JP2002536866A - Ｐｃｍモデムに対する変換テーブルの設計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 モデムのフレームのどのスロットが損耗ビット信号（ＲＢＳ）を受けるか、および損耗ビット信号がβ−コーデック損耗ビット信号であるかを判定する方法が提供される。取得されたＤＩＬシーケンスから、各スロットに対するレベル値の順序付きテーブルが生成される。どのスロットがＲＢＳスロットであるかの判定時に、「ゼロ距離」を越える距離の数を決定するため、各スロットに対するテーブルの隣接レベル間の距離が、取得されて「ゼロ距離」の閾値に比較される（６４０）。各スロットに対して、ゼロ距離の数が閾値に比較され（６３０）、このゼロ距離の数が閾値を越えるならば、スロットがＲＢＳスロットであると宣言される。各スロットに対するゼロ距離の閾値は、前記スロットに対する最大距離の関数を隣接するレベルから規定することにより生成される（６２０）。どのＲＢＳスロットがβ−コーデック・スロットであるかの判定時に、順序付きテーブルの対応するレベル間の距離が見出される。１つのスロットから他のスロットへの距離の実質的に半分以上がゼロ距離の閾値より大きいことが見出されるならば、このスロットがβ−コーデック・スロットであると判定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、参考のため本文に援用される共同所有の１９９７年３月４日出願の
米国特許出願第０８／８０１，０６６号（米国特許第５，８２２，３７１号とし
て発行）、１９９７年３月４日出願の同第０８／８０７，９５５号、１９９７年
４月８日出願の同第０８／８３８，３６７号、同第０８／８５１，５９７号（米
国特許第５，８２５，８１６号として発行）、および同第０８／８７０，６８４
号（米国特許第５，８２５，８２３号として発行）に関連する。

【０００２】 発明の背景 １．発明の分野 本発明は、通信装置に関する。特に、本発明は、ＰＣＭモデムに対する変換テ
ーブルおよびコンステレーションの設計およびこれらの生成方法に関する。

【０００３】 ２．技術水準 データならびに音声の転送のための電気通信のますます増大する重要性にによ
り、電話線路におけるデータ転送レートを増加しようとする強力な努力がなされ
てきた。１９９４年には、ＩＴＵ−ＴがＶ．３４推奨規格（国際電気通信連盟の
電気通信規格分化検討会推奨規格Ｖ．３４、スイス国ジュネーブ１９９４年）を
採択した。このＶ．３４規格および以降の変更は、２８．８ｋｂｐｓないし３３
．５６ｋｂｐｓのモデム作動速度を規定し、今日販売されている大半のモデムは
当該Ｖ．３４推奨規格を堅持している。しかし、インターネットの使用に関する
検査により、Ｖ．３４の転送速度でさえ、インターネットで得られる大きなファ
イルのダウンロードは長い期間を要し得る。このため、Ｖ．３４規格が採択され
た場合でも、データ転送レートを更に速く増加させる更なる規格の推奨を行う機
運があった。

【０００４】 電気通信回路網がアナログ・システムであるデータ・レートにおける更なる増
加が理論的に制限されること（Ｃ．Ｅ．Ｓｈａｎｎｏｎ著「通信の数学的理論（
Ａ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ
ｏｎ）」（Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ、２
７：３７９−４２３、６２３−６５６、１９４８年）参照）を認識して、電気通
信回路網の多くが現在ディジタルであるという事実を利用する種々の堤案がなさ
れてきた。例えば、Ａｙａｎｏｇｌｕｅ等の米国特許第５，３９４，４３７号、
Ｄａｇｄｅｖｉｒｅｎの同第５，４０６，５８３号、およびＡｙａｎｏｇｌｕｅ
等の同第５，５２８，６２５号（全てがＡＴ＆Ｔ／Ｌｕｃｅｎｔへ譲渡され、ま
た全てが参考のため本文に援用される）は全て、データ転送レートを５６ｋｂｐ
ｓ以上に増大するために回路網がほとんどディジタルであることの認識を利用す
る技術について論議している。同様に、Ｋａｌｅｔ等の「ＰＡＭ音声帯域チャネ
ルの容量（Ｔｈｅ Ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ＰＡＭ Ｖｏｉｃｅｂａｎｄ Ｃ
ｈａｎｎｅｌｓ）」（９３年度ＩＥＥＥ国際通信委員会、５０７−５１１ページ
、スイス国ジュネーブ１９９３年）は、中央局において生じるアナログ／ディジ
タル変換が一切の定量的エラーもなく達成されるように送信側が正確なアナログ
・レベルおよびタイミングを選定するようなシステムについて論議している。参
考のため本文に援用されるＴｏｗｎｓｈｅｎｄのＰＣＴ特許出願第ＵＳ９５／１
５９２４号（ＷＯ出願番号第９６／１８２６１号）が、同様な技術について論議
している。かかる全ての開示は、Ｖ．３４推奨規格において現在使用されている
ＱＡＭ（直角振幅変調）ではなく、ＰＡＭ（パルス振幅変調）ディジタル・コー
ディング技術の使用を前提としている。ＡＴ＆Ｔ技術とＴｏｗｎｓｈｅｎｄの文
献との間の主な相違は、ＡＴ＆Ｔ技術が「上流」と「下流」の両方向における電
話回路網のディジタル特性の検討を示唆するのに対し、Ｔｏｗｎｓｈｅｎｄは下
流方向のみに関心を有するように思われることである。このため、Ｔｏｗｎｓｈ
ｅｎｄに基くように見える米国のＲｏｂｏｔｉｃｓの「ｘ２」技術などのシステ
ムは、上流方向の通信に対するＶ．３４推奨技術の使用について展望している。

【０００５】 最近、ＰＣＭ形式のモデムを標準化する目的のため、新たな規格の推奨がＩＴ
Ｕ−Ｔにより採択された。参考のため本文に援用される「Ｖ．９０」として知ら
れるこの新たな規格は、主としてＰＣＭ形式のモデムの送信機に関するものであ
る。Ｖ．９０規格は、８．４．１項において、当技術においてディジタル・イン
ペアメント・ラーニング（ｄｉｇｉｔａｌ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔ ｌｅａｒｎ
ｉｎｇ）（ＤＩＬ）としても知られるプロービング信号（ｐｒｏｂｉｎｇ ｓｉ
ｇｎａｌ）の提供を要求する。ＤＩＬの目的は、受信側の（アナログ）モデムの
受信機に回路網の減損を計測する機会を与えることである。受信側のモデムによ
り行われる計測および判定は、データの転送のための適切なコンステレーション
（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）の公式化（ｆｏｒｍｕｌａｔｉｎｇ）において
受信側モデムにより用いられる。受信側モデムにより公式化されるコンステレー
ションは、Ｖ．９０規格の８．３．１項に記載されるＤＩＬ記述子として送信側
モデムに対し返送される。

【０００６】 従来技術においてＶ．９０モデムにおける送信機に対して多くの注目がなされ
たが、適切な送信コンステレーションを設計する能力が高品質モデムの製造にお
いて重要な役割を演じることが理解されよう。特に、Ｖ．９０によれば、送信機
は、１２８の正および１２８の負のμ則（μ−ｌａｗ）レベルまたはＡ則（Ａ−
ｌａｗ）レベルに対応する８ビットの２進数（８ビットバイト、オクテット）を
送信する。これらオクテット（ｏｃｔｅｔ）は、ディジタル回路網を進み、最後
に中央局のディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）・コンバータにおいてアナログ・レ
ベルへ変換される。回路網の減損が存在する場合にデータ・レートを最大化する
ために、最適な信号コンステレーションが用いられねばならない。このため、送
信されたオクテットをＤ／Ａ出力で受取られるレベルへ関連付ける（対応させる
）ことが必要である。このような関連付けあるいは対応付けは、変換テーブルへ
の参照によって行われる。ディジタル・チャンネルが不確定なパラメータを持ち
、かつＰＣＭ信号がディジタル減衰（ＰＡＤ）、損耗ビット（ｒｏｂｂｅｄ ｂ
ｉｔｓ）、などを含むディジタルおよびアナログ両様の歪みを受けるから、変換
テーブルの判定は自明なタスクではない。しかし、適切な変換テーブルの用意は
、データ通信の高品質の機能にとって重要となる。更に、変換テーブルは、適切
なコンステレーション設計の生成のため必要である。 本発明の概要 従って、本発明の目的は、ＰＣＭモデムの受信機に変換テーブルを生成する方
法および当該方法を用いる装置を提供することである。

【０００７】 本発明の別の目的は、ディジタルおよびアナログ減損に対してアカウントが行
われるＰＣＭモデムの受信機に変換テーブルを生成する方法を提供することであ
る。

【０００８】 本発明の更なる目的は、変換テーブルの判定に基くコンステレーションの設計
構造を最適化する方法を提供することである。 本発明の更なる目的は、Ｖ．９０タイプのモデム受信機における変換テーブル
の生成に有効なアルゴリズムを提供することである。

【０００９】 本発明の目的によれば、変換テーブルの生成において、本発明の受信機は受信
信号のスロットの各々に関する情報を利用する。特に、各スロットに対して、受
信機は最初に、ａ）どれかのスロットがあるタイプの損耗ビット信号生成、ｂ）
スケーリング・ファクタの推定、ｃ）セッションに適用可能なＰＡＤの推定、お
よびｄ）使用された（Ａ則あるいはμ則の）コード、を受けるかを判定しなけれ
ばならない。特に、受信機は、ＤＩＬプロービング信号を受取り、この信号をス
ロット単位で（例えば、値により）順序を与えられて格納される信号レベル・テ
ーブルへ分ける。信号レベル・テーブルから、隣接するレベル間の距離のテーブ
ルが計算されて格納される。本発明の第１の望ましい特質によれば、計算された
ゼロ距離数（すなわち、隣接レベル間の距離＝ゼロ）に基いて、各スロットに対
しこのスロットが損耗ビットを蒙ったかどうかの判定がなされる。

【００１０】 本発明の第２の望ましい特質によれば、距離テーブルは各スロットに対する候
補スケーリング・ファクタの発見において用いられる。特に、（Ｎ＋１）のプロ
ービング信号レベル間の距離のシーケンスを表わすＮの距離、これらをシーケン
スの最初の３つの非ゼロ成分の関数である上方あるいは下方の境界に比較するこ
とにより用いられることが望ましい。上方および下方の境界により画定される範
囲内に該当する距離差のセットの構成員数が、これらの距離の平均値である第１
の平均値と共に決定される。次に、Ｎの距離は、前に決定された第１の平均値の
関数である上下の境界に比較されて、第２のセットの距離と第２の平均値を提供
する。望ましい実施の形態においては、このプロセスは、第３、第４および第５
のセットと、第３、第４および第５の平均値とを得るまで反復される。第１から
第５の数の和が３つの非ゼロ成分のそれぞれについて計算され、最大和を用いて
非ゼロ成分を識別し、これからスケーリング・ファクタが計算される。このよう
に、前記成分に対する第１の平均値が最後の平均距離を与える数式において用い
られる。望ましい実施の形態においては、この最後の平均距離は、スケーリング
・ファクタを乗じた最高のセクタで用いられる距離と関連する。

【００１１】 本発明の第２の特質の望ましい実施の形態によれば、２つ以上の損耗されない
ビットのスロットがある場合、計算されるＮの距離は使用された各レベルの平均
値から生成される。唯一のセットの候補スケーリング・ファクタは、各スロット
に対する別のセットの候補スケーリング・ファクタとは対照的に計算される。

【００１２】 本発明の第３の特質によれば、到来信号がＡ則あるいはμ則のいずれに従って
コード化されるかは、Ａ則／μ則の分離関数の値を計算することにより、次にこ
の関数値を予め定めた閾値に比較することによって決定される。特に、望ましい
分離関数は、

【００１３】

【数１】 但し、Ｌ（ｉ）はｉ番目の正のレベル、ｙは望ましくは１に等しい正の整数であ
る。ノイズのない（かつ何らかのＰＡＤ減衰のある）Ａ則レベルの場合、ｎ２＞
ｎ１≧３３に対して、Ｆ１（ｎ１、ｎ２）はゼロとなる。一方、ノイズがなく０
ｄＢのＰＡＤ減衰があるμ則のレベルでは、Ｆ１（ｎ１，ｎ２）＝３３（ｎ２−
ｎ１＋１）。本発明の望ましい実施の形態によれば、分離関数Ｆ１（６４、１２
８）に対する値は、フレーム内の任意の損耗のないビット信号について、あるい
は損耗のないビット信号の平均値について計算される。次に、分離関数に対する
値が閾値（例えば、５００）に比較される。この分離関数の値が閾値を越えるな
らば、信号はμ則信号であると判定される。反対に、分離関数の値が閾値を越え
なければ、信号はＡ則信号であると判定される。

【００１４】 本発明の第４の特質によれば、Ａ則および（または）線形μ則のチャネルに対
する最終スケーリング・ファクタを選定する方法は、ＰＡＤ推定関数を計算する
こと、および計算されたＰＡＤ推定関数の値を一連の閾値に比較してＰＡＤが＜
６ｄＢであるかどうか判定することを含む。特に、望ましいＰＡＤ推定関数は、

【００１５】

【数２】 但し、Ｌ（ｉ）は、２つ以上の損耗のないビットのスロットがある場合に１つの
損耗のないビットのスロットで受取られるｉ番目の正のレベル（ここで、ｎ１≧
１７およびｎ２≦１２８）であり、ｙは１に等しいことが望ましい正の整数であ
る。本発明の当該特質の望ましい実施の形態によれば、ＰＡＤ推定関数は、非線
形チャネルのμ則ＰＣＭ信号のＰＡＤ推定のためのレベル６４および１２８につ
いて、またＡ則ＰＣＭ信号のＰＡＤ推定のレベル３３および５８について計算さ
れる。次に、ＰＡＤ推定関数は、μ則とＡ則の両方のＰＣＭ信号について、信号
／雑音比（ＳＮＲ）が４０ｄＢより大きければゼロと見なされるバイアス補正を
差引くことによって補正される。ＳＮＲが４０ｄＢより小さければ、μ則信号に
ついてはバイアス補正は１５（４０−ＳＮＲ（ｄＢ））と見なされ、Ａ則信号に
ついてはバイアス接点は５（４０−ＳＮＲ（ｄＢ））と見なされる。このバイア
ス補正されたＰＡＤ推定関数は次に、例えば、０ｄＢと６ｄＢ、１ｄＢと７ｄＢ
、３ｄＢと９ｄＢ、などの弁別のため一連の閾値に比較され、またＰＡＤ判定は
候補スケーリング・ファクタのどれが最終スケーリング・ファクタＳｃｆである
かを選択するのに用いられる。

【００１６】 本発明の第５の特質によれば、非線形μ則チャネル（および必要ならば、線形
μ則チャネル）の場合、最終スケーリング・ファクタＳｃｆが次のように決定さ
れる。非線形チャネルにおけるＰＡＤ減衰および最終スケーリング・ファクタを
見出すために、距離関数Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）が規定され、Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）＝
２Ｌ（ｉ−Δ）となる。但し、Ｌ（ｉ）はイコライザの出力におけるスケールさ
れたＤＩＬシーケンスのｉ番目のレベルの値であり、Δは比較された指数間に生
じたシフトである。距離関数に従って計算された距離には、共通循環距離（Ｌｄ
ｅｌＣ）および他の距離が含まれる。この共通循環距離は、ＬｄｅｌＣ＝３３・
（１０^PAD/20）＝３３／Ｓｃｆに従って、ＰＡＤ減衰および最終の所望スケーリ
ング・ファクタＳｃｆと強く接続されることが判った。更に、完全ＤＩＬシーケ
ンスおよびΔ＝１６においては、ＬｄｅｌＣ＝ｍａｘｉ（Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）
）であることが示される。Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）＝ＬｄｅｌＣを規定しかつｉ_min
で示される最小指数ｉは、ＰＡＤ減衰およびΔの関数である。本発明の第５の特
質によれば、予期される共通距離ＬｄｅｌＣはＬｄｅｌＣ１＝３３／Ｓｃｆに従
って計算され、ＬｄｅｌＣ＝６６／Ｓｃ１、ＬｄｅｌＣ３＝１３２／Ｓｃ１とな
り、ここでＳｃ１は本発明の第４の特質により決定された３つの候補スケーリン
グ・ファクタ、１≦Ｓｃ１≦２、スケーリング・ファクタＳｃ２＝（Ｓｃ１）／
２およびスケーリング・ファクタＳｃ３＝（Ｓｃ１）／４の最大値である。次い
で、Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）を選定し達成するために指数ｉ_minが計算される。低す
ぎるＬｄｅｌ（ｉ，Δ）に対する累計距離値を避けるために、予期されるＰＡＤ
ｍａｘの単調に増加する関数である閾値Ｔｈｌが選択される。次に、ｉ＝ｉ_min
ないしｉ＝（ｉ_min＋Ｎ_i）のｉに対しては、距離Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）が閾値Ｔ
ｈｌに比較され、閾値を越える距離が選択されて平均される。平均値は、Ｄ１と
表わされるＬｄｅｌＣ推定値と見なされる。ＬｄｅｌＣ推定値は次に、Ｌｄｅｌ
Ｃ１、ＬｄｅｌＣ２およびＬｄｅｌＣ３の計算に比較されて最小差を見出す。こ
の最小差は、最終のスケーリング・ファクタＳｃｆと見なされる候補のスケーリ
ング・ファクタを指示する。

【００１７】 本発明の第６の特質によれば、非線形性の表示および決定は、本発明の第５の
特質に従って得た平均共通距離を、異なる指数範囲に関するも同じ方法で得た第
２の平均共通距離に比較することにより行うことができる。非線形性の表示は、
平均共通距離間の絶対差として規定でき、チャネルを非線形または線形として規
定するように妥当な閾値を設定することができる。更に、デシベル単位における
非線形性の定量的な推定は、平均的な共通距離の情報から、あるいは本発明の別
の特質から得られるような決定からのいずれかで生成することができる。非線形
性の決定は、必要ならば、変換テーブルの設計のために用いることができる。こ
のように、ＮＬが大きければ、スケールされたＤＩＬシーケンスを通常の変換テ
ーブルに代えることもできる。

【００１８】 本発明の第７の特質によれば、ａ−コーデック・タイプの損耗のあるビット信
号生成が、各スロットに対する受取り信号レベルを比較し、異なるスロットにお
ける対応値間にゼロ距離数（あるいは逆に、非ゼロ距離数）を見出し、ゼロ距離
（あるいは、非ゼロ距離）の数を閾値に比較することによって、β−コーデック
・タイプの損耗のあるビット信号生成（半損耗ビット信号生成とも呼ばれる）か
ら弁別される。理想的には、損耗のないビットと半損耗のあるビットのスロット
間のゼロ距離数がゼロとなり、損耗のないビットと別の損耗のないビットのスロ
ット間のゼロ距離数は調べたレベル数に等しく（すなわち、全ての比較が結果と
してゼロ距離となり）、損耗のないビット・スロットと損耗のあるビット・スロ
ット間の差がゼロの差の数が（１２８レベルに対して）６４以下となる。このよ
うに、特定のスロットがその受取りレベルと他のスロットにより受取られたレベ
ル間のゼロの差とはほとんどならない場合、このスロットは半損耗ビット・スロ
ットであると宣言される。

【００１９】 本発明の第８の特質によれば、Ａ則またはμ則のどちらが用いられるか、ａ−
コーデック・タイプまたはβ−コーデック・タイプの損耗ビット信号生成のどち
らが用いられるか、最終的なスケーリング・ファクタ決定かに関する情報を用い
ることにより変換テーブルが生成される。各スロットに対し、受取りプロービン
グ信号Ｌ（ｉ）の各レベルが、このスロットに対する最終的スケーリング・ファ
クタＳｃｆにより乗じられてスケール付きレベル（Ｌｓ（ｉ））を生じる。前記
スロットに対するスケール付きレベルＬｓ（ｉ）は、その適切なスロット・タイ
プ（Ａ則、μ則のａ−コーデック、あるいはμ則のβ−コーデック）の標準値に
比較される。このスケール付きレベルが隣接する標準値間の中間点のいずれの側
でも予め定めた比率以内にあるならば、この点は捨てられる。１つ以上のスケー
ル付きレベルＬｓ（ｉ）が１つの標準値にマップする場合、唯一のスケール付き
レベルがコンステレーションにおいて用いられ、他は捨てられる。

【００２０】 本発明の第９の特質によれば、コンステレーションは本発明の他の特質により
生成される６つの変換テーブル、ならびに電力制限情報、および受信したコンス
テレーション点間の最小距離（ｄ０）情報を用いて設計される。本発明の当該特
質によれば、コンステレーションは、各スロットに対し独立的に、当該スロット
に対して用いられたコンステレーション点間の距離を最適化することにより設計
される。最適化は、第一に、電力制限を越えることなく少なくとも最小距離ｄ０
を持つコンステレーションに対する変換テーブルから最小数の点を選択すること
により、次いで、決定された最大数の点を用いて、電力制限を越えることなくコ
ンステレーションにおける最小距離を増そうと試みることによって行われる。

【００２１】 本発明の第１０の特質によれば、可能な場合、フレームの総合データ・レート
に影響を及ぼすことなく特定のコンステレーションにおける点数を減じることに
よってコンステレーションが更に最適化される。このような更なる最適化は、最
初に、６つのコンステレーションのそれぞれにある点数が与えられれば潜在的に
最大の達成可能なデータ・レートＲｍａｘを計算し、かつこのレートを基準が許
すデータ・レートＤＲに比較することにより、次にＲｍａｘがＤＲを越えるなら
ば、１つ以上のコンステレーションにおける点数における減少が再計算されるＲ
ｍａｘをＤＲより低下させないことを前提として前記点数を減じることによって
達成される。当該特質の望ましい実施の形態によれば、最大のエラー確率を持つ
スロットはその点数が減じられるスロットであり、このスロットに対する新たな
コンステレーションが先に述べた本発明の第９の特質の方法を用いて生成される
。

【００２２】 本発明の第１１の特質によれば、フレームの平均電力が越えられないことを前
提として最大のエラー確率を持つ１つ以上のスロットが電力制限を越えることを
許すことにより、該スロットにおける点間の最小距離を増そうと試みることによ
ってコンステレーションが更に最適化される。このような更なる最適化は、最大
エラー確率を持つスロットを見出し、（見出されたスロットのコンステレーショ
ンにおける点数を維持しながら）該スロットにおける点間の最小距離を増し、こ
れによりこのスロットに対するフレーム電力制限を越え、かつ前記スロットにお
けるコンステレーションに対する変化が平均フレーム電力制限に反するかどうか
を調べることによって達成される。フレームの電力制限に抵触するならば、コン
ステレーションは変更されない。一方、フレームの電力制限を越えなければ、コ
ンステレーションは変更され、この手順が反復される。

【００２３】 本発明の第９、第１０および第１１の特質のコンステレーション最適化法によ
り、６つのスロット・フレームに対してコンステレーションが生成される。これ
と共に、当該方法は、高いデータ・レートを維持しながらモデムのビット・エラ
ー・レートを実質的に減じる（すなわち、信頼性を増す）。

【００２４】 本発明の第１２の特質によれば、平均コンステレーション電力を調べるための
簡単なシステムが提供される。本発明の当該特質によれば、簡単に計算された推
定平均フレーム電力の上下の境界（ＰｕｂおよびＰｌｂ）の計算およびフレーム
に対する電力制限（Ｐｍａｘ）に対する比較が可能である。ＰｌｂがＰｍａｘを
越えるならば、電力違反が宣言され、ＰｕｂがＰｍａｘより大きければ、電力違
反は存在しない。しかし、ＰｌｂがＰｍａｘを越えないがＰｕｂがＰｍａｘより
小さかこれに等しければ、指数ｒが計算され、ｒ＝│（Ｐｍａｘ−Ｐｕｂ）／（
Ｐｍａｘ−Ｐｌｂ）│。ｒが４より大きいかあるいはこれに等しければ、電力違
反が宣言され、さもなければ、電力違反は存在しない。

【００２５】

【発明の実施の形態】

図１ａについて述べる前に、変換テーブルに対する必要を生起する電気通信チ
ャネルにおいて遭遇する減損形式に関する背景が役に立とう。チャネル上に送ら
れるデータは、ディジタル減衰、損耗ビット（ｒｏｂｂｅｄ ｂｉｔ）、損耗ビ
ットの規約（例えば、ａ−コーデックまたはβ−コーデック）、ＰＣＭ変換の不
確定性（すなわち、Ａ則またはμ則）、およびチャネルにおける未知のアナログ
減衰を蒙る。特に、Ｇ．１２１推奨規格によれば、ディジタル減衰（ＰＡＤ）は
、地理的領域に従って０ｄＢないし１０．５ｄＢの範囲にわたる。米国における
最も典型的な減衰は３ｄＢおよび６ｄＢである。ヨーロッパにおける最も典型的
なＰＡＤは７ｄＢである。ＰＡＤ減衰は、信号マッピングにおいてかなりの変化
を招来する。例えば、３ｄＢのＰＡＤを受けた後の元のμ則レベル８０３１（コ
ード１２７）はレベル５７２７（コード１１８）として受取られ、６ｄＢのＰＡ
Ｄを受けた後の同じレベルはレベル３９９９（コード１１１）として受取られる
。

【００２６】 μ則回路網（μ−ｌａｗ ｎｅｔｗｏｒｋ）においては、損耗ビット信号生成
は送信されるオクテットにおいて１ビットの変化を生じ得、従って受取られた信
号における変化をもたらす。例えば、損耗ビットを持つものを受けたときレベル
８０３１（オクテット１０００００００）がレベル７７７５（オクテット１００
００００１）として受取られる。遭遇し得る損耗ビット（ＲＢ）減損の３つの変
化、すなわち、ＰＡＤ前の損耗ビット（ＲＢｂ）と、ＰＡＤ後の損耗ビット（Ｒ
Ｂａ）と、ＰＡＤ前後の損耗ビット（ＲＢｂａ）が生じることを理解すべきであ
る。これらの状況はそれぞれ、異なる信号の変化を生じる結果となる。

【００２７】 異なるＲＢ変化に加えて、２つの異なる損耗ビットの規約、すなわち、全損耗
ビット（ａ−コーデック・タイプ）および半損耗ビット（β−コーデック・タイ
プ）が存在する。半損耗ビット規約は、送信されたレベルをレベル間の距離の半
分だけシフトさせ、１つのフレーム内の１スロットしか利用されない。このため
、通常の損耗ビットを用いる先に述べた７７７５となる値８０３１のレベルの代
わりに、ｈＲＢ規約においては、この値は７９０３（７７７５と８０３１間の中
間）となる。

【００２８】 ディジタル減衰および損耗ビット信号生成に加えて、最近の受信機はチャネル
におけるアナログ減衰あるいは利得、ならびに利用され得る２つの異なるタイプ
のＰＣＭ規約（Ａ則およびμ則）について勘案しなければならない。この２つの
異なるＰＣＭ規約は、Ｄ／Ａコンバータの出力に異なる信号を有する。ＰＣＭモ
デムの受信機は、どのタイプの信号を受取るか事前に判らない。

【００２９】 次に図１ａにおいて、変換テーブルを生成するための本発明の方法が示される
。本発明の全ての方法が１つ以上のハードウエア、ファームウエアあるいはソフ
トウエア（典型的に、１つ以上のマイクロプロセッサ、ＤＳＰおよびメモリを含
む）を用いて実施されることが理解されよう。到来信号は、等化され自動利得制
御（ＡＧＣ）を受けるＤＩＬプロービング信号（ｐｒｏｂｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ
）であると仮定される。ＤＩＬ信号は、ステップ１５において、スロット単位（
典型的に、６スロット）で順序が付されて格納されることが望ましいテーブルへ
分けられる。ステップ２０において、レベル間の距離のテーブルが計算され格納
される。このように、１２８の値全てがステップ１５においてテーブルにおける
１つのスロットに対して送られて格納され、１２７の距離がステップ２０におい
てこのスロットに対して計算されてテーブルに格納されることになる。距離に基
き、かつ損耗ビットが多くのゼロ以上の距離を見出させることを認識する図２に
関して以下に詳細に述べる方法に従って、スロットが損耗ビットを受けたかどう
かについて判定がステップ２５で行われる。

【００３０】 本発明の望ましい実施の形態によれば、ステップ３０で、損耗ビット信号生成
（ｒｏｂｂｅｄ ｂｉｔ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）を受けるスロット数について判
定が行われる。損耗ビット・スロットの数が５または６（１つまたはゼロの無損
耗ビットのスロットしかない）ならば、ステップ３５において、６セットの候補
スケーリング・ファクタＳｃｆが、図３に関して以下に詳細に述べる方法に従っ
て（６つのスロットの各々に対し１セットずつ）計算される。この６セットの候
補スケーリング・ファクタは、以下に述べるように８０において、ＰＡＤ推定お
よび最終的なスケーリング・ファクタの選定に対し１つの入力として与えられる
。更に、ステップ４０において、最大数の「典型的な」点（以下に述べる）を持
つスロットが選定される。ステップ２０においてこのスロットに対し計算される
距離は、その後ステップ４５においてなされるＡ則またはμ則のどちらが用いら
れるかについての判定（図５において詳細に論じられる）において用いられ、こ
の判定はステップ８０においてＰＡＤの推定および最終スケーリング・ファクタ
の選定へ与えられる。Ａ則が用いられる場合は、ステップ５０においてこの事実
がステップ１００ｂへ送られ、そこで変換テーブルが設計される。μ則が用いら
れるならば、ステップ５５において（図６に関して詳細に述べるように）（かつ
、１５において格納されたテーブルを用いて）各スロットにおいて損耗ビットま
たは半損耗ビットの信号生成のどちらが用いられるかについて判定が行われる。
その結果は、ステップ１５で格納されたレベルの６つのテーブルのように、変換
テーブル設計ステップ１００ｂへ送られる。

【００３１】 ステップ４０において、典型的距離の最大数を持つとして選定されたスロット
（典型的に、無損耗ビットのスロット）は、ステップ８０におけるチャネルのあ
り得るＰＡＤ減損の判定および最終スケーリング・ファクタの判定において、Ｐ
ＡＤ推定アルゴリズム（図４に関して以下に詳細に述べる）において用いられる
。この判定結果は、変換テーブル設計ステップ１００ｂ（ならびに変換テーブル
設計ステップ１００ａ）へ与えられる。図１ａに示されるように、ステップ１０
０ｂにおいて行われる変換テーブルの設計はまた、１５において決定されたテー
ブル、ステップ５０のＡ則／μ則の決定、およびステップ５５の損耗ビット／半
損耗ビットの決定も用いる。

【００３２】 ステップ３０において、５より少ないスロットが損耗ビット信号を受けると判
定されると、候補の平均スケーリング・ファクタがステップ６０において図３に
示される方法に従って計算され、候補の平均スケーリング・ファクタがステップ
８０へ送られる（図４に関して更に詳細に述べる）。図１ａに示されるように、
平均スケーリング・ファクタの計算時に、ある情報が要求される。このため、ス
テップ６５において、どのスロットが損耗ビット信号を受けないかについてのス
テップ２５からの情報を用いて、かつこれらスロットに対する（ステップ１５か
らの）レベルのテーブルを用いて、無損耗ビット・スロットに対する平均レベル
のテーブルが計算される。６５において計算された平均レベルを用いて、平均レ
ベル間の距離のテーブルが７０において計算される。平均レベル間の距離のテー
ブルは、図３に関して以下に述べるような平均スケーリング・ファクタの計算時
に６０において用いられる。６５において計算された無損耗ビット・スロットに
対する平均レベルのテーブルはステップ７５においても用いられる。特に、ステ
ップ７５において、レベルの６テーブルの新たなセットが格納され、ここで各無
損耗ビット・スロットごとに、前記スロットに対しステップ１５で格納されたテ
ーブルが用いられ、かつ損耗ビット・スロットごとに、ステップ１５で格納され
たテーブルの代わりにステップ６５において計算された平均レベルのテーブルが
用いられる。これらのテーブルは、図４に関して以下に更に詳細に述べるＰＡＤ
の推定および最終スケーリング・ファクタの選定ステップ８０において用いられ
る。

【００３３】 ステップ６５で計算されステップ７５で６つのテーブル・セットの生成時に用
いられる無損耗ビット・スロットに対する平均レベルのテーブルはまた、Ａ則ま
たはμ則のどちらが用いられるかの弁別においてステップ９０におけるアルゴリ
ズム（図５に関して更に詳細に述べる）でも用いられる。ステップ９０の判定は
、ＰＡＤの推定および最終スケーリング・ファクタの選定ステップ８０へ与えら
れる。更に、Ａ則が用いられる場合、ステップ９５において、このことが変換テ
ーブルが設計されるステップ１００ａへ送られる。μ則が用いられるならば、ス
テップ９７において（図６に関して詳細に述べるように）（かつ７５で格納され
るテーブルを用いて）損耗ビットまたは半損耗ビットの信号のどちらが各スロッ
トにおいて用いられるかについて判定が行われる。この結果は、ステップ７５で
格納されたレベルの６テーブルのように、変換テーブル設計ステップ１００ａへ
送られる。

【００３４】 本発明の望ましい特質によれば、図１ｂに示されるように、１００ａまたは１
００ｂにおいて生成された変換テーブルは、コンステレーションの設計時に用い
られる。特に、６つの変換テーブル、電力制限、および受取られたコンステレー
ション点間の最小距離（ｄ０）がコンステレーションの設計の最初の段階１１０
へ与えられる。図８ａに関して以下に更に詳細に述べる最初の段階１１０は、各
スロットに対して独立的に、当該スロットに対して用いられるコンステレーショ
ン点間の距離を最適化するように設計される。最初の段階１１０の出力は、各ス
ロットに対する電力制限下のフレーム全体（６スロットのシーケンス）に対する
距離を独立的に最適化するように設計される第２の段階１２０へ与えられる。こ
の第２の段階の最適化の詳細については、図８ｂに関して以下に更に詳細に述べ
る。この第２の段階の出力は、フレーム素材に対する６つのコンステレーション
の電力を最適化するよう設計される第３の段階１３０へ与えられる。再び、この
第３の段階の最適化については、図８ｃに関して以下に更に詳細に述べる。

【００３５】 次に図２において、図１ａのステップ２５において要求されたような損耗ビッ
トおよび無損耗ビットのスロットを分離する方法のフローチャートが示される。
図１ａにおいて述べたように、（各スロットに対し）受取ったレベル間の距離の
テーブルが入力として与えられる。望ましい実施の形態によれば、２１０におい
て、各スロットに対する隣接した受取りレベルＬ（ｉ）間の距離ｄＬ（ｉ）が順
序を付される。２２０において、各スロットに対するｄＬ（ｉ）の値の最大距離
ｄＬｍａｘが見出される。この最大距離は、ゼロの距離閾値ｄＬ＿ｔｈｒを生成
するため２２５において用いられ、ここでｄＬ＿ｔｈｒはｄＬｍａｘ／１６に等
しく設定されることが望ましい。２３０において、各スロットに対し、ステップ
２１０で計算された距離がゼロの距離閾値に比較されてスロットにおける「ゼロ
距離」（＃０）の数を見出し、ここでゼロ距離はｄＬ（ｉ）＜ｄＬ＿ｔｈｒとさ
れる。各スロットに対する数＃０は、２４０において、閾値Ｔｒｂに比較されて
、このスロットが損耗ビット信号を受けるかどうかを判定する。閾値Ｔｒｂが２
５で選定されることが望ましいが、これは、損耗ビット信号が存在しないがチャ
ネルが０ないし１２ｄＢの範囲のＰＡＤ減衰を受けるとき、ゼロ距離の数が下表
１に示されるように、（１２８のレベルから計算される１２７の距離に対して）
１８を越えないと判定されたためである。

【００３６】

【表１】 一方、損耗ビット信号は存在してもＰＡＤ歪み＝０ｄＢである場合は、１つお
きのレベルの最下位ビットが変化させられるので、６４のレベルに対して３２の
ゼロ距離が存在することになる。ＰＡＤ歪みが損耗ビット信号に加算される場合
は、ゼロ距離の数は、更に多くのレベルが複製され得るので増加することになる
（すなわち、３２以上のゼロ距離が計算されることになる）。このように、閾値
Ｔｒｂは、無損耗ビット信号が存在するときに遭遇することがあり得る最大数の
ゼロ距離（１８）と、損耗ビット信号が存在するときに遭遇することがあり得る
最小数の距離（３２）との間の中間である２５とされることが望ましい。

【００３７】 図３は、図１ａのステップ３５および６０において要求されるようなスケーリ
ング・ファクタを生成する方法のフローチャートである。一般に、本発明のこの
ような特質によれば、典型的な距離のシーケンスが見出され、正規化され、平均
化されて、平均値がスケーリング・ファクタを見出すために対応するμ則（また
はＡ則）の距離と比較される。特に、μ則の場合は、減衰あるいは損耗ビットが
存在しなければ、１つのセクタにおける隣接するコード値間の距離は２ⁿ⁺¹とな
ることが知られる。ここでｎはμ則に対するセクタ・レベルである（ｎ＝０、１
、２、、、７）。損耗ビットが存在する場合は、典型的な距離は２倍となり得る
。下表２の列２に示される値は「典型的な」距離である。更に、異なるセクタに
該当する隣接するレベル間の距離がこれらセクタにおける隣接する点間の平均値
となるような、ある「非定形の」距離が知られる。これらの隣接セクタの「非定
形の」距離は、下表２の列４に示される。ＰＡＤ減衰および損耗ビットの形態（
すなわち、ＰＡＤ前のＲＢ、ＰＡＤ後のＲＢ、およびＰＡＤ前後のＲＢ）に従っ
て、更に別の非定形距離が与えられることが判った。これらの非定形距離は、下
表２の列１、３、５および６に見られる。

【００３８】

【表２】 本発明によれば、反復する回数によって「定形」および「非定形」の距離を弁
別することができる。このため、損耗ビット信号（またはＰＡＤ）がなければ、
「定形」の各距離は１４または１５回反復するが、損耗ビット信号が存在すると
、同じ「定形」距離が７回反復する。一方、非定形の距離はほとんど全く反復し
ない。

【００３９】 本発明の当該特質の望ましい実施の形態によれば、２０（または７０）におい
て計算された距離のテーブルが定形距離を見出すのに用いられ、これは更にスケ
ーリング・ファクタの発見において用いられる。特に、明瞭にするため、ｄＬ（
ｉ）は２つの受取られたプロービング信号レベルＬ（ｉ）およびＬ（ｉ−１）間
の距離に対して用いられる表記である。すなわち、 ｄＬ（ｉ）＝Ｌ（ｉ）−Ｌ（ｉ−１） （１） 本発明の望ましい実施の形態によれば、６５の最大のプロービング信号レベル間
の距離のシーケンスｄＬが（６４の距離を提供するため）用いられ、このシーケ
ンスの最初の３つの非ゼロ成分（成分Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３）が３１０において見出
され、それぞれ下記のステップを受ける。３１５において、シーケンスｄＬにお
ける各距離は、上方の境界（１＋Δ）Ｍ_xおよび下方の境界（１−Δ）Ｍ_xに比較
されて（Ｍ_x＝Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Δは定数）、距離が所望の範囲内に該等する
か、および３１０において得た距離に「等しい」と言えるかを判定する。このよ
うに、前記範囲内の１組（ｄＬ０）の距離差が見出される。本発明の望ましい実
施の形態においては、定数Δが０．０５＜Δ＜０．１０であり、最も望ましくは
０．０７に等しく、これはノイズによる距離の変化を許容する（ＰＡＤまたは損
耗ビットとは対照的）。３２０において、前記範囲内に見出された組の距離の平
均値（ａｄｖＬ０）が計算される。

【００４０】 ａｄｖＬ０−ｓｕｍ（ｄＬ０）／ｎｄＬ０） （２） 但し、ｎｄＬ０は組における距離の数である。 ３２０において計算された平均値ａｄｖＬ０は、第２の範囲内の第２の組（ｄ
Ｌ１）の距離を見出すのに用いられる。特に、ｄＬ１の成分は、３２５において
シーケンスｄＬにおける各距離の値を上方境界（１＋Δ）ａｄｖＬ０と下方の境
界（１−Δ）ａｄｖＬ０とに２回比較することにより見出される。３３０におい
て、第２の組の距離（ｄＬ１）の平均値（ａｄｖＬ１）は下式に従って見出され
る。

【００４１】 ａｄｖＬ１＝ｓｕｍ（ｄＬ１）／ｎｄＬ１ （ｎｄＬ１＞０ならば） および、ａｄｖＬ１＝ｄＬ０／２ （ｎｄＬ１＝０ならば）（３） 換言すれば、ｄＬ０に関して計算された平均距離の略々半分である距離が見出さ
れる場合（Ａ則またはμ則のセクタにおける点間の距離が各セクタごとに２の係
数で減少するゆえに、通常は定形距離に対して生じる）、これら距離の平均値が
第２の平均値ａｄｖＬ１を見出すのに用いられる。このような距離がない場合（
通常は、距離が非定形距離を表わすので）、ｄＬ０の半値が用いられる。

【００４２】 ３３０において決定された平均値ａｄｖＬ１は、本発明の方法が３３５におい
て継続するときに用いられ、ここで第３の範囲内の第３の組（ｄＬ２）の距離は
、シーケンスｄＬにおける距離の各々の値を上方境界（１＋Δ）ａｄｖＬ１と下
方境界（１−Δ＊）ａｄｖＬ１とに２回比較することにより見出される。３４０
において、第３の組の距離（ｄＬ２）の平均値（ａｄｖＬ２）が下式に従って見
出される。

【００４３】 ａｄｖＬ２＝ｓｕｍ（ｄＬ２）／ｎｄＬ２ （ｎｄＬ２＞０ならば） 及び ａｖｄＬ２＝ｄＬ１／２ （ｎｄＬ２＝０ならば） （４） ステップ３４５、３５０および３３５、３６０において、第４および第５の組
の距離（ｄＬ３およびｄＬ４）および平均距離（ａｄｖＬ３およびａｄｖＬ４）
が見出される。ステップ３１０ないし３６０の結果として、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の
それぞれに対し、２つのアレイ、すなわち、平均値を規定する第１のアレイ（ｖ
ｎｄＬ）と平均値を持つ距離数を規定する第２のアレイ（ｖｎｄＬ）を得る。特
に、 ｖｄＬ＝［ａｄｖＬ０ ａｄｖＬ１ ａｄｖＬ２ ａｄｖＬ３ ａｄｖＬ４
ａｄｖＬ５］ （５） ｖｎｄＬ ＝ ［ｎｄＬ０ ｎｄＬ１ ｎｄＬ２ ｎｄＬ３ ｎｄＬ４ ｎｄ
Ｌ５］ （６） 本発明によれば、アレイｖｎｄＬにおける項の和が、下式に従って３６５にお
いて決定される。

【００４４】 ｎＭ_x＝ｓｕｍ（ｖｎｄＬ） （７） アレイｖｎｄＬにおける各項の和が第１の閾値より大きく（第１の閾値が１０
に設定されることが望ましい）、このアレイと関連する距離（Ｍ１、Ｍ２または
Ｍ３）が定形距離と見なされることに注意すべきである。いずれにしても、値ｎ
Ｍ_xの最大値（すなわち、ｎＭ１、ｎＭ２、ｎＭ３の最大値）が３７０において
見出され、スケーリング・ファクタが計算されるべき要素を見出すために用いら
れる。特に、最大値ｎＭ_xを持つＭ_xに対する調整すなわち平均距離ａｖＭ_xが下
式に従って３７５において決定される。

【００４５】 avM_x＝(avdL0+2avdL2+4avdL3+8avdL3+16avdL4+32avdL5)/sum(vndL) （８） かつ、平均最終距離ａｖＤＦが当該値へ設定される。このような決定はスケーリ
ング・ファクタの確定のため直接用いることもできるが、平均最終距離ａｖＤＦ
がスケーリング・ファクタにより乗じられる最大セクタで用いられる距離に等し
くなければならないから、本発明の望ましい実施の形態によれば、３つの可能な
スケーリング・ファクタが３８０において計算される。この３つのスケーリング
・ファクタは、Ｓｃｌ＝Ｓｃｌ＝５１２／ａｖＤＦ、Ｓｃ２＝２５６／ａｖＤＦ
、およびＳｃ３＝１２８／ａｖＤＦである。以下に述べるように、レベルＬ（ｉ
）の各々は、結局は、スケーリング・ファクタＳｃ１、Ｓｃ２、Ｓｃ３から選定
される最終スケーリング・ファクタＳｃｆにより乗じられることになる。

【００４６】 （図１ａのステップ３０において決定されるような）５より少ない無損耗ビッ
ト・スロットがあるとき、無損耗ビット・スロットが図１ａのステップ７０にお
ける平均距離のテーブルの計算時に用いられ、図３に関して先に述べたような１
組３つの候補スケーリング・ファクタの決定時に用いられる距離が存在すること
を理解すべきである。一方、（図１ａのステップ３０で決定されるような）５つ
または６つの損耗ビット・スロットが存在する場合は、各スロットに対して３つ
の候補スケーリング・ファクタを見出すために、図３に記載されたアルゴリズム
が（図１ａのステップ２０から得る）各スロットに対する距離に関して用いられ
る、すなわち、６つのスケーリング・ファクタの各々に対する３つの候補が決定
される。

【００４７】 次に図４において、Ａ則およびμ則の信号を弁別するための本発明の望ましい
方法のフローチャートが、図１ａのステップ４５および９０において要求される
如くに示される。Ａ則／μ則の分離関数Ｆ１（ｎ１、ｎ２）が、下式に従って規
定することができる。

【００４８】

【数３】 但し、ｙはゼロより大きくかつ１に等しいことが望ましい正の整数である。ノイ
ズのない（かつ何らかのＰＡＤ減衰のある）Ａ則レベルの場合、ｎ２＞ｎ１≧３
３に対しては、Ｆ１（ｎ１、ｎ２）がゼロとなる。一方、ノイズがなくかつ０ｄ
ＢのＰＡＤ減衰があるμ則レベルの場合、Ｆ１（ｎ１、ｎ２）＝３３（ｎ２−ｎ
１＋１）である。例えば、関数Ｆ１（６４、１２８）が図４ａにおいてＰＡＤ減
衰に対してプロットされる。Ａ則／μ則の分離関数Ｆ１（６４、１２８）がつね
に０ないし１１ｄＢにわたるＰＡＤ減衰において１０００を越えることが判る。
このように、本発明の望ましい実施の形態によれば、４１０において、分離関数
Ｆ１（６４、１２８）に対する値はフレーム内の任意の無損耗ビット信号につい
て、あるいは無損耗ビット信号の平均値について計算される。次に、４２０にお
いて、分離関数に対する値が閾値（例えば、５００）に比較される。分離関数の
値が４３０において閾値を越えるならば、信号がμ則信号であると判定される。
逆に、分離関数の値が閾値を越えなければ、信号がＡ則信号であると判定される
。

【００４９】 ゼロの平均関数Ｆ１（ｎ１、ｎ２）を持つノイズの存在がバイアスのない推定
値を提供することに注意すべきである。従って、任意の信号／雑音比においてノ
イズが有効である。

【００５０】 図５について述べるのに先立ち、ＰＡＤ減衰に関するある背景が役に立とう。
先に示唆した様に、ディジタルＰＡＤ減衰は、Ｖ．９０タイプのモデムが受ける
最も重要な減損の１つであり、Ｇ．１２１推奨規格によれば、ディジタル減衰は
地理的な場所に従って０ｄＢないし１０．５ｄＢにわたる。米国における最も典
型的なＰＡＤ減衰の確率は０、３ｄＢおよび６ｄＢであり、ヨーロッパにおける
最も典型的なＰＡＤ減衰は７ｄＢである。あるＰＡＤ減衰は実際に弁別できない
。例えば、０ｄＢだけディジタル的に減衰したＡ則ＰＣＭ信号は、全てのレベル
の７５％において６ｄＢのアナログ利得を持つ６ｄＢのディジタル的に減衰した
Ａ則ＰＣＭ信号と正確に一致する。

【００５１】 次に図５において、図１ａにおけるステップ８０において要求される如きディ
ジタルＰＡＤ減損を推定する方法のフローチャートが示される。このため、Ａ則
に関しては、５１０ａにおいて、ＰＡＤ推定関数Ｆ２（ｎ１、ｎ２）が下式に従
って計算される。

【００５２】

【数４】 但し、Ｌ（ｉ）は、無損耗ビット・スロットにおいて受取られるｉ番目の正のレ
ベル（ｉ＝１、、、１２８）である。（図１ａのステップ３０で判定されるよう
に）１つ以上の無損耗ビット・スロットがあるならば、値Ｌ（ｉ）が無損耗ビッ
ト・スロットにおける対応するレベルの平均値である。本発明の望ましい実施の
形態では、５１０ａにおいて、ＰＡＤ推定関数がＡ則ＰＣＭ信号のＰＡＤ推定の
レベル３３および５８について計算される。Ａ則ＰＣＭ信号に対する関数Ｆ２（
３３、５８）とＰＡＤ減衰の関係が図５ａに示される。

【００５３】 ノイズの存在時のＰＡＤ推定関数Ｆ２（ｎ１、ｎ２）がバイアスされた推定値
であることを理解すべきである。従って、バイアス補正Ｂ_Alaw（ＳＮＲ）を用い
るべきである。望ましい実施の形態において、信号／雑音比（ＳＮＲ）が４０ｄ
Ｂより大きければ、Ｂ_Alaw（ＳＮＲ）がＡ則ＰＣＭ信号に対するゼロと見なすこ
とができる。ＳＮＲが４０ｄＢより小さければ、バイアス補正は５（４０−ＳＮ
Ｒ（ｄＢ））と見なすことができる。このように、本発明の望ましい実施の形態
によれば、再び図５に関して、５２０ａにおいて、適切なバイアス補正Ｂ_Alaw（
ＳＮＲ）を決定された関数Ｆ２（ｎ１、ｎ２）から差引くことによりバイアス補
正関数Ｆ２Ｂ_Alaw（ｎ１、ｎ２）が得られる。次に、５３０ａにおいて、バイア
ス補正関数Ｆ２Ｂ_Alaw（ｎ１、ｎ２）は、弁別のための一連の閾値、例えば０ｄ
Ｂと６ｄＢ、１ｄＢと７ｄＢ、３ｄＢと９ｄＢ、などに比較される。特に、表３
に従ってＡ則ＰＣＭ信号に対するＰＡＤ減衰領域を決定するためＡ則閾値が用い
られる。

【００５４】

【表３】 閾値を越えると、ＰＡＤは「領域２」に駐在するよう決定されるが、閾値が越
えられなければ、ＰＡＤは「領域１」に駐在するよう決定される。ＰＡＤ減衰（
および、図１ａのステップ３５または６０におけるスケーリング・ファクタ候補
の前の決定、また図３のステップ３８０も参照）について５３０ａにおいてなさ
れた決定を用いて、最終スケーリング・ファクタＳｃｆが下記に従って５４０ａ
において選定される。すなわち、 Ｓｃ１＜１．１およびＰＡＤ＜６ｄＢならば、Ｓｃｆ＝Ｓｃ１ Ｓｃ１＜１．１およびＰＡＤ≧６ｄＢならば、Ｓｃｆ＝Ｓｃ２ Ｓｃ１＞１．１およびＰＡＤ＜６ｄＢならば、Ｓｃｆ＝Ｓｃ２ Ｓｃ１＞１．１およびＰＡＤ≧６ｄＢならば、Ｓｃｆ＝Ｓｃ３ （１１） 本発明によれば、チャネルが性質において略々直線的であるとき、μ則信号に
対するＰＡＤ推定値および最終スケーリング・ファクタの決定はＡ則信号に対す
るそれに似た方法において行われる。要約すれば、このような状況においては、
Ｆ２（６４、１２８）が計算される。図５ｂに示されるように、Ｆ２（６４、１
２８）がＰＡＤ減衰に対してプロットされて示され、ＰＡＤの推定関数Ｆ２（６
４、１２８）は単調でなく正確なＰＡＤの推定を許さない。しかし、これは６ｄ
Ｂだけ異なる減衰間の識別を許容する。線形のチャネル状況において、バイアス
補正Ｂμは、ＳＮＲ＞４０ｄＢであるときは０と見なされ、ＳＮＲ≦４０ｄＢな
らば、１５（４０−ＳＮＲ（ｄＢ））と見なされる。更に、下記のμ則の閾値が
Ｆ２Ｂμに対して確定され、下記の領域を表４に示されるように弁別する。

【００５５】

【表４】 ＰＡＤの決定に基いて、適切な最終スケーリング・ファクタが候補から選定さ
れる。

【００５６】 本発明の望ましい実施の形態によれば、μ則信号に対する最終スケーリング・
ファクタの決定は、（線形専用チャネルとは対照的に）線形と非線形の両チャネ
ルに適用する図５のステップ５１０ｂ、５２０ｂ、、、により行われることが望
ましい。非線形の歪みを持つチャネルにおいては、望ましい実施の形態によれば
、ＤＩＬシーケンスの最高レベルは、これらレベルが著しく擾乱されるので、ス
ケーリング・ファクタおよびＰＡＤ領域の推定を行うときには用いられない。こ
のため、望ましい実施の形態によれば、ＰＡＤの減衰および最終スケーリング・
ファクタの見出し時に用いられる最高レベルはレベル番号９６である。更に、Ａ
則の状況におけるＰＡＤ領域の弁別のため用いられた（かつ、線形のμ則の状況
において用いることができる）関数Ｆ２（ｎ１，ｎ２）は、μ則が非線形チャネ
ルで用いられる場合に悪い結果を生じ得る。従って、ＰＡＤの減衰および最終ス
ケーリング・ファクタを決定するための他のメカニズムが提供される。

【００５７】 非線形チャネルにおけるＰＡＤの減衰および最終スケーリング・ファクタを見
出すためには、下式従って距離関数Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）を規定することが望まし
い。すなわち、 Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）＝Ｌ（ｉ）−２Ｌ（ｉ−Δ） （１２） 但し、Ｌ（ｉ）はイコライザの出力におけるスケールを付したＤＩＬシーケンス
のｉ番目のレベルの値、およびΔは比較された指数間の所与のシフト（すなわち
、レベル番号の差）である。このため、Ｌｄｅｌ（４８，１６）＝Ｌ（４８）−
２Ｌ（３２）である。式（１２）の距離関数に従って計算された距離には、共通
循環距離（ＬｄｅｌＣで示される）その他が含まれる。共通循環距離は、下式に
従って、ＰＡＤ減衰および所望のスケーリング・ファクタＳｃｆと強力につなが
りがあることが発見された。すなわち、 ＬｄｅｌＣ＝３３（１０^PAD/20）＝３３／Ｓｃｆ （１３） このように、ＰＡＤ減衰がゼロであるならば、ＬｄｅｌＣは３３となる。ＰＡＤ
減衰が値３を持つならば、共通循環ＬｄｅｌＣは約４７となり、ＰＡＤ減衰が値
６を持つならば、共通循環ＬｄｅｌＣは約６６となる、、、などである。更に、
完全なＤＩＬシーケンスおよびΔ＝１６の場合、下式となることを示すことがで
きる。

【００５８】 ＬｄｅｌＣ＝ｍａｘ_i（Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）） （１４） 換言すれば、共通距離は全ての指数ｉに対する最大距離に等しくなる。Ｌｄｅｌ
（ｉ，Δ）＝ＬｄｅｌＣを規定しかつｉ_minで表わされる最小指数ｉは、ＰＡＤ
減衰およびΔの関数である。このため、Δ＝１６の場合は、以下のことが発見さ
れた。

【００５９】

【表５】 原則として、Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）≠ＬｄｅｌＣならば、Ｌｄｅｌ（ｉ，１７）
＝ＬｄｅｌＣとなるが、Ｌｄｅｌ（ｉ，１７）≠ＬｄｅｌＣならば、Ｌｄｅｌ（
ｉ，１８）＝ＬｄｅｌＣとなることも判った。

【００６０】 上記の特性に基いて、ステップ５１０ｂにおいて、予期される共通距離Ｌｄｅ
ｌＣが、下記により計算される。すなわち、 LdelC1=33/Sc1;LdelC2=66/Sc1;LdelC3=132/Sc1 （１５） 但し、Ｓｃ１は図３のステップ３８０において決定される３つの候補のスケーリ
ング・ファクタの最大値であり、１≦Ｓｃ１≦２、スケーリング・ファクタＳｃ
２＝（Ｓｃ１）／２、およびスケーリング・ファクタＳｃ３＝（Ｓｃ１）／４で
ある。５２０ｂにおいて、Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）の選択および累計のために、指数
ｉ_minが計算される。典型的には、指数ｉ_minは指数レベル７９と指数レベル９５
の間に見出すことができ、この場合ＰＡＤ減衰は６ｄＢと１２ｄＢの間にある。
指数ｉ_minは、下式に従って近似化することができる。

【００６１】 ｉ_min＝ｆｌｏｏｒ（６３＋２．７（ＰＡＤｍａｘ）） （１６） 但し、ＰＡＤｍａｘ＝２０ｌｏｇ１０（Ｓｃ１）／４） （１７） 低すぎるＬｄｅｌ（ｉ，Δ）に対する距離の値の累計を避けるため、ステップ５
３０ｂにおいて、予期されるＰＡＤｍａｘの単調に増加する関数である閾値が選
択される。妥当な閾値Ｔｈ１が、下式に従って設定される。すなわち、 Ｔｈ１＝ｃｅｉｌｉｎｇ（１．７６・ｉ_min）−１１３） （１８） ステップ５４０ｂにおいて、ｉ＝ｉ_minないしｉ＝（ｉ_min＋Ｎ_i）のｉに対して
、距離Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）が閾値Ｔｈ１に比較され、この閾値を越えるものは
５５０ｂにおいて選択され平均化される。平均値は、Ｄ１として表わされるＬｄ
ｅｌＣの推定値と見なされる。すなわち、

【００６２】

【数５】 但し、Ｎ_sellは、５４０ｂにおいて閾値Ｔｈ１を越えるものと選択された要素の
数である。Ｎ_sellが所望の最小数Ｎ_sel-minより小さければ、Ｎ_sell＝Ｎ_sel-min となるまで更に多くの要素を選択できるようにＮ₁を減じることができる。Ｎ_{sel -min} に対しては５のような更に高い値が望ましいが、Ｎ₁およびＮ_sel-minに対す
る妥当な値はＮ₁＝６、、、１０でありＮ_sel-min＝２である。

【００６３】 必要に応じて、ステップ５４０ｂおよび５５０ｂにおいてΔ＝１６と設定する
代わりに、ΔはΔ＝１６からΔ＝Δｍａｘまでの範囲にあってもよい。このため
、ｉ＝ｉ_min乃至ｉ＝（ｉ_min＋Ｎ₁）およびΔ＝１６乃至Δ＝Δｍａｘの場合、
距離Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）が閾値Ｔｈ１に比較され、最小値ΔはＬｄｅｌ（ｉ，Δ _min ）＿Ｔｈ１で表わされる。得られる値ｍ（Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ_min）＿Ｔｈ１）
の平均を計算でき、下記の不等式を満たす値（Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ_min）＿Ｔｈ１
）が選択される。すなわち、 Ldel(i,Δ_min)#Th1＜(1+e)・m(Ldel(i,Δ_min)#Th1) （２０） 但し、妥当なｅ＝０．１、、、０．３である。選択された値を平均すると、Ｌｄ
ｅｌＣの推定値が見出されてＤ１として表わされる。

【００６４】 Ｄ１がどのように見出されるかに拘わらず、５６０ｂにおいて、差ｄ_kが下式
により計算され、 ｄ_k＝｜（Ｄ１−ＬｄｅｌＣ_k）｜ ｋ＝１、２、３ （２１） 更に、５７０ｂにおいて、指数ｋ＝ｋ_mが最小値ｄ_kに対して見出される。５８０
ｂにおいて、最終スケーリング・ファクタＳｃｆが、Ｓｃｆ＝Ｓｃｋ_mに従って
設定される。

【００６５】 再び図６において、本発明の別の特質によれば、チャネルの非線形性が、式（
１９）により計算される平均の共通距離Ｄ１を異なる指数範囲に関する平均共通
距離Ｄ２に比較することによって推定される。特に、Ｄ２は、最高レベルからの
データ（９２より大きい指数）を用いることを除いて、すなわち、ｉ＝（ｉ_max
−Ｎ₁）ないしｉ＝ｉ_maxから、先に述べたようにＤ１と同じ方法で生成される。
但し、ｉ_maxは送信されるＤＩＬシーケンスの最高レベルに対応する。従って非
線形性の表示は、Ｄ２とＤ１間の絶対差として規定することができる。

【００６６】 ＮＬ＝│Ｄ２−Ｄ１│ （２２） チャネルを非線形あるいは線形として規定するため、妥当な閾値を設定すること
ができる。更に、非線形性のデシベルｄＢ_NL単位における定量的推定は、下記の
ように生成することができる。

【００６７】 ｄＢ_NL＝（４５＋２０・ｌｏｇ１０（２５０／ｄ）） （２３） 但し、ｄ＝ＮＬ・１０^0.075dBPAD （２４） 更に、ｄＢ_NLは、式（２４）におけるＮＬに対する下記関数を置換することによ
りＤ１の計算なしで推定することができる。

【００６８】 ＮＬ＝│Ｄ２−（３３・１０^(dBPAD/20)）｜ （２５） 式（２３）は、６０ｄＢを越える非線形性に対する特に良好な推定値を提供する
。

【００６９】 非線形性の決定は、必要に応じて、変換テーブルの設計に対して用いることが
できる。例えば、ＮＬが大きければ、スケールされたＤＩＬシーケンスを通常の
変換テーブルに置換してもよい。

【００７０】 次に図６において、損耗ビット信号（ａ−コーデック・タイプ）を図１ａのス
テップ５５および９７において要求されるような半損耗ビット信号（β−コーデ
ック・タイプ）から弁別する方法のフローチャートが示される。本発明の望まし
い実施の形態によれば、半損耗ビット・スロットの存在は、一般に、各スロット
に対して受取られた信号レベルを比較し、異なるスロットにおいて対応する値間
のゼロ距離の数（あるいは逆に、非ゼロ距離の数）を見出し、ゼロ距離（あるい
は非ゼロ距離）の数を閾値に比較することによって決定される。本発明によれば
、特定のスロットは、そのスロットが受取ったレベルと他のスロットが受け取っ
たレベル間にゼロの差をほとんど示さない（すなわち、ゼロ距離の差（ｚｅｒｏ
−ｄｉｓｔａｎｃｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）の数が閾値より低いか、あるいは
非ゼロ距離の差の数が別の閾値より高い）場合、このスロットは半損耗ビット・
スロットであると宣言される。実際に、理想的には、無損耗ビットと半損耗ビッ
トのスロット間のゼロ差の距離（ｚｅｒｏ−ｄｉｆｅｒｅｎｃｅ ｄｉｓｔａｎ
ｃｅ）の数はゼロとなり、無損耗ビットと別の無損耗ビットのスロット間のゼロ
差の距離の数は調べられたレベル数に等しくなり（すなわち、全ての比較はゼロ
の差を生じる結果となり）、無損耗ビット・スロットと損耗ビット・スロット間
のゼロ差の距離の数は（１２８レベルに対し）６４以下となる。

【００７１】 特に、図６に示されるように、ステップ６１０において、図１ａのステップ１
５またはステップ７５において生じたいずれかのレベル・テーブルを用いて、差
の組ｄＬ（ｉ，ｊ，ｋ）が異なるスロットの受取られたレベルＬ（ｉ，ｊ）およ
びＬ（ｉ，ｋ）間で計算され、ここで「ｉ」はレベル数であり、「ｊ」および「
ｋ」はスロット数である。望ましい実施の形態においては、決定に対するノイズ
の影響を減じるために、ｉ＝７０、７１、、、１２８となる。マトリックスを用
いて、ステップ６２０において、６つの最大距離の６組が、ｊ＝１、２、、、６
およびｋ＝１、２、、、６に対して（ｍａｘ_i（ｄＬ（ｉ，ｊ，ｋ））＝ｄＬｍ
ａｘ（ｊ，ｋ））であることが判る。ステップ６３０において、各スロットｊと
各スロットｋ間のゼロの差が見出されて記録され、「ゼロの差」がある閾値より
低いと規定されることが望ましい。本発明の望ましい実施の形態によれば、閾値
は最大距離の関数であり、すなわち、ｄｔｈｒ（ｌ，ｋ）＝ｄＬｍａｘ（ｌ，ｋ
）／２０）である。６４０において、ゼロ距離の数の６つまでの和が下式により
見出される。

【００７２】

【数６】 ｓＬ１、ｓＬ２、、、ｓＬ６の最小値ｓＬｍｉｎが６５０において得られ、損耗
ビット・スロット数と比較されるレベル数との関数である閾値に比較される。ｓ
Ｌｍｉｎが閾値より低ければ、６６０で示されるように、ｓＬｍｉｎに対応する
スロットは半損耗ビット・スロットであり、さもなければ、スロットはａ−コー
デック・タイプの信号を用いる。

【００７３】 図７は、図１ａにおけるステップ１００ａまたは１００ｂで要求されるような
、図４ないし図６に関して述べた方法からすでに決定された情報を用いて変換テ
ーブルを生成する方法のフローチャートである。特に、変換テーブルの生成にお
いては、Ａ則またはμ則のどれが用いられるか（図４）、ａ−コーデック・タイ
プまたはβ−コーデック・タイプの損耗ビット信号のどちらが用いられるか（図
６）、およびスケーリング・ファクタの決定（図５）に関する情報が要求される
。このため、図７によれば、７１０において、各スロットに対して、受取られる
プロービング信号Ｌ（ｉ）の各レベルがこのスロットに対する最終スケーリング
・ファクタＳｃｆにより乗じられて（図５）、スケール付きレベル（Ｌｓ（ｉ）
）を提供する。図１ａに示されるように、レベルＬ（ｉ）は５つより多い損耗ビ
ット・スロットの場合におけるレベル１５のテーブル、あるいは５つより少ない
損耗ビット・スロットの場合におけるレベル７５の代替テーブルのいずれかから
得られる。次に、７２０において、このスロットに対するスケール付きレベルＬ
ｓ（ｉ）がその適切なスロット・タイプ（Ａ則、μ則のａ−コーデック、または
μ則のβ−コーデック）の標準値に比較される。７３０において、スケール付き
レベルが隣接する標準値間の中間点のいずれの側でも予め定めた比率（例えば、
５％）内にあるならば、この点は捨てられる（あるいは、コンステレーションに
おける使用には適さないと宣言される）。同様に、７４０において示されるよう
に、１つ以上のスケール付きレベルＬｓ（ｉ）が１つの標準値にマップするなら
ば、スケール付きレベルの一方のみがコンステレーションにおいて用いられ、他
方は適さないものと宣言されあるいは捨てられる。さもなければ、７５０におい
て最も近い標準レベルが使用可能として記録される。７６０において示されるよ
うに、ステップ７１０−７５０が受取ったプロービング信号の全てのレベルＬ（
ｉ）について実施されることが望ましい。

【００７４】 本発明の別の特質によれば、図８ａないし図８ｃに関して更に詳細に示される
ように、図１ａのステップ１００ａおよび１００ｂにおいて生成される変換テー
ブルが、チャネルに対する電力制限Ｐに関し、ならびにモデム受信機により生成
されるコンステレーションを最適化するために最小距離ｄ０に関して用いられる
。当業者には、最小距離ｄ０がチャネルの信号／雑音比（ＳＮＲ）および許容誤
差の関数であることが判るであろう。換言すれば、ｄ０は、誤差の確率を持つ性
能（Ｐｅｒ）を所与の信号／雑音比に提供し得るシンボル間の最小距離である。
最小距離を見出すための異なる方式が知られるが、本発明の望ましい実施の形態
によれば、Ｙ．Ｂ．Ｏｋｕｎｅｖの「ディジタル通信における位相および位相差
変調（Ｐｈａｓｅ ａｎｄ Ｐｈａｓｅ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ Ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ ｉｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）」（Ａｒｔｅ
ｃｈ Ｈｏｕｓｅ、２６４ページ、１９９７年）に記載されるような下記の関係
が用いられる。すなわち、

【００７５】

【数７】 但し、Ｄ（ｎ）＝Ｐｓ／ＳＮＲであり、Ｐｓは平均信号強度である。Ｐｅｒの典
型例は、１０^-4、１０^-5、１０^-6、、、である。

【００７６】 次に図８ａにおいて、基本的なコンステレーションがＰｅｒスロット・ベース
で生成される。このため、Ｐｅｒスロット・ベースでは、コンステレーションに
対する初期設定レベルＬ０がステップ８０２においてＬ０を−ｄ／２に等しく設
定することにより生成される。ここで、ｄは最初に最小距離ｄ０に設定される。
ステップ８０４において、最初の（および以降の）レベル値（Ｌｉ＝Ｌ１）が、
当該スロットに対し変換テーブルからコンステレーションに対して、Ｌｉ−１（
Ｌ０）プラスｄ０に等しいかあるいはこれを僅かに越えるレベル値をとり上げる
ことにより選定される。換言すれば、ｄ０／２を越える変換テーブルにおいて最
も近いレベル値が、コンステレーションの最初の点として選択され、これにより
当該点とその負値との間の距離が性能要件を満たすのに要求される少なくとも最
小距離ｄとなることを保証する。８０６において、このレベル値は当該スロット
に対する「その時の」コンステレーション・メモリに入れられ、８０８において
、「その時の」コンステレーション・メモリにおける全ての点（最初は、唯一つ
の点）の平均電力が電力制限値Ｐｌｉｍに比較される。その時のコンステレーシ
ョン・メモリにおける全ての点の平均電力が電力制限値より低ければ、指数ｉが
８１０において増分され、この方法は、８０４において、変換テーブルから選定
される別のレベル値で継続する。８０６においてレベル値Ｌｉが選定されてその
時のコンステレーション・メモリへ追加されると、その時のコンステレーション
における点の平均電力が８０８において決定される如き電力制限値を越える場合
に、「前の」コンステレーションもまた８０６において格納される。その時のコ
ンステレーションにおける点の平均電力が電力制限を越えるならば、「前の」コ
ンステレーションが８１２において基本コンステレーションとして格納される。
更に、コンステレーションにおける負でないレベル（点）Ｎ０の数は、コンステ
レーションに対して選定された点間の最小距離ｄ１のように格納される（最終す
なわち最大指数ｉに等しい）。

【００７７】 ステップ８０２ないし８１２がコンステレーションの生成において最初の「カ
ット（ｃｕｔ）」を提供するが、ステップ８１４ないし８２４は、選定される点
間の距離を増そうと試みることによりコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａ
ｔｉｏｎ）を改善する。このため、ステップ８１４において、点間の最初の距離
ｄは、ステップ８１２において見出される最小距離ｄ１に設定され、初期設定レ
ベルＬ０は−ｄ／２に設定される（ここで、ｄ＝最小距離ｄ１）。８１６におい
て、当該スロットに対する変換テーブルからのＮ０レベル値が、Ｌ_i≧Ｌ_i-1＋ｄ
１に従ってレベル値を逐次拾うことによりコンステレーションに対して選定され
、各レベルは前のレベルより少なくともｄ１だけ増分するように高く選定される
。最初のコンステレーションは８１８において格納され、８２０においてコンス
テレーションの点の平均電力が電力制限に比較される。電力が電力制限より低け
れば、８２２において、最小距離（ｄ＝ｄ１）が増分され（ｄ＝ｄ＋１）、ステ
ップ８１４ないし８２０が反復される。このように、８１６において新たなコン
ステレーションが、前のコンステレーションよりも大きなレベル間の最小距離で
生成される。８２０において新たなコンステレーションが電力制限を満たすなら
ば、８２２において最小距離が再び増分され、ステップ８１４ないし８２０が反
復される、、、などである。しかし、新たなコンステレーションが電力制限を満
たさなければ、８１８において生成された「前の」コンステレーションが８２４
において新たなコンステレーションとして提供され、最小距離（ｄ２で表わされ
る）、コンステレーションにおけるレベル（点）の数（Ｎ０）および僅かに最小
距離ｄ２で隔てられたレベルの数（ｄｆ）もまた、８２４において各スロットｊ
に対して示される。各コンステレーションがコンステレーションにおける点の数
および最小距離に対して最適化されて、６つのコンステレーションに関する情報
がこのように生成されることが理解されよう。

【００７８】 本発明の別の特質によれば、図８ａにより生成されたコンステレーションは、
データ・レートを下げることなくスロット当たりの点数Ｎ０を最小化することに
より、図８ｂに示されるように更に最適化される。特に、８３０において、２つ
の値ＲｍａｘおよびＲｒｅａｌが決定されあるいは提供される。Ｒｍａｘは、６
つのコンステレーションの各々にある点数が与えられると潜在的に達成可能にな
る最大データ・レートである。

【００７９】

【数８】 但し、Ｆｓはサンプリング・レート＝８ｋｂｐｓ、Ｎ０（ｋ）はスロットｋのコ
ンステレーションにおける負でない点の数、２番目の組のかっこ内の項はＮＦｒ
とも呼ばれる。Ｒｒｅａｌは、Ｖ．９０規格により許容されるデータ・レートの
組として規定され、すなわち、Ｒｒｅａｌ＝（２８＋ａ（８／６））１０００で
あり、ここでａ＝０、１、、、２１である。

【００８０】 ステップ８３２において、Ｒｍａｘより小さいかあるいはこれと等しい最大Ｒ
ｒｅａｌであるデータ・レートＤＲが見出される。このため、データ・レートＤ
Ｒがステップ８３４において判定されるようにＲｍａｘに等しければ、８２４に
おいて生成されるコンステレーションは、８５４において最後のコンステレーシ
ョンと見なされる。一方、データ・レートＤＲがＲｍａｘより小さければ、８３
６において、最大誤差の確率を持つスロットが見出される。最大誤差の確率の判
定は、多くの方法で行うことができる。しかし、本発明の望ましい実施の形態に
よれば、最小距離ｄ２を持つスロットは、最大誤差の確率を持つスロットと見な
される。１つ以上のスロットが同じ最小距離を持つ場合は、この最小距離（すな
わち、最大ｄｆ）で分離された大半の点を持つスロットは、最大誤差の確率のス
ロットとして選定される。

【００８１】 ステップ８３８において、最大誤差の確率を持つスロットに対するコンステレ
ーションにおける点の数は減じられる、すなわち、Ｎ０（ｋ）＝Ｎ０（ｋ）−１
。次いで、８４０において、修正されたＮＦｒおよび修正されたＲｍａｘは、式
（２８）により計算され、８４２において、修正されたＲｍａｘが８３２におい
て初めに計算されたデータ・レートに比較される。８４０において計算されたＲ
ｍａｘが８３２において計算されたデータ・レートより小さければ、ステップ８
４４において、１だけ少ないＮ０を持つ新たなコンステレーションがステップ８
１４ないし８２４によるスロットに対して生成される。このスロットに対して結
果として得るコンステレーションの最小距離ｄ２は、次に８４６において、コン
ステレーションにおける点数が減じられる前の当該スロットに対するコンステレ
ーションの最小距離に比較される。新たなｄ２が前のｄ２より大きければ、少な
い点を持つ新たなコンステレーションが８４８においてセーブされ、８５４にお
いて格納されたコンステレーションに重ね書きするため用いられ、当該方法はス
テップ８３６へ戻って、この時最大の誤差確率を持つスロット（すなわち、同じ
か別の）を見出し、ステップ８３８以降に進む。このように、ステップ８３０な
いし８４８の結果として、最大の誤差確率を持つスロットにおける点数が減じら
れる。このような低減の結果は、データ・レートに影響を及ぼすことなくコンス
テレーションにおける点間に更に多くの距離（従って、更に低い誤差率）が得ら
れることである。

【００８２】 ステップ８４６へ戻り、本発明の方法の実施中に、コンステレーションにおけ
る点数を減じてコンステレーションを再生する結果として得られる新たな最小距
離ｄ２は、元の最小距離以外のものではなく、方法はステップ８３８へ戻り、こ
こで特定のスロットのコンステレーションにおける点数は更に減じられる。当該
方法は、ステップ８４０以降に続く。また、ステップ８４２において、特定のス
ロットの点数を減じる結果として計算されるＲｍａｘは、ステップ８３２におい
て計算されたデータ・レートより低くなり、当該方法はステップ８５０において
継続する。ステップ８５０において、最大の誤差確率を持つスロットは、そのコ
ンステレーションにおける点数の低減がデータ・レートに影響を及ぼすので、ル
ープから外される。このループが全てのスロットに対して移動されなければ、ス
テップ８５２において、当該方法は、ステップ８３６へ戻ることにより継続し、
このステップで次に高い誤差確率を持つスロット（すなわち、最大の誤差確率を
持つ前に外されたスロット以外のスロットが見出される。当該方法は、各スロッ
トが、全体的なデータ・レートを減じることなく、そのコンステレーションにお
ける点数を減じることができるかどうかを調べるテストされるまで継続する。ス
テップ８５４において格納される結果として得たコンステレーションは、その後
図８ｃに示される望ましい方法において用いられる。

【００８３】 次に図８ｃにおいて、本発明の別の特質によれば、６つのスロットにおけるフ
レームの平均電力を越えないことを前提として、スロットの電力が電力制限を越
えることを許すことにより、データ・レートを減じることなく信頼性を増す更な
る最適化が行われる。このため、図８ｂのステップ８５４から得るコンステレー
ションの最小距離（ｄ２）を用い、また必要ならば各スロットにおいて前記最小
距離で分離された点数（ｄｆ）を用いて、最大の誤差確率を持つスロットが８６
０において見出される。８６２において、最小距離ｄ２は、１だけ増大される（
これにより、このスロットに対する電力制限を越える）。ステップ８６４におい
て初期設定、図７のステップ７４０の結果として得るスロットに対する変換テー
ブル、および図８ｂの方法により最終的に決定されるような当該スロット（Ｎ０
（ｋ））に対する点数を用いて、最大誤差確率のスロットに対する修正されたコ
ンステレーションが、図８ａのステップ８１６に関して先に実質的に述べたよう
に、８６６において決定される。修正されたコンステレーションにより、（およ
びコンステレーションの残部に関する情報を用いて）フレーム全体ＰＦｒの平均
電力が８７０において計算され、望ましくは図９に関して以下に述べるように、
８７２においてフレーム（Ｐｌｉｍ−ｆｒ）に対する許容電力に比較される。フ
レームに対する許容電力を越えなければ、修正されたコンステレーションが８７
４においてセーブされ、８７６において当該スロットに対するコンステレーショ
ンに重ね書きするため用いられ、当該方法は８６０において継続し、ここでこの
時最大誤差確率を持つ（同じかあるいは別の）スロットが見出される。当該方法
は、先に述べたように、ステップ８７２において、修正されたコンステレーショ
ンが見出されてフレーム全体の平均電力をして当該フレームに対する許容電力を
越えさせるまで、ステップ８６２以降を継続する。フレームの平均許容電力が越
されると、当該方法は８７６で続行し、ここでは（これ以上の）コンステレーシ
ョンの変化が生じない。あるいはまた、必要ならば、次の最大誤差を持つスロッ
トが８６０において見出されてステップ８６２以降へ続くように（図８ｂに関し
て先に述べたように）調べたスロットをループから外すことができる。それにも
拘わらず、最後にステップ８７６において格納されたコンステレーションが、最
小距離ｄ２、点の数Ｎ０（図８ｂから得ることができる）、およびこのスロット
に対する別の点ｄｆから最小距離にある点の数を見出すために８７８において各
スロットについて検討される。次に、８８０において、平均フレーム電力制限を
越えることなくコンステレーションの点を動かすことにより最小距離（すなわち
、減少数ｄｆ）を持つ前記スロットに対するコンステレーションにおける点の数
を減らそうと試みるために、各スロットに対する「飛越し試行」が周知の方法で
行われる。飛越し試行においては、平均フレームの電力制限を越えることなく、
第１のレベルの電力を増す試み（少なくとも１つの以降のレベルの電力が増大す
る結果をもたらす）がなされる。この飛越し試行の結果、各コンステレーション
の最小距離は同じままであるが、コンステレーションの点を動かせるならば、１
つ以上のコンステレーションの誤差確率を改善することができる。

【００８４】 発明人は、図８ａないし図８ｃに関して記載した最適化方法が、ビット・エラ
ー・レートをしばしば係数で１００程度だけ減じることによって信頼性を著しく
向上するのに役立つことを発見した。しかし、当業者は、データ・レートを維持
しながら最小距離従ってビット・エラー・レートについてコンステレーションを
最適化する代わりに、所与のビット・エラー・レートを維持しながらデータ・レ
ートを最適化するために、図８ａないし図８ｃに記載された種々の手法を用いる
ことができることが理解されよう。例えば、図８ｂにおいて述べたようにデータ
・レートに影響を及ぼすことなく距離を増すために最大の誤差確率を持つスロッ
トを見出し点数を減じる代わりに、最小の誤差確率を持つスロットを見出すこと
ができ、また増すことがデータ・レートを増大させるならば、かつ総フレーム電
力制限を越えなければ、このスロットに対するコンステレーションにおける点数
を増すことができる。総フレーム電力制限を避けるために他のスロットから電力
を「借りる」ことに加え、あるいはその代わりに、最終ビット・エラー・レート
が所望量を越えて増えないことを前提として、総フレーム電力制限を越えないこ
とを保証するためにコンステレーションの点が追加された最小誤差確率を持つス
ロットの最小距離を減じることが可能である。更にまた、１つ以上のスロットが
損耗ビットを受けかつ他のスロットが損耗ビットを受けないある状況では、本発
明によって、スロット当たりの点の分布を変更し（例えば、損耗ビット・スロッ
トのコンステレーションから１つ以上の点を差引く）、かつ無損耗ビット・スロ
ットのコンステレーションへ１つ以上の点を追加した後に誤差率またはデータ・
レートについて最適化することが可能である。

【００８５】 本発明の別の特質によれば、平均コンステレーション電力を調べる簡単なシス
テムが提供される。先に述べたように、ＰＣＭモデム・フレーム（６スロット）
の平均電力はある電力制限を満たさなければならない。Ｖ．９０規格によれば、
これらの制限は０．５ｄＢｍの減分で−０．５ｄＢＭ０ないし−１６ｄＢｍ０の
範囲にわたる。受信機が送信機に対するコンステレーションを設計するとき、受
信機と送信機の両方が、平均フレーム電力が対応する制限を満たすかどうかを調
べなければならない。不都合なことに、Ｖ．９０規格で堤案された電力計算のた
めの方式は複雑であり、かなりのメモリと処理資源を必要とする。

【００８６】 本発明によれば、平均フレーム低電力境界Ｐｌｂおよび平均フレーム高電力境
界Ｐｕｂが下式に従って推定され計算される。すなわち、

【００８７】

【数９】 但し、Ｐは、下式による平均フレーム電力である。

【００８８】

【数１０】 また、Ｐ０＝１．６０３９６９０・１０⁷、Ｌｉｋはｋ番目のコンステレーショ
ンにおけるｉ番目のレベル（図８ｃにおいて用いられる如き）、Ｎ０_kはｋ番目
のコンステレーションにおける正のレベル数（図８ｂから得られる）、およびＫ
は６信号ビットを除くフレーム内で送られるビット数である。図９に示されるよ
うに、９１０において、Ｐｌｂが計算される。９２０において、Ｐｌｂが、電力
限度値であるＰｍａｘに比較される。ＰｌｂがＰｍａｘを越えると、電力違反が
宣言される。ＰｌｂがＰｍａｘを越えなければ、９３０において、Ｐｕｂが計算
される。９４０において、ＰｕｂがＰｍａｘに比較される。ＰｕｂがＰｍａｘよ
り大きければ、電力違反はない。しかし、ＰｕｂがＰｍａｘより小さいかこれと
等しければ、標識ｒが、９５０において下式により計算される。すなわち、 ｒ＝│（Ｐｍａｘ−Ｐｕｂ）／（Ｐｍａｘ−Ｐｌｂ）│ （３２） ９６０において判定されるようにｒが４より大きいかこれに等しければ、電力違
反が宣言される。さもなければ、電力違反はない。

【００８９】 本文では、ＰＣＭモデム受信機における変換テーブルおよびコンステレーショ
ンの設計のための方法について記載され示された。本発明の特定の実施の形態が
記述されたが、本発明は、当技術が許容する範囲によるものでありかつ当該明細
書も同様に読まれるべきものであるので、前記実施の形態に限定されるべきもの
ではない。このため、特定の順序に従って個々のステップで実施されるように本
発明の方法の色々な特質について記述したが、多くの場合、ステップの順序は必
ずしも厳密でないこと、および色々なステップを必要に応じて組合わせあるいは
分割できることが理解されよう。また、本発明については、特にＶ．９０モデム
に対する６スロット・フレームに関して記述したが、本発明の種々の特質が、異
なる数のスロットを持つ他のディジタル・モデムに対しても適用性を持つことが
理解されよう。更に、コンステレーションの設計および最適化に関する本発明の
色々な特質がモデムの最適化の信頼性に関して記述されたが、データ・レートの
最適化のため、あるいはデータ・レートと信頼性の両方を向上するために、特に
そのいずれに関しても最適化することなく、本発明の同様な特質を利用可能であ
ることが理解されよう。更にまた、本発明については主としてソフトウエアのフ
ローチャートに関して記述したが、本発明が、当技術において周知のように、ハ
ードウエア、ファームウエア、ソフトウエアあるいはその組合わせを含む装置に
おいて実施可能であることが理解されよう。従って、当業者には、頭書の請求の
範囲から逸脱することなく、更に他の修正が本発明に対して可能であることが理
解されよう。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ａは、本発明による変換テーブルを生成する方法を示すフローチャートである
。 ｂは、本発明による図１ａの変換テーブルを用いる適切なコンステレーション
の設計方法を示すフローチャートである。

【図２】 図１ａにおいて要求される如き損耗ビットおよび損耗のないビットのスロット
を分離する方法を示すフローチャートである。

【図３】 図１ａにおいて要求される如きスケーリング・ファクタ候補を生成する方法を
示すフローチャートである。

【図４】 図１ａにおいて要求される如きＡ則信号およびμ則信号を弁別する方法を示す
フローチャートである。 ａは、Ａ則／μ則分離関数およびＰＡＤ減衰を示すグラフである。

【図５】 ディジタルＰＡＤ減損を推定し図１ａにおいて要求される如き最終スケーリン
グ・ファクタを選定する方法を示すフローチャートである。 ａは、損耗ビットのないＡ則信号に対するＰＡＤ推定関数とＰＡＤ減衰の関係
を示すグラフである。 ｂは、μ則信号に対するＰＡＤ推定関数とＰＡＤ減衰の関係を示すグラフであ
る。

【図６】 図１ａにおいて要求される如き半損耗ビット信号生成から損耗ビット信号生成
を弁別する方法を示すフローチャートである。

【図７】 図１ａにおいて要求される如き図４ないし図６の方法から前に決定された情報
から変換テーブルを生成する方法を示すフローチャートである。

【図８】 ａないしｃは、図１ｂにおいて示されたステップを示すフローチャートである
。

【図９】 ＰＣＭモデムにおけるコンステレーション電力を調べる方法を示すフローチャ
ートである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ワング，チン アメリカ合衆国コネチカット州06810，ブ リストル，コーヴ・ロード 25 (72)発明者 ゴールドスタイン，ユーリ アメリカ合衆国コネチカット州06488，サ ウスバリー，バレット・ヒル・ロード 924 Ｆターム(参考） 5J064 BA12 BC01 BC02 BC14 BC21 BD02 【要約の続き】 β−コーデック・スロットであると判定される。

Claims (27)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のスロットを持つフレームを備えるモデムに対する少な
   くとも１つの変換テーブルを生成する方法であって、 ａ）別のモデムからＤＩＬシーケンス情報を取得するステップと、 ｂ）前記ＤＩＬシーケンス情報から少なくとも１つの順序付きレベル・テーブ
   ルを生成するステップと、 ｃ）各スロットに対する前記順序付きレベル・テーブルの隣接レベル間の距離
   を見出すステップと、 ｄ）前記距離を用いて、損耗ビット信号（ＲＢＳ）を受けるスロットと、ＲＢ
   Ｓを受けないスロットとを弁別するステップと、 ｅ）前記少なくとも１つの順序付きレベル・テーブルを用いて、前記ＤＩＬシ
   ーケンス情報がＡ則またはμ則の情報であるかについて判定を行うステップと、 ｆ）前記ＤＩＬシーケンス情報がＡ則またはμ則の情報であるかについての前
   記判定を用いて、少なくとも１つのスケーリング・ファクタを決定するステップ
   と、 ｇ）前記少なくとも１つのスケーリング・ファクタを用いて、前記少なくとも
   １つの変換テーブルを生成するステップと、 を含む方法。
2. 【請求項２】 少なくとも１つのスケーリング・ファクタを決定する前記ス
   テップが、ＲＢＳを受けないスロットの対応レベルを平均化することを含む請求
   項１記載の方法。
3. 【請求項３】 少なくとも１つのスケーリング・ファクタを決定する前記ス
   テップが更に、少なくとも１つのスロットに対するＰＡＤ減損を推定することを
   含む請求項２記載の方法。
4. 【請求項４】 前記平均化されたレベルが、前記ＤＩＬシーケンス情報がＡ
   則またはμ則の情報であるかについての前記判定において用いられる請求項２記
   載の方法。
5. 【請求項５】 ＲＢＳを受ける前記スロットのどれがａ−タイプのＲＢＳを
   受けるか、およびどれがβ−タイプのＲＢＳを受けるかを判定し、前記少なくと
   も１つの変換テーブルを生成する前記ステップにおいて前記判定を用いるステッ
   プを更に含む請求項１記載の方法。
6. 【請求項６】 複数のスロットを持つフレームを備えたモデムに対するスケ
   ーリング・ファクタを生成する方法であって、 ａ）別のモデムからＤＩＬシーケンス情報を取得するステップと、 ｂ）前記ＤＩＬシーケンス情報から少なくとも１つの順序付きレベル・テーブ
   ルを生成するステップと、 ｃ）各スロットに対する前記順序付きレベル・テーブルの隣接レベル間の複数
   の距離を見出すステップと、 ｄ）少なくとも１つのスケーリング・ファクタを見出すため、隣接レベル間の
   前記複数の距離の実質的に唯一の典型的距離を用いるステップと、 を含む方法。
7. 【請求項７】 前記典型的距離を用いるステップが、前記スロットに対する
   複数の最大距離Ｍ_xを選定することと、複数の最大距離の範囲内に当てはまる前
   記複数のスケーリング・ファクタの第１の組を見出すため、前記複数の最大距離
   の各々に対して、前記複数の距離を該複数の最大距離の範囲を比較することを含
   む、請求項６記載の方法。
8. 【請求項８】 前記範囲が、上限境界と下限境界とを含み、該上限境界がＭ _x （１＋Δ）に等しく、かつ前記下限境界がＭ_x（１−Δ）に等しく、ここで、０
   ．０５≦Δ≦０．１０である、請求項７記載の方法。
9. 【請求項９】 前記典型的距離を用いるステップが更に、前記複数の距離の
   各々の値の２倍を第２の範囲と比較することにより、該第２の範囲内に当てはま
   る第２の組の距離を見出すことを含む請求項８記載の方法。
10. 【請求項１０】 前記第２の距離が、前記範囲内に当てはまる前記第１の組
    の距離を平均化し、該平均化された第１の組の距離を用いて第２の上限境界と第
    ２の下限境界とを見出すことにより決定される、請求項９記載の方法。
11. 【請求項１１】 前記典型的距離を用いるステップが更に、少なくとも前記
    第１の組と前記第２の組における距離の数を加算することを含む請求項９記載の
    方法。
12. 【請求項１２】 前記典型的距離を用いるステップが更に、第３の範囲内に
    当てはまる第３の組の距離と、第４の範囲内に当てはまる第４の組の距離と、第
    ５の範囲内に当てはまる第５の組の距離とを見出すことを含み、前記加算ステッ
    プが、前記第１ないし第５の組における距離の数を加算することを含む、請求項
    １１記載の方法。
13. 【請求項１３】 前記典型的距離を用いるステップが更に、各距離Ｍ_xに対
    する和に関する複数の和の最大値を用いることを含む請求項１２記載の方法。
14. 【請求項１４】 前記典型的距離を用いるステップが更に、前記第３、第４
    および第５の組の距離を個々に平均化し、前記第１ないし第５の平均距離の関数
    である調整された平均距離ａｖＭ_xを見出すことを含む、請求項１３記載の方法
    。
15. 【請求項１５】 複数のスロットを持つフレームを備えるモデムに対するス
    ケーリング・ファクタを選定する方法であって、 ａ）別のモデムからＤＩＬシーケンス情報を取得するステップと、 ｂ）前記ＤＩＬシーケンス情報から、少なくとも１つの順序付きレベル・テー
    ブルを生成するステップと、 ｃ）前記複数のスロットの無損耗ビット信号（ＲＢＳ）を見出すステップと、 ｄ）少なくとも前記ＲＢＳスロットに対して、前記順序付きレベル・テーブル
    を用いてＰＡＤ推定関数を計算するステップと、 ｅ）前記ＰＡＤ推定関数の関数を少なくとも１つの閾値に比較して、ＰＡＤ減
    衰の表示を見出すステップと、 ｆ）ＰＡＤ減衰の前記表示に基いてスケーリング・ファクタを選定するステッ
    プと、 を含む方法。
16. 【請求項１６】 前記ＰＡＤ推定関数は、 であり、但し、ｙはゼロより大きい正の整数、Ｌ（ｉ）は前記ＲＢＳスロットに
    おいて受取られるｉ番目の正のレベルである、請求項１５記載の方法。。
17. 【請求項１７】 ｎ１が３３に等しく、ｎ２が５８に等しい請求項１６記載
    の方法。
18. 【請求項１８】 前記ＰＡＤ推定関数の前記関数がバイアス補正関数である
    請求項１５記載の方法。
19. 【請求項１９】 前記バイアス補正関数は、信号／雑音比（ＳＮＲ）が４０
    ｄＢより大きければ、Ａ則信号に対してゼロであるバイアス補正Ｂ_ALaw（ＳＮＲ
    ）を用い、さもなければ、Ａ則信号に対して５（４０−ＳＮＲ（ｄＢ））を用い
    る請求項１８記載の方法。
20. 【請求項２０】 前記少なくとも１つの閾値が一連の閾値を含む請求項１５
    記載の方法。
21. 【請求項２１】 前記一連の閾値は、３４、４８、６３、８４および１０６
    の値を含む請求項２０記載の方法。
22. 【請求項２２】 前記一連の閾値を用いて６ｄＢだけ変化するＰＡＤ減衰を
    弁別する請求項２０記載の方法。
23. 【請求項２３】 前記最終スケーリング・ファクタは、前記ＰＡＤ減衰が６
    ｄＢより小さいかどうかの関数である請求項２２記載の方法。
24. 【請求項２４】 ｎ１が６４に等しく、ｎ２が１２８に等しい請求項１６記
    載の方法。
25. 【請求項２５】 前記バイアス補正関数が、実質的に線形のμ則チャネルに
    対してＳＮＲ＞４０ｄＢであるとき０であり、ＳＮＲ≦４０ｄＢならば１５（４
    ０−ＳＮＲ（ｄＢ））であるバイアス補正Ｂμ（ＳＮＲ）を用いる、請求項１８
    記載の方法。
26. 【請求項２６】 複数のスロットを持つフレームを備えるモデムに対するス
    ケーリング・ファクタを選定する方法であって、 ａ）別のモデムからＤＩＬシーケンス情報を取得するステップと、 ｂ）前記ＤＩＬシーケンス情報から、少なくとも１つの順序付きレベル・テー
    ブルを生成するステップと、 ｃ）距離関数Ｌｄｅｌ（ｉ，Δ）＝Ｌ（ｉ）−２Ｌ（ｉ−Δ）を用いて、共通
    循環距離ＬｄｅｌＣを見出すステップ（但し、Ｌ（ｉ）が前記順序付きレベル・
    テーブルのｉ番目の値であり、Δは比較された指数間の所与のシフト）と、 ｄ）閾値Ｔｈｌを決定するステップと、 ｅ）距離Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）を前記閾値Ｔｈｌに比較し、Ｔｈｌを越える前
    記距離Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）を平均するステップと、 ｆ）前記平均値を、スケーリング・ファクタの選定時に推定値Ｄ１として用い
    るステップと、 を含む方法。
27. 【請求項２７】 前記比較ステップが、指数ｉ＝ｉ_minないしｉ＝（ｉ_mim＋
    Ｎ₁）に対して前記距離Ｌｄｅｌ（ｉ，１６）を比較することを含む請求項２６
    記載の方法。