MXPA00006427A - Dispositivo y metodo para precodificar señales de datos para la transmision de pcm - Google Patents

Abstract

Un dispositivo para precodificar señales de datos para la transmisión de modulación por código de pulso (PCM) que incluye un transmisor para transmitir una secuencia de niveles analógicos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizado porque el canal analógico modifica los niveles analógicos transmitidos, comprendiendo el transmisor:un dispositivo de mapeo para mapear los bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clase de equivalencia, caracterizado porque cada clase de equivalencia contiene uno o más puntos de constelación;y un selector de punto de constelación interconectado al dispositivo de mapeo el cual selecciona un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los bits de datos a transmitirse y el cual transmite un nivel analógico que produce el punto de constelación seleccionado en una entrada al dispositivo de cuantificación.

Description

DISPOSITIVO Y MÉTODO PARA PRECODIFICAR SEÑALES DE DATOS PARA LA TRANSMISIÓN DE PCM SOLICITUDES RELACIONADAS Esta solicitud es una continuación en parte de la Sol. de Api. De E.U. No. 08/747,840, presentada el 13 de Noviembre de 1996, la cual se incorpora en la presente para referencia en su total idad .

CAMPO DE LA INVENCIÓN Esta invención se refiere un dispositivo y método para precodificar señales de datos para la transmisión de modulación por código de pulso.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Los módems convencionales, tales como los módems V.34, tratan la red pública telefónica conmutada (PSTN) como un canal analógico puro a pesar de que las señales se digitalizan a través de la mayor parte de la red. En contraste, los módems de transmisión de modulación por código de pulso (PCM) tienen la ventaja del hecho de que la mayor parte de la red es digital y que los módems de sitio. tipicamente central, tales como aquellos de los proveedores de servicio de internet y servicios en linea, se conectan a la PSTN mediante conexiones digitales (por ejemplo, TI en los Estados Unidos y El en Europa) . Los módems PCM de primera generación transmiten datos en modo PCM solamente corriente abajo (es decir, desde un módem digital de sitio central hacia un módem analógico de usuario final) y transmiten en modo analógico, por ejemplo el modo V.34, coxriente arriba (es decir, desde e_i módem de usuario final hacia el módem de sitio central) . Los módems PCM de futuras generaciones también transini ti rán datos corriente arriba en el. modo PCM. Con la PCM corriente abajo, el módem PCM de sitio central transmite por una red digital palabras digitales de ocho bits (octetos) correspondientes a diferentes niveles de salida de codee de oficina central. En la oficina central del usuario final, los octetos se convierten en niveles analógicos los cuales se transmiten a través un lazo analógico." El módem PCM del usuario final convierte después los niveles analógicos, vistos como una señal de amplitud modulada por código de pulso (PAM), en niveles digitales ecualizados. Los niveles digitales ecualizados. se mapean idealmente de manera inversa en los octetos transmitidos originalmente y los datos que representan los octetos . Con la PCM corriente arriba, el módem PCM de usuario .final transmite niveles analógicos a través de un lazo analógico correspondiente a los datos a transmitirse. Los niveles analógicos se modifican por las .características de canal del lazo analógico y los niveles modificados se cuantifican ..para formar octetos mediante un codee en l o fl c ina central del usuario final. El codee transmite los octetos hacia el módem PCM de sitio central a través de la red digital. El módem PCM de sitio central determina los niveles transmitidos a partir de los octetos, y los datos transmitidos a partir de los niveles mediante la recuperación por el módem PCM de usuario final. Una dificultad existente con la PCM csrriente arriba es que los niveles transmitidos. por el módem PCM de usuario final se modifican. por el lazo analógico. Debido __a que estos niveles modificados son los niveles que se cuantifican para formar octetos por el codee, y no los niveles que se transmiten actualmente, puede ser difícil para el módem de sitio central determinar de manera exacta los datos que se están transmitiendo a partir de los octetos mediante el módem PCM de usuario final. Esta dificultad se agrava por el hecho de que existe un canal nulo en el lazo analógico, ruido de cuantificación introducido por el codee en la oficina central del usuario final y eco de la PCM corriente abajo, lo cual hace más difícil al mddem PCM de sitio central recuperar de manera exacta los datos transmitidos. Por lo tanto, existe una necesidad de un dispositivo y método para precodificar las señales de datos para la transmisión de PCM de manera que los niveles analógicos que se transmiten por el módem PCM de usuario final produzcan de manera exacta niveles analógicos predeterminados (puntos de constelación) en la entrada del codee en la oficina central de usuario final, cuyos niveles analógicos (puntos de constelación) corresponden a los datos a transmitirse por el módem PCM de usuario final. Además, existe una necesidad de un dispositivo, sistema y método para precodificar señales de datos para la transmisión de PCM el cual limite la potencia de transmisión y combata un canal nulo introducido por el lazo analógico y luido de cuantificación introducido por el codee en la oficina central del usuario final.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 es un diagrama de bloques simplificado de una oficina central típica de compañía telefónica; La Figura 2 es una gráfica del espectro de frecuencia de las señales yk de salida del convertidor ley-µ a lineal de la Figura 1, y la forma espectral del filtro de paso bajo de la Figura 1; La Figura 3 es una gráfica de una porción de los dos espectros de frecuencia que tienen cada uno un nulo en CD, en donde un espectro desciende hacia cero muy abruptamente en CD y el otro espectro desciende más gradualmente; La Figura 4 es una representación esquemática de una porción de una constelación de ley-µ típica; La Figura 5 es un diagrama de bloques de una conexión de datos de módem a través del sistema telefónico que incluye un transmisor para configurar espectralmente las señales de acuerdo a esta invención; La Figura 6 es un diagrama de bloques de codificador de la Figura 6 utilizado para crear específicamente un nulo de CD en dichas señales analógicas a través de un lazo analógico de la PSTN; La Figura 7 es un diagrama de bloques del codificador de la Figura 6 el cual puede utilizarse generalmente para modificar, como se desee, el espectro de frecuencia de las señales de salida del lazo analógico al usuario final; La Figura 8 es un diagrama de bloques de un módem PCM analógico tipico a un sistema de comunicación digital por módem PCM; La Figura 9 es un diagrama de bloques más detallado que representa la transmisión corriente arriba de PCM de acuerdo con esta invención La Figura 10 es un diagrama de bloques de tiempo discreto equivalente del diagrama de bloques de la Figura 9 ; La Figura 11 es el diagrama de bloques de tiempo discreto equivalente del diagrama de bloques de la Figura 9 con la tasa de muestreo del módem analógico dos veces la tasa de muestreo del CO; La Figura 12 es un ejemplo de una constelación de transmisión que tiene clases de equivalencia de acuerdo a esta invención; La Figura 13 es un diagrama de bloques más detallado del transmisor de módem PCM analógico de la Figura 10 de acuerdo con esta invención; La Figura 14A es otro ejemplo de una constelación de transmisión que tiene clases de equivalencia de acuerdo a esta invención; La Figura 14B es todavia otro ejemplo de una constelación de transmisión que 'tiene clases de equivalencia de acuerdo a esta invención ; La Figura 15 es un diagrama de bloques de un módem PCM analógico típico a un sistema de comunicación analógico por módem PCM; La Figura 16 es un diagrama de bloques más detallado que representa la transmisión de PCM con el sistema de comunicación ??r módem PCM de la Figura 15; y La Figura 17 es un diagrama de bloques de tiempo discreto equivalente del diagrama de bloques de la Figura 16.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE UNA MODALIDAD PREFERIDA Se describe primeramente a continuación una técnica para la confi guración o precodi ficación espectral corriente abajo de PCM de señales de datos. Después, se describe una técnica de precodificación para la transmisión corriente arriba de PCM de señales de datos. Finalmente, se describe cómo puede generalizarse la técnica de precodif icación corriente arriba de PCM de acuerdo a esta invención " para su uso en un sistema de comunicación- PCM que interconecta dos módems PCM analógicos, contrariamente a la interconexión tipica de módem PCM analógico y módem PCM digital.

Config ración/Precodificación Espectral de PCM corriente abajo Las Figuras 1 y 2 ilustran la presencia de energía cercana a la CD en las señales transmitidas a un módem remoto del usuario a través de un lazo analógico. Se muestra en la Figura 1 una porción de una oficina de central telefónica típica 10 en una PSTN la cual recibe como entrada 12 octetos de ley-µ transmitidos desde un módem (módem de transmisión, no mostrado) directamente anexo a la porción digital del sistema telefónico, tal como el descrito en las solicitudes co-pendient es referidas con anterioridad el cual codifica directamente los datos digitales en octetos para su transmisión. Estos octetos se convierten mediante un convertidor D/A, también conocido como un convertidor ley-µ a lineal 14, en una secuencia de niveles de voltaje yk, cada nivel siendo uno de 255 niveles ley-µ. Estos niveles son salidas a través de la linea 16 a un LPF 18 el cual tiene como salida a través del lazo analógico 20 hacia el receptor de módem remoto una señal analógica filtrada s(t) la cual es una representación analógica de los niveles. La señal analógica se desmodula y descodifica mediante el módem de recepción el cual tiene como salida un conjunto de bits el cual es una estimación de los datos transmitidos origina lmen te . La secuencia de niveles yk en la linea 16 proveniente del convertidor ley-µ a lineal 14 tiene una respuesta de frecuencia plana 22, Figura 2. La forma espectral 24 del LPF 18 contiene una cantidad significativa de energía cercana a la CD (f=0) como se ilustra en el punto 26. Debido a que la secuencia yk tiene una respuesta de frecuencia plana, el espectro de la señal s(t) de salida del filtro 18 tiene la misma forma espectral 24 que el filtro 18 y •por lo tanto la señal s(t) contiene también una cantidad significativa de energía cercana' a la CD. Como se describió anteriormente, esta energía cercana a la CD tiende a saturar los transformadores en el sistema la cual produce distorsión no-lineal indeseada en la señal s(t) transmitida hacia el módem de recepción. En algunas aplicaciones puede reducirse la distorsión. Esto puede realizarse al reducir la energía de señal cercana a la CD en la señal transmitida. Tal nulo de CD 28 se representa en la Figura 3. Según se conoce en el estado actual de la tecnología, con objeto de crear este nulo espectral en CD en la señal transmitida, la suma digital en curso (RDS) de los niveles transmitidos y (particularmente, la suma algebraica de todos los niveles transmitidos previamente) debe mantenerse cercana a cero. La forma del espectro alrededor del nulo de CD 28 puede variar desde un espectro relativamente poco inclinado a un espectro 32 el cual desciende muy abruptamente en CD. La acentuación del nulo depende de cuan ajustadamente se controla la RDS. De acuerdo con lo anterior, la presente invención codifica los datos digitales que se están transmitiendo en octetos de ley-µ de manera que mantiene la RDS cercana a cero para crear el nulo espectral deseado en CD, reduciendo consecuentemente la distorsión no lineal ocasionada por la saturación del transformador. Para ilustrar el método de crear un nulo espectral, consideramos un ejemplo de transmisión de 6 bits con cada símbolo y . Será aparente para aquellos expertos en la materia que la invención puede utilizarse para transmitir cualquier otro número de bits por símbolo, o cuando el número de bits por símbolo transmitidos varia de símbolo a símbolo. En un sistema sin un nulo espectral, uno selecciona primeramente un subconjunto de 64 niveles a partir de los 255 niveles de ley-µ tal que se mantenga una distancia una distancia minima dm?n entre los niveles. Estos 64 niveles son simétricos en el sentido de que para cada nivel positivo existe un nivel negativo de la misma magnitud. Por ejemplo, uno puede lograr una dm?n de 32 para una energía promedio abajo de -12 dBmO, el limite regulador. Una representación parcial de todos los 255 niveles de ley-µ 34 (128 positivos y 127 negativos) se muestra en la Figura 4. Estos niveles siguen una ley logarítmica, eron los 64 niveles más cercanos al origen espaciándose uniformemente entre -63 y 63 con un espaciamiento de 2. J_os siguientes segmentos positivos y negativos comienzan en +/- 66 y contienen cada uno 16 puntos espaciados por 4. La escala continúa con segmentos de 16 puntos, cada uno con un espaciamiento de la forma 2n separado del segmento anterior por un espaciamiento de .75*2". Los segmentos finales se extienden entre +/- 2112 y +/- 4032 con un espaciamiento de 128. El conjunto 35 es el conjunto de 64 niveles seleccionados a partir de aquellos 255 niveles para representar cada combinación de seis bits, es decir 21 64 En el transmisor, los bits entrantes se concentran en grupos de 6, y después se mapean en octetos de ley-µ, los cuales representan el nivel deseado. En la oficina central, los octetos de ley-µ se convierten en niveles, y entonces los niveles resultantes se transmiten.

En el receptor, un ecualizador compensa la 'distorsión introducida por el LPF y el lazo local, y después un dispositivo de decisión estima el nivel transmitido, al seleccionar el nivel que se encuentre más cerca del punto recibido . Con objeto de alcanzar la configuración espectral en el ejemplo citado anteriormente, pueden utilizarse también niveles adicionales, pero la distancia minima entre niveles se mantiene todavia en 32. Por ejemplo, considérese el caso en donde se utilizan 92 niveles. Primero, estos 92 niveles se dividen en clases de equivalencia. Existe un número de métodos diferentes para generar estas clases de equivalencia. Uno particularmente útil se describe aqui: etiquetamos los niveles por enteros 0 hasta 91, por ejemplo al asignar la etiqueta 0 al nivel más pequeño (más negativo) , la etiqueta 1 al siguiente nivel más pequeño, y asi sucesivamente. Después, definimos 64 "clases de equivalencia" al agrupar juntos los niveles cuyas etiquetas difieren exactamente por ,64. Tal agrupamiento conduce a 36 clases de equivalencia con un sólo nivel correspondiente a uno de los 36 niveles más bajos de magnitud más .pequeña y 28 clases de equivalencia con dos niveles cuyas etiquetas difieren por 64. Pueden utilizarse otros irrétodos para generar las clases de equivalencia. Cada combinación posible de 6 bits a transmitirse se representa entonces por una clase de equivalencia. Por ejemplo, la combinación de bits 000000 puede corresponder a la primera clase de equivalencia la cual consiste de dos niveles, representándose cada uno por un octeto diferente. Obsérvese que no es necesario utilizar el rango dinámico completo del convertido D/A. La técnica puede funcionar con cualquier número de niveles, siempre y cuando se utilicen más de 64 niveles. Por supuesto, entre más niveles se utilicen, se logrará una mejor configuración espectral deseada. Nuestros experimentos indican que muy pocos niveles adicionales necesitan considerarse para generar un nulo de CD con una respuesta en hendidura relativamente acentuado. En el ejemplo citado anteriormente, debido a que cada combinación de seis bits de información se representa mediante una clase equivalencia y frecuentemente existe más de un nivel en una clase de equivalencia, los bits de información deben mapearse en uno de los niveles en una clase de equivalencia seleccionada antes de que se transmita un octeto que representa ese nivel. Esta función se describe a continuación COJ?IO corresponde a las Figuras 5-7. ~ ~~ El transmisor 52, Figura 5, recibe de una fuente de datos digitales, tal como una computadora, un conjunto de bits de datos digitales y con el concentrador de. bits 54 divide los bits en grupos de seis, por ejemplo. Cada grupo de seis bits se proporciona al codificador 56 lo cual selecciona las clases de equivalencia desde las cuales se seleccionarán los niveles déseados para alcanzar el nulo espectral en CD. Los octetos que representan los niveles seleccionados salen del codificador 56, transmitidos a través de una red telefónica digital conmutada por circuito 58 y llegan a la oficina central del usuario remoto 60. En la oficina central 60, los octetos se convierten mediante el convertidor ley-µ a lineal 62 en los niveles, yk, los cuales pasan a través del LPF 64 y salen a través del lazo analógico local 65 como una señal s(t) que tiene un nulo espectral •en CD. En el receptor 66, la señal s(t) se muestrea mediante el muestreador 68, un ecualizador 70 compensa la distorsión introducida por el LPF 64 y el lazo local, y después un dispositivo de decisión o descodificador 72 estima el nivel transmitido al seleccionar el nivel que se encuentra más cerca del punto recibido. A partir del nivel, el descodificador 72 determina la clase de equivalencia y recupera después los seis bits de información al realizar una función de mapeo inverso . La operación del receptor 66 permanece esencialmente sin cambio en comparación con el receptor descrito en las aplicaciones co-pendientes anteriormente referidas. La única diferencia es que el receptor necesita ahora considerar un conjunto más grande de niveles posibles y el mapeo inverso involucra la determinación de la clase de equivalencia. El ecualizador 70 compensa la distorsión lineal introducida por el LPF 64 y el lazo local 65, como se describe en las solicitudes co-pendientes. Por ejemplo, cuando se utiliza ecualizador lineal, la salida del ecualizador puede representarse como sigue: rk = yk + nk ( 1 ) en donde nk es el ruido más distorsión totales presentes en la salida del ecualizador. El descodificador 72 selecciona después los niveles yk más cercanos a rk a medida que la decisión, determina su clase de equivalencia, y recupera después los seis bits de información "mediante un mapa inverso. ~" Si el ecualizador incluye un estimador de secuencia de verosimilitud máxima (por ejemplo, el ecualizador Viterbi), la señal recibida puede representarse en la forma rk = S yk-j+fj + nk, (2) y esta ve z , el descodificador selecciona la secuencia más cercana {yk} utilizando un descodificador Viterbi. Para cada símbolo yk estimado, el descodificador determina su clase de equivalencia y encuentra después los seis bits de información a través de un mapa inverso. El codificador 56, Figura 6, incluye el MAPA 74 el cual es una tabla a la vista que contiene para cada combinación posible de los grupos de seis bits de datos recibidos del concentrador de bits 54, Figura 5, niveles que •representan cada uno la clase de equivalencia i, en donde i es un entero entre 0 y 63. Cada nivel, dos en este ejemplo, y(i, 1) y y(i, 2) se proporciona al selector de nivel 76 en donde se toma una decisión en lo que se refiere a cuál nivel, yk, se transmitirá. Esta decisión se toma como sigue. Primero, el codificador 56 se encuentra al tanto de la suma digital en curso (RDS) de los niveles transmitidos, y , al retroalimentar la salida del selector de nivel 76 al bloque de función 78. A partir de los niveles previamente transmitidos, y , el bloque de función 78 calcula la RDS ponderada, Zl (1-b) RDS en donde 0<b<l es el factor de ponderación. Debido a las no linealidades de D/A, los valores exactos de los niveles yk pueden no conocerse en el codificador 56; sin embargo, "esto no debe tener un efecto significativo. Es posible determinar el error y enviar esta información de regreso al codificador 56 para hacer estos cálculos más exactos. Determinado el grupo de seis bits a transmitirse, el selector de nivel 76 selecciona como el nivel y a partir de la clase de •equivalencia {y(i,l), y(i,2)} el nivel más cercano a la RDS ponderada. Puede observarse que cuando la RDS es positiva, zk será negativo y viceversa. Esto permite al codificador escoger un nivel, yk, de cada clase de equivalencia tal que cuando se agregue su valor a la RDS se hará más cercano a cero que los otros niveles en la clase de equivalencia. Después de seleccionar el nivel yk, se determina el octeto el cual representa el nivel yk mediante el convertidor de octeto 80 y se transmite a través de la red digital. El valor del octeto transmitido puede obtenerse a partir de la tabla a la vista. La variable b es un factor de ponderación que controla los equilibrios entre la acentuación del nulo espectral y la energía promedio de la señal transmitida. Nuestro análisis ha demostrado que cuando el número de niveles es suficientemente más grande que el número de clases de equivalencia, la secuencia y tendrá un espectro el cual puede aproximarse mediante la respuesta de filtro h(D)= (1-D)/(1-bD) . Claramente, cuando b= 0, encontramos que h(D)=l-D, lo cual es la conocida Respuesta Parcial Clase I con una forma espectral sinusoidal que tiene un nulo en CD. Por otra parte, a medida que b se aproxima a 1, el espectro se vuelve plano alrededor de gran parte de la banda excepto para un nulo espectral muy acentuado en CD. Puede observarse que para b = 0, la energía promedio de yk será dos veces tan grande como en el caso de una forma espectral plana. Sin embargo, conforme b se aproxima a 1, el incremento de la energía promedio desaparecerá. En algunas aplicaciones, puede ser deseable mantener la expansión de constelación, media por la proporción del número de niveles al número de clases de equivalencia. La presente invención puede utilizarse más ampliamente para configurar espect raímente , como se desee, las señales analógicas de salida del convertidor ley-µ a lineal en la oficina central. El ejemplo descrito con anterioridad es un caso especifico para "utilizar esta invención a fin de reducir la .energía de la señal transmitida alrededor de la CD, pero los principios utilizados de esta invención, en ese ejemplo pueden generalizarse para configurar espect raímente señales en diversas formas, por • ejemplo, para pre-ecual izar las señales. Una versión genérica del codificador de esta invención, el codificador 56a, se mne s tra en la Figura 7. La única diferencia ent re este caso general y el caso especial de un nulo espectral anteriormente descrito es cómo se genera la secuencia o función espectral zk. Sea h(D) una respuesta de impulso causal, mónica, de un filtro que representa la forma espectral deseada, en donde D es un operador de retraso. Supóngase que representamos las secuencias {yk} y {zk} utilizando la notación de transformada D como y(D) y z(D) respectivamente. Después, la frecuencia z(D) puede representarse como _ z (D) = (l - l/h(D) ) y (D) (3) Una examinación próxima de esta ecuación revela que en u tiempo determinado k, zk depende solamente de valores pasados de yk, y por lo tanto puede determinarse de manera recursiva. Por consiguiente, para cada grupo de seis bits, el codificador 56a determina cual nivel a partir de la clase de equivalencia asociada se encuentra más cercano en valor a z y selecciona ese nivel. El octeto que representa ese nivel se transmite después. Nuevamente, nuestro análisis demuestra que para un número suficientemente grande de niveles, la secuencia {y?_} transmitida por la oficina central 60 tendrá un espectro aproximándose estrechamente al espectro del filtro con respuesta h(D) . La técnica aqui descrita puede utilizarse también en conjuntamente con un esquema más complejo para mapear los bits de información a clases de equivalencia. Por ejemplo, puede utilizarse conjuntamente con el mapeo de intérprete de órdenes, una técnica de mapeo utilizada en la especificación del módem de alta velocidad V.34. Los ejemplos anteriormente descritos son para un sistema no codificado. Sin embargo, los principios pueden aplicarse fácilmente a un sistema codificado, por ejemplo un sistema codificado no flexible. La única diferencia en este caso es que las clases de equivalencia se particionan adicionalmente en subconjuntos, los cuales se utilizan para construir el código no flexible. Por ejemplo, cuando se utiliza un código no flexible de una dimensión "basado en una partición de conjunto de 4 direcciones junto con la misma constelación de señal de 64 niveles para enviar 5 bits por símbolo, las clases de equivalencia se particionan en subconjuntos como sigue: ax, b_, Ci, dx, a2, b2, c2, d2,.-. an, bn, cn dn . En el ejemplo descrito con anterioridad, las 64 clases de equivalencia se part icionarian en cuatro subconjuntos conteniendo cada uno dieciséis clases de equivalencia. La salida' de un codificador de proporción de 1/2 convolución, por ejemplo dos de los seis bits _en un grupo, determina después el subconjunto, y los restantes cuatro bits "no codificados" seleccionan la clase de equivalencia especifica dentro del subconjunto. El nivel actual a partir de la clase de equivalencia elegida en el subconjunto elegido se seleccionada como se describió con anterioridad. De otra manera, la operación del codificador se mantiene invariable . Por supuesto, cuando se utiliza la codificación no flexible, el receptor utilizará un descodificador para seleccionar la secuencia más probable. El descodificador n_o flexible puede ser también un ecualizador, conjuntamente codificando el código no flexible y ecualizando para la interferencia de intersimbolo . Puede ser posible también utilizar la presente invención para habilitar la detección de pérdida de sincronización de la serie de bits en un receptor. -Esto puede realizarse al violar, infrecuentemente, pero periódicamente la regla para seleccionar el punto de señal en una clase de equivalencia determinada, en donde se elige que el periodo como un entero múltiple de estructuración deseado. Puede detectarse una pérdida de sincronización de serie de bits en el receptor al monitorear tales violaciones de regla. El receptor también puede readquirir la sincronización de serie de bits o puede simplemente solicitar un patrón de sincronización (secuencia de entrenamiento) desde el transmisor: Precodificación PCM Corriente Arriba En la Figura 8 se muestra un sistema de comunicación PCM tipico 100. El sistema 100 incluye el módem PCM analógico 102 conectado a una oficina central de compañía telefónica (CO) 104 a través de un lazo o canal analógico local 103. Se incluye también una red digital 106 la cual se interconecta a la CO 104 y al módem PCM digital 108. Con este sistema, los datos PCM pueden transmitirse tanto en la dirección corriente abajo (es decir, desde el módem PCM digital 108 hacia el módem PCM analógico 102) como en la dirección corriente arriba (es decir, l desde el módem PCM analógico 102 hacia el módem PCM digital 108) . Este tipo de sistema de comunicación PCM bi-direccional se describe en la Solicitud de E.U. No. de Serie 08/724,491, titulada Hybrid Digi ta 1 /Analog Communication Device, la cual se cede al cesionario de la presente invención y la cual se incorpora en la presente en su totalidad para referencia. En la sección citada anteriormente se describe una téenica para la configuración o precodificación espectral PCM corriente abajo de señales de datos. En esta sección se describe una técnica de precodificacis*n par la precodificación PCM corriente arriba de señales de datos . En la Figura 9 se muestra - un diagrama de bloques 110, un ejemplo de transmisión de PCM corriente arriba e acuerdo con esta invención. En el diagrama de bloques 110 se incluye el módem PCM analógico 112 interconectado al .canal analógico 113. El módem PCM analógico 112 incluye el transmisor 120 que tiene un precodificador 122, prefiltro .24 y un convertidor digital a analógico (D/A) 126. El precodificador 122 recibe datos digitales u(n) y tiene como salida la señal de datos digitales precodificada x(n) . La señal de datos digitales precodificada se filtra por el prefiltro 124 para formar la señal z(n) la cual se proporciona al D/A 126. El D/A 126 convierte la señal filtrada z(n) a la forma analógica y transmite - I l l a señal analógica, z(t), a través de un canal analógico 113, que tiene una característica de canal , c ( t ) . El canal analógico modifica la señal transmitida z(t) para formar la señal y(t) . La señal y(t) se encuentra con el e co de PCM corriente abajo, echo(t) 128, el cual se agrega a y(t) , produciendo la señal r(t) . La señal r(t) se recibe mediante el cuantificador de ley-µ (ley-A en algunos paises fuera de E.U.) 130 en la oficina central (CO) 114 y se cuantifica de acuerdo con la ley-µ. Ver International Telecommunications Union, Recommendation G.711, Pulse Code Modulation (PCM) de Voice Frequencies, 1972. Los octetos cuantificados (valores digitales), q(n), se transmiten a través de la red digital 116 a una frecuencia de 8 kHz en donde pueden afectarse p?>r diversos deterioros digitales, como se discutió con anterioridad. Los octetos posiblemente afectados, v(n), se reciben por el módem PCM digital 118 el cual descodifica idealmente los octetos, v(n) , en sus puntos de constelación correspondientes, y(t), a partir de los cuales pueden recuperarse los datos digitales originales, u(n) . La descodificación de v(n) se describe en la solicitud co-pendiente titulada System, Device and Method for PCM Upstream Transmission Utilizing and Optimized Transmit Constellation, CX097028, la cual se cede al cesionario de la presente invención y la cual se incorpora en la presente en su totalidad para referencia. Antes de que se transmitan los datos corriente arriba, el reloj (f_) del D/A 126 en el módem PCM analógico 112, deben sincronizarse con el reloj (f2) de la CO 114. Esto puede lograrse al adquirir el reloj a partir de la señal PCM corriente abajo (no mostrada) y al sincronizar los relojes utilizando la técnica propuesta en la Patente de E.U. No. 5,199,046, titulada First and Second Digital Rate Converter Synchronization Device and Method, incorporada en la presente para referencia en su totalidad. Una vez que los relojes se encuentran sincronizados, el diagrama de bloques PCM corriente arriba 110, Figura 9, puede representarse como el diagrama de bloques de tiempo discreto equivalente 110', Figura 110, con componentes similares representándose mediante los mismos números de referencia que contienen una prima ( ? ) . En el diagrama de bloques 110' se asume que fx = f2; sin embargo, debe observarse que fi no tiene que ser igual a f2 siempre y cuando se encuentren sincronizados los dos relojes. Cuando fi es igual a f2, n es el Índice de tiempo para muestras de 8 KHz, debido a que el reloj (f2) de la CO 24 se ajusta a esa frecuencia. Un ejemplo en donde fi no es igual a f2 se representa en la Figura 11. El diagrama de bloques de tiempo discreto equivalente 110a', Figura 11, es el mismo que el diagrama de bloques de tiempo discreto equivalente 110', Figura 10, excepto que existe un muestreador hacia arriba 2X 133' en el transmisor 120a' y un muestreador hacia abajo 2X 129a' para justificar el hecho de que fi = 2f2. Las variables " " y "n" son los Índices de tiempo para muestras de 16 KHz y 8 KHz, respectivamente. El precodi ficador 122' y el prefiltro 124', de acuerdo con esta invención, se diseñan para transmitir la señal z(t) a través del canal analógico 113 de manera que los puntos de constelación predeterminados, y(n), correspondientes a los datos digitales u(n) se produzcan en la entrada del cuantificador de ley-µ 130' (en combinación con un componente de eco, echo(n) , si se encuentra presente) . En otras palabras, la entrada del cuantificador de ley-µ 130' es y(n) + e(n) en presencia de echo(n) y solo y(n) en ausencia de echo(n) . Utilizando la técnica de precodificación de PCM corriente arriba a continuación descrita, u otra técnica de precodi ficación , es difícil para el módem PCM digital 118' descodificar de manera exacta u(n) a partir de v(n) en presencia de eco, cuantificación y deterioros digitales sin una constelación de puntos de transmisión, y(n), adecuadamente diseñada. En la solicitud copendiente CX 097028 se describe cómo diseñar la constelación de transmisión para y(n) para habilitar y(n) (y eventualmente u(n) ) a partir de v(n) a descodificarse en presencia de eco, cuantificación y deterioros digitales cuando se minimiza la probabilidad de error. — Como se describe en la solicitud copendiente CX097028, para una conexión determinada, dependiendo de las condiciones de línea, se selecciona una constelación de transmisión para cada intervalo de tiempo señalización de bit robado (RBS) . Como ejemplo, la constelación de transmisión 140 se representa en la Figura 12. Esta constelación incluye diez puntos de constelación, yo ~ yg , oscilando en valor desde -39 hasta 39. Debe observarse que los puntos de constelación, y(n), no son necesariamente niveles de ley-µ G.711. Los puntos de constelación y(n) corresponden a los datos digitales a transmitirse, u(n) . En otras palabras, cada punto de constelación representa un grupo de bits de datos y el número de bits de datos representado por cada punto de constelación depende del número de puntos en la constelación (y el número de clases de equivalencia las cuales se describen a continuación) . Entre más puntos haya en la constelación, se podrá J representar más bits de datos. Como se muestra en la Figura 12, los datos digitales u(n) se dividen en cuatro grupos de bits 0, 1, 2 y 3, cor espondiendo a 00, 01, 10 y 11, por ejemplo. Por consiguiente, en este ejemplo cada punto de constelación transmitido representa dos bits y debido a que los puntos de constelación se transmiten a 8 k/sec, la tasa de datos es de 16 kbps. Debe entenderse que este es un ejemplo simplificado y que los datos pueden mapearse en u(n) utilizando cualquier esquema de mapeo que pueda mapear bits en clases de equivalencia, tales como mapeo de intérprete de órdenes, o conversión de coeficiente. De acuerdo con esta invención, los puntos de constelación se agrupan en clases de equivalencia. Una clase de equivalencia es un conjunto de típicamente dos o más puntos de constelación la cual representa el mismo grupo de bits o datos digitales a transmitirse, u(n) . Con la constelación 140, se muestra que los puntos de constelación yo(-60), y_(-6), y y8(-45) forman las clase de equivalencia para u(n)=0.

Los puntos de constelación y_(-45), ys.6), y y3(60) forman la" clase de equivalencia para i u(n)=l y los puntos de constelación y2(-31), y yß(18) forman la clase de equivalencia para u(n)=2. Finalmente, los puntos de constelación y3(-18), y y7(31) forman la clase de equivalencia para u ( n ) =3. La selección de clase de equivalencia se realiza generalmente como sigue. La constelación, con puntos M, se mdexa como y0, yu. Yzu , en donde U=4. Obsérvese que no se requiere que cada clase de equivalencia tenga e mismo número de puntos de constelación. El número de niveles de datos de respaldo para u(n) debe elegirse para satisfacer las dos condiciones siguientes: 1) La tasa de expansión, la cual se define como la tasa entre el número de puntos de constelación para y(n) y el número de niveles de datos de respaldo para u(n), es decir, M/U; y 2) restricciones de potencia TX . La tasa de expansión debe ser suficientemente grande para garantizar la operación estable. La magnitud de la tasa de expansión dependerá de la características del canal. En aplicaciones de módem de banda de voz, existe al menos un nulo espectral en f= 0. Por lo tanto, debemos tener una tasa de expansión de M/U > 2 para hacer estable el sistema. En la práctica, para garantizar la estabilidad, la calidad del canal se determina a partir de la respuesta del canal, c(n), y consecuentemente se ajusta la expansión mínima.

Por ejemplo, podemos utilizar C(f=4 KHz), la respuesta de frecuencia del canal en 4 KHz (con respecto a otras frecuencias como 2 KHz) , como la calidad del canal y dependiendo de la calidad ajustamos el radio de expresión minima. Si la C (f = 4 KHz) » C (f = 2 KHz) , entonces establecemos M / U = 2.0. A medida que C(f = 4KHz ) se vuelve más y más pequeña, el radio de expansión debe incrementarse. Como se describe a continuación, el precodif icador 122' selecciona el .punto de constelación apropiado, yk, a partir de la clase •de equivalencia para los datos, u(n), a transmitirse y determina un valor para x(n) que producirá el punto de constelación seleccionado en la entrada del cuantificador de ley-µ 130' . El esquema de precodi ficación , es decir, el diseño del precodificador 122' y el prefiltro 124', se describen ahora como sigue. A partir de las características del canal analógico 113', c(n), n=0,l, ...,Nc-l, determinadas por el módem PCM digital 118', como se describe en la solicitud co-pendiente titulada Device and Method for Detecting PCM Upstream Digital Impairments in a Communication Network, CX097029, la cual se cede al cesionario de la presente invención y la cual se incorpora en la presente en su totalidad para referencia, se determinan una respuesta de objetivo óptima p(n), n=,l,...Np-l, y un filtro correspondiente g(n), n=-?, -?+l,..., -?+Ng-1 (en donde ? es el retraso de decisión) , como se muestra en la Figura 10. Este problema es similar a determinar los filtros de alimentación en avance y retroalimentación óptimos para un ecualizador de retroalimentación de decisión (DFE) . El prefiltro corresponde al filtro de alimentación en avance del DFE y la respuesta de objetivo corresponde al filtro de retroalimentación del DFE. Ver, N. Al-Dhahir, et a l . , "Efficient Computation of the Delay Optimized Finite Length MMSE-DFE", IEEE Transactions " On Signal Processing, vol. 44, no. 5, Mayo de 1996, págs. 1288-1292. Preferentemente, la respuesta de objetivo p(n) y el filtro g(n) se determinarán en el módem analógico, pero pueden determinarse en el módem digital y transmitirse al módem ana lógico . El prefiltro g(n), n=-?, -?+l, ..., ?+Ng-1, y la respuesta de objetivo p(n), n= 0 , 1 , ... , Np-1 , (en donde p(0)=l) pueden derivarse determinada c(n) al minimizar la función de costo ? como sigue: ? = \g(ri) * c(n) - p(n)f + ( 4 ) El primer término asegura interferencia de intersímbolo reducida. (ISI), es decir, el receptor del módem PCM digital 118' recibe lo que" el precodificador 122' intentó codificar, y el segundo término fuerza a la potencia de transmisión (TX) para permanecer finita y reducida. El término a es un término constante el cual debe elegirse dependiendo de la a'plicación. Entre más grande sea a, más reducida será la potencia TX, pero a costa de la ISI. Por lo tanto, a debe elegirse dependiendo de qué se desea para la ISI y la potencia TX para una aplicación determinada. Como ejemplo, puede elegirse para que sea la relación de ruido por señal (SNR) del sistema, la cual es o7n/E (x2) o SNR normalizada por la energía del canal, es decir, SNR/[|c|| . Para E(x2), podemos utilizar -9 dBm lo cual es la restricción de potencia para la transmisión corriente arriba, Este problema de minimización es el mismo que el problema de inicialización de etiqueta de DFE.

El término s n puede determinarse como se describe en la solicitud co—pendiente CX097028. El p(n) y g(n) inicialmente determinados pueden utilizarse siempre si el canal analógico c(n) es invariable en el tiempo. Sin embargo, en la práctica, c(n) es variable en el tiempo, a pesar de que cambia muy lentamente. Por consiguiente, es necesaria alguna clase de esquema de adaptación. Un método de hacerlo es monitorear el funcionamiento y corregir si el funcionamiento marcha mal, es decir, re-estimar c(n) en el módem digital 118' y enviar un nuevo c(n) de regreso al módem analógico 112' para recalcular g(n) y p(n) . Otro método es retroalimentar la señal de error de canal analógico, error(n), como se describe en la solicitud co-pendiente CX09029, desde el módem digital 118' hacia el módem analógico 112' a través de la transmisión de datos corriente abajo y utilizar esa señal de error para adaptar p (n) y g (n) . Una vez que se determina la respuesta de objetivo p(n), puede implementarse el precodificador 122', Como se explicó con anterioridad, podemos enviar datos u(n) al - 3! transmitir x(n) de manera que produzca en la entrada del cuantificador 130', figura 10, un punto de constelación y(n) el cual es uno de los puntos en la clase de equivalencia de u(n) . El punto de constelación de la clase de equivalencia de u(n) a utilizar para representar u(n) se selecciona usualmente para minimizar la potencia TX del transmisor 120' . La potencia TX del transmisor 120' es la potencia de z(n) (o alguna otra métrica) . En la práctica, debido a que es difícil minimizar la potencia de z(n), en lugar de ello se minimiza la potencia de x(n) , lo cual es una aproximación cercana de minimizar z(n) . Lo siguiente es una relación conocida entre x(n), y(n) y p(n) : Y(n) = p(n) *x (n) (5) en donde "*" representa la convolución. Esa relación puede expresarse como sigue: y(n)= p(0)x(n) + p ( 1 ) x (n-l ) + ... p (Np) x (n-Np) (6) Debido a que p(0) se designa igual a 1, entonces la ecuación (6) puede simplificarse como sigue: x(n) = y(n) - ?p(i)x(n - i) ( 1 ) Y, debido a que se conocen los valores de p(n) y los valores pasados de x(n), el y(n) apropiado, entre los puntos de constelación de la clase de equivalencia de un u(n) determinado, pueden seleccionarse para minimizar x2(n) con objeto de minimizar la potencia TX del transmisor 120' . O, puede introducirse un adelantamiento (es decir, retraso de decisión) para elegir y(n) . Es decir, y(n-?) puede elegirse a partir del conjunto de clases de equivalencia para u(n-?) a fin de minimizar |x(n-?) |2 +|x(n-?+l) |2 +...+ |x(n) |2, en donde: *(« - j) = y(n - J) - S p )x(n - j - i) ( 8 ) en donde j=0,l, ...? y en donde y(n-j) se elige a partir del conjunto de clases de equivalencia de u(n-j) (j=0, 1, ..?-l) . El precodif icador 122' puede implementarse de acuerdo con esta invención como se representa en la Figura 13. El precodificador 122' incluye un dispositivo de mapeo 150 el cual recibe los datos digitales entrantes u(n) provenientes de una fuente de datos digitales y, dependiendo del número de bits que puedan transmitirse con cada punto de constelación, determina para cada grupo de bits la clase de equivalencia asociada con el grupo de bits. El dispositivo de mapeo 150 tiene como salida los puntos de constelación, yk, que forman la clase de equivalencia para el selector de punto de constelación/señal TX 152 el .cual selecciona el punto de constelación, yk, a partir de la clase de equivalencia y determina la señal de transmisión x(n) en base a la entrada proveniente del dispositivo de cálculo 154. El dispositivo de filtro 154 recibe la señal de transmisión x(n) y calcula el término de suma (o suma de filtro en curso (RFS)) o ecuación (7) citada anteriormente. En base al valor de la RFS, el selector de punto de cons t lacion/señal TX 152 selecciona el punto de constelación en la clase de equivalencia que ocasionará que x(n) en la ecuación (7) se encuentre más cerca en valor al cero y calcula el valor de x(n) a partir de la RFS calculada y del punto de constelación seleccionado. La señal de transmisión calculada x(n) se proporcionó después al prefiltro 124' en donde x(n) se filtra para formar la señal z(n) la cual se transmite a través de un canal analógico 113' , Figura 10. Con objeto de limitar la potencia TX del transmisor 120', Figura 10, para mantenerla dentro de las regulaciones de la FCC, las clases de equivalencia para u(n) deben diseñarse de acuerdo con lo anterior. Con una constelación que tiene un número predeterminado de puntos de constelación, si queremos enviar más datos, entonces se requerirán más grupos de datos, u(n), y por lo tanto, clases de equivalencia para u(n) . Como resultado, los puntos de constelación se encontrarán más afuera y requerirán más potencia de transmisión. Esto se debe a que y(n) se elige como se describe a continuación de acuerdo con la ecuación (7) para minimizar x2(n) . Por lo tanto, si los puntos de constelación en las clases de equivalencia se espacian adicionalmente de manera apartada, es más probable que x2(n) sea más grande. Por consiguiente, para reducir la potencia TX, podemos hacer la clase de equivalencia de u(n) más cercana a costa de la tasa. Esto se representa en las Figuras 14A y 14B. En las Figuras 14A y 14B, ambas constelaciones 156, Figura 1 A , y 158, Figura 14B, tienen el mismo número de puntos de constelación; sin embargo, la constelación 156 tiene solamente tres clases de equivalencia u(n)=0,l y 2 aunque la constelación 158 tiene cinco clases de equivalencia u(n)=0,l,2,3 y 4. Utilizar la constelación 158 requerirá más potencia TX que la constelación 156, pero "será capaz de transmitir a una tasa de datos más elevada . La potencia TX aproximada (la potencia de z (n) ) puede calcularse como sigue cuando U es el número de puntos deseados para respaldar a u (n) : en donde |g(n) |2 es la energía del prefiltro y dist (u(n) =i) es la distancia mínima entre los puntos en los puntos de equivalencia. Por ejemplo, en la Figura 12, dist ( u ( n ) =0 ) = | -6- ( -60) 1=54. Deben intentarse varios valores de U para encontrar aquél que satisfaga las restricciones de potencia. Obsérvese que esto debe realizarse para cada intervalo de tiempo. La selección de la constelación de transmisión y la selección de la clase de equivalencia de acuerdo con esta invención pueden resumirse como sigue: 1) Obtener los deterioros digitales, calcular la varianza de ruido, sn2 y la varianza de eco, s02, como se describe en la solicitud co-pendiente CX097028; 2) A partir de s02 , sn2, y de los deterioros digitales, elegir la constelación adecuada para y(n) para cada intervalo de tiempo, también como se describe en la solicitud co-pendiente CX097028; y 3) Para cada intervalo de tiempo, encontrar el número de puntos que pueden respaldarse por u(n) aunque se satisfagan las restricciones de potencia TX y la tasa de expansión mínima para garantizar la operación estable. A partir de esta U pueden determinarse la constelación para y(n) , y las clases de equivalencia para u(n) . La técnica de precodif icación anteriormente citada ¿la cual utiliza _ una constelación de una dimensión puede expandirse a constelaciones muí tidimensionales al expandir la definición de la clase de equivalencia de u(n) . Las siguientes referencias describen diversas técnicas de precodif icación corriente abajo utilizando constelaciones muí ti -dimens iona les : Eyuboglu, Vedat; "Generalized Spectral Shaping for PCM Modems", Telecommunications Industry Association, Reunión TR30.1, Norcross, Georgia, 9-11 de Abril de 1997; Eyuboglu, Vedat; "More on Convolut ional Spectral Shaping", Telecommunications Standari zation Sector 009, Reunión del Ponente V. pcm, La Jolla, CA, 5-7 de Mayo de 1997 Eyuboglu, Vedat; "Draft Text for Convolut ional Spectral Shaping", Reunión del Ponente ITU-IT SG 16 Q23, 2-11 de Septiembre de 1997, Sun River, Oregon; Eyuboglu, Vedat; "A Comparison of CSS and Máximum Inversión", Telecommunications Industry Association, Reunión TR30.1 sobre Módems PCM, Galveston, Texas, 14-16 de Octubre de 1997; y Eyuboglu, Vedat; "Draft Text for Convolut ional Spectral Shaping", Telecorrimunications Industry Association, Reunión TR30.1, Galveston, Texas, 14-16 de Octubre de 1997. Además, el ejemplo anteriormente descrito es para un sistema no codificado. Sin embargo, los principios pueden aplicarse fácilmente a un sistema codificado, por ejemplo un sistema de código no flexible. La única diferencia en este caso es que las clases de equivalencia se particionan adicionalmente en subco juntos, los cuales se utilizan para construir el código no flexible. Precodificación PCM Generalizada La técnica de precodif icación de PCM corriente arriba descrita anteriormente (es decir, de módem PCM analógico 112', Figura 10, a Módem PCM digital 11)8, puede aplicarse a una conexión de módem PCM analógico a módem PCM analógico como se representa en la Figura 15. El sistema 160 incluye el módem PCM analógico 162 conectado a la CO 166 a través de un lazo o canal analógico 164. La CO 166 se interconecta a la red digital 168. De manera similar el módem PCM analógico 174 se interconecta a la CO 170 a través de un lazo o canal analógico 172. Y, la CO 170 se conecta a la red digital 168. El diagrama de bloques 180, Figura 16, representa una conexión _de módem PCM analógico a módem PCM analógico de acuerdo a esta invención. En el diagrama de bloques '180 se incluye el módem PCM analógico 182 interconectado al _canal analógico 184. El módem PCM analógico 182 incluye el transmisor 200 que tiene un precodificador 202, prefiltro 204 y un convertidor digital a analógico (D/A) 206. El precodificador 202 recibe datos digitales u(n) y tiene como salida los datos digitales precodificados x_n) . Los datos digitales precodificados se filtran mediante el prefiltro 204 para formar la señal z(n) la cual se proporciona al D/A 206. El D/A 206 convierte la señal filtrada z(n) en forma analógica y transmite la señal analógica, z(t) , a través del canal analógico 184, que tiene una característica de canal, c(t) . El canal analógico modifica la señal 'transmitida z(t) para formar la señal y(t) . La señal y(t) encuentra después el eco de PCM, echo(t) 208, que se agrega a y(t) . La señal r(t) se recibe por un cuantificador de ley-µ 210 (ley-A en algunos países fuera de E.U.) en la oficina central (CO) 186 y se cuantifican de acuerdo con la ley-µ. Ver International telecommunications Union, Recomendación G.711, Pulse Code Modulation (PCM) of Voice Frequencies, 1972. Los octetos cuantificados (va. lores digitales), q(n), se transmiten a través de la red digital 188 a una frecuencia de 8 KHz en donde puede afectarse por diversos deterioros digitales, como se describe a continuación. Los posibles octetos afectados, v(n), se reciben mediante la CO 190 y los octetos, v(n) se convierten por el D/A de ley-µ 212 e niveles analógicos para su transmisión a través del canal analógico 192. Los niveles se reciben por el módem PCM analógico 194 el cal convierte los niveles en datos u(n) . Una vez que los relojes fl hasta f2 del D/A 206 y D/A 210 se sincronizan, el diagrama de bloques 180 puede modelarse como diagrama de bloques de tiempo discreto 180', Figura 17. E módem PCM analógico debe realizar la ecualización para obtener v(n) a partir de g(n) de mismo modo en que un módem PCM corriente abajo funciona como se conoce en la materia. Después, a partir de v(n) , se lleva a cabo un algoritmo de descodi fipación de PCM corriente arriba para descodificar y(n) , es decir, u(n) . Lo citado anteriormente describe solamente la transmisión del módem PCM analógico 182' al módem PCM analógico 194' ; sin embargo, la transmisión en la otra dirección se realiza en la misma manera . La técnica de precodif icación de PCM corriente arriba descrita anteriormente (es decir, del módem PCM analógica 112', Figura 10, al módem PCM digital 118), puede aplicarse directamente a una conexión de módem PCM analógico a módem PCM analógico como se representa en las Figuras 15-17. Debe observarse que esta invención puede incorporarse en software y/o firmware los cuales pueden almacenarse en un medio utilizable de computadora, tal como un disco de computadora o circuito integrado de selector de punto de constelación memoria. La invención puede 'también tomar la forma de una señal de datos de computadora incorporados en una onda portadora, de manera que cuando la invención se incorpora en software/ firmware los cuales se transmiten eléctricamente, por ejemplo, a través de la Internet . La presente invención puede incorporarse en otras formas específicas sin apartarse del espíritu o características esenciales. Las modalidades descritas se considerarán en todo respecto solamente como ilustrativas y no restrictivas. Por lo tanto, el alcance de la invención se indica mediante las reivindicaciones anexas más que por la descripción anterior. Todos los cambios los cuales vienen dentro del significado y rango dentro de la equivalencia de las reivindicaciones se abarcan dentro de su alcance

Claims (31)

1. REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecedente, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones: 1. Un transmisor para precodificar una secuencia de niveles analógicos transmitidos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizado porque el canal analógico modifica los niveles analógicos transmitidos comprendiendo el transmisor: un dispositivo de mapeo para mapear los bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clases de equivalencia, caracterizado porque cada clase contiene uno o más puntos de constelación; y un selector de punto de constelación interconectado al dispositivo de mapeo el cual selecciona un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los bits de datos a transmitirse y la cual transmite un nivel que produce el punto de constelación en una entrada al dispositivo de cuantificación.
2. 2. El transmisor según la reivindicación 1, caracterizado porque incluye además un dispositivo de filtro, acoplado de manera operable al selector de punto de constelación, el cual recibe en su entrada niveles transmitidos previamente y proporciona su salida al selector de punto de constelación.
3. 3. El transmisor según la reivindicación 2, caracterizado porque el selector de punto de constelación selecciona el punto de constelación a partir de cada clase de equivalencia en base a la salida de dispositivo de filtro .
4. 4. El transmisor según ' la reivindicación 3, caracterizado porque incluye un prefiltro, que tiene una respuesta de filtro predefinida, g(n), para filtrar el nivel transmitido mediante el selector de punto de constelación.
5. 5. El transmisor según la reivindicación 4, caracterizado porque la respuesta del dispositivo de filtro es: en donde p(i) es una respuesta de objetivo y x(n-i) representa los niveles previamente transmitidos.
6. 6. El transmisor según la reivindicación 5, caracterizado porque la respuesta de objetivo, p(n), y la respuesta de prefiltro, g(n) , se derivan de la respuesta predeterminada, c(n) , del canal analógico.
7. 7. El transmisor según la reivindicación 5, caracterizado porque el selector de punto de constelación transmite los niveles, x(n) , de acuerdo con la siguiente función : en donde y(n) son los puntos de constelación.
8. 8. El transmisor según la reivindicación 7, caracterizado porque el selector de punto de constelación selecciona el punto de constelación en cada clase de equivalencia lo cual minimiza la potencia de transmisión del transmisor al seleccionar el punto de constelación, y(n), lo cual produce el valor más pequeño para x(n) .
9. 9. Un método transmitir una secuencia precodificada de niveles analógicos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizado porque el canal analógico modifica ios niveles analógicos transmitidos, comprendiendo el método: mapear los bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clases de "equivalencia, caracterizado porque cada clase de equivalencia contiene no o más puntos de constelación y seleccionar un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los bits de datos a transmitirse; y transmitir un nivel que produce el punto de constelación seleccionado en una entrada al dispositivo de cuantificación.
10. 10. El transmisor según la reivindicación 9, caracterizado porque la etapa de seleccionar un punto de constelación incluye filtrar los puntos de constelación previamente seleccionados con un dispositivo de filtro y seleccionar los puntos de constelac!ón en base a la salida del dispositivo de filtro.
11. 11. El método según la reivindicación 10, caracterizado porque incluye además filtrar el nivel transmitido con un prefiltro que tiene una respuesta de filtro predefinida, g(n) .
12. 12. El método según la reivindicación 11, caracterizado porque la respuesta del dispositivo de filtro es: ?_ O-0 /=? en donde p(i) es una respuesta de objetivo y x(n-i) representa los niveles previamente transmitidos .
13. 13. El método según la reivindicación 12, caracterizado porque la respuesta de objetivo, p(n) , y la respuesta de prefiltro, g(n), se derivan de la respuesta predeterminada, c(n) , del canal analógico.
14. 14. El método según la reivindicación 12, caracterizado porque la etapa de transmitir incluye transmitir los niveles, x(n), de acuerdo con la siguiente función: x(n) = y{n) - ? p(i)x(n - i) fen donde y(n) son los puntos de constelación.
15. 15. El método según la reivindicación 14, caracterizado porque la etapa de seleccionar incluye seleccionar el punto de constelación en cada clase de equivalencia lo cual minimiza la potencia de transmisión del transmisor al seleccionar el punto de constelación, y(n), lo cual produce el valor más pequeño para x(n) .
16. 16. Un medio utilizable de computadora que un medio de código de programa legible por computadora incorporado en el mismo para transmitir una secuencia precodificada de niveles analógicos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizado porque el canal analógico modifica los niveles analógicos transmitidos, comprendiendo el método: medio de código de programa legible por computadora para mapear bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clases de equivalencia, caracterizado porque cada clase de equivalencia contiene uno o más puntos de constelación; y medio de código de programa legible por computadora para seleccionar un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los bits de datos a transmitirse; y medio de código de programa legible por computadora para transmitir un nivel que produce el punto de constelación seleccionado en una entrada al dispositivo de cuantificación.
17. 17. El medio utilizable de computadora según la reivindicación 16, caracterizado porque el medio de código de programa legible por computadora para seleccionar un punto de constelación incluye un medio de código de programa legible por computadora para filtrar los puntos de constelación previamente seleccionados con un dispositivo de filtro y seleccionar los puntos de constelación en base a la salida del dispositivo de filtro. ~ ~~
18. 18. El medio utilizable de computadora según la reivindicación 17, caracterizado porque incluye además el medio de código de programa legible por computadora para filtrar el nivel transmitido con un prefiltro que tiene una respuesta de filt o predefinida, g(n) .
19. 19. El medio utilizable de computadora según la reivindicación 18, caracterizado porque lairespues ta del dispositivo de filtro es: ?P(i) -i) en donde p(i) es una respuesta de objetivo y x(n-i) representa los niveles previamente transmitidos .
20. 20. El medio utilizable de computadora según la reivindicación 19, caracterizado porque incluye además un medio de código de programa legible por computadora para derivar la respuesta de objetivo, p(n), y la respuesta de prefiltro, g(n), a partir de la respuesta predeterminada, c(n), del canal analógico.
21. 21. El medio utilizable de computadora según la reivindicación 19, caracterizado porque el medio de código de programa legible por computadora incluye el medio de código de programa legible por computadora para transmitir los niveles, x(n), de acuerdo con la siguiente función : x(?) = y(rí) - ?p(i)x(n - i) t= \ en donde y(n) son los puntos de constelación.
22. 22. El medio utilizable de computadora según la reivindicación 21, caracterizado porque el medio de código de programa legible por computadora para seleccionar incluye el medio de código de programa legible por computadora para seleccionar el punto de constelación en cada clase de equivalencia lo cual minimiza la potencia de transmisión del transmisor al seleccionar el punto de constelación, y(n), lo cual produce el valor más pequeño para x(n) .
23. 23. Una señal de datos de computadora incorporada en una onda portadora, "caracterizada porque incorporado en la señal de datos de computadora se encuentra el medio de código de programa legible por computadora para transmitir una secuencia precodi f icada de " niveles analógicos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizada porque el canal analógico modifica las niveles analógicos transmitidos, comprendiendo el método : medio de código de programa legible por computadora para mapear bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clases de equivalencia, caracterizado porque cada clase de equivalencia contiene uno o más puntos de constelación; y medio de código de programa legible por computadora para seleccionar un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los bits de datos a transmitirse.; y medio de código de programa legible por computadora para transmitir un nivel que produce el punto de constelación deseado en una entrada al dispositivo de cuantificación.
24. 24. La señal de datos de computadora según la reivindicación 23, caracterizada porque el medio de código de programa legible por computadora para seleccionar un punto de constelación incluye un medio de código de programa legible por computadora para filtrar los puntos de constelación previamente seleccionados con un dispositivo de filtro y seleccionar los puntos de constelación en base a la salida del dispositivo de filtro.
25. 25. La señal de datos de computadora según la reivindicación 24, caracterizada porque incluye además un medio de código de programa legible por computadora para filtrar el nivel transmitido con un prefiltro que tiene una respuesta de filtro predefinida, g(n) .
26. 26. La señal de datos de computadora según la reivindicación 25, caracterizada porque la respuesta del filtro de dispositivo es: p(i)x(n - i) ;=! 'én donde p(i) es una respuesta objetivo y x(n-i) representa los niveles previamente transmitidos.
27. 27. La señal de datos de computadora según la reivindicación 26, caracterizada porque incluye además un medio de código de programa legible por computadora para derivar la respuesta de objetivo, p(n), y la respuesta de prefiltro, g(n), a partir de la respuesta predeterminada, c(n), del canal analógico.
28. 28. La señal de datos de computadora según la reivindicación 26, caracterizada porque el medio de código de programa legible por computadora para transmitir incluye el medio de código de programa legible por computadora para transmitir los niveles, x(n), de acuerdo con la siguiente función: Nr x(n) = y(n) - ?p(i)x(n - i) en donde y(n) son los puntos de constelación.
29. 29. La señal de datos de computadora según la reivindicación 28, caracterizada porque el medio de código de programa legible por computadora para seleccionar incluye el medio de código de programa legible por computadora para seleccionar el punto de constelación en cada clase de equivalencia lo cual minimiza la potencia de transmisión del transmisor al seleccionar el punto de constelación, y(n), lo cual produce el valor más pequeño para x(n) .
30. 30. En un módem de modulación por código de pulso (PCM) analógico adaptado para la transmisión de datos PCM corriente arriba a un módem PCM digital, un transmisor _para precodificar una secuencia de niveles analógicos transmitidos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizado porque el canal analógico modifica los niveles analógicos transmitidos, comprendiendo el transmisor: un dispositivo de mapeo para mapear los bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clases de equivalencia, caracterizado porque cada clase de equivalencia contiene uno o más puntos de constelación; y un selector de punto de constelación interconectado al dispositivo de mapeo el cual selecciona un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los bits de datos a transmitirse y el cual transmite un nivel analógico que produce el punto de constelación seleccionado en una entrada al dispositivo de cuantificación.
31. 31. En un módem de modulación por código de pulso (PCM) analógico adaptado para la transmisión de datos PCM a otro módem PCM analógico, un transmisor para precodificar una secuencia de niveles analógicos transmitidos a través de un canal analógico a un dispositivo de cuantificación, caracterizado porque el canal analógico modifica los niveles analógicos transmitidos, comprendiendo el transmisor: un dispositivo de mapeo para mapear los bits de datos a transmitirse hacia una secuencia de clases de equivalencia, caracterizado porque cada clase de equivalencia contiene uno o más puntos de constelación; y un selector de punto de constelación interconectado al dispositivo de mapeo el cual selecciona un punto de constelación en cada clase de equivalencia para representar los. bits de datos a transmitirse y el cual transmite un nivel analógico que produce el punto de constelación seleccionado en una entrada al dispositivo de cuantificación.