CN100344137C - 使用优化传输星座图的pcm逆流传输的系统、装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模拟脉码调制PCM调制解调器中的发送器，所述发送器通过模拟信道传输模拟电平，以便在量化装置产生多个星座图点，其中这些星座图点对应于将被传输到数字PCM调制解调器的成组的数据位，所述发送器包括：为将被传输的每个数据位组选择对应于所述数据位组的星座图点，并通过所述模拟信道传送将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点的电平的发送装置，其中所述发送装置由预编码器、前置滤波器以及数-模转换器构成；其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的传输星座图中选择星座图点。

Description

使用优化传输星座图的PCM逆流传输的系统、装置和方法

技术领域

本发明涉及PCM逆流传输，更具体地说，涉及使用优化传输星座图(constellation)的PCM逆流传输的系统、装置和方法。

背景技术

常规的调制解调器，例如V.34调制解调器，把公用交换电话网络(PSTN)看作纯粹的模拟信道，即使在该网络的绝大部分中，信号被数字化。相反，脉码调制(PCM)调制解调器利用了网络的绝大部分是数字的，并且通常中心位置调制解调器，例如因特网服务提供商和在线服务的那些调制解调器，通过数字连接(例如，在美国为T1，在欧洲为E1)与PSTN相连的事实。第一代PCM调制解调器只以PCM方式顺流传输数据(即，从中心位置数字调制解调器传向最终用户模拟调制解调器)，并以模拟方式，例如V.34方式逆流传输数据(即，从最终用户调制解调器传向中心位置调制解调器)。未来的PCM调制解调器将也以PCM方式逆流传输数据。

在PCM顺流传输的情况下，中心位置调制解调器通过数字网络传输对应于不同的中心局编译码器输出电平的8位数字字(八位字节)。在最终用户的中心局，八位字节被转换为通过模拟回路传输的模拟电平。随后，最终用户的调制解调器把该模拟电平转换成相等的数字电平。相同的数字电平被理想地映射成最初传输的八位字节及这些八位字节代表的数据。在PCM逆流传输的情况下，最终用户PCM调制解调器通过模拟回路传输对应于要传输的数据的模拟电平，这些模拟电平被量化，从而由最终用户的中心局中的编译码器形成八位字节。编译码器通过数据网络把八位字节传输给PCM中心位置调制解调器。

但是，由于数字网络中的减损，例如由数字填充和夺位信令(下面称为RBS)引起的，由网络带内信令传输引起的数字中继线损耗(在美国，通常为0，3或6dB)，沿逆流方向和顺流方向传输的八位字节可能被破坏。如果对此不加以考虑，这将在调制解调器中导致高的数据错误率。

有效地检测并减小顺流数字减损的方法已为人们所知。在转让给本发明的受让人的下述同时待审申请中描述了这些方法的一些例子：美国专利申请08/885710，Scull，Christopher J.T.；Burch，Richard A；System，Device and Method for Detecting and Characterizing Impairments in a Communication Network；申请日97年6月30日；美国专利申请08/730433，Eyuboglu，M.Vedat；Barabell，Arthur J.；Humblet，Pierre A.； System and Device For，and Mehtod of Detecting， Characterizing，and Mitigating Deterministic Distortion in a Communications Network；申请日96年10月15日；美国专利 System， Device and Method for Detecting Impairments in a Communication Network，代理人案卷号UD097017，申请日97年11月26日；及美国专利 Apparatus，System，and for Transmitting and Receiving a Training Sequence Optimized for Detecting Impairments in a Communication Network，代理人案卷号CX097023，申请日97年11月26日。这些申请作为参考整体包含于此。

在逆流传输的情况下，除了逆流数字减损外，量化和PCM顺流回应加大了PCM编码和解码处理的复杂性。特别地，它们增大了对于不同的逆流信道条件，选择一组传输点(传输星座图)的复杂性。已提出了几种24-40kbps数据速率的PCM逆流传输星座图。参见Telecommunications Industry Association(TIA)，TechnicalCommittee TR-30.1，Committee Contribution Document Number：TR-30.12/96， Proposed Raseline for PCM Upstream，Nuri Dagdeviren(Lucent Technologies)，1996年12月4-5日。就这些传输星座图而言，指出混合回应和模拟回路损耗的影响是主要的关注焦点。这样，根据检测的回应和模拟回路特征，为逆流传输选择传输星座图。但是，对于其给定的数据速率，这些传输星座图不具有最佳的错误概率(将被数字调制解调器错误解码的传输星座图点的概率)。为了降低错误概率，必须牺牲数据速率。此外，这些传输星座图没有被设计成考虑到数字网络中遇到的逆流数字减损。

发明内容

本发明提供了一种通过利用优化传输星座图的模拟PCM调制解调器，实现PCM逆流传输的系统、装置和方法。

根据本发明的一个方面，提供了一种模拟脉码调制PCM调制解调器中的发送器，所述发送器通过模拟信道传输模拟电平，以便在量化装置产生多个星座图点，其中这些星座图点对应于将被传输到数字PCM调制解调器的成组的数据位，所述发送器包括：

为将被传输的每个数据位组选择对应于所述数据位组的星座图点，并通过所述模拟信道传送将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点的电平的发送装置，其中所述发送装置由预编码器、前置滤波器以及数-模转换器构成；

其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的传输星座图中选择星座图点。

根据本发明的另一个方面，提供了一种在模拟脉码调制PCM调制解调器中传输数据位的方法，所述调制解调器通过模拟信道传输模拟电平，以便在量化装置中产生多个星座图点，这些星座图点对应于将被传输给数字PCM调制解调器的多组数据位，所述方法包括：

为将被传输的每组数据位，选择对应于所述数据位组的星座图点，

选择对应于所述星座图点的数字电平，

过滤所述数字电平，

将所述过滤的数字电平转换为模拟电平，以及

通过所述模拟信道传输将在所述量化装置的输入端产生所述选择的星座图点的、每组数据位的模拟电平，

其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的传输星座图中选择星座图点。

根据本发明的再一个方面，提供了一种从模拟脉码调制PCM调制解调器向数字PCM调制解调器传输数据的系统，

其中所述模拟PCM调制解调器通过模拟信道传输模拟电平，以便产生对应于将被传输到所述数字PCM调制解调器的成组数据位的星座图点，

所述星座图点受PCM顺流回应信号的影响，并由所述量化装置接收，

其中所述量化装置将这些星座图点转换为多个数字值，并通过具有减损的数字网络将所述数字值传输给所述数字PCM调制解器，

其中所述数字PCM调制解调器接收减损的数字值，并将所述减损的数字值解码为它们的相应星座图点，

所述系统包含：

模拟PCM调制解调器，为将被传输的每个数据位组选择对应于所述数据位组的星座图点，并通过所述模拟信道传输产生将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点的电平以及PCM顺流回应信号；其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的传输星座图中选择星座图点。

在本发明中，传输星座图被设计成带有非均匀间隔的星座图点，这些星座图点点对点具有基本相同的，最小的错误概率，从而使得能够在保持增大的数据速率的同时，在存在PCM顺流回应，量化和数字减损的情况下，由星座图点的数字PCM调制解调器解码。

附图说明

图1是描述PCM逆流传输的方框图；

图2是图1的方框图的等效离散时间方框图；

图3表示了μ规则组的一部分，以便图解说明利用预定的PCM顺流回应逐符号解码；

图4表示了图3的μ规则组的一部分，以便图解说明利用不同的预定PCM顺流回应逐符号解码；

图5描述了具有以星座图点y_k为中心的高斯噪声分布的μ规则量化器的部分表示；

图6描述了某些μ规则量化器门限，以及在存在RBS的情况下，如何果改变这些门限；

图7是图解说明根据本发明传输星座图选择的流程图。

具体实施方式

美国专利申请序列号No.08/724491，“Hybrid Digital/AnalogCommunication Device”中描述了双向PCM通信，该专利申请被转让给本发明的受让人，并作为参考整体包含于此。图1中的方框图10中表示了这种双向PCM通信系统中的PCM逆流传输的一个例子。图中包括与模拟信道18互连的模拟PCM调制解调器12，模拟PCM调制解调器12具有预编码器14和数-模转换器(D/A)16。预编码器14接收数字数据u(n)，并输出预编码的数字数据x(n)。预编码的数据数据被提供给前置滤波器15，前置滤波器15输出滤波信号z(n)。滤波信号z(n)被转换成模拟信号形式，并在具有信道特征c(t)的模拟信道18上以信号z(t)的形式被传输。模拟信道修改传输的信号z(t)，形成信号y(t)，随后信号y(t)遇到顺流PCM回应echo(t)20，顺流PCM回应echo(t)20被加入y(t)，产生信号r(t)。信号r(t)由中心局(CO)24中的μ规则(μ-law)(美国之外的其它一些国家中的规则)量化器22接收，并按照μ规则被量化。参见International Telecommunications Union，Recommendation G.711，Pulse Code Modulation(PCM)of Voice Frequencies，1972。

量化后的八位字节(数字值)q(n)在数字网络26上以8kHz的频率被传输，在数字网络26，如下所述，量化后的八位字节q(n)可能受到各种数字减损的影响。可能受到影响的八位字节v(n)由数字PCM调制解调器28接收，数字PCM调制解调器28可理想地把八位字节v(n)解码成它们相应的星座图点y(t)，可从这些星座图点y(t)得到最初的数字数据u(n)。

在可逆流传输数据之前，必须使模拟PCM调制解调器12中的D/A16的时钟(f₁)与CO24的时钟(f₂)同步。可通过从顺流PCM信号(图中未表示)获得CO24的时钟，并利用美国专利No.5199046“First and Second Digital Rate Converter SynchronizationDevice and Method”中提出的技术使时钟同步来实现这一点，该专利作为参考整体包含于此。一旦时钟被同步，图1中的PCM逆流传输方框图10可表示为图1中的等效离散时间方框图10′，相同的组件由带有小撇号(′)的相同附图标记表示。在方框图10′中，我们假定f₁＝f₂；但是，必须注意f₁并非必须等于f₂，只要这两个时钟同步即可。当f₁等于f₂时，n是8kHz样本的时间索引，因为CO24的时钟(f₂)被固定在该频率。

可按照同时待审的申请“Device and Method for Precoding DataSignals for Pulse Code Modulation Transmission”，CX096044P02中所述那样实现预编码器14(14′)和前置滤波器15(15′)，该申请被转让给本发明的受让人，并作为参考整体包含于此。如同时待审的申请CX096044P02中所述，可通过传输z(n)发送数字数据u(n)，以致星座图点y(n)将是u(n)的等效种类的若干点之一。通常确定所选择的u(n)的等效种类中的点y(n)，以使为x(n)的幂的传输功率降至最低。

使用上述预编码技术，或者另一预编码技术，在没有正确设计的点y(n)传输星座图的情况下，难以在存在回应，量化和数字减损的条件下准确地从v(n)解码得到u(n)。下面将说明如何为具有某一最小错误概率，并且星座图点对星座图点的错误概率基本相同的y(n)设计传输星座图，以便在保持增大的数据速率的同时，在存在回应，量子化和数字减损的情况下，从v(n)解码得到y(n)(并且最终得到u(n))。根据本发明的星座图设计不限于上面描述的预编码方案，并且可和不同的预编码方案一起使用。

优化的星座图设计

首先，假定在图2的数字网络26′中不存在数字减损，即q(n)＝v(n)，说明根据本发明的传输星座图(点y(n))的设计。随后，推广该技术，以便证明当网络26′中存在数字减损时，如何为星座图选择星座图点。星座图被设计成实现预定的、最小化错误概率，星座图中点对点的错误概率基本相同。

设计根据本发明的优化星座图的技术依赖于数字调制解调器28′使用的解码方案。首先将假定不存在对于y(n)的信道编码，以及逐符号编码，示出如何设计星座图。随后，把星座图设计推广到存在对于y(n)的信道编码，并且数字调制解调器28′采用基于时序的解码方案，例如Viterbi解码算法的情况。参见，例如Lee，A.E.，和Messerschmitt，D.G；“Digital Communication”，Kluwer AcademicPublishers，1994。

逐符号解码

例如，假定{y₀，y₁，…，y_M-1}是y(n)的M个星座图点。当数字调制解调器28′接收v(n)，并且得到顺流PCM回应，图2中的echo(n)20′的估计值时，则数字调制解调器28′可通过查找最可能的y_i，解码哪个y(n)已被传输，即：

$\underset{y_i}{\mathrm{Max}}\mathrm{Pr}\left(v\left(n\right)\right|y_i,\mathrm{echo}\left(n\right))...\left(1\right)$

假定不存在数字减损，最可能的y_i是值最接近于v(n)-echo(n)的y_i，这可以如下确定：

$\underset{y_i}{\mathrm{Min}}|v\left(n\right)-(y_i+\mathrm{echo}\left(n\right))|...\left(2\right)$

即，最可能的y_I是使v(n)-(y_I+echo(n))最小的y_I。在存在数字减损的情况下，最可能的y_I可如下确定：

$\underset{y_i}{\mathrm{Min}}|\mathrm{vq}\left(n\right)-(y_i+\mathrm{echo}\left(n\right))|...\left(3\right)$

回应估计，echo(n)和vq(n)，虚拟的量化器点由数字调制解调器28′确定，如同时待审的申请“Device and Method for DetectingPCM Upstream Digital Impairments in a Communication Network”，CX097029中描述的一样，该申请的申请日和本申请的申请日相同，并作为参考整体包含于此。

通过观察图3中描绘的逐符号解码例子，可更好地理解解码过程。图3中，轴中的“x”标记代表μ规则量化电平，轴中的“|”标记代表μ规则门限电平。本领域中已知，存在具有预定门限的255个μ规则量化水平。当然，图3只描绘了所有可能的μ规则量化水平中的一小部分。本例中，假定某一星座图具有点y₄＝695和y₅＝730，并且PCM逆流回应，echo(n)为15.4。如果数字调制解调器28′接收v(n)＝751，则将确定y₅已被传输，因为在存在噪声的情况下，对于给定的echo(n)，由于y₅是唯一落在μ规则量化水平，v(n)＝751周围的门限之间的点，y₅最有可能是被传输的星座图点。

图4中表示了使用相同的星座图点的另一例子。但是该例中，PCM顺流回应echo(n)的估计值为370.1。这种情况下，对于两个星座图点y₄和y₅，数字调制解调器28′将接收v(n)＝1087。从而，数字调制解调器28′难以分辨星座图点y₄和y₅，于是，对于这些星座图点，存在高的错误概率。

传输星座图应被设计成使得很少发生当y(n)+echo(n)落到对于μ规则量化器来说步长较大的地方时发生的这种错误，以致足以实现某一目标最小错误概率(例如，P_e＝10^-6)。这可通过增大星座图点之间的距离实现。但是，这将降低星座图中可使用的点的数目(因为μ规则量化水平的数目是有限的)，从而降低数据速率。并且，增大星座图点之间的距离也将增大图2中的模拟调制解调器12′的总传输功率。

借助本发明的星座图设计，示出了如何获得最高的数据速率(即最大数目的星座图点，y(n))，并且仍然获得某一最小总目标错误概率，及点对点基本相同的错误概率。如上述例子中所示，PCM顺流回应，echo(n)对星座图设计的错误概率有显著的影响。根据下面的星座图设计算法，显然对于不同的回应和噪声特性(诸如回应和噪声的方差)，需要不同的星座图。

逐符号解码的星座图设计算法

这里描述的星座图设计是对称的，因为y_M星座图点被分成正星座图点{y₀，y₁，…y_M-1/2}和负星座图点{-y_M-1/2…-y₁，y₀}；但是也可被设计成不对称的。该设计算法是递归的，即假定已按照该算法确定了y₀，y₁，…，y_k-1，y_k被设计成使下述条件得到满足：

Pr(解码的(…，y₀，y₁，…，y_k-1)|发送的y_k)^＜(10^-6)/2，(4a)及

Pr(解码的(y_k，y_k+1，…)|发送的y_k-1)^＜(10^-6)/2，    (4b)

这假定10^-6错误概率是星座图中的各个点y_k的理想目标错误概率。该目标错误概率是示范性的，可使用其它错误概率。注意每个单侧错误概率，即等式4a中左手侧(LHS)错误概率和等式4b中右手侧(RHS)错误概率都小于目标符号错误概率的一半。这保证双侧错误概率小于目标错误概率。

倘若当前点y_k被传输，则等式4a要求星座图中小于选择的当前点y_k的任意点被解码的概率小于目标错误概率的一半。倘若前一点y_k-1被传输，则等式4b要求星座图中大于该前一点y_k-1的任意点被解码的概率小于目标错误概率的一半。

可如下计算概率Pr(解码的(…，y₀，y_i，…，y_k-1)|发送的y_k)

其中e是PCM顺流回应，echo(n)，并且应从e＝-∞积分到e＝∞。e的积分可近似于e的小间隔的总和。

对于echo的概率，即P_E(e)，我们可采取高斯分布(如果我们为回应采取不同的分布，则星座图将是不同的)，该高斯分布为：

$P_E\left(e\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_e}\exp (-\frac{e^2}{2{\mathrm{\σ}}_e^2})...\left(6\right)$

其中σ_e ²是如同时待审的申请CX097029中所述的由数字调制解调器28′确定的回应方差。

图5中表示了以y_k+echo星座图点为中心的噪声的选定高斯分布40。高斯分布40下面，在量化器门限42和44之外的区域42和44分别为LHS和RHS提供错误概率。例如，曲线40下的区域42是y_k+echo+noise＜门限46的概率。根据图5，在假定噪声的一些分布(类似于噪声的高斯分布40)，可确定如何计算Pr(解码的(…，y₀，y₁，…，y_k-1)|发送的y_k，e)，如下所述：

Pr(解码的(…，y₀，y₁，…，y_k-1)|发送的y_k，e)＝Q_fcn(((y_k+e)-Threshold/σ_n)

                                                            (7)

参见，例如Shanmugan，K.S.和Breipohl，A.M.，“Random Signals：Detection，Estimation，and Data Analysis”，John Wiley&Sons，1988关于Q_fcn的定义。变量“Threshold”是μ规则量化器门限，例如图5中的门限46，高于(低于)该门限的μ规则电平将作为y_k(y_k-1)被解码。变量σ_n ²是噪声的方差。该噪声可来自于附加的信道噪声，不完善的预编码引起的符号间干扰以及不完全的回应估计。可如下所示计算噪声的方差。

噪声σ_n ²是正好在μ规则量化器之前的噪声成分。该噪声由三部分组成，即i)由于不完善的预编码引起的ISI(即，p(n)并不刚好是c(n)*g(n)和/或c(n)的估计是不正确的)，ii)回应估计误差，及iii)随机的信道噪声。

σ_n ²的计算由三部分组成。可如下所示计算变量σ_n ²：

${\mathrm{\σ}}_n^2={\mathrm{\σ}}_{\left|S\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{eE}}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{noise}}^2...\left(8\right)$

其中σ_|S| ²是|S|的方差，σ_eE ²是回应估计误差的方差，σ_noise ²是随机的信道噪声的方差。在模拟调制解调器中可如下计算|S|的方差：

${\mathrm{\σ}}_{\left|S\right|}^2=E_x{\left|\right|g*c-p\left|\right|}^2...\left(9\right)$

其中E_x是x的幂。我们可使用是由FCC施加的限度的-9dBm/|g|²，或者我们打算使用的其它一些限度，例如-109dBm/|g|²。注意这并不包括由于c(n)的不正确估计引起的误差项。考虑到这一点，我们可增大σ_|S| ²。

在数字调制解调器中通常可如下计算项σ_eE ²+σ_noise ²。我们假定已检测了数字减损。在半双工方式下，我们从接收信号v(n)中找出r(n)的候选者。例如，如果RBS1＝NO RBS，数字损耗＝0dB，RBS2＝1，则对于一个v(n)，我们得到两个可能的r(n)。对于每个v(n)，计算d(n)，该

其中选择r(n)，以使d(n)的绝对值较小， 是估计的回应。由于d(n)不仅含有回应估计误差和随机的信道噪声，而且还含有量化噪声。于是，我们必须如下所示将其考虑在内：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{eE}}^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{noise}}^2={\mathrm{\σ}}_d^2-{\mathrm{\σ}}_q^2...\left(10\right)$

其中σ_q ²是量化噪声方差。可以每个r(n)的量化噪声方差的平均数的形式计算σ_q ²。

${\mathrm{\σ}}_q^2=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(\mathrm{stepSize}(r\left(n\right)\right)}^2/12...\left(11\right)$

其中step size(r(n))是r(n)驻留处的μ规则量化步长。例如，如果就线性值而言，r(n)＝99，则step size(r(n))＝8。

为了使上述σ_eE ²+σ_noise ²计算算法更精确，只有当|r(n)|≤MAX，例如将使step size(r(n))≤4的MAX＝93时，我们才能运行上面的σ_eE ²+σ_noise ²计算算法。

根据上面的等式(5)，(6)和(7)，概率Pr(解码的(…，y₀，y₁，…，y_k-1)|发送的y_k)如下所示：

$\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}Q\_\mathrm{fcn}\left(\frac{y_k+e-\mathrm{Threshold}}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_e}{e}^{\frac{-e^2}{2{\mathrm{\σ}}_e^2}}\mathrm{de}...\left(12\right)$

这里等式(12)近似于下式：

$\frac{\mathrm{\Δ}}{2M+1}\underset{j=-M}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}Q\_\mathrm{fcn}\left(\frac{y_k+\mathrm{j\Δ}-\mathrm{Threshold}}{{\mathrm{\σ}}_n}\right)\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_e}{e}^{\frac{-{\left(\mathrm{j\Δ}\right)}^2}{2{\mathrm{\σ}}_e^2}}...\left(13\right)$

等式(12)的积分可近似于如等式(13)中所示的e的小间隔的总和。选择的M足够大，以致

近似等于0。参见，例如Kreystig，E.，“Advanced Engineering Mathematics”，John Wiley&Sons，1983。

可以相同的方式计算RHS错误概率，以确定当前点y_k。继续该递归过程，直到y_k达到μ规则能支持的最大点为止，该最大点为8031。由于这是递归算法，因此必须首先确定初始的星座图点-y₀，y₀。这可通过查找满足下述条件的y₀实现：

Pr(解码的-y₀|发送的y₀)＜(10^-6)/2，      (14a)

及Pr(解码的y₀|发送的-y₀)＜(10^-6)/2，    (14b)

同样，这假定对于星座图中的每个点y_k，10^-6错误概率是理想的目标错误概率。注意每个单侧错误概率，即等式14a中的左手侧(LHS)错误概率和等式14b中的右手侧(RHS)错误概率都小于目标符号错误概率的一半。这确保双侧错误概率小于目标错误概率。等式14a要求倘若y₀被传输，-y₀被解码的概率小于目标错误概率的一半。等式14b要求倘若-y₀被传输，y₀被解码的概率小于目标错误概率的一半。

根据本发明的用于在已知回应，echo(n)，具有方差σ_e ²和噪声方差σ_n ²的情况下，设计具有点{-y_M-1/2…，-y₂，-y₁，-y₀，y₀，y₁，y₂，…y_M-1/2}的星座图的星座图设计算法可总结如下：

1)查找满足：

Pr(解码的-y₀|发送的y₀)＜10^-6/2和Pr(解码的y₀|发送的-y₀)＜10^-6/2的y₀；

2)最初使k＝1；

3)查找满足：

Pr(解码的(…，y₀，y₁，…，y_k-1|)发送的y_k)＜10^-6/2和Pr(y_k，y_k+1，…解码的|发送的y_k-1)＜10^-6/2的y_k；及

4)如果y_k＜MAX_CONSTELL_LEVEL(例如8031)，k＝k+1，并转到3)，

否则STOP。

表1中表示了假定σ_n＝7，σ_e＝150，并且不存在数字减损的情况下，星座图的一个例子。表中只表示了正的星座图点。y(n)的值最好为整数；不过，并不必须为整数。

表1

37，113，192，275，361，450，544，646，755，870，988，

1108，1229，1351，1479，1634，1804，1982，2164，2348，2532，

2716，2900，3084，3268，3452，3722，4022，4331，4640，4949，

5258，5567，5876，6185，6494，6803，7112，7422，8287

信道编码的y(n)的星座图设计算法及顺序解码

对于信道编码和顺序解码，可使用相同的星座图设计算法。唯一的差别是如何计算上面在等式4a和4b中叙述的LHS和RHS错误概率。这些计算将依赖于所使用的特定代码，在已知使用的编码的情况下，本领域的技术人员能够进行正确的计算。

但是，如果在有编码的情况下，计算错误概率太困难，或者不需要时，则可使用代替真实的错误概率的错误概率限度。在下述参考文献中可找到较好的错误概率限度：Viterbi，A.J.；Omura，J.K.；Principles of Digital Communication and Coding，McGraw-Hill，1979；和Herzberg，H.；Saltzberg，B.R.；Coding for a Channel withQuantization in the Presence of an Estimable Interference，IEEETransactions on Communications，vol.45，pp.45-51，1997年1月。

在时序解码的情况下，选择可被如下所示：y(n-D)，y(n-D-1)，…，y(n-D-N_y)解码的y(n)，以使下述等式达到最小：

Pr(v(n)，v(n-1)，…v(n-N_v)|y(n-D)，…y(n-D-N_y)，echo(n)，…，echo(n-N_e))(15)

该概率的准确计算非常复杂，于是，实际上，可使用诸如Viterbi算法之类的不太复杂的算法。

在Herzberg，H.；Saltzberg，B.R.；“Coding for a Channel withQuantization in the Presence of an Estimable Interference”，IEEETransactions on Communications，vol.45，pp.45-51，1997年1月中描述了假定一组μ规则水平的情况下，用于逆流方式的编码。根据本发明的星座图不是必须使用μ规则水平；但是，该编码理论容易适用于这些星座图。

当数字网络中存在数字减损时的星座图设计

根据本发明的星座图设计的上述说明没有考虑数字网络中的数字减损。在同时待审的申请CX097029中说明了逆流数字减损(即RBS和数字损耗)的检测。由数字调制解调器28′检测的逆流数字减损被传递给模拟调制解调器12′。随后，利用检测的数字减损和μ规则量化器22′，可仿造一个新的量化器，即新的门限电平。例如，如果数字网络26′中存在奇数夺位信令(RBS)，即迫使受影响的八位字节的最不重要的位为“1”的那种夺位信令，则修改初始的μ规则量化器，参见图6中局部表现的μ规则量化器50，以把RBS考虑进去，从而形成新的等效量化器，参见图6中局部表现的量化器60。使用如上所述的相同的星座图设计算法，不过是和新的等效量化器门限一起使用。

对于由数字调制解调器28′检测到的逆流信道中的任意RBS和数字损耗组合，可以相同的方式仿造等效的量化器。

在存在数字减损的情况下，数字调制解调器28′中的逐符号解码器将如下工作。一旦收到v(n)，由于它具有等效量化器，该逐符号解码器可确定r(n)的可能范围。根据r(n)的范围，解码器可如上面的等式(1)-(3)中所述的那样确定哪一个星座图点y_i是最可能被传输的点，并根据该星座图点，可恢复传输的数据u(n)。可类似地实现存在数字减损情况下的基于时序的解码，并且对于本领域的技术人员来说，这种解码是显而易见的。

表2中表示了供当数字网络26′中存在RBS时使用的星座图的一个例子。注意在LSB＝0和LSB＝1的情况下，该星座图是相同的，因为对于两种RBS条件来说，等效量化器门限是相同的。星座图设计还假定σ_n＝7.0，σ_e＝150.0。表中只表示了正的星座图点。

表2

49，152，262，378，520，682，856，1036，1219，1403，1673，

1973，2282，2591，2900，3209，3518，4056，4620，5184，5747，

6309，6871，7434，8287

星座图选择

对于数据方式，即当模拟调制解调器12′向数字调制解调器28′传输数据时，从已根据上述算法为不同的数字减损，噪声方差σ_n ²和回应方差σ_e ²预定的若干星座图中，为每个RBS时隙的数据传输选择一个传输星座图。传输星座图的选择可由模拟调制解调器或者数字调制解调器完成。

在优选实施例中，数字调制解调器28′确定并向模拟调制解调器12′传输影响逆流信道的数字减损的类型，以及回应方差。则由于回应方差σ_n ²的计算复杂，因此该计算部分在数字调制解调器28′中进行(σ_eE ²+σ_noise ²)，部分在模拟调制解调器12′中进行(σ_|S| ²)。完全在数字调制解调器中计算噪声方差σ_n ²是可能的。根据数字减损，回应方差和噪声方差，为每个时隙选择传输星座图。

如图7中的流程图100中所示，在步骤102获得数字减损，回应方差σ_e ²，及σ_eE ²+σ_noise ²。在步骤104，利用σ_eE ²+σ_noise ²计算噪声方差σ_n ²。在步骤106，把数字减损和σ_e ²及σ_n ²与数字减损和σ_e ²及σ_n ²的量化值的存储数值集合进行比较。对于每个存储数据集合，存储了一个预计算星座图，并且对于每个RBS时隙，根据该比较，选择一个存储星座图。选择的星座图是具有存储的数字减损，并且存储的σ_e ²及σ_n ²的值大于计算的σ_e ²及σ_n ²的那些星座图。

应注意本发明可以可存储在诸如计算机磁盘或存储器芯片之类的计算机可用媒体上的软件和/或固件的形式实现。本发明还可采取包括在载波中的计算机数据信号的形式，例如当本发明体现在通过，例如因特网电传输的软件/固件里时。

在不脱离本发明的精神和基本特征的情况下，本发明还可以其它一些特定形式体现。描述的实施例只是用于举例说明本发明，而不是对本发明进行限制。于是，本发明的范围由附加的权利要求限定，而不是由前述说明限定。在该意义范围内，并在权利要求的相等物的范围内变化的所有改变均包含在附加权利要求的范围内。

Claims (9)

1.一种模拟脉码调制PCM调制解调器中的发送器，所述发送器通过模拟信道传输模拟电平，以便在量化装置中产生多个星座图点，其中这些星座图点对应于将被传输到数字PCM调制解调器的成组的数据位，所述发送器包括：

预编码器，用于对于将被传输的每个数据位组，从传输星座图中选择对应于所述数据位组的星座图点，并且生成利用所述星座图点确定的数字电平；以及

前置滤波器，用于对所述数字电平进行滤波；以及

与所述前置滤波器耦合的数-模转换器，用于将从所述前置滤波器接收到的滤波后的数字电平转换为经过模拟信道传输的模拟电平，其中模拟电平将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点，

其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的所述传输星座图中选择星座图点。

2.按照权利要求1所述的发送器，其中

所述预编码器接收将被传输的各组数据位，并为每个数据位组选择将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点的数字电平。

3.按照权利要求1所述的发送器，其中所述发送器根据逆流数字减损、回应方差和噪声方差，从多个预定的传输星座图中选择传输星座图。

4.按照权利要求3所述的发送器，其中所述发送器为多个夺位信令时隙中的每个时隙选择传输星座图。

5.一种在模拟脉码调制PCM调制解调器中传输数据位的方法，所述调制解调器通过模拟信道传输模拟电平，以便在量化装置中产生多个星座图点，这些星座图点对应于将被传输给数字PCM调制解调器的多组数据位，所述方法包括：

为将被传输的每组数据位，选择对应于所述数据位组的星座图点，

选择对应于所述星座图点的数字电平，

过滤所述数字电平，

将所述过滤的数字电平转换为模拟电平，以及

通过所述模拟信道传输将在所述量化装置的输入端产生所述选择的星座图点的、每组数据位的模拟电平，

其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的传输星座图中选择星座图点。

6.按照权利要求5所述的方法，其中所述选择步骤还包括：

为每个数据位组选择将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点的数字电平；并且

所述传输步骤包括：

对所述数字电平滤波；

将所述滤波后的数字电平转换为模拟电平；以及

通过所述模拟信道传输所述模拟电平。

7.按照权利要求5所述的方法，其中所述方法还包括步骤：

基于逆流数字减损、回应方差和噪声方差，从多个预定的传输星座图中选择传输星座图，并且

在所述选择步骤中，为每组将被传输的数据位，根据所述选择传输星座图的步骤中选择的星座图来选择星座图点。

8、按照权利要求5所述的方法，其中所述方法还包括步骤：

根据多个夺位信令时隙中的每个时隙来选择传输星座图，并且

在所述选择步骤中，为每组将被传输的数据位，根据所述选择传输星座图的步骤中选择的星座图来选择星座图点。

9.一种从模拟脉码调制PCM调制解调器向数字PCM调制解调器传输数据的系统，

其中所述模拟PCM调制解调器通过模拟信道传输模拟电平，以便产生对应于将被传输到所述数字PCM调制解调器的成组数据位的星座图点，

所述星座图点受PCM顺流回应信号的影响，并由所述量化装置接收，

其中所述量化装置将这些星座图点转换为多个数字值，并通过具有减损的数字网络将所述数字值传输给所述数字PCM调制解器，

其中所述数字PCM调制解调器接收减损的数字值，并将所述减损的数字值解码为它们的相应星座图点，

所述模拟PCM调制解调器包括发送器，

所述发送器通过模拟信道传输模拟电平，以便在量化装置中产生多个星座图点，其中这些星座图点对应于将被传输到数字PCM调制解调器的成组的数据位，所述发送器包括：

预编码器，用于对于将被传输的每个数据位组，从传输星座图中选择对应于所述数据位组的星座图点，并且生成利用所述星座图点确定的数字电平；以及

前置滤波器，用于对所述数字电平进行滤波；以及

与所述前置滤波器耦合的数-模转换器，用于将从所述前置滤波器接收到的滤波后的数字电平转换为经过模拟信道传输的模拟电平，其中模拟电平将在所述量化装置的输入端产生选择的星座图点，

其中从由具有星座图点对星座图点的预定错误概率的非均匀间隔的多个星座图点组成的所述传输星座图中选择星座图点。

Images