KR20010033691A - 최적화 전송 컨스텔레이션을 이용한 ｐｃｍ 업스트림 전송시스템, 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

아날로그 채널(18)을 통해 아날로그 레벨을 전송하여 양자화 장치(26)에서 컨스텔레이션 점 - 상기 컨스텔레이션 점은 디지털 PCM 모뎀(28)에 전송되는 데이터 비트의 그룹에 대응함 - 을 생성하는 아날로그 펄스 코드 변조(PCM) 모뎀(12)내의 전송기는, 전송될 데이터 비트의 각 그룹에 대해 데이터 비트의 그룹에 대응하는 컨스텔레이션 점을 선택하여, 양자화 장치로의 입력에서 선택된 컨스텔레이션 점을 생성할 레벨을 아날로그 채널을 통해 전송하는 전송 장치를 포함하고, 상기 컨스텔레이션 점은 실질적으로 등가이며, 최소화된 에러 확률의, 컨스텔레이션 점 대 컨스텔레이션 점을 갖는 복수의 비균일 이격 컨스텔레이션 점으로 이루어지는 전송 컨스텔레이션으로부터 선택된다.

Description

최적화 전송 컨스텔레이션을 이용한 ＰＣＭ 업스트림 전송 시스템, 장치 및 방법{SYSTEM, DEVICE AND METHOD FOR PCM UPSTREAM TRANSMISSION UTILIZING AN OPTIMIZED TRANSMIT CONSTELLATION}
V.34 모뎀 등의 종래의 모뎀은, 대부분의 네트워크 전체에 걸쳐 신호가 디지트화되어 있지만, 공중 교환 전화망(PSTN)를 순수한 아날로그 채널로서 취급하고 있다. 반대로, 펄스 코드 변조 (PCM) 모뎀은, 대부분의 네트워크는 디지털이라는 점과, 인터넷 서비스 프로바이더 및 온-라인 서비스 등의 통상의 센트럴 사이트 모뎀은 디지털 접속(예를 들어, 미국에서는 T1 및 유럽에서는 E1)을 통해 PSTN에 접속되어 있다는 점을 이용한다. 제1 세대의 PCM 모뎀은 데이터를 PCM 모드로는 다운스트림으로만(즉, 센트럴 사이트 디지털 모뎀에서 아날로그 사용자 모뎀으로) 전송하고, 업스트림(예를 들어, 사용자 모뎀에서 센트럴 사이트 모뎀으로)으로는 아날로그 모드, 예를 들어 V.34 모드로 전송한다. 차세대 PCM 모뎀은 업스트림으로도 데이터를 PCM 모드로 전송할 것이다.
PCM 다운스트림에서는, 센트럴 사이트 PCM 모뎀은 디지털 네트워크를 통해 다른 센트럴 오피스 코덱(codec) 출력 레벨에 대응하는 8비트 디지털 워드(옥테츠; octets)를 전송한다. 최종 사용자의 센트럴 오피스에서, 옥테츠는 아날로그 레벨로 변환되는데, 변환된 아날로그 레벨은 아날로그 루프를 통해 전송된다. 다음에 최종 사용자의 PCM 모뎀은 아날로그 레벨을 이퀄라이즈된 디지털 레벨로 변환시킨다. 이퀄라이즈된 디지털 레벨은 원래 전송된 옥테츠 및 옥테츠가 나타내는 데이터로 맵핑된다. PCM 업스트림에서는, 최종 사용자 PCM 모뎀은 전송되는 데이터에 대응하는 아날로그 루프를 통해 아날로그 레벨을 전송하고, 이 레벨은 양자화되어 최종 사용자의 센트럴 오피스내의 코덱에 의해 옥테츠를 형성한다. 코덱은 옥테츠를 디지털 네트워크를 통해 PCM 센트럴 사이트 모뎀에 전송한다.
그러나, 디지털 패딩(padding)에 의해 초래되는 디지털 트렁크 손실 (미국에서는 통상 0, 3 또는 6dB) 및 네트워크 대역내 시그널링에 의해 초래되는 러브드 비트 시그널링 (Robbed Bit Signalling; 이하, RBS로 언급) 등의 디지털 네트워크의 불량으로 인해, 업스트림 및 다운스트림 방향으로 전송되는 옥테츠가 파괴될 수 있다. 이는 모뎀에서 높은 데이터 에러 비율을 유발할 수 있다.
다운스트림 디지털 손상을 효율적으로 검출하고 완화하는 방법이 공지되어 있다. 이들 모뎀의 예는 본 발명의 양도인에게 양도된 다음의 공동 계류중인 출원에 기재되어 있다: 97년 6월 30일자 출원된 미국 특허 출원 08/885,710, Scull, Christopher J.T.; Burch, Richard A; 통신망의 손상을 검출하고 특성화하는 시스템, 장치 및 방법; 96년 10월 15일자 출원된 미국 특허 출원 08/730,433, Eyuboglu, M. Vedat; Barabell, Arthur J.; Humblet, Pierre A.; 통신망의 왜곡을 검출, 특성화 및 완화하는 시스템, 장치 및 방법; 97년 11월 26일자 출원된 대리인 도켓 번호 UD097017인 미국 특허 출원, 통신망의 손상을 검출하는 시스템, 장치 및 방법; 97년 11월 26일자 출원된 대리인 도켓 번호 CX097023인 미국 출원 통신망의 손상을 검출하기 위해 최적화된 트레이닝 시퀀스의 전송 및 수신을 위한 장치, 시스템 및 방법이 있다. 이들 출원들은 여기에서 참조를 위해 언급되고 있다.
업스트림 전송에서는, 업스트림 디지털 손상 뿐만 아니라, 양자화 및 PCM 다운스트림 에코로 인해 PCM 엔코딩 및 디코딩 처리가 더욱 복잡하게 된다. 특히, 이들은 여러 업스트림 채널 상태에 대해 전송점의 컨스텔레이션(전송 컨스텔레이션) 선택을 복잡하게 한다. 24-40kbps의 데이터 레이트에 대해, 수개의 PCM 업스트림 전송 컨스텔레이션이 제안된다. 텔레커뮤니케이션 인더스트리 협회 (TIA), 기술 위원회 TR-30. 12/96, 커미티 컨트리뷰션 다큐먼트 넘버를 참조하면 된다: TR-30.12/96, PCM 업스트림에 대해 제안된 베이스라인, Nuri Dagdeviren (루슨트 테크놀러지), 1996년 12월 4-5. 이들 컨스텔레이션에서는, 하이브리드 에코 및 아날로그 루프 손실의 영향이 일차적인 포커스가 된다. 따라서, 검출된 에코 및 아날로그 루프 특성에 따라서, 업스트림 전송을 위한 컨스텔레이션이 선택된다. 그러나, 이들 임의의 데이터 레이트에 대해서 이들 컨스텔레이션은 최적의 에러 확률 (전송된 컨스텔레이션 점이 디지털 모뎀에 의해 부적절하게 디코딩될 확률)을 갖지 않는다. 에러 확률을 감소시키기 위해서는 데이터 레이트를 희생시켜야 한다. 더구나, 이들 컨스텔레이션은 디지털 네트워크에서 직면하게 되는 업스트림 디지털 손상을 고려하도록 설계되지가 않았다.
따라서, 전송 컨스텔레이션을 실질적으로 균일한, 최소화된 에러 확률의 포인트 대 포인트을 갖는 비균일하게 이격된 컨스텔레이션 점으로 구성하여, PCM 다운스트림 에코, 양자화 및 디지털 손상이 존재하더라도, 데이터 레이트의 증가를 유지하면서 컨스텔레이션 점의 디지털 PCM 모뎀에 의한 디코딩을 가능하게 하도록, 최적화된 전송 컨스텔레이션을 이용한 아날로그 PCM 모뎀에 의한 PCM 업스트림 전송용 시스템, 장치 및 방법이 필요하게 되었다.
본 발명은 PCM 업스트림 전송에 관한 것으로, 특히 최적화된 전송 컨스텔레이션 (constellation)을 이용한 PCM 업스트림 전송 시스템, 장치 및 방법에 관한 것이다.
도 1은 PCM 업스트림 전송을 도시하는 블럭도.
도 2는 도 1의 블럭도의 등가의 이산 시간 블럭도.
도 3은 소정 PCM 다운스트림 에코로의 심볼 바이 심볼 디코딩을 나타내기 위해 μ-로우(law) 컨스텔레이션의 일부를 나타내는 도면.
도 4는 다른 소정 PCM 다운스트림 에코로의 심볼 바이 심볼 디코딩을 나타내기 위해 μ-로우 컨스텔레이션의 일부를 나타내는 도면.
도 5는 컨스텔레이션 점 yk을 중심에 둔 가우시안 노이즈 분포로 μ-로우 양자화기의 일부를 나타내는 도면.
도 6은 RBS의 존재시 특정의 μ-로우 양자화기 임계치 및 이 임계치가 변경되는 양을 나타내는 도면.
도 7은 본 발명에 따른 전송 컨스텔레이션 선택을 설명하는 플로우도.
양방향성 PCM 통신은 본 발명의 양도인에게 양도되며 여기에서 참조되고 있는, 미국 출원 번호 08/724,491의 하이브리드 디지털/아날로그 통신 장치에 기술되고 있다. 도 1의 블럭도(10)에서는 양방향성 PCM 통신 시스템 등에 PCM 업스트림 전송예가 도시되어 있다. 프리코더(14)를 갖는 아날로그 PCM 모뎀(12), 아날로그 채널(18)에 상호 접속된 디지털-아날로그 변환기(D/A)가 포함되어 있다. 프리코더(14)는 디지털 데이터 u(n)을 수신하고 프리코딩된 디지털 데이터 x(n)을 출력한다. 프리코딩된 디지털 데이터는 필터링된 신호 z(n)를 출력하는 프리필터(25)에 제공된다. 필터링된 신호 z(n)는 아날로그 형태로 변환되어 채널 특성, c(t)를 갖는 신호 z(t)로서 아날로그 채널(18)을 통해 전송된다. 아날로그 채널은 전송된 신호 z(t)를 변형하여 신호 y(t)를 형성한 다음에 y(t)에 부가되는, 다운스트림 PCM 에코, 에코(t)(20)을 만나, 신호 r(t)를 생성하게 된다. 신호 r(t)는 중앙 사무국 (CO; 24)에서 μ-로우 (미국외 몇 나라에서는 A-로우)의 양자화기(22)에 의해 수신되어 μ-로우에 따라 양자화된다. 국제 텔레커뮤니케이션 유니온, 레코맨데이션 G.711, 음성 주파수의 펄스 코드 변조 (PCM), 1972를 참조하면 된다.
양자화된 옥테츠 (디지털 값), q(n)은 후술되는 바와 같이 여러 디지털 손상의 영향을 받을 수 있는 8kHz의 주파수에서 디지털 네트워크(26)를 통해 전송된다. 영향 받을 가능이 있는 옥테츠 v(n)는 옥테츠 v(n)을 이들의 대응하는 컨스텔레이션 점, y(t)으로 디코딩하는 디지털 PCM 모뎀(28)에 의해 수신되고, 이로부터 원래의 디지털 데이터 u(n)이 유도될 수 있다.
데이터가 업스트림으로 전송될 수 있기 전에, 아날로그 PCM 모뎀(12)에서 D/A(16)의 클럭(f1)은 CO(24)의 클럭 (f2)에 동기화되어야 한다. 이것은 다운스트림 PCM 신호 (도시 생략)로부터 클럭 CO(24)를 배우고 여기에서 참조되고 있는 제1 및 제2 디지털 레이트 컨버터 동기 장치 및 방법으로 표제된 미국 특허 번호 5,199,046에서 제안되는 기술을 이용하여 클럭을 동기화하여 성취될 수 있다. 일단 클럭이 동기화되면, 도 1의 PCM 업스트림 블럭도(10)는 도 2의 등가의 개별 시간 블럭도(10')로 나타낼 수 있으며, 이들 도면에서 동일한 성분은 프라임(')을 포함하는 동일한 참조 부호로 나타내었다. 블럭도(10')에서, 우리는 f1=f2라고 가정한다; 그러나, f1는 두 개의 클럭이 동기화되는 한 f2와 동일할 필요는 없다는 데에 주의해야 한다. f1이 f2과 동일하면, CO(24)의 클럭 (f2)는 그 주파수에 고정되기 때문에, n은 8kHz 샘플에 대한 시간 인덱스가 된다.
프리코더(14; 14') 및 프리필터(15; 15')는 본 발명의 양도인에게 양도되며 여기에서 참조되고 있는, CX096144P02, 펄스 코드 변조 전송을 위한 데이터 신호의 프리코딩을 위한 장치 및 방법으로 표제된 공동 계류중인 출원에 기재된 바와 같이 구현될 수 있다. 공동 계류중인 출원 CX096044P02에서 설명된 바와 같이, 디지털 데이터 u(n)은 컨스텔레이션 점 y(n)이 u(n)에 대한 등가 클래스에서 다수의 지점들 중 하나이도록 z(n)을 전송하여 보내질 수 있다. 선택된 등가 클래스 u(n)에서의 지점 y(n)은 x(n)의 승수인 전송 파워를 최소화도록 결정된다.
상기 프리코딩 기술이나 그외 프리코딩 기술을 이용하여, 적당히 설계된 전송 컨스텔레이션 점 y(n) 없이 에코, 양자화 및 디지털 손상의 존재시 v(n)으로부터 u(n)을 정확하게 디코딩하기가 어렵다. 에코, 양자화 및 디지털 손상의 존재시, 데이터 레이트의 증가를 유지하면서 y(n) (및 결과적으로 u(n))을 디코딩하기 위해서 특정한 최소의 에러 확률 및 실질적으로 등가인 에러 확률의 컨스텔레이션 점 대 컨스텔리레이션 지점을 갖는 y(n)에 대해 전송 컨스텔레이션을 설계하는 방법을 이하 설명한다. 본 발명에 따른 컨스텔레이션 설계는 상술된 프리코딩 기구에 제한되는 것은 아니고 여러 프리코딩 기구로 이용될 수 있다.
최적화 컨스텔레이션 설계
먼저, 본 발명에 따른 전송 컨스텔레이션 (지점 y(n))의 설계를 도 2의 디지털 네트워크(26')에 디지털 손상이 없다고, 즉 q(n)=v(n)이라고 가정한다. 다음에, 이 기술은 네트워크(26')에 디지털 손상이 있을 때의 컨스텔레이션에 대해 컨스텔레이션 점이 선택되는 방법을 나타내기 위해 일반화된 것이다. 컨스텔레이션은 소정 최소한의 에러 확률을 성취하도록 설계되며 이 확률은 실질적으로 컨스텔레이션에서의 등가의 지점 대 지점이다.
본 발명에 따른 최적화 컨스텔레이션을 설계하는 기술은 디지털 모뎀(38')에 의해 이용되는 디코딩 기구에 좌우된다. y(n)에의 채널 코딩이 없고 심볼 바이 심볼 디코딩이 있다고 가정할 때의 컨스텔레이션의 설계 방법을 먼저 나타낸다. 다음에, 컨스텔레이션 설계는 y(n)에의 채널 코딩이 있는 경우로 일반화되며 디지털 모뎀(38')은 비터비 디코딩 알고리즘 등의 시퀀스 계열 디코딩 기구를 이용한다. 에를 들어, Lee, A.E., 및 Messetschmitt, D.G.: "디지털 커뮤니케이션", Kluwer Academic Publishers, 1994을 참조하면 된다.
심볼 바이 심볼 디코딩
일 예로서, {yo, y1, …, yM-1}이 y(n)에 대한 M개의 컨스텔레이션 점이라고 가정한다. 디지털 모뎀(38')이 v(n)을 수신하고, 다운스트림 PCM 에코, 도 2의 에코(n)(20')의 평가를 가질 때, 디지털 모뎀(38')은 가장 가능한 yi, 즉 다음을 구하여 전송되는 y(n)을 디코딩할 수 있다.
디지털 손상이 없다고 가정하면, 가장 가능한 yi는 v(n)-에코(n)에 가장 값이 근접하는 yi이며 이것은 다음과 같이 결정될 수 있다.
즉, 가장 가능한 yi는 v(n)-(yi+echo(n))을 최소화하는 yi이다. 디지털 손상에 의하면 가장 가능한 yi는 다음과 같이 결정될 수 있다.
에코 평가, echo(n) 및 vq(n), 실제 양자화 지점들은 똑같은 날에 출원되어 여기에서 참조되고 있는, CX097029, 통신망의 CPM 업스트림 디지털 손상을 검출하는 장치 및 방법으로 표제된 공동 계류중인 출원에 기술된 디지털 모뎀(38')으로 결정된다.
디코딩 처리는 도 3에서 나타낸 심볼-바이-심볼 디코딩 예를 관찰하여 이해될 수 있다. 이 도면에서, 축의 "x" 마크는 μ-로우 양자화 레벨을 나타내며 "l"은 μ-로우 임계 레벨을 나타낸다. 당 기술에서 알려진 바와 같이, 소정 임계치를 갖는 255개의 μ-로우 양자화 레벨이 있다. 물론, 도 3은 가능한 모든 μ-로우 양자화 레벨 중 적은 부분만을 나타낸다. 이 예에서, 특정한 컨스텔레이션은 y4=695 및 y5=730의 지점을 가지며 PCM 다운스트림 에코, echo(n)의 평가는 15.4이다. 디지털 모뎀(38')이 v(n)=751을 수신하면, y5는 μ-로우 양자화 레벨, v(n)=751을 둘러싸는 임계치들 사이에 들어가는 유일한 지점이므로, 잡음의 존재시 전송된 컨스텔레이션 점이 되는 최고 확률을 가지기 때문에 y5가 전송되었다고 결정된다.
동일한 컨스텔레이션 점을 이용하는 다른 예를 도 4에 도시한다. 그러나, 이예에서, PCM 다운스트림 에코, echo(n)의 평가는 370.1이다. 이 경우, 두 컨스텔레이션 점, y4및 y5에 대해서, 전송된 디지털 모뎀(38')은 v(n)=1087을 수신하게 된다. 그 결과, 디지털 모뎀(38')은 컨스텔레이션 점 y4및 y5을 분간하는 데에 어려움을 가지고 있으므로, 이들 컨스텔레이션 점에 높은 에러 확률이 있게 된다.
전송 컨스텔레이션은 단차 크기가 μ-로우 양자화에 대해 단차 크기가 큰 경우 y(n)+echo(n)가 떨어질 때 발생하는 에러의 유형은 몇개의 타겟 최소화된 에러 확률 (예를 들어, Pθ=10-6)을 충분히 취득할 수 있도록 거의 발생하지 않게 설계되어야 한다. 이것은 컨스텔레이션 점 간의 거리를 증가시켜 성취할 수 있다. 그러나, 이것은 데이터 레이트를 감소시키는 컨스텔레이션에 사용될 수 있는 (유한개수의 μ-로우 양자화 레벨이 있기 때문에) 다수의 지점을 감소시키게 된다. 그리고, 컨스텔레이션 점 간의 거리 증가는 도 2의 아날로그 모뎀(12')에서의 전체 전송 파워를 증가시킨다.
본 발명의 컨스텔레이션 설계로는 최고 데이터 레이트 (즉, 최대수의 컨스텔레이션 점, y(n))를 취득하고 또한 특정의 최소화된 전체 타겟 에러 확률 및 실질적으로 등가인 에러 확률의 지점 대 지점을 취득하는 방법이 도시되어 있다. 상기 예에서 나타낸 바와 같이, PCM 다운스트림 에코, echo(n)은 컨스텔레이션 설계의 에러 확률에 대해 상당한 영향을 미친다. 다음의 컨스텔레이션 설계 알고리즘으로부터 명백한 바와 같이, (에코 및 노이즈의 변동와 같이) 여러 에코 및 잡음 특성에 대해 여러 컨스텔레이션이 필요하다.
심볼-바이-심볼 디코딩을 위한 컨스텔레이션 설계 알고리즘
여기에 설명된 컨스텔레이션 설계는 yM컨스텔레이션 점이 포지티브 컨스텔레이션 점 {y0, y1, …yM-1/2} 및 부의 컨스텔레이션 점 {-yM-1/2, … -y1, -y0}으로 분할된다는 점에서 대칭적이다; 그러나, 비대칭적으로도 설계될 수 있다. 이 설계 알고리즘은 반복적인데, 즉 y0, y1, …, yk-1이 이미 이 알고리즘에 따라 결정되었다고 가정하면, yk는 다음의 조건이 만족되도록 설계된다.
이는 10-6의 에러 확률이 컨스텔레이션의 각 지점, yk에 대해 원하는 타겟 에러 확률이라고 가정한다. 이 타겟 에러 확률은 예시적이며 다른 에러 확률이 사용될 수 있다. 단일측의 에러 확률 각각, 즉 수학식 4a의 좌측 (LHS) 에러 확률 및 수학식 4b의 우측 (RHS) 에러 확률은 타겟 심볼 에러 확률의 절반 보다 더 작다. 이것은 이중측 에러 확률이 타겟 에러 확률 보다 더 작은 것을 확실하게 해준다.
수학식 4a는 선택되고 있는 현 지점, yk보다 더 작은 컨스텔레이션의 어느 지점이라도, yk가 전송되고 있을 때 디코드되는 확률이 타겟 에러 확률의 절반 보다 작은 것을 요구한다. 수학식 4b는 이전의 지점 yk-1보다 더 큰 컨스텔레이션의 어느 지점이라도 이전의 지점 yk-1이 전송되고 있을 때 디코드되는 확률이 타겟 에러 확률의 절반 보다 작을 것을 요구한다.
확률이 다음과 같이 연산될 수 있다:
여기에서 e는 PCM 다운스트림 에코, echo(n)이며, e=-∞에서 ∞적분되어야 한다. e의 적분은 e의 작은 간격의 합산으로 근사화될 수 있다.
에코의 확률, 즉 PE(e)에 대해서, 우리는
인 가우시안 분포 를 가정할 수 있다 (컨스텔레이션은 에코에 대해 여러 분포를 가정한 경우 다르게 된다).
여기에서 σθ 2는 공동 계류중인 출원 CX097029에서 설명된 바와 같이 디지털 모뎀(28')에 의해 결정된 에코 변동이다.
도 5에서 컨스텔레이션 점 yk+echo를 중심에 둔 노이즈의 가정된 가우시안 분포 곡선(40)을 도시하고 있다. 영자화기 임계치(46 및 48)를 지나는 분포 곡선(40) 아래의 영역(42 및 44)는 각각 LHS 및 RHS에 에러 확률을 제공한다. 예를 들어, 곡선(40) 아래의 영역(42)은 yk+echo+noise ＜ 임계치(46)인 확률이다. 도 5로부터, (노이즈용 가우시안 분포 곡선(40)과 같은) 노이즈의 분포가 다음과 같다고 가정하여를 연산하는 방법을 결정할 수 있다:
Q_fcn의 정의를 위한, 예를 들어, Shanmugan, K.S 및 Breipohl, A.M., "랜덤 신호: 검출, 평가 및 데이터 분석", John Wiley ＆ Sons, 1988를 참조한다. 변수 "임계치"는 이 임계치 보다 더 큰 (작은) μ-로우 레벨이 임계치(46)과 같이 yk(yk-1)로서 디코딩되는 경우 μ-로우 양자화기 임계치가 된다. 변수 σn 2은 노이즈의 변동이다. 이 노이즈는 부가적 채널 노이즈, 불완전한 프리코딩으로 인한 심볼간 간섭, 불완전한 에코 평가로부터 생길 수 있다. 노이즈의 변수를 다음과 같이 연산할 수 있다.
노이즈, σn 2는 μ-로우 양자화기 바로 앞의 노이즈 성분이다. 노이즈는 세 개의 성분, 즉 ⅰ) 불완전한 프리코딩으로 인한 ISI (예를 들어, p(n)은 정확히 c(n)*g(n))가 아니고/아니거나 c(n)의 평가는 완전하지가 않음), ⅱ) 에코 평가 에러, 및 ⅲ) 랜덤 채널 노이즈로 이루어진다.
σn 2의 연산은 세 개의 성분으로 이루어진다. 변수 σn 2는 다음과 같이 연산될 수 있다:
여기에서, σISI 2는 ISI의 변수이고, σeE 2는 에코 평가 에러이고, σnoise 2는 랜덤 채널 노이즈의 변수이다. ISI의 변수는 다음과 같이 아날로그 모뎀에서 연산될 수 있다:
여기에서 Ex는 x의 승수이다. 우리는 FCC로 부여된 리미트인 -9dBm/│g│2또는 그 외 -10dBm/│g│2를 사용할 수 있다. 이것은 c(n)의 불완전한 평가로 인한 에러 항목을 포함하지 않는다는 것에 유의해야 한다. 우리는 이를 고려하기 위해서 σISI 2를 증가시킬 수 있다.
항목 σeE 2+σnoise 2는 통상 다음과 같이 디지털 모뎀에서 연산된다. 디지털 손상이 검출되었다고 가정한다. 하프 듀플렉스 (half duplex) 모드에서, 수신된 신호 v(n)로부터 r(n)의 후보를 먼저 구한다. 예를 들어, RBS1=No RBS, 디지털 손실=0dB, RBS2=1이면, 하나의 v(n)에 대해 두 개의 가능한 r(n)를 갖는다. 각 v(n)에 대해, d(n)=r(n)-인 d(n)를 연산하고, 여기에서 r(n)은 d(n)에 대해 적은 절대값을 주도록 선택되며는 평가된 에코이다. d(n)은 에코 평가 에러 및 랜덤 채널 노이즈를 포함할 뿐만 아니라 양자화 노이즈를 포함한다. 따라서, 우리는 이를 다음과 같이 생각해야 한다.
여기에서 σq 2는 양자화 노이즈 변수이다. 이것은 각 r(n)의 양자화 노이즈 변수의 평균으로 연산될 수 있다.
여기에서 단차 크기 (r(n))는 r(n)이 존재하는 경우의 μ-로우 양자화 단차 크기이다. 예를 들어, 선형값으로 r(n)=99이면 단차 크기 (r(n))=8이 된다.
│r(n)│≤MAX일 때에만, 예를 들어 단차 크기가 (r(n))≤4가 되게 하는 MAX=93일 때, 상기 σeE 2+σnoise 2연산 알고리즘을 실행할 수 있다.
수학식 5, 6, 및 7로부터, 확률는 다음과 같다.
여기에서 수학식 12는 다음과 같이 근사화된다.
수학식 12의 적분은 수학식 13에서 설명되어진 바와 같이 작은 간격의 e의 합산으로 근사화될 수 있다. M은가 거의 제로와 같도록 충분히 크게 선택된다. 예를 들어, Kreystig, E., "개선된 엔지니어링 수학", John Wiley $ Sons, 1983을 참조하면 된다.
RHS 에러 확률은 현 지점 yk를 결정하는 것과 동일한 방법으로 연산될 수 있다. 이 반복적 공정은 yk가 μ-로우가 지원할 수 있는 8031인 최대 지점에 달할 때 까지 계속된다. 이것이 반복적 알고리즘이기 때문에, 최초 컨스텔레이션 점 -y0, y0이 먼저 결정되어야 한다. 이것은 다음의 조건을 만족하는 y0을 구하여 행할 수 있다.
다시, 10-6의 에러 확률이 컨스텔레이션의 각 지점 yk에 대해 원하는 타겟 에러 확률이라고 가정한다. 단일측 에러 확률 각각, 즉 도 14a의 좌측 (LHS) 에러 확률 및 도 14b의 우측 (RHS) 에러 확률은 타겟 심볼 에러 확률의 절반 보다 더 작다. 이것은 이중측 에러 확률이 타겟 에러 확률 보다 작은 것을 확실하게 해준다. 도 14a는 y0이 전송된다고 할 때 -y0이 디코딩되는 확률이 타겟 에러 확률의 절반 보다 더 작을 것을 요구한다. 수학식 14b는 -y0이 전송되는 경우 y0이 디코딩되는 확률이 타겟 에러 확률의 절반 보다 더 작을 것을 요구한다.
에코, echo(n)가 변동 σθ 2및 노이즈 변동 σn 2를 갖는 경우 컨스텔레이션을 지점 {-yM-1/2, …, -y2, -y1, -y0, y0, y1, y2, …yM-1/2}로 설계기 위한 본 발명에 따른 컨스텔레이션 설계 알고리즘을 다음과 같이 요약할 수 있다.
1) 다음을 만족하는 y0을 구한다:
Pr(-y0decoded │yosent) ＜ 10-6/2 및 Pr(y0decoded │-y0sent) ＜ 10-6/2;
2) 초기에 k=1로 한다
3) 다음을 만족하는 yk를 구한다:
Pr(..,y0, y1, yk-1, decoded │yksent) ＜ 10-6/2 및 Pr(ykyk-1,.. decoded │yk-1sent) ＜ 10-6/2;
4) yk＜ MAX_CONSTELL_LEVEL (예를 들어, 8031)이면, K=K+1 및 3)으로 가고, 그 외에는 중지한다.
표 1에는 디지털 손상이 없고 σn=7 및 σθ=150을 가정할 때의 컨스텔레이션의 예를 나타내고 있다. y(n)의 값은 정수인 것이 바람직하지만, 반드시 그런 것은 아니다.
채널 코드화된 y(n) 및 시퀀스 디코딩의 컨스텔레이션 설계 알고리즘
채널 코딩 및 시퀀스 디코딩을 위해, 동일한 컨스텔레이션 설계 알고리즘을 이용할 수 있다. 유일한 차이는 수학식 4a 및 4b에서 나타낸 LHS 및 RHS 에러 확률을 연산하는 방법에 있다. 이들 연산은 사용되고 있는 특정 코드에 따라 좌우되며 당업자라면 코딩이 사용될 때 적당한 연산을 행할 수 있게 된다.
그러나, 코딩의 존재시 에러 확률의 연산이 너무 어렵거나, 원하지 않는다면, 실제 에러 확률 대신에 에러 확률 바운드를 사용할 수 있다. 양호한 에러 확률 바운드는 다음의 참조 문헌에서 찾을 수 있다: Viterbi, A.J.; Omura, J.K.; 디지털 커뮤니케이션 및 코딩 원리, McGraw-Hill, 1979; 및 Herzberg, H.; Saltzberg, B.R.; 예측 가능한 간섭의 존재시 양자화를 갖는 채널의 코딩, IEEE Transactions on Communcation, vol.45, pp.45-51, 1997년 1월.
시퀀스 계 디코딩에 의해 y(n)은 다음과 같이 디코딩될 수 있다: y(n-D), y(n-D-1), … y(n-D-Ny)은 다음 식을 최소화하도록 선택된다.
이 확률의 정확한 연산은 매우 복잡하므로, 실재로 비터비 알고리즘과 같은 덜 복잡한 알고리즘을 이용한다.
Herzberg, H 및 Saltzberg.B.R.,의 "예측 가능한 간섭의 존재시 양자화를 갖는 채널의 코딩", IEEE Transaction on Communication, Vol.45, No.1 1997년 1월에서는, μ-로우 레벨의 컨스텔레이션을 가정할 때의 업스트림 모드의 코딩을 설명한다. 본 발명에 따른 컨스텔레이션은 반드시 μ-로우 레벨을 이용할 필요가 없지만; 코딩 이론을 이들 컨스텔레이션에 쉽게 적용할 수 있다.
디지털 네트워크에 디지털 손상이 있을 때의 컨스텔레이션 설계
본 발명에 따른 컨스텔레이션 설계에 대한 상기 설명은 디지털 네트워크의 디지털 손상을 고려하지 않았다. 업스트림 디지털 손상의 검출 (예를 들어, RBS 및 디지털 손실)은 공동 계류중인 출원 CX097029에 기재되어 있다. 디지털 모뎀(28')에 의해 검출된 업스트림 디지털 손상이 아날로그 모뎀(12')에 통신된다. 다음에, 검출된 디지털 손상 및 μ-로우 양자화기(22')를 이용하여 새로운 양자화기, 즉 새로운 임계 레벨이 모델화될 수 있다. 예를 들어, 디지털 네트워크(26')에 홀수의 러브드 비트 시그널링 (RBS), 즉 영향받은 옥테츠의 최소 유효 비트를 "1"로 하는 유형이 있는 경우, 원래의 μ-로우 양자화기 - 도 6의 부분 표시(50) 참조 - 는 RBS를 고려하도록 변형되어 새로운 등가의 양자화기 - 도 6의 부분 표시(60) 참조 - 를 형성한다. 상술된 바와 같이, 동일한 컨스텔레이션 설계 알고리즘이 새로운 등가의 양자화기 임계값을 제외하고 사용된다.
등가의 양자화기는 디지털 모뎀(28')에 의해 검출된 업스트림 채널에서 어느 RBS 및 디지털 손실의 결합에 대해서도 동일한 방식으로 모델화될 수 있다.
디지털 모뎀(28')의 심볼-바이-심볼 디코더는 다음과 같이 디지털 손상의 존재시 작용하게 된다. 일단 v(n)을 수신하면, 등가의 양자화기를 갖기 때문에 가능한 r(n)의 범위를 결정할 수 있다. r(n)의 범위로부터, 디코더는 어느 컨스텔레이션 점, yi이 상기 수학식 1-3에서 상술된 바와 같이 가장 가능하게 전송된 지점인지를 결정할 수 있고, 이 컨스텔레이션 점으로부터 전송된 데이터 u(n)가 회수될 수 있다. 디지털 손상의 존재시 시퀀스 계 디코딩이 유사하게 성취될 수 있으며 이는 당업자에게는 명백한 것이다.
표 2에는 RBS가 디지털 네트워크(26')에 존재할 때 사용되는 컨스텔레이션의 예를 도시하고 있다. 이 컨스텔레이션은 등가의 양자화기 임계치가 두 RBS 조건에 대해 동일하기 때문에 LSB=0 및 LSB=1일 때 동일하다. 컨스텔레이션 설계는 또한 σn=7.0, 및 σθ=150.0라고 가정한다. 유일한 포지티브 컨스텔레이션 점을 나타낸다.
컨스텔레이션 선택
데이터 모드, 즉 아날로그 모뎀(12')이 데이터를 디지털 모뎀(28')에 전송할 때, 여러 디지털 손상, 노이즈 변동 σn 2, 및 에코 변동 σθ 2에 대한 상술된 알고리즘에 따라 소정 다수의 컨스텔레이션 중 하나의 전송 컨스텔레이션이 각 RBS 타임 슬롯에 대해 데이터 전송을 위해 선택된다. 전송 컨스텔레이션은 아날로그 모뎀 또는 디지털 모뎀에 의해 행해질 수 있다.
바람직한 실시예에서, 디지털 모뎀(28')은 업스트림 채널과 에코 변동에 영향을 미치는 디지털 손상의 유형을 결정하여 아날로그 모뎀(12')에 전송한다. 다음에, 노이즈 변동 σn 2의 연산은 복잡하기 때문에 이는 일부는 디지털 모뎀(28')(σeE 2+σnoise 2)에서 행하고, 일부는 아날로그 모뎀(12')(σISI 2)에서 행한다. 노이즈 변동 σn 2는 디지털 모뎀에서 완전하게 연산되는 것이 가능하다. 디지털 손상, 에코 변동 및 노이즈 변동로부터 각 타임 슬롯에 대해 전송 컨스텔레이션이 선택된다.
도 7의 플로우도(100)에서 나타낸 바와 같이, 디지털 손상, 에코 변동 σn 2, 및 σeE 2+σnoise 2가 단계 102에서 취득된다. 단계 104에서, σeE 2+σnoise 2를 이용하여 노이즈 변동 σn 2가 연산된다. 단계 106에서, 디지털 손상 및 σθ 2및 σn 2은 σθ 2및 σn 2에 대해 저장된 세트의 디지털 손상 및 양자화 값에 비교된다. 각 저장된 세트에 대해서는, 미리 연산된 컨스텔레이션이 저장되어 있으며 이 비교에 기초하여 각 RBS 타임 슬롯에 대해 저장된 컨스텔레이션이 선택된다. 선택된 컨스텔레이션은 저장된 디지털 손상을 갖는 것이며 연산된 σθ 2및 σn 2보다 더 큰 값을 갖는 σθ 2및 σn 2이 저장된다.
본 발명은 컴퓨터 디스크 또는 메모리 칩 등의 컴퓨터 사용 가능 매체 상에 저장될 수 있는 소프트웨어 및/또는 펌웨어로 구현될 수 있음에 유의해야 한다. 본 발명은 또한 예를 들어 인터넷을 통해 전기적으로 전송되는 소프트웨어/펌웨어로 구현될 때 등과 같이 캐리어 웨이브로 구현되는 컴퓨터 데이터 신호의 형태를 가질 수 있다.
본 발명은 주요 특성이나 정신에서 벗어나지 않고 다른 특정 형태로 구현될 수 있다. 상술된 실시예는 오직 예시적인 적이지 제한적인 것이 아닌 것으로 생각되어야 한다. 따라서 본 발명의 정신은 다음의 설명에 의해서가 아니라 첨부한 청구범위에 의해서 제시된다. 청구범위의 등가물 내에 들어가는 모든 변형은 이들의 영역 내에 포함되는 것이다.

Claims (17)

  1. 아날로그 채널을 통해 아날로그 레벨을 전송하여 양자화 장치에서 컨스텔레이션 점들(constellation points) - 상기 컨스텔레이션 점들은 디지털 PCM 모뎀에 전송되는 데이터 비트의 그룹들에 대응함 - 을 생성하는 아날로그 펄스 코드 변조 (PCM) 모뎀의 전송기에 있어서,
    전송되는 각 데이터 비트의 그룹에 대해서 상기 데이터 비트의 그룹에 대응하는 컨스텔레이션 점을 선택하고 상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 되는 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하는 전송기 장치를 포함하고,
    상기 컨스텔레이션 점들은 실질적으로 등가이며, 최소화된 에러 확률의, 컨스텔레이션 점 대 컨스텔레이션 점(substantially equivalent, minimized error probability, constellation point to constellation point)을 갖는 복수의 비균일 이격 컨스텔레이션 점들(non-uniformly spaced constellation points)로 이루어지는 전송 컨스텔레이션으로부터 선택되는 전송기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전송기 장치는,
    전송되는 상기 데이터 비트의 그룹들을 수신하고, 상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 하는 디지털 레벨을 각 그룹에 대해 선택하는 프리코더;
    상기 디지털 레벨을 필터링하는 프리필터; 및
    상기 프리필터 및 상기 아날로그 채널에 상호 접속되어, 상기 프리필터로부터 수신되는 상기 필터링된 디지털 레벨을 상기 아날로그 레벨로 변환하여 상기 아날로그 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하는 디지털-아날로그 변환기
    를 포함하는 전송기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 전송 컨스텔레이션은 업스트림 디지털 손상, 에코 변동 및 노이즈 변동에 기초하여 복수의 소정 전송 컨스텔레이션들로부터 선택되는 전송기.
  4. 제3항에 있어서, 복수의 러브드 비트 시그널링 타임 슬롯 (robbed bit signalling time slot) 각각에 대해 전송 컨스텔레이션이 선택되는 전송기.
  5. 아날로그 채널을 통해 아날로그 레벨을 전송하여 양자화 장치에서 컨스텔레이션 점들 - 상기 컨스텔레이션 점들은 디지털 PCM 모뎀에 전송되는 데이터 비트의 그룹들에 대응함 - 을 생성하는 아날로그 펄스 코드 변조 (PCM) 모뎀에서, 데이터 비트를 전송하는 방법에 있어서,
    전송되는 각 데이터 비트의 그룹에 대해 상기 데이터 비트의 그룹에 대응하는 컨스텔레이션 점을 선택하는 단계; 및
    상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 되는 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하는 단계
    를 포함하고,
    상기 컨스텔레이션 점들은 실질적으로 등가이며, 최소화된 에러 확률의, 컨스텔레이션 점 대 컨스텔레이션 점을 갖는 복수의 비균일 이격 컨스텔레이션 점들로 이루어지는 전송 컨스텔레이션으로부터 선택되는 전송 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 선택 단계는, 각 데이터 비트의 그룹에 대해 상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 하는 디지털 레벨을 선택하는 단계를 더 포함하고,
    상기 전송 단계는, 상기 디지털 레벨을 필터링하는 단계; 상기 필터링된 디지털 레벨을 아날로그 레벨로 변환하는 단계; 및 상기 아날로그 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하는 단계를 더 포함하는 전송 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 전송 컨스텔레이션은 업스트림 디지털 손상, 에코 변동 및 노이즈 변동에 기초하여 복수의 소정 전송 컨스텔레이션들로부터 선택되는 전송기.
  8. 제6항에 있어서, 복수의 러브드 비트 시그널링 타임 슬롯 각각에 대해 전송 컨스텔레이션이 선택되는 전송기.
  9. 아날로그 채널을 통해 아날로그 레벨을 전송하여 양자화 장치에서 컨스텔레이션 점들 - 상기 컨스텔레이션 점들은 디지털 PCM 모뎀에 전송되는 데이터 비트의 그룹들에 대응함 - 을 생성하는 아날로그 펄스 코드 변조 (PCM) 모뎀에 사용되는 데이터 비트를 전송하기 위해 내장된 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단을 갖는 컴퓨터 이용 가능 매체에 있어서,
    전송되는 각 데이터 비트의 그룹에 대해 상기 데이터 비트의 그룹에 대응하는 컨스텔레이션 점을 선택하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단; 및
    상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 되는 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단
    을 포함하고,
    상기 컨스텔레이션 점들은 실질적으로 등가이며, 최소화된 에러 확률의, 컨스텔레이션 점 대 컨스텔레이션 점을 갖는 복수의 비균일 이격 컨스텔레이션 점들로 이루어지는 전송 컨스텔레이션으로부터 선택되는 컴퓨터 이용 가능 매체.
  10. 제9항에 있어서, 상기 선택을 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단은:
    각 데이터 비트의 그룹에 대해 상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 하는 디지털 레벨을 선택하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드를 포함하고,
    상기 전송을 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단은,
    상기 디지털 레벨을 필터링하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단;
    상기 필터링된 디지털 레벨을 아날로그 레벨로 변환하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단; 및
    상기 아날로그 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단
    을 포함하는 컴퓨터 이용 가능 매체.
  11. 제9항에 있어서, 상기 전송 컨스텔레이션은 업스트림 디지털 손상, 에코 변동 및 노이즈 변동에 기초하여 복수의 소정 전송 컨스텔레이션으로부터 선택되는 컴퓨터 이용 가능 매체.
  12. 제11항에 있어서, 복수의 러브드 비트 시그널링 타임 슬롯 각각에 대해 전송 컨스텔레이션이 선택되는 컴퓨터 이용 가능 매체.
  13. 아날로그 채널을 통해 아날로그 레벨을 전송하여 양자화 장치에서 컨스텔레이션 점들 - 상기 컨스텔레이션 점들은 디지털 PCM 모뎀에 전송되는 데이터 비트의 그룹들에 대응함 - 을 생성하는 아날로그 펄스 코드 변조 (PCM) 모뎀에 사용되는 데이터 비트를 전송하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단이 컴퓨터 데이터 신호로 구현되는, 캐리어파에 포함된 컴퓨터 데이터 신호에 있어서,
    전송되는 각 데이터 비트의 그룹에 대해 상기 데이터 비트의 그룹에 대응하는 컨스텔레이션 점을 선택하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단; 및
    상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 되는 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단
    을 포함하고,
    상기 컨스텔레이션 점들은 실질적으로 등가이며, 최소화된 에러 확률의, 컨스텔레이션 점 대 컨스텔레이션 점을 갖는 복수의 비균일 이격 컨스텔레이션 점들로 이루어지는 전송 컨스텔레이션으로부터 선택되는 컴퓨터 데이터 신호.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 선택을 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단은, 각 데이터 비트의 그룹에 대해 상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점을 생성하게 하는 디지털 레벨을 선택하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드를 포함하고,
    상기 전송을 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단은,
    상기 디지털 레벨을 필터링하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단;
    상기 필터링된 디지털 레벨을 아날로그 레벨로 변환하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단; 및
    상기 아날로그 레벨을 상기 아날로그 채널을 통해 전송하기 위한 컴퓨터 판독 가능 프로그램 코드 수단
    을 포함하는 컴퓨터 데이터 신호.
  15. 제13항에 있어서, 상기 전송 컨스텔레이션은 업스트림 디지털 손상, 에코 변동 및 노이즈 변동에 기초하여 복수의 소정 전송 컨스텔레이션으로부터 선택되는 컴퓨터 데이터 신호.
  16. 제15항에 있어서, 복수의 러브드 비트 시그널링 타임 슬롯 각각에 대해 전송 컨스텔레이션이 선택되는 컴퓨터 데이터 신호.
  17. 데이터를 아날로그 펄스 코드 변조 (PCM) 모뎀으로부터 디지털 PCM 모뎀으로 전송하기 위한 시스템에 있어서,
    상기 아날로그 PCM 모뎀은 아날로그 채널을 통해 아날로그 레벨을 전송하여 디지털 PCM 모뎀에 전송되는 데이터 비트의 그룹에 대응하는 컨스텔레이션 점을 생성하고, 상기 컨스텔레이션 점은 PCM 다운스트림 에코에 영향을 받고 양자화 장치에 의해 수신되며, 상기 양자화 장치는 컨스텔레이션 점을 디지털 값으로 변환하여 이 디지털 값을 손상을 갖는 디지털 네트워크를 통해 디지털 PCM 모뎀으로 전송하고, 상기 디지털 PCM 모뎀은 상기 손상된 디지털 값을 수신하고 이 손상된 디지털 값을 이들의 대응 컨스텔레이션 점으로 디코딩하고,
    상기 시스템,
    전송되는 각 그룹의 데이터 비트에 대해 상기 데이터 비트에 대응하는 컨스텔레이션 점을 선택하여 상기 아날로그 채널을 통해 상기 양자화 장치로의 입력에서 상기 선택된 컨스텔레이션 점 및 PCM 다운스트림 에코를 생성하게 되는 레벨을 전송하는 아날로그 PCM 모뎀 - 상기 컨스텔레이션 점들은 실질적으로 등가이며, 최소화된 에러 확률의, 컨스텔레이션 점 대 컨스텔레이션 점을 갖는 복수의 비균일 이격 컨스텔레이션 점으로 이루어지는 전송 컨스텔레이션으로부터 선택됨 - ; 및
    상기 손상된 디지털 값을 수신하여 이들의 대응 컨스텔레이션 점으로 디코딩하는 디지털 PCM 모뎀
    을 포함하는 시스템.
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6516025B1 (en) * 1999-04-29 2003-02-04 Texas Instruments Incorporated High-speed upstream modem communication
ATE503326T1 (de) * 1999-07-31 2011-04-15 Altocom Inc Beeinträchtigungskompensationssequenz und dazu in beziehung stehende techniken zur datenkommunikation
US7190727B1 (en) 1999-07-31 2007-03-13 Broadcom Corporation Categorization of impairments affecting a communication channel
US7203248B1 (en) 1999-07-31 2007-04-10 Broadcom Corporation Impairment sensitive selection of constellation points for communication across a channel
US6594306B1 (en) * 1999-09-03 2003-07-15 Motorola, Inc. Method and apparatus for a start-up procedure for digital and analog modems utilizing pulse code modulation for data transmission
US6414989B1 (en) 1999-09-10 2002-07-02 Conexant Systems, Inc. Upstream PCM transmission for a modem system
US6408021B1 (en) * 2000-02-03 2002-06-18 Motorola, Inc. PCM modem adaptation system utilizing a silence period
US7085316B1 (en) * 2000-02-04 2006-08-01 General Electric Co. Method and apparatus for the control of modem transmit power
US6266376B1 (en) * 2000-02-04 2001-07-24 Motorola, Inc. System and method for adjusting PCM data frames for robbed bit signaling in a telephone network
US6944215B2 (en) * 2000-03-22 2005-09-13 Inter-Tel, Inc. Method and apparatus for transmitting data from an analogue modem to a digital modem through an analogue channel
CN1625876B (zh) * 2002-03-20 2011-01-26 伊哥·玻利索维奇·多尼夫 传输离散信号的方法和系统
US7321618B2 (en) * 2002-04-09 2008-01-22 Texas Instruments Incorporated PCM upstream data transmission server
US7023927B2 (en) 2002-04-12 2006-04-04 Texas Instruments Incorporated Constellation design for PCM upstream modulation
US7391816B2 (en) 2003-09-17 2008-06-24 Intel Corporation Decoding upstream V.92-encoded signals
CN102237988B (zh) * 2010-04-26 2014-01-01 华为技术有限公司 协作中继网络中的数据传输方法、系统、中间节点和源节点

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5521949A (en) * 1992-05-29 1996-05-28 At&T Corp. Synchronization scheme for digital communications systems transporting data at a customer-controlled rate
US5388124A (en) * 1992-06-12 1995-02-07 University Of Maryland Precoding scheme for transmitting data using optimally-shaped constellations over intersymbol-interference channels
US5546395A (en) * 1993-01-08 1996-08-13 Multi-Tech Systems, Inc. Dynamic selection of compression rate for a voice compression algorithm in a voice over data modem
SI9300025A (en) * 1993-01-21 1994-09-30 Spase Drakul Digital communication system in n-dimensional vector space for transmission coded waveforms in bandlimited chanels
US5488633A (en) * 1993-06-14 1996-01-30 At&T Corp. Intersymbol interference channel coding scheme
EP0688483B1 (en) * 1993-12-03 2001-04-04 Koninklijke Philips Electronics N.V. A digital communication system and a receiver for use in such a system
US5659579A (en) * 1995-02-01 1997-08-19 Lucent Technologies Inc. Multilevel coding for fractional bits
EP0919087A4 (en) * 1997-01-17 2001-08-16 Motorola Inc SYSTEM, DEVICE AND METHOD FOR COMMUNICATING ACCORDING TO A COMPOSITE CODE

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