに違反することなしでは
更に増加することはできない。

【００３９】下の付録Ｉは、図３に示したＰＣＭ導出コ
ンステレーションに従う全体のＰＣＭ導出コンステレー
ションを示す。このコンステレーション及び下に説明す
る実施例の特定のトレリス符号化を用いて、エラー係数
の減少は１／１０を超え、変調方式全体のエラーレート
性能は約０．７ｄＢと相当に改善した。

【００４０】図４には、上に示した本発明の符号化変調
方式を用いるモデム２０の第１実施例を示す。そのスク
ランブラー１９は５６ｋｂｐｓの線１５上のシリアルス
トリームに従来のスクランブル操作を施し、得られた被
スクランブルビット流は、シリアル・ツー・パラレルビ
ット変換器２１によりＮビットワードのシーケンスへと
変換される。この例では、Ｎ＝７である。各ワードの７
つのビットＩ１〜Ｉ７は毎秒１／Ｔの速度でリード２２
へと並列に供給される。ここで、Ｔは、ＰＣＭシグナリ
ングフォーマットにより指定される値を有するいわゆる
シグナリング間隔である。この例では、Ｔ＝０．１２５
ｍｓであり、いわゆる符号速度（ボーレート）は、１／
（０．１２５×１０^-3）＝８×１０³［符号／ｓ］、即
ち、８ｋボーとなる。

【００４１】入力ビットパターンの多くの異なるもの
は、ＰＣＭ導出コンステレーションの多くのサブコンス
テレーションに関連づけられた対応する変調器へと向け
られる（ステアリングされる）。リード２２上のビット
群の一部又は全ての特定のビットパターンが現れるとき
に、内側サブコンステレーションが用いられる。この場
合、リード２２のビット群は、スイッチ２４から符号化
変調器３７へと向けられ、この符号化変調器３７は、ト
レリス符号化器２６及び内側サブコンステレーションマ
ッパー２７を有し、マッパー２７の出力にて内側サブコ
ンステレーションの信号ポイントが識別される。マッパ
ー２７、２８の出力は、ＰＣＭ量子化レベルを表す８ビ
ットワードであり、これにより対応する信号ポイントが
導出される。これらは３１へと供給され、そして、スイ
ッチ２９を通ってトランクへと供給される。このスイッ
チ２９はスイッチ２４とタンデムに制御される。３１は
選択された信号ポイント群を表す送信出力信号を生成す
る。その信号はトランク２５へと供給される。その出力
信号により搬送されるビット群は、６４ｋｂｐｓ（＝８
ビット×８ｋボー）の速度である。

【００４２】内側サブコンステレーションを用いて表さ
れるリード２２上のビットパターンは、所定の基準、即
ち、入力ビットパターンＩ７、Ｉ６、．．Ｉ１の十進数
表現（ビットＩ７〜Ｉ１は最左ビットから最右ビットの
順で並んでいる）がしきい値Ｒ＝４４よりも小さいとい
う基準を満足するものである。この基準が満足したとき
は、比較器２３は値「０」の出力ビットを供給し、これ
はスイッチ２４がビットＩ１〜Ｉ７を符号化変調器３７
へと供給させ、ここで内側サブコンステレーションから
の信号ポイントの究極の識別を提供する。符号化変調器
３７は標準的な設計でよく、最初のｋビットのグループ
（この場合、単一のビットＩ１からなる）がトレリス符
号化器２６の入力リード３３へと供給される。リード３
４上への後者のビット出力は、ｐ（＞ｋ）ビットからな
る。例においては、ｐ＝２であり、リード３４上のビッ
トは、Ｘ０及びＸ１であり、これらはビットＩ２〜Ｉ７
とともに内側サブコンステレーションマッパー２７へと
供給される。内側サブコンステレーションマッパー２７
の入力における可能性のあるＭ＝８８のビットパターン
の異なるものそれぞれは、内側サブコンステレーション
の８８の信号ポイントの１つを識別する。付録Ｉには特
定の例のマッピングを示してあり、以下に詳細に説明す
る。

【００４３】対照的に、外側サブコンステレーションを
用いて表されるリード２２上のビットパターンは上述の
基準を満足しないものである。即ち、Ｉ７〜Ｉ１の十進
数表現値はしきい値Ｒ以上である。この場合、比較器２
３は出力ビット値「１」を供給し、これはスイッチ２４
にビットＩ１〜Ｉ７が非符号化変調器３８外側サブコン
ステレーションからの信号ポイントの究極の識別を提供
する。コンステレーションマッパー２８の入力にて８４
（＝１２８−４４）の可能性のあるビットパターンがあ
ることを確認でき、これらパターンそれぞれは、付録Ｉ
に詳細に示したように外側サブコンステレーションのＬ
＝８４の信号ポイントの１つを識別する。

【００４４】比較器２３の出力ビットはトレリス符号化
器２６の動作を以下のように制御する。即ち、トレリス
符号化器のいわゆる状態（この例では、有限状態装置）
がスイッチが閉じた状態にいるときにその入力リード上
の信号のみに応答して進行し、これにより、トレリス符
号化器２６の入力にて新しいビットＩ１の値を供給する
ことができる。

【００４５】本発明のこの実施例で達成したＰＣＭ導出
コンステレーションの全体に対しての有効最小距離「１
５」は、同じデータ速度５６ｋｂｐｓの従来技術で達成
される有効最小距離と比べるべきである。トレリス符号
化変調なしで５６ｋｂｐｓビット流をサポートするため
にボー当たり７ビットの符号化をするには、２⁷＝１２
８のポイントのＰＣＭ導出コンステレーションを必要と
する。このようなコンステレーションの最良なものは、
実際及び有効最小距離「８」を有する。３５１特許出願
で教示したように図２のコンステレーションを用いる
と、このような従来技術の構成よりも相当に高いレベル
のエラーレートの性能、５６ｋｂｐｓで５ｄＢ高いレベ
ル、を確保できる。上述のように、本発明の原理に従っ
た図３／付録Ｉのコンステレーションを用いると、更に
０．７ｄＢ分のエラーレート性能を向上させることがで
きる。

【００４６】図５には、トレリス符号化器２６を実装さ
せるための有限状態装置の実施例を示した。この方法は
好ましい方法であり、３５１特許出願の図４に対応す
る。必要ならば、３５１特許出願の図５を参照するとよ
い。）図５のトレリス符号化器２６は系統的（システマ
チック）符号化器であり、リード３３上のその入力ビッ
ト流はリード３４の１つの上の出力ビットＸ１の１つと
して符号化器出力へと直接送られる。モデムの設計者は
しばしば系統的符号化を好む。なぜなら、受信器におい
ていかなる復号をもせずにトレリス符号化器に供給され
た被送信ビットを回復できるからである（何らかの理由
により所望されて）（しかし、最初の段階における符号
の利用により提供される拡張した雑音環境を直視せず
に）。リードの他方は、冗長ビットＸ０を送り、これは
図において６のＴ秒遅延素子及び４つの排他的論理和ゲ
ートからなる論理回路として示してある。前述のよう
に、トレリス符号化器２６の動作は、その状態（その６
つの遅延素子の内容により与えられる）が図４のスイッ
チ２４が「閉じた」状態であるときにのみ入力リード３
３上の信号に応じて変化するようにリード３２上の信号
により制御される。

【００４７】付録Ｉには、コンステレーションマッパー
２７、２８に供給されたビットがＰＣＭ導出コンステレ
ーションの信号ポイントへとマッピングされる方法の例
を示す。コンステレーションマッパー２８により外側サ
ブコンステレーションの信号ポイントへとマッピングさ
れるときに、ビットＩ１〜Ｉ７の値の様々な組み合わせ
を任意の方法により信号ポイントへと割り当てることが
できる。本実施例では、信号ポイントエラーにより起こ
るビットエラーを最小化するためにグレー符号化を用い
る。

【００４８】上述の符号化方式は、電話線における平均
被送信信号パワー上への−９ｄＢｍの制約を想定してい
る。しかし、より厳しいパワー制約、例えば、−１２ｄ
Ｂｍを満足せねばならない場合がある。付録IIに示した
ＰＣＭ導出コンステレーションを用いる図６の実施例で
は、５６ｋｂｐｓより少しデータ速度が遅くなるが同等
のエラーレートを達成してそのパワー制約を満足する。

【００４９】図６の実施例は、図４で示したものと類似
しているが、幾分修正してある。本明細書において示し
た多くの実施例の間の類似点は、これらを１つのモデム
に容易に、そして高コスト効果的に組み合わせることを
可能にし、必要に応じて多くのフォールバックデータ速
度を実装することができる。付録IIのコンステレーショ
ンでは、内側サブコンステレーションは未だＭ＝８８の
信号ポイントを最小距離「４」で有する。外側サブコン
ステレーションは、Ｌ＝７６の信号ポイントを最小距離
「１６」で有する。このトレリス符号化は、内側サブコ
ンステレーションに対する有効最小距離「１５」を与え
る。同様に、ビットは少なくとも部分的にグレー符号化
される。

【００５０】５４ｋｂｐｓの線１５上のビット速度は、
図４の実施例により提供されるシグナリング間隔当たり
７ビットの全体のビット速度と比べて、シグナリング間
隔当たり６．７５ビットの小数（実数）ビットレートと
等しい。この実数ビット速度を用いるために、図４の実
施例は１２を有し、その詳細は図７において示す。特
に、１２は４つの連続するシグナリング間隔にわたって
２７ビットを受信し、これらはシリアル・ツー・パラレ
ルビット変換器２１１の出力にて並列の形態（リード１
３１上に９ビット、リード１６１、１７１、１７４、１
７５、１７６、１７７のそれぞれには３ビットで）で供
給される。リード１７４〜１７７のそれぞれが３ビット
ではなく２ビットを受信するように図において示してあ
るがここではこれは無視する。）リード１３１上の９ビ
ットは、９×１２実数ビット符号化器１３にて処理さ
れ、リード１３２〜１３５上にそれぞれ３ビットワード
を生成する。リード１６１（１７１）上の３ビットは３
×４実数ビット符号化器１６（１７）により処理され、
リード１６２、１６３（１７２、１７３）上に２つの２
ビットワードを生成する。４つの連続するシグナリング
間隔にわたって、パラレル／シリアルワード変換器１８
は以下の方法によりリード２２１上にビットＩ１〜Ｉ８
からなる８ビット出力ワードを供給する。

【００５１】即ち、シグナリング間隔の最初において、
リード１３２上のビット（下から上へと読む）はビット
Ｉ４、Ｉ５、Ｉ８として用いる。リード１６２上のビッ
ト（同様に下から上へと読む）はビットＩ６、Ｉ７とし
て用いる。そして、リード１７４上のビットはビットＩ
１、Ｉ２、Ｉ３として用いる。（図６においてＩ３の周
囲におけるカッコは、ここでは無視する。）４つのシグ
ナリング間隔の２番目においては、リード１３３、１６
３、１７５上の信号はリード１３２、１６２、１７４の
役割をそれぞれ置き換える。４つのシグナリング間隔の
４番目においては、リード１３５、１７３、１７７上の
信号はリード１３２、１６２、１７４上の信号の役割を
それぞれ置き換える。

【００５２】実数ビット符号化器１３、１６、１７は対
応するルックアップテーブルによりそれぞれ実装するこ
とができる。このようなテーブルは、３×４実数ビット
符号化器１６、１７の場合には比較的小さいが、９×１
２実数ビット符号化器１３の場合には比較的大きい。し
かし、好ましい実施例において実際にそうであるよう
に、これら符号化器の一方又は双方の機能は、１以上の
適切にプログラミングされたシグナルプロセッサにより
実装できる。この議論に基づき、これら２種類の実数ビ
ット符号化器の動作は以下のように理解できる。

【００５３】まず、リード１３１上の符号化器１３に供
給された９の入力ビットに注目すると、これらのビット
の１つ（例えば、最左ビット）の値は、リード１３２〜
１３５のいずれの上のいずれの３ビットパターンが００
１であるかを判断するのに用いられる。代わりに、リー
ド１３２〜１３５のぞれぞれの上のビットパターンは、
ｘｙ０となる。ここで、ｘ、ｙはリード１３１上の残り
の８ビットのうちの２つに対応する。他方、もしそのビ
ット値が１ならば、リード１３１上の他のビットの２つ
の値が出力リード１３２〜１３５の特定の１つをビット
パターン００１を搬送するものとして選択するのに用い
られ、これら出力リードの他の３つのそれぞれの上のビ
ットパターンはｘｙ０となる。個々で、ｘ、ｙはリード
１３１上の残りの６ビットの対応する２つである。

【００５４】リード１６１上の符号化器１６へと供給さ
れる３つの入力ビットに注目すると、これらのビットの
１つ（例えば、最右ビット）の値は、リード１６２とリ
ード１６３のいずれの上の２ビットパターンのいずれが
０１となるかを判断するのに用いられる。特に、そのビ
ット値が０であれば、これらビットパターンのいずれも
０１とはならない。代わりに、リード１６２、１６３そ
れぞれの上のビットパターンはｘ０となる。ここで、ｘ
はリード１６１上の残りの２ビットの対応する１つであ
る。他方、もしそのビット値が１であれば、リード１６
１上の他のビットのうちの１つの値は、出力リード１６
２及び１６３の特定の１つをビットパターン０１を搬送
するのに用いるものとして選択するのに用いられ、これ
ら出力リードの他方の上のビットパターンはｘ０とな
る。ここで、ｘはリード１６１上の残りのビットであ
る。符号化器１７の動作は、符号化器１６の動作と同様
である。

【００５５】図６の実施例は、比較器２３１を有する。
この比較器２３１は比較器２３と同様にその入力ビット
パターンを十進数のしきい値Ｒ＝４４と比較するが、７
ビットパターンではなく８ビットの入力パターンＩ１〜
Ｉ８を受信する点で異なる。全部で１２０の異なるビッ
トパターンがリードＩ１〜Ｉ８上の８ビットにより想定
できる。これらのうち十進数表現で０〜４３の値を有す
る４４のビットパターンの全ては実際に現れ、符号化変
調器３７１へ向けられ、この符号化変調器３７１はトレ
リス符号化器２６と２７１を有する。これにより、十進
数表現で４４以上となる１２０のうち７６のビットパタ
ーンが残る。結果として、変調器３８１は外側サブコン
ステレーションマッパー２８１を有し、これらの入力ビ
ットパターンのそれぞれは外側サブコンステレーション
の７６信号ポイントのうちの対応する１つを識別する。
リード２２１上のビットはスイッチ２４１を通って変調
器３７１、３８１へと運ばれる。

【００５６】別の点として、上の実数ビット符号化方式
は、他のビットパターンよりも大きな確率で現れるビッ
トパターンが低いエネルギーの信号ポイントで表され、
従って平均送信信号パワーを減らすことができるように
設計される。従って例えば、十進数表現で４４よりも小
さく、内側サブコンステレーションの比較的低いエネル
ギー信号ポイントにされたそれぞれのビットパターン
は、おおよそ０．０１〜０．００４の範囲の確率を有す
る。特定のビットパターンを外側サブコンステレーショ
ンの特定の信号ポイントへと割り当てる際、より大きな
確率で発生するものはより低いエネルギー信号ポイント
に割り当てられる。

【００５７】図６の実施例では、本発明の他の実施例と
同様に、内側及び外側サブコンステレーションからの信
号ポイントの符号化及び選択は、お互い独立である。即
ち、Ｒより小さいリード２２１上の各ワードは、内側サ
ブコンステレーションの信号ポイントの選択に排他的に
影響を与え、Ｒ以上の値のリード２２１上の各ワード
は、外側サブコンステレーションの信号ポイントの選択
に排他的に影響を与える。１２の動作のおかげでリード
２２１上の多くのワードがお互い従属して生成されると
いう事実は、これらのワード（変調器の「入力データ」
と考えることができる）が内側及び外側サブコンステレ
ーションの信号ポイントを独立に選択するという事実を
否定しない。

【００５８】ＰＣＭリンクの幾つかは、少なくとも北ア
メリカにおいていわゆるビット奪い取りを利用し、シグ
ナリング及び保守のためにバンド内シグナリングチャネ
ルを提供する。多くのＰＣＭ量子化レベルを表す毎８ビ
ットワードのうちの６つのうちの１つに対して、そのワ
ードの最右ビットは、電話網により先取り（プリエンプ
ト）され、そのバンド内チャネルを用いることができ
る。図８に示すように送信モデム２０から通信される各
８ビットワードは、ビットｂ０〜ｂ７（最右ビットから
最左ビットへ）からなる。このような６つが連続するワ
ードのグループ毎に、（例として）４番目のワードのビ
ットｂ０が電話網４０により先取り、即ち、奪い取られ
(rob)、ビットＣ０として遠端交換局５０にて現れる。
このことは実際に、送信されたワードとは異なるワード
が遠端交換局において受信される可能性が５０％あると
いうことになる。８ビットパターンと多くのＰＣＭ量子
化レベルの間のマッピングは、これが起こったときに修
正された８ビットワードにより識別された量子化レベル
が元の量子化レベルに隣接するようにされる。音声通信
の観点から考えると、このようにある量子化レベルを他
の量子化レベルへと置き換えたことは聞き手には気付か
れない。しかし、データ通信に対しては相当に大きな衝
撃をもたらす可能性がある。なぜならこの影響を相殺す
るために何らかの機構がないと、ビットエラーレートに
多大な、惨事を招きかねない衝撃を与えてしまう。特定
の接続に関与する異なるＰＣＭリンクの間では実際に、
ビット奪い取りは８ビットワードの他のものに対しても
はたらき、これにより問題を更に悪化させてしまう。

【００５９】本発明のある特徴に従って、ビット奪い取
り現象は、（ａ）異なるＰＣＭ導出コンステレーション
の利用、かつ、（ｂ）ビット奪い取りが起こったときに
１だけ小さい入力ビット（例として、６．７５ではなく
５．７５）を符号化すること、により取り入れることが
できる。（これらのシグナリング間隔は、例えば、受信
モデムが初期トレーニング期に受信した信号ポイントを
検査し、そして、受信信号ポイントが期待しないものと
なった時に基づいてどのシグナリング間隔がビット奪い
取りを被るかを推察することによって識別できる。）図
８に示すように、ビット奪い取りが起こらないときのシ
グナリング間隔に対して、上述の原理に従って設計され
た第１のＰＣＭ導出コンステレーション（付録IIのコン
ステレーション）が用いられ、ビット奪い取りが起こる
ようなシグナリング間隔に対しては、本発明の原理に従
って異なるＰＣＭ導出コンステレーション（付録IIIの
コンステレーション）を用いる。好ましい実施例では、
ビット奪い取りされるもの及びビット奪い取りされない
ものの両方のシグナリング間隔全てにわたってただ１つ
のトレリス符号化器が用いられる。即ち、ビット奪い取
りシグナリング間隔が起こるとき、即ちトレリス符号化
される１又は複数の入力ビットは、ビット奪い取りされ
ないシグナリング間隔の間にこのようなビットを受信す
るトレリス符号化器と同じものに単純に供給される。代
替法としては、２つの別々のトレリス符号化器を１つは
ビット奪い取りをされたシグナリング間隔に、他方はビ
ット奪い取りをされないシグナリング間隔に用いる方法
がある。しかしこのような方法は、受信器において相当
に復号遅延を増してしまう。なぜなら、ビット奪い取り
されたシグナリング間隔の間に送信された信号ポイント
の特定の数（いわゆる復号深さに等しい）は、復号判断
がされる前に受信されなければならないからであり、従
って、例えばビット奪い取りが６シグナリング間隔毎に
起こる場合では、６倍復号遅延を増加させてしまう。

【００６０】付録IIIでは、「ｘ」で印を付けた量子化
レベルは送信器コンステレーションの信号ポイントとし
て用いられる。「ｘ」印を付けていない次に高い量子化
レベルは、上に述べたように、送信レベルがビット奪い
取りにより受信器において変換されるレベルである。特
定のサブコンステレーションの中に全ての対にわたって
取られたこのような２つの隣接する対の量子化レベルの
間の最小距離は、サブコンステレーションの最小距離で
ある。従って例えば、内側サブコンステレーションの量
子化レベルの対の１つは、２及び３であり、対の他の１
つは、−２及び−３である。これらの対の間の最小距離
は、２と−２の間の距離、４である。内側サブコンステ
レーションは、４８の対からなり、内側サブコンステレ
ーション全体の最小距離は、実際に「４」である。外側
サブコンステレーションの３６の対の中で最小距離が
「１６」であることも同様に確認できる。

【００６１】付録IIIからわかるように、各量子化レベ
ルの対は、特定の１ビットパターンを表す。従って、例
えば、対２と３はパターン０００１００００を表す。従
って、ビット奪い取りにより送信量子化レベルが受信器
にてその対の他の量子化レベルへと変換されれば、正し
いビットパターンは未だ回復できる。受信器において、
送信信号ポイントのシーケンスを識別する復号プロセス
が以下の例外を除いて従来の方法により進む。即ち、
（ａ）内側サブコンステレーションに関して、「ｘ」信
号ポイントの送信が属するサブセットは受信器にて、送
信信号ポイントが対になっている信号ポイントもまた含
有すること、及び（ｂ）外側サブコンステレーションは
送信信号ポイント「ｘ」とそれらの対になった信号ポイ
ントの両方を含有すること、の例外を除いて従来の方法
により進む。従って、例えば、２と３は内側サブコンス
テレーションの同じサブセットに属する。

【００６２】ビット奪い取りシグナリング間隔の間に図
６の送信器２０が構成する方法を理解するために、まず
図７に戻ってみる。４つの連続するシグナリング間隔の
それぞれに対して、リード１７４〜１７７の１つの上の
ビットは、１８へと供給される。ビット奪い取りされな
いシグナリング間隔に対して、これらのリードの適切な
１つに３ビットが供給される。しかし、ビット奪い取り
されないシグナリング間隔に対して、奪い取りされるシ
グナリング間隔の間ビットが利用されるリード１７４〜
１７７の適切な１つへと２ビットのみが供給される。こ
の２ビットは、図６のＩ１、Ｉ２であり、図においてＩ
３を囲むようにカッコで示したように、ここにおいては
Ｉ３はない。従って、リード２２１上のバイナリワード
は、ビットＩ８〜Ｉ４、Ｉ２、Ｉ１からなり、その十進
値は比較器２３１により新しいしきい値Ｒ＝２４と比較
される。付録IIIと整合させながら、コンステレーショ
ンマッパー２７１、２８１はそれぞれ、Ｍ＝４８、Ｌ＝
３６を有する。

【００６３】言及すべき別の現象として、ローカルルー
プ５８へ供給される信号が所望のパワーレベルを超えな
いことを確実にするために遠端交換局において用いられ
るディジタル減衰がある。そのようなディジタル減衰が
用いられるとき、ＰＣＭボコーダー量子化レベルを表す
受信した各８ビットワードは、元のレベルよりも低い
（例えば、３ｄＢほど）別のＰＣＭボコーダー量子化レ
ベルを表す別の８ビットワードへとマッピングされる。
この変換全体は、ローカルループ上を通信できるレベル
の集合として、減少した集合である２５５の量子化レベ
ル、即ち、送信レベルが接続されるレベルの集合を確立
するという効果を生んだ。更に、近端モデムからのいか
なる特定の８ビットワードの送信は、ディジタル減衰が
なかった場合と比べて異なるレベルのローカルループに
わたっての送信を生む。

【００６４】本発明の原理を利用する符号化変調方式の
設計においてこのディジタル減衰を明らかにするため
に、量子化レベルの減少した集合のみを用いて所望の距
離特性を有するＰＣＭ導出コンステレーションを設計し
なければならない。更に、送信器において８ビットパタ
ーンを選択された量子化レベルへと割り当てる割り当て
は、以前のようではなく、上述のディジタル減衰マッピ
ングを考慮に入れ、ディジタル減衰プロセスにおいて遠
端交換局にて受信８ビットワードが変換された後に、そ
の変換された８ビットワードが所望の量子化レベルに対
応するようにされる。

【００６５】付録IVには、このようなコンステレーショ
ンとそのマッピングを示す。示したように、多くの７又
は８ビット入力パターンに対応する実コンステレーショ
ンの信号ポイント（「３ｄＢディジタル減衰の後の信号
ポイントの振幅」として示した。）を量子化レベルの減
少した集合から取っている。例えば、このようなレベル
として５４３．５があり、入力ビットパターンが１０１
０１０１であるときにローカルループにわたって通信さ
れることを所望する。しかし、このレベル５４３．５を
ローカルループへ供給するために、「３ｄＢディジタル
減衰の前の信号ポイントの振幅」として示した列に示す
ように量子化レベル７６７．５を表す８ビットワード
（この場合、１０１００１１１）を送信することが必要
となる。なぜなら、この８ビットワードはディジタル減
衰プロセスにより量子化レベル５４３．５を表す８ビッ
トワード（１０１０１１１０）へと変換されることにな
るからである。

【００６６】−１２ｄＢｍのパワー制約を引き続き満足
させながら、この環境において同じ全体のエラーレート
性能を有するためには、幾分データ速度を低くする必要
がある。なぜなら、特定の有用な量子化レベルは減少し
た集合には含まれず、代替として利用可能な他の量子化
レベルの利用はパワー制約を超えてしまう。従って、パ
ワー制約を引き続き満足させる量子化レベルの集合は、
より小さいＰＣＭ導出コンステレーションとなり、より
低いデータ速度となる。付録IVのコンステレーションは
実際に−１２ｄＢｍの制約を満足し、付録IIのコンステ
レーションに匹敵する性能を示した。しかし、これは５
２ｋｂｐｓの減少したデータ速度をサポートし、これは
シグナリング間隔当たり６．５ビットのバンド幅効率に
対応する。この方式を用いるため、図６の構成に以下の
修正をすることができる。即ち、（ａ）３５１特許出願
の図７に示した実数ビット符号化器を用い、（ｂ）リー
ド２２１上に７ビットワードを用い、（ｃ）Ｒ＝４０、
Ｍ＝８０、Ｌ＝５６とするような修正をすることができ
る。

【００６７】特定の環境においては、ビット奪い取り及
びディジタル減衰の両方を用いてもよい。このような場
合、ビット奪い取りされない間隔の間には付録IVのコン
ステレーションを用い、ビット奪い取りされる間隔の間
には付録Ｖのコンステレーションを用いる。付録Ｖのコ
ンステレーションは、ビット奪い取りとディジタル減衰
両方を取り入れるために上述した方法論に従う。上述し
たように、特定の入力ビットパターンを表す信号ポイン
トの対は受信器において単一の信号ポイントのみへと減
少することになる。例えば、入力ビットパターン１０１
０００の場合には単一の信号ポイント５１１．５により
表される。付録Ｖのコンステレーションが用いられる場
合、実数ビット符号化器は３５１特許出願の図７に示し
たものと同じであるが、ビットＩ３は除去してあり、図
６では、Ｒ＝２２、Ｍ＝４４、Ｌ＝２６である。

【００６８】図９は、図１の受信モデム６０の実施例の
ブロック図である。ローカルループ５８上の音声バンド
アナログ信号は、前置シグナルプロセッシングユニット
６１に供給され、ここでは、自動利得制御、タイミング
回復、Ａ／Ｄ変換、等化のような従来技術の処理を行
う。Ａ／Ｄ変換、等化による動作は、米国特許５３９４
４３７（１９９５年２月２８日発行、発明者：Ayanoglu
et at.）、米国特許５５７８６２５（１９９６年１月
１８日発行、発明者：Ayanoglu et at.）に記載されて
いる。リード６２上の前置シグナルプロセッシングユニ
ット６１の出力はチャネルが劣化した信号ポイントのシ
ーケンスであり、これらそれぞれの振幅は、８よりも大
きい適切な数のビット数で表される。これらの信号ポイ
ントはサブコンステレーション判断ユニット６３へと供
給され、ここでは各受信信号ポイントに対して、どこの
サブコンステレーションからその信号ポイントが生成し
たのかを判断する。内側及び外側サブコンステレーショ
ンの間の境界がビット奪い取りされたシグナリング間隔
とされていないものとで異なるかもしれないので、サブ
コンステレーションの判断は信号ポイント振幅及びリー
ド５９に供給されるビット奪い取り指示信号によりされ
る。（上述のようにどのシグナリング間隔がビット奪い
取りされたシグナリング間隔かを「学習」してある受信
器の内部の回路（図示せず）により供給される。）この
実施例におけるサブコンステレーションの間の最小距離
がＰＣＭ導出コンステレーションのサブコンステレーシ
ョンのそれぞれの有効最小距離以上であるので、このサ
ブコンステレーションの判断は、特定のサブコンステレ
ーションのどの信号ポイントがある時点において送信さ
れたかを究極的に判断する判断と同等以上に信頼性があ
る。

【００６９】サブコンステレーションを識別するサブコ
ンステレーション判断ユニット６３の出力における制御
リード６４上の制御信号は、受信したチャネル劣化信号
ポイントを復号器６６、６７の適切な１つへと向けるた
めにスイッチ６５を制御する。復号器６６は、いわゆる
最大類似復号器(maximum-likelihood decoder)からな
る。これはこの例ではビタビ復号器であり、送信モデム
において符号化変調器へと向けられた６、７又は８デー
タビットＩ１、Ｉ２、（Ｉ３）、Ｉ４〜Ｉ７（Ｉ８）を
回復しその出力において供給する。このように生成され
た連続する６、７又は８ビットワードはバッファ７７へ
と入れられる。

【００７０】内側及び外側サブコンステレーションはビ
ット奪い取りされた信号間隔とされていないものにおい
て異なるので、リード５９上のビット奪い取り指示信号
はサブコンステレーション判断ユニット６３だけではな
く、復号器６６、６７へも供給され、復号プロセスにお
いて適切な内側及び外側サブコンステレーションが用い
られるようにする。

【００７１】もちろん、３以上のサブコンステレーショ
ンを用いることができ、受信モデムは２つだけではなく
対応する数にすることができる。

【００７２】バッファ７６、７７でバッファリングされ
たワードは、後に述べる方法によりスイッチ６８により
ステアリングされることにより出力流へと組み立てら
れ、実数ビット復号器７３へと供給され、パラレル・ツ
ー・シリアルビット変換器７４、デスクランブラー７５
を通ってリード６９へと進む。送信モデムにおいて実数
ビット符号化器を用いない実施例では、実数ビット復号
器７３は用いない。また、ビット奪い取りされた信号間
隔が送信するビット数とされていないものは異なるの
で、ビット奪い取り指示信号をパラレル・ツー・シリア
ルビット変換器７４へ供給する。

【００７３】スイッチ６８が制御される方法のために以
下の考察をする。ビタビ復号プロセスにおいて、連続す
る信号ポイントの特定の数が受信されたときに特定の受
信信号ポイントのみの値が判断される。その信号ポイン
トの数は、復号深さ(decoding depth)と呼ばれる。実施
例で用いるトレリス符号に対しては、４３信号ポイント
の復号深さを用いる。従って非常に小さい場合、リード
６２上の受信信号ポイントの登場からスイッチ６８への
対応する受信データビットの応用までの間に少なくとも
４３の信号ポイントの遅延を設けなければならない。実
際にこのような遅延を設けるため、遅延Ｄを有する遅延
素子７１がサブコンステレーション判断ユニット６３と
スイッチ６８の間に設けられ、スイッチ６８の開と閉の
位置の操作がスイッチ６５の操作へと正確にミラーリン
グされる。しかし、受信信号ポイントの全てが内側サブ
コンステレーションから生成されるわけではない。従っ
て、スイッチ６８が閉位置にある確率が非常に高いよう
に遅延Ｄは十分に大きい値にされねばならず、復号器６
６からの出力がバッファ７６にあるようにする。この確
率は例に示したコンステレーションとは幾分異なるが、
値Ｄ＝１２７を用いることができ満足する結果を得られ
る。本発明の原理を用いる符号化変調方式の設計は内側
サブコンステレーションにおいて他の場合よりも信号ポ
イントの数が大きな数になるので、他の要素は同じだと
すると、本発明は他の場合よりもＤの値を少なくするこ
とができる。例えば、３５１特許出願の図３の実施例で
は、Ｄ値は１９１にしている。３５１特許出願において
は、Ｄ値に関する設計上の考察やバッファ７６からのデ
ータの利用を確実にするアプローチが記載されている。

【００７４】周知のように、遠端交換局５０内のＰＣＭ
ボコーダー５５に通常存在する帯域制限フィルタ（図示
せず）は、ローカルループ５８上の信号において符号間
干渉（ＩＳＩ）を幾らか導入してしまう。このことは、
リード２５上の６４ｋｂｐｓのＰＣＭディジタル信号へ
といわゆる詰め込み（スタッフィング）ビットを導入し
て、その信号により搬送することができる利用可能な
「ペイロード（積荷）」を切り捨てることにより解決で
きる。このことは、サーバー１０が供給するデータをサ
ポートできるデータ速度を落としてしまう。例えば、も
しスタッフィングビット速度が８ｋｂｐｓならば、利用
可能なペイロードは５６ｋｂｐｓである。個々で用いる
ＰＣＭ導出コンステレーションの各信号ポイントは８ビ
ットで表すことができるので、３１への入力は毎秒７ｋ
信号ポイントの速度に制限される。各信号ポイントは例
えば図４の実施例においては７ユーザデータビットを表
すので、線１５上でサポート可能なデータ速度は５６ｋ
ｂｐｓではなく４９ｋｂｐｓとなる。もちろんもし他の
アプローチをこのＩＳＩを相殺するために用いれば、完
全な６４ｋｂｐｓをペイロードに用いることができる。
図６の実施例についても同様な考察をすることができ
る。

【００７５】上の議論は、コンピュータサーバーからエ
ンドユーザ端末への「ダウンストリーム（下り方向）」
通信の関してされていた。このダウンストリーム方向で
達成した高データ速度でＰＣＭ導出コンステレーション
を逆の「アップストリーム」方向の通信で達成するのは
より困難である。なぜなら、ローカルループ５８は、損
失や他の特性が分からないアナログ線であるからであ
る。この問題についての更なる議論は、３５１特許出願
に記載されている。

【００７６】以下は単に本発明の原理を例示したもので
ある。従って、示したブロック図は本発明の原理を用い
た回路を例示した概念図である。図において示した多く
の素子の機能は、好ましい実施例においては、個別のハ
ードウェア素子よりは、１又は複数のプログラム済みプ
ロセッサ、ディジタルシグナルプロセッシング（ＤＳ
Ｐ）チップ等により実装される。特許請求の範囲におい
て特定の機能を実行する手段として表現した素子のいず
れもその機能の実行方法を制限するように意図していな
い。例えば、（ａ）その機能を実行する回路素子の組み
合わせ、又は（ｂ）機能を実行させるために実行される
適切な回路と組み合わせられたいかなる形態のソフトウ
ェア（従って、ファームウェア、マイクロコード等を含
む）、をも包含する。

【００７７】開示した実施例において、ビット奪い取り
されたシグナリング間隔とビット奪い取りされていない
ものに対して用いる実数ビット符号化器を同じものを用
いているが、所望ならば、多くの制約を満足させて所望
のエラーレート性能を得るために両方の種類のシグナリ
ング間隔に対するデータ速度を最大化するために異なる
実数ビット符号化器を用いてもよい。このような実施例
では、実数ビット復号器７３はリード５９上にビット奪
い取り支持信号を受信し、これに応答して２つの種類の
間隔に対し適切な実数レート復号を適切なバッファリン
グとともに行う。

【００７８】図に示したスイッチは概念的であり、通常
はプログラムロジックの操作によりこの機能は行われ
る。スイッチ６８の操作をビス・ア・ビス(vis-a-vis)
で行う１つの方法としては、（ａ）遅延素子７１を除去
し、かつ、（ｂ）Ｄシグナリング間隔のデータを記憶す
ることができるファーストイン／ファーストアウト（Ｆ
ＩＦＯ：先入れ先出し）バッファとしてバッファ７７を
構成する方法がある。リード６４上の信号が外側サブコ
ンステレーションからの信号ポイントの受領を示すと必
ず、無効なデータ（復号器６７により生成されたことは
ない値を有するデータ）がバッファ７７へと挿入され
る。データがバッファ７７から読み出されると、そのデ
ータが有効な値を持てば実数ビット復号器７３（もし復
号器７３を用いていない場合はパラレル・ツー・シリア
ルビット変換器７４）へ供給される。バッファ７７の出
力にて無効な値に遭遇すると必ず、代わりにバッファ７
６からデータが取られ、実数ビット復号器７３（又はパ
ラレル・ツー・シリアルビット変換器７４）に供給され
ようとしているストリームにおいて無効データを置換す
る。

【００７９】示した実施例の全てにおいて、内側（外
側）サブコンステレーションの実最小距離は、「４」
（「１６」）と、同じである。しかし、応用において予
期されるチャネル状態に依存して、異なる最小距離のサ
ブコンステレーションを伴う符号化方式は、所望のエラ
ーレート性能基準を満足させながら異なるビットレート
をサポートするように用いられる。

【００８０】図１の特定の信号パス（例えば、トランク
２５、３５、４５）は単一の６４ｋｂｐｓ流を搬送する
ものとして示してあるが、電話伝送設備は通常多くの異
なる多重化されたデータ流をサポートする高容量信号パ
スを有するのでこれらであってもよく、例えば、送信モ
デム２０から発信する特定の６４ｋｂｐｓの信号流を変
更してもよい。

【００８１】バースト的雑音を含むいわゆる相関雑音に
対してシステム全体を対応させる必要があれば、既知の
信号ポイントインターリーバーを３１の前に挿入し、対
応する信号ポイントデインターリーバー（逆インターリ
ーバー）を前置シグナルプロセッシングユニット６１の
出力にて挿入することができる。このようなインターリ
ーバー／逆インターリーバーとしては、米国特許第５０
５６１１２号（１９９１年１０月８日発行）で示してあ
るような一般的なものでいい。

【００８２】実施例において用いたトレリス符号化変調
は、特定の６４状態の符号を用いた１次元トレリス符号
化変調である。しかし、異なるトレリス符号や、多次元
符号化変調を用いてもよい。周知のように、いわゆるチ
ャネル符号を個別に送信される１又は２次元（例、ＱＡ
Ｍ）の信号ポイントの連続として表すことにより多次元
変調を用いることができる。後者は、振幅及び位相を有
する複素数量として表すことができる。多次元符号化変
調を用いる場合の問題点としては、特定の受信信号ポイ
ントが内側又は外側のいずれのサブコンステレーション
からのものかを受信器において間違えば、バッファ７６
に読み込まれた連続する信号ポイントのグループは、適
切なチャネル符号グルーピングには現れず、何らかの再
同期なしでは復号を進行させることはできなくなる。こ
のことは好ましい実施例が１次元符号化変調を用いた主
な理由である。

【００８３】送信モデム及び受信モデムは、多くの国で
用いられると想定できる。ある遠隔通信網においてはμ
則符号化を用い、別のものにはＡ則符号化を用いる場合
がある。本発明を最適に用いることにより、チャネルの
受信端にて用いられる符号化の種類に基づいたＰＣＭ導
出コンステレーションを用いる必要性をなくすことがで
きる。このような国際的な通信を想定したならば、送信
モデムはμ則符号化又はＡ則符号化のいずれにも基づい
たＰＣＭ導出コンステレーションを用いる送信データを
符号化することができることが好ましい。例えば、もし
エンドユーザー端末７０が接続を開始したとすると、い
わゆるＡＮＩとして運ばれた発信電話番号に含まれる国
コードから発信国をモデム２０にて識別することができ
る。また、受信モデムが位置する国を識別する別の方法
も想定できる。このように、μ則符号化又はＡ則符号化
のいずれを用いるべきかを判断することができる。

【００８４】以下に付録Ｉ〜Ｖをそれぞれ、表１〜３、
表４〜６、表７〜９、表１０〜１２、表１３〜１５とし
て添付する。

【表１】

【表２】

【表３】

【表４】

【表５】

【表６】

【表７】

【表８】

【表９】

【表１０】

【表１１】

【表１２】

【表１３】

【表１４】

【表１５】

【００８５】

【発明の効果】以上述べたように、本発明により、遠隔
通信網上のデータ伝送において、低エラー、高速伝送を
達成するＰＣＭ導出コンステレーションを用いる確率的
トレリス符号化変調の技術を提供できた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を用いる遠隔通信システムのブロック図
である。

【図２】本発明を用いるＰＣＭ導出信号コンステレーシ
ョンの一部を示す図である。

【図３】本発明を用いるＰＣＭ導出信号コンステレーシ
ョンの一部を示す図であって、完全なコンステレーショ
ンは、付録Ｉに示してある。

【図４】図３／付録Ｉのコンステレーションを用いる図
１の遠隔通信システムの送信モデムの第１の実施例のブ
ロック図である。

【図５】図４のモデムにて用いたトレリス符号化器の実
施例を示すブロック図である。

【図６】付録II〜Ｖのコンステレーションのいずれを用
いてもよい別のアプリケーションのための図１の遠隔通
信システムの送信モデムの別の実施例である。

【図７】付録II、IIIのコンステレーションを用いた場
合の図６の送信モデムにおいて用いる実数ビット符号化
器のブロック図である。

【図８】図１の遠隔通信システムにおいて実装すること
ができるビット奪い取り現象を示す説明図である。

【図９】図１の遠隔通信システムにおいて用いる受信モ
デムの一実施例のブロック図である。

【符号の説明】

１０コンピュータサーバー１２実数ビット符号化器１３９×１２実数ビット符号化器１５線１６、１７３×４実数ビット符号化器１８パラレル・ツー・シリアルワード変換器１９スクランブラー２０ＰＣＭ導出コンステレーションを用いる送信モデ
ム２１シリアル・ツー・パラレルビット変換器２２リード２３比較器２４、２９スイッチ２５、３５、４５トランク２６レート１／２トレリス符号化器２７符号化８８ＰＡＭ内側サブコンステレーションマ
ッパー２８非符号化８４ＰＡＭ外側サブコンステレーション
マッパー３０近端交換局３１パラレル・ツー・シリアルビット変換器３２スイッチ及び符号化器制御信号３３、３４リード３７、３７１符号化変調器３８、３８１非符号化変調器４０電話網５０遠端交換局５４ディジタル減衰器５５ＰＣＭボコーダー５８ローカルループ５９ビット奪い取り指示信号６０受信モデム６１前置シグナルプロセッシングユニット６２リード６３サブコンステレーション判断ユニット６４復号深さ制御信号６５、６８スイッチ６６内側サブコンステレーションの復号器６７外側サブコンステレーションの復号器６９リード７０エンドユーザー端末７１遅延素子７３実数ビット復号器７４パラレル・ツー・シリアルビット変換器７５デスクランブラー７６、７７ＦＩＦＯバッファ７８復号深さ制御信号のリード１３１〜１７７リード２１１シリアル・ツー・パラレルビット変換器２２１リード２３１比較器２４１スイッチ２７１符号化Ｍ−ＰＡＭ内側サブコンステレーション
マッパー２８１非符号化Ｌ−ＰＡＭ外側サブコンステレーショ
ンマッパー

フロントページの続き (73)特許権者 596077259 600 ＭｏｕｎｔａｉｎＡｖｅｎｕｅ, ＭｕｒｒａｙＨｉｌｌ，ＮｅｗＪｅｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (56)参考文献特開平７−143185（ＪＰ，Ａ) 特開平８−46655（ＪＰ，Ａ) 特開平８−195782（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開702476（ＥＰ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 13/00 H04L 1/00 G10L 19/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】（Ａ）入力データに応答して、所定のコ
ンステレーションの信号ポイント流を選択するステップ
と、（Ｂ）選択された信号ポイント流を表す出力信号を生成
するステップとを有し、前記コンステレーションは、重なり合わない少なくとも
第１及び第２のサブコンステレーションを有し、前記所定のコンステレーションの信号ポイントは、特定
のＰＣＭボコーダー量子化レベルを有し、前記第１及び第２のサブコンステレーションはそれぞ
れ、第１及び第２の最小距離を有し、複数の前記ＰＣＭボコーダー量子化レベルは、前記第１
及び第２の最小距離の間にある間隔を有し、前記複数の量子化レベルの半分以上が前記第１のサブコ
ンステレーションの境界内に存在し、（Ｃ）前記選択するステップは、（ａ）前記第１のサブ
コンステレーションから選択された信号ポイントは、前
記第２のサブコンステレーションからの信号ポイントの
選択とは独立に選択され、かつ、（ｂ）前記第１のサブ
コンステレーションから選択された信号ポイントの間の
最小距離にデシベル利得を与え、このデシベル利得は、
前記第２のサブコンステレーションから選択された信号
ポイントの間の最小距離に与えられるいかなるデシベル
利得よりも大きい、ような方法により入力データを符号
化するステップを有することを特徴とする、出力信号を
生成するために用いられる方法。
【請求項２】前記複数の量子化レベルの全てが前記第
１サブコンステレーションの境界の中にあることを特徴
とする請求項１の方法。
【請求項３】前記第１のサブコンステレーションのデ
シベル利得は、（Ｄ）入力データの一部に所定の冗長符号を施すステッ
プと、（Ｅ）前記第１のサブコンステレーションのみから信号
ポイントを選択するために、得られた冗長符号化データ
を用いるステップとを有することを特徴とする請求項１
の方法。
【請求項４】前記入力データはデータワードにより構
成し、前記第１のサブコンステレーションのデシベル利
得は、（Ｆ）前記第１のサブコンステレーションの複数のサブ
セットの特定の１つを識別するために、前記データワー
ドのうちのいくつかのデータワードの一部をトレリス符
号化するステップと、（Ｇ）前記識別されたサブセットから特定の信号ポイン
トを選択するために、前記データワードのうちの残りの
データワードを用いるステップとを有することを特徴と
する請求項１の方法。
【請求項５】信号ポイント流における特定の信号ポイ
ントが採用する特定のサブコンステレーションは、前記
入力データの少なくとも一部に応答して決められること
を特徴とする請求項１の方法。
【請求項６】前記第１のサブコンステレーションの信
号ポイントの間の実最小距離は、前記第２のサブコンス
テレーションの信号ポイントの間の実最小距離よりも小
さいことを特徴とする請求項１の方法。
【請求項７】前記所定のコンステレーションは、前記
第１のサブコンステレーション及び第２のサブコンステ
レーションのみからなり、前記第１のサブコンステレー
ションから選択された信号ポイントの間の最小距離のみ
にデシベル利得を与えるような方法により前記入力デー
タは符号化されることを特徴とする請求項１の方法。
【請求項８】前記所定のコンステレーションの信号ポ
イントは、特定のμ則又はＡ則符号化器の量子化レベル
であることを特徴とする請求項１または２の方法。
【請求項９】複数のデータワードからなるデータワー
ド流を表す送信信号を生成する際に用いられる方法であ
って、（Ａ）前記複数のデータワードのうちの第１のデータワ
ード群の各データワードの所定数のビットをトレリス符
号化し、前記複数のデータワードのうちの他のデータワ
ードの値とは独立に、ＰＣＭ導出コンステレーションの
所定のサブコンステレーションの所定数のサブセットの
うちの１つのサブセットを識別するために、得られたト
レリス符号化されたビットを用いるステップと、（Ｂ）前記第１のデータワード群の前記各データワード
の他のビットの関数として、識別されたサブセットの個
々の信号ポイントを選択するステップと、（Ｃ）前記他のデータワードの関数として、前記ＰＣＭ
導出コンステレーションの残りから信号ポイントを選択
するステップと、（Ｄ）選択された信号ポイントを表す信号を前記送信信
号として生成するステップとを有し、（Ｅ）前記サブコンステレーションの信号ポイントの間
の実最小距離は、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの
残りの信号ポイントの間の実最小距離よりも小さく、（Ｆ）前記ＰＣＭ導出コンステレーションの信号ポイン
トは、特定のＰＣＭボコーダーの量子化レベルであり、（Ｇ）前記サブコンステレーションの信号ポイントの振
幅はすべて、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残り
の信号ポイントのいずれの振幅よりも低く、（Ｈ）複数の前記ＰＣＭボコーダーの量子化レベルは、
前記サブコンステレーションの最小距離と前記ＰＣＭ導
出コンステレーションの残りの最小距離の間の間隔を有
し、前記複数の量子化レベルの半分以上は、前記サブコ
ンステレーションの境界内に収まることを特徴とする送
信信号を生成する際に用いられる方法。
【請求項１０】前記複数の量子化レベルの全ては、前
記第１のサブコンステレーションの境界内に収まること
を特徴とする請求項９の方法。
【請求項１１】前記ステップ（Ａ）は、前記ステップ
（Ｃ）が前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残りの信
号ポイントの間の最小距離において与えるいずれのデシ
ベル利得よりも大きいようなデシベル利得を、前記サブ
コンステレーションの信号ポイントの間の最小距離にお
いて与えることを特徴とする請求項１０の方法。
【請求項１２】前記ステップ（Ｃ）において、前記Ｐ
ＣＭ導出コンステレーションの残りの信号ポイントの間
の最小距離においてデシベル利得が与えられないことを
特徴とする請求項１１の方法。
【請求項１３】所定のコンステレーションのデータポ
イント流を表す信号が送信された受信器において用いる
方法であって、前記コンステレーションは、重なり合わない第１及び第
２のサブコンステレーションを少なくとも含み、前記所定のコンステレーションの信号ポイントは、特定
のＰＣＭボコーダーの量子化レベルを有し、前記第１及び第２のサブコンステレーションはそれぞ
れ、第１及び第２の最小距離を有し、複数の前記ＰＣＭボコーダーの量子化レベルは、前記第
１及び第２の最小距離の間の間隔を有し、前記複数の量子化レベルの半分以上は、前記第１のサブ
コンステレーションの境界内に収まり、前記信号ポイントは、（ａ）前記第１のサブコンステレ
ーションから選択された信号ポイントは、前記第２のサ
ブコンステレーションからの信号ポイントの選択とは独
立に選択され、かつ、（ｂ）前記第１のサブコンステレ
ーションから選択された信号ポイントの間の最小距離に
デシベル利得が与えられ、このデシベル利得は、前記第
２のサブコンステレーションから選択された信号ポイン
トの間の最小距離に与えられるデシベル利得のいずれよ
りも大きい、ような方法により入力データを符号化する
ことにより選択され、（Ｉ）前記信号を受信するステップと、（Ｊ）受信信号から入力データを回復するステップとを
有することを特徴とする方法。
【請求項１４】前記回復するステップ（Ｊ）は、（Ｋ）前記第１のサブコンステレーションから選択され
た信号ポイントを表す受信信号の第１部分及び前記第２
のサブコンステレーションから選択された信号ポイント
を表す受信信号の第２部分を識別するステップと、（Ｌ）前記第１のサブコンステレーションから選択され
た信号ポイントにより表される入力データを回復するた
めに、前記受信信号の第１部分を最尤復号するステップ
と、（Ｍ）前記第２のサブコンステレーションから選択され
た信号ポイントにより表される入力データを回復するた
めに、前記受信信号の第２部分を復号するステップとを
有することを特徴とする請求項１３の方法。
【請求項１５】信号ポイントを表す信号が送信された
受信器において用いる方法であって、該信号ポイント
は、（Ａ）複数のデータワードのうちの第１のデータワード
群の各データワードの所定数のビットをトレリス符号化
し、前記複数のデータワードのうちの他のデータワード
の値とは独立に、ＰＣＭ導出コンステレーションの所定
のサブコンステレーションの所定数のサブセットのうち
の１つのサブセットを識別するために、得られたトレリ
ス符号化されたビットを用いるステップと、（Ｂ）前記第１のデータワード群の前記各データワード
の他のビットの関数として、識別されたサブセットの個
々の信号ポイントを選択するステップと、（Ｃ）前記他のデータワードの関数として、前記ＰＣＭ
導出コンステレーションの残りから信号ポイントを選択
するステップと、（Ｄ）選択された信号ポイントを表す信号を前記送信信
号として生成するステップとによって選択され、（Ｅ）前記サブコンステレーションの信号ポイントの間
の実最小距離は、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの
残りの信号ポイントの間の実最小距離よりも小さく、（Ｆ）前記ＰＣＭ導出コンステレーションの信号ポイン
トは、特定のＰＣＭボコーダーの量子化レベルであり、（Ｇ）前記サブコンステレーションの信号ポイントの振
幅はすべて、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残り
の信号ポイントのいずれの振幅よりも低く、（Ｈ）複数の前記ＰＣＭボコーダーの量子化レベルは、
前記サブコンステレーションの最小距離と前記ＰＣＭ導
出コンステレーションの残りの最小距離の間の間隔を有
し、前記複数の量子化レベルの半分以上は、前記サブコ
ンステレーションの境界内に収まり、（Ｉ）前記信号を受信するステップと、（Ｊ）受信信号から入力ワードを回復するステップとを
有することを特徴とする、信号ポイントを表す信号が送
信された受信器において用いる方法。
【請求項１６】前記回復するステップ（Ｊ）は、（Ｋ）前記第１のサブコンステレーションから選択され
た信号ポイントを表す受信信号の第１部分及び前記第２
のサブコンステレーションから選択された信号ポイント
を表す受信信号の第２部分を識別するステップと、（Ｌ）前記第１のサブコンステレーションから選択され
た信号ポイントにより表される入力データを回復するた
めに、前記受信信号の第１部分を最尤復号するステップ
と、（Ｍ）前記第２のサブコンステレーションから選択され
た信号ポイントにより表される入力データを回復するた
めに、前記受信信号の第２部分を復号するステップとを
有することを特徴とする請求項１５の方法。