CN1283325A - 通信网络中检测pcm上行数字损伤的设备和方法 - Google Patents

通信网络中检测pcm上行数字损伤的设备和方法 Download PDF

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Abstract

检测影响数字通信网络(36)中的上行脉码调制(PCM)信道的数字损伤的设备和方法涉及:通过与数字通信网络(36)互连的数字PCM调制解调器(38)接收在数字通信网络(36)的上行PCM信道上发送的,从一组数字值中选出的数字值随机序列;建立接收数字值的分布,各个分布对应于多个时间间隔中的一个间隔;根据分布导出每个时间间隔中影响数字通信网络(36)的上行PCM信道的剥夺位信令类型和数字损耗。

Description

通信网络中检测PCM上行数字损伤的设备和方法
本申请是1997年12月29日提交的美国专利申请08/999，416号的附加部分，这里整体引用了该申请。
本发明涉及检测PCM上行数字损伤并且使用检测的损伤估测模拟信道特征和PCM下行回声以便改进PCM上行传输的设备和方法。
诸如V.34调制解调器的常规调制解调器把公共交换电话网(PSTN)当作纯模拟信道，尽管在大部分网络中信号是数字化的。相反，脉码调制(PCM)调制解调器所基于的事实是：大部分网络是数字式的，并且诸如互连网服务提供商和在线服务商的调制解调器的中心站点调制解调器通常是通过数字连接(例如美国的T1和欧洲的E1)与PSTN相连。第一代PCM调制解调器仅在下行流(即从中心站点调制解调器到模拟终端用户调制解调器)中以PCM模式发送数据，在上行流(即从终端调制解调器到中心站点调制解调器)中则以诸如V.34模式的模拟模式发送数据。第二代PCM调制解调器也会在上行流中以PCM模式发送数据。
对于PCM下行流，中心站点PCM调制解调器通过数字网络发送对应于不同中心局编解码器输出电平的八位数字字(八位位组)。在终端用户的中心局中，八位位组被转换成通过模拟环路发送的模拟电平。接着终端用户的PCM调制解调器把模拟电平转换成均衡数字电平。均衡数字电平被理想地映射成最初发送的八位位组和该八位位组表示的数据。对于PCM上行流，终端用户PCM调制解调器通过模拟环路发送对应于要发送的数据的模拟电平，并且终端用户的中心局的编解码器对电平加以均衡以便构成八位位组。编解码器通过数字网络向PCM中心站点调制解调器发送八位位组。
但由于数字网络中的损伤，例如数字填充和剥夺位信令(此后称作RBS)，网络带内信令导致的数字中继损耗(在美国，通常为0，3或5 dB)，上行和下行方向上发送的八位位组均可能受到破坏。如果没有考虑到这些情况，会在调制解调器中导致较高的数据差错率。
许多可以传递PCM调制解调器数据的现代数字网络被构造成使用剥夺位信令的T载波系统。通过这些网络发送的数字数据被组合成八位位组(八(8)个位)并且八位位组被组合成帧(二十四(24)个八位位组)。在图1中示出了一个含有24个八位位组O0-O23的帧10。通过网络发送的帧是连续的，并且为了描述方便只示出了单个的24八位位组帧10。某些八位位组受到RBS的影响。网络使用受影响的八位位组的最低有效位(LSB)部分传递数据以便执行网络中的控制功能。例如，第一个八位位组O0会受到一个强制该八位位组的LSB为1的RBS类型，即该八位位组中的“F”所示的奇RBS的影响。(“NC”表示“没有改变”)。根据该间隔中传递的数据的八位位组，RBS可以改变该八位位组的数据。尤其是该八位位组在其LSB中含有0的情况下，RBS修改该八位位组。但如果该八位位组在其LSB中有一个1，则从终端用户的观点看，RBS不会对八位位组有任何影响。
已经发现RBS具有确定的周期性，其周期为6或24个八位位组。在这个例子中，RBS周期为24个八位位组。由于RBS每24个八位位组重现一次，所以八位位组可以被看成是按照24时隙或间隔，0-23，的基本周期12出现，该八位位组可能会，也可能不会受到RBS的影响。例如，八位位组O0在受到RBS影响的时隙“0”中出现，而八位位组O1在时隙“1”中出现并且没有受到RBS的影响。应当注意，如受到影响的八位位组O6所示，由于网络的性质，在24时隙基本周期中可能有不止一个受RBS影响的间隔。
检测并减少下行数字损伤的方法是已知的。在以下转让给本发明的受让权人的共同待定专利申请中描述了这些方法的例子：美国专利申请08/885，710号，标题为检测通信网络中的损伤并获取其特征的系统，设备和方法；6/30/97提交；美国专利申请08/730，433号，标题为对通信网络中确定性畸变进行检测，获取特征并加以减轻的系统，设备和方法，10/15/96提交；美国专利申请08/979，994号，标题为检测通信网络中的损伤的系统，设备和方法，11/26/97提交；美国专利申请08/979，196号，标题为发送和接收为检测通信网络中的损伤而优化的训练序列的装置，系统和方法，11/26/97提交。在这里完整引用了这些专利申请。
对于下行传输，数字网络上的发送点是已知的，并且这个信息被用于基于上述专利申请的数字损伤检测。但对于上行传输，在确定数字损伤，下行PCM回声和模拟环路(信道)的特征之前，数字信道上的发送点是未知的，从而在上述申请中描述的检测数字损伤技术不适用于上行传输。
因而需要一种检测PCM上行数字损伤的设备和方法来改进PCM上行传输。这个信息也可以被用来估测模拟信道特征和PCM下行回声以便进一步改进PCM上行传输。
图1是说明一个八位位组帧以及这些八位位组如何受到RBS影响的图例；
图2是描述PCM上行传输的模块图；
图3是图2的模块图的等价离散时间模块图；
图4是图3的等价离散上行模块图，其中包含下行传输产生的回声路径；
图5是基于本发明的出现事件表的一个例子；
图6A是基于本发明的逆数字损伤表(IDT)的一个例子；
图6B是基于本发明的逆数字损伤表(IDT)的另一个例子；
图6C是基于本发明的逆数字损伤表(IDT)的又一个例子；
图7是描述基于本发明的上行数字损伤检测的流程图；
图8是描述基于本发明的RBS2检测的流程图；
图9是描述基于本发明的数字损耗检测的流程图；
图10是描述基于本发明的RBSl检测的流程图；
图11是图3的等价离散上行模块，其中没有PCM下行回声；
图12是基于本发明的模拟信道估测器的模块图；
图13是基于本发明的PCM下行回声估测器的模块图；
图14描述了某些μ律量化器阀值以及在RBS出现时如何修改这些阀值；
图15描述了图14经过修改的μ律量化器阀值以及基于本发明的虚拟量化器点；
图16是基于本发明的全双工模拟信道和PCM下行回声估测器的模块图；
图17是基于本发明的增强型PCM下行回声估测器的模块图；
图18是基于本发明的误差信号发生器的模块图。
在标题为混合数字/模拟通信设备的美国专利申请08/724，491号中描述了双向PCM通信，该申请被转让给本发明的受让人并且在此完整加以引用。在图2中示出了模块图20，该图是这种双向PCM通信系统中的PCM上行传输的一个例子。其中包含了模拟PCM调制解调器22，该调制解调器具有一个前置编码器24，前置滤波器25和一个与模拟信道28互连的数模转换器(D／A)26。前置编码器24接收数字数据u(n)并且输出前置编码数据x(n)。前置编码数字数据被提供给前置滤波器25，该滤波器输出滤波信号z(n)。滤波信号z(n)被转换成模拟形式并且通过具有信道特征c(t)的模拟信道28被当作信号z(t)发送出去。模拟信道修改发送信号z(t)以便构成信号y(t)，该信号接着会遇到下行PCM回声echo(t)30，这个回声被加到y(t)上从而产生信号r(t)。信号r(t)被中心局(CO)32中的μ律(在美国以外的多数国家使用A律)量化器34接收并且根据μ律被加以量化。参见国际电信联盟，建议G．711，语音频率的脉码调制(PCM)，1972。
如下所述，以8 kHz的频率通过数字网络36发送量化八位位组(数字值)q(n)，其中八位位组受到各种数字损伤的影响。可能受到影响的八位位组v(n)被数字PCM调制解调器38接收，该调制解调器理想地把八位位组v(n)解码成y(n)和原始数字数据u(n)。
在可以上行发送数据之前，模拟PCM调制解调器22中的D/A 26的时钟(f1)必须与CO 32的时钟(f2)同步。通过掌握来自下行PCM信号(未示出)的时钟并且使用标题为第一和第二数字速率转换器同步设备和方法的美国专利5，199，045号中建议的技术与该时钟同步，可以实现上述目标，在这里完整引用了上述专利。一旦时钟同步，则图2的PCM上行模块图20可以被表示成图3的等价离散时间模块图20’，其中由含有撇号(’)的相同索引号表示类似的部件。在模块图20’中假定f1=f2，但必须注意只要两个时钟同步f1不必等于f2。当f1等于f2时，由于CO 32的时钟(f2)固定在该频率上，n是8 kHz样本的时间索引。
可以按照标题为对脉码调制(PCM)传输数据信号进行前置编码的设备和方法，美国专利申请号为08/999，249，1997年12月29日提交(CX096044P02)的共同待定专利申请中描述的方法实现前置编码器24(24’)和前置滤波器25(25’)，上述专利申请被转让给本发明的受让人，并且在此对其加以完整引用。如该共同未决申请所述，通过发送z(n)可以发送数字数据u(n)，使得各群集(constellation)点y(n)成为u(n)的等价类中的多个点中的一个点。通常以这样的方式确定从u(n)的等价类中选出的点y(n)，即使得发送功率，即x(n)的功率最小。
在标题为使用优化发送群集(constellation)的PCM上行传输系统，设备和方法，美国专利申请号为08/994，254，1997年12月29日提交(CX097028)的共同待定专利申请中，说明了如何在出现回声的情况下设计出y(n)的群集，μ律量化器和具有某个最小误差概率的数字损伤，其中，上述群集从v(n)解码出y(n)(和等价的u(n))，而上述专利申请被转让给本发明的受让人，并且在此对其加以完整引用。该专利申请也描述了数字PCM调制解调器38’如何从v(n)解码出u(n)。
图4的离散时间模块图40示出了等价离散上行模块图20’以及数字PCM调制解调器38’的下行传输产生的回声路径42。数字PCM调制解调器38’通过数字网络36’下行发送八位位组s(n)。八位位组s(n)会受到数字网络36’中诸如剥夺位信令和数字损耗的数字损伤影响，导致八位位组s(n)被修改。
为了表示出数字网络36’的下行信道43中的所有可能的数字损伤组合，图中示出了在表示成DS数字损耗46的数字损耗之前出现，被表示成DS RBS1 44的第一种RBS出现事件和被表示成DS RBS2 48的第二种RBS出现事件。数字网络36’中存在的八位位组被表示成p(n)。DS RBS1 44的可能类型为无RBS，偶RBS(LBS=0)和奇RBS(LSB=1)。DS RBS2 48的可能类型为无RBS，偶RBS，奇RBS和中点重构RBS。
如前面发明背景所述，RBS可以随时隙变化而变化。相比之下，数字损耗不随时间变化，即数字损耗对于所有时隙都是相同的。存在一些可能的，会影响数字网络36’的下行信道43的数字损耗，例如5dB，1 dB，1.5 dB，2 dB，3 dB，4 dB，4.5 dB，6 dB，7 dB或10.5 dB。参见国际电信联盟ITU-T，建议G.121，国内系统的响度当量(LR)，1993年3月。数字网络36’的下行信道43也可能不受数字损耗的影响，通常称作0 dB损耗。最常见的类型是3 dB，6 dB和无数字损耗(0 dB)。
在上述共同待定专利申请中可以找到对下行数字损伤，即DS-RBS1 44，DS数字损耗46，DS RBS2 48的检测。
数字网络36’中存在的八位位组p(n)被CO 32’中的μ律数模转换器(D/A)50接收，该转换器输出对应的模拟电平(μ律电平)，这些电平被发送到模拟PCM调制解调器22’。这里没有描述这部分下行传输；但示出了由下行传输产生并且由回声信道52(具有信道特征h(n))表示的回声echo(n)30’。下行PCM回声echo(n)30’被加到模拟信道y(n)的输出上以便构成信号r(n)，该信号被输入到中心局(CO)32’的μ律量化器34’。如上所述，信号r(n)被μ律量化器34’量化，该量化器通过数字网络36’的上行信道53输出μ律八位位组q(n)。
为了表示出数字网络36’的上行信道53中的所有可能的数字损伤组合，图中示出了在表示成US数字损耗56的数字损耗之前出现的，被表示成US RBS1 54的第一种RBS出现事件和被表示成US RBS2 58的第二种RBS出现事件。US RBS1 54的可能类型为无RBS，偶RBS(LBS=0)和奇RBS(LSB=1)。US RBS2 58的可能类型为无RBS，偶RBS和奇RBS。中点重构RBS不出现在上行信道中。US数字损耗的可能类型与下行信道中的类型相同。美国的最常见类型为3 dB，6 dB和无数字损耗(0 dB)，并且在这里针对这些损耗描述本发明。但本发明的原理可以适用于任意级别的数字损耗。
下面首先描述基于本发明的，对上行数字损伤，即UD RBS1 54，US数字损耗56和US RBS2 58的检测。接着，描述基于本发明的，在检测到这些数字损伤时对模拟信道c(n)的估测和对引入上行PCM传输的下行PCM回声echo(n)以及回声方差σe2的估测。如共同待定的美国专利申请08/999，254号(CX097028)所述，上行数字损伤，模拟信道c(n)的估测和回声方差被发送到模拟PCM调制解调器并且可以被该调制解调器用来选择合适的发送集合。可选地，上行数字损伤，模拟信道c(n)的估测和回声方差也可以被数字PCM调制解调器用来改进解码性能。
与下行数字损伤检测不同，由于开始不知道模拟信道特征c(n)，所以我们不控制或不知道对数字网络36’的精确输入八位位组q(n)。本发明使用一个随机基准引导训练序列z(n)来检测数字损伤。基于本发明的随机训练序列z(n)是一种产生本质上为高斯分布的信号y(n)的序列，该分布随机激发μ律量化器34’的256个μ律点的大多数点。由于模拟信道28’中的损耗，某些较大的μ律点不会被激发。例如可以使用ITU V.34模拟调制解调器规范中规定的相位2线路探测音频序列。信号r(n)(或在没有echo(n)30’的情况下的y(n)会被μ律量化器34’量化成q(n)。八位位组q(n)通过数字网络36’并且数字调制解调器38’接收q(n)的数字损伤版本v(n)。由于数字损伤未知，所以不能根据v(n)导出q(n)。
基于本发明的，通过PCM数字调制解调器38’检测上行数字损伤的基本思路涉及观察在训练序列期间或在完成该序列之后在各个RBS时隙上接收的八位位组v(n)的分布以确定在各个RBS时隙期间影响数字通信网络的上行PCM信道的损伤，即RBS和数字损耗。一种基于本发明的检测数字损伤的最优技术如下所述。
首先通过建立图5的一个出现事件表60来采集各个RBS时隙上接收的八位位组v(n)的分布，其中该出现事件表保持对在各个RBS时隙中已经接收各个可能接收的八位位组0-127(数字值集合)的次数的计数。实际有256个可能的，能够被接收的μ律八位位组0-255，就振幅而言一半为正而另一半为负。在最优实施例中，接收的八位位组被转换成位反向八位位组(BIOS)形式。即接收八位位组的各个位被反向并且假定这里提到的所有八位位组均具有BIOS形式，除非专门规定。在BIOS形式中，μ律八位位组0-127为正的八位位组，而128-255为负的八位位组。正八位位组i，其中i=0，1，…，127，和负八位位组i具有相同振幅，但符号相反。
在出现事件表60中，无论其符号如何，保持一个对接收八位位组的次数的计数，以便构成接收八位位组v(n)的分布。根据影响数字网络的损伤条件，某些μ律八位位组不会被接收到。例如，在表60中，μ律八位位组1，3，…和127具有零出现，意味着数字调制解调器38’没有接收到这些μ律八位位组。图中示出的其它μ律八位位组，即0，2，…和4分别已经被接收X0，X2，X4…次。
当训练序列终止时或在训练序列期间，分析接收的八位位组v(n)的分布以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的损伤。如上所述，最常见的数字损伤是RBS1={0，1，无RBS}，数字损耗={0dB，3dB，6dB}和RBS2={0，1，无RBS}，并且给定定数字网络中的各个RBS时隙会受到这些损伤的任意组合的影响。在这里损伤组合被称作损伤条件。对于各个数字操作条件，一个逆数字损伤表(IDT)的第一列包含可以被数字调制解调器38’接收的所有可能八位位组v(n)，0-127，并且其余列包含被输入到数字网络36’的可能八位位组q(n)，在该表的规定损伤条件下，这些q(n)产生接收到的八位位组v(n)。
图6A的表70是针对下面损伤条件的IDT表的一个例子：RBS1=无RBS，数字损耗=0dB，RBS2=1。在这个表中，可以发现被输入到受上述损伤条件影响的数字网络的μ律八位位组q(n)1和q(n)2，即0和1会被映射成一个单独的接收八位位组v(n)，0。如上所述，由于网络中的损伤条件，与输入到数字网络的μ律八位位组无关，某些八位位组v(n)不能被接收。这样，在IDT表中没有对应于这些八位位组v(n)的q(n)入口。这些不存在的q(n)入口此后被称作空点入口或空点。在IDT表70中，由于在IDT表70的损伤条件下所有的奇接收八位位组v(n)，1，3，…127不能被接收，所以表中有对应于这些八位位组的空点。其原因是奇v(n)八位位组在其最低有效位(LSB)位置(具有BIOS形式)上具有一个1，并且由于RBS2=1，所有接收八位位组的LSB被强制为0(具有BIOS形式)。对于RBS2=1的所有IDT表，这种情况成立。
图6B的表80是针对以下损伤条件的IDT表的一个例子：RBS1=无RBS，数字损耗=0dB，RBS2=无RBS。由于没有与此表对应的损伤，可以发现没有空点，并且尽管没有全部示出，所有在无损伤情况下被输入到数字网络的q(n)八位位组会在数字网络的输出上产生相同的八位位组。
图6C的表90是针对以下损伤条件的IDT表的一个例子：RBS1=无RBS，数字损耗=6dB，RBS2=无RBS。在此表中可以发现有一些由两个不同的μ律八位位组q(n)1和q(n)2产生的接收八位位组。并且，尽管没有全部示出，与此表对应的仅有的那些空点是诸如大于111的八位位组的最大接收八位位组v(n)。有时，在训练序列期间没有激发这些大的μ律八位位组，尤其是在模拟信道有显著的损耗时。所以，如果没有接收到出现事件表60中的大μ律八位位组，则无法确定其原因是在训练序列期间没有激发大μ律八位位组，还是这些大μ律八位位组被激发但与IDT表90对应的损伤条件影响网络产生这些大μ律八位位组的空点。
上述IDT表只是为了举例说明，本领域的技术人员可以理解必须针对所有期望的损伤条件建立IDT表。并且本领域的技术人员通过前面的描述可以发现如何构造所有必须的IDT表。应当注意，虽然对于一个接收的八位位组v(n)图6A-C示出的IDT表最多只有两个可能的q(n)值，但对于某些损伤条件，可以有多于两个产生一个接收八位位组v(n)的可能q(n)值。
为了简化对基于本发明的损伤检测的描述，将使用一个只具有以下10个损伤条件的理想简化数字网络对损伤检测加以描述：
    RBS1     数字损耗     RBS2
    无RBS     0dB     无RBS
    无RBS     0dB     1
    无RBS     3dB     无RBS
    无RBS     3dB     1
    1     3dB     无RBS
    1     3dB     1
    无RBS     6dB     无RBS
    无RBS     6dB     1
    1     6dB     无RBS
    1     6dB     1
本领域技术人员可以理解如何扩充这个例子并把本发明应用于某个具体应用会遇到的所有可能的损伤条件。
在图7的流程图100中描述了基于本发明的数字损伤检测。在最优实施例中，如发明背景中所述，假定RBS按照24八位位组的周期出现。因而，必须针对每个RBS时隙或间隔，即0-23检测RBS1和RBS2。
在步骤102，从数字网络接收通过随机训练序列发送的八位位组。如上所述，在训练序列期间或在其终止之后可以进行损伤检测。在步骤104，通过建立图5所示的出现事件表和按上述建立针对各个RBS时隙的接收八位位组分布。数字调制解调器38’最好在已经接收足够数量的八位位组后在训练序列期间开始检测过程。在步骤106，如图8所详述的，检测各个时隙的RBS2。
图8的流程图120描述了基于本发明的RBS2检测。在步骤122，确定所有接收的八位位组v(n)是否奇八位位组，即确定是否没有接收到偶v(n)八位位组。如果确定所有接收的八位位组v(n)是奇八位位组，则在步骤124针对该时隙指示RBS2为“0”或偶RBS。在上述简化的例子中，RBS2永不为“0”或偶RBS；但描述对这种RBS2的检测以广义化基于本发明的RBS2检测。如果在步骤122确定所有接收的八位位组v(n)不全是奇八位位组，则在步骤126确定所有接收的八位位组v(n)是否偶八位位组，即如图6A的IDT表70所示，确定是否没有接收到奇v(n)八位位组。如果所有接收的八位位组v(n)都是偶八位位组，则在步骤128针对该时隙指示RBS2为“1”或奇RBS。如果在步骤126确定所有接收的八位位组v(n)不全是偶八位位组，则在步骤130针对该时隙指示在数字网络中没有RBS2。
再次参照图7，当在步骤108为各个时隙检测RBS2后，则如图9所详述的，已经检测到了网络中的数字损耗。图9的流程图140描述了基于本发明的数字损耗检测。在步骤142，把所有具有至少一个空点(除了只有较大空点的IDT表，例如图6C的表90之外)和没有RBS2的IDT表的空点模式(即空点的位置)和对应于没有RBS2的时隙的出现事件表相比较。使用没有RBS的IDT表和时隙以便保证更可靠的数字损耗检测。并且，由于数字损耗不随时隙变化而改变，则跨时隙地进行这种比较以保证更精确的数字损耗检测。
在简化例子中，只有五个可能的，没有RBS2的IDT表，并且必须把这些表与出现事件表相比较。这些表是满足RBS2=无RBS和以下条件的IDT表：(ⅰ)RBS1=无RBS，0dB数字损耗；(ⅱ)RBS1=无RBS，3dB数字损耗；(ⅲ)RBS1=1，3dB数字损耗；(ⅳ)RBS1=无RBS，6dB数字损耗；(ⅴ)RBS1=1，6dB数字损耗。
满足(ⅱ)(ⅲ)和(ⅴ)的IDT表具有空点入口，因而会与出现事件表相比较。例如，对于条件(ⅴ)，即RBS1=1，6dB数字损耗，IDT表(未示出)在v(n)为9，11，13，15，等等时具有空点。针对(ⅰ)和(ⅱ)的IDT表不具有任何空点(除了在ⅰⅴ的情况下的几个大μ律八位位组之外)，因而这些IDT表不与出现事件表相比较。
在步骤144，确定在IDT表和出现事件表之间是否有任何匹配的空点模式。例如，如果一个针对具体时隙的出现事件表在针对情况(ⅴ)的IDT表的各个空点上具有零出现，则该时隙上的网络数字损耗会被确定成6dB数字损耗，即针对情况(ⅴ)的数字损耗。在步骤144，把各个可能的IDT表的空模式与对应于具有无RBS的各个时隙的出现事件表相比较。在步骤146，确定具有最多匹配的IDT表，并且在步骤148把对应于具有最多匹配的IDT表的数字损耗类型指示成在所有时隙中在网络中出现的数字损耗类型。
如果在步骤144确定在具有空点的IDT表和出现事件表之间没有空点模式匹配，则在步骤150把不具有空点的所有IDT表的概率模式与各个时隙的出现事件表相比较。在简化例子中，只有两个没有空点的IDT表，即在情况(ⅰ)和(ⅰⅴ)下的IDT表(除了情况ⅰⅴ下的几个大μ律八位位组之外)。确定IDT表中ⅴ(n)的某些入口的概率并且与出现事件表相比较以便检查类似的概率模式。
图6B的IDT表80和图6C的IDT表90分别是情况(ⅰ)和(ⅰⅴ)下的IDT表。在情况(ⅰ)的IDT表80中，例如，q(n)=8(即13.0＜r(n)≤15.0)被映射成v(n)=8，并且q(n)=9(即15.0＜r(n)≤17.0)被映射成v(n)=9。因而，v(n)=8的概率几乎与v(n)=9的概率相同(15.0-13.0/17.0-15.0=1．0，即1比1)。与此相反，在情况(ⅰⅴ)的IDT表90中，q(n)=15和16(即29.0＜r(n)≤35.0)被映射成v(n)=8，并且q(n)=17(即35.0＜r(n)≤39.0)被映射成v(n)=9。因而，在情况(ⅰⅴ)下，v(n)=8的概率比v(n)=9的概率高将近1.5(35.0-29.0/39.0-35.0=6.0/4.0)倍，假定r(n)在29.0＜r(n)≤39.0上均匀分布。实际上不是均匀分布，而是一个均值=0并且方差=σ的高斯分布。这样，概率可以更精确地被表示成：
Pr(29.0＜r(n)＜=35.0)／Pr(35.0＜r(n)＜=39.0)=    (1)
Q_fcn(35.0/σr)-Q_fcn(29.0/σr)/Q_fcn(39.0/σr)-Q_fcn(35.0/σr)
有关Q_fcn的描述，参见Shanmugan，K，S，和Breipohl，A.M.，“随机信号：检测，估测和数据分析”，John Wi1ey&Sons公司，1988。
接着针对各个出现事件表可以确定具有与出现事件表匹配的概率模式的IDT表。即，对于一个指定的出现事件表，通过使用上述例子，计算v(n)=8与v(n)=9的出现次数的比值，并且确定是否1比1的比值(IDT表80，0dB数字损耗)或比值是否等于1.5(IDT表90，6dB数字损耗)。也可以使用具有类似性质的其它v(n)八位位组。
在步骤152中，确定在所有时隙中具有最多匹配的IDT表，并且在步骤154，把对应于具有最高概率模式匹配的IDT表的数字损耗指示成在网络中出现的数字损耗类型。
再次参照图7，在步骤110中检测出RBS1。一旦使用简化例子检测出RBS2和数字损耗，只剩下两个损伤可能对应于影响数字网络的损伤条件的IDT表。这些表是具有检测出的RBS2和数字损耗，并且RBS1=1或无RBS的表。如图10的流程图160中的步骤162-174所示，通过使用这些IDT表，在每个时间间隔上以对应于图9所述的数字损耗检测的方式可以检测出RBS1。
应当注意，在以上述方式进行任何损伤检测之前可以排除某些损伤条件。例如，如果是大八位位组，例如其值大于或等于112的八位位组，则以下损伤条件可以被排除：RBS1=无，数字损耗=6dB并且RBS2=无。如图6C的表90所示，这是由于不能以这些损伤类型接收这种振幅的八位位组。
根据所确定的上行数字损伤可以估测出模拟信道c(n)。为了在出现数字损伤时估测出模拟信道，PCM上行传输可以被模拟成图11中的模型。在图11中，在没有PCM下行回声的情况下示出了图3的上行传输模块图20’。可以通过半双工模式估测模拟信道c(n)，即在数字调制解调器38’不发送下行并且在上行传输中没有PCM下行回声时进行估测。或者PCM上行传输可以被模拟成图4中的模型并且可以通过全双工模式估测c(n)。下面首先描述半双工模式下的c(n)估测。以后将针对图16描述全双工模式下的echo(n)估测。
在数字调制解调器38’中实现图12的基于本发明的模拟信道估测器200。模拟信道估测器200包含模拟信道估测模块202，该模块被实现成FIR滤波器并且把基准引导训练序列z(n)和一个误差信号error(n)当成输入来接收，把一个信号y(n)’，即y(n)估测当成输出。信号y(n)’被输入到一个μ律量化模块204，该模块对信号y(n)’进行量化以便构成信号q(n)’。信号q(n)’被提供给US RBS1模块206，US数字损耗模块208和US RBS2模块210，这些模块根据检测的数字损伤修改信号以便产生一个信号v(n)’，即对接收信号v(n)的估测。应当注意RBS1和RBS2的类型会随着时隙变化而改变，并且在确定其类型之前假定其没有出现。
信号v(n)’被提供给八位位组-线性转换器211，该转换器把八位位组v(n)’转换成线性值vl(n)’。线性值vl(n)’被提供给加法器212。实际接收的八位位组v(n)被提供给八位位组-线性转换器213，该转换器把八位位组v(n)转换成线性值vl(n)。线性值vl(n)也被提供给加法器212，在该加法器中得到vl(n)和vl(n)’之间的差值并且被当成误差信号error(n)提供给模拟信道估测模块202。
如下所述，模拟信道估测模块202利用基准引导训练序列z(n)，误差信号error(n)和最小均方(LMS)算法估测模拟信道特征c(n)。模拟信道被表示成c(n)，其中n=0，1，…，Nc-1，并且Nc是信道长度，根据下述关系可以针对n=0，1，…，Nc-1确定信道系数：
cn(i)=cn-1(i)+_ error(n)z(n-i)    (2)其中cn(i)表示时间n上的估测信道系数，并且_表示LMS步长常量。有关LMS算法的信息参见B.Widrow和S.D.Sterns的“自适应信号处理”，Prentice Hall公司，Englewood Cliffs，NJ 1985。
如共同待定的的美国专利申请第08/999，254号(CX097028)所述，接着数字调制解调器38’向模拟调制解调器22’发送模拟信道c(n)的系数，上述模拟调制解调器使用这个信息改进上行传输。
根据本发明通过使用图13的在数字调制解调器38’中实现的回声估测器220可以估测PCM下行回声echo(n)。如下所述，回声估测器220考虑到了下行和上行数字损伤。被估测的下行回声echo(n)是在图4的μ律量化器34’的输入上引入到上行传输中的回声。通过估测信道中该位置处的，而不是数字调制解调器的输入上的下行回声，减少了量化的非线性效应和数字损伤，并且得到对PCM下行回声的更优估测。
回声估测器220包含一个反向虚拟量化器模块222，该模块接收信号v(n)并且输出虚拟量化器点组vq(n)。通过把等价量化器阀值设成指定检测损伤所需要的值，μ律量化器34’和检测的上行数字损伤被模拟成一个等价的新量化器，即反向虚拟量化器222。图14和15描述了这种情况的一个例子。应当注意，为了最精确地估测echo(n)，回声估测器220的上行部分应当被模拟成图4中具有μ律量化器和上行损伤模块的模型，但由于在q(n)未知的情况下即使给定v(n)也不容易做到这点，所以反向虚拟量化器222被用作最佳选择。
在图14中示出了具有点241-244和阀值245-249的一部分原始μ律集合240。图14中也示出了相同部分的，其阀值被修改成造成RBS1=1的μ律集合。现在有较少的阀值250-252，因此只有两个μ律点，即241和243被保留下来。对于新阀值250-252，图15中的虚拟量化器点vq(n)’，例如260和261可以被建成为每个阀值对之间的中点。必须注意，这些虚拟量化器点永远不是μ律线性电平。这样，根据如图14和15所示的方法选择出来的新阀值和点，构造出图13的反向虚拟量化器222以便把μ律八位位组v(n)转换成其对应的t个虚拟量化器点vq(n)。
再次参照图13，回声估测器222也包含DS RBSl模块224，该模块接收下行PCM信号s(n)。这个信号也通过DS数字损耗模块226和DS RBS2模块228，模块228向八位位组-线性转换器229输出一个数字损伤发送信号，该转换器把八位位组p(n)转换成μ律线性值pl(n)。μ律线性值pl(n)被提供给回声信道模块230，该模块被实现成一个FIR滤波器。根据模拟调制解调器22’检测的数字损伤设计数字损伤模块。回声信道模块230的输出是被提供给加法器232的PCM下行回声echo(n)。各虚拟量化器点vq(n)也被提供给加法器232，该加法器取vq(n)和echo(n)之间的差值以构成误差信号error(n)，该信号被反馈给回声信道模块230。
通过使用数字损伤信号，误差信号error(n)和最小均方算法，回声信道模块230通过以下述方式调整h(n)估测出PCM下行回声echo(n)。假定h(n)，其中n=0，1，…，Nn-1，并且Nn是回声信道长度，针对i=0，1，…，Nn-1可以按照以下方式确定信道系数：hn(i)=hn-1(i)+_ error(n)pl(n-i)    (3)
其中hn(i)表示在时刻n的估测信道系数，并且_表示LMS步长常量。
根据echo(n)，通过在预定时间周期上，例如在1000符号时间上求echo(n)的平方值的均值，可以得到回声方差σe 2。如共同待定的的美国专利申请第08/999，254号(CX097028)所述，接着数字调制解调器38’向模拟调制解调器22’发送回声方差，该模拟调制解调器使用这个信息改进上行传输。并且也如共同待定的的美国专利申请第08/999，254号(CX097028)所述，数字调制解调器38’也在解码器中使用echo(n)估测。
在图16中描述了一个全双工混合模拟信道和下行回声估测器。模拟信道估测器200a与图12的模拟信道估测器200配置相同，除了一个由回声估测器220a估测出的PCM下行回声分量echo(n)被加到模拟信道估测模块202a的输出上之外。回声估测器220a与图13的回声估测器220配置相同，除了没有反向虚拟量化器之外。估测器也使用公共误差信号error(n)。
根据本发明通过使用图17的在数字调制解调器38’中实现的增强回声估测器220b可以更精确地估测PCM下行回声echo(n)。回声估测器220b包含一个反向虚拟量化器模块222b，该模块接收信号v(n)并且输出虚拟量化器点vq(n)。如上所述，通过把等价量化器阀值设成指定检测损伤所需要的值，μ律量化器34’和检测的上行数字损伤被模拟成一个等价的新量化器，即反向虚拟量化器222b。
增强回声估测器220b也包含DS RBS1模块224b，该模块接收下行PCM信号s(n)。这个信号也通过DS数字损耗模块226b和DS RBS2模块228b，模块228b向八位位组-线性转换器229b输出一个数字损伤发送信号，该转换器把八位位组p(n)转换成μ律线性值pl(n)。μ律线性值pl(n)被提供给回声信道模块230b，该模块被实现成一个FIR滤波器。根据模拟调制解调器22’检测的数字损伤设计数字损伤模块。回声信道模块230b的输出是被提供给加法器232b的PCM下行回声echo(n)。数字调制解调器38’在确定u(n)之前根据v(n)解码出的虚拟量化器点vq(n)和点y(n)也被提供给加法器232b。加法器232b累加vq(n)，y(n)和echo(n)(vq(n)为正而y(n)和echo(n)为负)以构成误差信号error(n)(模拟信道误差信号)，该信号被反馈给回声信道模块230b。
如与本发明同时提交的律师记录号为CX096044P03的共同待定专利申请所述，误差信号error(n)也被发送到模拟PCM调制解调器以便调整目标响应p(n)和前置滤波器g(n)。越频繁地向模拟调制解调器发送误差信号，调整效果就越好；但以数据速率为代价。可以在每个符号中只发送误差信号的符号并且在不牺牲过多下行数据速率的情况下进行调整。
通过使用数字损伤信号pl(n)，误差信号error(n)和最小均方算法，回声信道模块230b通过等式(3)以上述方式调整h(n)来估测出PCM下行回声echo(n)。由于使用未受上行信号y(n)影响的误差信号对h(n)进行调整，所以调整速率更快。
任何得到误差信号error(n)的方式均是通过使用图18的误差信号发生器240来实现的。误差信号发生器240包含一个八位位组-线性转换器，该转换器把v(n)转换成提供给加法器244的vl(n)。其中还包含一个?律量化器246，该量化器接收受估测回声echo(n)影响的解码值y(n)并且输出八位位组q(n)’。接着八位位组被US RBS1模块248，US数字损耗模块250和US RBS2模块252修改以构成八位位组v(n)’。八位位组v(n)’被提供给八位位组-线性转换器254，该转换器向加法器244输出vl(n)’。加法器254累加vl(n)和vl(n)’并且输出误差信号error(n)或e(n)。
应当注意，可以通过存储在诸如计算机磁盘或存储器芯片的计算机可用介质中的软件和/或固件来实现本发明。本发明也可以具有嵌在载波中的计算机数据信号的形式，例如当用软件和/固件实现本发明时通过互连网电子发送的信号。
通过其它不偏离宗旨或基本特征的特殊形式也可以实现本发明。上述实施例应当被认为只是说明性的，并且不以此为限制。因而本发明的范围应当由所附权利要求书而不是上述描述来确定。来自在权利要求书的含义和范围的所有改变应当被包含在权利要求书的范围内。

Claims (65)

1．检测影响数字通信网络中的上行脉码调制(PCM)信道的数字损伤的方法，其中包括：
通过一个与数字通信网络互连的数字PCM调制解调器接收一个数字值随机序列，其中从通过数字通信网络的上行PCM信道发送的数字值集合中选择出上述数字值；
建立接收数字值的分布，各个分布对应于多个时间间隔中的一个；
针对各个时间间隔根据分布导出影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令和数字损耗的类型。
2．如权利要求1所述的方法，其中建立步骤包含针对来自接收随机序列的数字值集合，通过保持在各个时间间隔期间数字PCM调制解调器接收到集合中的各个数字值的次数的计数，从而建立出现事件表。
3．如权利要求2所述的方法，其中可能有在数字损耗之前的剥夺位信令的第一出现和在在数字损耗之后的剥夺位信令的第二出现。
4．如权利要求3所述的方法，其中导出步骤包含观察分布中接收数字值的最低有效位以确定各个时间间隔内剥夺位信令的第二出现的类型。
5．如权利要求4所述的方法，其中导出步骤还包含把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损耗的类型，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
6．如权利要求5所述的方法，其中比较步骤包含把各个损伤表的模式与出现事件表相比较。
7．如权利要求6所述的方法，其中比较步骤还包含确定具有空点的损伤表，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较并且确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字通信网络的数字损耗的类型。
8．如权利要求7所述的方法，其中比较步骤还包含在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式并且确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字网络的数字损耗的类型。
9．如权利要求8所述的方法，其中导出步骤还包含针对各个时间间隔把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令第一出现的类型，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
10．如权利要求9所述的方法，其中比较步骤包含把各个损伤表的一个模式与出现事件表相比较。
11．如权利要求10所述的方法，其中比较步骤还包含针对各个时间间隔确定具有空点的损伤表，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较并且确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型。
12．如权利要求11所述的方法，其中比较步骤还包含针对各个时间间隔，在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式并且确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型。
13．如权利要求1所述的方法，其中多个时间间隔是剥夺位信令时间间隔。
14．在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中，一种估测模拟信道的系数的方法，该方法包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且对八位位组进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤；
把接收的八位位组转换成接收线性值vl(n)；
接收模拟PCM调制解调器发送的电平的一个基准引导序列；
使用具有模拟信道系数的一个模拟信道滤波器对基准引导序列进行滤波以便产生一个滤波基准引导序列；
对滤波基准引导序列进行量化以便产生一个基准引导八位位组序列；
根据确定的上行数字损伤修改基准引导八位位组序列以便产生一个估测八位位组序列v(n)’，该序列是对接收八位位组序列v(n)的估测；
把估测的八位位组序列v(n)’转换成估测线性值vl(n)’；
通过取接收线性值vl(n)和估测线性值vl(n)’之间的差值产生一个误差信号；
使用误差信号和电平的基准引导序列估测模拟信道。
15．在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中，一种估测由从数字PCM调制解调器到模拟PCM调制解调器的下行数据传输在一个量化设备的输入上引入到上行数据传输y(n)中的下行回声的方法，该方法包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且由量化设备对其进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤；
把接收的八位位组解码成y(n)；
根据量化设备和确定的上行数字损伤把接收的八位位组各转换成虚拟量化器点vq(n)；
根据预定的下行数字损伤修改从数字PCM调制解调器发送的下行八位位组以产生修改下行八位位组p(n)；
把修改下行八位位组转换成修改下行线性值pl(n)；
使用具有回声信道系数的一个下行回声信道滤波器对修改下行线性值pl(n)进行滤波以便产生一个下行回声估测；
通过累加虚拟量化器点vq(n)和估测下行回声和解码y(n)来产生一个误差信号；
使用误差信号和修改下行线性值pl(n)更新回声信道系数。
16．检测影响数字通信网络中的上行脉码调制(PCM)信道的数字损伤的设备，其中包括：
通过一个与数字通信网络互连的数字PCM调制解调器接收一个数字值随机序列的逻辑，其中从通过数字通信网络的上行PCM信道发送的数字值集合中选择出上述数字值；
建立接收数字值的分布的逻辑，各个分布对应于多个时间间隔中的一个；
针对各个时间间隔根据分布导出影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令和数字损耗的类型的逻辑。
17．如权利要求16所述的设备，其中建立逻辑包含针对来自接收随机序列的数字值集合，通过保持在各个时间间隔期间数字PCM调制解调器接收到集合中的各个数字值的次数的计数，从而建立出现事件表的逻辑。
18．如权利要求17所述的设备，其中可能有在数字损耗之前的剥夺位信令的第一出现和在在数字损耗之后的剥夺位信令的第二出现。
19．如权利要求18所述的设备，其中导出逻辑包含观察分布中接收数字值的最低有效位以确定各个时间间隔内剥夺位信令的第二出现的类型的逻辑。
20．如权利要求19所述的设备，其中导出逻辑还包含把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损耗的类型的逻辑，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
21．如权利要求20所述的设备，其中比较逻辑包含把各个损伤表的模式与出现事件表相比较的逻辑。
22．如权利要求2l所述的设备，其中比较逻辑还包含确定具有空点的损伤表的逻辑，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较并且确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字通信网络的数字损耗的类型的逻辑。
23．如权利要求22所述的设备，其中比较逻辑还包含在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式的逻辑以及确定与出现事件表匹配的概率模式的逻辑，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字网络的数字损耗的类型的逻辑。
24．如权利要求23所述的设备，其中导出逻辑还包含针对各个时间间隔把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令第一出现的类型的逻辑，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
25．如权利要求24所述的设备，其中比较逻辑包含把各个损伤表的一个模式与出现事件表相比较的逻辑。
26．如权利要求25所述的设备，其中比较逻辑还包含针对各个时间间隔确定具有空点的损伤表的逻辑，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较并且确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型的逻辑。
27．如权利要求26所述的设备，其中比较逻辑还包含针对各个时间间隔，在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式的逻辑以及确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型的逻辑。
28．如权利要求16所述的设备，其中多个时间间隔是剥夺位信令时间间隔。
29．在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中，一种估测模拟信道的系数的设备，该设备包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)的逻辑，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且对八位位组进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤的逻辑；
把接收的八位位组转换成接收线性值vl(n)的逻辑；
接收模拟PCM调制解调器发送的电平的一个基准引导序列的逻辑；
使用具有模拟信道系数的一个模拟信道滤波器对基准引导序列进行滤波以便产生一个滤波基准引导序列的逻辑；
对滤波基准引导序列进行量化以便产生一个基准引导八位位组序列的逻辑；
根据确定的上行数字损伤修改基准引导八位位组序列以便产生一个估测八位位组序列v(n)’的逻辑，该序列是对接收八位位组序列v(n)的估测；
把估测的八位位组序列v(n)’转换成估测线性值vl(n)’的逻辑；
通过取接收线性值vl(n)和估测线性值vl(n)’之间的差值产生一个误差信号的逻辑；
使用误差信号和电平的基准引导序列估测模拟信道的逻辑。
30．在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收上行数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中，估测由从数字PCM调制解调器到模拟PCM调制解调器的下行数据传输在一个量化设备的输入上引入到上行数据传输y(n)中的下行回声的设备，该设备包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)的逻辑，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且由量化设备对其进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤的逻辑；
把接收的八位位组解码成y(n)的逻辑；
根据量化设备和确定的上行数字损伤把接收的各八位位组转换成虚拟量化器点vq(n)的逻辑；
根据预定的下行数字损伤修改从数字PCM调制解调器发送的八位位组以产生修改下行八位位组p(n)的逻辑；
把修改下行八位位组转换成修改下行线性值pl(n)的逻辑；
使用具有回声信道系数的一个下行回声信道滤波器对修改下行线性值pl(n)进行滤波以便产生一个下行回声估测的逻辑；
通过累加虚拟量化器点vq(n)，估测下行回声和解码y(n)来产生一个误差信号的逻辑；
使用误差信号和修改下行线性值pl(n)更新回声信道系数的逻辑。
31．包含检测影响数字通信网络中的上行脉码调制(PCM)信道的数字损伤的计算机可读程序代码装置的计算机可用介质，其中包括：
通过一个与数字通信网络互连的数字PCM调制解调器接收一个数字值随机序列的计算机可读程序代码装置，其中从通过数字通信网络的上行PCM信道发送的数字值集合中选择出上述数字值；
建立接收数字值的分布的计算机可读程序代码装置，各个分布对应于多个时间间隔中的一个；
针对各个时间间隔根据分布导出影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令和数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置。
32．如权利要求31所述的计算机可用介质，其中用于建立的计算机可读程序代码装置包含针对来自接收随机序列的数字值集合，通过保持在各个时间间隔期间数字PCM调制解调器接收到集合中的各个数字值的次数的计数，从而建立出现事件表的计算机可读程序代码装置。
33．如权利要求32所述的计算机可用介质，其中可能有在数字损耗之前的剥夺位信令的第一出现和在在数字损耗之后的剥夺位信令的第二出现。
34．如权利要求33所述的计算机可用介质，其中用于导出的计算机可读程序代码装置包含观察分布中接收数字值的最低有效位以确定各个时间间隔内剥夺位信令的第二出现的类型的计算机可读程序代码装置。
35．如权利要求34所述的计算机可用介质，其中用于导出的计算机可读程序代码装置还包含把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
36．如权利要求35所述的计算机可用介质，其中用于比较的计算机可读程序代码装置包含把各个损伤表的模式与出现事件表相比较的计算机可读程序代码装置。
37．如权利要求36所述的计算机可用介质，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含确定具有空点的损伤表的计算机可读程序代码装置，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较并且确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字通信网络的数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置。
38．如权利要求37所述的计算机可用介质，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式的计算机可读程序代码装置以及确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字网络的数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置。
39．如权利要求38所述的计算机可用介质，其中用于导出的计算机可读程序代码装置还包含针对各个时间间隔把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令第一出现的类型的计算机可读程序代码装置，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
40．如权利要求39所述的计算机可用介质，其中用于比较的计算机可读程序代码装置包含把各个损伤表的一个模式与出现事件表相比较的计算机可读程序代码装置。
41．如权利要求40所述的计算机可用介质，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含针对各个时间间隔确定具有空点的损伤表，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较的计算机可读程序代码装置以及确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型的计算机可读程序代码装置。
42．如权利要求41所述的计算机可用介质，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含针对各个时间间隔，在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式的计算机可读程序代码装置以及确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型的计算机可读程序代码装置。
43．如权利要求31所述的计算机可用介质，其中多个时间间隔是剥夺位信令时间间隔。
44．包含着在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中使用的用于估测模拟信道的系数的计算机可读程序代码装置的计算机可用介质，其中包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)的计算机可读程序代码装置，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且对八位位组进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤的计算机可读程序代码装置；
把接收的八位位组转换成接收线性值vl(n)的计算机可读程序代码装置；
接收模拟PCM调制解调器发送的电平的一个基准引导序列的计算机可读程序代码装置；
使用具有模拟信道系数的一个模拟信道滤波器对基准引导序列进行滤波以便产生一个滤波基准引导序列的计算机可读程序代码装置；
对滤波基准引导序列进行量化以便产生一个基准引导八位位组序列的计算机可读程序代码装置；
根据确定的上行数字损伤修改基准引导八位位组序列以便产生一个估测八位位组序列v(n)’的计算机可读程序代码装置，该序列是对接收八位位组序列v(n)的估测；
把估测的八位位组序列v(n)’转换成估测线性值vl(n)’的计算机可读程序代码装置；
通过取接收线性值vl(n)和估测线性值vl(n)’之间的差值产生一个误差信号的计算机可读程序代码装置；
使用误差信号和电平的基准引导序列估测模拟信道的计算机可读程序代码装置。
45．包含着在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中使用的用于估测由从数字PCM调制解调器到模拟PCM调制解调器的下行数据传输在一个量化设备的输入上引入到上行数据传输y(n)中的下行回声的计算机可读程序代码装置的计算机可用介质，其中包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)的计算机可读程序代码装置，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且由量化设备对其进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤的计算机可读程序代码装置；
把接收的八位位组解码成y(n)的计算机可读程序代码装置；
根据量化设备和确定的上行数字损伤把接收的各八位位组转换成虚拟量化器点vq(n)的计算机可读程序代码装置；
根据预定的下行数字损伤修改从数字PCM调制解调器发送的八位位组以产生修改下行八位位组p(n)的计算机可读程序代码装置；
把修改下行八位位组转换成修改下行线性值pl(n)的计算机可读程序代码装置；
使用具有回声信道系数的一个下行回声信道滤波器对修改下行线性值pl(n)进行滤波以便产生一个下行回声估测的计算机可读程序代码装置；
通过累加虚拟量化器点vq(n)，估测下行回声和解码y(n)来产生一个误差信号的计算机可读程序代码装置；
使用误差信号和修改下行线性值pl(n)更新回声信道系数的计算机可读程序代码装置。
46．被包含在载波中的计算机数据信号，其中在计算机数据信号中包含的是用于检测影响数字通信网络中的上行脉码调制(PCM)信道的数字损伤的计算机可读程序代码装置，该信号包括：
通过一个与数字通信网络互连的数字PCM调制解调器接收一个数字值随机序列的计算机可读程序代码装置，其中从通过数字通信网络的上行PCM信道发送的数字值集合中选择出上述数字值；
建立接收数字值的分布的计算机可读程序代码装置，各个分布对应于多个时间间隔中的一个；
针对各个时间间隔根据分布导出影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令和数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置。
47．如权利要求46所述的计算机数据信号，其中用于建立的计算机可读程序代码装置包含针对来自接收随机序列的数字值集合，通过保持在各个时间间隔期间数字PCM调制解调器接收到集合中的各个数字值的次数的计数，从而建立出现事件表的计算机可读程序代码装置。
48．如权利要求47所述的计算机数据信号，其中可能有在数字损耗之前的剥夺位信令的第一出现和在在数字损耗之后的剥夺位信令的第二出现。
49．如权利要求48所述的计算机数据信号，其中用于导出的计算机可读程序代码装置包含观察分布中接收数字值的最低有效位以确定各个时间间隔内剥夺位信令的第二出现的类型的计算机可读程序代码装置。
50．如权利要求49所述的计算机数据信号，其中用于导出的计算机可读程序代码装置还包含把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
51．如权利要求50所述的计算机数据信号，其中用于比较的计算机可读程序代码装置包含把各个损伤表的模式与出现事件表相比较的计算机可读程序代码装置。
52．如权利要求51所述的计算机数据信号，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含确定具有空点的损伤表的计算机可读程序代码装置，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较并且确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字通信网络的数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置。
53．如权利要求52所述的计算机数据信号，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式的计算机可读程序代码装置以及确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的数字损耗类型就是影响数字网络的数字损耗的类型的计算机可读程序代码装置。
54．如权利要求53所述的计算机数据信号，其中用于导出的计算机可读程序代码装置还包含针对各个时间间隔把多个损伤表与出现事件表相比较以确定影响数字通信网络的上行PCM信道的剥夺位信令第一出现的类型的计算机可读程序代码装置，这些损伤表对应于剥夺位信令和数字损耗的第一和第二出现的不同组合。
55．如权利要求54所述的计算机数据信号，其中用于比较的计算机可读程序代码装置包含把各个损伤表的一个模式与出现事件表相比较的计算机可读程序代码装置。
56．如权利要求55所述的计算机数据信号，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含针对各个时间间隔确定具有空点的损伤表，把具有空点的损伤表的空点模式与出现事件表相比较的计算机可读程序代码装置以及确定是否有任何空点模式与出现事件表相匹配，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型的计算机可读程序代码装置。
57．如权利要求56所述的计算机数据信号，其中用于比较的计算机可读程序代码装置还包含针对各个时间间隔，在没有匹配的空点模式时，比较不具有空点的损伤表的概率模式的计算机可读程序代码装置以及确定与出现事件表匹配的概率模式，从而指示对应于匹配损伤表的剥夺位信令第一出现的类型就是影响数字通信网络的剥夺位信令第一出现的类型的计算机可读程序代码装置。
58．如权利要求46所述的计算机数据信号，其中多个时间间隔是剥夺位信令时间间隔。
59．被包含在载波中的计算机数据信号，其中在计算机数据信号中包含的是在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中使用的用于估测模拟信道的系数的计算机可读程序代码装置，该信号包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)的计算机可读程序代码装置，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且对八位位组进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤的计算机可读程序代码装置；
把接收的八位位组转换成接收线性值vl(n)的计算机可读程序代码装置；
接收模拟PCM调制解调器发送的电平的一个基准引导序列的计算机可读程序代码装置；
使用具有模拟信道系数的一个模拟信道滤波器对基准引导序列进行滤波以便产生一个滤波基准引导序列的计算机可读程序代码装置；
对滤波基准引导序列进行量化以便产生一个基准引导八位位组序列的计算机可读程序代码装置；
根据确定的上行数字损伤修改基准引导八位位组序列以便产生一个估测八位位组序列v(n)’的计算机可读程序代码装置，该序列是对接收八位位组序列v(n)的估测；
把估测的八位位组序列v(n)’转换成估测线性值vl(n)’的计算机可读程序代码装置；
通过取接收线性值vl(n)和估测线性值vl(n)’之间的差值产生一个误差信号的计算机可读程序代码装置；
使用误差信号和电平的基准引导序列估测模拟信道的计算机可读程序代码装置。
60．被包含在载波中的计算机数据信号，其中在计算机数据信号中包含的是在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中使用的用于估测由从数字PCM调制解调器到模拟PCM调制解调器的下行数据传输在一个量化设备的输入上引入到上行数据传输y(n)中的下行回声的计算机可读程序代码装置，该信号包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)的计算机可读程序代码装置，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且由量化设备对其进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤的计算机可读程序代码装置；
把接收的八位位组解码成y(n)的计算机可读程序代码装置；
根据量化设备和确定的上行数字损伤把接收的各八位位组转换成虚拟量化器点vq(n)的计算机可读程序代码装置；
根据预定的下行数字损伤修改从数字PCM调制解调器发送的八位位组以产生修改下行八位位组p(n)的计算机可读程序代码装置；
把修改下行八位位组转换成修改下行线性值pl(n)的计算机可读程序代码装置；
使用具有回声信道系数的一个下行回声信道滤波器对修改下行线性值pl(n)进行滤波以便产生一个下行回声估测的计算机可读程序代码装置；
通过累加虚拟量化器点vq(n)，估测下行回声和解码y(n)来产生一个误差信号的计算机可读程序代码装置；
使用误差信号和修改下行线性值pl(n)更新回声信道系数的计算机可读程序代码装置。
61．如权利要求2所述的方法，其中导出步骤包含当接收到超过一个预定值的数字值时，消除某些RBS和数字损耗类型，其中这些类型被当成可能影响数字通信网络的类型。
62．如权利要求17所述的设备，其中导出逻辑包含当接收到超过一个预定值的数字值时，消除某些RBS和数字损耗类型的逻辑，其中这些类型被当成可能影响数字通信网络的类型。
63．如权利要求32所述的计算机可用介质，其中用于导出的计算机可读程序代码装置包含当接收到超过一个预定值的数字值时，消除某些RBS和数字损耗类型的计算机可读程序代码装置，其中这些类型被当成可能影响数字通信网络的类型。
64．如权利要求47所述的计算机数据信号，其中用于导出的计算机可读程序代码装置包含当接收到超过一个预定值的数字值时，消除某些RBS和数字损耗类型的计算机可读程序代码装置，其中这些类型被当成可能影响数字通信网络的类型。
65．在与数字通信网络互连并且适合从与一个模拟信道互连的模拟调制解调器接收数据传输的数字脉码调制(PCM)调制解调器中，一种估测模拟信道的系数并且估测由从数字PCM调制解调器到模拟PCM调制解调器的下行数据传输在一个量化设备的输入上引入到上行数据传输中的下行回声的方法，其中包括：
通过数字PCM调制解调器从数字通信网络的上行PCM信道接收一个八位位组序列v(n)，其中根据模拟PCM调制解调器在模拟信道上发送的电平序列产生八位位组并且对八位位组进行量化；
根据接收的八位位组确定影响数字通信网络的上行PCM信道的数字损伤；
把接收的八位位组转换成接收线性值vl(n)；
接收模拟PCM调制解调器发送的电平的一个基准引导序列；
使用具有模拟信道系数的一个模拟信道滤波器对基准引导序列进行滤波以便产生一个滤波基准引导序列；
把一个估测下行回声加到滤波基准引导序列中；
对滤波基准引导序列进行量化以便产生一个基准引导八位位组序列；
根据确定的上行数字损伤修改基准引导八位位组序列以便产生一个估测八位位组序列v(n)’，该序列是对接收八位位组序列v(n)的估测；
把估测的八位位组序列v(n)’转换成估测线性值vl(n)’；
通过取接收线性值vl(n)和估测线性值vl(n)’之间的差值产生一个误差信号；
使用误差信号和电平的基准引导序列估测模拟信道系数；
根据预定的下行数字损伤修改从数字PCM调制解调器发送的八位位组以产生修改下行八位位组p(n)；
把修改下行八位位组转换成修改下行线性值pl(n)；
使用具有回声信道系数的一个下行回声信道滤波器对修改下行线性值pl(n)进行滤波以便产生一个下行回声估测；
使用误差信号和修改下行线性值pl(n)更新回声信道系数的逻辑。
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