KR100791699B1 - 라인 인코딩 검출 방법 - Google Patents

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Abstract

제 1 트랜시버는 한 세트의 테스트 수준을 통신 채널을 통해 제 2 트랜시버에 전송하는데, 하나 이상의 유형의 압신 법칙이 라인 인코딩을 위해 사용된다. 제 2 트랜시버는 수신된 테스트 신호의 세트에 기반하여 통신 채널에 존재하는 압신 법칙으로 라인 인코딩을 결정하고 압신 법칙 사이의 변환을 결정한다. 이 테스트 수준의 세트는 다른 소스의 네트워크 왜곡을 설명하거나 설명하지 않고서 압신 법칙의 유형에 관한 정규화 크기, 정점 또는 에너지 곡선 사이의 차이에 기반하여 결정되는 수준을 갖는 신호이다. 결정 메트릭은 또한 압신 법칙의 유형에 관한 정규화 크기, 정점 또는 에너지 곡선 사이의 차이로부터 생성된다. 그 후 제 2 트랜시버는 통신 채널로부터 수신된 테스트 수준의 세트의 조합을 결정 메트릭과 비교한다. 하나 이상의 유형의 압신 법칙에 따른 라인 인코딩 및 인코딩 변환이 결정 메트릭과의 비교에 기반하여 검출된다.

Description

라인 인코딩 검출 방법{DETECTING ENCODING AND ENCODING CONVERSION FOR MODEM CONNECTIONS}
도 1은 본 발명의 예시적 실시예를 사용하는 모뎀과 같은 상호연결 트랜시버의 시스템을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 제 1 예시적 구현의 테스트 수준의 세트를 규정하는데 사용되는 정규화 μ-법칙 및 A-법칙 곡선 대 지수값의 그래프를 도시하는 도면,
도 3은 도 2의 그래프를 사용하여 μ-법칙 또는 A-법칙 라인 인코딩을 결정하는 예시적인 방법을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명의 제 2 예시적 구현의 테스트 수준의 세트를 규정하는데 사용되는 정규화 μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선 대 지수값의 그래프를 도시하는 도면,
도 5는 도 4의 그래프를 사용하여 거리 측정치 비교를 기반으로 라인 인코딩을 결정하는 예시적인 방법을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 제 3 예시적 구현의 μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선하에서 에너지 검출을 기반으로 라인 인코딩을 결정하는 예시적인 방법을 도시하는 도면,
도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에서 사용될 수 있는 중첩된 정보 채널을 검출하는 방법의 흐름도,
도 8은 본 발명의 예시적 구현에 따른 조절 전후의 모뎀 전송 콘스텔레이션을 도시하는 도면,
도 9는 도 5, 도 6 및 도 7의 방법에 따라서 검출된 인코딩 변환, 라인 손상 및 중첩된 정보 채널에 대한 모뎀 콘스텔레이션 조절의 흐름도.
본 발명은 통신 시스템에서 인코딩된 데이터(encoded data)의 전송에 관한 것으로, 구체적으로 통신 라인 인코딩(telecommunication line encoding)의 검출 및 데이터 연결을 위한 인코딩 변환(encoding conversion)에 관한 것이다.
관련 출원
본 출원은 대리인 문서 번호(Wang 6, Wang 8 및 Wang 7-3)로 2000년 3월 16일 출원된 미국 특허 출원 세트 중 하나로서, 본 명세서에 참조로 인용된다. 본 출원은 또한 대리인 문서 번호(Wang 1-2)로 1999년 4월 22일 출원된 미국 특허 출원 제 09/296,516호와 관련되며, 본 명세서에서는 참조로 인용된다.
통신 시스템은 흔히 네트워크를 통한 전송에 앞서 아날로그 신호를 변조하고 인코딩한다. 이 아날로그 신호는 전형적으로 음성 또는 음성대역 데이터 신호이다. 음성 신호는 전기 신호를 음향(음성) 신호로 변조함으로써 생성되지만, 음성대역 데이터 신호는 캐리어(carrier)와 같은 전기 신호를 데이터로 변조함으로써 생성된다. 그 후 펄스 변조는 아날로그 신호를 통신 채널상으로 전송하기 전에 이산인 단위 크기(unit-amplitude)의 펄스와 결합하는데 사용될 수 있다. 펄스 크기 변조(Pulse Amplitude Modulation : PAM)에 있어서 아날로그 신호는 이산인 단위 크기 펄스의 크기를 변하게 하지만, 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation : PWM)에 있어서는 아날로그 신호가 이산 단위 펄스의 길이로 제시간에 변한다. 최초의 펄스 스트림은 수신기가 이상적인 통신 채널을 통해 수신된 신호로부터 검출하고 재생하는 것이 상대적으로 쉽다. 그러나, 실제 전송 매체의 잡음 및 라인 감쇠/왜곡(또한 채널 응답으로 지칭되는)이 펄스 변조 신호가 매체를 지나는 동안에 이 펄스 변조 신호를 바꾸기 때문에, 통신 시스템은 전형적으로 디지털 전송 기법을 사용한다. 하나의 그러한 디지털 전송 기법이 펄스 부호 변조(Pulse Code Modulation : PCM)인데, 여기서 아날로그 신호는 이산 디지털 수준을 사용하여 샘플링되고 양자화된다. 전형적으로, 2n 이산 수준이 통신 시스템에서 사용된다(예를 들어, n = 8인 8비트를 사용하는 것은 256개의 이산 수준을 허용하며, 수준 사이의 거리는 양자화 단계(quantizing steps)로 지칭된다).
주어진 양자화 방법에 있어서, 아날로그 신호의 각각의 샘플은 가장 가까운 이산 수준으로 근사화되고, 수준을 표시하는 디지털값이 수신기에 전송된다. 그러나, 아날로그 신호의 크기와 PCM의 이산 수준이 보통은 동일한 값이 아니기 때문에, 양자화 에러로 지칭되는 아날로그 신호의 크기와 PCM의 이산 수준 사이의 차이로 인해 전송된 신호에 추가 잡음이 발생한다. 이 양자화 에러로 인해 수신기의 후속하는 재생된 음성 또는 음성대역 데이터 신호에 잡음이 발생한다. 선형 양자화를 사용하는 PCM에 있어서, 이산 수준 사이의 증가분은 동일하다(즉, 양자화 단계가 동등하다). 그러나, 선형 양자화에 있어서 양자화 잡음은 모든 아날로그 신호의 크기에 대해 균일하지 않는데 이는 낮은 크기의 신호가 높은 크기의 신호에 비해 큰 양자화 잡음을 겪기 때문이다. 결과적으로, 높은 동적 범위를 갖되 크기가 낮은 신호(코딩된 음성과 같은)의 퍼센티지가 높은 신호를 선형 양자화하는 것은 상대적으로 낮은(부족한) 신호 대 양자화 잡음비(signal-to-quantization noise ratio)를 갖는다.
줄어드는(taper) 양자화 단계를 갖는 비선형 양자화가 선형 양자화의 부족한 신호 대 양자화 잡음비를 보상하는데 사용될 수 있다. 동등하게, 입력 신호는 동일한 결과를 달성하기 위해 가중(weight)되고 선형 양자화될 수 있다. 이 비균일 전치왜곡 프로세스(non-uniform predistortion process)(압신(companding)으로 지칭되는)는 크기가 큰 신호를 압축하고, 그 후 수신기는 압신 프로세스를 역(reverse)으로 한다.
원격 통신 시스템은 전형적으로 대수적 압신 법칙을 사용한다. 미국과 같은 어떤 국가에서, 아날로그 신호의 PCM 라인 인코딩은 다음의 수학식(1)으로 주어지며 μ-법칙이라 지칭되는 압신 함수를 사용한다 :
Figure 112001005701918-pat00001
여기서 eo는 출력 신호값이고, ei는 정규화된 입력 신호값이며, μ는 상수이다. 유럽과 같은 다른 국가에서는 다음의 수학식(2)으로 주어지며 A-법칙이라 지칭되는 상이한 압신 법칙을 사용한다 :
Figure 112001005701918-pat00002
여기서 eo는 출력 신호값이고, ei는 정규화된 입력 신호값이며, A는 1보다 큰 상수이다. 음성 및 음성대역 데이터 신호가 흔히 μ-법칙 또는 A-법칙을 사용하는 상이한 시스템 사이에서 전송되기 때문에, 통신 네트워크는 두 개의 압신 함수 사이에 재포맷팅(reformatting)(인코딩 변환)을 제공한다.
인코딩 변환은 A-법칙 인코딩을 사용하는 네트워크와 μ-법칙 인코딩을 사용하는 네트워크 사이에서 발생할 수 있다. 이 인코딩 변환은 A-법칙과 μ-법칙 수준 간의 단순 매핑(즉, A-법칙과 μ-법칙 코딩된 샘플값 간의 매핑)으로 네트워크내에서 구현될 수도 있다. 당업자라면 이 매핑이 양자화 에러로 인해 신호 왜곡을 부가할 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 초기 인코딩 동안에 아날로그 신호의 샘플은 대응하는 μ-법칙 수준으로 매핑될 수 있는데, 이어서 인코딩 변환 동안에 A-법칙 수준으로 매핑된다. A-법칙 인코딩 및 μ-법칙 인코딩이 비선형 압신 방법이기 때문에, 두 개의 μ-법칙 수준은 동일한 A-법칙 수준으로 매핑될 수 있다. 결과적으로, 양자화 에러는 어떤 μ-법칙 양자화 수준 정보가 손실되었을 때 A-법칙 수준의 시퀀스로부터 재생된 원 신호에 부가될 수 있다.
미국과 같은 몇몇 국가의 PCM 시스템에 있어서, 음성 또는 음성대역 데이터 채널은 PCM 인코딩에 좌우되고 시간 멀티플렉싱에 의해 24개의 8비트 채널(192비트)로 그룹화된다. 하나의 프레이밍 비트(framing bit)가 193비트/프레임의 T1 포맷을 형성하기 위해 192비트의 이 그룹에 부가된다. 수 개의 프레임(예를 들어, 12개의 T1 프레임)을 통해 수신된 프레이밍 비트의 패턴이 T1 라인 프레이밍, 타이밍 동기화(timing synchronization) 및 라인 비트 에러율(Bit Error Rate : BER) 계산을 위해 사용될 수 있다. 음성 및 음성대역 데이터 신호는 전형적으로 8kHz로 샘플링되며, 각각의 T1 프레임은 1.544Mb/sec로 전송된다. E1 프레임이 2.048Mb/sec로 전송되는 30개의 8비트 채널 플러스 프레이밍 비트(channels plus framing bits)를 포함하는 것과 같은 유사한 포맷이 다른 국가에 존재한다. 연결의 설정/해제(set-up/tear-down)를 위한 시그널링 또는 다른 저속 네트워크 데이터 채널이 T1 프레임상에 중첩될 수 있다(본 명세서에서 "중첩된 정보 채널"로 지칭되는). 예를 들어, 강탈 비트 시그널링(Robbed-Bit Signaling : RBS)에 있어서 저속 시그널링 채널은 각각의 8비트 채널의 최소 유효 비트(Least Significant Bit : LSB)를 전송된 모든 6차 T1 프레임에 관한 저속 시그널링 채널의 시그널링 비트로 대체함으로써 형성될 수 있다. 두 개의 시그널링 비트를 사용하는 RBS에 있어서, RBS 정보 채널의 주기는 12개의 T1 프레임이다. 네 개의 시그널링 비트를 사용하는 RBS에 있어서, RBS 정보 채널의 주기는 24개의 T1 프레임이다(24개의 프레임상의 T1 프레이밍 비트의 패턴은 또한 T1 슈퍼프레임(superframe)을 규정한다).
본 발명은 라인 인코딩을 위해 사용되는 압신 법칙과 같은 통신 채널의 전송 라인 특성의 검출 및 한 쌍의 트랜시버 사이에서 상이한 압신 법칙, 중첩된 정보 채널 또는 라인 감쇠를 갖는 라인 인코딩 사이의 변환에 관한 것이다. 이 검출은 한 쌍인 하나의 트랜시버에서 다른 트랜시버로 전송되는 테스트 수준의 세트를 통해 구현될 수 있다. 통신 채널을 통해 전송된 테스트 수준의 세트를 수신하는 트랜시버는 하나 이상의 전송 라인 특성을 검출하기 위해 정규화된 수신 테스트 수준을 예측 및 정규화된 이상값과 비교한다. 테스트 수준을 위해 사용되는 아날로그 신호 수준은 검출된 라인 인코딩 압신 법칙 및 검출되어질 특정한 전송 라인 특성(예를 들어, RBS 및 라인 감쇠)에 기반하여 결정된다. 테스트 수준의 세트를 수신하고 라인 인코딩 및 다른 전송 라인 특성을 검출하는 트랜시버는 그 후 검출된 전송 라인 특성이 야기한 신호의 왜곡을 교정할 수 있다. 왜곡을 교정하는 것은 한 쌍의 트랜시버 사이에서 높은 수신 신호 대 잡음비, 낮은 비트 에러율 및 높은 데이터 전송 속도를 가능하게 한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 다수의 인코딩 알고리즘 중 하나에 따른 라인 인코딩이 통신 채널을 통해 전송된 신호에서 검출된다. 생성된 이 신호는 테스트 수준의 세트를 포함하는데, 여기서 각각의 테스트 수준은 테스트 수준을 인코딩할 때 다수의 인코딩 알고리즘 각각 사이의 상대적인 차이에 기반하여 선택되고, 모든 인코딩 알고리즘은 실질적으로 동등한 값을 생성하기 위해 테스트 수준 중 하나를 인코딩한다. 통신 채널을 통해 전송된 테스트 수준의 조합은 결정 메트릭에 비교되는데, 여기서 결정 메트릭은 신호가 통신 채널을 통해 전송된 후에 통신 채널을 통해 대응하는 하나 이상의 테스트 수준의 세트에 전송되기에 앞서 하나 이상의 테스트 수준의 세트 사이의 차이의 측정치에 기반한다. 하나의 테스트 수준이 비교를 위해 남아있는 테스트 수준을 정규화하는데 사용된다. 라인 인코딩은 결정 메트릭과 조합의 비교에 기반하여 인코딩 알고리즘 중 하나에 따라서 검출된다.
본 발명의 다른 측면, 특징 및 이점은 다음의 상세한 설명, 청구범위 및 도면을 참조하면 완전히 이해될 것이다.
도 1은 본 발명의 하나 이상의 실시예에 따라 동작하는 트랜시버를 구비한 수 개의 상이한 형태의 네트워크 연결을 도시한다. 제 1 트랜시버(102)는 하나 이상의 트랜시버(108, 113 및 118)와 통신하지만, 당업자라면 임의의 개수의 다른 연결이 가능하다는 것을 이해할 것이다. 트랜시버(102, 108, 113 및 118)는 일반적으로 서로 양방향 통신을 할 수 있다. 다음에 설명될 실시예에 있어서, 소스(예를 들어, 제 1 트랜시버(102)는 신호를 전송한다)로부터 수신지(예를 들어, 다른 트랜시버(108, 113 및 118)는 신호를 수신한다)로의 순방향 통신이 설명된다. 당업자라면 아날로그 방식으로 역방향 통신이 달성될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
도 1에 도시된 통신 시스템에 있어서, 트랜시버(102, 108, 113 및 118)는 일반적으로 모뎀과 같은 고객용 장치(customer premise equipment)이다. 또한 통신 시스템에 있어서, 코덱(103)과의 라인(107), 트랜시버(108)와 코덱(105) 사이의 라인(106), 트랜시버(113)와 코덱(111) 사이의 라인(112) 및 트랜시버(118)와 코덱(116) 사이의 라인(117)상으로의 통신은 각각 별개인 가입자 루프를 규정할 수 있다. 각각의 모뎀은 전송된 데이터와 테스트 수준을 생성(수신)하도록 신호를 변조(복조)하기 위한 프로세서 또는 다른 회로를 포함한다. 예를 들어, 트랜시버(108)의 프로세서(150)는 복조기(151)와 변조기(154)를 포함한다. 프로세서(150)는 또한 테스트 수준의 조합을 결정 메트릭과 비교하는 비교기(152) 및 전송 특성을 검출하는 검출기(153)를 포함한다. 본 발명의 예시적인 구현을 위한 비교기(152)와 검출기(153)와 연관된 이러한 기능을 이어서 설명하겠다.
제 1 연결에 있어서, 트랜시버(102)는 제 2 트랜시버(108)와 통신한다. 코덱(103)은 μ-법칙 펄스 부호 변조(PCM)와 같은 제 1 압신 법칙(CL1)(제 1 라인 인코딩)에 따라서 음성대역 데이터 신호를 인코딩한다. 코덱(103)으로부터의 인코딩된 신호는 이어서 제 1 통신 네트워크(104)에 제공된다. 제 1 통신 네트워크(104)로부터의 인코딩된 신호는 코덱(105)에 제공된다. 코덱(105)은 아날로그 라인(106)상으로 제 2 트랜시버(108)에 제공된 재생 아날로그 신호를 생성하기 위해 제 1 압신 법칙(CL1)에 따라서 제 1 라인 인코딩을 지원하고 이 인코딩을 역으로 한다. 제 1 트랜시버(102)로부터의 아날로그 신호는 아날로그 라인(107)을 지날 때 라인 감쇠 또는 왜곡을 겪을 수도 있다. 코덱(105)으로부터 제 2 트랜시버(108)로의 아날로그 신호는 또한 아날로그 라인(106)을 지날 때 라인 감쇠 또는 왜곡을 겪을 수도 있다. 제 1 트랜시버(102)는 코더/디코더(코덱)(103)에 제공된 음성대역 데이터일 수 있는 아날로그 신호를 생성하는 모뎀일 수 있다.
제 2 연결에 있어서, 트랜시버(102)는 제 3 트랜시버(113)와 통신한다. 제 1 통신 네트워크(104)로부터의 인코딩된 신호는 변환기(109)에 의해 제 1 압신 법칙(CL1)에 따른 제 1 라인 인코딩으로부터 제 2 압신 법칙에 따른 제 2 라인 인코딩으로 변환된다. 변환기(109)로부터의 출력 신호는 제 2 통신 네트워크(110)에 제공된다. 변환기(109)는 하나 이상의 추가 네트워크 사이에서 발생할 수 있는 하나 이상의 상이한 인코딩 변환을 나타내는데, 당업자라면 이 특정한 인코딩 변환이 단지 예시이며 다수의 중개 인코딩 변환이 다르게 발생할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 제 2 통신 네트워크(110)는 제 2 압신 법칙(CL2)을 지원하고 변환기(109)에 의해 생성된 인코딩된 신호를 코덱(111)에 제공한다. 코덱(111)은 라인 인코딩을 제 2 압신 법칙(CL2)으로 지원한다. 코덱(111)은 아날로그 라인(112)상으로 제 3 트랜시버(113)에 제공된 재생 아날로그 신호를 생성하기 위해 제 2 압신 법칙(CL2)에 따라서 인코딩을 역으로 한다. 이 제 2 연결에 있어서, 상이한 압신 법칙 사이에서의 인코딩 변환(109)으로 인한 왜곡이 통신 네트워크(104 및 110) 사이의 통신 채널에서 발생하며, 또한 어떤 라인 감쇠 또는 왜곡이 아날로그 라인(112)에서 부가될 수도 있다.
제 3 연결에 있어서, 트랜시버(102)는 제 4 트랜시버(118)와 통신한다. 제 3 통신 네트워크(115)는 강탈 비트 시그널링(RBS)과 같은 중첩된 정보 채널을 지원한다. 제 1 통신 네트워크(104)는 인코딩된 신호가 제 3 통신 네트워크(115)에 제공되기 전에 트랜시버(102)가 생성한 이 인코딩된 신호를 RBS 변환기(114)에 제공한다. RBS 변환기(114)는 트랜시버(118)가 재생한 신호에 왜곡을 가하는 시그널링 또는 트랜시버(102)로부터 전송된 신호상에 중첩된 다른 연결 감독(supervisory) 정보를 생성하고 해석하는 네트워크 소자일 수도 있다. 제 3 통신 네트워크(115)는 이어서 RBS를 갖는 인코딩된 신호를 코덱(116)에 제공하는데, 코덱(116)은 아날로그 라인(117)상으로 제 4 트랜시버(118)에 제공된 재생 아날로그 신호를 생성하기 위해 인코딩을 역으로 한다. 코덱(116)은 또한 시그널링 또는 다른 연결 감독 정보를 생성하고 해석한다.
또한, 디지털 모뎀(120)이 도 1에 도시되어 있다. 당업자라면 디지털 모뎀(120)은 아날로그 신호가 라인(107)과 같은 아날로그 라인을 통과할 필요 없이 트랜시버(102)와 코덱(103)에 유사한 동작을 수행할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예시적인 실시예를 트랜시버와 코덱을 사용하여 설명하였지만, 본 발명은 그와 같이 제한되지 않으며, 디지털 모뎀-아날로그 모뎀, 디지털 모뎀-디지털 모뎀 및 아날로그 모뎀-디지털 모뎀 통신 경로 연결이 네트워크에 존재할 수도 있다. 이 디지털 및 아날로그 모뎀은 본 명세서에서 설명되는 본 발명의 하나 이상의 구현에 따라 동작할 수 있다.
도 1의 소스와 수신지 트랜시버 연결에 있어서, 각각의 트랜시버(102, 108, 113 및 118)는 각각의 코덱에 의해 지원되는 라인 인코딩을 검출한다(예를 들어, 트랜시버(113)는 통신 네트워크(110)와 통신 네트워크(110)/코덱(111) 사이의 라인 인코딩을 검출한다). 도 1의 제 1 유형의 연결에 있어서, 상이한 압신 법칙 사이에 어떠한 변환도 발생하지 않는다. 제 1 및 제 2 트랜시버(102 및 108)는 라인 감쇠 및 왜곡을 보상하고 특정한 공유 형태의 압신 법칙(이 경우에는 CL1)으로 인코딩함으로써 삽입된 왜곡을 가능하게 보상하는 통신 채널을 구축한다. 제 2 유형의 연결에 있어서, 제 1 및 제 3 트랜시버(102 및 113)는 제 1 및 제 2 압신 법칙(CL1 및 CL2) 코덱 사이의 라인 인코딩에서의 변환(예를 들어, 통신 네트워크(104)와 코덱(111) 사이의 라인 인코딩 변환(109))을 검출하고 보상한다. 제 3 연결에 있어서, 중첩된 정보 채널(예를 들어, 강탈 비트 시그널링 또는 RBS 간섭)은 필요하다면 상이한 압신 법칙 사이의 변환에 더하여 부가되고(도 1에 도시되지 않음), 발생할 수 있는 임의의 라인 감쇠 및 왜곡에 더하여 부가된다. 이 연결에 있어서, 제 1 및 제 4 트랜시버(102 및 118)는 RBS의 존재 또는 부존재를 검출하고 보상한다. 또한, 모든 트랜시버(102, 108, 113 및 118)는 데이터를 전송하는데 사용되는 아날로그 신호의 신호 콘스텔레이션(constellation)을 조절할 수 있다. 이 신호 콘스텔레이션의 조절은 검출된 라인 인코딩 변환, 중첩된 정보 채널 간섭 및/또는 라인 손상에 기반할 수도 있다.
본 발명의 예시적인 실시예의 이하의 설명을 위해, 제 1 압신 법칙(CL1)을 따르는 라인 인코딩은 μ-법칙 인코딩으로 지칭되며, 제 2 압신 법칙(CL2)을 따르는 라인 인코딩은 A-법칙 인코딩으로 지칭된다. 당업자라면 이러한 압신 법칙이 오직 예시이며 본 명세서에서 설명되는 기법이 다른 유형의 샘플링된 아날로그 입력 신호의 양자화 또는 가중을 사용하는 네트워크로 확장될 수 있다는 것을 쉽게 이해할 것이다. 예를 들어, B 유형의 코덱이 또한 사용되는데, 이 B 유형의 코덱은 A-법칙과 μ-법칙 압신 법칙 수준 사이의 평균으로부터 형성된 수준으로 양자화한다.
본 발명의 예시적인 실시예의 이하의 설명을 위해, 제 1 트랜시버(102)는 펄스 부호 변조(PCM) 테스트 수준의 세트와 같은 테스트 수준의 세트를 사용하는 소스 모뎀이다. 이 테스트 수준의 세트는 모뎀 트레이닝 상태(training phase) 동안에 수신지 모뎀(예를 들어, 제 2, 제 3 또는 제 4 트랜시버(108, 113 또는 118))에 전송된다. 수신지 모뎀은 전송된 세트의 PCM 테스트 수준을 수신하고 측정하는데, 이는 1)μ-법칙 라인 인코딩 또는 A-법칙 라인 인코딩이 가입자 루프에 존재하는지, 2)정보 채널이 중첩되는지(예를 들어, RBS가 존재하는지) 및/또는 3)신호가 라인 감쇠를 겪는지를 결정하기 위함이다. PCM 테스트 수준의 세트는 채널의 전송 특성과 압신 법칙의 인코딩 특성에 기반하여 본 발명에 따라서 사전규정되고 생성된다. 소스 모뎀, 수신지 모뎀중 어느 하나 또는 소스 모뎀과 수신지 모뎀 모두에 의한 신호 프로세싱은 왜곡을 보상하기 위해 전송되거나 수신된 아날로그 콘스텔레이션 신호의 디지털 샘플값을 조절된 디지털 샘플값으로 번역하도록 하나 이상의 검색 테이블(look-up table)을 사용할 수 있다.
본 발명의 어떤 구현에 따라 동작하는 한 쌍의 트랜시버(즉, 양방향 통신에서의 두 개의 모뎀)는 소스 모뎀과 수신지 모뎀 사이의 통신 채널에서 인코딩 변환을 검출할 수 있다. 이 모뎀은 트레이닝 신호, 신호 콘스텔레이션, 프로토콜 또는 다른 통신 채널 준비/감독(set-up/supervision) 정보를 규정하는 v.90 및 v.92 표준과 같은 표준에 따라 동작할 수 있다. 도 1을 참조하면, 트랜시버(102 및 113)에 관한 트레이닝 상태 동안에 제 1 트랜시버(102)(소스 모뎀으로 동작하는)는 PCM 테스트 수준의 세트를 제 3 트랜시버(113)(수신지 모뎀으로 동작하는)에 전송한다. 그 후 제 3 트랜시버(113)는 본 발명의 예시적인 구현에 관해 다음에서 설명되는 바와 같이 통신 네트워크(110)와 코덱(111) 사이의 라인 인코딩을 검출한다. 유사하게, 트레이닝 상태 동안에 제 3 트랜시버(113)(소스 모뎀으로 동작하는)는 PCM 테스트 수준의 세트를 제 1 트랜시버(102)(수신지 모뎀으로 동작하는)에 전송한다. 그 후 제 1 트랜시버(102)는 통신 네트워크(104)와 코덱(103) 사이의 라인 인코딩을 검출한다. 제 1 및 제 3 트랜시버 사이의 트레이닝 상태 후에, 트랜시버들은 자신들 각각의 라인 인코딩 포맷에 관한 정보를 교환할 수 있다.
제 1 구현에 있어서, PCM 테스트 수준의 세트가 통신 네트워크와 코덱 사이의 연결에 관한 μ-법칙 인코딩 또는 A-법칙 라인 인코딩을 검출하기 위해 규정된다. 도 2는 제 1 구현에 관한 PCM 테스트 수준의 세트를 규정하는데 사용되는 정규화 μ-법칙 및 A-법칙 곡선 대 지수값(입력 신호 수준)의 그래프를 도시한다. μ-법칙 및 A-법칙 곡선상의 각각의 값은 대응하는 지수값을 대응하는 압신 법칙으로 인코딩함으로써 생성된 압축 신호 수준이다. 이 PCM 테스트 수준의 세트는 지수값(n0에서 nL)을 포함하는데, n0는 μ-법칙과 A-법칙 곡선 모두에 공통인 값을 생성하는 지수값(즉, 교차점)이다. PCM 테스트 수준의 세트의 나머지 각각(n1에서 nL)은 입력 샘플 수준으로서 선택되는데, 여기서 대응하는 μ-법칙 및 A-법칙 곡선값 사이의 차이가 커진다. 어떤 구현에 있어서는 대응하는 μ-법칙 및 A-법칙 곡선값 사이의 차이가 커지게 입력 샘플 수준을 선택할 수도 있으나, 이러한 구현에서 PCM 테스트 수준의 세트의 나머지는 수신기에서 낮은 신호 대 잡음비를 가질 수도 있다.
PCM 테스트 수준(n0)이 μ-법칙과 A-법칙 곡선 모두에 공통인 값을 생성하는 입력 지수값이기 때문에, 수신지 모뎀은 다른 수신된 PCM 테스트 수준(x1에서 xL)을 정규화하기 위해 전송된 PCM 테스트 수준(n0)에 대응하는 수신된 PCM 테스트 수준(x0)을 사용할 수 있다. 그 후 대응하는 정규화 수신 수준(y1에서 yL로 규정된)은 μ-법칙 또는 A-법칙 라인 인코딩 중 어느 것이 사용되는지를 검출하기 위해 지수값(n1에서 nL)에 대한 μ-법칙 곡선의 이상 정규화값(yu1에서 yuL) 및 A-법칙 곡선의 이상 정규화값(ya1에서 yaL)에 비교될 수 있다. 그 후 모뎀은 인코딩 변환이 존재하는지를 결정하기 위해 검출된 라인 인코딩에 관한 정보를 통신 채널의 각 끝에서 교환할 수 있다.
도 3은 제 1 구현에 관한 μ-법칙 인코딩 또는 A-법칙 인코딩을 결정하는 예시적인 방법을 도시한다. 먼저, 단계(301)에서 소스 모뎀은 PCM 테스트 수준의 세트(n0에서 nL)를 통신 채널(예를 들어, 하나 이상의 통신 네트워크상으로)을 통해 수신지 모뎀에 전송한다. 단계(302)에서 수신지 모뎀은 전송된 세트의 PCM 테스트 수준을 수신된 수준(x0에서 xL)으로 수신한다. 단계(303)에서 수신지 모뎀은 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL)를 형성하는데, 여기서 yi는 xi/x0이며 i는 1≤i≤L이다. 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL)는 측정 벡터(Ym)를 형성하는데, 여기서 Ym은 {y1, y2, ..., yL}이다. 이상 정규화 μ-법칙 곡선 수준의 세트(yu1에서 yuL)와 이상 정규화 A-법칙 곡선 수준의 세트(ya1에서 yaL)는 제각각 이상 μ-법칙 벡터(Yu)와 이상 A-법칙 벡터(Ya)를 형성할 수 있다. 이상 μ-법칙 벡터(Yu)와 이상 A-법칙 벡터(Ya)에 대한 정규화값은 도 2에서 n1에서 nL까지 μ-법칙과 A-법칙 곡선 수준을 n0에서의 수준으로 나눔으로써 결정된다.
단계(304)에서, 측정 벡터(Ym)와 이상 μ-법칙 벡터(Yu) 사이의 에러 측정치(du) 및 측정치 벡터(Ym)와 이상 A-법칙 벡터(Ya) 사이의 에러 측정치(da)가 계산된다. 도 3의 예시적인 실시예에 있어서, 에러 측정치는 평균 제곱 에러로서 계산된다(즉, du = E｜Yu - Ym｜2 이고 da = E｜Ya - Ym｜2인데, 여기서 = E｜*｜는 수학적 한계 기대치(mathematical term expected value)를 규정한다). 특정한 구현에 있어서, 다수의 디지털 샘플이 각각의 테스트 수준에 대해 취해지고, 이 계산법이 전형적으로 디지털 도메인에서 사용될 수 있다. 단계(305)에서 에러 측정치(du 및 da)가 비교된다. da가 du 미만이면, 그 때는 라인 인코딩으로 A-법칙이 검출되고, 그렇지 않다면 라인 인코딩으로 μ-법칙이 검출된다.
제 2 구현에 있어서, PCM 테스트 수준의 세트는 μ-법칙/A-법칙 변환, 라인 감쇠 및/또는 RBS와 같은 하나 이상의 추가 라인 손상이 통신 채널내에 존재할 때 μ-법칙 또는 A-법칙 라인 인코딩을 검출하기 위해 규정된다. 도 4는 네트워크의 전송 특성이 모의시험되고 측정될 때 정규화 μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선 대 지수값의 그래프를 도시한다. μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선은 μ-법칙/A-법칙 변환, 라인 감쇠 및/또는 RBS가 소스 모뎀과 수신지 모뎀 사이의 통신 채널내에 존재할 때 수신지 모뎀에서 재생된 압신 수준이 범위할 수 있는 전형적인 영역을 나타낸다.
μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선은 수신지 모뎀이 A-법칙 인코딩 또는 μ-법칙 인코딩 중 어느 하나로서 수신된 신호를 검출한다면 통신 채널 조합을 모의시험함으로써 결정된다. 예를 들어, 수신지 모뎀에서 A-법칙 정점 곡선으로 A-법칙 라인 인코딩을 검출하기 위해, A-법칙 - A-법칙, A-법칙 - μ-법칙, μ-법칙 - A-법칙 및 μ-법칙 - A-법칙 - μ-법칙 - A-법칙 네트워크에 관한 시뮬레이션이 측정될 수 있다. 유사하게, 수신지 모뎀에서 μ-법칙 정점 곡선으로 μ-법칙 라인 인코딩을 검출하기 위해, A-법칙 - μ-법칙, A-법칙 - μ-법칙 - A-법칙 - μ-법칙, μ-법칙 - μ-법칙 및 μ-법칙 - A-법칙 - μ-법칙 네트워크에 관한 시뮬레이션이 측정될 수 있다. 또한, 이 시뮬레이션은 통신 채널 및 상이한 수준의 라인 감쇠에 부가된 RBS를 설명할 수 있다. μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선은 각각의 전송된 지수값(PCM 테스트 수준)에 관한 시뮬레이션의 최대 및 최소 수신값을 플로팅(plotting)함으로써 플롯된다.
도 4를 참조하면, PCM 테스트 수준의 세트(n0에서 nL)는 μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선 대 지수값의 그래프로부터 결정될 수 있다. 지수값(n0)은 μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선 모두에 공통인 값을 생성하는 지수값일 수 있는데(즉, 정점 곡선이 중첩한다), PCM 테스트 수준의 나머지는 μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선의 영역이 중첩하지 않는 입력 샘플값으로 선택된다. 한 세트의 정규화 임계값(sl에서 sL)이 임계 벡터(St)(St = {s1, s2, ..., sL})에 대해 규정된다. 이 한 세트의 임계값은 PCM 테스트 수준의 세트(n1에서 nL)에 대한 μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선 사이의 값일 수 있는데, 이 값은 뒤에 정규화된다. μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선 사이의 값을 선택하는 것은 예를 들어 yaimax≤Si≤yuimin의 범위일 수 있지만, 정점 곡선 사이의 평균 또는 중간값과 같은 다른 방법이 또한 임계 벡터를 선택하는데 사용될 수도 있다. PCM 테스트 수준(n0)이 μ-법칙과 A-법칙 곡선 모두에 공통인 값을 생성할 수 있는 입력 샘플값이기 때문에, 수신기는 다른 수신된 PCM 테스트 수준(x1에서 xL)을 정규화하기 위해 PCM 테스트 수준(n0)에 대응하는 수신된 신호값(x0)을 사용할 수 있다. 그 후 정규화값(y1에서 yL로 규정된)은 μ-법칙 인코딩 또는 A-법칙 인코딩 중 어느 것이 사용되는지를 검출하기 위해 대응하는 정규화 임계값(s1에서 sL)에 비교될 수 있다.
제 1 구현에 있어서와 같이, 제 2 구현에 따라 동작하는 모뎀은 인코딩 변환을 검출하기 위해 검출된 라인 인코딩에 관한 정보를 통신 채널의 대응하는 끝에서 교환할 수 있다. 그러나, 중개 인코딩 변환을 갖는 상황에 있어서(예를 들어, A-법칙에서 μ-법칙으로 그리고 다시 A-법칙으로), 검출된 라인 인코딩에 관한 정보를 통신 채널의 대응하는 끝에서 단순히 교환하는 것은 중개 인코딩 변환의 존재를 식별하지는 않을 것이다. 또한, PCM 테스트 수준(K)은 중개 인코딩 변환의 검출을 위해 값(n1에서 nL)중 하나에 대해 선택될 수 있다. PCM 테스트 수준(K)은 충분한 크기를 가질 수 있어서 라인 인코딩이 검출되면 수신지 모뎀이 인코딩 변환을 검출하기 위해 대응하는 정규화 수신 수준을 결정 메트릭(decision metric)(결정 임계 값)에 비교할 수 있다. 결정 메트릭은 검출된 라인 인코딩으로 전송된 PCM 테스트 수준(K)의 에너지와 검출된 라인 인코딩으로의 인코딩 변환으로 전송된 PCM 테스트 수준(K)의 에너지 사이의 중간값의 선험적 지식(priori knowledge)에 기반할 수도 있다. 결정 메트릭에 대한 신뢰성 수준은 도 4의 시뮬레이션에 기반하여 결정될 수도 있다.
도 5는 제 2 구현에 관한 인코딩 및 인코딩 변환을 결정하는 예시적인 방법을 도시한다. 먼저, 단계(501)에서 소스 모뎀은 PCM 테스트 수준의 세트(n0에서 nL)를 통신 채널(예를 들어, 하나 이상의 통신 네트워크상으로)을 통해 수신지 모뎀에 전송한다. 단계(502)에서 수신지 모뎀은 수신된 수준(x0에서 xL)으로 전송된 세트의 PCM 테스트 수준을 수신한다. 단계(503)에서 수신지 모뎀은 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL)를 형성하는데, 여기서 yi는 xi/x0이며 i는 1 ≤i ≤L1이다. 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL)는 측정치 벡터(Ym)를 형성하는데, 여기서 Ym은 {y1, y2, ..., yL}이다.
단계(504)에서, 측정치 벡터(Ym)와 임계 벡터(St) 사이의 거리가 계산된다. 도 5의 예시적인 실시예에 있어서, 거리는 측정치 벡터(Ym)가 임계 벡터(St)에 기반하여 μ-법칙 정점 곡선 또는 A-법칙 정점 곡선 중 어느 것에 더 가까운지의 측정치이다. 이 거리는 벡터 차이로서 계산될 수 있지만, 다른 거리 계산법(예를 들어, 제곱의 합)이 또한 사용될 수도 있다. 단계(505)에서 테스트는 A-법칙과 μ-법칙 정점 곡선 중 어느 것이 측정치 벡터(Ym)까지의 거리가 더 가까운지를 결정한다. 측정치 벡터(Ym)가 A-법칙 정점 곡선에 더 가깝다고 단계(505)의 테스트가 결 정한다면 그 때는 A-법칙 인코딩이 검출되고, 이와 달리 측정치 벡터(Ym)가 μ-법칙 정점 곡선에 더 가깝다고 결정한다면 μ-법칙 인코딩이 검출된다.
제 3 구현에 있어서, 전송 특성이 도 4에 도시된 그래프를 생성하기 위해 모든 가능한 조합에 대해 정확히 모의시험되고 측정되지 않는 경우에는 에너지 검출의 방법이 사용될 수 있다. 에너지 검출의 방법은 하나 이상의 추가 라인 손상이 통신 채널에 존재하지만 정확한 시뮬레이션을 위한 네트워크의 선험적 정보를 이용할 수 없을 때 μ-법칙 인코딩 또는 A-법칙 인코딩의 근사치 검출을 가능하게 한다. 도 4에 도시된 바와 같이, A-법칙 및 μ-법칙 정점 곡선은 기준 입력 샘플에 대해 분리된다(즉, 정점 곡선이 중첩하지 않는다). 정점 곡선의 분리는 n0보다 큰 값에 대해 A-법칙 정점 곡선하에서의 에너지 보다는 μ-법칙 정점 곡선하에서 큰 에너지에 대응하며, 도 4의 시뮬레이션 정보는 에너지에서의 차이의 추정치를 사용하는 검출 방법을 설계하는데 사용될 수 있다.
제 2 구현에 있어서와 같이, 지수값(n0)은 μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선 모두에 공통인 인코딩된 값이 생성될 수 있는 입력 신호이다. 그러나, 제 3 구현에 있어서, 지수값(n0)은 통신 채널의 전송 특성이 일반적으로 알려져 있지 않기 때문에 훨씬 넓고 다양한 네트워크 조건의 시뮬레이션으로 생성된 도 4의 곡선에 유사한 곡선에 기반하여 추정된다. PCM 테스트 수준의 나머지(n1에서 nL)는 도 4의 μ-법칙 및 A-법칙 정점 곡선의 영역이 넓게 변하는 부가된 왜곡에 대해 가장 중첩할 것 같지 않게 추정되는 지수값으로 선택된다. 이 추정된 PCM 테스트 수준이 μ-법칙과 A-법칙 정점 곡선 사이의 곡선하에서 총 에너지에서의 가장 큰 차이에 대응하는 이러한 입력 샘플값에 관련될 수 있기 때문에, 에너지 임계치(Pt)(즉, 선험적 총 신호 에너지)가 결정될 수 있다. 에너지 임계치(Pt) 이상의 측정치 샘플 에너지는 μ-법칙 라인 인코딩이 존재한다는 것을 나타내지만, 에너지 임계치(Pt) 이하의 측정치 샘플 에너지는 A-법칙 라인 인코딩이 존재한다는 것을 나타낸다. 이 에너지 임계치(Pt)는 각각의 PCM 테스트 수준(n1에서 nL)에 대한 대응하는 곡선하에서의 에너지 수준의 합에 관련될 수도 있다.
도 6은 제 3 구현에 관한 μ-법칙 또는 A-법칙 라인 인코딩을 결정하는 예시적인 방법을 도시한다. 먼저, 단계(601)에서 소스 모뎀은 PCM 테스트 수준의 세트(n0에서 nL)를 통신 채널(예를 들어, 하나 이상의 통신 네트워크상으로)을 통해 수신지 모뎀에 전송한다. 단계(602)에서, 수신지 모뎀은 수신된 수준(x0에서 xL)으로 전송된 세트의 PCM 테스트 수준을 수신한다. 단계(603)에서, 수신지 모뎀은 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL+)를 형성하는데, 여기서 yi는 xi/x0이며 i는 1 ≤ i ≤ L이다.
단계(604)에서, 총 전력(Pt)은 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL)의 제곱의 합으로서 계산된다(즉, Pt는 테스트 수준의 전력의 합으로 {y12 + y22 + ... + yL2}이다). 단계(605)에서, 테스트는 A-법칙과 μ-법칙 정점 곡선 중 어느 것이 에너지 임계치(Pt) 이상 또는 이하인지를 결정한다. Pav가 에너지 임계치(Pt)를 초과한다고 단계(605)의 테스트가 결정한다면 그 때는 μ-법칙 라인 인코딩이 검출되지만, Pav가 에너지 임계치(Pt) 미만이라고 단계(605)의 테스트가 결정한다면 그 때는 A-법칙 라인 인코딩이 검출된다.
본 발명의 어떤 구현에 따라서 동작하는 모뎀은 예를 들어 도 1의 아날로그 라인(106 및 107)의 라인 임피던스에 의해 야기된 신호 감쇠/왜곡을 개별적으로 검출할 수 있다. 신호 감쇠/왜곡은 또한 모뎀의 아날로그 신호의 아날로그 디지털 변환(A/D) 변환(예를 들어, 코덱(103)과 같은 것에 의해 부가된 왜곡) 및 아날로그 신호를 재생하기 위한 디지털 아날로그(D/A)변환(예를 들어, 코덱(105)과 같은 것에 의해 부가된 샘플링 왜곡)에서 기인할 수도 있다. 예를 들어, 수신된 신호 수준(수신 모뎀에서)을 갖는 전송 모뎀의 알려진 전송 PCM 테스트 수준(n0)(즉, 선험적 신호 수준)의 비율이 최소 인코딩 및 인코딩 변환 왜곡을 갖는 값을 얻기 위해 계산될 수 있다. PCM 테스트 수준은 상이한 인코딩 유형(압신 함수) 사이의 양자화 수준이 동일하거나 또는 매핑될 때 상이한 인코딩 유형 사이에 어떠한 왜곡도 부가하지 않도록 선택된다. 그 후 수 개의 연속한 T1 프레임에 대한 비율의 평균이 신호 손실(평균 손실(Aloss))의 측정치로서 사용될 수 있는데, 수 개의 연속한 T1 프레임이 중첩된 정보 채널의 효과를 감소시키기 위해 측정된다. 한 쌍의 소스 모뎀과 수신지 모뎀은 그 후 검출된 라인 손상을 보상하기 위해 전송 특성을 조절할 수 있다. 라인 손상 검출 및 보상에 관한 이 기법은, 예를 들어, 대리인 문서 번호(Wang 1-2)로 1999년 4월 22일 출원된 미국 특허 출원 제 09/296,516호에 개시되어 있는데, 또한 본 명세서에 참조로 인용된다.
본 발명의 하나 이상의 구현에 따라서 동작하는 모뎀은 또한 RBS 채널과 같은 분리되고 중첩된 정보 채널의 존재 또는 부존재를 개별적으로 검출할 수 있다. 한 쌍의 소스 모뎀과 수신지 모뎀은 검출된 정보 채널의 존재를 설명하기 위해 전송 및 수신 신호 수준(예를 들어, 모뎀의 전송 콘스텔레이션)을 조절할 수 있다. RBS의 검출을 이하에서 설명하지만, 당업자라면 본 명세서의 기술 사상을 다른 유형의 중첩된 정보 채널에 쉽게 확장할 수 있을 것이다.
RBS의 개별 검출을 위해, 제 1, 제 2 및 제 3 구현의 라인 인코딩 및/또는 인코딩 변환을 결정하도록 선택되는 것과 같은 PCM 테스트 수준의 세트가 소스 모뎀으로부터 수신지 모뎀으로의 통신 채널을 지난다. PCM 테스트 수준은 일반적으로 RBS 시그널링이 채널에 존재한다면 RBS 시그널링 비트에 의해 저하될 수도 있다. RBS 검출을 위해, 수신지 모뎀은 수신된 신호로부터 인코딩 샘플값(즉, A-법칙 또는 μ-법칙 수준)을 재생한다. 인코딩 샘플값은 통신 채널을 통해 전송된 PCM 라인 μ-법칙 또는 A-법칙 인코딩된 PCM 테스트 수준에 대응한다. 각각의 PCM 테스트 수준에 있어서, 수신된 PCM 테스트 수준의 인코딩 샘플값은 특정한 프레임내에서 RBS 비트 세트에 대응할 수 있는 수정된 값을 검출하도록 검사된다. 예를 들어, 소스 모뎀은 PCM 테스트 수준의 세트를 T1 프레임에서 RBS 프레임의 주기와 실질적으로 동등한 주기로 전송할 수 있다. 어떤 RBS 시스템에 있어서, 모든 6차 프레임은 RBS 정보를 보유할 수 있다. T1 슈퍼프레임 라인 포맷에 있어서, RBS 정보 채널의 주기는 정보의 24개의 프레임(즉, 24개의 연속한 샘플)에 대응한다. 수신지 모뎀에 의한 RBS의 검출은 T1의 수 개의 연속한 시퀀스에서 재생된 인코딩 샘플값의 왜곡을 검사하는 것에 기반한다(예를 들어, 모든 6차 T1 프레임에 대응하는 재생된 인코딩 샘플값의 왜곡을 검출하기 위해).
T1 프레임은 각각의 채널에 대해 하나의 인코딩된 샘플을 포함한다. 그러나, PCM 테스트 수준은 샘플링되는 아날로그 신호(고정된 크기를 갖는 직류 또는 정현파 캐리어와 같은)이어서, 인코딩된 샘플의 시퀀스에 의해 표시된다. 결과적으로, 하나의 PCM 테스트 수준을 표시하는 인코딩된 샘플을 전송하기 위해 하나의 시퀀스의 T1 프레임이 필요하다. 이하의 설명에 있어서, 모뎀은 하나의 시퀀스의 프레임으로 PCM 테스트 수준을 전송하고, PCM 테스트 수준의 세트를 전송하기 위해서는 수 개의 시퀀스의 프레임이 필요하다. 또한, RBS 채널이 한 주기의 정보 채널로서 12개 또는 24개의 T1 프레임을 사용하기 때문에, PCM 테스트 수준을 위한 프레임의 시퀀스는 바람직하게 수 주기의 RBS 채널에 미친다(span).
도 7은 본 발명에서 사용될 수 있는 바와 같은 RBS의 검출 방법에 관한 흐름도를 도시한다. 단계(701)에서, 소스 모뎀은 도 2 내지 도 6에 관해 전술한 바와 같이 생성된 한 세트의 PCM 테스트 수준(n0에서 nL)을 전송하는데, 각각의 PCM 테스트 수준은 수 개의 시퀀스의 프레임상에서 생성된 인코딩된 샘플을 보장하는 주기로 전송된다. 이 주기는 RBS 정보 채널의 주기와 관련된다. 각각의 PCM 테스트 수준은 RBS 정보 채널의 주기(즉, RBS 정보 채널을 포함하는 프레임의 주기)에 대응하는 주기로 반복한다. 단계(702)에서, 수신지 모뎀은 각각의 시퀀스의 프레임에 대해 PCM 테스트 수준의 세트(n0에서 nL)에 대응하는 신호의 세트(x0에서 xL)를 수신하고, 정규화 수신 수준의 세트(y1에서 yL)를 형성하는데, 여기서 yi는 xi/x0이며 i는 1 ≤ i ≤ L이다. 단계(703)에서, 수신지 모뎀은 제 1, 제 2 및 제 3 구현에 관해 전술한 바와 같이 라인 인코딩(예를 들어, A-법칙 또는 μ-법칙 라인 인코딩) 및/또는 인코딩 변환(예를 들어, A-법칙에서 μ-법칙으로의 변환)을 검출한다. 단계(704)에서, 수신지 모뎀은 전술한 바와 같이 수신된 테스트 수준으로부터 라인 감쇠를 검출하고 평균 손실(ALoss) 및 평균 손실의 역수(AGain, 즉 AGain = (1/ALoss))을 계산한다.
단계(705)에서, 정규화 수신 테스트 수준(y1에서 yL)은 1) 라인 감쇠가 존재한다면 라인 감쇠를 보상하기 위해 AGain에 의해 조절(즉, y1adj는 y1*AGain이고, y2adj는 y2*AGain이며, ..., yLadj는 yL*AGain이다)되며, 2) 또한 양자화 잡음을 보상하기 위해 인코딩 변환에 대해 조절될 수 있다. 단계(706)에서, 단계(705)에서 조절된 정규화 수신 테스트 수준은 그 후 단계(703)의 검출된 인코딩 또는 인코딩 변환에 따라서 인코딩 샘플값으로 양자화된다(즉, 검출된 코덱의 압신 법칙 규정에 따라서 디지털적으로 샘플링된다). 예를 들어, 슬라이서 테이블(slicer table)은 μ-법칙 인코딩이 단계(703)에서 검출된다면 μ-법칙 양자화 수준(인코딩 샘플값)에 대응하는 엔트리로 사용될 수 있다. 슬라이서 테이블을 사용할 때, 예를 들어 y1adj의 값은 각각의 슬라이서 테이블에 비교되고 y1adj에 가까운 슬라이서 테이블의 값으로 할당된다. 슬라이서 테이블의 엔트리는 또한 μ-법칙 양자화 수준으로의 인코딩 변환을 설명하기 위해 수정되는데, 이 엔트리는 인코딩 변환이 소스 모뎀과 수신지 모뎀 사이에서 검출된다면 사용된다.
단계(707)에서, 단계(706)의 양자화되고 조절된 수준의 각각에 관한 샘플의 시퀀스는 샘플 테스트 그룹으로 패킹된다. 각각의 샘플 테스트 그룹에서 샘플의 시퀀스는 동일한 PCM 테스트 수준의 인코딩된 샘플에 대응하고, 동일한 PCM 테스트 수준에 각각 대응하는 수 개의 T1 프레임상으로 개별적으로 수신된 수 개의 신호의 샘플일 수도 있다. 결과적으로, PCM 테스트 수준의 세트 각각에 대한 하나의 샘플 테스트 그룹이 형성될 수 있다. 단계(708)에서, 하나의 샘플 테스트 그룹이 선택된다.
단계(709)에서, 테스트는 단계(708)에서 선택된 모든 샘플의 테스트 그룹이 동일한 인코딩된 샘플값에 대응하는지를 결정한다. 모든 샘플이 동일한 값이라면, 그 때는 그 테스트 그룹에 대해 RBS 존재 또는 부존재에 관한 어떠한 결정도 내려지지 않는다. 이와 달리, 하나 이상의 샘플이 상이하다면, 그 때는 RBS가 존재한다는 잠정적인 결정이 그 테스트 그룹에 대해 내려진다. 단계(710)에서, 테스트는 모든 샘플 테스트 그룹이 검사되어야 하는지를 결정한다. 단계(710)의 테스트가 검사될 다른 샘플 테스트 그룹이 남아있다고 결정하면, 방법은 단계(709)로 복귀하고 다른 샘플 테스트 그룹이 선택된다. 단계(710)의 테스트가 모든 샘플 테스트 그룹이 검사되었다고 결정하면, 단계(711)에서 RBS(또는 다른 정보 채널)가 검출되는지에 관한 결정이 내려진다. 결정은 얼마나 많은 샘플 테스트 그룹이 RBS가 존재한다는 잠정적인 결정과 연관되는지에 기반할 수 있으며, 또한 다른 통계 방법이 결정을 내리는데 사용될 수도 있다. 예를 들어, RBS가 샘플의 최소 유효 비트를 변화시키기 때문에, 양자화되고 조절된 수준 각각에 대한 샘플이 영향을 받을 수 있는지를 구체화할 수 있다. RBS 검출에서의 신뢰성은 대부분의 잠정적 결정이 구체화된 샘플에 대응한다면 개선될 수 있다. 또한, 모든 샘플이 각각의 샘플 테스트 그룹에 대해 동일하거나, 샘플 테스트 그룹에서 상이한 샘플이 샘플 테스트 그룹 사이에서 램덤(random)하게 나타난다면, 그 때는 중첩된 RBS 정보 채널이 부존재한다는 결정이 내려져야 한다.
본 발명의 소정의 구현에 따라서 동작하는 모뎀은 라인 인코딩, 인코딩 변환, RBS 또는 라인 감쇠와 같은 네트워크 전송 특성에 기인한 왜곡을 교정하도록 콘스텔레이션 조절의 방법을 사용할 수 있다. 공지된 바와 같이, 모뎀 콘스텔레이션은 이진 또는 직각 위상 쉬프트 키 부호(binary or quadrature phase-shift keyed symbols)와 같은 이진 부호를 나타내는 아날로그 캐리어 신호를 포함한다. 콘스텔레이션은 검색 테이블에서 부호에 대한 아날로그 콘스텔레이션의 크기 수준에 대응하는 하나의 시퀀스의 디지털값을 판독함으로써 모뎀에 의해 생성될 수 있다. 트레이닝 상태 동안에 주어진 검출된 인코딩 변환을 위해, 두 개의 콘스텔레이션이 사용되는데, 하나는 소스 모뎀에 관한 것이고 다른 하나는 수신지 모뎀에 관한 것이다. 콘스텔레이션 조절을 위해, 각각의 모뎀은 전술한 바와 같이 각각의 트레이닝 상태 동안에 PCM 테스트 수준의 세트를 사용하여 인코딩, 인코딩 변환, RBS 및 다른 라인 손상을 먼저 검출한다. 그 후 수신지 모뎀은 자신의 전송 콘스텔레이션을 생성하는데 사용되는 검색 테이블에 저장된 디지털값을 조절한다. 전송 콘스텔레이션은 검출된 라인 인코딩, 인코딩 변환, RBS 및/또는 다른 라인 손상에 기반하여 소스 모뎀과의 통신(데이터 전송)을 위해 사용된다. 트랜시버는 또한 자신의 검출 라인 인코딩, 인코딩 변환, RBS 및 다른 라인 손상에 관한 정보를 교환할 수 있다.
도 8은 본 발명의 예시적인 구현에 따라서 조절될 수 있는 모뎀 전송 콘스텔 레이션을 도시한다. 도 8의 콘스텔레이션은 16개의 포인트를 포함하는데, 각각의 포인트는 모뎀에 의해 전송된 16개의 이진 데이터값중 하나에 대응한다. 각각의 검은색 원은 대응하는 크기(예를 들어, ±A 및 ±B)를 갖는 동상(예를 들어, cosωt) 캐리어 신호 및 직각 위상(예를 들어, sinωt) 캐리어 신호에 의해 형성될 수 있는 부호를 나타낸다. 예를 들어, 콘스텔레이션 포인트(801)는 Acos(ωt) + Asin(ωt)로서 형성될 수 있다. 공지된 바와 같이, 콘스텔레이션 포인트는 부호에 매핑되는데, 포인트(801)는 이진 부호(010)이다. 채널을 통해 전송될 때, 신호 Acos(ωt) + Asin(ωt)에 부가된 왜곡은 신호 Ccos(ωt) + Dsin(ωt)를 발생시킨다(즉, 크기(A)는 동상 요소에서 크기(C)로 증가되고 크기(A)는 직각 위상 요소에서 크기(D)로 증가된다). 신호 Acos(ωt) + Asin(ωt)에 부가된 왜곡은 포인트(801)가 원(802)으로 도시된 새 포인트로 이동하게 한다. 콘스텔레이션의 모든 포인트는 포인트(803)(부호(011)를 나타내는)가 포인트(804)로 이동하는 것과 같이 영향을 받을 수 있다.
모뎀은 다음과 같이 도 8에 도시된 콘스텔레이션을 형성할 수 있다. 모뎀은 예를 들어 16개의 동일한 간격의 캐리어 신호 cos(ωt)의 신호 포인트에 대응하는 64개의 이진값의 테이블을 포함한다. 사전규정된 간격 동안에 테이블로부터 디지털 아날로그 변화기(D/A)로 테이블값을 순차적으로 판독함으로써, D/A의 출력 신호는 신호 cos(ωt)에 대응한다. 테이블값을 테이블내의 어드레스의 오프셋에 의해 판독하기 시작함으로써, 캐리어 신호 sin(ωt)가 형성될 수 있다(예를 들어, 5차 테이블값으로 시작). 콘스텔레이션 포인트를 형성하기 위해, cos(ωt)에 대한 제 1 테이블값이 검색되고 상수(포인트(801)에 대한 상수(A)와 같은)가 곱해지며, sin(ωt)에 대한 오프셋 어드레스 테이블값이 검색되고 상수(포인트(801)에 대한 상수(A)와 같은)가 곱해진다. 결과는 결과적인 콘스텔레이션 포인트 신호 Acos(ωt) + Asin(ωt)의 신호 수준의 이진 표현을 형성하기 위해 결합된다. 결과적인 콘스텔레이션 포인트 신호의 후속 신호 수준은 모뎀이 사전규정된 간격 동안에 동상 및 직각 위상 신호 요소에 대한 테이블값을 순차적으로 판독함에 따라 유사하게 형성된다. 이와 달리, 하나의 큰 테이블이 콘스텔레이션 포인트의 신호 수준의 이진 표현인 테이블의 각각의 엔트리로 형성될 수 있다. 결과적인 값의 시퀀스(즉, 신호 수준의 시퀀스)가 D/A에 제공되어 모뎀의 아날로그 출력 신호를 생성한다.
모뎀이 예를 들어 콘스텔레이션 포인트(801)가 왜곡에 의해 포인트(802)로 이동될 수 있다는 선험적 지식을 가질 때, 모뎀은 모뎀 콘스텔레이션 신호를 조절함으로써 왜곡을 교정할 수 있다. 예를 들어, 동상 요소의 상수(A)에서 (C-A)를 감산하고 직각 요소의 상수(A)에서 (D-A)를 감산하는 것은 포인트(801)에서 포인트(802)로 이동시키는 왜곡을 보상한다. 결과적으로, 모뎀은 동상 및 직각 위상 요소의 상수(예를 들어, 상수(A 및 B))를 조절하는데 사용되는 한 테이블의 값을 형성할 수 있다.
도 9는 도 3, 도 5, 도 6 및 도 7의 방법에 따라서 검출된 인코딩 변환, 라인 손상 및 중첩된 정보 채널에 대한 모뎀 콘스텔레이션 조절의 흐름도를 도시한다. 단계(901)에서, 소스 모뎀은 소스 모뎀 콘스텔레이션을 사용하여 PCM 테스트 수준의 세트를 전송한다. 소스 모뎀 콘스텔레이션은 소스 모뎀이 다른 모뎀으로부 터 수신하는 PCM 테스트 수준의 세트로부터 또는 선험적 제공 중 어느 하나로 소스 모뎀이 검출한 라인 인코딩에 기반한다. 단계(902)에서, 수신지 모뎀은 소스 모뎀으로부터 전송된 PCM 테스트 수준의 세트에 기반하여 라인 인코딩을 검출하고 소스 모뎀과 수신지 모뎀 사이에서 검출된 변환에 대한 왜곡 테이블(예를 들어, 역으로 된 인코딩 변환값의 테이블)을 생성한다. 단계(903)에서, 수신지 모뎀은 전송된 PCM 테스트 수준의 세트에 기반하여 아날로그 및 디지털 손실 손상을 검출하고, 수신지 모뎀은 디지털 손실 테이블(예를 들어, 역 손실값의 테이블)을 생성한다. 단계(904)에서, 수신지 모뎀은 전송된 PCM 테스트 수준의 세트에 기반하여 RBS 및/또는 다른 중첩된 정보 채널을 검출하고 RBS 손상 테이블을 생성한다. 단계(905)에서, 수신지 모뎀은 소스 모뎀으로 전송되는 수신지 모뎀의 검출된 라인인코딩을 위해 설계된 콘스텔레이션 수준을 조절하기 위해 왜곡, 디지털 손실 및 RBS 손상 테이블을 사용하여 전송 콘스텔레이션을 설계한다.
본 발명은 이러한 방법을 실시하기 위한 장치 및 방법의 형태로 구현될 수 있다. 본 발명은 또한 플로피 디스켓, CD-ROM, 하드 드라이브 또는 다른 기계가 판독가능한 저장 매체와 같은 유형 미디어(tangible media)로 구현되는 프로그램 코드의 형태로 구현될 수 있는데, 이 프로그램 코드가 컴퓨터와 같은 기계에 의해 로딩되고 수행될 때, 이 기계는 본 발명을 실시하기 위한 장치가 된다. 본 발명은 또한 예를 들어 저장 매체에 저장되고, 기계에 의해 로딩 및/또는 수행되거나, 어떤 전송 매체, 즉 전기적 와이어링 또는 케이블링, 광섬유 또는 전자기 방사선과 같은 것을 통해 전송되는 프로그램 코드의 형태로 구현될 수 있는데, 이 프로그램 코드가 컴퓨터와 같은 기계에 의해 로딩되고 수행될 때 이 기계는 본 발명을 실시하기 위한 장치가 된다. 일반용 프로세서에 구현될 때, 프로그램 코드 세그먼트는 특정한 로직 회로에 아날로그적으로 동작하는 고유한 장치를 제공하도록 프로세서와 결합한다.
당업자라면 다음의 청구범위에서 설명되는 바와 같은 본 발명의 원리와 범주를 벗어나지 않고 본 발명의 사상을 설명하기 위해 도시되고 기재된 부분의 세부사항, 요소 및 구성에서 다양한 변경을 할 수 있다는 것을 또한 이해할 것이다.
본 발명은 라인 인코딩에 사용되는 압신 법칙과 같은 통신 채널의 전송 라인 특성의 검출 및 라인 인코딩 변환에 관한 것으로 한 쌍의 트랜시버 사이에서 높은 신호 대 잡음비, 낮은 비트 에러율 및 높은 데이터 전송 속도가 가능하게 하는 효과가 있다.

Claims (36)

  1. 신호 프로세싱 애플리케이션(a signal processing application)을 위해, 다수의 인코딩 알고리즘 중 하나에 따라서 통신 채널을 통해 전송된 신호에서 라인 인코딩(line encoding)을 검출하는 방법에 있어서,
    (a) 테스트 수준의 세트를 포함하는 상기 신호를 생성하는 단계―각각의 상기 테스트 수준은 상기 테스트 수준을 인코딩할 때 상기 다수의 인코딩 알고리즘 각각 사이의 상대적인 차이에 기반하여 선택되고, 상기 인코딩 알고리즘 모두는 실질적으로 동등한 값을 생성하도록 상기 테스트 수준 중 하나를 인코딩함―와,
    (b) 상기 통신 채널을 통해 전송된 상기 테스트 수준의 조합을 결정 메트릭(a decision metric)에 비교하는 단계―상기 결정 메트릭은 상기 신호가 상기 통신 채널을 통해 전송된 후에, 상기 통신 채널을 통해 대응하는 하나 이상의 상기 테스트 수준의 세트에 전송되기 이전에, 하나 이상의 상기 테스트 수준의 세트 사이의 차이의 측정치에 기반하고, 실질적으로 동등한 값을 생성하도록 상기 인코딩 알고리즘 모두에 의해 인코딩된 상기 하나의 테스트 수준은, 상기 통신 채널을 통한 상기 신호 전송의 i) 이전 및 ii) 이후에 상기 신호에 대한 대응하는 나머지 테스트 수준을 정규화하는데 사용됨―와,
    (c) 상기 인코딩 알고리즘 중 하나에 따라서 상기 결정 메트릭과 상기 조합의 상기 비교에 기반하여 상기 라인 인코딩을 검출하는 단계를 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 검출된 라인 인코딩에 기반하여 상기 신호의 왜곡에 대해 상기 신호를 보상하는 단계(d)를 더 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 단계(c)는 상기 통신 채널에서 상기 다수의 인코딩 알고리즘의 두 개 이상 사이의 인코딩 변환의 존재 또는 부존재(presence or absence)를 검출하는 단계를 더 포함하고, 상기 단계(d)는 상기 검출된 인코딩 변환의 존재에 기반하여 상기 신호의 왜곡에 대해 상기 신호를 보상하는 단계를 더 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 단계(c)는 중첩된 정보 채널(superimposed information channel), 디지털 변환 손상(digital conversion impairment) 및 아날로그 라인 손상을 포함하는 상기 통신 채널의 전송 특성을 검출하는 단계를 더 포함하고, 상기 단계(d)는 검출된 전송 특성에 기반하여 상기 신호의 왜곡에 대해 상기 신호를 보상하는 단계를 더 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 단계(d)는 i) 검색 테이블(look-up table)에 기반한 수신 신호의 샘플 또는 ii) 데이터를 변조된 신호로서 상기 통신 채널을 통해 전송하는 모뎀의 콘스텔레이션(a constellation)을 조절함으로써, 상기 검출된 라인 인코딩에 기반하여 상기 신호의 왜곡에 대해 상기 신호를 보상하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 단계(b)의 상기 결정 메트릭은 임계 벡터를 사용하며,
    상기 임계 백터는,
    (b1) 상기 다수의 인코딩 알고리즘 각각에 관한 이상 테스트 수준 벡터(an ideal test level vector)를 생성하는 단계―상기 이상 테스트 수준 벡터는 상기 다수의 인코딩 알고리즘 중 대응하는 하나로 상기 통신 채널을 통한 전송 이전에 상기 테스트 수준의 세트의 각각을 인코딩함으로써 규정되고, 상기 테스트 수준의 세트는 상기 다수의 인코딩 알고리즘 각각으로 인코딩하는 것이 상이한 인코딩된 값을 생성하도록 선택됨―와,
    (b2) 상기 테스트 수준의 세트 각각에 대응하는 임계값의 세트―각각의 임계값은 상기 단계(b1)에서 생성된 상기 이상 테스트 수준 벡터들 사이의 값을 나타냄―로서 상기 임계 벡터를 결정하는 단계에 의해 결정되는
    라인 인코딩 검출 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 신호가 상기 통신 채널을 통해 전송된 후에 상기 테스트 수준의 세트로부터 수신된 테스트 수준 벡터를 생성하는 단계를 더 포함하되,
    상기 단계(b)의 상기 결정 메트릭은, i) 상기 다수의 인코딩 알고리즘 각각에 관한 상기 수신된 테스트 수준 벡터와 상기 이상 테스트 수준 벡터 사이의 거리를 나타내는 에러 측정치(an error measure) 또는 ii) 상기 다수의 인코딩 알고리즘 각각에 관한 상기 수신된 테스트 수준 벡터의 에너지와 상기 이상 테스트 수준 벡터의 에너지 사이의 차이를 나타내는 파워 에러 측정치(a power error measure)인
    라인 인코딩 검출 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    하나의 이상 테스트 수준 벡터는 A-법칙 압신(companding) 알고리즘을 갖는 펄스 부호 변조(pulse code modulation; PCM)로 상기 테스트 수준의 세트의 각각을 인코딩함으로써 생성되고, 다른 이상 테스트 수준 벡터는 μ-법칙 압신 알고리즘을 갖는 PCM으로 상기 테스트 수준의 세트의 각각을 인코딩함으로써 생성되며,
    상기 테스트 수준의 세트의 각각의 크기는 A-법칙 압신 알고리즘을 갖는 펄스 부호 변조(PCM) 및 μ-법칙 압신 알고리즘을 갖는 PCM으로 상기 테스트 수준의 세트 중 각각의 가변하는 하나를 인코딩함으로써 생성되는 상기 이상 테스트 수준 벡터가 대응하는 정점 곡선(vertex curve)을 규정하도록 상기 통신 채널의 모의시험된(simulated) 전송 특성에 따라서 변하고,
    상기 모의시험된 전송 특성은 중첩된 정보 채널, 디지털 변환 손상 및 아날로그 라인 손상을 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 단계(c)는 상기 통신 채널에서 상기 다수의 인코딩 알고리즘의 두 개 이상 사이의 인코딩 변환, 및 i) 인코딩 알고리즘으로 라인 인코딩, ii) 강탈 비트 시그널링(robbed-bit signaling), iii) 디지털 변환 손상 및 iv) 아날로그 라인 손상 중 하나 이상을 검출하는 단계를 더 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 단계(c)에 있어서, 상기 다수의 인코딩 알고리즘은 A-법칙 압신을 갖는 펄스 부호 변조(PCM) 및 μ-법칙 압신을 갖는 PCM이고,
    상기 단계(c)는 상기 통신 채널로부터 수신된 상기 테스트 수준의 세트에 기반하여, A-법칙 압신 알고리즘을 갖는 PCM 및 μ-법칙 압신 알고리즘을 갖는 PCM에 따라서 상기 라인 인코딩을 검출하는 단계를 더 포함하는
    라인 인코딩 검출 방법.
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