JP3739542B2 - 送信信号を生成する方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信ネットワークを通じてのデータの伝送に関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまで市場に出回っているほとんどすべての音声帯域モデムの設計は、公衆交換電話網チャネルがエンドツーエンドでアナログチャネルであるというモデルに基づいている。このようなモデルでは、重要なノイズ源の１つは、いわゆるＰＣＭボコーダ（パルス符号変調音声符号器）によって生じる量子化ノイズである。特に、発信中央局では、ＰＣＭボコーダは、音声信号やアナログ音声帯域データ信号（例えばＱＡＭ信号）のような入力アナログ信号を、ネットワークのコア内のディジタル設備を通じて伝送するために、ディジタル形式に変換する。着信中央局では、マッチングボコーダが、その信号を再びアナログ形式に変換する。量子化ノイズは、入力信号が量子化前にサンプリングされるときに、振幅がボコーダのあらかじめ定義された量子化レベルのいずれとも正確には等しくないことから生じる。こうして、送信されるのは、実際の信号振幅に最も近い量子化レベルであり、実際には、そのレベルを表現する（例えば）８ビットワードである。実際の振幅と、その振幅の伝送される表現の間の相違は、ノイズの形として受信モデムに現れる。これを量子化ノイズという。
【０００３】
チャネルにおけるノイズは、モデムの設計において重要な問題である。特に、そのシグナリングおよび変調のフォーマットの設計において重要である。その理由は、信号が伝送されるネットワークによって課されるパワー制約が、仮定される最悪の場合のノイズレベルとともに、存在を仮定しなければならない最悪の場合の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）につながるからである。さらに、ＳＮＲは、データがチャネルを通じて伝送されることができるレートを制限する２つの主要なファクタのうちの１つである（もう１つは帯域幅である）。
【０００４】
ここ２０年ほどにわたって開発されてきた直交振幅変調、トレリス符号化、エコー消去、および適応等化を含むさまざまな技術によって、モデムデータレートは、ネットワークのＳＮＲおよび帯域幅の制約にもかかわらず、１９８０年代初期の毎秒約２．４キロビット（２．４ｋｂｐｓ）から、今日の３０ｋｂｐｓ以上のレートまで、改善されてきた。さらに、米国特許第５，４０６，５８３号（発行日：１９９５年４月１１日、発明者：N. Dagdeviren）には、伝送されるデータビットを、ボコーダの量子化レベルを表現する符号を用いて符号化し、その符号をディジタル形式でネットワークに送信することによって、チャネル全体で障害の源としてのボコーダ量子化ノイズを完全に除去し、それによって、公衆交換電話網チャネルによって達成可能なデータレートをさらに向上させることができることが記載されている。こうして、伝送される信号の振幅（実際には８ビットワードによって表現される）を、ボコーダのあらかじめ定義された量子化ノイズに一致させることによって、受信ボコーダのアナログ出力振幅は入力振幅の近似表現ではなく正確な表現となる。要するに、このアプローチは、ボコーダの量子化レベルから導出される信号点のコンステレーション（信号点配置）に基づいて、変調信号方式を実装するものである。このようなコンステレーションをここでは「ＰＣＭ導出コンステレーション」という。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
音声帯域モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、いわゆる符号化利得を達成するために、既存の信号方式にトレリス符号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化技術を適用して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレートでデータの伝送を行うことができる。しかし、本発明の発明者が計算を実行したところによると、ＰＣＭ導出コンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装しても、ほとんどあるいは全く符号化利得がない。これは、通信産業で広く用いられているボコーダが、非線形量子化特性を有することに起因する。（代表的には）２５６個の利用可能な量子化レベルのうちの比較的多くが、波形の比較的高振幅の部分に用いられるよりも、比較的低振幅の部分を符号化するために使用される。さらに、詳細は後述するように、この非線形特性のために、ＰＣＭ導出コンステレーションの点間の最小距離が、関連するコンステレーションのサイズに応じて、大幅に縮小するので、トレリス符号化自体によって達成される利点がほとんど完全になくなってしまう。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
しかし、本発明の発明者は、大きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法を発見した。
【０００７】
本発明によれば、ＰＣＭ導出コンステレーション全体のうちのいくつかのサブコンステレーションのそれぞれに対して、相異なる冗長符号化のレベル（冗長符号化をしない可能性を含む）を使用する変調方式によって、ＰＣＭ導出コンステレーションから伝送のための信号点を選択する。サブコンステレーションのうちの少なくとも１つに用いられる符号化は、他のいずれのサブコンステレーションに用いられるいずれの符号化とも独立に実行される。好ましい実施例では、サブコンステレーションは、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の重なり合わない部分であり、冗長符号はトレリス符号であり、サブコンステレーションとともに用いられるトレリス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、その最小距離に関するデシベル利得の量が増大する。
【０００８】
実施例では、ＰＣＭ導出コンステレーションは２つのサブコンステレーション（「内サブコンステレーション」および「外サブコンステレーション」という。）に分割され、内サブコンステレーションの最小距離は、外サブコンステレーションの最小距離より小さい。所定のトレリス符号が内サブコンステレーションに用いられ、外サブコンステレーションにはトレリス符号は使用されない。
【０００９】
本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。
【００１０】
ＰＣＭ導出コンステレーションの場合に内サブコンステレーションと外サブコンステレーションを利用するという考え方は、フランス国Sophia-AntipolisのInstitut EurecomのP. A. HumbletとJ. G. Troulisによる"The Information Driveway"と題する論文に記載されている。これは１９９５年１１月３０日の日付を有しており、インターネットに投稿されたものである。この文書が公知になったときに本発明の発明者は知らなかった。いずれにしても、Humbletらによって記載された符号化方式では、両方のサブコンステレーションから独立に信号点を選択する過程で単一のトレリス符号が使用されており、本願発明のように、サブコンステレーションのうちの少なくとも１つに対して独立に行われているのではない。Humbletらが実際に彼らの方式を実用上どのように実装したかについて、彼らの論文には明らかではない点がいくつかあり、さらに、誤り性能に関して彼らの方式に対して主張されている結果が正しいかどうかも明らかではない。従って、本明細書では、本願発明のアプローチの性能を、Humbletらの論文とではなく、上記のような他の従来技術の構成と比較する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１の通信システムにおいて、コンピュータサーバ１０によってライン１５に出力されるデータビットは、例えば、毎秒５６キロビット（５６ｋｂｐｓ）のレートで、エンドユーザ端末７０へ伝送される。例えば、ワールドワイドウェブアクセスのようなアプリケーションに合わせて、データビットは、逆方向（エンドユーザ端末７０からサーバ１０へ）には、大幅に低いデータレートで通信される。この場合、サーバからユーザへの通信は、グラフィカル情報を伝送するために比較的高いレートである必要があるが、ユーザからサーバへの通信は、一般には個々の英文字や「マウスクリック」などを表すものであり、ずっと低いレートとすることが可能である。説明を明確にするため、後者の「アップストリーム」通信は図１には表示しない。アップストリーム通信についての説明は、この詳細な説明の最後で行う。
【００１２】
サーバ１０の５６ｋｂｐｓ出力は送信モデム２０に送られる。送信モデム２０は一般にサーバと同じ場所に配置される。次に、モデム２０の出力は、近端中央局３０に送られる。従来の音声帯域モデムとは異なり、モデム２０の出力は変調されたキャリア信号ではなく、ディジタルライン２５を通じて中央局３０へ送信されるディジタル信号である。ライン２５上のディジタル信号は、８ビットワードの列からなる。８ビットワード値の相異なる組合せはそれぞれ、あらかじめ定義された信号コンステレーションの信号点を表す。上記の米国特許第５，４０６，５８３号に一般的に記載されているように、このコンステレーションの点は、従来のμ則またはＡ則のボコーダの量子化レベルの所定のサブセットからなる。このようなコンステレーション（以下「ＰＣＭ導出コンステレーション」という。）を、図２および付録１に示し、詳細は後述する。コンピュータサーバ１０の出力データレートは毎秒５６キロビット（５６ｋｂｐｓ）であるが、モデム２０の出力データレートは６４ｋｂｐｓであって、従来のＰＣＭディジタル信号フォーマットと一致している。５６ｋｂｐｓ信号が６４ｋｂｐｓ信号になる状況は、以下の説明で明らかとなるはずである。
【００１３】
重要なことであるが、中央局３０によって受信される６４ｋｂｐｓ信号は既にＰＣＭフォーマットであるため、例えば同じく中央局３０によって受信されるアナログ音声信号に加えられる量子化などの処理を受けることがない。ライン２５から受信され、トランク３５、電話網４０、およびトランク４５を通じて遠端中央局５０に送られるＰＣＭフォーマット信号は、ＰＣＭ形式で伝送される。
【００１４】
モデム２０によって発生される信号はディジタル信号であるが、サーバ１０とエンドユーザ端末７０の間の全コネクションは完全にはディジタルではない。遠端中央局５０に入力されるときの信号は、（中央局５０側から見ると、）符号化音声信号や従来の音声帯域モデム信号のような送信されてくる他の６４ｋｂｐｓのＰＣＭ符号化信号と区別することができない。すなわち、中央局３０は、モデム２０から発信された信号を通常のＰＣＭチャネルに送信する。従って、その信号は、遠端中央局５０に到達すると、中央局５０に到達する他のすべてのＰＣＭ符号化信号と全く同様にＰＣＭボコーダ５５に入力される。ＰＣＭボコーダ５５の出力は、（代表的には）３．５ｋＨｚの帯域幅を占める音声帯域アナログ信号となる。この信号は、アナログローカルループ５８を通じてユーザ宅内へ伝送される。
【００１５】
ユーザ宅内では、受信モデム６０が、受信した音声帯域アナログ信号（送信されたＰＣＭ導出コンステレーションの信号点を表す）を、それらの信号点がモデム２０で生成された方法に応じて、復調し、復号する。その結果リード６９上に得られる５６ｋｂｐｓ出力ビットストリームはエンドユーザ端末７０（例えば、加入者のパーソナルコンピュータ）に送られる。
【００１６】
ＰＣＭ導出信号コンステレーションの性質は図２の考察から理解される。従来のＰＣＭ符号化で用いられるμ則あるいはＡ則の量子化は、２５５個または２５６個の量子化レベルを使用する。図２に表されているのは、短い横棒で表されている、μ則符号器の１２８個の非負量子化レベルである。これらの量子化レベルは８個のセグメントに分割され、各セグメントは、「セグメント境界」と表示された長めの横棒によって区切られ、１６個の等間隔の量子化レベルを有する。８個のセグメントのそれぞれの振幅範囲は、隣の振幅が小さいほうのセグメントの約２倍である。こうして、セグメント内の量子化レベル間の距離は、引き続くセグメントごとに増大していく。このように、この方式は、量子化されるべきアナログ信号の対数圧縮を行う。上記の２倍の結果、および、その結果として高振幅のセグメントの量子化レベル間の間隔が広くなることにより、図中で１２８個のすべての量子化レベルを正しい縮尺で正確に示すのは不便である。そこで、図２には、最初の４個のセグメントのすべての量子化レベルと、他のいくつかの量子化レベルのみを正確に示している。μ則符号器は１２７個の負の量子化レベルも含むが、これらは、正の量子化レベルの鏡像として配置される。
【００１７】
ＰＣＭ導出信号コンステレーションの信号点は、ＰＣＭ量子化レベルのうちの選択されたものからなり、それにより、上記のように、システム全体のノイズ源としてのＰＣＭ量子化ノイズを除去する。モデム２０および６０によって使用されるＰＣＭ導出信号コンステレーションを構成する信号点を図２では点（ドット）で表す。８０個の正値信号点があるが、ここでも上記の広い間隔のために、８０個の信号点をすべて正確に図２に表すことは実際的ではない。ＰＣＭ導出コンステレーションはまた、８０個の負値信号点を鏡像として含む。この例示的なＰＣＭ導出コンステレーションの１６０個の全信号点の正確な振幅レベル（および、後述の、符号化されるデータがそれらの信号点によって表現される方式）は付録１に示されている。
【００１８】
所望の全データビットレートを達成するために信号コンステレーション内に与えられた点の数を仮定すると、ＰＣＭ導出コンステレーションから信号点を選択する従来のアプローチでは、（ａ）できるだけ等間隔で、（ｂ）量子化レベル間の最小距離がネットワークのピークおよび平均のパワー制約に合わせてできるだけ大きくなるような量子化レベルのものを選択することになる。特に、最小距離の判断基準は、重要な設計パラメータとなる。その理由は、伝送される信号点は、ローカルループ５８を通るときに、チャネルノイズやその他のチャネル障害によって信号空間において不可避的に変位するからである。従って、伝送信号点が受信モデム６０で誤って検出される範囲は、その伝送信号点がＰＣＭ導出コンステレーションにおいて最も近い点からどのくらい離れているかに依存する。このような方式は、特定のアプリケーションには十分であるような誤り率性能の期待されるレベルを達成するであろう。さらに高いレベルの誤り率性能が必要とされる場合には、上記のとおり音声モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、コンステレーションの信号点間の有効最小距離を実際（すなわち、信号点間のユークリッド最小距離）よりも大きくすることを達成するために、既存の信号方式にトレリス符号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化技術を適用して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレートが実現される。しかし、本発明の発明者が計算を実行したところによると、ＰＣＭ導出コンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装しても、ほとんどあるいは全く、信号点間の有効最小距離は増大しない。これは、ＰＣＭ符号化方式の対数的性質による。特に、トレリス符号化変調方式を実装すると、符号化しない場合よりも、コンステレーション内の信号点の必要な数が増大する。さらに、信号点間の実際の最小距離を最大化するプロセスは、少なくとも比較的大きいコンステレーションの場合、信号コンステレーションの高振幅信号点がすべて、隣接するＰＣＭ量子化レベルからとられることを意味する。（ここで、信号点振幅あるいは量子化レベル振幅について高いあるいは低いとは、問題となっている量の絶対値に関してのことである。）これは、必要となる追加の信号点は、低振幅の量子化レベルからとらなければならないことを意味する。従って、信号点間の実際の最小距離が縮小するので、信号点間の実際の最小距離の減少により、トレリス符号化自体によって達成される利点がほとんど完全になくなってしまうことが分かる。すなわち、拡大したコンステレーションの有効最小距離は、もとの拡大していないコンステレーションの実際の最小距離とほとんど等しくなる。
【００１９】
しかし、本発明の発明者は、コンステレーションの有効最小距離を大幅に増大させるように、ＰＣＭ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法を発見した。
【００２０】
まず、実施例の特別な場合を考える。これは、ＰＣＭ導出コンステレーションを、２つのサブコンステレーション（以下「内サブコンステレーション」および「外サブコンステレーション」という。）に分割することによって達成される。内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の境界は図２および付録１に図式的に示されている。付録１から分かるように、内サブコンステレーションは、実際の最小距離が４である６４個の信号点からなる。この最小距離は、例えば、振幅が−２および＋２である信号点の間の距離である。（ここでは、ＰＣＭボコーダの量子化レベル間の最小距離は１という正規化された値であると仮定する。）外サブコンステレーションは９６個の点からなり、このコンステレーションの実際の最小距離は１６である。これは、例えば、振幅が１６３．５と１７９．５の点の間の距離である。内サブコンステレーションの実際の最小距離は外サブコンステレーションの実際の最小距離より小さいため、それ以外のことがなされない場合、全コンステレーションの最小距離は４となり、これがコンステレーションの全体の性能を決定することになる。しかし、内サブコンステレーションとともに所定のトレリス符号を用い、その一方で、より低いレベルのトレリス符号化（この例では、実際には、全くトレリス符号化しない。）を外サブコンステレーションに対して用いる。こうして、外サブコンステレーションの最小距離を１６のままとしながら、トレリス符号化によって、内サブコンステレーションの有効最小距離（従って、コンステレーション全体としての有効最小距離）を４から大幅に増大させる。
【００２１】
具体的には、コンステレーションの（あるいは、この場合には、サブコンステレーションの）「有効最小距離」は、任意の２個の有効な信号点列からとった信号点の間のユークリッド距離の２乗の和の最小値の平方根で与えられる。トレリス符号化システムでは信号点のあらゆる列が有効なわけではなく、これが、チャネル障害に対する高い耐性を与えることになる。これに対して、一般の符号化されていないシステムでは、信号点のあらゆる列が有効であり、この場合、コンステレーションの有効最小距離は、実際の最小距離、すなわち、コンステレーションの任意の２個の信号点間の最小ユークリッド距離に等しい。（例えば、"Trellis-Coded Modulation with Multidimensional Constellations", IEEE Trans. on Information Theory, pp.483-501 (July 1987)、参照。本明細書で「有効最小距離」と呼んでいるパラメータは、この論文では「任意の２個の有効な信号点列間の最小２乗ユークリッド距離(minimum squared Euclidian distance between any two valid sequences of signal points)」と呼ばれているものの平方根に等しい。）
【００２２】
実際の最小距離から有効最小距離へ、サブコンステレーションの最小距離が増大することは、２０ｌｏｇ10（有効最小距離／実際の最小距離）で与えられる公称デシベル利得として表現することができる。このパラメータは、トレリス符号の結果得られる誤り耐性における改善の尺度となる。（真のデシベル利得は、符号に通常付随する大きい誤り係数の効果により、公称デシベル利得よりも小さくなる。例えば、本実施例では、公称デシベル利得と真のデシベル利得の間には０．５ｄＢの差がある。本発明の目的では、「デシベル利得」という用語は、真のデシベル利得または公称デシベル利得のいずれを指すものとしてもよい。）
【００２３】
本実施例では、内サブコンステレーションの有効最小距離は１５であり、実際の最小距離の４と比べて、公称デシベル利得は１１．５ｄＢとなる。
【００２４】
好ましい実施例では、内サブコンステレーションの有効最小距離は、外サブコンステレーションの有効最小距離と等しくされ、あるいは、実用上ほとんど等しくされる。以下で詳細に説明するように、本実施例で用いられる特定のトレリス符号を使用すると、外サブコンステレーションの有効最小距離（＝実際の最小距離）の１６と比べて、内サブコンステレーションの有効最小距離は、今述べたとおり１５である。これは、トレリス符号化変調を全く用いない場合、あるいは、従来技術から示唆されるようにＰＣＭ導出コンステレーション全体にわたってトレリス符号化変調を用いる場合のいずれを考慮しても、従来技術によって達成されるよりも良好な結果である。これについて詳細は後述する。
【００２５】
（さらに実装上の詳細として注意すべき点であるが、サブコンステレーション間の最小距離は、理想的には、複数のサブコンステレーションの有効最小距離のうちの最小のもの以上であるべきである。この理由は、ここで最終的に性能を決定するものは、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の有効最小距離であり、これは、（ｉ）サブコンステレーション内の信号点間の有効最小距離と、（ｉｉ）サブコンステレーションどうしの間の最小距離、のうち最小のものである。この判断基準は、本実施例では、内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の最小距離は、振幅１４７．５と１６３．５の点の間の距離、すなわち１６（＞１５）であるということで、満たされている。）
【００２６】
一般に、本発明によれば、任意の数のサブコンステレーションが存在することが可能であるが、これらは好ましくは重なり合わない。すなわち、いずれのサブコンステレーションも、他のサブコンステレーションの信号点の振幅の間に入る振幅の信号点を有しない。２個のサブコンステレーションの場合に言い換えると、第１のサブコンステレーションの信号点はすべて、第２のサブコンステレーションのいずれの信号点よりも振幅が小さい。さまざまなレベルの冗長符号化（冗長符号化を使用しない可能性を含む。）が、全ＰＣＭ導出コンステレーションのそれぞれのサブコンステレーションに対して使用される。冗長符号化は例えばトレリス符号化である。サブコンステレーションとともに用いられるトレリス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、デシベル利得の量が増大することにより、各サブコンステレーションに対して適度に有効最小距離を増大させる。こうして、本実施例によれば、例えば、内サブコンステレーションは、実際の最小距離は４と小さいため、外サブコンステレーションよりも高いデシベル利得が与えられる。
【００２７】
本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点間の有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。
【００２８】
モデム２０の第１実施例を図３に示す。特に、そのスクランブラ１９は、ライン１５上の５６ｋｂｐｓデータのシリアルストリームを受信して従来のスクランブリング（ランダム化ともいう。）動作を行い、その結果のスクランブルされたビットストリームは、直並列ビット変換器２１によってＮビットワード（例えばＮ＝７）の列に変換される。各ワードの７ビット（Ｉ１，ｉ２，...，Ｉ７で表す。）は、並列に、リード２２上に、毎秒１／Ｔのレートで出力される。ただし、Ｔはいわゆる信号間隔であり、その値は、ＰＣＭ信号フォーマットによって規定される。具体的には、Ｔ＝０．１２５ｍｓｅｃであり、従って、いわゆるシンボルレート（一般にボーレートという。）は、毎秒１／（０．１２５×１０-3）＝８×１０3シンボル、すなわち、８ｋｂａｕｄとなる。
【００２９】
ＰＣＭ導出コンステレーションのそれぞれのサブコンステレーション用の変調器に、さまざまな入力ビットパターンが入力される。本実施例では、あるビットパターンがリード２２に現れると、内サブコンステレーションが使用される。この場合、リード２２のビットは、スイッチ２４によって、レート１／２トレリス符号器２６および内サブコンステレーションマッパ２７からなる符号化変調器３７に入力されることにより、マッパ２７の出力においては、内サブコンステレーションの信号点のストリームが識別される。他のビットパターンがリード２２に現れたときには、外サブコンステレーションが使用される。この場合、リード２２のビットは、外サブコンステレーションマッパ２８からなる非符号化変調器３８に入力されることにより、マッパ２８の出力においては、外サブコンステレーションの信号点のストリームが識別される。マッパ２７および２８の出力は、それぞれ、対応する信号点が導出されるもととなったＰＣＭ量子化レベルを表す８ビットワードである。これらは、スイッチ２９によって、並直列ビット変換器３１に入力された後、トランク２５に出力される。スイッチ２９はスイッチ２４と連携して制御される。並直列ビット変換器３１は、選択された信号点を表す伝送出力信号を生成する。この信号はトランク２５に出力される。この出力信号によって運ばれるビットは、６４ｋｂｐｓ（＝８ビット×８ｋｂａｕｄ）のレートである。
【００３０】
具体的には、リード２２上で、内サブコンステレーションを用いて表されるべきビットパターンは、所定の判断基準を満たすものである。これは、例えば、ｑ≧１個の所定のビット位置で特定の値を有するビットパターンである。本実施例では、このビットパターンは、Ｉ６およびＩ７の値がいずれも０であるようなビットパターンである。これら２ビットの値は、いずれの変調器に入力ビットを送るかという方向選択をしているので、以下、これら２ビットを「方向選択ビット」ということにする。この場合、ビットＩ１〜Ｉ５は、スイッチ２４によって符号化変調器３７に入力され、最終的に内サブコンステレーションからの信号点が指定される。（ビットＩ６およびＩ７を符号化変調器３７に入力する必要はない。内サブコンステレーションからの信号点が受信されたという事実が、受信器において、それらのビットの値（すなわちそれぞれ０）を復元するために用いられる。）符号化変調器３７は標準的な設計のものであり、ｋビットからなる第１のビット群（この場合は単一のビットＩ１からなる）がトレリス符号器２６の入力リード３３に入力される。トレリス符号器２６のリード３４へのビット出力はｐ（＞ｋ）ビットからなる。実施例では、ｐ＝２である。これらのビットＸ０およびＸ１がコンステレーションマッパ２７に入力され、一方、ビットＩ２〜Ｉ５は直接にコンステレーションマッパ２７に入力される。コンステレーションマッパ２７の入力における６４個の可能なビットパターンはそれぞれ、内サブコンステレーションの６４個の信号点のうちの１つを指定する。具体的なマッピングの例を付録１に示し、詳細は後述する。
【００３１】
これに対して、リード２２上で、外サブコンステレーションを用いて表されるべきビットパターンは、上記の判断基準を満たさないものであり、ビットＩ６およびＩ７の値が両方とも０ではないものである。すなわち、これらは、３個のビットペア値０１、１０または１１のいずれかである。この場合、ビットＩ１〜Ｉ７はスイッチ２４によって非符号化変調器２８に入力され、最終的に外サブコンステレーションからの信号点が指定される。ビットＩ６およびＩ７は、変調器２８に入力されるときには決して００という値はとらないため、コンステレーションマッパ２８の入力において９６個の可能なビットパターンがあることが確かめられる。各パターンは、外サブコンステレーションの９６個の信号点（これも付録１に詳細を示す。）のうちの１つを指定する。
【００３２】
リード２２上のビットを２つの変調器のうちの１つへ上記のように方向選択することは、ＯＲゲート２３によって制御リード３２上に出力されるビットＩ６とＩ７の論理ＯＲ関数を用いることによって達成される。ＯＲゲート２３は、変調器３７および３８の出力を変換器３１へ適切に入力するためにスイッチ２４および２９を動作させる。また、スイッチ２４が「下」の位置にあることによりトレリス符号器の入力にビットＩ１の新たな値が提供されるときにのみ、いわゆるトレリス符号器の状態（これは例えば有限状態マシンとして実装される。）が入力リード上の信号に応答して前進するという意味で、リード３２上の信号は、トレリス符号器２６の動作も制御する。
【００３３】
本実施例で達成されるＰＣＭ導出コンステレーション全体に対する１５という有効最小距離を、同じ５６ｋｂｐｓというデータレートで従来技術によって達成される有効最小距離を比較する。具体的には、トレリス符号化変調をせずに５６ｋｂｐｓビットストリームをサポートするための７ビット／ボーの符号化は、２7＝１２８点のＰＣＭ導出コンステレーションを必要とする。最良のこのようなコンステレーションでは、実際の最小距離および有効最小距離は８となる。このようにして、本発明は、従来技術よりも大幅に高いレベルの誤り率性能（５６ｋｂｐｓで５ｄＢ高い）を保証する。さらに、従来技術から示唆されるような、ＰＣＭ導出コンステレーション全体にわたって符号化変調器３７のようなトレリス符号化変調を使用することは、性能を悪くこそすれ良くすることはない。具体的には、各ボーごとに符号化される７ビットは、各信号間隔ごとのトレリス符号化によって導入される冗長ビットにより８ビットに拡大されるため、２8＝２５６点のＰＣＭ導出コンステレーションを必要とする。これは、２５６個のμ則量子化レベルがすべてＰＣＭ導出コンステレーションで使用されなければならいことを意味し、従って、少なくとも電話網の平均パワー制約は、多くの高振幅の点の信号ストリーム中の周波数によって破られることになる。さらに、このようなコンステレーションの実際の最小距離は１となり、その結果、トレリス符号化後でも、有効最小距離は３．７５となり、トレリス符号化を全く用いない場合に達成される有効最小距離８よりもさらに悪い。
【００３４】
図４および図５に、トレリス符号器２６を実現する有限状態マシンの実施例を示す。これらの２つの実施例は同じトレリスに基づいており、実現している符号は同一の距離尺度を有し、同じ性能を有する。いずれの場合でも、符号は、既知の設計方法に従って内サブコンステレーションの距離の性質に関連して設計されている。
【００３５】
図４および図５の符号器のいずれを使用するかの選択は、ほとんどは、設計上の事項である。具体的には、図４のトレリス符号器は組織符号器である。このように呼ばれるのは、リード３３上の入力ビットストリームが、リード３４のうちの１つの出力ビットＸ１として符号器出力に直接運ばれるためである。音声帯域モデム設計者は組織符号器を使用することを好むことが多い。それは、何らかの理由で必要な場合に、受信器で復号を実行することなくトレリス符号器に入力された送信ビットを復元する（そのため、最初に符号の使用によって与えられた高いノイズ耐性を実現することはなくなってしまうが）ことが可能なためである。リード３４の他方は、冗長ビットＸ０を運ぶ。これは、６個のＴ秒遅延素子および４個の排他的ＯＲゲートからなる図示したような論理回路によって生成される。ただし、Ｔは上記の信号間隔である。上記のように、トレリス符号器２６の動作は、その状態（その６個の遅延素子の内容によって与えられる）が、スイッチ２４が「下」の位置にあることによりトレリス符号器の入力にビットＩ１の新たな値が提供されるときにのみ、入力リード３３上の信号に応答して変化するという意味で、リード３２上の信号によって制御される。
【００３６】
これに対して、図５に示したトレリス符号器の実施例は非組織符号を実現する。その意味は、図４の場合とは異なり、図５の実施例の出力リード３４上のビットストリームはいずれも、リード３３上の入力ビットストリームの複製ではないということである。図５のトレリス符号器を実現している論理回路を考察すれば分かるように、遅延素子内のビットの値は、入力ビットＩ１の６個の過去の値である。これにより、以下で引用する本願の発明者による米国特許仮出願に記載されたように符号が「終端(terminate)」されることが保証される。（保証はされないが、図４のトレリス符号器によって実現される符号を素早く終端させることも可能である。）符号を終端させることは、本実施例において好ましいことがあり、後述する。
【００３７】
付録１は、コンステレーションマッパ２７および２８に入力されるビットがＰＣＭ導出コンステレーションの信号点にマッピングされる方法の一例を示す。コンステレーションマッパ２８によって外サブコンステレーションの信号点にマッピングされるとき、ビットＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、Ｉ６およびＩ７の値のさまざまな組合せを、任意の方法で信号点に割り当てることが可能である。しかし、好ましい実施例では、グレイ符号化を用いて、与えられた信号点に対応するビットパターンは、隣接する信号点に対応するビットパターン全体と１ビット位置でしか異ならないようにする。外サブコンステレーションのいずれの信号点が送信されたかに関して受信器で誤りが生じた場合、識別された誤った信号点は、実際に送信された信号点に最も近いもののうちの１つであることが最も確からしい。こうして、誤って復元されたビットパターンは、送信されたものと１ビット位置でしか異ならないことになる。従って、例えば、振幅が１６１５．５である信号点に対応するビットパターン（すなわちビットパターン１００１０１１）は、振幅が１６７９．５（１５５１．５）である最も近いものに対応するビットパターンとは第２（第３）ビット位置でのみ異なる。（このような１ビット誤りは、サーバ１０と端末７０の間の通信を支配するプロトコルによって実装される前方誤り訂正方式によって訂正することも可能である。）
【００３８】
ビットＸ０、Ｘ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４およびＩ５の値がコンステレーションマッパ２７によって内コンステレーションの信号点にマッピングされる方法に関しては、まず注意すべき点であるが、ビットＩ６およびＩ７の値は付録１に明示されているが、それらの値（常に０）は、内サブコンステレーションから信号点を選択するために使用されない。むしろ、これらのビットの値は、上記のように、内サブコンステレーション信号点を送信することによって受信器へ暗に伝えられる。従って、受信器が内サブコンステレーションの点を受信したと判断したときには、ビットＩ６およびＩ７の値は受信器でいずれも０であるとして復元される。内サブコンステレーションに対応する他のビットパターンを参照すると、従来のトレリス符号化変調に従って、信号点は、この例では４個のサブセットに分割され、各サブセットの信号点は、ビットＸ０およびＸ１の値が同じである。すなわち、Ｘ０＝Ｘ１＝０である信号点は１つのサブセットに属し、Ｘ０＝０かつＸ１＝１の信号点は別のサブセットに属し、などとなっている。従来の設計規準に従って、各サブセットの最小距離は最大化され、内サブコンステレーション全体の最小距離より大きい。ビットＩ２、Ｉ３、Ｉ４およびＩ５は、ビットＸ０およびＸ１によって識別されるサブセット内の特定の信号点を識別する。内サブコンステレーションに関してもグレイ符号化が利用されるが、それは与えられたサブセット内の点に関してだけである。従って、例えば、Ｘ０＝Ｘ１＝０であるサブセット内では、振幅が１０１．５の信号点に対応するビットパターン（すなわちビットパターン０００１０１）は、そのサブセット内の振幅が１２３．５（８５．５）である最も近い信号点に対応するビットパターンとは第２（第３）ビット位置でしか異ならない。
【００３９】
グレイ符号化は、内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の境界の信号点間（±１６３．５と±１４７．５）でも用いられる。
【００４０】
図６に示すモデム２０の代替実施例は、データレートを低くするという犠牲により、図３のものよりも大幅に高いレベルの誤り率性能を達成する。具体的には、図６の実施例は、４８ｋｂｐｓのデータレートで、さらに１２ｄＢのノイズ耐性を実現する。この実施例は、図３に示したものと非常に類似しているが、いくつかの変更があり、以下で説明する。まず、付録２に示した、異なるＰＣＭ導出コンステレーションを用いる。その信号点は、付録１のコンステレーションに用いたものとは異なるＰＣＭ量子化レベルからとられる。この第２のコンステレーションでは、内サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有するが、それらの最小距離は前のものより大きく、４ではなく１６である。外サブコンステレーションの信号点は３２個だけである。その最小距離も同様に前のものより大きく、１６ではなく６４である。トレリス符号化により、内サブコンステレーションの有効最小距離は６０となり、これは、外サブコンステレーションの最小距離に非常に近く、好ましい。再び、ビットはグレイ符号化される。この第２のＰＣＭ導出コンステレーションの平均パワーは、実際には、北米公衆交換電話網に対して規定される許容最大平均パワーよりわずかに大きい。このような小規模の超過は許容されることがある。許容されない場合には、性能に与える影響を最小の影響のみにしながら厳密に許容限界内にＰＣＭ導出コンステレーションをおさめるように、ＰＣＭ導出コンステレーションのいくつかの信号点をわずかに低い量子化レベルへとうまく調節することが可能である。
【００４１】
図６に示した実施例の、図３の実施例との相違点としては、上記のように、ライン１５上のデータビットのレートは、５６ｋｂｐｓではなく４８ｋｂｐｓである。さらに、直並列ビット変換器２１１の出力のリード２２１上の各ワードは、Ｎ＝７ビットではなくＮ＝６ビットからなる。方向選択ビットとしては１ビットのみ（ビットＩ６）が用いられる。その値が０のとき、ビットＩ１〜Ｉ５は符号化変調器３７１に入力され、内サブコンステレーションの信号点を最終的に指定する。ビットＩ６の値が１のとき、ビットＩ１〜Ｉ５は非符号化変調器３８１に入力され、外サブコンステレーションの信号点を最終的に指定することになる。
【００４２】
図６の実施例は誤り率性能に関して非常に大幅に改善されているが、データレートのうちの８ｋｂｐｓが完全に途中で犠牲にされており、この改善は、状況によっては必要以上であることがある。図７の実施例は、データレートを４ｋｂｐｓ低下させるだけで図３の実施例より誤り率性能を６ｄＢ改善することにより、中程度の改善を実現する。実際、３つの実施例はすべて、最高ビットレートが５６ｋｂｐｓの単一のモデムに対して設計することが可能であるが、図７の実施例および図６の実施例は、それぞれ５２ｋｂｐｓおよび４８ｋｂｐｓのいわゆるフォールバックレートをサポートするために利用される。
【００４３】
図７の実施例も同様に、図３の実施例と非常に類似しているが、いくつかの変更点がある。実際、３つの実施例の間の類似性により、上記で示唆したようにそれらを単一のモデム内に組み込むことが容易に、かつ費用効率よく実行される。図７の実施例のコンステレーションを付録３に示す。内サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有し、最小距離は８である。外サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有するが、最小距離は３２である。トレリス符号化により、内サブコンステレーションの有効最小距離は３０となる。また、この場合も、ビットはグレイ符号化される。（上記のように、５２ｋｂｐｓのレートにより、送信器内でいわゆる分数ビットレート符号化を用いることになる。これにより、本実施例では、振幅が±７９９．５と±８３１．５の信号点間でグレイ符号化違反が生じる。この小さい逸脱は、全体の性能にはほとんど無視できる影響しかなく、実用上の問題はない。）
【００４４】
図７に示した実施例の、図３の実施例との相違点としては、上記のように、ライン１５上のデータビットのレートが５２ｋｂｐｓである。これは、図３および図６の実施例によって提供されるビットレートが信号間隔あたりそれぞれ７ビットおよび６ビットという整数ビットレートであるのに対して、信号間隔あたり６．５ビットという分数ビットレートであることと等価である。
【００４５】
この分数ビットレートを実現するため、Ｉ３ビットは、信号間隔のペアにわたって収集され、直並列ビット変換器２１２の出力（リード１７１上に３ビット、リード１７２上に５ビット、およびリード１７３上にさらに５ビット）において並列形式で出力される。リード１７１上の３ビットは、図８に示した変換テーブルに従ってリード１７４および１７５上に２個の２ビットワードを生成するために、分数ビット符号器１７によって処理される。並直列ワード変換器１８は、リード１７４上の２ビットをリード１７２上の５ビットと組み合わせて、各信号間隔ペアの第１信号間隔に対応する第１のＮ＝７ビットワードをリード２２上に出力した後、リード１７５上の２ビットをリード１７３上の５ビットと組み合わせて、各信号間隔ペアの第２信号間隔に対応する第２のＮ＝７ビットワードをリード２２上に出力する。
【００４６】
図８のテーブルを参照すると、リード１７４および１７５上の各ビットペアは、３個だけの可能なビットパターン００、０１、および１０のうちの１つをとることができることが分かる。従って、リード２２上には７ビットがあるが、２7＝１２８個のビットパターンではなく、９６個のビットパターンのみが実際には現れる。さらに、それらのビットパターンのうちの３２個（すなわち、Ｉ６＝Ｉ７＝０であるパターン）は、図３の実施例の場合と同様に、リード３２上の制御信号によって符号化変調器３７２に入力され、残りの６４個のビットパターンは非符号化変調器３８２に入力される。実際、上記のように、外サブコンステレーションは６４個の信号点からなる。一般に、本実施例のように、分数ビット符号器の出力ビットを利用して、符号化変調器または非符号化変調器への入力ビットを選択すると有利なことが多い。その理由は、容易に確かめられるように、このアプローチは、外サブコンステレーションに必要な信号点の数を縮小し、それにより、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の与えられた有効最小距離に対して平均伝送信号パワーレベルを縮小することが可能になるためである。
【００４７】
また、図８のビット割当て方式でもう１つの注意すべき点は、ランダムな入力データを仮定すると、ビットペア（Ｉ７，Ｉ６）の１０というパターンは、他の２つのパターンよりも少なく現れる。この場合、付録３から確かめられるように、（Ｉ７，Ｉ６）に対するこの特定の値の組合せを有するビットパターンは、外サブコンステレーションの高振幅信号点を選択するために使用すると有利である。この組合せは比較的少ししか現れないため、それ以外の場合に比べて、平均伝送信号パワーが縮小するという効果が生じる。
【００４８】
図９は、図１の受信モデム６０の実施例のブロック図である。具体的には、ローカルループ５８上の音声帯域アナログ信号はフロントエンド信号処理ユニット６１に入力される。フロントエンド信号処理ユニット６１は、自動利得制御、タイミング回復、アナログ−ディジタル変換および等化のような、通常の処理を実行する。最後に２つの動作は、さらに具体的には、米国特許第５，３９４，４３７号（発行日：１９９５年２月２８日、発明者：Ayanoglu他）および米国特許第５，５７８，６２５号（発行日：１９９６年１月１８日、発明者：Ayanoglu他）に記載されている。処理ユニット６１のリード６２への出力は、チャネル障害を受けた信号点の列であり、各信号点の振幅は、８より大きい適当なビット数によって表現される。これらの信号点はサブコンステレーション判定ユニット６３に入力される。サブコンステレーション判定ユニット６３は、受信した各信号点ごとに、その振幅に基づいて、その信号点がいずれのサブコンステレーションに属するかを判定する。本実施例におけるサブコンステレーション間の最小距離は、ＰＣＭ導出コンステレーションの各サブコンステレーションの有効最小距離以上であるため、このサブコンステレーション判定は、特定のサブコンステレーションのいずれの信号点が特定の時点に送信されたかに関して最終的になされる判定よりも信頼性が低くなることはない。
【００４９】
サブコンステレーションを識別するサブコンステレーション判定ユニット６３の出力における制御リード６４上の制御信号は、スイッチ６５を制御して、受信したチャネル障害を受けた信号点を、復号器６６および６７のうちの適当なほうへ入力する。具体的には、復号器６６は、いわゆる最尤復号器（例えばビタビ復号器）からなり、５個のデータビットＩ１〜Ｉ５を復元し出力する。さらに、方向選択ビットＩ６あるいはＩ７の値は、本実施例では、内サブコンステレーションが使用されるときには常に０であるが、復元されたビットＩ１〜Ｉ５とともに、復号器６６から出力される。こうして生成された連続する６ビットまたは７ビットからなるワードはそれぞれ、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ７６に入る。復号器６７は、モデム２０の非符号化変調器によって外サブコンステレーションの信号点で表されたデータビットＩ１〜Ｉ６（Ｉ７）の値を表す６ビットまたは７ビットのワードを復元し出力する単純なスライサからなる。こうして生成された連続する６ビットまたは７ビットからなるワードはそれぞれＦＩＦＯバッファ７７に入る。
【００５０】
もちろん、３個以上のサブコンステレーションを用いる実施例では、受信モデムも、２個だけではなく、対応する数の復号器を有することが考えられる。
【００５１】
バッファ７６および７７にバッファリングされたワードは出力ストリームへとまとめられ、以下で説明するようにスイッチ６８によって方向選択され、分数ビット復号器７３へ送られた後、並直列ビット変換器７４、デスクランブラ７５を通ってリード６９に出力される。送信モデムにおいて分数ビット復号器を使用しない実施例（例えば図３および図６の実施例）では、分数ビット復号器７３は使用しない。
【００５２】
スイッチ６８が制御される方法は以下のとおりである。ビタビ復号法では、特定の受信信号点の値に関する判定は、連続する特定の数の信号点を受信した後にのみなされる。この信号点の数を復号深さという。本実施例で用いられるトレリス符号の場合、復号深さとしては４７信号点を用いることができる。従って、最小限、リード６２上に受信信号点が現れるのと、対応する復元データビットがスイッチ６８に入力されるときの間に、少なくとも４７信号点の遅延を設けなければならない。実際には、このような遅延を設けるため、遅延Ｄを有する遅延素子７１を、サブコンステレーション判定ユニット６３とスイッチ６８の間に設け、スイッチ６８が「上」と「下」の位置の間で移動するのが、スイッチ６５をＤ個の信号間隔だけ遅延させてちょうど鏡像にしたものになるようにする。しかし、受信信号点のすべてが内サブコンステレーションからのものであるわけではない。実際、図３、図６および図７の実施例では、平均でそれぞれ４分の１、２分の１、および８分の３の信号点のみが、内サブコンステレーションからのものである。従って、遅延Ｄを十分に大きい値に設定して、スイッチ６８が「下」の位置のときに、復号器６６からの出力がバッファ７６でなるべく利用可能であるようにしなければならない。例えば、図３の実施例ではＤ＝１９１が用いられる。この数には、１９２個の信号間隔にわたって、平均で４８個の信号点は内サブコンステレーションからのものであり、これはビタビ復号器の所望の復号深さと同程度であるという考察によって到達する。他の実施例については、内サブコンステレーションからの信号点の平均頻度は図３の場合より大きく、Ｄの値は、性能の損失なしに適当に小さくすることができる。いずれの場合でも、Ｄの値を所望の値に増大させることにより、選択したＤの値によるスループット遅延が所期のアプリケーションにとって受け入れられるものである限り、バッファ７６が必要なときに空である確率をさらに小さくすることが可能である。
【００５３】
それでもなお、常に、Ｄの値がいかに大きくても、スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ７６が空である少しの可能性がある。この場合、復号器６６からの出力が強制される。このため、復号された内サブコンステレーション信号点が必要なときにバッファ７６が空であると判断された場合、復号深さ制御信号がリード７８に出力され、復号器６６内のビタビ復号器の現在の復号深さは、未判定の最も古い受信信号点に関する判定が直ちになされるように、縮小される。当業者には理解されるように、これは、ビタビ復号器内で現在パスメトリックが最も小さいトレリスパス上を遡り、最も古い未判定の信号点に対応する点をとることによって行われる。必要なときに復号深さを変化させることができることにより、性能をわずかに向上させるために、長めの復号深さ（例えば、４７ではなく６３）を用いて受信器を設計することが可能である。現在のシステムでは、この復号深さの増大は、全体の復号遅延を変化させない。
【００５４】
スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ７６が空である確率を縮小するためには、１つの可能性は、周期的に（例えば、３０信号点に１回ずつ）、入力データに応答して生成された方向選択ビット値を用いるのではなく０に強制された方向選択ビット値を用いることによって送信器が内サブコンステレーション点を使用するのを強制することである。受信器においてこの強制が起こることが知られている信号間隔においては、（ａ）スイッチ６５は下の位置に強制され、（ｂ）このような信号間隔中に内コンステレーション復号器で復元された方向選択ビット値は例えば並直列ビット変換器７４によって捨てられる。もちろん、これは、ユーザデータのデータレートをきわめてわずかに低下させるが、誤り率性能が少し増大するという効果がある。
【００５５】
スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ７６が空である確率を完全になくし、それによって誤り率性能をさらに増大させるには、米国特許仮出願第６０／０２６７４６号（出願日：１９９６年９月２６日）の記載に従ってトレリス符号を「終端」させると有利である。具体的には、（Ｄ＋１）個の信号間隔からなるグループの最後のＭ個の信号間隔に対して（ただし、トレリス符号は図５の非組織形式の２M状態符号であるとする。）、（ａ）それらの信号間隔の信号点が内サブコンステレーションからのものであることを保証するために方向選択ビット値を０に強制し、（ｂ）同時に、ビットＩ１を固定値（例えばすべて０）に強制して、受信器において、符号の最終状態が、（Ｄ＋１）番目の信号間隔を受信した時点で既知となるようにする。こうして、常に、（Ｄ＋１）個の信号間隔のグループ内に最低２Ｍ個の内サブコンステレーション信号点がある限り、この（Ｄ＋１）個の信号間隔のグループ内に含まれる内サブコンステレーション信号点のすべての値に関する信頼性のある判定が行われる。このアプローチによれば、最大復号遅延はＤ個の信号間隔であることが保証され、従って、上記のように、スイッチ６８が下の位置にあるときにはバッファ７６は決して空でないことが保証される。受信器では、このようにして値が固定値に強制されたすべてのビットは適当に無視されるので、この場合も、誤り率性能の増大と引き替えにユーザデータのデータレートがわずかに低下する。具体的に、本実施例ではＭ＝６であり、（Ｄ＋１）個の信号間隔の間に、図３、図６および図７の実施例においてこの終端手続きの使用によって損失するビット数はそれぞれ３Ｍ＝１８、２Ｍ＝１２および２．５Ｍ＝１５となる。これは、Ｄ＝１９１に対するデータレートの約１パーセントの損失である。
【００５６】
周知のように、遠端中央局５０内のＰＣＭボコーダ５５内に一般に存在する帯域制限フィルタ（図示せず）が、ローカルループ５８上の信号にある程度のシンボル間干渉（ＩＳＩ(intersymbol interference)）を生じる。これは、リード２５上の６４ｋｂｐｓのＰＣＭディジタル信号にいわゆるスタッフィングビットを導入し、それによりその信号によって伝送することができる使用可能な「ペイロード」を減らすことによって対処することができる。さらに、これにより、サーバ１０によって供給されるデータをサポート可能なデータレートが低下する。例えば、スタッフィングビットレートが８ｋｂｐｓである場合、使用可能なペイロードは５６ｋｂｐｓである。本実施例で用いたＰＣＭ導出コンステレーションの各信号点は８ビットによって表されるため、並直列ビット変換器３１への入力は毎秒７ｋ個の信号点というレートに制限される。例えば図３の実施例では各信号点は７個のユーザデータビットを表すため、ライン１５上でサポート可能なデータレートは５６ｋｂｐｓではなく４９ｋｂｐｓとなる。もちろん、このＩＳＩを保証するために他のアプローチをとる場合には、６４ｋｂｐｓを完全にペイロードに使用することも可能である。同様の考察は図６および図７の実施例にも当てはまる。
【００５７】
上記の説明は、コンピュータサーバからエンドユーザ端末への「ダウンストリーム」通信に関するものである。ダウンストリーム方向で達成される高いデータレートでＰＣＭ導出コンステレーションを用いて、逆の「アップストリーム」方向の通信を実現するのはさらに困難な問題である。その理由は、ローカルループ５８はアナログラインであり、その損失およびその他の特性は未知であるためである。従って、このような高いレートでＰＣＭ導出コンステレーションを用いるためには、ローカルループ５８を通じて中央局５０によって受信される信号のアナログレベルをＰＣＭ導出コンステレーションの量子化レベルと整合させ、量子化後に、その信号が、ＰＣＭ導出コンステレーションを構成する所望のレベルに近いレベルへと量子化されるようにするための何らかのメカニズムが要求される。
【００５８】
しかし、そのような信頼性のあるメカニズムは現在のところ利用可能であるとは思われない。従って、アップストリーム通信については、現在のところ、低いデータレートしかサポートすることができない。いずれにしても、これは、上記のように例えばワールドワイドウェブアクセスアプリケーションでは問題ではない。低いデータレートは、例えば、本発明のサブコンステレーションのアプローチを用いるか否かにかかわらず、ＰＣＭ導出コンステレーションを用いることによってサポート可能である。その理由は、低いデータレートは、コンステレーションが少数の信号点しか有しないことを意味し、従って、コンステレーションあるいはサブコンステレーションがより大きい最小距離を有することを意味するからである。こうして、上記の整合を実現することができないために無視し得ないレベルの量子化ノイズが生じるにもかかわらず、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点の分離が大きいために、正確なデータ伝送および復元が可能となる。別の可能性は、アップストリーム方向に、Ｖ．３４のような従来のアナログモデム信号方式を使用することである。このような方式に従って、中央局は、ネットワーク４０から受信した８ビットＰＣＭワードをモデム２０へ送る。コンピュータ１０はディジタルサービスに加入しているため、この中央局の動作は通常のものである。その後、モデム２０は、中央局３０から受信した８ビットＰＣＭワードを、μ則またはＡ則の変換を用いて例えば１３ビットワードに単に変換してから、従来のＶ．３４プロトコルを用いて送信データを復元する。
【００５９】
以上の説明は、本発明の原理の単なる例示である。従って、例えば、当業者には明らかなように、図面のブロック図は、本発明の原理を実現する例示的な回路の概念的表示である。図示したさまざまな要素の機能は、好ましい実施例では、個別のハードウェア要素よりはむしろ、１つあるいは複数のプログラムされたプロセッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップなどによって実装される。従って、特許請求の範囲においては、特定の機能を実行する手段として表現された構成は、例えば、（ａ）その機能を実行する回路要素の組合せ、または、（ｂ）任意の形式の（従って、ファームウェア、マイクロコードなどを含む）のソフトウェアと、当該機能を実現するためにそのソフトウェアを実行する適当な回路の組合せなど、その機能を実行する任意の手段を包含する。
【００６０】
同様に、図示したスイッチは単に概念的なものである。その機能は一般にプログラム論理の動作によって実行される。具体的には、スイッチ６８の動作に関する上記の動作を実現する１つの方法は、（ａ）遅延素子７１を除去し、（ｂ）Ｄ個の信号間隔の間、データを格納することが可能な先入れ先出しバッファとしてバッファ７７を構成することである。リード６４上の信号が外サブコンステレーションからの信号点の受信を示しているときに、復号器６７の出力はバッファ７７に入力される。リード６４上の信号が内サブコンステレーションからの信号点の受信を示しているときには、不正なデータ、すなわち、復号器６７によって決して生成されない値を有するデータがバッファ７７に挿入される。データがバッファ７７から読み出されると、そのデータが正当な値である場合には、分数ビット復号器７３に（あるいは、復号器７３が用いられない場合は並直列ビット変換器７４に）入力される。バッファ７７の出力で不正な値に遭遇すると、その代わりにバッファ７６からデータが取り出され、復号器７３（あるいは変換器７４）に入力されるストリーム内の不正データを置き換える。
【００６１】
送信された信号点がチャネル内のノイズあるいはその他の障害によってもとの値から十分に変位し、サブコンステレーション判定ユニット６３は、送信された点が内サブコンステレーションまたは外サブコンステレーションのいずれからのものかに関して誤る可能性がある。このような事象はビタビ復号器６６の動作に関して重大な結果を引き起こすと考えられるかもしれない。しかし、実際には、送信された内サブコンステレーション信号点が受信モデムにおいて外サブコンステレーション信号点として誤って処理される場合、ビタビ復号器における最尤復号プロセスの結果として最も可能性が高いのは、誤って復号されるのは数個の信号点のみであるというものである。また、バッファ７６の出力は、あるべきはずのものより少ない信号点を有することになるが、それを置き換えるデータはバッファ７７によって供給される。従って、スイッチ６８に供給されるデータは正しくないが、全体として出力ビットストリームに関して同期の損失はない。送信された外サブコンステレーション信号点が受信モデムにおいて内サブコンステレーション信号点として誤って処理される場合にも同様の考察が当てはまる。
【００６２】
必要であれば、方向選択ビットに別の固有の誤り訂正符号を適用し、そのような符号の出力を用いて方向選択機能を制御することも可能である。これは、受信器において、ある一定の内（外）サブコンステレーション信号点列しか現れないことを意味し、従ってそれにより、誤り訂正復号プロセスを通じて、内（外）サブコンステレーション判定の誤り率を小さくすることができる。しかし、このようなアプローチは、データスループットに重大な影響を与えるため、あまり好ましくはないと考えられる。内（外）サブコンステレーション判定の誤り率を小さくする好ましい方法は、必要であれば、単に内サブコンステレーションと外サブコンステレーションをさらに分離するような方法でＰＣＭ導出コンステレーションを配置することである。
【００６３】
図１のいくつかの信号パス（例えば、２５、３５および４５）は、単一の６４ｋｂｐｓストリームのみを伝送するように図示されているが、これもまた概念的表示である。当業者には理解されるように、このようなパスは、複数の多重化された６４ｋｂｐｓストリームをサポートする大容量信号パスであって、各ストリームが送信モデム２０からの上記の信号ストリームであるようなものであることが多い。
【００６４】
必要であれば、いわゆる相関ノイズ（バースト性ノイズを含む）に対する全体的なシステムの耐性を高めるために、既知の設計の信号点インタリーバを並直列ビット変換器３１の前に挿入するとともに、対応する信号点でインタリーバをフロントエンド信号処理ユニット６１の後に挿入することが可能である。このようなインタリーバおよびデインタリーバは、例えば米国特許第５，０５６，１１２（発行日：１９９１年１０月８日、発明者：本願と同一）に記載されたような一般的なものでよい。
【００６５】
ＰＣＭ導出コンステレーションの設計には、既存の電話網にあるさまざまなファクタを考慮に入れることが可能である。例えば、旧式の伝送設備にはいわゆる「ビットロビング(bit robbing)」を利用しているものがある。これにより、実際上、受信信号点が、ＰＣＭ導出コンステレーション内のもとの位置から変位する。この効果は上記のコンステレーション設計では考慮に入れていないが、この変位が符号化変調方式全体の誤り訂正能力の範囲内に入るようにコンステレーションを設計することによって考慮に入れることができる。
【００６６】
本実施例で用いたトレリス符号化変調は、特定の６４状態符号を用いた１次元トレリス符号化変調である。しかし、本発明は、別のトレリス符号や、２次元以上（多次元）符号化変調を用いて実装することも可能である。周知のように、多次元変調は、それぞれのいわゆるチャネルシンボルを、別個に送信される１次元あるいは２次元（例えばＱＡＭ）の信号点の連続として表現することによって実装される。２次元の場合は、振幅および位相を有する複素数値として表現される。
【００６７】
多次元の場合についてさらに具体的には、送信器内の変調器に入力されるいわゆる「ワード」は一般に、いくつかの信号間隔にわたって受信されたビットをまとめることによって形成される。例えば、４次元符号化方式で本発明を実装する場合、変調器のうちの１つに入力するワードを形成するために、４個の信号間隔にわたって受信されるビットをまとめる。これを行う好ましい方法は、送信器の直並列ビット変換器（あるいは並直列ワード変換器）の各出力を各信号間隔ごとに検査することである。内サブコンステレーションを選択する方向選択ビット値が現れたら、その出力を他の同様の出力と、この例では４個のそのような出力が集まるまで組み合わせ、その時点で得られたワードを符号化変調器に入力し、４次元のいわゆる「４個の１次元信号点からなるシンボル」を選択する。外サブコンステレーションを選択する方向選択ビット値が現れたら、前のように、外サブコンステレーション信号点を選択する。受信器においてもとのデータの順序を正しく再現することができるためには、４次元シンボルを構成する信号点は、外サブコンステレーションから選択される信号点と適切に組み合わせられる。
【００６８】
送信モデムと受信モデムが異なる国にある（例えば、一方では電話網でμ則符号化を使用し、他方ではＡ則符号化を使用している）可能性もある。本発明の最適な実装は、チャネルの受信端で使用されている符号化の種類に基づいたＰＣＭ導出コンステレーションを使用することである。こうして、このような国際通信を考える場合、送信モデムは、μ則あるいはＡ則のいずれの符号化に基づいたＰＣＭ導出コンステレーションを用いても、送信データを符号化することが可能である。例えば、エンドユーザ端末７０がコネクションの設定を開始する場合、モデム２０において、発信国は、いわゆるＡＮＩとして送信される発信電話番号に含まれる国コードから識別することができる。当業者であれば、受信モデムが位置する国を識別する方法を提供することも可能であり、それにより、μ則あるいはＡ則のいずれのＰＣＭ導出コンステレーションを使用すべきかを判断することが可能となる。
【００６９】
［付録１］
I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅
----------------------------------------------------
（非符号化９６−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分）
1 0 0 1 0 0 1 - 1,679.5
1 0 0 1 0 1 1 - 1,615.5
1 0 0 1 1 1 1 - 1,551.5
1 0 0 1 1 0 1 - 1,487.5
1 0 0 0 1 0 1 - 1,423.5
1 0 0 0 1 1 1 - 1,359.5
1 0 0 0 0 1 1 - 1,295.5
1 0 0 0 0 0 1 - 1,231.5
1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5
1 0 1 0 0 1 1 - 1,103.5
1 0 1 0 1 1 1 - 1,039.5
1 0 1 0 1 0 1 - 991.5
1 0 1 1 1 0 1 - 959.5
1 0 1 1 1 1 1 - 927.5
1 0 1 1 0 1 1 - 895.5
1 0 1 1 0 0 1 - 863.5
1 1 1 1 0 0 1 - 831.5
1 1 1 1 0 1 1 - 799.5
1 1 1 1 1 1 1 - 767.5
1 1 1 1 1 0 1 - 735.5
1 1 1 0 1 0 1 - 703.5
1 1 1 0 1 1 1 - 671.5
1 1 1 0 0 1 1 - 639.5
1 1 1 0 0 0 1 - 607.5
1 1 0 0 0 0 1 - 575.5
1 1 0 0 0 1 1 - 543.5
1 1 0 0 1 1 1 - 511.5
1 1 0 0 1 0 1 - 487.5
1 1 0 1 1 0 1 - 471.5
1 1 0 1 1 1 1 - 455.5
1 1 0 1 0 1 1 - 439.5
1 1 0 1 0 0 1 - 423.5
0 1 0 1 0 0 1 - 407.5
0 1 0 1 0 1 1 - 391.5
0 1 0 1 1 1 1 - 375.5
0 1 0 1 1 0 1 - 359.5
0 1 0 0 1 0 1 - 343.5
0 1 0 0 1 1 1 - 327.5
0 1 0 0 0 1 1 - 311.5
0 1 0 0 0 0 1 - 295.5
0 1 1 0 0 0 1 - 279.5
0 1 1 0 0 1 1 - 263.5
0 1 1 0 1 1 1 - 247.5
0 1 1 0 1 0 1 - 227.5
0 1 1 1 1 0 1 - 211.5
0 1 1 1 1 1 1 - 195.5
0 1 1 1 0 1 1 - 179.5
0 1 1 1 0 0 1 - 163.5
----------------------------------------------------
（符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション）
0 0 1 1 0 0 1 1 147.5
0 0 0 1 0 0 1 0 139.5
0 0 1 1 0 0 0 1 131.5
0 0 0 1 0 0 0 0 123.5
0 0 1 1 0 1 1 1 115.5
0 0 0 1 0 1 1 0 109.5
0 0 1 1 0 1 0 1 105.5
0 0 0 1 0 1 0 0 101.5
0 0 1 1 1 1 1 1 97.5
0 0 0 1 1 1 1 0 93.5
0 0 1 1 1 1 0 1 89.5
0 0 0 1 1 1 0 0 85.5
0 0 1 1 1 0 1 1 81.5
0 0 0 1 1 0 1 0 77.5
0 0 1 1 1 0 0 1 73.5
0 0 0 1 1 0 0 0 69.5
0 0 1 0 1 0 1 1 65.5
0 0 0 0 1 0 1 0 61.5
0 0 1 0 1 0 0 1 57.5
0 0 0 0 1 0 0 0 53.5
0 0 1 0 1 1 1 1 46.5
0 0 0 0 1 1 1 0 42.5
0 0 1 0 1 1 0 1 38.5
0 0 0 0 1 1 0 0 34.5
0 0 1 0 0 1 1 1 30.5
0 0 0 0 0 1 1 0 26.5
0 0 1 0 0 1 0 1 22.5
0 0 0 0 0 1 0 0 18.5
0 0 1 0 0 0 1 1 14.0
0 0 0 0 0 0 1 0 10.0
0 0 1 0 0 0 0 1 6.0
0 0 0 0 0 0 0 0 2.0
0 0 0 0 0 0 1 1 -2.0
0 0 1 0 0 0 1 0 -6.0
0 0 0 0 0 0 0 1 -10.0
0 0 1 0 0 0 0 0 -14.0
0 0 0 0 0 1 1 1 -18.5
0 0 1 0 0 1 1 0 -22.5
0 0 0 0 0 1 0 1 -26.5
0 0 1 0 0 1 0 0 -30.5
0 0 0 0 1 1 1 1 -34.5
0 0 1 0 1 1 1 0 -38.5
0 0 0 0 1 1 0 1 -42.5
0 0 1 0 1 1 0 0 -46.5
0 0 0 0 1 0 1 1 -53.5
0 0 1 0 1 0 1 0 -57.5
0 0 0 0 1 0 0 1 -61.5
0 0 1 0 1 0 0 0 -65.5
0 0 0 1 1 0 1 1 -69.5
0 0 1 1 1 0 1 0 -73.5
0 0 0 1 1 0 0 1 -77.5
0 0 1 1 1 0 0 0 -81.5
0 0 0 1 1 1 1 1 -85.5
0 0 1 1 1 1 1 0 -89.5
0 0 0 1 1 1 0 1 -93.5
0 0 1 1 1 1 0 0 -97.5
0 0 0 1 0 1 1 1 -101.5
0 0 1 1 0 1 1 0 -105.5
0 0 0 1 0 1 0 1 -109.5
0 0 1 1 0 1 0 0 -115.5
0 0 0 1 0 0 1 1 -123.5
0 0 1 1 0 0 1 0 -131.5
0 0 0 1 0 0 0 1 -139.5
0 0 1 1 0 0 0 0 -147.5
----------------------------------------------------
（非符号化９６−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分）
0 1 1 1 0 0 0 - -163.5
0 1 1 1 0 1 0 - -179.5
0 1 1 1 1 1 0 - -195.5
0 1 1 1 1 0 0 - -211.5
0 1 1 0 1 0 0 - -227.5
0 1 1 0 1 1 0 - -247.5
0 1 1 0 0 1 0 - -263.5
0 1 1 0 0 0 0 - -279.5
0 1 0 0 0 0 0 - -295.5
0 1 0 0 0 1 0 - -311.5
0 1 0 0 1 1 0 - -327.5
0 1 0 0 1 0 0 - -343.5
0 1 0 1 1 0 0 - -359.5
0 1 0 1 1 1 0 - -375.5
0 1 0 1 0 1 0 - -391.5
0 1 0 1 0 0 0 - -407.5
1 1 0 1 0 0 0 - -423.5
1 1 0 1 0 1 0 - -439.5
1 1 0 1 1 1 0 - -455.5
1 1 0 1 1 0 0 - -471.5
1 1 0 0 1 0 0 - -487.5
1 1 0 0 1 1 0 - -511.5
1 1 0 0 0 1 0 - -543.5
1 1 0 0 0 0 0 - -575.5
1 1 1 0 0 0 0 - -607.5
1 1 1 0 0 1 0 - -639.5
1 1 1 0 1 1 0 - -671.5
1 1 1 0 1 0 0 - -703.5
1 1 1 1 1 0 0 - -735.5
1 1 1 1 1 1 0 - -767.5
1 1 1 1 0 1 0 - -799.5
1 1 1 1 0 0 0 - -831.5
1 0 1 1 0 0 0 - -863.5
1 0 1 1 0 1 0 - -895.5
1 0 1 1 1 1 0 - -927.5
1 0 1 1 1 0 0 - -959.5
1 0 1 0 1 0 0 - -991.5
1 0 1 0 1 1 0 - -1,039.5
1 0 1 0 0 1 0 - -1,103.5
1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 0 0 0 0 0 - -1,231.5
1 0 0 0 0 1 0 - -1,295.5
1 0 0 0 1 1 0 - -1,359.5
1 0 0 0 1 0 0 - -1,423.5
1 0 0 1 1 0 0 - -1,487.5
1 0 0 1 1 1 0 - -1,551.5
1 0 0 1 0 1 0 - -1,615.5
1 0 0 1 0 0 0 - -1,679.5
【００７０】
［付録２］
I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅
-----------------------------------------------
（非符号化３２−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分）
1 0 1 0 0 1 - 1,615.5
1 0 1 0 1 1 - 1,551.5
1 0 1 1 1 1 - 1,487.5
1 0 1 1 0 1 - 1,423.5
1 0 0 1 0 1 - 1,359.5
1 0 0 1 1 1 - 1,295.5
1 0 0 0 1 1 - 1,231.5
1 0 0 0 0 1 - 1,167.5
1 1 0 0 0 1 - 1,103.5
1 1 0 0 1 1 - 991.5
1 1 0 1 1 1 - 927.5
1 1 0 1 0 1 - 863.5
1 1 1 1 0 1 - 799.5
1 1 1 1 1 1 - 735.5
1 1 1 0 1 1 - 671.5
1 1 1 0 0 1 - 607.5
-----------------------------------------------
（符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション）
0 1 1 0 0 1 1 543.5
0 0 1 0 0 1 0 511.5
0 1 1 0 0 0 1 487.5
0 0 1 0 0 0 0 471.5
0 1 1 0 1 1 1 455.5
0 0 1 0 1 1 0 439.5
0 1 1 0 1 0 1 423.5
0 0 1 0 1 0 0 407.5
0 1 1 1 1 1 1 391.5
0 0 1 1 1 1 0 375.5
0 1 1 1 1 0 1 359.5
0 0 1 1 1 0 0 343.5
0 1 1 1 0 1 1 327.5
0 0 1 1 0 1 0 311.5
0 1 1 1 0 0 1 295.5
0 0 1 1 0 0 0 279.5
0 1 0 1 0 1 1 263.5
0 0 0 1 0 1 1 235.5
0 1 0 1 0 0 1 219.5
0 0 0 1 0 0 0 203.5
0 1 0 1 1 1 1 187.5
0 0 0 1 1 1 0 171.5
0 1 0 1 1 0 1 155.5
0 0 0 1 1 0 0 139.5
0 1 0 0 1 1 1 123.5
0 0 0 0 1 1 0 105.5
0 1 0 0 1 0 1 89.5
0 0 0 0 1 0 0 73.5
0 1 0 0 0 1 1 57.5
0 0 0 0 0 1 0 40.5
0 1 0 0 0 0 1 24.5
0 0 0 0 0 0 0 8.0
0 0 0 0 0 1 1 -8.0
0 1 0 0 0 1 0 -24.5
0 0 0 0 0 0 1 -40.5
0 1 0 0 0 0 0 -57.5
0 0 0 0 1 1 1 -73.5
0 1 0 0 1 1 0 -89.5
0 0 0 0 1 0 1 -105.5
0 1 0 0 1 0 0 -123.5
0 0 0 1 1 1 1 -139.5
0 1 0 1 1 1 0 -155.5
0 0 0 1 1 0 1 -171.5
0 1 0 1 1 0 0 -187.5
0 0 0 1 0 1 1 -203.5
0 1 0 1 0 1 0 -219.5
0 0 0 1 0 0 0 -235.5
0 1 0 1 0 0 0 -263.5
0 0 1 1 0 1 1 -279.5
0 1 1 1 0 1 0 -295.5
0 0 1 1 0 0 1 -311.5
0 1 1 1 0 0 0 -327.5
0 0 1 1 1 1 1 -343.5
0 1 1 1 1 1 0 -359.5
0 0 1 1 1 0 1 -375.5
0 1 1 1 1 0 0 -391.5
0 0 1 0 1 1 1 -407.5
0 1 1 0 1 1 0 -423.5
0 0 1 0 1 0 1 -439.5
0 1 1 0 1 0 0 -455.5
0 0 1 0 0 1 1 -471.5
0 1 1 0 0 1 0 -487.5
0 0 1 0 0 0 1 -511.5
0 1 1 0 0 0 0 -543.5
-----------------------------------------------
（非符号化３２−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分）
1 1 1 0 0 0 - -607.5
1 1 1 0 1 0 - -671.5
1 1 1 1 1 0 - -735.5
1 1 1 1 0 0 - -799.5
1 1 0 1 0 0 - -863.5
1 1 0 1 1 0 - -927.5
1 1 0 0 1 0 - -991.5
1 1 0 0 0 0 - -1,103.5
1 0 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 0 0 1 0 - -1,231.5
1 0 0 1 1 0 - -1,295.5
1 0 0 1 0 0 - -1,359.5
1 0 1 1 0 0 - -1,423.5
1 0 1 1 1 0 - -1,487.5
1 0 1 0 1 0 - -1,551.5
1 0 1 0 0 0 - -1,615.5
【００７１】
［付録３］
I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅
----------------------------------------------------
（非符号化６４−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分）
1 0 1 1 0 0 1 - 1,615.5
1 0 1 1 0 1 1 - 1,551.5
1 0 1 1 1 1 1 - 1,487.5
1 0 1 1 1 0 1 - 1,423.5
1 0 1 0 1 0 1 - 1,359.5
1 0 1 0 1 1 1 - 1,295.5
1 0 1 0 0 1 1 - 1,231.5
1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5
1 0 0 0 0 0 1 - 1,103.5
1 0 0 0 0 1 1 - 1,039.5
1 0 0 0 1 1 1 - 991.5
1 0 0 0 1 0 1 - 959.5
1 0 0 1 1 0 1 - 927.5
1 0 0 1 1 1 1 - 895.5
1 0 0 1 0 1 1 - 863.5
1 0 0 1 0 0 1 - 831.5
0 1 0 1 0 0 1 - 799.5
0 1 0 1 0 1 1 - 767.5
0 1 0 1 1 1 1 - 735.5
0 1 0 1 1 0 1 - 703.5
0 1 0 0 1 0 1 - 671.5
0 1 0 0 1 1 1 - 639.5
0 1 0 0 0 1 1 - 607.5
0 1 0 0 0 0 1 - 575.5
0 1 1 0 0 0 1 - 543.5
0 1 1 0 0 1 1 - 511.5
0 1 1 0 1 1 1 - 471.5
0 1 1 0 1 0 1 - 439.5
0 1 1 1 1 0 1 - 407.5
0 1 1 1 1 1 1 - 375.5
0 1 1 1 0 1 1 - 343.5
0 1 1 1 0 0 1 - 311.5
----------------------------------------------------
（符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション）
0 0 1 1 0 0 1 1 279.5
0 0 0 1 0 0 1 0 263.5
0 0 1 1 0 0 0 1 247.5
0 0 0 1 0 0 0 0 235.5
0 0 1 1 0 1 1 1 227.5
0 0 0 1 0 1 1 0 219.5
0 0 1 1 0 1 0 1 211.5
0 0 0 1 0 1 0 0 203.5
0 0 1 1 1 1 1 1 195.5
0 0 0 1 1 1 1 0 187.5
0 0 1 1 1 1 0 1 179.5
0 0 0 1 1 1 0 0 171.5
0 0 1 1 1 0 1 1 163.5
0 0 0 1 1 0 1 0 155.5
0 0 1 1 1 0 0 1 147.5
0 0 0 1 1 0 0 0 139.5
0 0 1 0 1 0 1 1 131.5
0 0 0 0 1 0 1 0 123.5
0 0 1 0 1 0 0 1 109.5
0 0 0 0 1 0 0 0 101.5
0 0 1 0 1 1 1 1 93.5
0 0 0 0 1 1 1 0 85.5
0 0 1 0 1 1 0 1 77.5
0 0 0 0 1 1 0 0 69.5
0 0 1 0 0 1 1 1 61.5
0 0 0 0 0 1 1 0 53.5
0 0 1 0 0 1 0 1 44.5
0 0 0 0 0 1 0 0 36.5
0 0 1 0 0 0 1 1 28.5
0 0 0 0 0 0 1 0 20.5
0 0 1 0 0 0 0 1 12.0
0 0 0 0 0 0 0 0 4.0
0 0 0 0 0 0 1 1 -4.0
0 0 1 0 0 0 1 0 -12.0
0 0 0 0 0 0 0 1 -20.5
0 0 1 0 0 0 0 0 -28.5
0 0 0 0 0 1 1 1 -36.5
0 0 1 0 0 1 1 0 -44.5
0 0 0 0 0 1 0 1 -53.5
0 0 1 0 0 1 0 0 -61.5
0 0 0 0 1 1 1 1 -69.5
0 0 1 0 1 1 1 0 -77.5
0 0 0 0 1 1 0 1 -85.5
0 0 1 0 1 1 0 0 -93.5
0 0 0 0 1 0 1 1 -101.5
0 0 1 0 1 0 1 0 -109.5
0 0 0 0 1 0 0 1 -123.5
0 0 1 0 1 0 0 0 -131.5
0 0 0 1 1 0 1 1 -139.5
0 0 1 1 1 0 1 0 -147.5
0 0 0 1 1 0 0 1 -155.5
0 0 1 1 1 0 0 0 -163.5
0 0 0 1 1 1 1 1 -171.5
0 0 1 1 1 1 1 0 -179.5
0 0 0 1 1 1 0 1 -187.5
0 0 1 1 1 1 0 0 -195.5
0 0 0 1 0 1 1 1 -203.5
0 0 1 1 0 1 1 0 -211.5
0 0 0 1 0 1 0 1 -219.5
0 0 1 1 0 1 0 0 -227.5
0 0 0 1 0 0 1 1 -235.5
0 0 1 1 0 0 1 0 -247.5
0 0 0 1 0 0 0 1 -263.5
0 0 1 1 0 0 0 0 -279.5
----------------------------------------------------
（非符号化６４−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分）
0 1 1 1 0 0 0 - -311.5
0 1 1 1 0 1 0 - -343.5
0 1 1 1 1 1 0 - -375.5
0 1 1 1 1 0 0 - -407.5
0 1 1 0 1 0 0 - -439.5
0 1 1 0 1 1 0 - -471.5
0 1 1 0 0 1 0 - -511.5
0 1 1 0 0 0 0 - -543.5
0 1 0 0 0 0 0 - -575.5
0 1 0 0 0 1 0 - -607.5
0 1 0 0 1 1 0 - -639.5
0 1 0 0 1 0 0 - -671.5
0 1 0 1 1 0 0 - -703.5
0 1 0 1 1 1 0 - -735.5
0 1 0 1 0 1 0 - -767.5
0 1 0 1 0 0 0 - -799.5
1 0 0 1 0 0 0 - -831.5
1 0 0 1 0 1 0 - -863.5
1 0 0 1 1 1 0 - -895.5
1 0 0 1 1 0 0 - -927.5
1 0 0 0 1 0 0 - -959.5
1 0 0 0 1 1 0 - -991.5
1 0 0 0 0 1 0 - -1,039.5
1 0 0 0 0 0 0 - -1,103.5
1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 1 0 0 1 0 - -1,231.5
1 0 1 0 1 1 0 - -1,295.5
1 0 1 0 1 0 0 - -1,359.5
1 0 1 1 1 0 0 - -1,423.5
1 0 1 1 1 1 0 - -1,487.5
1 0 1 1 0 1 0 - -1,551.5
1 0 1 1 0 0 0 - -1,615.5
【００７２】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、大きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用することが可能となる。本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を実現する通信システムのブロック図である。
【図２】本発明によって使用される例示的なＰＣＭ導出信号コンステレーションが従来のＰＣＭボコーダ量子化レベルから導出される状況を示す図である。
【図３】図１の通信システムで用いられる送信モデムの第１実施例のブロック図である。
【図４】図３のモデムで使用されるトレリス符号器の実施例の図である。
【図５】図３のモデムで使用されるトレリス符号器の実施例の図である。
【図６】図１の通信システムで用いられる送信モデムの代替実施例の図である。
【図７】図１の通信システムで用いられる送信モデムの代替実施例の図である。
【図８】図７の実施例で用いられる分数ビット符号器の動作を定義するテーブルを表す図である。
【図９】図１の通信システムで用いられる受信モデムの実施例のブロック図である。
【符号の説明】
１０ コンピュータサーバ
１７ 分数ビット符号器
１８ 並直列ワード変換器
１９ スクランブラ
２０ 送信モデム
２１ 直並列ビット変換器
２１１ 直並列ビット変換器
２３ ＯＲゲート
２４ スイッチ
２５ ディジタルライン
２６ レート１／２トレリス符号器
２７ 内サブコンステレーションマッパ
２８ 外サブコンステレーションマッパ
２９ スイッチ
３０ 近端中央局
３１ 並直列ビット変換器
３２ 制御リード
３５ トランク
３７ 符号化変調器
３７１ 符号化変調器
３８ 非符号化変調器
４０ 電話網
４５ トランク
５０ 遠端中央局
５５ ＰＣＭボコーダ
５８ アナログローカルループ
６０ 受信モデム
６１ フロントエンド信号処理ユニット
６３ サブコンステレーション判定ユニット
６５ スイッチ
６６ 復号器
６７ 復号器
６８ スイッチ
７０ エンドユーザ端末
７１ 遅延素子
７３ 分数ビット復号器
７４ 並直列ビット変換器
７５ デスクランブラ
７６ ＦＩＦＯバッファ
７７ ＦＩＦＯバッファ
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信ネットワークを通じてのデータの伝送に関する。
【０００２】
【従来の技術】
これまで市場に出回っているほとんどすべての音声帯域モデムの設計は、公衆交換電話網チャネルがエンドツーエンドでアナログチャネルであるというモデルに基づいている。このようなモデルでは、重要なノイズ源の１つは、いわゆるＰＣＭボコーダ（パルス符号変調音声符号器）によって生じる量子化ノイズである。特に、発信中央局では、ＰＣＭボコーダは、音声信号やアナログ音声帯域データ信号（例えばＱＡＭ信号）のような入力アナログ信号を、ネットワークのコア内のディジタル設備を通じて伝送するために、ディジタル形式に変換する。着信中央局では、マッチングボコーダが、その信号を再びアナログ形式に変換する。量子化ノイズは、入力信号が量子化前にサンプリングされるときに、振幅がボコーダのあらかじめ定義された量子化レベルのいずれとも正確には等しくないことから生じる。こうして、送信されるのは、実際の信号振幅に最も近い量子化レベルであり、実際には、そのレベルを表現する（例えば）８ビットワードである。実際の振幅と、その振幅の伝送される表現の間の相違は、ノイズの形として受信モデムに現れる。これを量子化ノイズという。
【０００３】
チャネルにおけるノイズは、モデムの設計において重要な問題である。特に、そのシグナリングおよび変調のフォーマットの設計において重要である。その理由は、信号が伝送されるネットワークによって課されるパワー制約が、仮定される最悪の場合のノイズレベルとともに、存在を仮定しなければならない最悪の場合の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）につながるからである。さらに、ＳＮＲは、データがチャネルを通じて伝送されることができるレートを制限する２つの主要なファクタのうちの１つである（もう１つは帯域幅である）。
【０００４】
ここ２０年ほどにわたって開発されてきた直交振幅変調、トレリス符号化、エコー消去、および適応等化を含むさまざまな技術によって、モデムデータレートは、ネットワークのＳＮＲおよび帯域幅の制約にもかかわらず、１９８０年代初期の毎秒約２．４キロビット（２．４ｋｂｐｓ）から、今日の３０ｋｂｐｓ以上のレートまで、改善されてきた。さらに、米国特許第５，４０６，５８３号（発行日：１９９５年４月１１日、発明者：N. Dagdeviren）には、伝送されるデータビットを、ボコーダの量子化レベルを表現する符号を用いて符号化し、その符号をディジタル形式でネットワークに送信することによって、チャネル全体で障害の源としてのボコーダ量子化ノイズを完全に除去し、それによって、公衆交換電話網チャネルによって達成可能なデータレートをさらに向上させることができることが記載されている。こうして、伝送される信号の振幅（実際には８ビットワードによって表現される）を、ボコーダのあらかじめ定義された量子化ノイズに一致させることによって、受信ボコーダのアナログ出力振幅は入力振幅の近似表現ではなく正確な表現となる。要するに、このアプローチは、ボコーダの量子化レベルから導出される信号点のコンステレーション（信号点配置）に基づいて、変調信号方式を実装するものである。このようなコンステレーションをここでは「ＰＣＭ導出コンステレーション」という。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
音声帯域モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、いわゆる符号化利得を達成するために、既存の信号方式にトレリス符号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化技術を適用して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレートでデータの伝送を行うことができる。しかし、本発明の発明者が計算を実行したところによると、ＰＣＭ導出コンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装しても、ほとんどあるいは全く符号化利得がない。これは、通信産業で広く用いられているボコーダが、非線形量子化特性を有することに起因する。（代表的には）２５６個の利用可能な量子化レベルのうちの比較的多くが、波形の比較的高振幅の部分に用いられるよりも、比較的低振幅の部分を符号化するために使用される。さらに、詳細は後述するように、この非線形特性のために、ＰＣＭ導出コンステレーションの点間の最小距離が、関連するコンステレーションのサイズに応じて、大幅に縮小するので、トレリス符号化自体によって達成される利点がほとんど完全になくなってしまう。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
しかし、本発明の発明者は、大きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法を発見した。
【０００７】
本発明によれば、ＰＣＭ導出コンステレーション全体のうちのいくつかのサブコンステレーションのそれぞれに対して、相異なる冗長符号化のレベル（冗長符号化をしない可能性を含む）を使用する変調方式によって、ＰＣＭ導出コンステレーションから伝送のための信号点を選択する。サブコンステレーションのうちの少なくとも１つに用いられる符号化は、他のいずれのサブコンステレーションに用いられるいずれの符号化とも独立に実行される。好ましい実施例では、サブコンステレーションは、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の重なり合わない部分であり、冗長符号はトレリス符号であり、サブコンステレーションとともに用いられるトレリス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、その最小距離に関するデシベル利得の量が増大する。
【０００８】
実施例では、ＰＣＭ導出コンステレーションは２つのサブコンステレーション（「内サブコンステレーション」および「外サブコンステレーション」という。）に分割され、内サブコンステレーションの最小距離は、外サブコンステレーションの最小距離より小さい。所定のトレリス符号が内サブコンステレーションに用いられ、外サブコンステレーションにはトレリス符号は使用されない。
【０００９】
本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。
【００１０】
ＰＣＭ導出コンステレーションの場合に内サブコンステレーションと外サブコンステレーションを利用するという考え方は、フランス国Sophia-AntipolisのInstitut EurecomのP. A. HumbletとJ. G. Troulisによる"The Information Driveway"と題する論文に記載されている。これは１９９５年１１月３０日の日付を有しており、インターネットに投稿されたものである。この文書が公知になったときに本発明の発明者は知らなかった。いずれにしても、Humbletらによって記載された符号化方式では、両方のサブコンステレーションから独立に信号点を選択する過程で単一のトレリス符号が使用されており、本願発明のように、サブコンステレーションのうちの少なくとも１つに対して独立に行われているのではない。Humbletらが実際に彼らの方式を実用上どのように実装したかについて、彼らの論文には明らかではない点がいくつかあり、さらに、誤り性能に関して彼らの方式に対して主張されている結果が正しいかどうかも明らかではない。従って、本明細書では、本願発明のアプローチの性能を、Humbletらの論文とではなく、上記のような他の従来技術の構成と比較する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１の通信システムにおいて、コンピュータサーバ１０によってライン１５に出力されるデータビットは、例えば、毎秒５６キロビット（５６ｋｂｐｓ）のレートで、エンドユーザ端末７０へ伝送される。例えば、ワールドワイドウェブアクセスのようなアプリケーションに合わせて、データビットは、逆方向（エンドユーザ端末７０からサーバ１０へ）には、大幅に低いデータレートで通信される。この場合、サーバからユーザへの通信は、グラフィカル情報を伝送するために比較的高いレートである必要があるが、ユーザからサーバへの通信は、一般には個々の英文字や「マウスクリック」などを表すものであり、ずっと低いレートとすることが可能である。説明を明確にするため、後者の「アップストリーム」通信は図１には表示しない。アップストリーム通信についての説明は、この詳細な説明の最後で行う。
【００１２】
サーバ１０の５６ｋｂｐｓ出力は送信モデム２０に送られる。送信モデム２０は一般にサーバと同じ場所に配置される。次に、モデム２０の出力は、近端中央局３０に送られる。従来の音声帯域モデムとは異なり、モデム２０の出力は変調されたキャリア信号ではなく、ディジタルライン２５を通じて中央局３０へ送信されるディジタル信号である。ライン２５上のディジタル信号は、８ビットワードの列からなる。８ビットワード値の相異なる組合せはそれぞれ、あらかじめ定義された信号コンステレーションの信号点を表す。上記の米国特許第５，４０６，５８３号に一般的に記載されているように、このコンステレーションの点は、従来のμ則またはＡ則のボコーダの量子化レベルの所定のサブセットからなる。このようなコンステレーション（以下「ＰＣＭ導出コンステレーション」という。）を、図２および付録１に示し、詳細は後述する。コンピュータサーバ１０の出力データレートは毎秒５６キロビット（５６ｋｂｐｓ）であるが、モデム２０の出力データレートは６４ｋｂｐｓであって、従来のＰＣＭディジタル信号フォーマットと一致している。５６ｋｂｐｓ信号が６４ｋｂｐｓ信号になる状況は、以下の説明で明らかとなるはずである。
【００１３】
重要なことであるが、中央局３０によって受信される６４ｋｂｐｓ信号は既にＰＣＭフォーマットであるため、例えば同じく中央局３０によって受信されるアナログ音声信号に加えられる量子化などの処理を受けることがない。ライン２５から受信され、トランク３５、電話網４０、およびトランク４５を通じて遠端中央局５０に送られるＰＣＭフォーマット信号は、ＰＣＭ形式で伝送される。
【００１４】
モデム２０によって発生される信号はディジタル信号であるが、サーバ１０とエンドユーザ端末７０の間の全コネクションは完全にはディジタルではない。遠端中央局５０に入力されるときの信号は、（中央局５０側から見ると、）符号化音声信号や従来の音声帯域モデム信号のような送信されてくる他の６４ｋｂｐｓのＰＣＭ符号化信号と区別することができない。すなわち、中央局３０は、モデム２０から発信された信号を通常のＰＣＭチャネルに送信する。従って、その信号は、遠端中央局５０に到達すると、中央局５０に到達する他のすべてのＰＣＭ符号化信号と全く同様にＰＣＭボコーダ５５に入力される。ＰＣＭボコーダ５５の出力は、（代表的には）３．５ｋＨｚの帯域幅を占める音声帯域アナログ信号となる。この信号は、アナログローカルループ５８を通じてユーザ宅内へ伝送される。
【００１５】
ユーザ宅内では、受信モデム６０が、受信した音声帯域アナログ信号（送信されたＰＣＭ導出コンステレーションの信号点を表す）を、それらの信号点がモデム２０で生成された方法に応じて、復調し、復号する。その結果リード６９上に得られる５６ｋｂｐｓ出力ビットストリームはエンドユーザ端末７０（例えば、加入者のパーソナルコンピュータ）に送られる。
【００１６】
ＰＣＭ導出信号コンステレーションの性質は図２の考察から理解される。従来のＰＣＭ符号化で用いられるμ則あるいはＡ則の量子化は、２５５個または２５６個の量子化レベルを使用する。図２に表されているのは、短い横棒で表されている、μ則符号器の１２８個の非負量子化レベルである。これらの量子化レベルは８個のセグメントに分割され、各セグメントは、「セグメント境界」と表示された長めの横棒によって区切られ、１６個の等間隔の量子化レベルを有する。８個のセグメントのそれぞれの振幅範囲は、隣の振幅が小さいほうのセグメントの約２倍である。こうして、セグメント内の量子化レベル間の距離は、引き続くセグメントごとに増大していく。このように、この方式は、量子化されるべきアナログ信号の対数圧縮を行う。上記の２倍の結果、および、その結果として高振幅のセグメントの量子化レベル間の間隔が広くなることにより、図中で１２８個のすべての量子化レベルを正しい縮尺で正確に示すのは不便である。そこで、図２には、最初の４個のセグメントのすべての量子化レベルと、他のいくつかの量子化レベルのみを正確に示している。μ則符号器は１２７個の負の量子化レベルも含むが、これらは、正の量子化レベルの鏡像として配置される。
【００１７】
ＰＣＭ導出信号コンステレーションの信号点は、ＰＣＭ量子化レベルのうちの選択されたものからなり、それにより、上記のように、システム全体のノイズ源としてのＰＣＭ量子化ノイズを除去する。モデム２０および６０によって使用されるＰＣＭ導出信号コンステレーションを構成する信号点を図２では点（ドット）で表す。８０個の正値信号点があるが、ここでも上記の広い間隔のために、８０個の信号点をすべて正確に図２に表すことは実際的ではない。ＰＣＭ導出コンステレーションはまた、８０個の負値信号点を鏡像として含む。この例示的なＰＣＭ導出コンステレーションの１６０個の全信号点の正確な振幅レベル（および、後述の、符号化されるデータがそれらの信号点によって表現される方式）は付録１に示されている。
【００１８】
所望の全データビットレートを達成するために信号コンステレーション内に与えられた点の数を仮定すると、ＰＣＭ導出コンステレーションから信号点を選択する従来のアプローチでは、（ａ）できるだけ等間隔で、（ｂ）量子化レベル間の最小距離がネットワークのピークおよび平均のパワー制約に合わせてできるだけ大きくなるような量子化レベルのものを選択することになる。特に、最小距離の判断基準は、重要な設計パラメータとなる。その理由は、伝送される信号点は、ローカルループ５８を通るときに、チャネルノイズやその他のチャネル障害によって信号空間において不可避的に変位するからである。従って、伝送信号点が受信モデム６０で誤って検出される範囲は、その伝送信号点がＰＣＭ導出コンステレーションにおいて最も近い点からどのくらい離れているかに依存する。このような方式は、特定のアプリケーションには十分であるような誤り率性能の期待されるレベルを達成するであろう。さらに高いレベルの誤り率性能が必要とされる場合には、上記のとおり音声モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、コンステレーションの信号点間の有効最小距離を実際（すなわち、信号点間のユークリッド最小距離）よりも大きくすることを達成するために、既存の信号方式にトレリス符号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化技術を適用して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレートが実現される。しかし、本発明の発明者が計算を実行したところによると、ＰＣＭ導出コンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装しても、ほとんどあるいは全く、信号点間の有効最小距離は増大しない。これは、ＰＣＭ符号化方式の対数的性質による。特に、トレリス符号化変調方式を実装すると、符号化しない場合よりも、コンステレーション内の信号点の必要な数が増大する。さらに、信号点間の実際の最小距離を最大化するプロセスは、少なくとも比較的大きいコンステレーションの場合、信号コンステレーションの高振幅信号点がすべて、隣接するＰＣＭ量子化レベルからとられることを意味する。（ここで、信号点振幅あるいは量子化レベル振幅について高いあるいは低いとは、問題となっている量の絶対値に関してのことである。）これは、必要となる追加の信号点は、低振幅の量子化レベルからとらなければならないことを意味する。従って、信号点間の実際の最小距離が縮小するので、信号点間の実際の最小距離の減少により、トレリス符号化自体によって達成される利点がほとんど完全になくなってしまうことが分かる。すなわち、拡大したコンステレーションの有効最小距離は、もとの拡大していないコンステレーションの実際の最小距離とほとんど等しくなる。
【００１９】
しかし、本発明の発明者は、コンステレーションの有効最小距離を大幅に増大させるように、ＰＣＭ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法を発見した。
【００２０】
まず、実施例の特別な場合を考える。これは、ＰＣＭ導出コンステレーションを、２つのサブコンステレーション（以下「内サブコンステレーション」および「外サブコンステレーション」という。）に分割することによって達成される。内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の境界は図２および付録１に図式的に示されている。付録１から分かるように、内サブコンステレーションは、実際の最小距離が４である６４個の信号点からなる。この最小距離は、例えば、振幅が−２および＋２である信号点の間の距離である。（ここでは、ＰＣＭボコーダの量子化レベル間の最小距離は１という正規化された値であると仮定する。）外サブコンステレーションは９６個の点からなり、このコンステレーションの実際の最小距離は１６である。これは、例えば、振幅が１６３．５と１７９．５の点の間の距離である。内サブコンステレーションの実際の最小距離は外サブコンステレーションの実際の最小距離より小さいため、それ以外のことがなされない場合、全コンステレーションの最小距離は４となり、これがコンステレーションの全体の性能を決定することになる。しかし、内サブコンステレーションとともに所定のトレリス符号を用い、その一方で、より低いレベルのトレリス符号化（この例では、実際には、全くトレリス符号化しない。）を外サブコンステレーションに対して用いる。こうして、外サブコンステレーションの最小距離を１６のままとしながら、トレリス符号化によって、内サブコンステレーションの有効最小距離（従って、コンステレーション全体としての有効最小距離）を４から大幅に増大させる。
【００２１】
具体的には、コンステレーションの（あるいは、この場合には、サブコンステレーションの）「有効最小距離」は、任意の２個の有効な信号点列からとった信号点の間のユークリッド距離の２乗の和の最小値の平方根で与えられる。トレリス符号化システムでは信号点のあらゆる列が有効なわけではなく、これが、チャネル障害に対する高い耐性を与えることになる。これに対して、一般の符号化されていないシステムでは、信号点のあらゆる列が有効であり、この場合、コンステレーションの有効最小距離は、実際の最小距離、すなわち、コンステレーションの任意の２個の信号点間の最小ユークリッド距離に等しい。（例えば、"Trellis-Coded Modulation with Multidimensional Constellations", IEEE Trans. on Information Theory, pp.483-501 (July 1987)、参照。本明細書で「有効最小距離」と呼んでいるパラメータは、この論文では「任意の２個の有効な信号点列間の最小２乗ユークリッド距離(minimum squared Euclidian distance between any two valid sequences of signal points)」と呼ばれているものの平方根に等しい。）
【００２２】
実際の最小距離から有効最小距離へ、サブコンステレーションの最小距離が増大することは、２０ｌｏｇ10（有効最小距離／実際の最小距離）で与えられる公称デシベル利得として表現することができる。このパラメータは、トレリス符号の結果得られる誤り耐性における改善の尺度となる。（真のデシベル利得は、符号に通常付随する大きい誤り係数の効果により、公称デシベル利得よりも小さくなる。例えば、本実施例では、公称デシベル利得と真のデシベル利得の間には０．５ｄＢの差がある。本発明の目的では、「デシベル利得」という用語は、真のデシベル利得または公称デシベル利得のいずれを指すものとしてもよい。）
【００２３】
本実施例では、内サブコンステレーションの有効最小距離は１５であり、実際の最小距離の４と比べて、公称デシベル利得は１１．５ｄＢとなる。
【００２４】
好ましい実施例では、内サブコンステレーションの有効最小距離は、外サブコンステレーションの有効最小距離と等しくされ、あるいは、実用上ほとんど等しくされる。以下で詳細に説明するように、本実施例で用いられる特定のトレリス符号を使用すると、外サブコンステレーションの有効最小距離（＝実際の最小距離）の１６と比べて、内サブコンステレーションの有効最小距離は、今述べたとおり１５である。これは、トレリス符号化変調を全く用いない場合、あるいは、従来技術から示唆されるようにＰＣＭ導出コンステレーション全体にわたってトレリス符号化変調を用いる場合のいずれを考慮しても、従来技術によって達成されるよりも良好な結果である。これについて詳細は後述する。
【００２５】
（さらに実装上の詳細として注意すべき点であるが、サブコンステレーション間の最小距離は、理想的には、複数のサブコンステレーションの有効最小距離のうちの最小のもの以上であるべきである。この理由は、ここで最終的に性能を決定するものは、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の有効最小距離であり、これは、（ｉ）サブコンステレーション内の信号点間の有効最小距離と、（ｉｉ）サブコンステレーションどうしの間の最小距離、のうち最小のものである。この判断基準は、本実施例では、内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の最小距離は、振幅１４７．５と１６３．５の点の間の距離、すなわち１６（＞１５）であるということで、満たされている。）
【００２６】
一般に、本発明によれば、任意の数のサブコンステレーションが存在することが可能であるが、これらは好ましくは重なり合わない。すなわち、いずれのサブコンステレーションも、他のサブコンステレーションの信号点の振幅の間に入る振幅の信号点を有しない。２個のサブコンステレーションの場合に言い換えると、第１のサブコンステレーションの信号点はすべて、第２のサブコンステレーションのいずれの信号点よりも振幅が小さい。さまざまなレベルの冗長符号化（冗長符号化を使用しない可能性を含む。）が、全ＰＣＭ導出コンステレーションのそれぞれのサブコンステレーションに対して使用される。冗長符号化は例えばトレリス符号化である。サブコンステレーションとともに用いられるトレリス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、デシベル利得の量が増大することにより、各サブコンステレーションに対して適度に有効最小距離を増大させる。こうして、本実施例によれば、例えば、内サブコンステレーションは、実際の最小距離は４と小さいため、外サブコンステレーションよりも高いデシベル利得が与えられる。
【００２７】
本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点間の有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。
【００２８】
モデム２０の第１実施例を図３に示す。特に、そのスクランブラ１９は、ライン１５上の５６ｋｂｐｓデータのシリアルストリームを受信して従来のスクランブリング（ランダム化ともいう。）動作を行い、その結果のスクランブルされたビットストリームは、直並列ビット変換器２１によってＮビットワード（例えばＮ＝７）の列に変換される。各ワードの７ビット（Ｉ１，ｉ２，...，Ｉ７で表す。）は、並列に、リード２２上に、毎秒１／Ｔのレートで出力される。ただし、Ｔはいわゆる信号間隔であり、その値は、ＰＣＭ信号フォーマットによって規定される。具体的には、Ｔ＝０．１２５ｍｓｅｃであり、従って、いわゆるシンボルレート（一般にボーレートという。）は、毎秒１／（０．１２５×１０-3）＝８×１０3シンボル、すなわち、８ｋｂａｕｄとなる。
【００２９】
ＰＣＭ導出コンステレーションのそれぞれのサブコンステレーション用の変調器に、さまざまな入力ビットパターンが入力される。本実施例では、あるビットパターンがリード２２に現れると、内サブコンステレーションが使用される。この場合、リード２２のビットは、スイッチ２４によって、レート１／２トレリス符号器２６および内サブコンステレーションマッパ２７からなる符号化変調器３７に入力されることにより、マッパ２７の出力においては、内サブコンステレーションの信号点のストリームが識別される。他のビットパターンがリード２２に現れたときには、外サブコンステレーションが使用される。この場合、リード２２のビットは、外サブコンステレーションマッパ２８からなる非符号化変調器３８に入力されることにより、マッパ２８の出力においては、外サブコンステレーションの信号点のストリームが識別される。マッパ２７および２８の出力は、それぞれ、対応する信号点が導出されるもととなったＰＣＭ量子化レベルを表す８ビットワードである。これらは、スイッチ２９によって、並直列ビット変換器３１に入力された後、トランク２５に出力される。スイッチ２９はスイッチ２４と連携して制御される。並直列ビット変換器３１は、選択された信号点を表す伝送出力信号を生成する。この信号はトランク２５に出力される。この出力信号によって運ばれるビットは、６４ｋｂｐｓ（＝８ビット×８ｋｂａｕｄ）のレートである。
【００３０】
具体的には、リード２２上で、内サブコンステレーションを用いて表されるべきビットパターンは、所定の判断基準を満たすものである。これは、例えば、ｑ≧１個の所定のビット位置で特定の値を有するビットパターンである。本実施例では、このビットパターンは、Ｉ６およびＩ７の値がいずれも０であるようなビットパターンである。これら２ビットの値は、いずれの変調器に入力ビットを送るかという方向選択をしているので、以下、これら２ビットを「方向選択ビット」ということにする。この場合、ビットＩ１〜Ｉ５は、スイッチ２４によって符号化変調器３７に入力され、最終的に内サブコンステレーションからの信号点が指定される。（ビットＩ６およびＩ７を符号化変調器３７に入力する必要はない。内サブコンステレーションからの信号点が受信されたという事実が、受信器において、それらのビットの値（すなわちそれぞれ０）を復元するために用いられる。）符号化変調器３７は標準的な設計のものであり、ｋビットからなる第１のビット群（この場合は単一のビットＩ１からなる）がトレリス符号器２６の入力リード３３に入力される。トレリス符号器２６のリード３４へのビット出力はｐ（＞ｋ）ビットからなる。実施例では、ｐ＝２である。これらのビットＸ０およびＸ１がコンステレーションマッパ２７に入力され、一方、ビットＩ２〜Ｉ５は直接にコンステレーションマッパ２７に入力される。コンステレーションマッパ２７の入力における６４個の可能なビットパターンはそれぞれ、内サブコンステレーションの６４個の信号点のうちの１つを指定する。具体的なマッピングの例を付録１に示し、詳細は後述する。
【００３１】
これに対して、リード２２上で、外サブコンステレーションを用いて表されるべきビットパターンは、上記の判断基準を満たさないものであり、ビットＩ６およびＩ７の値が両方とも０ではないものである。すなわち、これらは、３個のビットペア値０１、１０または１１のいずれかである。この場合、ビットＩ１〜Ｉ７はスイッチ２４によって非符号化変調器２８に入力され、最終的に外サブコンステレーションからの信号点が指定される。ビットＩ６およびＩ７は、変調器２８に入力されるときには決して００という値はとらないため、コンステレーションマッパ２８の入力において９６個の可能なビットパターンがあることが確かめられる。各パターンは、外サブコンステレーションの９６個の信号点（これも付録１に詳細を示す。）のうちの１つを指定する。
【００３２】
リード２２上のビットを２つの変調器のうちの１つへ上記のように方向選択することは、ＯＲゲート２３によって制御リード３２上に出力されるビットＩ６とＩ７の論理ＯＲ関数を用いることによって達成される。ＯＲゲート２３は、変調器３７および３８の出力を変換器３１へ適切に入力するためにスイッチ２４および２９を動作させる。また、スイッチ２４が「下」の位置にあることによりトレリス符号器の入力にビットＩ１の新たな値が提供されるときにのみ、いわゆるトレリス符号器の状態（これは例えば有限状態マシンとして実装される。）が入力リード上の信号に応答して前進するという意味で、リード３２上の信号は、トレリス符号器２６の動作も制御する。
【００３３】
本実施例で達成されるＰＣＭ導出コンステレーション全体に対する１５という有効最小距離を、同じ５６ｋｂｐｓというデータレートで従来技術によって達成される有効最小距離を比較する。具体的には、トレリス符号化変調をせずに５６ｋｂｐｓビットストリームをサポートするための７ビット／ボーの符号化は、２7＝１２８点のＰＣＭ導出コンステレーションを必要とする。最良のこのようなコンステレーションでは、実際の最小距離および有効最小距離は８となる。このようにして、本発明は、従来技術よりも大幅に高いレベルの誤り率性能（５６ｋｂｐｓで５ｄＢ高い）を保証する。さらに、従来技術から示唆されるような、ＰＣＭ導出コンステレーション全体にわたって符号化変調器３７のようなトレリス符号化変調を使用することは、性能を悪くこそすれ良くすることはない。具体的には、各ボーごとに符号化される７ビットは、各信号間隔ごとのトレリス符号化によって導入される冗長ビットにより８ビットに拡大されるため、２8＝２５６点のＰＣＭ導出コンステレーションを必要とする。これは、２５６個のμ則量子化レベルがすべてＰＣＭ導出コンステレーションで使用されなければならいことを意味し、従って、少なくとも電話網の平均パワー制約は、多くの高振幅の点の信号ストリーム中の周波数によって破られることになる。さらに、このようなコンステレーションの実際の最小距離は１となり、その結果、トレリス符号化後でも、有効最小距離は３．７５となり、トレリス符号化を全く用いない場合に達成される有効最小距離８よりもさらに悪い。
【００３４】
図４および図５に、トレリス符号器２６を実現する有限状態マシンの実施例を示す。これらの２つの実施例は同じトレリスに基づいており、実現している符号は同一の距離尺度を有し、同じ性能を有する。いずれの場合でも、符号は、既知の設計方法に従って内サブコンステレーションの距離の性質に関連して設計されている。
【００３５】
図４および図５の符号器のいずれを使用するかの選択は、ほとんどは、設計上の事項である。具体的には、図４のトレリス符号器は組織符号器である。このように呼ばれるのは、リード３３上の入力ビットストリームが、リード３４のうちの１つの出力ビットＸ１として符号器出力に直接運ばれるためである。音声帯域モデム設計者は組織符号器を使用することを好むことが多い。それは、何らかの理由で必要な場合に、受信器で復号を実行することなくトレリス符号器に入力された送信ビットを復元する（そのため、最初に符号の使用によって与えられた高いノイズ耐性を実現することはなくなってしまうが）ことが可能なためである。リード３４の他方は、冗長ビットＸ０を運ぶ。これは、６個のＴ秒遅延素子および４個の排他的ＯＲゲートからなる図示したような論理回路によって生成される。ただし、Ｔは上記の信号間隔である。上記のように、トレリス符号器２６の動作は、その状態（その６個の遅延素子の内容によって与えられる）が、スイッチ２４が「下」の位置にあることによりトレリス符号器の入力にビットＩ１の新たな値が提供されるときにのみ、入力リード３３上の信号に応答して変化するという意味で、リード３２上の信号によって制御される。
【００３６】
これに対して、図５に示したトレリス符号器の実施例は非組織符号を実現する。その意味は、図４の場合とは異なり、図５の実施例の出力リード３４上のビットストリームはいずれも、リード３３上の入力ビットストリームの複製ではないということである。図５のトレリス符号器を実現している論理回路を考察すれば分かるように、遅延素子内のビットの値は、入力ビットＩ１の６個の過去の値である。これにより、以下で引用する本願の発明者による米国特許仮出願に記載されたように符号が「終端(terminate)」されることが保証される。（保証はされないが、図４のトレリス符号器によって実現される符号を素早く終端させることも可能である。）符号を終端させることは、本実施例において好ましいことがあり、後述する。
【００３７】
付録１は、コンステレーションマッパ２７および２８に入力されるビットがＰＣＭ導出コンステレーションの信号点にマッピングされる方法の一例を示す。コンステレーションマッパ２８によって外サブコンステレーションの信号点にマッピングされるとき、ビットＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、Ｉ６およびＩ７の値のさまざまな組合せを、任意の方法で信号点に割り当てることが可能である。しかし、好ましい実施例では、グレイ符号化を用いて、与えられた信号点に対応するビットパターンは、隣接する信号点に対応するビットパターン全体と１ビット位置でしか異ならないようにする。外サブコンステレーションのいずれの信号点が送信されたかに関して受信器で誤りが生じた場合、識別された誤った信号点は、実際に送信された信号点に最も近いもののうちの１つであることが最も確からしい。こうして、誤って復元されたビットパターンは、送信されたものと１ビット位置でしか異ならないことになる。従って、例えば、振幅が１６１５．５である信号点に対応するビットパターン（すなわちビットパターン１００１０１１）は、振幅が１６７９．５（１５５１．５）である最も近いものに対応するビットパターンとは第２（第３）ビット位置でのみ異なる。（このような１ビット誤りは、サーバ１０と端末７０の間の通信を支配するプロトコルによって実装される前方誤り訂正方式によって訂正することも可能である。）
【００３８】
ビットＸ０、Ｘ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４およびＩ５の値がコンステレーションマッパ２７によって内コンステレーションの信号点にマッピングされる方法に関しては、まず注意すべき点であるが、ビットＩ６およびＩ７の値は付録１に明示されているが、それらの値（常に０）は、内サブコンステレーションから信号点を選択するために使用されない。むしろ、これらのビットの値は、上記のように、内サブコンステレーション信号点を送信することによって受信器へ暗に伝えられる。従って、受信器が内サブコンステレーションの点を受信したと判断したときには、ビットＩ６およびＩ７の値は受信器でいずれも０であるとして復元される。内サブコンステレーションに対応する他のビットパターンを参照すると、従来のトレリス符号化変調に従って、信号点は、この例では４個のサブセットに分割され、各サブセットの信号点は、ビットＸ０およびＸ１の値が同じである。すなわち、Ｘ０＝Ｘ１＝０である信号点は１つのサブセットに属し、Ｘ０＝０かつＸ１＝１の信号点は別のサブセットに属し、などとなっている。従来の設計規準に従って、各サブセットの最小距離は最大化され、内サブコンステレーション全体の最小距離より大きい。ビットＩ２、Ｉ３、Ｉ４およびＩ５は、ビットＸ０およびＸ１によって識別されるサブセット内の特定の信号点を識別する。内サブコンステレーションに関してもグレイ符号化が利用されるが、それは与えられたサブセット内の点に関してだけである。従って、例えば、Ｘ０＝Ｘ１＝０であるサブセット内では、振幅が１０１．５の信号点に対応するビットパターン（すなわちビットパターン０００１０１）は、そのサブセット内の振幅が１２３．５（８５．５）である最も近い信号点に対応するビットパターンとは第２（第３）ビット位置でしか異ならない。
【００３９】
グレイ符号化は、内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の境界の信号点間（±１６３．５と±１４７．５）でも用いられる。
【００４０】
図６に示すモデム２０の代替実施例は、データレートを低くするという犠牲により、図３のものよりも大幅に高いレベルの誤り率性能を達成する。具体的には、図６の実施例は、４８ｋｂｐｓのデータレートで、さらに１２ｄＢのノイズ耐性を実現する。この実施例は、図３に示したものと非常に類似しているが、いくつかの変更があり、以下で説明する。まず、付録２に示した、異なるＰＣＭ導出コンステレーションを用いる。その信号点は、付録１のコンステレーションに用いたものとは異なるＰＣＭ量子化レベルからとられる。この第２のコンステレーションでは、内サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有するが、それらの最小距離は前のものより大きく、４ではなく１６である。外サブコンステレーションの信号点は３２個だけである。その最小距離も同様に前のものより大きく、１６ではなく６４である。トレリス符号化により、内サブコンステレーションの有効最小距離は６０となり、これは、外サブコンステレーションの最小距離に非常に近く、好ましい。再び、ビットはグレイ符号化される。この第２のＰＣＭ導出コンステレーションの平均パワーは、実際には、北米公衆交換電話網に対して規定される許容最大平均パワーよりわずかに大きい。このような小規模の超過は許容されることがある。許容されない場合には、性能に与える影響を最小の影響のみにしながら厳密に許容限界内にＰＣＭ導出コンステレーションをおさめるように、ＰＣＭ導出コンステレーションのいくつかの信号点をわずかに低い量子化レベルへとうまく調節することが可能である。
【００４１】
図６に示した実施例の、図３の実施例との相違点としては、上記のように、ライン１５上のデータビットのレートは、５６ｋｂｐｓではなく４８ｋｂｐｓである。さらに、直並列ビット変換器２１１の出力のリード２２１上の各ワードは、Ｎ＝７ビットではなくＮ＝６ビットからなる。方向選択ビットとしては１ビットのみ（ビットＩ６）が用いられる。その値が０のとき、ビットＩ１〜Ｉ５は符号化変調器３７１に入力され、内サブコンステレーションの信号点を最終的に指定する。ビットＩ６の値が１のとき、ビットＩ１〜Ｉ５は非符号化変調器３８１に入力され、外サブコンステレーションの信号点を最終的に指定することになる。
【００４２】
図６の実施例は誤り率性能に関して非常に大幅に改善されているが、データレートのうちの８ｋｂｐｓが完全に途中で犠牲にされており、この改善は、状況によっては必要以上であることがある。図７の実施例は、データレートを４ｋｂｐｓ低下させるだけで図３の実施例より誤り率性能を６ｄＢ改善することにより、中程度の改善を実現する。実際、３つの実施例はすべて、最高ビットレートが５６ｋｂｐｓの単一のモデムに対して設計することが可能であるが、図７の実施例および図６の実施例は、それぞれ５２ｋｂｐｓおよび４８ｋｂｐｓのいわゆるフォールバックレートをサポートするために利用される。
【００４３】
図７の実施例も同様に、図３の実施例と非常に類似しているが、いくつかの変更点がある。実際、３つの実施例の間の類似性により、上記で示唆したようにそれらを単一のモデム内に組み込むことが容易に、かつ費用効率よく実行される。図７の実施例のコンステレーションを付録３に示す。内サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有し、最小距離は８である。外サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有するが、最小距離は３２である。トレリス符号化により、内サブコンステレーションの有効最小距離は３０となる。また、この場合も、ビットはグレイ符号化される。（上記のように、５２ｋｂｐｓのレートにより、送信器内でいわゆる分数ビットレート符号化を用いることになる。これにより、本実施例では、振幅が±７９９．５と±８３１．５の信号点間でグレイ符号化違反が生じる。この小さい逸脱は、全体の性能にはほとんど無視できる影響しかなく、実用上の問題はない。）
【００４４】
図７に示した実施例の、図３の実施例との相違点としては、上記のように、ライン１５上のデータビットのレートが５２ｋｂｐｓである。これは、図３および図６の実施例によって提供されるビットレートが信号間隔あたりそれぞれ７ビットおよび６ビットという整数ビットレートであるのに対して、信号間隔あたり６．５ビットという分数ビットレートであることと等価である。
【００４５】
この分数ビットレートを実現するため、Ｉ３ビットは、信号間隔のペアにわたって収集され、直並列ビット変換器２１２の出力（リード１７１上に３ビット、リード１７２上に５ビット、およびリード１７３上にさらに５ビット）において並列形式で出力される。リード１７１上の３ビットは、図８に示した変換テーブルに従ってリード１７４および１７５上に２個の２ビットワードを生成するために、分数ビット符号器１７によって処理される。並直列ワード変換器１８は、リード１７４上の２ビットをリード１７２上の５ビットと組み合わせて、各信号間隔ペアの第１信号間隔に対応する第１のＮ＝７ビットワードをリード２２上に出力した後、リード１７５上の２ビットをリード１７３上の５ビットと組み合わせて、各信号間隔ペアの第２信号間隔に対応する第２のＮ＝７ビットワードをリード２２上に出力する。
【００４６】
図８のテーブルを参照すると、リード１７４および１７５上の各ビットペアは、３個だけの可能なビットパターン００、０１、および１０のうちの１つをとることができることが分かる。従って、リード２２上には７ビットがあるが、２7＝１２８個のビットパターンではなく、９６個のビットパターンのみが実際には現れる。さらに、それらのビットパターンのうちの３２個（すなわち、Ｉ６＝Ｉ７＝０であるパターン）は、図３の実施例の場合と同様に、リード３２上の制御信号によって符号化変調器３７２に入力され、残りの６４個のビットパターンは非符号化変調器３８２に入力される。実際、上記のように、外サブコンステレーションは６４個の信号点からなる。一般に、本実施例のように、分数ビット符号器の出力ビットを利用して、符号化変調器または非符号化変調器への入力ビットを選択すると有利なことが多い。その理由は、容易に確かめられるように、このアプローチは、外サブコンステレーションに必要な信号点の数を縮小し、それにより、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の与えられた有効最小距離に対して平均伝送信号パワーレベルを縮小することが可能になるためである。
【００４７】
また、図８のビット割当て方式でもう１つの注意すべき点は、ランダムな入力データを仮定すると、ビットペア（Ｉ７，Ｉ６）の１０というパターンは、他の２つのパターンよりも少なく現れる。この場合、付録３から確かめられるように、（Ｉ７，Ｉ６）に対するこの特定の値の組合せを有するビットパターンは、外サブコンステレーションの高振幅信号点を選択するために使用すると有利である。この組合せは比較的少ししか現れないため、それ以外の場合に比べて、平均伝送信号パワーが縮小するという効果が生じる。
【００４８】
図９は、図１の受信モデム６０の実施例のブロック図である。具体的には、ローカルループ５８上の音声帯域アナログ信号はフロントエンド信号処理ユニット６１に入力される。フロントエンド信号処理ユニット６１は、自動利得制御、タイミング回復、アナログ−ディジタル変換および等化のような、通常の処理を実行する。最後に２つの動作は、さらに具体的には、米国特許第５，３９４，４３７号（発行日：１９９５年２月２８日、発明者：Ayanoglu他）および米国特許第５，５７８，６２５号（発行日：１９９６年１月１８日、発明者：Ayanoglu他）に記載されている。処理ユニット６１のリード６２への出力は、チャネル障害を受けた信号点の列であり、各信号点の振幅は、８より大きい適当なビット数によって表現される。これらの信号点はサブコンステレーション判定ユニット６３に入力される。サブコンステレーション判定ユニット６３は、受信した各信号点ごとに、その振幅に基づいて、その信号点がいずれのサブコンステレーションに属するかを判定する。本実施例におけるサブコンステレーション間の最小距離は、ＰＣＭ導出コンステレーションの各サブコンステレーションの有効最小距離以上であるため、このサブコンステレーション判定は、特定のサブコンステレーションのいずれの信号点が特定の時点に送信されたかに関して最終的になされる判定よりも信頼性が低くなることはない。
【００４９】
サブコンステレーションを識別するサブコンステレーション判定ユニット６３の出力における制御リード６４上の制御信号は、スイッチ６５を制御して、受信したチャネル障害を受けた信号点を、復号器６６および６７のうちの適当なほうへ入力する。具体的には、復号器６６は、いわゆる最尤復号器（例えばビタビ復号器）からなり、５個のデータビットＩ１〜Ｉ５を復元し出力する。さらに、方向選択ビットＩ６あるいはＩ７の値は、本実施例では、内サブコンステレーションが使用されるときには常に０であるが、復元されたビットＩ１〜Ｉ５とともに、復号器６６から出力される。こうして生成された連続する６ビットまたは７ビットからなるワードはそれぞれ、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ７６に入る。復号器６７は、モデム２０の非符号化変調器によって外サブコンステレーションの信号点で表されたデータビットＩ１〜Ｉ６（Ｉ７）の値を表す６ビットまたは７ビットのワードを復元し出力する単純なスライサからなる。こうして生成された連続する６ビットまたは７ビットからなるワードはそれぞれＦＩＦＯバッファ７７に入る。
【００５０】
もちろん、３個以上のサブコンステレーションを用いる実施例では、受信モデムも、２個だけではなく、対応する数の復号器を有することが考えられる。
【００５１】
バッファ７６および７７にバッファリングされたワードは出力ストリームへとまとめられ、以下で説明するようにスイッチ６８によって方向選択され、分数ビット復号器７３へ送られた後、並直列ビット変換器７４、デスクランブラ７５を通ってリード６９に出力される。送信モデムにおいて分数ビット復号器を使用しない実施例（例えば図３および図６の実施例）では、分数ビット復号器７３は使用しない。
【００５２】
スイッチ６８が制御される方法は以下のとおりである。ビタビ復号法では、特定の受信信号点の値に関する判定は、連続する特定の数の信号点を受信した後にのみなされる。この信号点の数を復号深さという。本実施例で用いられるトレリス符号の場合、復号深さとしては４７信号点を用いることができる。従って、最小限、リード６２上に受信信号点が現れるのと、対応する復元データビットがスイッチ６８に入力されるときの間に、少なくとも４７信号点の遅延を設けなければならない。実際には、このような遅延を設けるため、遅延Ｄを有する遅延素子７１を、サブコンステレーション判定ユニット６３とスイッチ６８の間に設け、スイッチ６８が「上」と「下」の位置の間で移動するのが、スイッチ６５をＤ個の信号間隔だけ遅延させてちょうど鏡像にしたものになるようにする。しかし、受信信号点のすべてが内サブコンステレーションからのものであるわけではない。実際、図３、図６および図７の実施例では、平均でそれぞれ４分の１、２分の１、および８分の３の信号点のみが、内サブコンステレーションからのものである。従って、遅延Ｄを十分に大きい値に設定して、スイッチ６８が「下」の位置のときに、復号器６６からの出力がバッファ７６でなるべく利用可能であるようにしなければならない。例えば、図３の実施例ではＤ＝１９１が用いられる。この数には、１９２個の信号間隔にわたって、平均で４８個の信号点は内サブコンステレーションからのものであり、これはビタビ復号器の所望の復号深さと同程度であるという考察によって到達する。他の実施例については、内サブコンステレーションからの信号点の平均頻度は図３の場合より大きく、Ｄの値は、性能の損失なしに適当に小さくすることができる。いずれの場合でも、Ｄの値を所望の値に増大させることにより、選択したＤの値によるスループット遅延が所期のアプリケーションにとって受け入れられるものである限り、バッファ７６が必要なときに空である確率をさらに小さくすることが可能である。
【００５３】
それでもなお、常に、Ｄの値がいかに大きくても、スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ７６が空である少しの可能性がある。この場合、復号器６６からの出力が強制される。このため、復号された内サブコンステレーション信号点が必要なときにバッファ７６が空であると判断された場合、復号深さ制御信号がリード７８に出力され、復号器６６内のビタビ復号器の現在の復号深さは、未判定の最も古い受信信号点に関する判定が直ちになされるように、縮小される。当業者には理解されるように、これは、ビタビ復号器内で現在パスメトリックが最も小さいトレリスパス上を遡り、最も古い未判定の信号点に対応する点をとることによって行われる。必要なときに復号深さを変化させることができることにより、性能をわずかに向上させるために、長めの復号深さ（例えば、４７ではなく６３）を用いて受信器を設計することが可能である。現在のシステムでは、この復号深さの増大は、全体の復号遅延を変化させない。
【００５４】
スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ７６が空である確率を縮小するためには、１つの可能性は、周期的に（例えば、３０信号点に１回ずつ）、入力データに応答して生成された方向選択ビット値を用いるのではなく０に強制された方向選択ビット値を用いることによって送信器が内サブコンステレーション点を使用するのを強制することである。受信器においてこの強制が起こることが知られている信号間隔においては、（ａ）スイッチ６５は下の位置に強制され、（ｂ）このような信号間隔中に内コンステレーション復号器で復元された方向選択ビット値は例えば並直列ビット変換器７４によって捨てられる。もちろん、これは、ユーザデータのデータレートをきわめてわずかに低下させるが、誤り率性能が少し増大するという効果がある。
【００５５】
スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ７６が空である確率を完全になくし、それによって誤り率性能をさらに増大させるには、米国特許仮出願第６０／０２６７４６号（出願日：１９９６年９月２６日）の記載に従ってトレリス符号を「終端」させると有利である。具体的には、（Ｄ＋１）個の信号間隔からなるグループの最後のＭ個の信号間隔に対して（ただし、トレリス符号は図５の非組織形式の２M状態符号であるとする。）、（ａ）それらの信号間隔の信号点が内サブコンステレーションからのものであることを保証するために方向選択ビット値を０に強制し、（ｂ）同時に、ビットＩ１を固定値（例えばすべて０）に強制して、受信器において、符号の最終状態が、（Ｄ＋１）番目の信号間隔を受信した時点で既知となるようにする。こうして、常に、（Ｄ＋１）個の信号間隔のグループ内に最低２Ｍ個の内サブコンステレーション信号点がある限り、この（Ｄ＋１）個の信号間隔のグループ内に含まれる内サブコンステレーション信号点のすべての値に関する信頼性のある判定が行われる。このアプローチによれば、最大復号遅延はＤ個の信号間隔であることが保証され、従って、上記のように、スイッチ６８が下の位置にあるときにはバッファ７６は決して空でないことが保証される。受信器では、このようにして値が固定値に強制されたすべてのビットは適当に無視されるので、この場合も、誤り率性能の増大と引き替えにユーザデータのデータレートがわずかに低下する。具体的に、本実施例ではＭ＝６であり、（Ｄ＋１）個の信号間隔の間に、図３、図６および図７の実施例においてこの終端手続きの使用によって損失するビット数はそれぞれ３Ｍ＝１８、２Ｍ＝１２および２．５Ｍ＝１５となる。これは、Ｄ＝１９１に対するデータレートの約１パーセントの損失である。
【００５６】
周知のように、遠端中央局５０内のＰＣＭボコーダ５５内に一般に存在する帯域制限フィルタ（図示せず）が、ローカルループ５８上の信号にある程度のシンボル間干渉（ＩＳＩ(intersymbol interference)）を生じる。これは、リード２５上の６４ｋｂｐｓのＰＣＭディジタル信号にいわゆるスタッフィングビットを導入し、それによりその信号によって伝送することができる使用可能な「ペイロード」を減らすことによって対処することができる。さらに、これにより、サーバ１０によって供給されるデータをサポート可能なデータレートが低下する。例えば、スタッフィングビットレートが８ｋｂｐｓである場合、使用可能なペイロードは５６ｋｂｐｓである。本実施例で用いたＰＣＭ導出コンステレーションの各信号点は８ビットによって表されるため、並直列ビット変換器３１への入力は毎秒７ｋ個の信号点というレートに制限される。例えば図３の実施例では各信号点は７個のユーザデータビットを表すため、ライン１５上でサポート可能なデータレートは５６ｋｂｐｓではなく４９ｋｂｐｓとなる。もちろん、このＩＳＩを保証するために他のアプローチをとる場合には、６４ｋｂｐｓを完全にペイロードに使用することも可能である。同様の考察は図６および図７の実施例にも当てはまる。
【００５７】
上記の説明は、コンピュータサーバからエンドユーザ端末への「ダウンストリーム」通信に関するものである。ダウンストリーム方向で達成される高いデータレートでＰＣＭ導出コンステレーションを用いて、逆の「アップストリーム」方向の通信を実現するのはさらに困難な問題である。その理由は、ローカルループ５８はアナログラインであり、その損失およびその他の特性は未知であるためである。従って、このような高いレートでＰＣＭ導出コンステレーションを用いるためには、ローカルループ５８を通じて中央局５０によって受信される信号のアナログレベルをＰＣＭ導出コンステレーションの量子化レベルと整合させ、量子化後に、その信号が、ＰＣＭ導出コンステレーションを構成する所望のレベルに近いレベルへと量子化されるようにするための何らかのメカニズムが要求される。
【００５８】
しかし、そのような信頼性のあるメカニズムは現在のところ利用可能であるとは思われない。従って、アップストリーム通信については、現在のところ、低いデータレートしかサポートすることができない。いずれにしても、これは、上記のように例えばワールドワイドウェブアクセスアプリケーションでは問題ではない。低いデータレートは、例えば、本発明のサブコンステレーションのアプローチを用いるか否かにかかわらず、ＰＣＭ導出コンステレーションを用いることによってサポート可能である。その理由は、低いデータレートは、コンステレーションが少数の信号点しか有しないことを意味し、従って、コンステレーションあるいはサブコンステレーションがより大きい最小距離を有することを意味するからである。こうして、上記の整合を実現することができないために無視し得ないレベルの量子化ノイズが生じるにもかかわらず、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点の分離が大きいために、正確なデータ伝送および復元が可能となる。別の可能性は、アップストリーム方向に、Ｖ．３４のような従来のアナログモデム信号方式を使用することである。このような方式に従って、中央局は、ネットワーク４０から受信した８ビットＰＣＭワードをモデム２０へ送る。コンピュータ１０はディジタルサービスに加入しているため、この中央局の動作は通常のものである。その後、モデム２０は、中央局３０から受信した８ビットＰＣＭワードを、μ則またはＡ則の変換を用いて例えば１３ビットワードに単に変換してから、従来のＶ．３４プロトコルを用いて送信データを復元する。
【００５９】
以上の説明は、本発明の原理の単なる例示である。従って、例えば、当業者には明らかなように、図面のブロック図は、本発明の原理を実現する例示的な回路の概念的表示である。図示したさまざまな要素の機能は、好ましい実施例では、個別のハードウェア要素よりはむしろ、１つあるいは複数のプログラムされたプロセッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップなどによって実装される。従って、特許請求の範囲においては、特定の機能を実行する手段として表現された構成は、例えば、（ａ）その機能を実行する回路要素の組合せ、または、（ｂ）任意の形式の（従って、ファームウェア、マイクロコードなどを含む）のソフトウェアと、当該機能を実現するためにそのソフトウェアを実行する適当な回路の組合せなど、その機能を実行する任意の手段を包含する。
【００６０】
同様に、図示したスイッチは単に概念的なものである。その機能は一般にプログラム論理の動作によって実行される。具体的には、スイッチ６８の動作に関する上記の動作を実現する１つの方法は、（ａ）遅延素子７１を除去し、（ｂ）Ｄ個の信号間隔の間、データを格納することが可能な先入れ先出しバッファとしてバッファ７７を構成することである。リード６４上の信号が外サブコンステレーションからの信号点の受信を示しているときに、復号器６７の出力はバッファ７７に入力される。リード６４上の信号が内サブコンステレーションからの信号点の受信を示しているときには、不正なデータ、すなわち、復号器６７によって決して生成されない値を有するデータがバッファ７７に挿入される。データがバッファ７７から読み出されると、そのデータが正当な値である場合には、分数ビット復号器７３に（あるいは、復号器７３が用いられない場合は並直列ビット変換器７４に）入力される。バッファ７７の出力で不正な値に遭遇すると、その代わりにバッファ７６からデータが取り出され、復号器７３（あるいは変換器７４）に入力されるストリーム内の不正データを置き換える。
【００６１】
送信された信号点がチャネル内のノイズあるいはその他の障害によってもとの値から十分に変位し、サブコンステレーション判定ユニット６３は、送信された点が内サブコンステレーションまたは外サブコンステレーションのいずれからのものかに関して誤る可能性がある。このような事象はビタビ復号器６６の動作に関して重大な結果を引き起こすと考えられるかもしれない。しかし、実際には、送信された内サブコンステレーション信号点が受信モデムにおいて外サブコンステレーション信号点として誤って処理される場合、ビタビ復号器における最尤復号プロセスの結果として最も可能性が高いのは、誤って復号されるのは数個の信号点のみであるというものである。また、バッファ７６の出力は、あるべきはずのものより少ない信号点を有することになるが、それを置き換えるデータはバッファ７７によって供給される。従って、スイッチ６８に供給されるデータは正しくないが、全体として出力ビットストリームに関して同期の損失はない。送信された外サブコンステレーション信号点が受信モデムにおいて内サブコンステレーション信号点として誤って処理される場合にも同様の考察が当てはまる。
【００６２】
必要であれば、方向選択ビットに別の固有の誤り訂正符号を適用し、そのような符号の出力を用いて方向選択機能を制御することも可能である。これは、受信器において、ある一定の内（外）サブコンステレーション信号点列しか現れないことを意味し、従ってそれにより、誤り訂正復号プロセスを通じて、内（外）サブコンステレーション判定の誤り率を小さくすることができる。しかし、このようなアプローチは、データスループットに重大な影響を与えるため、あまり好ましくはないと考えられる。内（外）サブコンステレーション判定の誤り率を小さくする好ましい方法は、必要であれば、単に内サブコンステレーションと外サブコンステレーションをさらに分離するような方法でＰＣＭ導出コンステレーションを配置することである。
【００６３】
図１のいくつかの信号パス（例えば、２５、３５および４５）は、単一の６４ｋｂｐｓストリームのみを伝送するように図示されているが、これもまた概念的表示である。当業者には理解されるように、このようなパスは、複数の多重化された６４ｋｂｐｓストリームをサポートする大容量信号パスであって、各ストリームが送信モデム２０からの上記の信号ストリームであるようなものであることが多い。
【００６４】
必要であれば、いわゆる相関ノイズ（バースト性ノイズを含む）に対する全体的なシステムの耐性を高めるために、既知の設計の信号点インタリーバを並直列ビット変換器３１の前に挿入するとともに、対応する信号点でインタリーバをフロントエンド信号処理ユニット６１の後に挿入することが可能である。このようなインタリーバおよびデインタリーバは、例えば米国特許第５，０５６，１１２（発行日：１９９１年１０月８日、発明者：本願と同一）に記載されたような一般的なものでよい。
【００６５】
ＰＣＭ導出コンステレーションの設計には、既存の電話網にあるさまざまなファクタを考慮に入れることが可能である。例えば、旧式の伝送設備にはいわゆる「ビットロビング(bit robbing)」を利用しているものがある。これにより、実際上、受信信号点が、ＰＣＭ導出コンステレーション内のもとの位置から変位する。この効果は上記のコンステレーション設計では考慮に入れていないが、この変位が符号化変調方式全体の誤り訂正能力の範囲内に入るようにコンステレーションを設計することによって考慮に入れることができる。
【００６６】
本実施例で用いたトレリス符号化変調は、特定の６４状態符号を用いた１次元トレリス符号化変調である。しかし、本発明は、別のトレリス符号や、２次元以上（多次元）符号化変調を用いて実装することも可能である。周知のように、多次元変調は、それぞれのいわゆるチャネルシンボルを、別個に送信される１次元あるいは２次元（例えばＱＡＭ）の信号点の連続として表現することによって実装される。２次元の場合は、振幅および位相を有する複素数値として表現される。
【００６７】
多次元の場合についてさらに具体的には、送信器内の変調器に入力されるいわゆる「ワード」は一般に、いくつかの信号間隔にわたって受信されたビットをまとめることによって形成される。例えば、４次元符号化方式で本発明を実装する場合、変調器のうちの１つに入力するワードを形成するために、４個の信号間隔にわたって受信されるビットをまとめる。これを行う好ましい方法は、送信器の直並列ビット変換器（あるいは並直列ワード変換器）の各出力を各信号間隔ごとに検査することである。内サブコンステレーションを選択する方向選択ビット値が現れたら、その出力を他の同様の出力と、この例では４個のそのような出力が集まるまで組み合わせ、その時点で得られたワードを符号化変調器に入力し、４次元のいわゆる「４個の１次元信号点からなるシンボル」を選択する。外サブコンステレーションを選択する方向選択ビット値が現れたら、前のように、外サブコンステレーション信号点を選択する。受信器においてもとのデータの順序を正しく再現することができるためには、４次元シンボルを構成する信号点は、外サブコンステレーションから選択される信号点と適切に組み合わせられる。
【００６８】
送信モデムと受信モデムが異なる国にある（例えば、一方では電話網でμ則符号化を使用し、他方ではＡ則符号化を使用している）可能性もある。本発明の最適な実装は、チャネルの受信端で使用されている符号化の種類に基づいたＰＣＭ導出コンステレーションを使用することである。こうして、このような国際通信を考える場合、送信モデムは、μ則あるいはＡ則のいずれの符号化に基づいたＰＣＭ導出コンステレーションを用いても、送信データを符号化することが可能である。例えば、エンドユーザ端末７０がコネクションの設定を開始する場合、モデム２０において、発信国は、いわゆるＡＮＩとして送信される発信電話番号に含まれる国コードから識別することができる。当業者であれば、受信モデムが位置する国を識別する方法を提供することも可能であり、それにより、μ則あるいはＡ則のいずれのＰＣＭ導出コンステレーションを使用すべきかを判断することが可能となる。
【００６９】
［付録１］
I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅
----------------------------------------------------
（非符号化９６−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分）
1 0 0 1 0 0 1 - 1,679.5
1 0 0 1 0 1 1 - 1,615.5
1 0 0 1 1 1 1 - 1,551.5
1 0 0 1 1 0 1 - 1,487.5
1 0 0 0 1 0 1 - 1,423.5
1 0 0 0 1 1 1 - 1,359.5
1 0 0 0 0 1 1 - 1,295.5
1 0 0 0 0 0 1 - 1,231.5
1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5
1 0 1 0 0 1 1 - 1,103.5
1 0 1 0 1 1 1 - 1,039.5
1 0 1 0 1 0 1 - 991.5
1 0 1 1 1 0 1 - 959.5
1 0 1 1 1 1 1 - 927.5
1 0 1 1 0 1 1 - 895.5
1 0 1 1 0 0 1 - 863.5
1 1 1 1 0 0 1 - 831.5
1 1 1 1 0 1 1 - 799.5
1 1 1 1 1 1 1 - 767.5
1 1 1 1 1 0 1 - 735.5
1 1 1 0 1 0 1 - 703.5
1 1 1 0 1 1 1 - 671.5
1 1 1 0 0 1 1 - 639.5
1 1 1 0 0 0 1 - 607.5
1 1 0 0 0 0 1 - 575.5
1 1 0 0 0 1 1 - 543.5
1 1 0 0 1 1 1 - 511.5
1 1 0 0 1 0 1 - 487.5
1 1 0 1 1 0 1 - 471.5
1 1 0 1 1 1 1 - 455.5
1 1 0 1 0 1 1 - 439.5
1 1 0 1 0 0 1 - 423.5
0 1 0 1 0 0 1 - 407.5
0 1 0 1 0 1 1 - 391.5
0 1 0 1 1 1 1 - 375.5
0 1 0 1 1 0 1 - 359.5
0 1 0 0 1 0 1 - 343.5
0 1 0 0 1 1 1 - 327.5
0 1 0 0 0 1 1 - 311.5
0 1 0 0 0 0 1 - 295.5
0 1 1 0 0 0 1 - 279.5
0 1 1 0 0 1 1 - 263.5
0 1 1 0 1 1 1 - 247.5
0 1 1 0 1 0 1 - 227.5
0 1 1 1 1 0 1 - 211.5
0 1 1 1 1 1 1 - 195.5
0 1 1 1 0 1 1 - 179.5
0 1 1 1 0 0 1 - 163.5
----------------------------------------------------
（符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション）
0 0 1 1 0 0 1 1 147.5
0 0 0 1 0 0 1 0 139.5
0 0 1 1 0 0 0 1 131.5
0 0 0 1 0 0 0 0 123.5
0 0 1 1 0 1 1 1 115.5
0 0 0 1 0 1 1 0 109.5
0 0 1 1 0 1 0 1 105.5
0 0 0 1 0 1 0 0 101.5
0 0 1 1 1 1 1 1 97.5
0 0 0 1 1 1 1 0 93.5
0 0 1 1 1 1 0 1 89.5
0 0 0 1 1 1 0 0 85.5
0 0 1 1 1 0 1 1 81.5
0 0 0 1 1 0 1 0 77.5
0 0 1 1 1 0 0 1 73.5
0 0 0 1 1 0 0 0 69.5
0 0 1 0 1 0 1 1 65.5
0 0 0 0 1 0 1 0 61.5
0 0 1 0 1 0 0 1 57.5
0 0 0 0 1 0 0 0 53.5
0 0 1 0 1 1 1 1 46.5
0 0 0 0 1 1 1 0 42.5
0 0 1 0 1 1 0 1 38.5
0 0 0 0 1 1 0 0 34.5
0 0 1 0 0 1 1 1 30.5
0 0 0 0 0 1 1 0 26.5
0 0 1 0 0 1 0 1 22.5
0 0 0 0 0 1 0 0 18.5
0 0 1 0 0 0 1 1 14.0
0 0 0 0 0 0 1 0 10.0
0 0 1 0 0 0 0 1 6.0
0 0 0 0 0 0 0 0 2.0
0 0 0 0 0 0 1 1 -2.0
0 0 1 0 0 0 1 0 -6.0
0 0 0 0 0 0 0 1 -10.0
0 0 1 0 0 0 0 0 -14.0
0 0 0 0 0 1 1 1 -18.5
0 0 1 0 0 1 1 0 -22.5
0 0 0 0 0 1 0 1 -26.5
0 0 1 0 0 1 0 0 -30.5
0 0 0 0 1 1 1 1 -34.5
0 0 1 0 1 1 1 0 -38.5
0 0 0 0 1 1 0 1 -42.5
0 0 1 0 1 1 0 0 -46.5
0 0 0 0 1 0 1 1 -53.5
0 0 1 0 1 0 1 0 -57.5
0 0 0 0 1 0 0 1 -61.5
0 0 1 0 1 0 0 0 -65.5
0 0 0 1 1 0 1 1 -69.5
0 0 1 1 1 0 1 0 -73.5
0 0 0 1 1 0 0 1 -77.5
0 0 1 1 1 0 0 0 -81.5
0 0 0 1 1 1 1 1 -85.5
0 0 1 1 1 1 1 0 -89.5
0 0 0 1 1 1 0 1 -93.5
0 0 1 1 1 1 0 0 -97.5
0 0 0 1 0 1 1 1 -101.5
0 0 1 1 0 1 1 0 -105.5
0 0 0 1 0 1 0 1 -109.5
0 0 1 1 0 1 0 0 -115.5
0 0 0 1 0 0 1 1 -123.5
0 0 1 1 0 0 1 0 -131.5
0 0 0 1 0 0 0 1 -139.5
0 0 1 1 0 0 0 0 -147.5
----------------------------------------------------
（非符号化９６−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分）
0 1 1 1 0 0 0 - -163.5
0 1 1 1 0 1 0 - -179.5
0 1 1 1 1 1 0 - -195.5
0 1 1 1 1 0 0 - -211.5
0 1 1 0 1 0 0 - -227.5
0 1 1 0 1 1 0 - -247.5
0 1 1 0 0 1 0 - -263.5
0 1 1 0 0 0 0 - -279.5
0 1 0 0 0 0 0 - -295.5
0 1 0 0 0 1 0 - -311.5
0 1 0 0 1 1 0 - -327.5
0 1 0 0 1 0 0 - -343.5
0 1 0 1 1 0 0 - -359.5
0 1 0 1 1 1 0 - -375.5
0 1 0 1 0 1 0 - -391.5
0 1 0 1 0 0 0 - -407.5
1 1 0 1 0 0 0 - -423.5
1 1 0 1 0 1 0 - -439.5
1 1 0 1 1 1 0 - -455.5
1 1 0 1 1 0 0 - -471.5
1 1 0 0 1 0 0 - -487.5
1 1 0 0 1 1 0 - -511.5
1 1 0 0 0 1 0 - -543.5
1 1 0 0 0 0 0 - -575.5
1 1 1 0 0 0 0 - -607.5
1 1 1 0 0 1 0 - -639.5
1 1 1 0 1 1 0 - -671.5
1 1 1 0 1 0 0 - -703.5
1 1 1 1 1 0 0 - -735.5
1 1 1 1 1 1 0 - -767.5
1 1 1 1 0 1 0 - -799.5
1 1 1 1 0 0 0 - -831.5
1 0 1 1 0 0 0 - -863.5
1 0 1 1 0 1 0 - -895.5
1 0 1 1 1 1 0 - -927.5
1 0 1 1 1 0 0 - -959.5
1 0 1 0 1 0 0 - -991.5
1 0 1 0 1 1 0 - -1,039.5
1 0 1 0 0 1 0 - -1,103.5
1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 0 0 0 0 0 - -1,231.5
1 0 0 0 0 1 0 - -1,295.5
1 0 0 0 1 1 0 - -1,359.5
1 0 0 0 1 0 0 - -1,423.5
1 0 0 1 1 0 0 - -1,487.5
1 0 0 1 1 1 0 - -1,551.5
1 0 0 1 0 1 0 - -1,615.5
1 0 0 1 0 0 0 - -1,679.5
【００７０】
［付録２］
I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅
-----------------------------------------------
（非符号化３２−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分）
1 0 1 0 0 1 - 1,615.5
1 0 1 0 1 1 - 1,551.5
1 0 1 1 1 1 - 1,487.5
1 0 1 1 0 1 - 1,423.5
1 0 0 1 0 1 - 1,359.5
1 0 0 1 1 1 - 1,295.5
1 0 0 0 1 1 - 1,231.5
1 0 0 0 0 1 - 1,167.5
1 1 0 0 0 1 - 1,103.5
1 1 0 0 1 1 - 991.5
1 1 0 1 1 1 - 927.5
1 1 0 1 0 1 - 863.5
1 1 1 1 0 1 - 799.5
1 1 1 1 1 1 - 735.5
1 1 1 0 1 1 - 671.5
1 1 1 0 0 1 - 607.5
-----------------------------------------------
（符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション）
0 1 1 0 0 1 1 543.5
0 0 1 0 0 1 0 511.5
0 1 1 0 0 0 1 487.5
0 0 1 0 0 0 0 471.5
0 1 1 0 1 1 1 455.5
0 0 1 0 1 1 0 439.5
0 1 1 0 1 0 1 423.5
0 0 1 0 1 0 0 407.5
0 1 1 1 1 1 1 391.5
0 0 1 1 1 1 0 375.5
0 1 1 1 1 0 1 359.5
0 0 1 1 1 0 0 343.5
0 1 1 1 0 1 1 327.5
0 0 1 1 0 1 0 311.5
0 1 1 1 0 0 1 295.5
0 0 1 1 0 0 0 279.5
0 1 0 1 0 1 1 263.5
0 0 0 1 0 1 1 235.5
0 1 0 1 0 0 1 219.5
0 0 0 1 0 0 0 203.5
0 1 0 1 1 1 1 187.5
0 0 0 1 1 1 0 171.5
0 1 0 1 1 0 1 155.5
0 0 0 1 1 0 0 139.5
0 1 0 0 1 1 1 123.5
0 0 0 0 1 1 0 105.5
0 1 0 0 1 0 1 89.5
0 0 0 0 1 0 0 73.5
0 1 0 0 0 1 1 57.5
0 0 0 0 0 1 0 40.5
0 1 0 0 0 0 1 24.5
0 0 0 0 0 0 0 8.0
0 0 0 0 0 1 1 -8.0
0 1 0 0 0 1 0 -24.5
0 0 0 0 0 0 1 -40.5
0 1 0 0 0 0 0 -57.5
0 0 0 0 1 1 1 -73.5
0 1 0 0 1 1 0 -89.5
0 0 0 0 1 0 1 -105.5
0 1 0 0 1 0 0 -123.5
0 0 0 1 1 1 1 -139.5
0 1 0 1 1 1 0 -155.5
0 0 0 1 1 0 1 -171.5
0 1 0 1 1 0 0 -187.5
0 0 0 1 0 1 1 -203.5
0 1 0 1 0 1 0 -219.5
0 0 0 1 0 0 0 -235.5
0 1 0 1 0 0 0 -263.5
0 0 1 1 0 1 1 -279.5
0 1 1 1 0 1 0 -295.5
0 0 1 1 0 0 1 -311.5
0 1 1 1 0 0 0 -327.5
0 0 1 1 1 1 1 -343.5
0 1 1 1 1 1 0 -359.5
0 0 1 1 1 0 1 -375.5
0 1 1 1 1 0 0 -391.5
0 0 1 0 1 1 1 -407.5
0 1 1 0 1 1 0 -423.5
0 0 1 0 1 0 1 -439.5
0 1 1 0 1 0 0 -455.5
0 0 1 0 0 1 1 -471.5
0 1 1 0 0 1 0 -487.5
0 0 1 0 0 0 1 -511.5
0 1 1 0 0 0 0 -543.5
-----------------------------------------------
（非符号化３２−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分）
1 1 1 0 0 0 - -607.5
1 1 1 0 1 0 - -671.5
1 1 1 1 1 0 - -735.5
1 1 1 1 0 0 - -799.5
1 1 0 1 0 0 - -863.5
1 1 0 1 1 0 - -927.5
1 1 0 0 1 0 - -991.5
1 1 0 0 0 0 - -1,103.5
1 0 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 0 0 1 0 - -1,231.5
1 0 0 1 1 0 - -1,295.5
1 0 0 1 0 0 - -1,359.5
1 0 1 1 0 0 - -1,423.5
1 0 1 1 1 0 - -1,487.5
1 0 1 0 1 0 - -1,551.5
1 0 1 0 0 0 - -1,615.5
【００７１】
［付録３］
I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅
----------------------------------------------------
（非符号化６４−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分）
1 0 1 1 0 0 1 - 1,615.5
1 0 1 1 0 1 1 - 1,551.5
1 0 1 1 1 1 1 - 1,487.5
1 0 1 1 1 0 1 - 1,423.5
1 0 1 0 1 0 1 - 1,359.5
1 0 1 0 1 1 1 - 1,295.5
1 0 1 0 0 1 1 - 1,231.5
1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5
1 0 0 0 0 0 1 - 1,103.5
1 0 0 0 0 1 1 - 1,039.5
1 0 0 0 1 1 1 - 991.5
1 0 0 0 1 0 1 - 959.5
1 0 0 1 1 0 1 - 927.5
1 0 0 1 1 1 1 - 895.5
1 0 0 1 0 1 1 - 863.5
1 0 0 1 0 0 1 - 831.5
0 1 0 1 0 0 1 - 799.5
0 1 0 1 0 1 1 - 767.5
0 1 0 1 1 1 1 - 735.5
0 1 0 1 1 0 1 - 703.5
0 1 0 0 1 0 1 - 671.5
0 1 0 0 1 1 1 - 639.5
0 1 0 0 0 1 1 - 607.5
0 1 0 0 0 0 1 - 575.5
0 1 1 0 0 0 1 - 543.5
0 1 1 0 0 1 1 - 511.5
0 1 1 0 1 1 1 - 471.5
0 1 1 0 1 0 1 - 439.5
0 1 1 1 1 0 1 - 407.5
0 1 1 1 1 1 1 - 375.5
0 1 1 1 0 1 1 - 343.5
0 1 1 1 0 0 1 - 311.5
----------------------------------------------------
（符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション）
0 0 1 1 0 0 1 1 279.5
0 0 0 1 0 0 1 0 263.5
0 0 1 1 0 0 0 1 247.5
0 0 0 1 0 0 0 0 235.5
0 0 1 1 0 1 1 1 227.5
0 0 0 1 0 1 1 0 219.5
0 0 1 1 0 1 0 1 211.5
0 0 0 1 0 1 0 0 203.5
0 0 1 1 1 1 1 1 195.5
0 0 0 1 1 1 1 0 187.5
0 0 1 1 1 1 0 1 179.5
0 0 0 1 1 1 0 0 171.5
0 0 1 1 1 0 1 1 163.5
0 0 0 1 1 0 1 0 155.5
0 0 1 1 1 0 0 1 147.5
0 0 0 1 1 0 0 0 139.5
0 0 1 0 1 0 1 1 131.5
0 0 0 0 1 0 1 0 123.5
0 0 1 0 1 0 0 1 109.5
0 0 0 0 1 0 0 0 101.5
0 0 1 0 1 1 1 1 93.5
0 0 0 0 1 1 1 0 85.5
0 0 1 0 1 1 0 1 77.5
0 0 0 0 1 1 0 0 69.5
0 0 1 0 0 1 1 1 61.5
0 0 0 0 0 1 1 0 53.5
0 0 1 0 0 1 0 1 44.5
0 0 0 0 0 1 0 0 36.5
0 0 1 0 0 0 1 1 28.5
0 0 0 0 0 0 1 0 20.5
0 0 1 0 0 0 0 1 12.0
0 0 0 0 0 0 0 0 4.0
0 0 0 0 0 0 1 1 -4.0
0 0 1 0 0 0 1 0 -12.0
0 0 0 0 0 0 0 1 -20.5
0 0 1 0 0 0 0 0 -28.5
0 0 0 0 0 1 1 1 -36.5
0 0 1 0 0 1 1 0 -44.5
0 0 0 0 0 1 0 1 -53.5
0 0 1 0 0 1 0 0 -61.5
0 0 0 0 1 1 1 1 -69.5
0 0 1 0 1 1 1 0 -77.5
0 0 0 0 1 1 0 1 -85.5
0 0 1 0 1 1 0 0 -93.5
0 0 0 0 1 0 1 1 -101.5
0 0 1 0 1 0 1 0 -109.5
0 0 0 0 1 0 0 1 -123.5
0 0 1 0 1 0 0 0 -131.5
0 0 0 1 1 0 1 1 -139.5
0 0 1 1 1 0 1 0 -147.5
0 0 0 1 1 0 0 1 -155.5
0 0 1 1 1 0 0 0 -163.5
0 0 0 1 1 1 1 1 -171.5
0 0 1 1 1 1 1 0 -179.5
0 0 0 1 1 1 0 1 -187.5
0 0 1 1 1 1 0 0 -195.5
0 0 0 1 0 1 1 1 -203.5
0 0 1 1 0 1 1 0 -211.5
0 0 0 1 0 1 0 1 -219.5
0 0 1 1 0 1 0 0 -227.5
0 0 0 1 0 0 1 1 -235.5
0 0 1 1 0 0 1 0 -247.5
0 0 0 1 0 0 0 1 -263.5
0 0 1 1 0 0 0 0 -279.5
----------------------------------------------------
（非符号化６４−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分）
0 1 1 1 0 0 0 - -311.5
0 1 1 1 0 1 0 - -343.5
0 1 1 1 1 1 0 - -375.5
0 1 1 1 1 0 0 - -407.5
0 1 1 0 1 0 0 - -439.5
0 1 1 0 1 1 0 - -471.5
0 1 1 0 0 1 0 - -511.5
0 1 1 0 0 0 0 - -543.5
0 1 0 0 0 0 0 - -575.5
0 1 0 0 0 1 0 - -607.5
0 1 0 0 1 1 0 - -639.5
0 1 0 0 1 0 0 - -671.5
0 1 0 1 1 0 0 - -703.5
0 1 0 1 1 1 0 - -735.5
0 1 0 1 0 1 0 - -767.5
0 1 0 1 0 0 0 - -799.5
1 0 0 1 0 0 0 - -831.5
1 0 0 1 0 1 0 - -863.5
1 0 0 1 1 1 0 - -895.5
1 0 0 1 1 0 0 - -927.5
1 0 0 0 1 0 0 - -959.5
1 0 0 0 1 1 0 - -991.5
1 0 0 0 0 1 0 - -1,039.5
1 0 0 0 0 0 0 - -1,103.5
1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 1 0 0 1 0 - -1,231.5
1 0 1 0 1 1 0 - -1,295.5
1 0 1 0 1 0 0 - -1,359.5
1 0 1 1 1 0 0 - -1,423.5
1 0 1 1 1 1 0 - -1,487.5
1 0 1 1 0 1 0 - -1,551.5
1 0 1 1 0 0 0 - -1,615.5
【００７２】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、大きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用することが可能となる。本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を実現する通信システムのブロック図である。
【図２】本発明によって使用される例示的なＰＣＭ導出信号コンステレーションが従来のＰＣＭボコーダ量子化レベルから導出される状況を示す図である。
【図３】図１の通信システムで用いられる送信モデムの第１実施例のブロック図である。
【図４】図３のモデムで使用されるトレリス符号器の実施例の図である。
【図５】図３のモデムで使用されるトレリス符号器の実施例の図である。
【図６】図１の通信システムで用いられる送信モデムの代替実施例の図である。
【図７】図１の通信システムで用いられる送信モデムの代替実施例の図である。
【図８】図７の実施例で用いられる分数ビット符号器の動作を定義するテーブルを表す図である。
【図９】図１の通信システムで用いられる受信モデムの実施例のブロック図である。
【符号の説明】
１０ コンピュータサーバ
１７ 分数ビット符号器
１８ 並直列ワード変換器
１９ スクランブラ
２０ 送信モデム
２１ 直並列ビット変換器
２１１ 直並列ビット変換器
２３ ＯＲゲート
２４ スイッチ
２５ ディジタルライン
２６ レート１／２トレリス符号器
２７ 内サブコンステレーションマッパ
２８ 外サブコンステレーションマッパ
２９ スイッチ
３０ 近端中央局
３１ 並直列ビット変換器
３２ 制御リード
３５ トランク
３７ 符号化変調器
３７１ 符号化変調器
３８ 非符号化変調器
４０ 電話網
４５ トランク
５０ 遠端中央局
５５ ＰＣＭボコーダ
５８ アナログローカルループ
６０ 受信モデム
６１ フロントエンド信号処理ユニット
６３ サブコンステレーション判定ユニット
６５ スイッチ
６６ 復号器
６７ 復号器
６８ スイッチ
７０ エンドユーザ端末
７１ 遅延素子
７３ 分数ビット復号器
７４ 並直列ビット変換器
７５ デスクランブラ
７６ ＦＩＦＯバッファ
７７ ＦＩＦＯバッファ
Claims (31)
- 複数のデータワードからなる単一のストリームを表す送信信号を生成する方法であって、
各々が該データワードの１つに対応づけられる複数の信号点が配置されたＰＣＭ導出コンステレーションであって、第１のサブコンステレーションを含む、互いに重なり合わない少なくとも２つのサブコンステレーションに分割されているＰＣＭ導出コンステレーションを提供するステップと、
相対的に短い情報ビット長のデータワードから成る第１のデータワード群に含まれる各データワードの所定数のビットの関数としてトレリス符号化信号を生成するステップと、
該トレリス符号化信号を用いて、該第１のデータワード群に含まれない別のデータワードの値とは独立に、該ＰＣＭ導出コンステレーションの第１のサブコンステレーションの所定数のサブセットのうちの１つを識別するステップと、
該第１のデータワード群に含まれる各データワードの他のビットの関数として、かつ、該別のデータワードの値とは独立に、該トレリス符号化信号を用いて識別されたサブセット内の信号点を選択する第１の選択ステップと、
該別のデータワードの関数として、かつ、該第１のデータワード群のデータワードの値とは独立に、該ＰＣＭ導出コンステレーションの残りのサブコンステレーション内から信号点を選択する第２の選択ステップと、
該第１又は第２の選択ステップにより選択された信号点を表す信号を、該送信信号として生成する生成ステップとを含み、
与えられたデータレートおよび与えられたパワー制約に対して、該ＰＣＭ導出コンステレーション全体の信号点間の有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来得られたよりもデータレートを増大するようにしたことを特徴とする方法。 - 前記トレリス符号化ステップは、前記第１のサブコンステレーションからの信号点の選択後にのみ状態が前進する有限状態マシンによって実行されるものである請求項１の方法。
- 前記第１のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離は、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残りのサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離よりも小さくなっている請求項２の方法。
- 前記生成ステップが前記第１のサブコンステレーションの信号点間の最小距離に関して提供するデシベル利得は、前記第２の選択ステップが前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残りのサブコンステレーションの信号点間の最小距離に関して提供するいずれのデシベル利得より大きくなっている請求項３の方法。
- 前記第１のサブコンステレーションの信号点の振幅はすべて、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残りのサブコンステレーションのいずれの信号点の振幅よりも小さくなっている請求項１または４の方法。
- 前記ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点は、ＰＣＭ音声符号器の量子化レベルである請求項５の方法。
- 前記第１のデータワード群は、１個以上のビット位置で特定のビット値を有するデータワードからなる請求項６の方法。
- 前記第２の選択ステップにおいては、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残りのサブコンステレーションの信号点間の最小距離に関するデシベル利得が与えられない請求項７の方法。
- 送信器および受信器から成る伝送システムにおいて用いる方法であって、
該送信器において、
第１の信号間隔群の各信号間隔、もしくは第２の信号間隔群の各信号間隔にて、データワードを受信するステップと、
受信された該データワードから、相対的に短い情報ビット長を有する第１のデータワード、もしくは相対的に長い情報ビット長を有する第２のデータワードを識別するステップと、
ＰＣＭ導出コンステレーションの少なくとも２個の重なり合わないサブコンステレーションのうちの第１のサブコンステレーションから、該第１のデータワードの値の関数として信号点を選択するステップであって、該第１のサブコンステレーションの信号点間の有効最小距離を増大させてデシベル利得を得るために、該第１のデータワードを冗長符号化し、かつ、該第２のデータワードのいずれの値とも独立に、第１の信号点を選択する第１の選択ステップと、
第２のサブコンステレーションから、該第２のデータワードの値の関数として、かつ、該第１のデータワードの値とは独立に、第２の信号点を選択する第２の選択ステップと、
該第１又は第２の選択ステップにより選択された該第１および第２の信号点を表わす送信信号を送信するステップとを遂行し、および
該受信器において、
該送信信号を受信するステップと、
受信された信号から該第１および第２のデータワードを復号して該データワードを復元するステップとを遂行することを特徴とする伝送システムにおいて用いる方法。 - 前記復元するステップが、
前記受信された信号において、前記第１のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第１部分と、前記第２のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第２部分を識別するステップと、
前記第１部分を最尤復号し、前記第１のサブコンステレーションから選択された信号点によって表される第１のデータワードを復元するステップと、
前記第２部分を復号し、前記第２のサブコンステレーションから選択された信号点によって表される第２のデータワードを復元するステップとからなるものである請求項９の方法。 - 入力されたデータワードに応答して、少なくとも第１のサブコンステレーションおよび第２のサブコンステレーションを含むＰＣＭ導出コンステレーションの信号点のストリームを選択する符号化変調回路と、
選択された該信号点のストリームを表す出力信号を生成する回路とからなる送信装置において、
該符号化変調回路は、（ａ）該第１のサブコンステレーションから選択される信号点が該第２のサブコンステレーションからの信号点の選択とは独立に選択され、かつ、（ｂ）該第１のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得が、該第２のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得より大きくなるよう信号点間有効最小距離を増大させるために、該入力されたデータワードのうちの情報ビット長が相対的に短いデータを冗長符号化する符号化回路を有することを特徴とする送信装置。 - 前記第１のサブコンステレーションと前記第２のサブコンステレーションとは重なり合わないようになっている請求項１１の送信装置。
- 前記符号化回路は、前記入力されたデータワードの一部に所定の冗長符号を付加し、その結果得られる冗長符号化されたデータを用いて前記第１のサブコンステレーションのみから信号点を選択することによって、前記第１のサブコンステレーションのデシベル利得を提供する回路を有する請求項１２の送信装置。
- 前記符号化回路は、前記入力されたデータワードの一部の関数であるトレリス符号化信号による利得を利用して前記第１のサブコンステレーションの複数のサブセットのうちの特定のサブセットを識別するとともに、識別されたサブセットから、前記データワードの残部を用いて、特定の信号点を選択することによって、前記第１のサブコンステレーションのデシベル利得を提供する回路を有する請求項１３の送信装置。
- 前記サブセットの信号点間の実際の最小距離は、前記第１のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離より大きい請求項１４の送信装置。
- 前記信号点のストリーム中の特定の信号点が選択される特定のサブコンステレーションは、前記入力されたデータワードの少なくとも一部のビット値に応答して判定されるようになっている請求項１１の送信装置。
- 前記入力されたデータワードはマルチビットワードの列からなり、各マルチビットワードの少なくとも１ビットの値が前記特定のサブコンステレーションを識別し、各マルチビットワードの少なくとも残りのビットが前記特定の信号点を選択するために用いられる請求項１６の送信装置。
- 前記ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点はμ則またはＡ則の符号器の量子化レベルである請求項１２または１７の送信装置。
- 前記第１のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離は、前記第２のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離より小さくなっている請求項１１の送信装置。
- 前記第１のサブコンステレーションの信号点の振幅はすべて、前記第２のサブコンステレーションのいずれの信号点の振幅よりも小さくなっている請求項１９の送信装置。
- 前記ＰＣＭ導出コンステレーションは前記第１のサブコンステレーションおよび第２のサブコンステレーションのみからなり、前記入力されたデータワードは、前記第１のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関してのみデシベル利得が得られるように符号化される請求項２０の送信装置。
- 送信器および受信器から成る伝送システムであって、
該送信器は、
第１の信号間隔群の各信号間隔、もしくは第２の信号間隔群の各信号間隔にて、データワードを受信する手段と、受信された該データワードから、相対的に短い情報ビット長を有する第１のデータワード、もしくは相対的に長い情報ビット長を有する第２のデータワードを識別する手段と、
ＰＣＭ導出コンステレーションの少なくとも２個の重なり合わないサブコンステレーションのうちの第１のサブコンステレーションから、該第１のデータワードの値の関数として信号点を選択する手段であって、該第１のサブコンステレーションの信号点間の有効最小距離を増大させてデシベル利得を得るために、該第１のデータワードを冗長符号化し、かつ、該第２のデータワードのいずれの値とも独立に、信号点を選択する第１の選択手段と、
第２のサブコンステレーションから、該第２のデータワードの値の関数として、かつ、該第１のデータワードの値とは独立に、信号点を選択する第２の選択手段と、
該第１又は第２の選択手段により選択された信号点を表わす送信信号を送信する手段とを含み、および
該受信器は、
該送信信号を受信する手段と、
受信された信号から該第１および第２のデータワードを復号して該データワードを復元する手段とを備えることを特徴とする伝送システム。 - 前記復元する手段は、
受信された前記送信信号において、前記第１のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第１部分と、前記第２のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第２部分を識別する手段と、
前記第１部分を最尤復号し、前記第１のサブコンステレーションから選択された信号点によって表されるデータワードを復号する第１の復号手段と、
前記第２部分を復号し、前記第２のサブコンステレーションから選択された信号点によって表されるデータワードを復号する第２の復号手段とからなる請求項２２の伝送システム。 - 前記第１のサブコンステレーションと、前記第２のサブコンステレーションとは重なり合わないようになっている請求項２２または２３の伝送システム。
- 前記データワードの一部に所定の冗長符号を付加し、その結果得られる冗長符号化されたデータワードを用いて前記第１のサブコンステレーションのみから信号点を選択することによって、前記第１のサブコンステレーションのデシベル利得が得られるようになっている請求項２２または２３の伝送システム。
- 該データワードの一部をトレリス符号化して前記第１のサブコンステレーションの複数のサブセットのうちの特定のサブセットを識別するとともに、識別されたサブセットから、前記データワードの残部を用いて、特定の信号点を選択することによって、前記第１のサブコンステレーションのデシベル利得が得られるようになっている請求項２２または２３の伝送システム。
- 前記信号点のストリーム中の特定の信号点が選択される特定のサブコンステレーションは、前記データワードの少なくとも一部に応答して判定されるようになっている請求項２２または２３の伝送システム。
- 前記第１のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離は、前記第２のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離より小さくなっている請求項２２または２３の伝送システム。
- 前記第１のサブコンステレーションの信号点の振幅はすべて、前記第２のサブコンステレーションのいずれの信号点の振幅よりも小さくなっている請求項２２または２３の伝送システム。
- 前記ＰＣＭ導出コンステレーションは前記第１のサブコンステレーションおよび第２のサブコンステレーションのみからなり、前記データワードは、前記第１のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関してのみデシベル利得が得られるように符号化される請求項２２または２３の伝送システム。
- 前記ＰＣＭ導出コンステレーションの信号点はμ則またはＡ則の符号器の量子化レベルである請求項２２または２３の伝送システム。
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|---|---|---|---|
| US2675196P | 1996-09-26 | 1996-09-26 | |
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| US08/753,351 US5953376A (en) | 1996-09-26 | 1996-11-25 | Probabilistic trellis coded modulation with PCM-derived constellations |
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| Publication Number | Publication Date |
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