JPH10150473A

JPH10150473A - 送信信号を生成する方法

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Publication number: JPH10150473A
Application number: JP9257252A
Authority: JP
Inventors: Wei Rekkufang; ウェイレックファング
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1996-09-26
Filing date: 1997-09-22
Publication date: 1998-06-02
Anticipated expiration: 2017-09-22
Also published as: JP3739542B2; US5953376A

Abstract

(57)【要約】【課題】大きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ
導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用す
る。【解決手段】ＰＣＭ導出コンステレーション全体のう
ちのいくつかのサブコンステレーションのそれぞれに対
して、相異なる冗長符号化のレベル（冗長符号化をしな
い可能性を含む）を使用する変調方式によって、ＰＣＭ
導出コンステレーションから伝送のための信号点を選択
する。サブコンステレーションのうちの少なくとも１つ
に用いられる符号化は、他のいずれのサブコンステレー
ションに用いられるいずれの符号化とも独立に実行され
る。実施例では、サブコンステレーションは、ＰＣＭ導
出コンステレーション全体の重なり合わない部分であ
り、冗長符号はトレリス符号であり、信号点間の最小距
離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するた
めに、その最小距離に関するデシベル利得が増大する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、通信ネットワーク
を通じてのデータの伝送に関する。

【０００２】

【従来の技術】これまで市場に出回っているほとんどす
べての音声帯域モデムの設計は、公衆交換電話網チャネ
ルがエンドツーエンドでアナログチャネルであるという
モデルに基づいている。このようなモデルでは、重要な
ノイズ源の１つは、いわゆるＰＣＭボコーダ（パルス符
号変調音声符号器）によって生じる量子化ノイズであ
る。特に、発信中央局では、ＰＣＭボコーダは、音声信
号やアナログ音声帯域データ信号（例えばＱＡＭ信号）
のような入力アナログ信号を、ネットワークのコア内の
ディジタル設備を通じて伝送するために、ディジタル形
式に変換する。着信中央局では、マッチングボコーダ
が、その信号を再びアナログ形式に変換する。量子化ノ
イズは、入力信号が量子化前にサンプリングされるとき
に、振幅がボコーダのあらかじめ定義された量子化レベ
ルのいずれとも正確には等しくないことから生じる。こ
うして、送信されるのは、実際の信号振幅に最も近い量
子化レベルであり、実際には、そのレベルを表現する
（例えば）８ビットワードである。実際の振幅と、その
振幅の伝送される表現の間の相違は、ノイズの形として
受信モデムに現れる。これを量子化ノイズという。

【０００３】チャネルにおけるノイズは、モデムの設計
において重要な問題である。特に、そのシグナリングお
よび変調のフォーマットの設計において重要である。そ
の理由は、信号が伝送されるネットワークによって課さ
れるパワー制約が、仮定される最悪の場合のノイズレベ
ルとともに、存在を仮定しなければならない最悪の場合
の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）につながるからである。さ
らに、ＳＮＲは、データがチャネルを通じて伝送される
ことができるレートを制限する２つの主要なファクタの
うちの１つである（もう１つは帯域幅である）。

【０００４】ここ２０年ほどにわたって開発されてきた
直交振幅変調、トレリス符号化、エコー消去、および適
応等化を含むさまざまな技術によって、モデムデータレ
ートは、ネットワークのＳＮＲおよび帯域幅の制約にも
かかわらず、１９８０年代初期の毎秒約２．４キロビッ
ト（２．４ｋｂｐｓ）から、今日の３０ｋｂｐｓ以上の
レートまで、改善されてきた。さらに、米国特許第５，
４０６，５８３号（発行日：１９９５年４月１１日、発
明者：N. Dagdeviren）には、伝送されるデータビット
を、ボコーダの量子化レベルを表現する符号を用いて符
号化し、その符号をディジタル形式でネットワークに送
信することによって、チャネル全体で障害の源としての
ボコーダ量子化ノイズを完全に除去し、それによって、
公衆交換電話網チャネルによって達成可能なデータレー
トをさらに向上させることができることが記載されてい
る。こうして、伝送される信号の振幅（実際には８ビッ
トワードによって表現される）を、ボコーダのあらかじ
め定義された量子化ノイズに一致させることによって、
受信ボコーダのアナログ出力振幅は入力振幅の近似表現
ではなく正確な表現となる。要するに、このアプローチ
は、ボコーダの量子化レベルから導出される信号点のコ
ンステレーション（信号点配置）に基づいて、変調信号
方式を実装するものである。このようなコンステレーシ
ョンをここでは「ＰＣＭ導出コンステレーション」とい
う。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】音声帯域モデムの分野
では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよ
び伝送遅延を受けてもよければ、いわゆる符号化利得を
達成するために、既存の信号方式にトレリス符号化変調
（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化技術を適用して、パ
フォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレート
でデータの伝送を行うことができる。しかし、本発明の
発明者が計算を実行したところによると、ＰＣＭ導出コ
ンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をその
まま実装しても、ほとんどあるいは全く符号化利得がな
い。これは、通信産業で広く用いられているボコーダ
が、非線形量子化特性を有することに起因する。（代表
的には）２５６個の利用可能な量子化レベルのうちの比
較的多くが、波形の比較的高振幅の部分に用いられるよ
りも、比較的低振幅の部分を符号化するために使用され
る。さらに、詳細は後述するように、この非線形特性の
ために、ＰＣＭ導出コンステレーションの点間の最小距
離が、関連するコンステレーションのサイズに応じて、
大幅に縮小するので、トレリス符号化自体によって達成
される利点がほとんど完全になくなってしまう。

【０００６】

【課題を解決するための手段】しかし、本発明の発明者
は、大きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ導出コ
ンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法
を発見した。

【０００７】本発明によれば、ＰＣＭ導出コンステレー
ション全体のうちのいくつかのサブコンステレーション
のそれぞれに対して、相異なる冗長符号化のレベル（冗
長符号化をしない可能性を含む）を使用する変調方式に
よって、ＰＣＭ導出コンステレーションから伝送のため
の信号点を選択する。サブコンステレーションのうちの
少なくとも１つに用いられる符号化は、他のいずれのサ
ブコンステレーションに用いられるいずれの符号化とも
独立に実行される。好ましい実施例では、サブコンステ
レーションは、ＰＣＭ導出コンステレーション全体の重
なり合わない部分であり、冗長符号はトレリス符号であ
り、サブコンステレーションとともに用いられるトレリ
ス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その
小さい最小距離を補償するために、その最小距離に関す
るデシベル利得の量が増大する。

【０００８】実施例では、ＰＣＭ導出コンステレーショ
ンは２つのサブコンステレーション（「内サブコンステ
レーション」および「外サブコンステレーション」とい
う。）に分割され、内サブコンステレーションの最小距
離は、外サブコンステレーションの最小距離より小さ
い。所定のトレリス符号が内サブコンステレーションに
用いられ、外サブコンステレーションにはトレリス符号
は使用されない。

【０００９】本発明は、全体として、与えられたデータ
レートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣ
Ｍ導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最
小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンス
のレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを
増大させることができる。

【００１０】ＰＣＭ導出コンステレーションの場合に内
サブコンステレーションと外サブコンステレーションを
利用するという考え方は、フランス国Sophia-Antipolis
のInstitut EurecomのP. A. HumbletとJ. G. Troulisに
よる"The Information Driveway"と題する論文に記載さ
れている。これは１９９５年１１月３０日の日付を有し
ており、インターネットに投稿されたものである。この
文書が公知になったときに本発明の発明者は知らなかっ
た。いずれにしても、Humbletらによって記載された符
号化方式では、両方のサブコンステレーションから独立
に信号点を選択する過程で単一のトレリス符号が使用さ
れており、本願発明のように、サブコンステレーション
のうちの少なくとも１つに対して独立に行われているの
ではない。Humbletらが実際に彼らの方式を実用上どの
ように実装したかについて、彼らの論文には明らかでは
ない点がいくつかあり、さらに、誤り性能に関して彼ら
の方式に対して主張されている結果が正しいかどうかも
明らかではない。従って、本明細書では、本願発明のア
プローチの性能を、Humbletらの論文とではなく、上記
のような他の従来技術の構成と比較する。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１の通信システムにおいて、コ
ンピュータサーバ１０によってライン１５に出力される
データビットは、例えば、毎秒５６キロビット（５６ｋ
ｂｐｓ）のレートで、エンドユーザ端末７０へ伝送され
る。例えば、ワールドワイドウェブアクセスのようなア
プリケーションに合わせて、データビットは、逆方向
（エンドユーザ端末７０からサーバ１０へ）には、大幅
に低いデータレートで通信される。この場合、サーバか
らユーザへの通信は、グラフィカル情報を伝送するため
に比較的高いレートである必要があるが、ユーザからサ
ーバへの通信は、一般には個々の英文字や「マウスクリ
ック」などを表すものであり、ずっと低いレートとする
ことが可能である。説明を明確にするため、後者の「ア
ップストリーム」通信は図１には表示しない。アップス
トリーム通信についての説明は、この詳細な説明の最後
で行う。

【００１２】サーバ１０の５６ｋｂｐｓ出力は送信モデ
ム２０に送られる。送信モデム２０は一般にサーバと同
じ場所に配置される。次に、モデム２０の出力は、近端
中央局３０に送られる。従来の音声帯域モデムとは異な
り、モデム２０の出力は変調されたキャリア信号ではな
く、ディジタルライン２５を通じて中央局３０へ送信さ
れるディジタル信号である。ライン２５上のディジタル
信号は、８ビットワードの列からなる。８ビットワード
値の相異なる組合せはそれぞれ、あらかじめ定義された
信号コンステレーションの信号点を表す。上記の米国特
許第５，４０６，５８３号に一般的に記載されているよ
うに、このコンステレーションの点は、従来のμ則また
はＡ則のボコーダの量子化レベルの所定のサブセットか
らなる。このようなコンステレーション（以下「ＰＣＭ
導出コンステレーション」という。）を、図２および付
録１に示し、詳細は後述する。コンピュータサーバ１０
の出力データレートは毎秒５６キロビット（５６ｋｂｐ
ｓ）であるが、モデム２０の出力データレートは６４ｋ
ｂｐｓであって、従来のＰＣＭディジタル信号フォーマ
ットと一致している。５６ｋｂｐｓ信号が６４ｋｂｐｓ
信号になる状況は、以下の説明で明らかとなるはずであ
る。

【００１３】重要なことであるが、中央局３０によって
受信される６４ｋｂｐｓ信号は既にＰＣＭフォーマット
であるため、例えば同じく中央局３０によって受信され
るアナログ音声信号に加えられる量子化などの処理を受
けることがない。ライン２５から受信され、トランク３
５、電話網４０、およびトランク４５を通じて遠端中央
局５０に送られるＰＣＭフォーマット信号は、ＰＣＭ形
式で伝送される。

【００１４】モデム２０によって発生される信号はディ
ジタル信号であるが、サーバ１０とエンドユーザ端末７
０の間の全コネクションは完全にはディジタルではな
い。遠端中央局５０に入力されるときの信号は、（中央
局５０側から見ると、）符号化音声信号や従来の音声帯
域モデム信号のような送信されてくる他の６４ｋｂｐｓ
のＰＣＭ符号化信号と区別することができない。すなわ
ち、中央局３０は、モデム２０から発信された信号を通
常のＰＣＭチャネルに送信する。従って、その信号は、
遠端中央局５０に到達すると、中央局５０に到達する他
のすべてのＰＣＭ符号化信号と全く同様にＰＣＭボコー
ダ５５に入力される。ＰＣＭボコーダ５５の出力は、
（代表的には）３．５ｋＨｚの帯域幅を占める音声帯域
アナログ信号となる。この信号は、アナログローカルル
ープ５８を通じてユーザ宅内へ伝送される。

【００１５】ユーザ宅内では、受信モデム６０が、受信
した音声帯域アナログ信号（送信されたＰＣＭ導出コン
ステレーションの信号点を表す）を、それらの信号点が
モデム２０で生成された方法に応じて、復調し、復号す
る。その結果リード６９上に得られる５６ｋｂｐｓ出力
ビットストリームはエンドユーザ端末７０（例えば、加
入者のパーソナルコンピュータ）に送られる。

【００１６】ＰＣＭ導出信号コンステレーションの性質
は図２の考察から理解される。従来のＰＣＭ符号化で用
いられるμ則あるいはＡ則の量子化は、２５５個または
２５６個の量子化レベルを使用する。図２に表されてい
るのは、短い横棒で表されている、μ則符号器の１２８
個の非負量子化レベルである。これらの量子化レベルは
８個のセグメントに分割され、各セグメントは、「セグ
メント境界」と表示された長めの横棒によって区切ら
れ、１６個の等間隔の量子化レベルを有する。８個のセ
グメントのそれぞれの振幅範囲は、隣の振幅が小さいほ
うのセグメントの約２倍である。こうして、セグメント
内の量子化レベル間の距離は、引き続くセグメントごと
に増大していく。このように、この方式は、量子化され
るべきアナログ信号の対数圧縮を行う。上記の２倍の結
果、および、その結果として高振幅のセグメントの量子
化レベル間の間隔が広くなることにより、図中で１２８
個のすべての量子化レベルを正しい縮尺で正確に示すの
は不便である。そこで、図２には、最初の４個のセグメ
ントのすべての量子化レベルと、他のいくつかの量子化
レベルのみを正確に示している。μ則符号器は１２７個
の負の量子化レベルも含むが、これらは、正の量子化レ
ベルの鏡像として配置される。

【００１７】ＰＣＭ導出信号コンステレーションの信号
点は、ＰＣＭ量子化レベルのうちの選択されたものから
なり、それにより、上記のように、システム全体のノイ
ズ源としてのＰＣＭ量子化ノイズを除去する。モデム２
０および６０によって使用されるＰＣＭ導出信号コンス
テレーションを構成する信号点を図２では点（ドット）
で表す。８０個の正値信号点があるが、ここでも上記の
広い間隔のために、８０個の信号点をすべて正確に図２
に表すことは実際的ではない。ＰＣＭ導出コンステレー
ションはまた、８０個の負値信号点を鏡像として含む。
この例示的なＰＣＭ導出コンステレーションの１６０個
の全信号点の正確な振幅レベル（および、後述の、符号
化されるデータがそれらの信号点によって表現される方
式）は付録１に示されている。

【００１８】所望の全データビットレートを達成するた
めに信号コンステレーション内に与えられた点の数を仮
定すると、ＰＣＭ導出コンステレーションから信号点を
選択する従来のアプローチでは、（ａ）できるだけ等間
隔で、（ｂ）量子化レベル間の最小距離がネットワーク
のピークおよび平均のパワー制約に合わせてできるだけ
大きくなるような量子化レベルのものを選択することに
なる。特に、最小距離の判断基準は、重要な設計パラメ
ータとなる。その理由は、伝送される信号点は、ローカ
ルループ５８を通るときに、チャネルノイズやその他の
チャネル障害によって信号空間において不可避的に変位
するからである。従って、伝送信号点が受信モデム６０
で誤って検出される範囲は、その伝送信号点がＰＣＭ導
出コンステレーションにおいて最も近い点からどのくら
い離れているかに依存する。このような方式は、特定の
アプリケーションには十分であるような誤り率性能の期
待されるレベルを達成するであろう。さらに高いレベル
の誤り率性能が必要とされる場合には、上記のとおり音
声モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装
上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、コンス
テレーションの信号点間の有効最小距離を実際（すなわ
ち、信号点間のユークリッド最小距離）よりも大きくす
ることを達成するために、既存の信号方式にトレリス符
号化変調（ＴＣＭ）のようなチャネル符号化技術を適用
して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高
いレートが実現される。しかし、本発明の発明者が計算
を実行したところによると、ＰＣＭ導出コンステレーシ
ョンでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装して
も、ほとんどあるいは全く、信号点間の有効最小距離は
増大しない。これは、ＰＣＭ符号化方式の対数的性質に
よる。特に、トレリス符号化変調方式を実装すると、符
号化しない場合よりも、コンステレーション内の信号点
の必要な数が増大する。さらに、信号点間の実際の最小
距離を最大化するプロセスは、少なくとも比較的大きい
コンステレーションの場合、信号コンステレーションの
高振幅信号点がすべて、隣接するＰＣＭ量子化レベルか
らとられることを意味する。（ここで、信号点振幅ある
いは量子化レベル振幅について高いあるいは低いとは、
問題となっている量の絶対値に関してのことである。）
これは、必要となる追加の信号点は、低振幅の量子化レ
ベルからとらなければならないことを意味する。従っ
て、信号点間の実際の最小距離が縮小するので、信号点
間の実際の最小距離の減少により、トレリス符号化自体
によって達成される利点がほとんど完全になくなってし
まうことが分かる。すなわち、拡大したコンステレーシ
ョンの有効最小距離は、もとの拡大していないコンステ
レーションの実際の最小距離とほとんど等しくなる。

【００１９】しかし、本発明の発明者は、コンステレー
ションの有効最小距離を大幅に増大させるように、ＰＣ
Ｍ導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用
する方法を発見した。

【００２０】まず、実施例の特別な場合を考える。これ
は、ＰＣＭ導出コンステレーションを、２つのサブコン
ステレーション（以下「内サブコンステレーション」お
よび「外サブコンステレーション」という。）に分割す
ることによって達成される。内サブコンステレーション
と外サブコンステレーションの間の境界は図２および付
録１に図式的に示されている。付録１から分かるよう
に、内サブコンステレーションは、実際の最小距離が４
である６４個の信号点からなる。この最小距離は、例え
ば、振幅が−２および＋２である信号点の間の距離であ
る。（ここでは、ＰＣＭボコーダの量子化レベル間の最
小距離は１という正規化された値であると仮定する。）
外サブコンステレーションは９６個の点からなり、この
コンステレーションの実際の最小距離は１６である。こ
れは、例えば、振幅が１６３．５と１７９．５の点の間
の距離である。内サブコンステレーションの実際の最小
距離は外サブコンステレーションの実際の最小距離より
小さいため、それ以外のことがなされない場合、全コン
ステレーションの最小距離は４となり、これがコンステ
レーションの全体の性能を決定することになる。しか
し、内サブコンステレーションとともに所定のトレリス
符号を用い、その一方で、より低いレベルのトレリス符
号化（この例では、実際には、全くトレリス符号化しな
い。）を外サブコンステレーションに対して用いる。こ
うして、外サブコンステレーションの最小距離を１６の
ままとしながら、トレリス符号化によって、内サブコン
ステレーションの有効最小距離（従って、コンステレー
ション全体としての有効最小距離）を４から大幅に増大
させる。

【００２１】具体的には、コンステレーションの（ある
いは、この場合には、サブコンステレーションの）「有
効最小距離」は、任意の２個の有効な信号点列からとっ
た信号点の間のユークリッド距離の２乗の和の最小値の
平方根で与えられる。トレリス符号化システムでは信号
点のあらゆる列が有効なわけではなく、これが、チャネ
ル障害に対する高い耐性を与えることになる。これに対
して、一般の符号化されていないシステムでは、信号点
のあらゆる列が有効であり、この場合、コンステレーシ
ョンの有効最小距離は、実際の最小距離、すなわち、コ
ンステレーションの任意の２個の信号点間の最小ユーク
リッド距離に等しい。（例えば、"Trellis-Coded Modul
ation with Multidimensional Constellations", IEEE
Trans. on Information Theory, pp.483-501 (July 198
7)、参照。本明細書で「有効最小距離」と呼んでいるパ
ラメータは、この論文では「任意の２個の有効な信号点
列間の最小２乗ユークリッド距離(minimum squared Euc
lidian distance betweenany two valid sequences of
signal points)」と呼ばれているものの平方根に等し
い。）

【００２２】実際の最小距離から有効最小距離へ、サブ
コンステレーションの最小距離が増大することは、２０
ｌｏｇ₁₀（有効最小距離／実際の最小距離）で与えられ
る公称デシベル利得として表現することができる。この
パラメータは、トレリス符号の結果得られる誤り耐性に
おける改善の尺度となる。（真のデシベル利得は、符号
に通常付随する大きい誤り係数の効果により、公称デシ
ベル利得よりも小さくなる。例えば、本実施例では、公
称デシベル利得と真のデシベル利得の間には０．５ｄＢ
の差がある。本発明の目的では、「デシベル利得」とい
う用語は、真のデシベル利得または公称デシベル利得の
いずれを指すものとしてもよい。）

【００２３】本実施例では、内サブコンステレーション
の有効最小距離は１５であり、実際の最小距離の４と比
べて、公称デシベル利得は１１．５ｄＢとなる。

【００２４】好ましい実施例では、内サブコンステレー
ションの有効最小距離は、外サブコンステレーションの
有効最小距離と等しくされ、あるいは、実用上ほとんど
等しくされる。以下で詳細に説明するように、本実施例
で用いられる特定のトレリス符号を使用すると、外サブ
コンステレーションの有効最小距離（＝実際の最小距
離）の１６と比べて、内サブコンステレーションの有効
最小距離は、今述べたとおり１５である。これは、トレ
リス符号化変調を全く用いない場合、あるいは、従来技
術から示唆されるようにＰＣＭ導出コンステレーション
全体にわたってトレリス符号化変調を用いる場合のいず
れを考慮しても、従来技術によって達成されるよりも良
好な結果である。これについて詳細は後述する。

【００２５】（さらに実装上の詳細として注意すべき点
であるが、サブコンステレーション間の最小距離は、理
想的には、複数のサブコンステレーションの有効最小距
離のうちの最小のもの以上であるべきである。この理由
は、ここで最終的に性能を決定するものは、ＰＣＭ導出
コンステレーション全体の有効最小距離であり、これ
は、（ｉ）サブコンステレーション内の信号点間の有効
最小距離と、（ｉｉ）サブコンステレーションどうしの
間の最小距離、のうち最小のものである。この判断基準
は、本実施例では、内サブコンステレーションと外サブ
コンステレーションの間の最小距離は、振幅１４７．５
と１６３．５の点の間の距離、すなわち１６（＞１５）
であるということで、満たされている。）

【００２６】一般に、本発明によれば、任意の数のサブ
コンステレーションが存在することが可能であるが、こ
れらは好ましくは重なり合わない。すなわち、いずれの
サブコンステレーションも、他のサブコンステレーショ
ンの信号点の振幅の間に入る振幅の信号点を有しない。
２個のサブコンステレーションの場合に言い換えると、
第１のサブコンステレーションの信号点はすべて、第２
のサブコンステレーションのいずれの信号点よりも振幅
が小さい。さまざまなレベルの冗長符号化（冗長符号化
を使用しない可能性を含む。）が、全ＰＣＭ導出コンス
テレーションのそれぞれのサブコンステレーションに対
して使用される。冗長符号化は例えばトレリス符号化で
ある。サブコンステレーションとともに用いられるトレ
リス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、そ
の小さい最小距離を補償するために、デシベル利得の量
が増大することにより、各サブコンステレーションに対
して適度に有効最小距離を増大させる。こうして、本実
施例によれば、例えば、内サブコンステレーションは、
実際の最小距離は４と小さいため、外サブコンステレー
ションよりも高いデシベル利得が与えられる。

【００２７】本発明は、全体として、与えられたデータ
レートおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣ
Ｍ導出コンステレーションの信号点間の有効最小距離を
増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベル
で従来達成可能であったよりもデータレートを増大させ
ることができる。

【００２８】モデム２０の第１実施例を図３に示す。特
に、そのスクランブラ１９は、ライン１５上の５６ｋｂ
ｐｓデータのシリアルストリームを受信して従来のスク
ランブリング（ランダム化ともいう。）動作を行い、そ
の結果のスクランブルされたビットストリームは、直並
列ビット変換器２１によってＮビットワード（例えばＮ
＝７）の列に変換される。各ワードの７ビット（Ｉ１，
ｉ２，...，Ｉ７で表す。）は、並列に、リード２２上
に、毎秒１／Ｔのレートで出力される。ただし、Ｔはい
わゆる信号間隔であり、その値は、ＰＣＭ信号フォーマ
ットによって規定される。具体的には、Ｔ＝０．１２５
ｍｓｅｃであり、従って、いわゆるシンボルレート（一
般にボーレートという。）は、毎秒１／（０．１２５×
１０^-3）＝８×１０³シンボル、すなわち、８ｋｂａｕ
ｄとなる。

【００２９】ＰＣＭ導出コンステレーションのそれぞれ
のサブコンステレーション用の変調器に、さまざまな入
力ビットパターンが入力される。本実施例では、あるビ
ットパターンがリード２２に現れると、内サブコンステ
レーションが使用される。この場合、リード２２のビッ
トは、スイッチ２４によって、レート１／２トレリス符
号器２６および内サブコンステレーションマッパ２７か
らなる符号化変調器３７に入力されることにより、マッ
パ２７の出力においては、内サブコンステレーションの
信号点のストリームが識別される。他のビットパターン
がリード２２に現れたときには、外サブコンステレーシ
ョンが使用される。この場合、リード２２のビットは、
外サブコンステレーションマッパ２８からなる非符号化
変調器３８に入力されることにより、マッパ２８の出力
においては、外サブコンステレーションの信号点のスト
リームが識別される。マッパ２７および２８の出力は、
それぞれ、対応する信号点が導出されるもととなったＰ
ＣＭ量子化レベルを表す８ビットワードである。これら
は、スイッチ２９によって、並直列ビット変換器３１に
入力された後、トランク２５に出力される。スイッチ２
９はスイッチ２４と連携して制御される。並直列ビット
変換器３１は、選択された信号点を表す伝送出力信号を
生成する。この信号はトランク２５に出力される。この
出力信号によって運ばれるビットは、６４ｋｂｐｓ（＝
８ビット×８ｋｂａｕｄ）のレートである。

【００３０】具体的には、リード２２上で、内サブコン
ステレーションを用いて表されるべきビットパターン
は、所定の判断基準を満たすものである。これは、例え
ば、ｑ≧１個の所定のビット位置で特定の値を有するビ
ットパターンである。本実施例では、このビットパター
ンは、Ｉ６およびＩ７の値がいずれも０であるようなビ
ットパターンである。これら２ビットの値は、いずれの
変調器に入力ビットを送るかという方向選択をしている
ので、以下、これら２ビットを「方向選択ビット」とい
うことにする。この場合、ビットＩ１〜Ｉ５は、スイッ
チ２４によって符号化変調器３７に入力され、最終的に
内サブコンステレーションからの信号点が指定される。
（ビットＩ６およびＩ７を符号化変調器３７に入力する
必要はない。内サブコンステレーションからの信号点が
受信されたという事実が、受信器において、それらのビ
ットの値（すなわちそれぞれ０）を復元するために用い
られる。）符号化変調器３７は標準的な設計のものであ
り、ｋビットからなる第１のビット群（この場合は単一
のビットＩ１からなる）がトレリス符号器２６の入力リ
ード３３に入力される。トレリス符号器２６のリード３
４へのビット出力はｐ（＞ｋ）ビットからなる。実施例
では、ｐ＝２である。これらのビットＸ０およびＸ１が
コンステレーションマッパ２７に入力され、一方、ビッ
トＩ２〜Ｉ５は直接にコンステレーションマッパ２７に
入力される。コンステレーションマッパ２７の入力にお
ける６４個の可能なビットパターンはそれぞれ、内サブ
コンステレーションの６４個の信号点のうちの１つを指
定する。具体的なマッピングの例を付録１に示し、詳細
は後述する。

【００３１】これに対して、リード２２上で、外サブコ
ンステレーションを用いて表されるべきビットパターン
は、上記の判断基準を満たさないものであり、ビットＩ
６およびＩ７の値が両方とも０ではないものである。す
なわち、これらは、３個のビットペア値０１、１０また
は１１のいずれかである。この場合、ビットＩ１〜Ｉ７
はスイッチ２４によって非符号化変調器２８に入力さ
れ、最終的に外サブコンステレーションからの信号点が
指定される。ビットＩ６およびＩ７は、変調器２８に入
力されるときには決して００という値はとらないため、
コンステレーションマッパ２８の入力において９６個の
可能なビットパターンがあることが確かめられる。各パ
ターンは、外サブコンステレーションの９６個の信号点
（これも付録１に詳細を示す。）のうちの１つを指定す
る。

【００３２】リード２２上のビットを２つの変調器のう
ちの１つへ上記のように方向選択することは、ＯＲゲー
ト２３によって制御リード３２上に出力されるビットＩ
６とＩ７の論理ＯＲ関数を用いることによって達成され
る。ＯＲゲート２３は、変調器３７および３８の出力を
変換器３１へ適切に入力するためにスイッチ２４および
２９を動作させる。また、スイッチ２４が「下」の位置
にあることによりトレリス符号器の入力にビットＩ１の
新たな値が提供されるときにのみ、いわゆるトレリス符
号器の状態（これは例えば有限状態マシンとして実装さ
れる。）が入力リード上の信号に応答して前進するとい
う意味で、リード３２上の信号は、トレリス符号器２６
の動作も制御する。

【００３３】本実施例で達成されるＰＣＭ導出コンステ
レーション全体に対する１５という有効最小距離を、同
じ５６ｋｂｐｓというデータレートで従来技術によって
達成される有効最小距離を比較する。具体的には、トレ
リス符号化変調をせずに５６ｋｂｐｓビットストリーム
をサポートするための７ビット／ボーの符号化は、２⁷
＝１２８点のＰＣＭ導出コンステレーションを必要とす
る。最良のこのようなコンステレーションでは、実際の
最小距離および有効最小距離は８となる。このようにし
て、本発明は、従来技術よりも大幅に高いレベルの誤り
率性能（５６ｋｂｐｓで５ｄＢ高い）を保証する。さら
に、従来技術から示唆されるような、ＰＣＭ導出コンス
テレーション全体にわたって符号化変調器３７のような
トレリス符号化変調を使用することは、性能を悪くこそ
すれ良くすることはない。具体的には、各ボーごとに符
号化される７ビットは、各信号間隔ごとのトレリス符号
化によって導入される冗長ビットにより８ビットに拡大
されるため、２⁸＝２５６点のＰＣＭ導出コンステレー
ションを必要とする。これは、２５６個のμ則量子化レ
ベルがすべてＰＣＭ導出コンステレーションで使用され
なければならいことを意味し、従って、少なくとも電話
網の平均パワー制約は、多くの高振幅の点の信号ストリ
ーム中の周波数によって破られることになる。さらに、
このようなコンステレーションの実際の最小距離は１と
なり、その結果、トレリス符号化後でも、有効最小距離
は３．７５となり、トレリス符号化を全く用いない場合
に達成される有効最小距離８よりもさらに悪い。

【００３４】図４および図５に、トレリス符号器２６を
実現する有限状態マシンの実施例を示す。これらの２つ
の実施例は同じトレリスに基づいており、実現している
符号は同一の距離尺度を有し、同じ性能を有する。いず
れの場合でも、符号は、既知の設計方法に従って内サブ
コンステレーションの距離の性質に関連して設計されて
いる。

【００３５】図４および図５の符号器のいずれを使用す
るかの選択は、ほとんどは、設計上の事項である。具体
的には、図４のトレリス符号器は組織符号器である。こ
のように呼ばれるのは、リード３３上の入力ビットスト
リームが、リード３４のうちの１つの出力ビットＸ１と
して符号器出力に直接運ばれるためである。音声帯域モ
デム設計者は組織符号器を使用することを好むことが多
い。それは、何らかの理由で必要な場合に、受信器で復
号を実行することなくトレリス符号器に入力された送信
ビットを復元する（そのため、最初に符号の使用によっ
て与えられた高いノイズ耐性を実現することはなくなっ
てしまうが）ことが可能なためである。リード３４の他
方は、冗長ビットＸ０を運ぶ。これは、６個のＴ秒遅延
素子および４個の排他的ＯＲゲートからなる図示したよ
うな論理回路によって生成される。ただし、Ｔは上記の
信号間隔である。上記のように、トレリス符号器２６の
動作は、その状態（その６個の遅延素子の内容によって
与えられる）が、スイッチ２４が「下」の位置にあるこ
とによりトレリス符号器の入力にビットＩ１の新たな値
が提供されるときにのみ、入力リード３３上の信号に応
答して変化するという意味で、リード３２上の信号によ
って制御される。

【００３６】これに対して、図５に示したトレリス符号
器の実施例は非組織符号を実現する。その意味は、図４
の場合とは異なり、図５の実施例の出力リード３４上の
ビットストリームはいずれも、リード３３上の入力ビッ
トストリームの複製ではないということである。図５の
トレリス符号器を実現している論理回路を考察すれば分
かるように、遅延素子内のビットの値は、入力ビットＩ
１の６個の過去の値である。これにより、以下で引用す
る本願の発明者による米国特許仮出願に記載されたよう
に符号が「終端(terminate)」されることが保証され
る。（保証はされないが、図４のトレリス符号器によっ
て実現される符号を素早く終端させることも可能であ
る。）符号を終端させることは、本実施例において好ま
しいことがあり、後述する。

【００３７】付録１は、コンステレーションマッパ２７
および２８に入力されるビットがＰＣＭ導出コンステレ
ーションの信号点にマッピングされる方法の一例を示
す。コンステレーションマッパ２８によって外サブコン
ステレーションの信号点にマッピングされるとき、ビッ
トＩ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４、Ｉ５、Ｉ６およびＩ７の値
のさまざまな組合せを、任意の方法で信号点に割り当て
ることが可能である。しかし、好ましい実施例では、グ
レイ符号化を用いて、与えられた信号点に対応するビッ
トパターンは、隣接する信号点に対応するビットパター
ン全体と１ビット位置でしか異ならないようにする。外
サブコンステレーションのいずれの信号点が送信された
かに関して受信器で誤りが生じた場合、識別された誤っ
た信号点は、実際に送信された信号点に最も近いものの
うちの１つであることが最も確からしい。こうして、誤
って復元されたビットパターンは、送信されたものと１
ビット位置でしか異ならないことになる。従って、例え
ば、振幅が１６１５．５である信号点に対応するビット
パターン（すなわちビットパターン１００１０１１）
は、振幅が１６７９．５（１５５１．５）である最も近
いものに対応するビットパターンとは第２（第３）ビッ
ト位置でのみ異なる。（このような１ビット誤りは、サ
ーバ１０と端末７０の間の通信を支配するプロトコルに
よって実装される前方誤り訂正方式によって訂正するこ
とも可能である。）

【００３８】ビットＸ０、Ｘ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４およ
びＩ５の値がコンステレーションマッパ２７によって内
コンステレーションの信号点にマッピングされる方法に
関しては、まず注意すべき点であるが、ビットＩ６およ
びＩ７の値は付録１に明示されているが、それらの値
（常に０）は、内サブコンステレーションから信号点を
選択するために使用されない。むしろ、これらのビット
の値は、上記のように、内サブコンステレーション信号
点を送信することによって受信器へ暗に伝えられる。従
って、受信器が内サブコンステレーションの点を受信し
たと判断したときには、ビットＩ６およびＩ７の値は受
信器でいずれも０であるとして復元される。内サブコン
ステレーションに対応する他のビットパターンを参照す
ると、従来のトレリス符号化変調に従って、信号点は、
この例では４個のサブセットに分割され、各サブセット
の信号点は、ビットＸ０およびＸ１の値が同じである。
すなわち、Ｘ０＝Ｘ１＝０である信号点は１つのサブセ
ットに属し、Ｘ０＝０かつＸ１＝１の信号点は別のサブ
セットに属し、などとなっている。従来の設計規準に従
って、各サブセットの最小距離は最大化され、内サブコ
ンステレーション全体の最小距離より大きい。ビットＩ
２、Ｉ３、Ｉ４およびＩ５は、ビットＸ０およびＸ１に
よって識別されるサブセット内の特定の信号点を識別す
る。内サブコンステレーションに関してもグレイ符号化
が利用されるが、それは与えられたサブセット内の点に
関してだけである。従って、例えば、Ｘ０＝Ｘ１＝０で
あるサブセット内では、振幅が１０１．５の信号点に対
応するビットパターン（すなわちビットパターン０００
１０１）は、そのサブセット内の振幅が１２３．５（８
５．５）である最も近い信号点に対応するビットパター
ンとは第２（第３）ビット位置でしか異ならない。

【００３９】グレイ符号化は、内サブコンステレーショ
ンと外サブコンステレーションの間の境界の信号点間
（±１６３．５と±１４７．５）でも用いられる。

【００４０】図６に示すモデム２０の代替実施例は、デ
ータレートを低くするという犠牲により、図３のものよ
りも大幅に高いレベルの誤り率性能を達成する。具体的
には、図６の実施例は、４８ｋｂｐｓのデータレート
で、さらに１２ｄＢのノイズ耐性を実現する。この実施
例は、図３に示したものと非常に類似しているが、いく
つかの変更があり、以下で説明する。まず、付録２に示
した、異なるＰＣＭ導出コンステレーションを用いる。
その信号点は、付録１のコンステレーションに用いたも
のとは異なるＰＣＭ量子化レベルからとられる。この第
２のコンステレーションでは、内サブコンステレーショ
ンは同じく６４個の信号点を有するが、それらの最小距
離は前のものより大きく、４ではなく１６である。外サ
ブコンステレーションの信号点は３２個だけである。そ
の最小距離も同様に前のものより大きく、１６ではなく
６４である。トレリス符号化により、内サブコンステレ
ーションの有効最小距離は６０となり、これは、外サブ
コンステレーションの最小距離に非常に近く、好まし
い。再び、ビットはグレイ符号化される。この第２のＰ
ＣＭ導出コンステレーションの平均パワーは、実際に
は、北米公衆交換電話網に対して規定される許容最大平
均パワーよりわずかに大きい。このような小規模の超過
は許容されることがある。許容されない場合には、性能
に与える影響を最小の影響のみにしながら厳密に許容限
界内にＰＣＭ導出コンステレーションをおさめるよう
に、ＰＣＭ導出コンステレーションのいくつかの信号点
をわずかに低い量子化レベルへとうまく調節することが
可能である。

【００４１】図６に示した実施例の、図３の実施例との
相違点としては、上記のように、ライン１５上のデータ
ビットのレートは、５６ｋｂｐｓではなく４８ｋｂｐｓ
である。さらに、直並列ビット変換器２１１の出力のリ
ード２２１上の各ワードは、Ｎ＝７ビットではなくＮ＝
６ビットからなる。方向選択ビットとしては１ビットの
み（ビットＩ６）が用いられる。その値が０のとき、ビ
ットＩ１〜Ｉ５は符号化変調器３７１に入力され、内サ
ブコンステレーションの信号点を最終的に指定する。ビ
ットＩ６の値が１のとき、ビットＩ１〜Ｉ５は非符号化
変調器３８１に入力され、外サブコンステレーションの
信号点を最終的に指定することになる。

【００４２】図６の実施例は誤り率性能に関して非常に
大幅に改善されているが、データレートのうちの８ｋｂ
ｐｓが完全に途中で犠牲にされており、この改善は、状
況によっては必要以上であることがある。図７の実施例
は、データレートを４ｋｂｐｓ低下させるだけで図３の
実施例より誤り率性能を６ｄＢ改善することにより、中
程度の改善を実現する。実際、３つの実施例はすべて、
最高ビットレートが５６ｋｂｐｓの単一のモデムに対し
て設計することが可能であるが、図７の実施例および図
６の実施例は、それぞれ５２ｋｂｐｓおよび４８ｋｂｐ
ｓのいわゆるフォールバックレートをサポートするため
に利用される。

【００４３】図７の実施例も同様に、図３の実施例と非
常に類似しているが、いくつかの変更点がある。実際、
３つの実施例の間の類似性により、上記で示唆したよう
にそれらを単一のモデム内に組み込むことが容易に、か
つ費用効率よく実行される。図７の実施例のコンステレ
ーションを付録３に示す。内サブコンステレーションは
同じく６４個の信号点を有し、最小距離は８である。外
サブコンステレーションは同じく６４個の信号点を有す
るが、最小距離は３２である。トレリス符号化により、
内サブコンステレーションの有効最小距離は３０とな
る。また、この場合も、ビットはグレイ符号化される。
（上記のように、５２ｋｂｐｓのレートにより、送信器
内でいわゆる分数ビットレート符号化を用いることにな
る。これにより、本実施例では、振幅が±７９９．５と
±８３１．５の信号点間でグレイ符号化違反が生じる。
この小さい逸脱は、全体の性能にはほとんど無視できる
影響しかなく、実用上の問題はない。）

【００４４】図７に示した実施例の、図３の実施例との
相違点としては、上記のように、ライン１５上のデータ
ビットのレートが５２ｋｂｐｓである。これは、図３お
よび図６の実施例によって提供されるビットレートが信
号間隔あたりそれぞれ７ビットおよび６ビットという整
数ビットレートであるのに対して、信号間隔あたり６．
５ビットという分数ビットレートであることと等価であ
る。

【００４５】この分数ビットレートを実現するため、Ｉ
３ビットは、信号間隔のペアにわたって収集され、直並
列ビット変換器２１２の出力（リード１７１上に３ビッ
ト、リード１７２上に５ビット、およびリード１７３上
にさらに５ビット）において並列形式で出力される。リ
ード１７１上の３ビットは、図８に示した変換テーブル
に従ってリード１７４および１７５上に２個の２ビット
ワードを生成するために、分数ビット符号器１７によっ
て処理される。並直列ワード変換器１８は、リード１７
４上の２ビットをリード１７２上の５ビットと組み合わ
せて、各信号間隔ペアの第１信号間隔に対応する第１の
Ｎ＝７ビットワードをリード２２上に出力した後、リー
ド１７５上の２ビットをリード１７３上の５ビットと組
み合わせて、各信号間隔ペアの第２信号間隔に対応する
第２のＮ＝７ビットワードをリード２２上に出力する。

【００４６】図８のテーブルを参照すると、リード１７
４および１７５上の各ビットペアは、３個だけの可能な
ビットパターン００、０１、および１０のうちの１つを
とることができることが分かる。従って、リード２２上
には７ビットがあるが、２⁷＝１２８個のビットパター
ンではなく、９６個のビットパターンのみが実際には現
れる。さらに、それらのビットパターンのうちの３２個
（すなわち、Ｉ６＝Ｉ７＝０であるパターン）は、図３
の実施例の場合と同様に、リード３２上の制御信号によ
って符号化変調器３７２に入力され、残りの６４個のビ
ットパターンは非符号化変調器３８２に入力される。実
際、上記のように、外サブコンステレーションは６４個
の信号点からなる。一般に、本実施例のように、分数ビ
ット符号器の出力ビットを利用して、符号化変調器また
は非符号化変調器への入力ビットを選択すると有利なこ
とが多い。その理由は、容易に確かめられるように、こ
のアプローチは、外サブコンステレーションに必要な信
号点の数を縮小し、それにより、ＰＣＭ導出コンステレ
ーション全体の与えられた有効最小距離に対して平均伝
送信号パワーレベルを縮小することが可能になるためで
ある。

【００４７】また、図８のビット割当て方式でもう１つ
の注意すべき点は、ランダムな入力データを仮定する
と、ビットペア（Ｉ７，Ｉ６）の１０というパターン
は、他の２つのパターンよりも少なく現れる。この場
合、付録３から確かめられるように、（Ｉ７，Ｉ６）に
対するこの特定の値の組合せを有するビットパターン
は、外サブコンステレーションの高振幅信号点を選択す
るために使用すると有利である。この組合せは比較的少
ししか現れないため、それ以外の場合に比べて、平均伝
送信号パワーが縮小するという効果が生じる。

【００４８】図９は、図１の受信モデム６０の実施例の
ブロック図である。具体的には、ローカルループ５８上
の音声帯域アナログ信号はフロントエンド信号処理ユニ
ット６１に入力される。フロントエンド信号処理ユニッ
ト６１は、自動利得制御、タイミング回復、アナログ−
ディジタル変換および等化のような、通常の処理を実行
する。最後に２つの動作は、さらに具体的には、米国特
許第５，３９４，４３７号（発行日：１９９５年２月２
８日、発明者：Ayanoglu他）および米国特許第５，５７
８，６２５号（発行日：１９９６年１月１８日、発明
者：Ayanoglu他）に記載されている。処理ユニット６１
のリード６２への出力は、チャネル障害を受けた信号点
の列であり、各信号点の振幅は、８より大きい適当なビ
ット数によって表現される。これらの信号点はサブコン
ステレーション判定ユニット６３に入力される。サブコ
ンステレーション判定ユニット６３は、受信した各信号
点ごとに、その振幅に基づいて、その信号点がいずれの
サブコンステレーションに属するかを判定する。本実施
例におけるサブコンステレーション間の最小距離は、Ｐ
ＣＭ導出コンステレーションの各サブコンステレーショ
ンの有効最小距離以上であるため、このサブコンステレ
ーション判定は、特定のサブコンステレーションのいず
れの信号点が特定の時点に送信されたかに関して最終的
になされる判定よりも信頼性が低くなることはない。

【００４９】サブコンステレーションを識別するサブコ
ンステレーション判定ユニット６３の出力における制御
リード６４上の制御信号は、スイッチ６５を制御して、
受信したチャネル障害を受けた信号点を、復号器６６お
よび６７のうちの適当なほうへ入力する。具体的には、
復号器６６は、いわゆる最尤復号器（例えばビタビ復号
器）からなり、５個のデータビットＩ１〜Ｉ５を復元し
出力する。さらに、方向選択ビットＩ６あるいはＩ７の
値は、本実施例では、内サブコンステレーションが使用
されるときには常に０であるが、復元されたビットＩ１
〜Ｉ５とともに、復号器６６から出力される。こうして
生成された連続する６ビットまたは７ビットからなるワ
ードはそれぞれ、先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ７
６に入る。復号器６７は、モデム２０の非符号化変調器
によって外サブコンステレーションの信号点で表された
データビットＩ１〜Ｉ６（Ｉ７）の値を表す６ビットま
たは７ビットのワードを復元し出力する単純なスライサ
からなる。こうして生成された連続する６ビットまたは
７ビットからなるワードはそれぞれＦＩＦＯバッファ７
７に入る。

【００５０】もちろん、３個以上のサブコンステレーシ
ョンを用いる実施例では、受信モデムも、２個だけでは
なく、対応する数の復号器を有することが考えられる。

【００５１】バッファ７６および７７にバッファリング
されたワードは出力ストリームへとまとめられ、以下で
説明するようにスイッチ６８によって方向選択され、分
数ビット復号器７３へ送られた後、並直列ビット変換器
７４、デスクランブラ７５を通ってリード６９に出力さ
れる。送信モデムにおいて分数ビット復号器を使用しな
い実施例（例えば図３および図６の実施例）では、分数
ビット復号器７３は使用しない。

【００５２】スイッチ６８が制御される方法は以下のと
おりである。ビタビ復号法では、特定の受信信号点の値
に関する判定は、連続する特定の数の信号点を受信した
後にのみなされる。この信号点の数を復号深さという。
本実施例で用いられるトレリス符号の場合、復号深さと
しては４７信号点を用いることができる。従って、最小
限、リード６２上に受信信号点が現れるのと、対応する
復元データビットがスイッチ６８に入力されるときの間
に、少なくとも４７信号点の遅延を設けなければならな
い。実際には、このような遅延を設けるため、遅延Ｄを
有する遅延素子７１を、サブコンステレーション判定ユ
ニット６３とスイッチ６８の間に設け、スイッチ６８が
「上」と「下」の位置の間で移動するのが、スイッチ６
５をＤ個の信号間隔だけ遅延させてちょうど鏡像にした
ものになるようにする。しかし、受信信号点のすべてが
内サブコンステレーションからのものであるわけではな
い。実際、図３、図６および図７の実施例では、平均で
それぞれ４分の１、２分の１、および８分の３の信号点
のみが、内サブコンステレーションからのものである。
従って、遅延Ｄを十分に大きい値に設定して、スイッチ
６８が「下」の位置のときに、復号器６６からの出力が
バッファ７６でなるべく利用可能であるようにしなけれ
ばならない。例えば、図３の実施例ではＤ＝１９１が用
いられる。この数には、１９２個の信号間隔にわたっ
て、平均で４８個の信号点は内サブコンステレーション
からのものであり、これはビタビ復号器の所望の復号深
さと同程度であるという考察によって到達する。他の実
施例については、内サブコンステレーションからの信号
点の平均頻度は図３の場合より大きく、Ｄの値は、性能
の損失なしに適当に小さくすることができる。いずれの
場合でも、Ｄの値を所望の値に増大させることにより、
選択したＤの値によるスループット遅延が所期のアプリ
ケーションにとって受け入れられるものである限り、バ
ッファ７６が必要なときに空である確率をさらに小さく
することが可能である。

【００５３】それでもなお、常に、Ｄの値がいかに大き
くても、スイッチ６８が下の位置にあるときにバッファ
７６が空である少しの可能性がある。この場合、復号器
６６からの出力が強制される。このため、復号された内
サブコンステレーション信号点が必要なときにバッファ
７６が空であると判断された場合、復号深さ制御信号が
リード７８に出力され、復号器６６内のビタビ復号器の
現在の復号深さは、未判定の最も古い受信信号点に関す
る判定が直ちになされるように、縮小される。当業者に
は理解されるように、これは、ビタビ復号器内で現在パ
スメトリックが最も小さいトレリスパス上を遡り、最も
古い未判定の信号点に対応する点をとることによって行
われる。必要なときに復号深さを変化させることができ
ることにより、性能をわずかに向上させるために、長め
の復号深さ（例えば、４７ではなく６３）を用いて受信
器を設計することが可能である。現在のシステムでは、
この復号深さの増大は、全体の復号遅延を変化させな
い。

【００５４】スイッチ６８が下の位置にあるときにバッ
ファ７６が空である確率を縮小するためには、１つの可
能性は、周期的に（例えば、３０信号点に１回ずつ）、
入力データに応答して生成された方向選択ビット値を用
いるのではなく０に強制された方向選択ビット値を用い
ることによって送信器が内サブコンステレーション点を
使用するのを強制することである。受信器においてこの
強制が起こることが知られている信号間隔においては、
（ａ）スイッチ６５は下の位置に強制され、（ｂ）この
ような信号間隔中に内コンステレーション復号器で復元
された方向選択ビット値は例えば並直列ビット変換器７
４によって捨てられる。もちろん、これは、ユーザデー
タのデータレートをきわめてわずかに低下させるが、誤
り率性能が少し増大するという効果がある。

【００５５】スイッチ６８が下の位置にあるときにバッ
ファ７６が空である確率を完全になくし、それによって
誤り率性能をさらに増大させるには、米国特許仮出願第
６０／０２６７４６号（出願日：１９９６年９月２６
日）の記載に従ってトレリス符号を「終端」させると有
利である。具体的には、（Ｄ＋１）個の信号間隔からな
るグループの最後のＭ個の信号間隔に対して（ただし、
トレリス符号は図５の非組織形式の２^M状態符号である
とする。）、（ａ）それらの信号間隔の信号点が内サブ
コンステレーションからのものであることを保証するた
めに方向選択ビット値を０に強制し、（ｂ）同時に、ビ
ットＩ１を固定値（例えばすべて０）に強制して、受信
器において、符号の最終状態が、（Ｄ＋１）番目の信号
間隔を受信した時点で既知となるようにする。こうし
て、常に、（Ｄ＋１）個の信号間隔のグループ内に最低
２Ｍ個の内サブコンステレーション信号点がある限り、
この（Ｄ＋１）個の信号間隔のグループ内に含まれる内
サブコンステレーション信号点のすべての値に関する信
頼性のある判定が行われる。このアプローチによれば、
最大復号遅延はＤ個の信号間隔であることが保証され、
従って、上記のように、スイッチ６８が下の位置にある
ときにはバッファ７６は決して空でないことが保証され
る。受信器では、このようにして値が固定値に強制され
たすべてのビットは適当に無視されるので、この場合
も、誤り率性能の増大と引き替えにユーザデータのデー
タレートがわずかに低下する。具体的に、本実施例では
Ｍ＝６であり、（Ｄ＋１）個の信号間隔の間に、図３、
図６および図７の実施例においてこの終端手続きの使用
によって損失するビット数はそれぞれ３Ｍ＝１８、２Ｍ
＝１２および２．５Ｍ＝１５となる。これは、Ｄ＝１９
１に対するデータレートの約１パーセントの損失であ
る。

【００５６】周知のように、遠端中央局５０内のＰＣＭ
ボコーダ５５内に一般に存在する帯域制限フィルタ（図
示せず）が、ローカルループ５８上の信号にある程度の
シンボル間干渉（ＩＳＩ(intersymbol interference)）
を生じる。これは、リード２５上の６４ｋｂｐｓのＰＣ
Ｍディジタル信号にいわゆるスタッフィングビットを導
入し、それによりその信号によって伝送することができ
る使用可能な「ペイロード」を減らすことによって対処
することができる。さらに、これにより、サーバ１０に
よって供給されるデータをサポート可能なデータレート
が低下する。例えば、スタッフィングビットレートが８
ｋｂｐｓである場合、使用可能なペイロードは５６ｋｂ
ｐｓである。本実施例で用いたＰＣＭ導出コンステレー
ションの各信号点は８ビットによって表されるため、並
直列ビット変換器３１への入力は毎秒７ｋ個の信号点と
いうレートに制限される。例えば図３の実施例では各信
号点は７個のユーザデータビットを表すため、ライン１
５上でサポート可能なデータレートは５６ｋｂｐｓでは
なく４９ｋｂｐｓとなる。もちろん、このＩＳＩを保証
するために他のアプローチをとる場合には、６４ｋｂｐ
ｓを完全にペイロードに使用することも可能である。同
様の考察は図６および図７の実施例にも当てはまる。

【００５７】上記の説明は、コンピュータサーバからエ
ンドユーザ端末への「ダウンストリーム」通信に関する
ものである。ダウンストリーム方向で達成される高いデ
ータレートでＰＣＭ導出コンステレーションを用いて、
逆の「アップストリーム」方向の通信を実現するのはさ
らに困難な問題である。その理由は、ローカルループ５
８はアナログラインであり、その損失およびその他の特
性は未知であるためである。従って、このような高いレ
ートでＰＣＭ導出コンステレーションを用いるために
は、ローカルループ５８を通じて中央局５０によって受
信される信号のアナログレベルをＰＣＭ導出コンステレ
ーションの量子化レベルと整合させ、量子化後に、その
信号が、ＰＣＭ導出コンステレーションを構成する所望
のレベルに近いレベルへと量子化されるようにするため
の何らかのメカニズムが要求される。

【００５８】しかし、そのような信頼性のあるメカニズ
ムは現在のところ利用可能であるとは思われない。従っ
て、アップストリーム通信については、現在のところ、
低いデータレートしかサポートすることができない。い
ずれにしても、これは、上記のように例えばワールドワ
イドウェブアクセスアプリケーションでは問題ではな
い。低いデータレートは、例えば、本発明のサブコンス
テレーションのアプローチを用いるか否かにかかわら
ず、ＰＣＭ導出コンステレーションを用いることによっ
てサポート可能である。その理由は、低いデータレート
は、コンステレーションが少数の信号点しか有しないこ
とを意味し、従って、コンステレーションあるいはサブ
コンステレーションがより大きい最小距離を有すること
を意味するからである。こうして、上記の整合を実現す
ることができないために無視し得ないレベルの量子化ノ
イズが生じるにもかかわらず、ＰＣＭ導出コンステレー
ションの信号点の分離が大きいために、正確なデータ伝
送および復元が可能となる。別の可能性は、アップスト
リーム方向に、Ｖ．３４のような従来のアナログモデム
信号方式を使用することである。このような方式に従っ
て、中央局は、ネットワーク４０から受信した８ビット
ＰＣＭワードをモデム２０へ送る。コンピュータ１０は
ディジタルサービスに加入しているため、この中央局の
動作は通常のものである。その後、モデム２０は、中央
局３０から受信した８ビットＰＣＭワードを、μ則また
はＡ則の変換を用いて例えば１３ビットワードに単に変
換してから、従来のＶ．３４プロトコルを用いて送信デ
ータを復元する。

【００５９】以上の説明は、本発明の原理の単なる例示
である。従って、例えば、当業者には明らかなように、
図面のブロック図は、本発明の原理を実現する例示的な
回路の概念的表示である。図示したさまざまな要素の機
能は、好ましい実施例では、個別のハードウェア要素よ
りはむしろ、１つあるいは複数のプログラムされたプロ
セッサ、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）チップな
どによって実装される。従って、特許請求の範囲におい
ては、特定の機能を実行する手段として表現された構成
は、例えば、（ａ）その機能を実行する回路要素の組合
せ、または、（ｂ）任意の形式の（従って、ファームウ
ェア、マイクロコードなどを含む）のソフトウェアと、
当該機能を実現するためにそのソフトウェアを実行する
適当な回路の組合せなど、その機能を実行する任意の手
段を包含する。

【００６０】同様に、図示したスイッチは単に概念的な
ものである。その機能は一般にプログラム論理の動作に
よって実行される。具体的には、スイッチ６８の動作に
関する上記の動作を実現する１つの方法は、（ａ）遅延
素子７１を除去し、（ｂ）Ｄ個の信号間隔の間、データ
を格納することが可能な先入れ先出しバッファとしてバ
ッファ７７を構成することである。リード６４上の信号
が外サブコンステレーションからの信号点の受信を示し
ているときに、復号器６７の出力はバッファ７７に入力
される。リード６４上の信号が内サブコンステレーショ
ンからの信号点の受信を示しているときには、不正なデ
ータ、すなわち、復号器６７によって決して生成されな
い値を有するデータがバッファ７７に挿入される。デー
タがバッファ７７から読み出されると、そのデータが正
当な値である場合には、分数ビット復号器７３に（ある
いは、復号器７３が用いられない場合は並直列ビット変
換器７４に）入力される。バッファ７７の出力で不正な
値に遭遇すると、その代わりにバッファ７６からデータ
が取り出され、復号器７３（あるいは変換器７４）に入
力されるストリーム内の不正データを置き換える。

【００６１】送信された信号点がチャネル内のノイズあ
るいはその他の障害によってもとの値から十分に変位
し、サブコンステレーション判定ユニット６３は、送信
された点が内サブコンステレーションまたは外サブコン
ステレーションのいずれからのものかに関して誤る可能
性がある。このような事象はビタビ復号器６６の動作に
関して重大な結果を引き起こすと考えられるかもしれな
い。しかし、実際には、送信された内サブコンステレー
ション信号点が受信モデムにおいて外サブコンステレー
ション信号点として誤って処理される場合、ビタビ復号
器における最尤復号プロセスの結果として最も可能性が
高いのは、誤って復号されるのは数個の信号点のみであ
るというものである。また、バッファ７６の出力は、あ
るべきはずのものより少ない信号点を有することになる
が、それを置き換えるデータはバッファ７７によって供
給される。従って、スイッチ６８に供給されるデータは
正しくないが、全体として出力ビットストリームに関し
て同期の損失はない。送信された外サブコンステレーシ
ョン信号点が受信モデムにおいて内サブコンステレーシ
ョン信号点として誤って処理される場合にも同様の考察
が当てはまる。

【００６２】必要であれば、方向選択ビットに別の固有
の誤り訂正符号を適用し、そのような符号の出力を用い
て方向選択機能を制御することも可能である。これは、
受信器において、ある一定の内（外）サブコンステレー
ション信号点列しか現れないことを意味し、従ってそれ
により、誤り訂正復号プロセスを通じて、内（外）サブ
コンステレーション判定の誤り率を小さくすることがで
きる。しかし、このようなアプローチは、データスルー
プットに重大な影響を与えるため、あまり好ましくはな
いと考えられる。内（外）サブコンステレーション判定
の誤り率を小さくする好ましい方法は、必要であれば、
単に内サブコンステレーションと外サブコンステレーシ
ョンをさらに分離するような方法でＰＣＭ導出コンステ
レーションを配置することである。

【００６３】図１のいくつかの信号パス（例えば、２
５、３５および４５）は、単一の６４ｋｂｐｓストリー
ムのみを伝送するように図示されているが、これもまた
概念的表示である。当業者には理解されるように、この
ようなパスは、複数の多重化された６４ｋｂｐｓストリ
ームをサポートする大容量信号パスであって、各ストリ
ームが送信モデム２０からの上記の信号ストリームであ
るようなものであることが多い。

【００６４】必要であれば、いわゆる相関ノイズ（バー
スト性ノイズを含む）に対する全体的なシステムの耐性
を高めるために、既知の設計の信号点インタリーバを並
直列ビット変換器３１の前に挿入するとともに、対応す
る信号点でインタリーバをフロントエンド信号処理ユニ
ット６１の後に挿入することが可能である。このような
インタリーバおよびデインタリーバは、例えば米国特許
第５，０５６，１１２（発行日：１９９１年１０月８
日、発明者：本願と同一）に記載されたような一般的な
ものでよい。

【００６５】ＰＣＭ導出コンステレーションの設計に
は、既存の電話網にあるさまざまなファクタを考慮に入
れることが可能である。例えば、旧式の伝送設備にはい
わゆる「ビットロビング(bit robbing)」を利用してい
るものがある。これにより、実際上、受信信号点が、Ｐ
ＣＭ導出コンステレーション内のもとの位置から変位す
る。この効果は上記のコンステレーション設計では考慮
に入れていないが、この変位が符号化変調方式全体の誤
り訂正能力の範囲内に入るようにコンステレーションを
設計することによって考慮に入れることができる。

【００６６】本実施例で用いたトレリス符号化変調は、
特定の６４状態符号を用いた１次元トレリス符号化変調
である。しかし、本発明は、別のトレリス符号や、２次
元以上（多次元）符号化変調を用いて実装することも可
能である。周知のように、多次元変調は、それぞれのい
わゆるチャネルシンボルを、別個に送信される１次元あ
るいは２次元（例えばＱＡＭ）の信号点の連続として表
現することによって実装される。２次元の場合は、振幅
および位相を有する複素数値として表現される。

【００６７】多次元の場合についてさらに具体的には、
送信器内の変調器に入力されるいわゆる「ワード」は一
般に、いくつかの信号間隔にわたって受信されたビット
をまとめることによって形成される。例えば、４次元符
号化方式で本発明を実装する場合、変調器のうちの１つ
に入力するワードを形成するために、４個の信号間隔に
わたって受信されるビットをまとめる。これを行う好ま
しい方法は、送信器の直並列ビット変換器（あるいは並
直列ワード変換器）の各出力を各信号間隔ごとに検査す
ることである。内サブコンステレーションを選択する方
向選択ビット値が現れたら、その出力を他の同様の出力
と、この例では４個のそのような出力が集まるまで組み
合わせ、その時点で得られたワードを符号化変調器に入
力し、４次元のいわゆる「４個の１次元信号点からなる
シンボル」を選択する。外サブコンステレーションを選
択する方向選択ビット値が現れたら、前のように、外サ
ブコンステレーション信号点を選択する。受信器におい
てもとのデータの順序を正しく再現することができるた
めには、４次元シンボルを構成する信号点は、外サブコ
ンステレーションから選択される信号点と適切に組み合
わせられる。

【００６８】送信モデムと受信モデムが異なる国にある
（例えば、一方では電話網でμ則符号化を使用し、他方
ではＡ則符号化を使用している）可能性もある。本発明
の最適な実装は、チャネルの受信端で使用されている符
号化の種類に基づいたＰＣＭ導出コンステレーションを
使用することである。こうして、このような国際通信を
考える場合、送信モデムは、μ則あるいはＡ則のいずれ
の符号化に基づいたＰＣＭ導出コンステレーションを用
いても、送信データを符号化することが可能である。例
えば、エンドユーザ端末７０がコネクションの設定を開
始する場合、モデム２０において、発信国は、いわゆる
ＡＮＩとして送信される発信電話番号に含まれる国コー
ドから識別することができる。当業者であれば、受信モ
デムが位置する国を識別する方法を提供することも可能
であり、それにより、μ則あるいはＡ則のいずれのＰＣ
Ｍ導出コンステレーションを使用すべきかを判断するこ
とが可能となる。

【００６９】［付録１］ I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅 ---------------------------------------------------- （非符号化９６−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分） 1 0 0 1 0 0 1 - 1,679.5 1 0 0 1 0 1 1 - 1,615.5 1 0 0 1 1 1 1 - 1,551.5 1 0 0 1 1 0 1 - 1,487.5 1 0 0 0 1 0 1 - 1,423.5 1 0 0 0 1 1 1 - 1,359.5 1 0 0 0 0 1 1 - 1,295.5 1 0 0 0 0 0 1 - 1,231.5 1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5 1 0 1 0 0 1 1 - 1,103.5 1 0 1 0 1 1 1 - 1,039.5 1 0 1 0 1 0 1 - 991.5 1 0 1 1 1 0 1 - 959.5 1 0 1 1 1 1 1 - 927.5 1 0 1 1 0 1 1 - 895.5 1 0 1 1 0 0 1 - 863.5 1 1 1 1 0 0 1 - 831.5 1 1 1 1 0 1 1 - 799.5 1 1 1 1 1 1 1 - 767.5 1 1 1 1 1 0 1 - 735.5 1 1 1 0 1 0 1 - 703.5 1 1 1 0 1 1 1 - 671.5 1 1 1 0 0 1 1 - 639.5 1 1 1 0 0 0 1 - 607.5 1 1 0 0 0 0 1 - 575.5 1 1 0 0 0 1 1 - 543.5 1 1 0 0 1 1 1 - 511.5 1 1 0 0 1 0 1 - 487.5 1 1 0 1 1 0 1 - 471.5 1 1 0 1 1 1 1 - 455.5 1 1 0 1 0 1 1 - 439.5 1 1 0 1 0 0 1 - 423.5 0 1 0 1 0 0 1 - 407.5 0 1 0 1 0 1 1 - 391.5 0 1 0 1 1 1 1 - 375.5 0 1 0 1 1 0 1 - 359.5 0 1 0 0 1 0 1 - 343.5 0 1 0 0 1 1 1 - 327.5 0 1 0 0 0 1 1 - 311.5 0 1 0 0 0 0 1 - 295.5 0 1 1 0 0 0 1 - 279.5 0 1 1 0 0 1 1 - 263.5 0 1 1 0 1 1 1 - 247.5 0 1 1 0 1 0 1 - 227.5 0 1 1 1 1 0 1 - 211.5 0 1 1 1 1 1 1 - 195.5 0 1 1 1 0 1 1 - 179.5 0 1 1 1 0 0 1 - 163.5 ---------------------------------------------------- （符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション） 0 0 1 1 0 0 1 1 147.5 0 0 0 1 0 0 1 0 139.5 0 0 1 1 0 0 0 1 131.5 0 0 0 1 0 0 0 0 123.5 0 0 1 1 0 1 1 1 115.5 0 0 0 1 0 1 1 0 109.5 0 0 1 1 0 1 0 1 105.5 0 0 0 1 0 1 0 0 101.5 0 0 1 1 1 1 1 1 97.5 0 0 0 1 1 1 1 0 93.5 0 0 1 1 1 1 0 1 89.5 0 0 0 1 1 1 0 0 85.5 0 0 1 1 1 0 1 1 81.5 0 0 0 1 1 0 1 0 77.5 0 0 1 1 1 0 0 1 73.5 0 0 0 1 1 0 0 0 69.5 0 0 1 0 1 0 1 1 65.5 0 0 0 0 1 0 1 0 61.5 0 0 1 0 1 0 0 1 57.5 0 0 0 0 1 0 0 0 53.5 0 0 1 0 1 1 1 1 46.5 0 0 0 0 1 1 1 0 42.5 0 0 1 0 1 1 0 1 38.5 0 0 0 0 1 1 0 0 34.5 0 0 1 0 0 1 1 1 30.5 0 0 0 0 0 1 1 0 26.5 0 0 1 0 0 1 0 1 22.5 0 0 0 0 0 1 0 0 18.5 0 0 1 0 0 0 1 1 14.0 0 0 0 0 0 0 1 0 10.0 0 0 1 0 0 0 0 1 6.0 0 0 0 0 0 0 0 0 2.0 0 0 0 0 0 0 1 1 -2.0 0 0 1 0 0 0 1 0 -6.0 0 0 0 0 0 0 0 1 -10.0 0 0 1 0 0 0 0 0 -14.0 0 0 0 0 0 1 1 1 -18.5 0 0 1 0 0 1 1 0 -22.5 0 0 0 0 0 1 0 1 -26.5 0 0 1 0 0 1 0 0 -30.5 0 0 0 0 1 1 1 1 -34.5 0 0 1 0 1 1 1 0 -38.5 0 0 0 0 1 1 0 1 -42.5 0 0 1 0 1 1 0 0 -46.5 0 0 0 0 1 0 1 1 -53.5 0 0 1 0 1 0 1 0 -57.5 0 0 0 0 1 0 0 1 -61.5 0 0 1 0 1 0 0 0 -65.5 0 0 0 1 1 0 1 1 -69.5 0 0 1 1 1 0 1 0 -73.5 0 0 0 1 1 0 0 1 -77.5 0 0 1 1 1 0 0 0 -81.5 0 0 0 1 1 1 1 1 -85.5 0 0 1 1 1 1 1 0 -89.5 0 0 0 1 1 1 0 1 -93.5 0 0 1 1 1 1 0 0 -97.5 0 0 0 1 0 1 1 1 -101.5 0 0 1 1 0 1 1 0 -105.5 0 0 0 1 0 1 0 1 -109.5 0 0 1 1 0 1 0 0 -115.5 0 0 0 1 0 0 1 1 -123.5 0 0 1 1 0 0 1 0 -131.5 0 0 0 1 0 0 0 1 -139.5 0 0 1 1 0 0 0 0 -147.5 ---------------------------------------------------- （非符号化９６−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分） 0 1 1 1 0 0 0 - -163.5 0 1 1 1 0 1 0 - -179.5 0 1 1 1 1 1 0 - -195.5 0 1 1 1 1 0 0 - -211.5 0 1 1 0 1 0 0 - -227.5 0 1 1 0 1 1 0 - -247.5 0 1 1 0 0 1 0 - -263.5 0 1 1 0 0 0 0 - -279.5 0 1 0 0 0 0 0 - -295.5 0 1 0 0 0 1 0 - -311.5 0 1 0 0 1 1 0 - -327.5 0 1 0 0 1 0 0 - -343.5 0 1 0 1 1 0 0 - -359.5 0 1 0 1 1 1 0 - -375.5 0 1 0 1 0 1 0 - -391.5 0 1 0 1 0 0 0 - -407.5 1 1 0 1 0 0 0 - -423.5 1 1 0 1 0 1 0 - -439.5 1 1 0 1 1 1 0 - -455.5 1 1 0 1 1 0 0 - -471.5 1 1 0 0 1 0 0 - -487.5 1 1 0 0 1 1 0 - -511.5 1 1 0 0 0 1 0 - -543.5 1 1 0 0 0 0 0 - -575.5 1 1 1 0 0 0 0 - -607.5 1 1 1 0 0 1 0 - -639.5 1 1 1 0 1 1 0 - -671.5 1 1 1 0 1 0 0 - -703.5 1 1 1 1 1 0 0 - -735.5 1 1 1 1 1 1 0 - -767.5 1 1 1 1 0 1 0 - -799.5 1 1 1 1 0 0 0 - -831.5 1 0 1 1 0 0 0 - -863.5 1 0 1 1 0 1 0 - -895.5 1 0 1 1 1 1 0 - -927.5 1 0 1 1 1 0 0 - -959.5 1 0 1 0 1 0 0 - -991.5 1 0 1 0 1 1 0 - -1,039.5 1 0 1 0 0 1 0 - -1,103.5 1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5 1 0 0 0 0 0 0 - -1,231.5 1 0 0 0 0 1 0 - -1,295.5 1 0 0 0 1 1 0 - -1,359.5 1 0 0 0 1 0 0 - -1,423.5 1 0 0 1 1 0 0 - -1,487.5 1 0 0 1 1 1 0 - -1,551.5 1 0 0 1 0 1 0 - -1,615.5 1 0 0 1 0 0 0 - -1,679.5

【００７０】［付録２］ I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅 ----------------------------------------------- （非符号化３２−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分） 1 0 1 0 0 1 - 1,615.5 1 0 1 0 1 1 - 1,551.5 1 0 1 1 1 1 - 1,487.5 1 0 1 1 0 1 - 1,423.5 1 0 0 1 0 1 - 1,359.5 1 0 0 1 1 1 - 1,295.5 1 0 0 0 1 1 - 1,231.5 1 0 0 0 0 1 - 1,167.5 1 1 0 0 0 1 - 1,103.5 1 1 0 0 1 1 - 991.5 1 1 0 1 1 1 - 927.5 1 1 0 1 0 1 - 863.5 1 1 1 1 0 1 - 799.5 1 1 1 1 1 1 - 735.5 1 1 1 0 1 1 - 671.5 1 1 1 0 0 1 - 607.5 ----------------------------------------------- （符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション） 0 1 1 0 0 1 1 543.5 0 0 1 0 0 1 0 511.5 0 1 1 0 0 0 1 487.5 0 0 1 0 0 0 0 471.5 0 1 1 0 1 1 1 455.5 0 0 1 0 1 1 0 439.5 0 1 1 0 1 0 1 423.5 0 0 1 0 1 0 0 407.5 0 1 1 1 1 1 1 391.5 0 0 1 1 1 1 0 375.5 0 1 1 1 1 0 1 359.5 0 0 1 1 1 0 0 343.5 0 1 1 1 0 1 1 327.5 0 0 1 1 0 1 0 311.5 0 1 1 1 0 0 1 295.5 0 0 1 1 0 0 0 279.5 0 1 0 1 0 1 1 263.5 0 0 0 1 0 1 1 235.5 0 1 0 1 0 0 1 219.5 0 0 0 1 0 0 0 203.5 0 1 0 1 1 1 1 187.5 0 0 0 1 1 1 0 171.5 0 1 0 1 1 0 1 155.5 0 0 0 1 1 0 0 139.5 0 1 0 0 1 1 1 123.5 0 0 0 0 1 1 0 105.5 0 1 0 0 1 0 1 89.5 0 0 0 0 1 0 0 73.5 0 1 0 0 0 1 1 57.5 0 0 0 0 0 1 0 40.5 0 1 0 0 0 0 1 24.5 0 0 0 0 0 0 0 8.0 0 0 0 0 0 1 1 -8.0 0 1 0 0 0 1 0 -24.5 0 0 0 0 0 0 1 -40.5 0 1 0 0 0 0 0 -57.5 0 0 0 0 1 1 1 -73.5 0 1 0 0 1 1 0 -89.5 0 0 0 0 1 0 1 -105.5 0 1 0 0 1 0 0 -123.5 0 0 0 1 1 1 1 -139.5 0 1 0 1 1 1 0 -155.5 0 0 0 1 1 0 1 -171.5 0 1 0 1 1 0 0 -187.5 0 0 0 1 0 1 1 -203.5 0 1 0 1 0 1 0 -219.5 0 0 0 1 0 0 0 -235.5 0 1 0 1 0 0 0 -263.5 0 0 1 1 0 1 1 -279.5 0 1 1 1 0 1 0 -295.5 0 0 1 1 0 0 1 -311.5 0 1 1 1 0 0 0 -327.5 0 0 1 1 1 1 1 -343.5 0 1 1 1 1 1 0 -359.5 0 0 1 1 1 0 1 -375.5 0 1 1 1 1 0 0 -391.5 0 0 1 0 1 1 1 -407.5 0 1 1 0 1 1 0 -423.5 0 0 1 0 1 0 1 -439.5 0 1 1 0 1 0 0 -455.5 0 0 1 0 0 1 1 -471.5 0 1 1 0 0 1 0 -487.5 0 0 1 0 0 0 1 -511.5 0 1 1 0 0 0 0 -543.5 ----------------------------------------------- （非符号化３２−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分） 1 1 1 0 0 0 - -607.5 1 1 1 0 1 0 - -671.5 1 1 1 1 1 0 - -735.5 1 1 1 1 0 0 - -799.5 1 1 0 1 0 0 - -863.5 1 1 0 1 1 0 - -927.5 1 1 0 0 1 0 - -991.5 1 1 0 0 0 0 - -1,103.5 1 0 0 0 0 0 - -1,167.5 1 0 0 0 1 0 - -1,231.5 1 0 0 1 1 0 - -1,295.5 1 0 0 1 0 0 - -1,359.5 1 0 1 1 0 0 - -1,423.5 1 0 1 1 1 0 - -1,487.5 1 0 1 0 1 0 - -1,551.5 1 0 1 0 0 0 - -1,615.5

【００７１】［付録３］ I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0 信号点の振幅 ---------------------------------------------------- （非符号化６４−ＰＡＭ外サブコンステレーションの正の部分） 1 0 1 1 0 0 1 - 1,615.5 1 0 1 1 0 1 1 - 1,551.5 1 0 1 1 1 1 1 - 1,487.5 1 0 1 1 1 0 1 - 1,423.5 1 0 1 0 1 0 1 - 1,359.5 1 0 1 0 1 1 1 - 1,295.5 1 0 1 0 0 1 1 - 1,231.5 1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5 1 0 0 0 0 0 1 - 1,103.5 1 0 0 0 0 1 1 - 1,039.5 1 0 0 0 1 1 1 - 991.5 1 0 0 0 1 0 1 - 959.5 1 0 0 1 1 0 1 - 927.5 1 0 0 1 1 1 1 - 895.5 1 0 0 1 0 1 1 - 863.5 1 0 0 1 0 0 1 - 831.5 0 1 0 1 0 0 1 - 799.5 0 1 0 1 0 1 1 - 767.5 0 1 0 1 1 1 1 - 735.5 0 1 0 1 1 0 1 - 703.5 0 1 0 0 1 0 1 - 671.5 0 1 0 0 1 1 1 - 639.5 0 1 0 0 0 1 1 - 607.5 0 1 0 0 0 0 1 - 575.5 0 1 1 0 0 0 1 - 543.5 0 1 1 0 0 1 1 - 511.5 0 1 1 0 1 1 1 - 471.5 0 1 1 0 1 0 1 - 439.5 0 1 1 1 1 0 1 - 407.5 0 1 1 1 1 1 1 - 375.5 0 1 1 1 0 1 1 - 343.5 0 1 1 1 0 0 1 - 311.5 ---------------------------------------------------- （符号化６４−ＰＡＭ内サブコンステレーション） 0 0 1 1 0 0 1 1 279.5 0 0 0 1 0 0 1 0 263.5 0 0 1 1 0 0 0 1 247.5 0 0 0 1 0 0 0 0 235.5 0 0 1 1 0 1 1 1 227.5 0 0 0 1 0 1 1 0 219.5 0 0 1 1 0 1 0 1 211.5 0 0 0 1 0 1 0 0 203.5 0 0 1 1 1 1 1 1 195.5 0 0 0 1 1 1 1 0 187.5 0 0 1 1 1 1 0 1 179.5 0 0 0 1 1 1 0 0 171.5 0 0 1 1 1 0 1 1 163.5 0 0 0 1 1 0 1 0 155.5 0 0 1 1 1 0 0 1 147.5 0 0 0 1 1 0 0 0 139.5 0 0 1 0 1 0 1 1 131.5 0 0 0 0 1 0 1 0 123.5 0 0 1 0 1 0 0 1 109.5 0 0 0 0 1 0 0 0 101.5 0 0 1 0 1 1 1 1 93.5 0 0 0 0 1 1 1 0 85.5 0 0 1 0 1 1 0 1 77.5 0 0 0 0 1 1 0 0 69.5 0 0 1 0 0 1 1 1 61.5 0 0 0 0 0 1 1 0 53.5 0 0 1 0 0 1 0 1 44.5 0 0 0 0 0 1 0 0 36.5 0 0 1 0 0 0 1 1 28.5 0 0 0 0 0 0 1 0 20.5 0 0 1 0 0 0 0 1 12.0 0 0 0 0 0 0 0 0 4.0 0 0 0 0 0 0 1 1 -4.0 0 0 1 0 0 0 1 0 -12.0 0 0 0 0 0 0 0 1 -20.5 0 0 1 0 0 0 0 0 -28.5 0 0 0 0 0 1 1 1 -36.5 0 0 1 0 0 1 1 0 -44.5 0 0 0 0 0 1 0 1 -53.5 0 0 1 0 0 1 0 0 -61.5 0 0 0 0 1 1 1 1 -69.5 0 0 1 0 1 1 1 0 -77.5 0 0 0 0 1 1 0 1 -85.5 0 0 1 0 1 1 0 0 -93.5 0 0 0 0 1 0 1 1 -101.5 0 0 1 0 1 0 1 0 -109.5 0 0 0 0 1 0 0 1 -123.5 0 0 1 0 1 0 0 0 -131.5 0 0 0 1 1 0 1 1 -139.5 0 0 1 1 1 0 1 0 -147.5 0 0 0 1 1 0 0 1 -155.5 0 0 1 1 1 0 0 0 -163.5 0 0 0 1 1 1 1 1 -171.5 0 0 1 1 1 1 1 0 -179.5 0 0 0 1 1 1 0 1 -187.5 0 0 1 1 1 1 0 0 -195.5 0 0 0 1 0 1 1 1 -203.5 0 0 1 1 0 1 1 0 -211.5 0 0 0 1 0 1 0 1 -219.5 0 0 1 1 0 1 0 0 -227.5 0 0 0 1 0 0 1 1 -235.5 0 0 1 1 0 0 1 0 -247.5 0 0 0 1 0 0 0 1 -263.5 0 0 1 1 0 0 0 0 -279.5 ---------------------------------------------------- （非符号化６４−ＰＡＭ外サブコンステレーションの負の部分） 0 1 1 1 0 0 0 - -311.5 0 1 1 1 0 1 0 - -343.5 0 1 1 1 1 1 0 - -375.5 0 1 1 1 1 0 0 - -407.5 0 1 1 0 1 0 0 - -439.5 0 1 1 0 1 1 0 - -471.5 0 1 1 0 0 1 0 - -511.5 0 1 1 0 0 0 0 - -543.5 0 1 0 0 0 0 0 - -575.5 0 1 0 0 0 1 0 - -607.5 0 1 0 0 1 1 0 - -639.5 0 1 0 0 1 0 0 - -671.5 0 1 0 1 1 0 0 - -703.5 0 1 0 1 1 1 0 - -735.5 0 1 0 1 0 1 0 - -767.5 0 1 0 1 0 0 0 - -799.5 1 0 0 1 0 0 0 - -831.5 1 0 0 1 0 1 0 - -863.5 1 0 0 1 1 1 0 - -895.5 1 0 0 1 1 0 0 - -927.5 1 0 0 0 1 0 0 - -959.5 1 0 0 0 1 1 0 - -991.5 1 0 0 0 0 1 0 - -1,039.5 1 0 0 0 0 0 0 - -1,103.5 1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5 1 0 1 0 0 1 0 - -1,231.5 1 0 1 0 1 1 0 - -1,295.5 1 0 1 0 1 0 0 - -1,359.5 1 0 1 1 1 0 0 - -1,423.5 1 0 1 1 1 1 0 - -1,487.5 1 0 1 1 0 1 0 - -1,551.5 1 0 1 1 0 0 0 - -1,615.5

【００７２】

【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、大
きい符号化利得を達成する方法で、ＰＣＭ導出コンステ
レーションでトレリス符号化変調を使用することが可能
となる。本発明は、全体として、与えられたデータレー
トおよび与えられた平均パワー制約に対して、ＰＣＭ導
出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距
離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレ
ベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大
させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を実現する通信システムのブロッ
ク図である。

【図２】本発明によって使用される例示的なＰＣＭ導出
信号コンステレーションが従来のＰＣＭボコーダ量子化
レベルから導出される状況を示す図である。

【図３】図１の通信システムで用いられる送信モデムの
第１実施例のブロック図である。

【図４】図３のモデムで使用されるトレリス符号器の実
施例の図である。

【図５】図３のモデムで使用されるトレリス符号器の実
施例の図である。

【図６】図１の通信システムで用いられる送信モデムの
代替実施例の図である。

【図７】図１の通信システムで用いられる送信モデムの
代替実施例の図である。

【図８】図７の実施例で用いられる分数ビット符号器の
動作を定義するテーブルを表す図である。

【図９】図１の通信システムで用いられる受信モデムの
実施例のブロック図である。

【符号の説明】

１０コンピュータサーバ１７分数ビット符号器１８並直列ワード変換器１９スクランブラ２０送信モデム２１直並列ビット変換器２１１直並列ビット変換器２３ＯＲゲート２４スイッチ２５ディジタルライン２６レート１／２トレリス符号器２７内サブコンステレーションマッパ２８外サブコンステレーションマッパ２９スイッチ３０近端中央局３１並直列ビット変換器３２制御リード３５トランク３７符号化変調器３７１符号化変調器３８非符号化変調器４０電話網４５トランク５０遠端中央局５５ＰＣＭボコーダ５８アナログローカルループ６０受信モデム６１フロントエンド信号処理ユニット６３サブコンステレーション判定ユニット６５スイッチ６６復号器６７復号器６８スイッチ７０エンドユーザ端末７１遅延素子７３分数ビット復号器７４並直列ビット変換器７５デスクランブラ７６ＦＩＦＯバッファ７７ＦＩＦＯバッファ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 ＭｏｕｎｔａｉｎＡｖｅｎｕｅ, ＭｕｒｒａｙＨｉｌｌ，ＮｅｗＪｅｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ.

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のデータワードからなるストリーム
を表す送信信号を生成する方法において、前記複数のデータワードのうちの第１のデータワード群
を構成する各データワードの所定数のビットの関数とし
てトレリス符号化信号を生成し、該トレリス符号化信号
を用いて、前記第１のデータワード群とは別のデータワ
ードの値とは独立に、ＰＣＭ導出コンステレーションの
所定のサブコンステレーションの所定数のサブセットの
うちの１つを識別するトレリス符号化ステップと、前記第１のデータワード群の各データワードの他のビッ
トの関数として、かつ、前記別のデータワードの値とは
独立に、前記トレリス符号化ステップで識別したサブセ
ットの信号点を選択する第１選択ステップと、前記別のデータワードの関数として、かつ、前記第１の
データワード群のデータワードの値とは独立に、前記Ｐ
ＣＭ導出コンステレーションの残部から信号点を選択す
る第２選択ステップと、選択された信号点を表す信号を、前記送信信号として生
成する生成ステップとからなることを特徴とする、送信
信号を生成する方法。
【請求項２】前記トレリス符号化ステップは、前記所
定のサブコンステレーションからの信号点の選択後にの
み状態が前進する有限状態マシンによって実行されるこ
とを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】前記サブコンステレーションの信号点間
の実際の最小距離は、前記ＰＣＭ導出コンステレーショ
ンの残部の信号点間の実際の最小距離より小さいことを
特徴とする請求項２の方法。
【請求項４】前記生成ステップが前記サブコンステレ
ーションの信号点間の最小距離に関して提供するデシベ
ル利得は、前記第２選択ステップが前記ＰＣＭ導出コン
ステレーションの残部の信号点間の最小距離に関して提
供するいずれのデシベル利得より大きいことを特徴とす
る請求項３の方法。
【請求項５】前記サブコンステレーションの信号点の
振幅はすべて、前記ＰＣＭ導出コンステレーションの残
部のいずれの信号点の振幅よりも小さいことを特徴とす
る請求項１または４の方法。
【請求項６】前記ＰＣＭ導出コンステレーションの信
号点は、ＰＣＭ音声符号器の量子化レベルであることを
特徴とする請求項５の方法。
【請求項７】前記第１のデータワード群は、１個以上
のビット位置で特定のビット値を有するデータワードか
らなることを特徴とする請求項６の方法。
【請求項８】前記第２選択ステップにおいては、前記
ＰＣＭ導出コンステレーションの残部の信号点間の最小
距離に関するデシベル利得がないことを特徴とする請求
項７の方法。
【請求項９】第１の信号間隔群の各信号間隔におい
て、所定の基準を満たす値を有する第１の入力ワードを
受信するステップと、第２の信号間隔群の各信号間隔において、前記所定の基
準を満たさない値を有する第２の入力ワードを受信する
ステップと、所定の信号コンステレーションの少なくとも２個の重な
り合わないサブコンステレーションのうちの第１のサブ
コンステレーションから、該第１のサブコンステレーシ
ョンの信号点間の最小距離に関してデシベル利得が得ら
れるように、前記第１の入力ワードの値の関数として、
かつ、前記第２の入力ワードのいずれの値とも独立に、
信号点を選択するステップと、第２のサブコンステレーションから、前記第２の入力ワ
ードの値の関数として、かつ、前記第１の入力ワードの
値とは独立に、信号点を選択するステップとによって選
択される信号点を表す送信信号を受信する受信器で使用
するための方法において、前記送信信号を受信するステップと、受信した信号から入力ワードを復元する復元ステップと
からなることを特徴とする、送信信号を受信する受信器
で使用するための方法。
【請求項１０】前記復元ステップは、前記受信した信号において、前記第１のサブコンステレ
ーションから選択された信号点を表す第１部分と、前記
第２のサブコンステレーションから選択された信号点を
表す第２部分を識別するステップと、前記第１部分を最尤復号し、前記第１のサブコンステレ
ーションから選択された信号点によって表される入力デ
ータを復元するステップと、前記第２部分を復号し、前記第２のサブコンステレーシ
ョンから選択された信号点によって表される入力データ
を復元するステップとからなることを特徴とする請求項
９の方法。
【請求項１１】入力データに応答して、少なくとも第
１のサブコンステレーションおよび第２のサブコンステ
レーションを含む所定のコンステレーションの信号点の
ストリームを選択する変調回路と、選択されたストリームを表す出力信号を生成する回路と
からなる装置において、前記変調回路は、（ａ）前記第１のサブコンステレーシ
ョンから選択される信号点が前記第２のサブコンステレ
ーションからの信号点の選択とは独立に選択され、か
つ、（ｂ）前記第１のサブコンステレーションから選択
される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利
得は、前記第２のサブコンステレーションから選択され
る信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得よ
り大きくなるように、前記入力データを符号化する符号
化回路を有することを特徴とする装置。
【請求項１２】前記サブコンステレーションは重なり
合わないことを特徴とする請求項１１の装置。
【請求項１３】前記符号化回路は、前記入力データの
一部に所定の冗長符号を適用し、その結果得られる冗長
符号化されたデータを用いて前記第１のサブコンステレ
ーションのみから信号点を選択することによって、前記
第１のサブコンステレーションのデシベル利得を提供す
る回路を有することを特徴とする請求項１２の装置。
【請求項１４】前記入力データはデータワードとして
配列され、前記符号化回路は、該データワードの一部の
関数であるトレリス符号化信号による利得を利用して前
記第１のサブコンステレーションの複数のサブセットの
うちの特定のサブセットを識別するとともに、識別され
たサブセットから、前記データワードの残部を用いて、
特定の信号点を選択することによって、前記第１のサブ
コンステレーションのデシベル利得を提供する回路を有
することを特徴とする請求項１３の装置。
【請求項１５】前記サブセットの信号点間の実際の最
小距離は、前記第１のサブコンステレーションの信号点
間の実際の最小距離より大きいことを特徴とする請求項
１４の装置。
【請求項１６】前記信号点のストリーム中の特定の信
号点が選択される特定のサブコンステレーションは、前
記入力データの少なくとも一部に応答して判定されるこ
とを特徴とする請求項１１の装置。
【請求項１７】前記入力データはマルチビットワード
の列からなり、各マルチビットワードの少なくとも１ビ
ットの値が前記特定のサブコンステレーションを識別
し、各マルチビットワードの少なくとも残りのビットが
前記特定の信号点を選択するために用いられることを特
徴とする請求項１６の装置。
【請求項１８】前記所定のコンステレーションの信号
点はμ則またはＡ則の符号器の量子化レベルであること
を特徴とする請求項１２または１７の装置。
【請求項１９】前記第１のサブコンステレーションの
信号点間の実際の最小距離は、前記第２のサブコンステ
レーションの信号点間の実際の最小距離より小さいこと
を特徴とする請求項１１の装置。
【請求項２０】前記第１のサブコンステレーションの
信号点の振幅はすべて、前記第２のサブコンステレーシ
ョンのいずれの信号点の振幅よりも小さいことを特徴と
する請求項１９の装置。
【請求項２１】前記所定のコンステレーションは前記
第１のサブコンステレーションおよび第２のサブコンス
テレーションのみからなり、前記入力データは、前記第
１のサブコンステレーションから選択される信号点間の
最小距離に関してのみデシベル利得が得られるように符
号化されることを特徴とする請求項２０の装置。
【請求項２２】少なくとも第１のサブコンステレーシ
ョンおよび第２のサブコンステレーションを含む所定の
コンステレーションに対して、（ａ）前記第１のサブコ
ンステレーションから選択される信号点は前記第２のサ
ブコンステレーションから選択される信号点の選択とは
独立に選択され、かつ、（ｂ）前記第１のサブコンステ
レーションから選択される信号点間の最小距離に関して
得られるデシベル利得が、前記第２のサブコンステレー
ションから選択される信号点間の最小距離に関して得ら
れるデシベル利得より大きくなるように、入力データを
符号化することによって、前記所定のコンステレーショ
ンの信号点のストリームを表す送信信号を処理する受信
装置において、前記送信信号を受信する手段と、受信した信号から前記入力データを復元する復元手段と
からなることを特徴とする受信装置。
【請求項２３】前記復元手段は、前記受信した信号において、前記第１のサブコンステレ
ーションから選択された信号点を表す第１部分と、前記
第２のサブコンステレーションから選択された信号点を
表す第２部分を識別する手段と、前記第１部分を最尤復号し、前記第１のサブコンステレ
ーションから選択された信号点によって表される入力デ
ータを復元する手段と、前記第２部分を復号し、前記第２のサブコンステレーシ
ョンから選択された信号点によって表される入力データ
を復元する手段とからなることを特徴とする請求項２２
の受信装置。
【請求項２４】前記サブコンステレーションは重なり
合わないことを特徴とする請求項２２または２３の装
置。
【請求項２５】前記入力データの一部に所定の冗長符
号を適用し、その結果得られる冗長符号化されたデータ
を用いて前記第１のサブコンステレーションのみから信
号点を選択することによって、前記第１のサブコンステ
レーションのデシベル利得が得られることを特徴とする
請求項２２または２３の装置。
【請求項２６】前記入力データはデータワードとして
配列され、該データワードの一部をトレリス符号化して
前記第１のサブコンステレーションの複数のサブセット
のうちの特定のサブセットを識別するとともに、識別さ
れたサブセットから、前記データワードの残部を用い
て、特定の信号点を選択することによって、前記第１の
サブコンステレーションのデシベル利得が得られること
を特徴とする請求項２２または２３の装置。
【請求項２７】前記信号点のストリーム中の特定の信
号点が選択される特定のサブコンステレーションは、前
記入力データの少なくとも一部に応答して判定されるこ
とを特徴とする請求項２２または２３の装置。
【請求項２８】前記第１のサブコンステレーションの
信号点間の実際の最小距離は、前記第２のサブコンステ
レーションの信号点間の実際の最小距離より小さいこと
を特徴とする請求項２２または２３の装置。
【請求項２９】前記第１のサブコンステレーションの
信号点の振幅はすべて、前記第２のサブコンステレーシ
ョンのいずれの信号点の振幅よりも小さいことを特徴と
する請求項２２または２３の装置。
【請求項３０】前記所定のコンステレーションは前記
第１のサブコンステレーションおよび第２のサブコンス
テレーションのみからなり、前記入力データは、前記第
１のサブコンステレーションから選択される信号点間の
最小距離に関してのみデシベル利得が得られるように符
号化されることを特徴とする請求項２２または２３の装
置。
【請求項３１】前記所定のコンステレーションの信号
点はμ則またはＡ則の符号器の量子化レベルであること
を特徴とする請求項２２または２３の装置。