ES2219671T3

ES2219671T3 - Sistema de comunicaciones de alta velocidad para conexiones analogicas de abonado.

Info

Publication number: ES2219671T3
Application number: ES95943030T
Authority: ES
Inventors: Brent Townshend
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1994-12-09
Filing date: 1995-12-04
Publication date: 2004-12-01
Anticipated expiration: 2015-12-04
Also published as: CA2266945A1; US5835538A; DE69532919T2; JP2007251939A; EP0745302A1; CA2182974C; US5801695A; ATE265120T1; AU701274B2; JP5110910B2; TW365092B; EP0745302B1; AU708085B2; AU9422198A; PT745302E; KR20030096428A; KR100418848B1; KR100422963B1; KR20030096427A; WO1996018261A2

Abstract

Sistema de transferencia de datos a alta velocidad para comunicación entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red (134) telefónica digital por un bucle (122) analógico, caracterizado porque comprende: un codificador (150) acoplado a dicha fuente de datos digitales, convirtiendo dicho codificador una entrada (100) procedente de dicha fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso correspondientes a valores de cuantificador utilizados por dicha red (134) telefónica digital; una interfaz (188) para transmitir dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador (150) a dicha red (134) telefónica digital; y un decodificador (156) acoplado por dicho bucle (122) analógico a dicha red (134) telefónica digital, en el que dicho bucle analógico proporciona una señal analógica a dicho decodificador, señal analógica que es una representación analógica de dicha serie de palabras de acceso, y enel que dicho decodificador es sensible a dicha señal analógica para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica.

Description

Sistema de comunicaciones de alta velocidad para conexiones analógicas de abonado.

El campo de la presente invención pertenece en general a equipos de comunicaciones de datos y más particularmente a un sistema y un método para transmitir datos digitales por una conexión telefónica.

La comunicación de datos juega un papel importante en muchos aspectos de la sociedad actual. Transacciones bancarias, facsímiles, redes computerizadas, acceso remoto a bases de datos, validación de tarjetas de crédito y una plétora de otras aplicaciones dependen todas de la capacidad para mover rápidamente la información digital de un punto a otro. La velocidad de esta transmisión afecta directamente a la calidad de estos servicios y, en muchos casos, las aplicaciones son inviables sin una cierta capacidad subyacente crítica.

En los niveles más bajos, la mayor parte del tráfico de datos digitales se lleva a cabo por el sistema telefónico. Los ordenadores, facsímiles, máquinas y otros dispositivos se comunican frecuentemente entre sí a través de conexiones telefónicas normales o de líneas dedicadas que comparten muchas de las mismas características. En ambos casos, los datos deben convertirse primero a una forma compatible con un sistema telefónico diseñado principalmente para la transmisión de voz. En el extremo receptor, la señal telefónica debe convertirse de nuevo en un flujo de datos. Normalmente, ambas tareas son llevadas a cabo por módems.

Un módem realiza dos tareas que corresponden a las anteriores necesidades: la modulación, que convierte un flujo de datos en una señal de audio que puede ser transportada por el sistema telefónico, y la demodulación, que toma la señal de audio y reconstruye el flujo de datos. Un par de módems, uno a cada extremo de una conexión, permite una comunicación bidireccional entre los dos puntos. Las limitaciones sobre la señal de audio crean las limitaciones sobre la velocidad a la que pueden transferirse datos empleando módems.

Estas limitaciones incluyen un ancho de banda limitado y la degradación de los datos debido al ruido y a la diafonía. Normalmente, el sistema telefónico puede transportar tan sólo señales de frecuencias entre 300 Hz y 3.400 Hz. Las señales fuera de este intervalo se atenúan bruscamente. Este intervalo se incorporó en el diseño del sistema telefónico ya que cubre una parte importante del espectro de la voz humana. Sin embargo, el ancho de banda de un canal es un factor que determina la velocidad máxima de transmisión de datos alcanzable. Con todos los demás factores constantes, la velocidad de transmisión de datos es directamente proporcional al ancho de banda.

Otro factor es la distorsión de la señal de audio o cualquier otra señal que no puedan controlar los puntos finales de las comunicaciones. Esto incluye la captación eléctrica de otras señales que están siendo transportadas por el sistema telefónico (diafonía), ruido eléctrico y ruido introducido por la conversión de la señal de una forma a otra. El último tipo se analizará con más detalle en la discusión posterior.

Para una utilidad general, los módems están diseñados para que puedan funcionar por la mayoría de las conexiones telefónicas. Por tanto, deben diseñarse para escenarios pesimistas, los cuales incluyen limitaciones de ancho de banda y ruido significativo que no puede eliminarse. Aún con todo, se ha realizado un progreso sustancial en el diseño de módems en los últimos años. Actualmente, están disponibles de manera extendida dispositivos capaces de funcionar a velocidades de hasta 28.800 bits por segundo. Véase la Recomendación V.34, Ginebra, Suiza (1994), del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones. Sin embargo, los razonamientos teóricos basados en los anchos de banda de canal y los niveles de ruido muestran que casi se ha logrado la velocidad máxima posible y que aumentos significativos adicionales son altamente improbables con las limitaciones dadas. Esto se analiza en "A Mathematical Theory of Communication", Bell System Technical Joumal, 27: 379-423, 623-656 (1948) por C. B. Shannon.

Desafortunadamente, aunque unas velocidades cercanas a los 30.000 bits por segundo (o 3.600 bytes por segundo) pueden hacer que muchas aplicaciones de comunicaciones sean viables, la transmisión convencional por módem todavía no es lo suficientemente rápida para todos los usos. A estas velocidades, la transmisión de texto es rápida, y el audio de baja calidad, tal como el habla digitalizada, es aceptable. Sin embargo, la transmisión de facsímiles o de imágenes fijas es lenta, mientras que el audio de alta calidad es limitado y el vídeo de secuencia completa no se ha logrado satisfactoriamente. En suma, lo que se necesita es una mayor capacidad de transmisión de datos. Este es un prerrequisito para las nuevas aplicaciones y es una necesidad para maximizar el rendimiento de muchas aplicaciones existentes.

Evidentemente, las compañías telefónicas, los proveedores de televisión por cable y otros, no desconocen estas necesidades crecientes de la transmisión de datos. Un enfoque para proporcionar conexiones de datos a mayores velocidades a negocios y hogares, consiste en facilitar conectividad digital de extremo a extremo, eliminando la necesidad de módems adicionales. Una oferta de un servicio así es la Red Digital de Servicios Integrados (RDSI). Véase: "Integrated Services Digital Networks (ISDN's)", Recomendación 1.120, Ginebra, Suiza (1993) del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones, y "The Golden Splice: Beginning a Global Digital Phone Network", Northwestern University (1992) por John Landwehr. La RDSI sustituye el bucle local analógico existente con una conexión digital de 160.000 bits/segundo. Puesto que el grueso del tráfico de larga distancia y entre oficinas ya se transporta digitalmente, este bucle local digital puede utilizarse para la transferencia de extremo a extremo de voz digital, de datos computerizados o de cualquier otro tipo de información. Sin embargo, para conseguir estas velocidades de transmisión de datos en el bucle local, deben instalarse equipos especiales en ambos extremos de la línea. Es más, la totalidad de la red telefónica está sufriendo actualmente una transformación desde una red de transmisión de voz a un servicio general de transmisión de datos, siendo la voz simplemente una forma concreta de datos.

Una vez instalado, cada enlace básico de RDSI ofrecerá dos canales de datos capaces de 64.000 bits/segundo, un canal de control con una capacidad de 16.000 bits/segundo, un tiempo de conexión de llamada reducido y otros beneficios. A estas velocidades de transmisión, la transmisión de facsímiles y de imágenes fijas será prácticamente instantánea, el audio de alta calidad será viable y las conexiones remotas de ordenadores saldrán beneficiadas de
un incremento quintuplicado de la velocidad. También se logrará algún avance en relación con vídeo de movimiento total.

El inconveniente de RDSI es su disponibilidad o la falta de la misma. Para usar RDSI, debe elevarse el nivel de prestaciones de la oficina central del usuario para proporcionar este servicio, el usuario debe sustituir los equipos en sus dependencias (tales como los teléfonos) por sus equivalentes digitales, y cada interfaz de línea individual en la oficina central debe modificarse para transportar el flujo de datos digitales. Este último paso, la conversión de los millones de conexiones analógicas entre cada teléfono y la oficina central a un enlace digital, es tremendo. La magnitud de esta tarea dicta que el despliegue de la RDSI sea lento y que la cobertura sea esporádica en el futuro próximo. Puede que las zonas rurales y poco pobladas nunca disfruten de estos servicios.

Otra infraestructura existente potencialmente capaz de proporcionar servicios de comunicaciones de datos de alta velocidad es el sistema de televisión por cable. A diferencia del sistema telefónico, que se conecta con los usuarios a través de un cableado de pares trenzados de ancho de banda reducido, el sistema de cable proporciona una conectividad de ancho de banda elevado a un gran porcentaje de los hogares. Las capacidades no empleadas en este cableado podrían proporcionar velocidades de transmisión de datos de decenas o incluso cientos de millones de bits por segundo. Esto sería más que adecuado para todos los servicios contemplados anteriormente, incluyendo vídeo digital de secuencia completa. Sin embargo, el sistema de cable sufre de un grave problema: su arquitectura de red. El sistema telefónico proporciona conectividad punto a punto. Es decir, cada usuario tiene uso completo de toda la capacidad de la conexión de ese usuario - no se comparte con otros y no sufre directamente debido al uso por otras personas. Por otra parte, el sistema de cable proporciona conexiones de radiodifusión. La totalidad de la capacidad es compartida por todos los usuarios, ya que en la conexión de cada usuario aparecen las mismas señales. Por tanto, aunque la capacidad total es elevada, se divide por el número de usuarios que requieren el servicio. Esta arquitectura funciona bien cuando todos los usuarios requieren los mismos datos, tales como para el objetivo original del diseño del cable, la distribución de televisión, pero no sirve bien para una comunidad de usuarios con diferentes necesidades de datos. En un área metropolitana, la capacidad de datos disponible para cada usuario puede ser significativamente inferior que a través de una RDSI o de una conexión de módem.

Para proporcionar una conectividad de datos de alta velocidad a un gran número de usuarios, el sistema de cable podría modificarse para aislar distintos segmentos de la población de usuarios, compartiendo eficazmente el ancho de banda de cable con poblaciones más pequeñas. Sin embargo, al igual que con la RDSI, este será un proceso lento y costoso que sólo proporcionará un servicio parcial durante muchos años venideros.

Los métodos empleados para diseñar módems se basan en gran parte en modelos del sistema telefónico que han permanecido sin cambios durante varias décadas. Es decir, un módem está modelado como un canal analógico con un ancho de banda finito (400-3.400 Hz) y una componente de ruido aditiva del orden de 30 dB por debajo del nivel de señal. Sin embargo, una gran parte del sistema telefónico utiliza ahora una transferencia digital de una representación muestreada de formas de onda analógicas para las comunicaciones entre oficinas. En cada oficina central, la señal analógica se convierte en una señal modulada por impulsos codificados (MIC) de 64.000 bits/segundo. La oficina receptora reconstruye a continuación la señal analógica antes de colocarla en la línea del abonado. Aunque el ruido introducido por este procedimiento es, en una primera aproximación, similar al observado en un sistema analógico, la fuente del ruido es bastante diferente. Véase "A Model for the Effects of PCM Compandors on the Performance of hips Speed Modems" Globecom '85, páginas 758-762, (1985), por K. Pahiavan y J.L. Holsinger. La mayor parte del ruido observado en una conexión telefónica que usa conmutación digital se debe a la cuantificación por los conversores analógico-digitales necesarios para convertir la forma de onda analógica en una representación digital.

Actualmente, tal como se ha indicado anteriormente, la mayoría de las conexiones telefónicas se transportan digitalmente entre oficinas centrales a velocidades de transmisión de 64.000 bits/segundo. Además, los servicios de RDSI demuestran que es posible transmitir a velocidades significativamente mayores que estas velocidad de transmisión por el bucle local. Se ha sugerido que puede ser posible diseñar un esquema de transmisión que aproveche estos factores. Kalet et al. postulan un sistema, mostrado en la figura 2, en el que el extremo transmisor seleccione niveles analógicos y una temporización precisos de manera que la conversión analógico-digital que se produce en la oficina central del transmisor puede conseguirse sin error de cuantificación alguno. "The Capacity of PCM Voiceband Channels", IEEE Internacional Conference of Communications '93, páginas 507-511, Ginebra, Suiza (1993) por I. Kalet, J.E. Mazo y B.R. Saltzberg. Utilizando los resultados matemáticos de J.E. Mazo, se conjetura que teóricamente debería ser posible reconstruir las muestras digitales empleando sólo los niveles analógicos disponibles en el extremo del receptor del segundo bucle local en el trayecto de comunicación. "Faster-Than-Nyquist Signalling", Bell Systems Technical Joumal, 54: 1451-1462 (1975) por J.E. Mazo. El sistema resultante puede entonces ser capaz de alcanzar velocidades de transmisión de datos de 56.000 a 64.000 bits/segundo. La desventaja de este método es que no es más que una posibilidad teórica que puede ser o no ser realizable. Kalet et al. indican que: "Esto es un problema práctico difícil y sólo podemos conjeturar si sería posible una solución razonable". Véase la página 510.

Un ejemplo de un intento convencional de solventar el problema anterior se encuentra en el trabajo de Ohta, descrito en las patentes estadounidenses números 5.265.125 y 5.166.955. Ohta describió un aparato para reconstruir una señal MIC transmitida a través de un canal de comunicación o reproducida a partir de un soporte de grabación. Estas patentes ejemplifican algunas técnicas convencionales abundantes en la literatura para tratar el problema general de reconstruir una señal de múltiples valores que ha pasado a través de un canal distorsionados. Véase también, por ejemplo, el documento "Data Communications Principles", Plenum (1992), de Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes y Stephen B. Weinstein. Sin embargo, tales enseñanzas convencionales no consideran la aplicación de métodos para manejar la salida de un cuantificador no lineal, ni resuelven los problemas específicos de decodificar datos digitales transmitidos por un bucle local telefónico. Además, el problema de reconstruir un reloj de muestreo a partir de los datos MIC no es trivial cuando la señal MIC puede tomar más de dos valores. Por ejemplo, en la patentes de Ohta, se emplea un sencillo esquema de recuperación del reloj que se basa en una señal binaria de entrada. Este tipo de recuperación del reloj no puede usarse con los códigos de múltiples valores utilizados en un sistema telefónico. Además, la compensación de la deriva con el tiempo y de las condiciones cambiantes de línea requiere el uso de un sistema adaptativo que no incluye la técnica anterior de reconstrucción MIC.

Por tanto, actualmente existe una disparidad crítica entre la capacidad de comunicación de datos deseada o requerida y la que está disponible. Los módems existentes no aportan capacidades adecuadas, y quedan muchos años para que las nuevas soluciones de conectividad digital estén disponibles de manera generalizada. Reacondicionar la infraestructura actual con una capacidad RDSI es una tarea considerable y puede pasar una década antes de que su uso esté extendido. Un nuevo método de transmisión de datos podría beneficiar inmensamente a muchas aplicaciones actuales, así como hacer disponibles varios servicios nuevos que de otra manera tendrían que esperar hasta que la infraestructura se pusiese al día con los requisitos.

Por consiguiente, existe necesidad de proporcionar un nuevo sistema de transferencia de datos que proporcione la capacidad de recibir datos a elevada velocidad de transmisión por las líneas telefónicas existentes.

También existe la necesidad de un sistema mejorado de transferencia de datos que pueda permitir que los sistemas, equipos y aplicaciones diseñados para un sistema telefónico digital (tal como la RDSI) puedan emplearse con conexiones analógicas.

Asimismo, existe necesidad de un sistema mejorado de transferencia de datos que sea capaz de aprovechar la infraestructura digital del sistema telefónico sin requerir la sustitución costosa de las líneas de todos los abonados.

Sería también deseable crear un sistema de comunicación de alta velocidad para proporcionar un medio para distribuir audio, música, vídeo u otro material digital de alta calidad a los consumidores. Un sistema mejorado tal de transferencia de datos proporcionaría ventajosamente un medio para distribuir, a petición, información, datos u otro material digital, adaptados a las necesidades individuales, a un gran número de consumidores.

Existe también una necesidad de un sistema mejorado de comunicaciones de alta velocidad para proporcionar un mayor rendimiento para aplicaciones comerciales tales como facsímil, sistemas de punto de venta, gestión remota de inventarios, validación de tarjetas de crédito, trabajo en red de ordenadores de área extensa, o similares.

Considerada desde un primer aspecto, la presente invención proporciona un sistema de transferencia de datos de alta velocidad para la comunicación entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red telefónica digital por un bucle analógico, caracterizado porque comprende:

: un codificador acoplado a dicha fuente de datos digitales, convirtiendo dicho codificador una entrada procedente de dicha fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso correspondientes a valores de cuantificador utilizados por dicha red telefónica digital;

: una interfaz para transmitir dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador a dicha red telefónica digital; y

: un decodificador acoplado por dicho bucle analógico a dicha red telefónica digital, en el que dicho bucle analógico proporciona una señal analógica a dicho decodificador, señal analógica que es una representación analógica de dicha serie de palabras de acceso, y en el que dicho decodificador es sensible a dicha señal analógica para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica.

Considerada desde un segundo aspecto, la presente invención proporciona un método de transferencia de datos de alta velocidad para la comunicación entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red telefónica digital por un bucle analógico, que comprende las etapas de:

: convertir mediante un codificador una entrada procedente de dicha fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso correspondientes a valores de cuantificador utilizados por dicha red telefónica digital;

: transmitir mediante una interfaz dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador a dicha red telefónica digital; y

: reconstruir mediante un decodificador dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de una señal analógica proporcionada por dicho bucle analógico, en el que el decodificador está acoplado por dicho bucle analógico a dicha red telefónica digital, y en el que dicha señal analógica es una representación analógica de dicha serie de palabras de acceso.

Considerada desde un tercer aspecto, la presente invención proporciona un codificador para la transferencia de datos de alta velocidad adecuado para el uso en un sistema tal como el esbozado anteriormente, generando el codificador señales digitales para la transmisión por la red telefónica digital y el bucle analógico al abonado, y que comprende:

: un conversor para convertir un flujo de datos fuente procedente de la fuente de datos en la serie de palabras de acceso pertenecientes al conjunto de palabras de acceso, correspondiendo el conjunto de palabras de acceso a un conjunto de valores de cuantificador aplicados en una interfaz de línea que acopla la red telefónica digital al bucle analógico; y

: una interfaz acoplada al conversor para transmitir dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador a dicha red telefónica digital.

Considerada desde un cuarto aspecto, la presente invención proporciona un decodificador para la transferencia de datos de alta velocidad adecuado para el uso en un sistema tal como el esbozado anteriormente, caracterizado porque comprende:

: una interfaz para la conexión con el bucle local, estando dispuesta dicha interfaz para producir una señal de entrada en respuesta a la señal analógica procedente de dicho bucle analógico;

: un medio para recuperar un reloj a partir de dicha señal de entrada; un medio para producir una señal ecualizada a partir de dicha señal de entrada; y

: un medio para reconstruir una serie de palabras de acceso a partir de la señal ecualizada.

Un sistema preferido según la invención, transfiere datos por conexiones telefónicas existentes a velocidades de transmisión superiores que los módems conocidos o los métodos convencionales de transmisión de datos. El sistema consigue una mejora importante sobre los métodos convencionales mediante el uso de dos observaciones críticas:

1.: El sistema telefónico subyacente es digital y utiliza la transmisión MIC.

2.: Sólo se requieren velocidades de transmisión de datos elevadas en un sentido, cuya fuente tiene acceso digital directo al sistema telefónico.

El sistema utiliza las consideraciones anteriores para conseguir unas velocidades de transmisión de datos más elevadas que las que eran previamente alcanzables con sistemas convencionales. La segunda observación anterior trata el uso principal de los módems - el acceso a y la recuperación de información procedente de servicios centralizados. Además, el sistema es particularmente útil para aplicaciones que requieren velocidades de transmisión de datos más altas, tales como el acceso a bases de datos y el vídeo o el audio a petición. Tales aplicaciones pueden realizarse utilizando las elevadas velocidades de transmisión de datos que son alcanzables a través del sistema.

Un aspecto importante del sistema es que es tanto simple como extremadamente potente, es decir, para permitir al proveedor de datos conectarse directamente a una red telefónica digital mientras el consumidor usa las conexiones analógicas existentes sin cambio en la línea. Esta configuración cambia mucho el modelo bajo el cual deben funcionar los equipos de datos del usuario. Los módems existentes deben tratar con limitaciones de ancho de banda y múltiples fuentes de ruido no identificadas que corrompen una señal por todo el trayecto de transmisión. Por contra, el presente sistema transporta datos digitalmente por el grueso del trayecto, desde la oficina central al hogar u oficina del consumidor, y la convierte a forma analógica sólo para el último segmento de ese trayecto. Ventajosamente, se elimina completamente una de las principales fuentes de ruido para los módems existentes, el ruido de cuantificación durante la conversión analógico-digital, dado que ya no se requiere tal conversión. Además, el ruido de cuantificación durante la conversión digital-analógico puede modelarse como un fenómeno determinista y por tanto reducirse significativamente.

Mediante el uso del presente sistema, la fuente de datos, que tiene acceso directo a la red digital (por ejemplo, por RDSI), puede transferir datos exactos a la oficina central que sirve al consumidor de los datos. Todo lo que se requiere entonces es un dispositivo en el extremo del consumidor del bucle local que compense la distorsión de la señal de datos debida a la filtración realizada en los conversores digital-analógicos de la oficina central y debido a la línea de transmisión. Ambas distorsiones pueden ser tratadas adecuadamente empleando equipos de tratamiento de señales digitales existentes, tal como se describirá en el presente documento.

Adviértase que, aunque este método no puede utilizarse para datos de retorno del consumidor al servidor, pueden emplearse módems existentes, produciendo un canal asimétrico con una capacidad de hasta 64.000 bits/segundo desde el servidor hasta el consumidor y de 20.000 a 30.000 bits/segundo de retorno.

Cabrá apreciar que el presente sistema permite que se envíen datos digitales de cualquier tipo (audio, vídeo, información o similares) a usuarios individuales a velocidades superiores que las que pueden obtenerse con módems convencionales o con métodos convencionales de transferencia de datos. Además, a diferencia de los sistemas de distribución de televisión por cable, el sistema puede dar servicio, a la velocidad de transmisión de datos plena, a cualquier número de usuarios que soliciten simultáneamente datos diferentes.

Además de proporcionar una mayor velocidad de funcionamiento para aplicaciones existentes, tales como acceso remoto a ordenadores, transmisión de facsímiles de alta velocidad, etc., un sistema según la invención posibilita varias aplicaciones nuevas. Estas incluyen la transmisión de audio o de música, el vídeo a petición, la transmisión de imágenes fijas, la videotelefonía, la comunicación por teleconferencia o aplicaciones similares, de alta calidad, en las que sean esenciales unas elevadas velocidades de transmisión de datos.

Otro aspecto de un sistema preferido según la presente invención es reconstruir una señal MIC de datos de múltiples valores a partir de una representación analógica de esa señal. Esto se logra utilizando un nuevo método que combina una novedosa técnica de sincronización de relojes con una ecualización adaptativa.

Además de lo anterior, otras características y ventajas de realizaciones de la presente invención incluyen: (1) la capacidad de reconstruir eficazmente el flujo de datos digitales modulados por impulsos codificados (MIC) del sistema telefónico empleando únicamente la señal analógica en el extremo del abonado de la línea telefónica; (2) la capacidad de reconstruir la frecuencia y la fase del reloj de los datos MIC, empleando solamente la señal analógica en el extremo del abonado de la línea telefónica; (3) la capacidad para aumentar la velocidad de transmisión de datos efectiva entre una oficina central y el extremo del abonado sin añadir equipos adicionales en la oficina central o sin modificar de otra manera el sistema telefónico; y (4) la capacidad de reconstruir dichos datos digitales tras haberse modificado tales datos debido a una o más conversiones a forma analógica, a filtración, a distorsión o a corrupción por la adición de ruido.

A continuación, se describirán algunas realizaciones de la invención a título de ejemplo y con referencia a los dibujos adjuntos, en las que:

La figura 1 es un diagrama de bloques que muestra una típica conexión de datos de módem de la técnica anterior;

la figura 2 es un diagrama de bloques que muestra un ejemplo de un sistema digital simétrico, hipotético, de la técnica anterior;

la figura 3 es un diagrama de bloques que muestra un sistema de distribución de alta velocidad según un aspecto de la presente invención;

la figura 4 es un diagrama de bloques de la implementación de equipos de un codificador en el sistema de la figura 3;

la figura 5 es un diagrama de bloques que muestra la función del codificador en el sistema de la figura 3;

la figura 6 es un diagrama de bloques que muestra la función de un eliminador de c.c. en la figura 5;

la figura 7a es un gráfico de un flujo de datos como función del tiempo, tal como el que se aplicaría a un codificador según un aspecto de la presente invención;

la figura 7b es un gráfico de la salida típica del codificador como función del tiempo, tal como la que se aplicaría a una conexión de red digital en el sistema de la figura 3;

la figura 7c es un gráfico de un valor lineal como función del tiempo;

la figura 8 es un diagrama de bloques que muestra la función de interfaces de línea digital existentes, como referencia para entender un aspecto de la presente invención;

la figura 9 es un diagrama de bloques de una implementación de equipos de un decodificador utilizado en el sistema de la figura 3;

la figura 10 es un diagrama de bloques que muestra la función del decodificador empleado en el sistema de la figura 3, según un aspecto de la presente invención;

la figura 11a es un gráfico de una señal analógica con referencia a la figura 10, como función del tiempo;

la figura 11b es un gráfico de una señal compensada con referencia a la figura 10, como función del tiempo, formada en un decodificador;

la figura 11c es un gráfico de un flujo de código estimado con referencia a la figura 10, como función del tiempo, formado en un decodificador;

la figura 11d es un gráfico de un flujo de datos con referencia a la figura 3, como función del tiempo, generado por un decodificador;

la figura 11e es un gráfico de una señal de error con referencia a la figura 10, como función del tiempo, generada por un decodificador;

la figura 12 es un diagrama de bloques que muestra un filtro inverso con referencia a la figura 10;

la figura 13 es un diagrama de bloques que muestra un ecualizador de control anticipativo con referencia a la figura 12,

la figura 14 es un diagrama de bloques que muestra una derivación (tap) del filtro con referencia a la figura 13;

la figura 15 es un diagrama de bloques que muestra un estimador de reloj con referencia a la figura 10;

la figura 16 es un diagrama de bloques que muestra la función de un sincronizador de reloj con referencia a la figura 10;

la figura 17 es un diagrama de bloques que muestra un sistema asimétrico extremo a extremo con un canal de retorno según un aspecto de la presente invención;

la figura 18 es un diagrama de bloques que muestra una aplicación de un aspecto de la presente invención con un servidor de bases de datos;

la figura 19 es un diagrama de bloques que muestra un aspecto de la presente invención en una aplicación a un sistema de facsímiles de alta velocidad; y

la figura 20 es un diagrama de bloques que muestra un repetidor de telefonía digital según un aspecto de la presente invención.

Conexión convencional de datos por módem

En la figura 1 se muestra una conexión convencional de datos por módem. El funcionamiento de tal sistema es bien conocido y ha sido normalizado por agencias gubernamentales tales como la Unión Internacional de Telecomunicaciones. Dependiendo de los tipos de un módem 104 y un módem 124, pueden aplicarse datos a velocidades de transmisión de hasta 28.800 bits/segundo a través de un flujo 100 de datos del primer usuario. El módem 104 convierte el flujo 100 de datos en una señal analógica que se aplica a un bucle 106 local, que a su vez se conecta a un conmutador 108 telefónico. A continuación, la señal analógica se transporta a través de una red 114 telefónica a través de una conexión 112 de red, y finalmente llega, a través de una conexión 118 de red, a un conmutador 120 telefónico que presta servido al segundo usuario. A continuación, se pasa la señal, en forma analógica, a través de un bucle 122 local, al módem 124 del segundo usuario, el cual convierte la señal en un flujo 126 de datos, que será una versión retardada del flujo 100 de datos. De una manera exactamente análoga, un flujo 128 de datos viaja a través de la red telefónica a través del módem 124, el bucle 122 local, el conmutador 120 telefónico, una conexión 116 de red, la red 114 telefónica, una conexión 110 de red, el conmutador 108 telefónico, el bucle 106 local y el módem 104 para formar una versión retardada como un flujo 102 de datos.

Este sistema asume que el sistema telefónico reproduce la señal analógica, aplicada en la conexión telefónica de un usuario, en el extremo del otro usuario con una distorsión y un retardo no mayores que un conjunto de valores estándar especificados para el sistema telefónico. Puede demostrarse que, teniendo en cuenta únicamente estos valores, no es posible transmitir datos a velocidades de transmisión superiores aproximadamente a 35.000 bits/segundo. Este sistema ignora muchos detalles de la distorsión que, de hecho, pueden ser cambios deterministas en la señal en vez de cambios impredecibles. Un cambio determinista así es el ruido de cuantificación si la red 114 telefónica se implementa digitalmente. Los módems existentes no pueden utilizar el conocimiento de esta importante fuente de ruido para eliminar la distorsión, y por tanto están limitados en cuanto a sus velocidades de transmisión de datos.

Esta es la desventaja clave de los sistemas de módem existentes - una baja velocidad de transmisión de datos y un límite teórico sobre la mejora máxima que será posible siempre dentro del marco actual de suposiciones.

En un intento por superar los anteriores inconvenientes y desventajas de una conexión convencional de datos por módem, tal como la que se muestra en la figura 1, un enfoque para incrementar la velocidad de la transferencia de datos ha dado como resultado un sistema digital, simétrico, de comunicación, hipotético. Tal sistema se muestra en la figura 2, en combinación con una red telefónica digital.

Este sistema, descrito por Kalet et al. en la referencia antes citada, es similar a módems existentes pero con un nuevo supuesto: que la infraestructura subyacente es una red 134 telefónica digital. El funcionamiento es similar al del sistema convencional de módem descrito anteriormente, salvo en que las señales se transportan en forma digital dentro de la red 134 telefónica digital y por una conexión 130 de red digital, una conexión 132 de red digital, una conexión 136 de red digital y una conexión 138 de red digital. Cada usuario todavía necesita un módem para transferir la información a través del bucle 122 local y del bucle 106 local al conmutador 120 telefónico y al conmutador 108 telefónico, respectivamente, donde se realiza la conversión entre formato analógico y uno digital estándar empleado por la red 134 telefónica digital.

A diferencia de los módems convencionales, todavía no se ha encontrado un argumento teórico que limite la velocidad de un sistema así a menos de la empleada internamente dentro de la red 134 telefónica digital, normalmente 56.000 ó 64.000 bits/segundo. Por tanto, es hipotéticamente posible que un sistema de este tipo pueda obtener velocidades de transmisión de datos de hasta 64.000 bits/segundo. Sin embargo, nunca se ha puesto en práctica un sistema así, ni existe evidencia de que sea posible implementar un sistema de este tipo. Los autores de este sistema escriben: "Esto es un problema práctico difícil y sólo podemos conjeturar si sería posible una solución razonable".

El problema consiste en que para utilizar el conocimiento de que la red subyacente es digital y que una gran parte de la distorsión de señales observada es debida al ruido de cuantificación, el módem transmisor debe controlar, a través únicamente de su salida analógica, los niveles digitales escogidos por la red para codificar la señal. Además, el módem receptor debe, únicamente a través de su entrada analógica, inferir con precisión esos niveles digitales. La distorsión debida a la conversión analógico-digital se produce tanto en el extremo del transmisor como en el del receptor,
pero sólo es directamente observable la distorsión combinada añadida a la señal deseada. Además, también tiene lugar una distorsión adicional debido al ruido eléctrico, y en el bucle 122 local y el bucle 106 local también se produce diafonía. La separación de estas componentes de distorsión de la señal deseada y entre sí es una tarea difícil, quizás imposible.

Un aspecto del presente sistema es un método mediante el cual se eliminen los inconvenientes de este enfoque. Utiliza el conocimiento de la red digital subyacente de una manera que es realizable, proporcionando superiores velocidades de transmisión de datos alcanzables que las que son posibles con cualquier otra solución conocida.

Conversión de la frecuencia de muestreo

Tal como se observará en una descripción posterior, un sistema para recuperar datos MIC de una representación analógica distorsionada requiere un método de sincronización del reloj decodificador con el empleado para convertir los datos MIC de un flujo digital en valores analógicos. Las implementaciones digitales de esta sincronización requieren que se vuelva a muestrear una secuencia de datos digitales, cambiando su frecuencia, de la utilizada por un conversor analógico-digital a una que sea más parecida a la empleada en la conversión a partir de datos MIC. Las técnicas previamente conocidas para lograr esto, o bien están estrictamente limitadas en cuanto a sus capacidades, o bien son intensivas computacionalmente. Véase, por ejemplo, el documento "Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1983, de R.E. Crochiere y L.R. Rabiner. Llevar a cabo la conversión de la frecuencia de muestreo entre dos relojes independientes, cuya relación puede cambiar en función del tiempo, complica adicionalmente la tarea. Un aspecto de la presente invención es un método que puede realizar tal conversión con un mínimo de operaciones computacionales auxiliares. Acepta una razón de la frecuencia de muestreo de entrada/salida variable continuamente y realiza la conversión con gran precisión. Las técnicas descritas pueden obtener un rechazo anti-solapamiento mayor que 90 dB y pueden implementarse en tiempo real en los procesadores existentes.

Sistema general

La figura 3 muestra una vista general del sistema propuesto. El método de uso del sistema mostrado en la figura 3, es idéntico al método para circuitos o módems actuales de comunicaciones de datos. Los datos aplicados en el flujo 100 de datos aparecerán un tiempo después en un flujo 126 de datos. El flujo 100 de datos se aplica a un codificador 150, cuya función es convertir el flujo de datos a un formato compatible con el sistema telefónico. Los datos convertidos se aplican a la red 134 telefónica digital a través de la conexión 132 de red digital. Los datos convertidos emergen exactamente iguales a través de una conexión 138 de red digital en la oficina central telefónica de un cliente, donde está situada una interfaz 140 de línea. Llegados a este punto, si el cliente también tuviese acceso digital directo a la conexión digital a la interfaz de línea del cliente desde la conexión 138 de red digital, la transmisión estaría completa. Sin embargo, cuando el cliente, al igual que la mayoría de los usuarios, no tiene acceso digital directo a la red telefónica, esto no es posible, y se requieren las siguientes operaciones adicionales.

La interfaz 140 de línea convierte los datos digitales en la conexión 138 de red digital a forma analógica de una manera en conformidad con las especificaciones normalizadas de la telefonía digital. La forma analógica es transportada en el burle 122 local hasta la sede del cliente, donde una red 152 híbrida pone fin a la línea y produce una señal 154 analógica. La red 152 híbrida es una parte estándar que convierte la señal bidireccional bifilar en un par de señales unidireccionales. Un decodificador 156 utiliza la señal 154 analógica para estimar y compensar la distorsión introducida por la conversión a forma analógica realizada por la interfaz 140 de línea, lo que da como resultado una estimación de los datos digitales en la conexión 138 de red digital, que se supone son idénticos a los datos digitales que se aplicaron en la conexión 132 de red digital. La transformación llevada a cabo por el codificador 150 se invierte entonces, y el decodificador 156 da salida al flujo 126 de datos, que es una estimación retardada del flujo 100 de datos original.

Adviértase que, en la figura 3, todos los elementos son bien conocidos y existen en los sistemas actuales de telefonía digital, salvo por el codificador 150 y el decodificador 156, que se describirán detalladamente más adelante. A describirse también posteriormente, es un método de inicialización y de adaptación del decodificador 156 a las condiciones exactas encontradas durante el funcionamiento normal.

Implementación física del codificador

La figura 4 muestra un diagrama de bloques de una realización posible del codificador 150 de la figura 3. El flujo 100 de datos de la figura 3 se aplica a la entrada serie de datos de un procesador 160 de señales digitales, tal como un AT & DSP32C. Este procesador emplea un bus 162 procesador para comunicarse con una memoria 168 de sólo lectura, una memoria 166 de acceso aleatorio, y un circuito 164 de interfaz de RDSI, tal como un Am79C30A de Advanced Micro Devices. La memoria 168 de sólo lectura contiene un programa almacenado cuyas características funcionales se describirán en las siguientes secciones. La memoria 166 de acceso aleatorio se utiliza para el almacenamiento y parámetros de programa. El circuito 164 de interfaz de RDSI también tiene una conexión 170 de RDSI, que está conectada a un terminador 172 de red, tal como un NT1 de Northem Telecom, y posteriormente a la conexión 132 de red digital, que también se mostró en la figura 3.

Para producir una implementación plenamente funcional, deberían añadirse elementos secundarios adicionales, tales como decodificadores, osciladores y una lógica de cohesión, al diagrama de bloques básico mostrado en la figura 4. Tales complementos son bien conocidos y resultarán evidentes para los expertos en la técnica.

El siguiente análisis del codificador 150 hará referencia a componentes funcionales más que a componentes físicos, todos los cuales pueden, por ejemplo, implementarse como programas o subrutinas para el procesador 160 de señales digitales, que emplea técnicas bien conocidas de tratamiento de señales digitales.

Funcionamiento del codificador

La figura 5 muestra un diagrama de bloques funcional del codificador 150 de la figura 3. El canal del servidor al cliente empieza con datos digitales arbitrarios proporcionados como el flujo 100 de datos. El codificador 150 convierte este flujo de bits en una secuencia de palabras de ocho bits, muestreada preferiblemente a la frecuencia del reloj del sistema telefónico de 8.000 muestras/segundo. Esto se consigue por una secuencia de operaciones que comienza con un conversor 180 serie-paralelo que agrupa juntos cada ocho bits leídos del flujo 100 de datos, dando salida a un flujo de valores de ocho bits paralelos como un flujo 182 de código de 8 bits. Preferiblemente, esta conversión puede realizarse de manera que el primero de cada ocho bits leídos del flujo 100 de datos se coloque en la posición de bit menos importante del flujo 182 de código de 8 bits, con los bits subsiguientes ocupando posiciones de bits consecutivamente más significativas hasta que se complete la palabra de salida, instante en el que se repite el proceso. A continuación, un eliminador 184 de c.c. inserta valores adicionales de ocho bits a intervalos regulares, preferiblemente, una vez cada ocho muestras, de manera que el valor analógico asociado con el valor insertado sea el negativo de la suma de todos los valores anteriores en el flujo 182 de código de 8 bits. Esto es necesario puesto que los sistemas telefónicos frecuentemente atenúan o eliminan cualquier polarización de c.c. en una señal. El eliminador 184 de c.c. es un ejemplo de un medio de circuito para reducir componentes de c.c. en la señal analógica recibida.

En la figura 6, se muestra un detalle de los elementos funcionales del eliminador 184 de c.c. de la figura 5. Un flujo 186 de código, al que se ha dado salida por un selector 190 de dos entradas, también es convertido en un valor 194 lineal por un conversor 192 ley \mu-lineal, que puede implementarse como una tabla de consulta de 256 elementos que utiliza la tabla estándar de conversión ley \mu-lineal. Los valores del valor 194 lineal son acumulados e invalidados por un sumador 196 y un retardo 200 unitario para formar un desvío 198 de c.c. y un desvío 202 anterior de c.c., que es el correspondiente valor retardado por la unidad. El desvío 198 de c.c. se aplica a un conversor 204 lineal-ley \mu, que puede utilizar la misma tabla de consulta que el conversor 192 ley \mu-lineal, pero que realiza la conversión inversa. Adviértase que si el desvío 198 de c.c. es mayor o menor que el valor máximo o mínimo en la tabla, se empleará la entrada respectivamente más grande o más pequeña. Un código 206 de restauración de c.c. es producido por el conversor 204 lineal-ley \mu y aplicado como una entrada al selector 190 de dos entradas. El selector 190 de dos entradas funciona leyendo, preferiblemente siete, valores secuenciales del flujo 182 de código de 8 bits y dando salida a estos valores como un flujo 186 de código, seguido por la lectura y la producción de un único valor del código 206 de restauración de c.c. Luego repite esta secuencia de operaciones continuamente.

Volviendo a la figura 5, el flujo 186 de código se aplica al conductor de entrada de un conversor 188 de RDSI, que proporciona la conversión bien conocida a una señal de RDSI. La función del conversor 188 de RDSI es ejecutada directamente por varios circuitos integrados existentes, incluyendo un Am79C30 de Advanced Micro Devices. La salida del conversor 188 de RDSI forma la conexión 132 de red digital, que también es la salida del codificador 150 de la figura 3.

Para una mayor comprensión, algunas de las señales empleadas por el codificador 150 se ilustran en las figuras 7a a 7c. La figura 7a muestra una secuencia de muestras del flujo 100 de datos. En la figura 7b, se muestra el flujo 186 de código, tras el procesamiento por el conversor 180 serie-paralelo y el eliminador 184 de c.c. Dentro del eliminador 184 de c.c., el equivalente lineal del flujo 186 de código, concretamente el valor 194 lineal, se muestra en la figura 7c.

Interfaz de línea

Como referencia durante las descripciones posteriores, la figura 8 muestra un modelo funcional de la interfaz 140 de línea de la figura 3, tal como el que se hallaría en un sistema telefónico normal para el uso con un aspecto de la presente invención. Adviértase que tales interfaces son bien conocidas y se emplean actualmente en conmutadores telefónicos digitales. La red 134 telefónica digital de la figura 3 pasa un flujo de datos digital, codificado según la ley \mu, de ocho bits por muestra, a través de la conexión 138 de red digital, a un conversor 210 ley \mu-lineal, mostrado en la figura 8. El conversor 210 ley \mu-lineal ejecuta la bien conocida conversión ley \mu-lineal, que convierte cada muestra en un valor 212 lineal. El valor 212 lineal es convertido entonces en una señal 216 analógica por un conversor 214 digital-analógico que se muestrea empleando un reloj 236 del sistema telefónico de una manera muy conocida. Aunque por motivos de claridad no se muestra en la figura 3, el reloj 236 del sistema telefónico es generado por la red 134 telefónica digital. A continuación, la señal 216 analógica es suavizada por un filtro 218 de paso bajo para formar una señal 220 filtrada. La finalidad principal del filtro 218 de paso bajo es aportar una función de paso bajo con una frecuencia de corte de aproximadamente 3100 Hz. La Unión Internacional de Telecomunicaciones ha normalizado las especificaciones para el conversor 214 digital-analógico y el filtro 218 de paso bajo en "Transmission Performance Characteristics of Pulse Code Modulation", Recomendation G.712, Ginebra, Suiza, Septiembre 1992, del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones.

La señal 220 filtrada es multiplexada en el bucle 122 local por un conversor 222 de cuatro a dos hilos. El bucle 122 local es bidireccional. Las señales entrantes en el bucle 122 local se aplican al conversor 222 de cuatro a dos hilos y se les da salida como una señal 234 sin filtrar. La señal 234 sin filtrar se aplica a un filtro 232 pasa banda, que también ha sido normalizado por el UIT-T en la referencia anteriormente citada. La salida del filtro 232 pasa banda, una señal 230 filtrada, es convertida en un valor 226 lineal por un conversor 228 analógico-digital. El valor 226 lineal es convertido entonces en la conexión 136 de red digital por un conversor 224 lineal-ley \mu, que ejecuta la conversión lineal-ley \mu estándar. Adviértase que, en el sistema mostrado en la figura 3, la conexión 136 de red digital no se emplea y ha sido omitida por razones de claridad.

Implementación física del decodificador

La figura 9 muestra un diagrama de bloques de una posible realización del decodificador 156 de la figura 3. La señal 154 analógica de la figura 3 es maestreada por un conversor 240 analógico-digital, que existe como un circuito integrado, tal como un CS5016 de Crystal Semiconductor. Este emplea una señal 244 de reloj, preferiblemente a 16 kHz, generada por un oscilador 242, para formar una señal 246 digital de entrada, que está conectada a un banco de procesadores 248 de señales digitales, tal como unos AT & DSP32C, a través de uno de sus conductores de entrada digital serie. Los procesadores también están conectados entre sí y a una memoria 254 de acceso aleatorio y a una memoria 252 de sólo lectura a través de un bus 250 procesador. La memoria 252 de sólo lectura contiene un programa almacenado cuyas características funcionales se describirán en las siguientes secciones. El banco de procesadores 248 de señales digitales produce el flujo 126 de datos, que es la salida final del decodificador 156 de la figura 3.

Para producir una implementación plenamente funcional, deberían añadirse elementos secundarios adicionales, tales como decodificadores, osciladores y una lógica de cohesión, al diagrama de bloques básico mostrado en la figura 9. Tales complementos son bien conocidos y resultarán evidentes para los expertos en la técnica.

El siguiente análisis del decodificador 156 hará referencia a componentes funcionales más que a componentes físicos, todos los cuales pueden, por ejemplo, implementarse como programas o subrutinas para el banco de procesadores 248 de señales digitales, que emplea técnicas bien conocidas de procesamiento de señales digitales.

Funcionamiento del decodificador

La figura 10 muestra la estructura funcional del decodificador 156 de la figura 3. La señal 154 analógica de la figura 3 facilita los datos de entrada para el decodificador 156. La señal 154 analógica se introduce en el conversor 240 analógico-digital y se convierte en la señal 246 digital de entrada, preferiblemente muestreada a 16.000 muestras por segundo con una precisión de 16 bits por muestra. El conversor 240 analógico-digital existe como un circuito integrado, tal como un CS5016 de Crystal Semiconductor. A continuación, la señal 246 digital de entrada es procesada por un sincronizador 260 de reloj, el cual interpola y vuelve a muestrear la señal 246 digital de entrada en intervalos separados por una estimación 262 del periodo para producir una señal 266 sincronizada. El funcionamiento del sincronizador 260 de reloj se detallará en las secciones siguientes. La señal 266 sincronizada es filtrada por un filtro 268 inverso, que se describirá más adelante, para reconstruir una señal 274 compensada. La finalidad del filtro 268 inverso es invertir la transformación realizada por la interfaz 140 de línea de la figura 3, cuyo componente principal es el filtro 218 de paso bajo de la figura 8. Volviendo a la figura 10, el filtro 268 inverso también da salida a una estimación 270 del error de retardo que da el error de temporización inherente a la señal 266 sincronizada, que será utilizado por un estimador 264 de reloj, descrito posteriormente, para calcular la estimación 262 del periodo empleada por el sincronizador 260 de reloj. A continuación, se emplea un medio de decisión para convertir la señal 274 compensada en una secuencia de valores pertenecientes a un conjunto discreto. Como ejemplo, la señal 274 compensada se convierte en la palabra en ley \mu de ocho bits equivalente más próxima utilizando un conversor 276 lineal-ley \mu para obtener un flujo 280 estimado de código. Tal como se ha descrito anteriormente, el conversor 276 lineal-ley \mu puede implementarse como una sencilla tabla de consulta.

Durante el funcionamiento normal, un interruptor 292 controla el paso del flujo 280 estimado de código de vuelta como una señal 286 deseada de salida, que es convertida de nuevo en una señal lineal por un conversor 278 ley mu-lineal para formar un valor 284 lineal. El conversor 278 ley \mu-lineal puede implementarse como una sencilla tabla de consulta, tal como se ha descrito antes. Durante la iniciación, el interruptor 292 se ajustará de manera que se controle el paso de un patrón 288 preparatorio (no mostrado en la figura 3) en cuanto a la señal 286 deseada de salida. Este uso se describirá posteriormente.

El valor 284 lineal proporciona una estimación del valor deseado de la señal 274 compensada. Se usa para actualizar de manera adaptativa el filtro 268 inverso de manera que la señal 274 compensada sea tan parecida al valor 284 lineal como sea posible. Esta adaptación es un ejemplo de un medio preparatorio para ajustar los parámetros del decodificador 156, lo que se explicará adicionalmente en el análisis posterior del filtro 268 inverso. Un restador 282 calcula una señal 272 de error empleando la señal 274 compensada y el valor 284 lineal. La señal 272 de error se vuelve a suministrar a un conductor de entrada del filtro 268 inverso en un bucle de realimentación. El flujo 280 estimado de código también se hace pasar por un extractor 290 de datos, el cual invierte las transformaciones realizadas por el codificador 150 de la figura 3 para formar el flujo 126 de datos final de salida del decodificador.

Únicamente con intención de ayudar a la comprensión, en las figuras 11a a 11e se trazan ejemplos de algunas de las señales presentes en la figura 10. La figura 11a muestra una típica señal 154 analógica de entrada al decodificador 156 como función del tiempo. Durante el procesamiento de esta señal, el decodificador 156 forma una señal 274 compensada, que se ilustra en la figura 11b. Esta señal se procesa adicionalmente para formar un flujo 280 estimado de código, mostrado en la figura 11c. Por último, el extractor 290 de datos de la figura 10 da salida a un flujo 126 de datos, mostrado en la figura 11d. En la figura 11e se muestra una señal 272 de error formada para uso interno en el decodificador 156.

Tal como se ha mencionado anteriormente, el conversor 240 analógico-digital, el restador 282, el conversor 276 lineal-ley \mu, el interruptor 292 y el conversor 278 ley \mu-lineal, todos de la figura 10, son bien conocidos y pueden ser fácilmente implementados por cualquier experto en la técnica.

El siguiente análisis ampliará la implementación y el funcionamiento de los bloques restantes: el filtro 268 inverso, el estimador 264 de reloj, el sincronizador 260 de reloj y el extractor 290 de datos.

Filtro inverso

La figura 12 muestra los detalles internos del filtro 268 inverso de la figura 10. El filtro 268 inverso es un ejemplo de un medio de ecualización, que funciona realizando operaciones lineales de filtración sobre una señal de entrada (la señal 266 sincronizada) para producir una señal de salida (la señal 274 compensada). El filtro 268 inverso también recibe la señal 272 de error que indica la discrepancia entre la señal 274 compensada y un valor deseado. Emplea la señal 272 de error para actualizar su función de filtración de manera que se minimice la señal 272 de error.
Tales estructuras adaptativas de filtro son bien conocidas: véase por ejemplo "Data Communications Principles", Plenum (1992), por Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes y Stephen B. Weinstein. Sin embargo, como aclara-
ción, describiremos en el presente documento una implementación preferida del filtro 268 inverso. Además, el filtro 268 inverso forma la estimación 270 del error de retardo, la cual es utilizada por el estimador 264 de reloj de la figura 10.

La señal 266 sincronizada se suministra a un ecualizador 300 de control anticipativo, que produce una señal 302 parcialmente compensada mientras emplea una señal 324 de corrección para realizar actualizaciones adaptativas. El funcionamiento del ecualizador 300 de control anticipativo se describirá a continuación. El ecualizador 300 de control anticipativo también da salida a la estimación 270 del error de retardo, que será empleada por el estimador 264 de reloj de la figura 10. Posteriormente, la señal 302 parcialmente compensada es diezmada por un factor de dos por un diezmador 304 para formar una señal 306 diezmada. El diezmador 304 funciona leyendo repetidamente dos valores consecutivos procedentes del subyacente conector de entrada y colocando el primero de éstos en el subyacente conector de salida, desechando el segundo valor. A continuación, la señal 306 diezmada se aplica a un restador
308 para formar la señal 274 compensada. La señal 274 compensada es utilizada por etapas subsiguientes en la figura 10, y también se suministra a un retardo 310 unitario para formar una señal 312 retardada. La señal 312 retardada
se aplica entonces al conector de entrada de un ecualizador 314 de realimentación para formar una estimación 316 de la distorsión. El ecualizador 314 de realimentación es parecido al ecualizador 300 de control anticipativo, y se describirá adicionalmente posteriormente. La estimación 316 de la distorsión proporciona la segunda entrada al restador 308.

La señal 272 de error de la figura 10 se ajusta en escala por un factor constante en un elemento 318 de ganancia de la figura 12 para formar una señal 320 de corrección, que se aplica como una segunda señal de entrada al ecualizador 314 de realimentación. El ecualizador 314 de realimentación emplea la señal 320 de corrección para realizar actualizaciones adaptativas. La señal 272 de error también es interpolada por un factor de dos por un interpolador 326, el cual inserta un cero entre cada muestra de la señal 272 de error. El interpolador 326 produce una señal 328 de error interpolada, la cual es posteriormente ajustada en escala por un elemento 322 de ganancia para dar lugar a una señal 324 de corrección. El uso de la señal 320 de corrección y de la señal 324 de corrección por parte del ecualizador 314 de realimentación y del ecualizador 300 de control anticipativo, respectivamente, se describirá posteriormente. Los valores de los parámetros k_{f} y k_{b} del elemento 322 de ganancia y del elemento 318 de ganancia, respectivamente, pueden estar preferiblemente en intervalo de 10^{-2} a 10^{-15}. Los expertos en la técnica pueden obtener fácilmente valores óptimos sin experimentación excesiva.

Ecualizadores de control anticipativo y de realimentación

La figura 13 muestra la estructura interna del ecualizador 300 de control anticipativo de la figura 12. Preferiblemente, el ecualizador 300 de control anticipativo está compuesto por 8 - 128 copias idénticas de una derivación (tap) 330 del filtro conectadas en cadena. Puede implementarse cualquier número conveniente de derivaciones. La primera derivación 330 del filtro acepta la señal 266 sincronizada de la figura 12, y la última derivación 330 del filtro da salida a la señal 302 parcialmente compensada empleada en la figura 12. Cada derivación intermedia toma dos señales de entrada: una entrada 332 primaria y una entrada 336 objetivo para formar dos señales de salida: una salida 334 primaria y una salida 338 objetivo. Cada derivación 330 del filtro proporciona también, como señal de salida, una ponderación 340 de la derivación que es utilizada por un estimador 342 de retardos para calcular la estimación 270 del error de retardo. Durante el funcionamiento, cada derivación 330 del filtro realiza actualizaciones adaptativas empleando, como entrada, la señal 324 de corrección.

La figura 14 muestra los detalles de cada derivación 330 del filtro de la figura 13. Cada derivación tiene dos entradas, la entrada 332 primaria y la entrada 336 objetivo, y proporciona dos salidas, la salida 334 primaria y la salida 338 objetivo, empleando bloques estándar de tratamiento de señales, tal como los que se muestran en la figura 14. La entrada 332 primaria es retardada en una muestra por un retardo 350 unitario para formar la salida 334 primaria. Mientras tanto, la entrada 332 primaria también se multiplica por la ponderación 340 de la derivación utilizando un multiplicador 352 para dar una entrada 354 promediada. La entrada 354 promediada es sumada a la entrada 336 objetivo por un sumador 356 para dar la salida 338 objetivo.

La actualización adaptativa de la ponderación 340 de la derivación se realiza multiplicando la señal 324 de corrección por la entrada 332 primaria empleando un multiplicador 366. Un valor 364 de salida del multiplicador proporciona una estimación del error de la derivación, y se resta de un valor 360 anterior para formar la ponderación 340 de la derivación utilizando un restador 362. El valor 360 anterior está formado por un retardo 358 unitario que utiliza la ponderación 340 de la derivación como entrada. Cada derivación 330 del filtro también produce la ponderación 340 de la derivación.

Volviendo a la figura 13, cada derivación 330 del filtro se suministra al estimador 342 de retardos. El estimador 342 de retardos calcula la estimación 270 del error de retardo del filtro global empleando la ecuación:

\Delta = \frac{\sum\limits^{i=N}_{i=1} i \cdot w_{i}}{\sum\limits^{i=n}_{i=1} w_{i}} - \frac{N}{2}

donde w_{i} es una abreviación de la i-ésima ponderación 340 de la derivación. De esta manera, el estimador 342 de retardos proporciona un medio de estimación para determinar un grado de error en la estimación 262 del periodo de la figura 10.

La descripción anterior del ecualizador 300 de control anticipativo de la figura 10 también es aplicable al ecualizador 314 de realimentación. La estructura y el funcionamiento del ecualizador 314 de realimentación son idénticos a los del ecualizador 300 de control anticipativo con la excepción de que no se necesita el estimador 342 de retardos, de manera que no hay equivalente a la salida de la estimación 270 del error de retardo. Además, el ecualizador 314 de realimentación puede utilizar un número diferente de derivaciones que el ecualizador 300 de control anticipativo, preferiblemente entre un cuarto y la mitad del número. El número óptimo de derivaciones a emplear tanto para el ecualizador 300 de control anticipativo como para el ecualizador 314 de realimentación puede obtenerse fácilmente por un experto en la técnica sin experimentación adicional.

Estimador de reloj

La figura 15 muestra las componentes funcionales del estimador 264 de reloj de la figura 10. El estimador 264 de reloj es un ejemplo de un medio de circuito que utiliza la estimación 270 del error de retardo para actualizar la estimación 262 del periodo. La señal introducida en el estimador 264 de reloj, la estimación 270 del error de retardo, es ajustada en escala por un factor de k_{f}, preferiblemente en el intervalo de 10^{-1} a 10^{-8}, pero dependiente de la precisión del reloj empleado por el conversor 240 analógico-digital, por una ganancia 370 de bucle para formar un error 374 de fase. El error 374 de fase se filtra a continuación con un filtro 376 de bucle para formar un desvío 378 de periodo. El filtro 376 de bucle es un filtro de paso bajo cuyo diseño resultará evidente a los expertos en el diseño de bucles enganchados en fase. Un sumador 372 añade el desvío 378 de periodo a un periodo 380 nominal para crear la estimación 262 del periodo. El periodo 380 nominal es la estimación a priori de la razón de la mitad de la frecuencia de muestra del conversor 240 analógico-digital de la figura 10 a la frecuencia del reloj 236 del sistema telefónico de la figura 8. Puesto que el reloj 236 del sistema telefónico y el reloj empleado por el conversor 240 analógico-digital no se obtienen de una fuente común, la razón exacta diferirá muy poco de 1,0 para las elecciones preferidas de parámetros. Durante el funcionamiento, la estimación 262 del periodo refinará y vigilará esta razón utilizando estimaciones del error actual aportado por el filtro 268 inverso de la figura 10.

Sincronizador de reloj

En la figura 16 se muestra un diagrama de bloques funcional del sincronizador 260 de reloj de la figura 10. La función del sincronizador 260 de reloj es interpolar y volver a muestrear su señal de entrada (la señal 246 digital de entrada) a intervalos separados por la estimación 262 del periodo. Por ejemplo, si la estimación 262 del periodo tuviera un valor de 2,0, a cada segunda muestra leída de la señal 246 digital de entrada se le daría salida como la señal 266 sincronizada. Si la estimación 262 del periodo no es un entero, entonces se requerirá del sincronizador 260 de reloj que interpole apropiadamente entre las muestras de entrada para formar las muestras de salida.

El sincronizador 260 de reloj realiza un ciclo de funcionamiento para cada muestra de salida requerida. Cada ciclo comienza con la lectura por parte de un acumulador 424 del valor de la estimación 262 del periodo de la figura 10. El acumulador 424 forma una suma en curso de todos los valores de entrada leídos, y da salida a esta suma como un índice 426 de muestra de valor real. Éste se ajusta en escala por un factor N_{u}, preferiblemente en el intervalo de 10-400, empleando un elemento 428 de ganancia, para formar un índice 430 de muestra interpolado. El valor óptimo de N_{u} puede ser obtenido fácilmente por un experto en la técnica sin experimentación adicional. Un divisor 432 de parte entera/fracción descompone el índice 430 de muestra interpolado en un índice 422 de muestra y un valor 414 fraccional. Por ejemplo, si el índice 430 de muestra interpolado tuviera un valor de 10,7, el divisor 432 de parte entera/fracción fijaría el índice 422 de muestra en 10,0 y el valor 414 fraccional en 0,7.

Una de las señales de entrada aplicada a un selector 398 de muestras se forma mediante una serie de operaciones que comienzan con la señal 246 digital de entrada. Un interpolador 390 lee un valor de la señal 246 digital de entrada y da salida a N_{u} muestras que constan del valor leído de la señal 246 digital de entrada seguido por N_{u} - 1 valores de cero. El flujo de salida del interpolador 390, una señal 392 de entrada interpolada, se aplica a un filtro 394 de paso bajo, el cual tiene una frecuencia de corte de banda de paso equivalente a 4 kHz. Los diseños del interpolador 390 y del filtro 394 de paso bajo son bien conocidos. Véase por ejemplo el documento "Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1983, de R.E. Crochiere y L.R. Rabiner. El filtro 394 de paso bajo forma una señal 396 interpolada, filtrada, que se emplea como entrada al selector 398 de muestras.

El selector 398 de muestras es un ejemplo de un medio de selección que lee un valor de un índice 422 de muestra e interpreta éste como un número de muestra, s_{n}. También mantiene una cuenta interna de cuántas muestras ha leído de su conector de entrada, conectado a la señal 396 interpolada, filtrada, desde que se inició el sistema. A continuación, lee muestras adicionales de la señal 396 interpolada, filtrada, y forma muestras de salida, de manera que una muestra 400 es una copia de la muestra s_{n} leída de la señal 396 interpolada, filtrada, y una muestra 402 es una copia de la muestra s_{n+1.}

A continuación, la muestra 400 se ajusta en escala por un valor 414 fraccional empleando un multiplicador 404, para formar una componente 408 de muestra. Similarmente, la muestra 402 se ajusta en escala por un valor 416 fraccional empleando un multiplicador 406, para formar una componente 410 de muestra. La magnitud del valor 416 fraccional es uno menos la magnitud del valor 414 fraccional, tal como se calcula utilizando un restador 420 y una constante 418 unitaria. La componente 408 de muestra y la componente 410 de muestra son sumadas entonces por un sumador 412 para formar la señal 266 sincronizada, que también es la salida del sincronizador 260 de reloj de la figura 10. La combinación del multiplicador 404, el multiplicador 406 y el sumador 412 es un ejemplo de un medio de interpolación para combinar las muestras seleccionadas por el selector 398 de muestras.

El sincronizador 260 de reloj también puede utilizarse en otras aplicaciones o como un conversor autónomo de frecuencias de muestreo. En general, la señal 266 sincronizada es equivalente a la señal 246 digital de entrada pero con una frecuencia de muestreo diferente. La razón entre las dos frecuencias viene especificada por la estimación 262 del periodo, que puede cambiar en función del tiempo.

Adviértase también que, aunque la interpolación lineal puede parecer una aproximación poco precisa al resultado deseado, de hecho es bastante precisa. En virtud del sobremuestreo realizado por el interpolador 390, la señal 396 interpolada, filtrada, tiene un espectro de frecuencias que es casi cero salvo por una banda estrecha en torno a la c.c. La operación de interpolación crea eficazmente imágenes de esta estrecha banda de paso en el dominio de frecuencias. La función de la interpolación lineal es filtrar entonces estas imágenes. Las implementaciones convencionales emplean un filtro de paso bajo marcado, computacionalmente caro. Aunque el interpolador lineal es un filtro de paso bajo muy malo, tiene unas ranuras espectrales muy profundas exactamente en las frecuencias donde aparecerán las imágenes no deseadas. La combinación de la colocación de estas ranuras con las estrechas imágenes falsas alias es lo que hace este método tan preciso, al tiempo que elimina gran parte del cálculo de las técnicas tradicionales.

Extractor de datos

La última etapa del decodificador 156 de la figura 3 es el extractor 290 de datos de la figura 10. La función del extractor 290 de datos es invertir las transformaciones realizadas por el codificador 150 de la figura 3. Estas transformaciones constan del conversor 180 serie-paralelo y del eliminador 184 de c.c. mostrados en la figura 5.

Para invertir estas transformaciones, el extractor 290 de datos quita primero los valores insertados en el flujo de datos por el eliminador 184 de c.c. Esto se hace simplemente desechando cada octava muestra leída de la entrada (suponiendo que la eliminación de c.c. fue realizada por el eliminador de c.c. 184 empleando la frecuencia preferida de una cada ocho muestras). Una vez hecho esto, el flujo restante de valores de ocho bits puede convertirse de nuevo en un flujo 126 de datos en serie dando salida cada vez a un bit de cada palabra, empezando por el bit menos significativo. Tales técnicas son bien conocidas por los expertos en la técnica.

Iniciación del sistema

Cuando se establece por primera vez una conexión entre un servidor y un cliente, tanto el codificador 150 como el decodificador 156 de la figura 3 deben empezar en un estado conocido para ambos.

Dentro del codificador 150 se realiza la siguiente iniciación.

1.: El eliminador 184 de c.c. de la figura 5 se inicia con el selector 190 de dos entradas de la figura 6 fijado de manera que su próxima salida sea una copia del código 206 de restauración de c.c..

2.: La salida del retardo 200 unitario de la figura 6, previo al desvío 202 de c.c., se inicia en 0,0.

3.: El flujo 186 de código de la figura 5 se desconecta temporalmente del eliminador 184 de c.c. En su lugar, una secuencia conocida de N_{c}, preferiblemente 16-128, valores se repite N_{t}, preferiblemente 100-5000, veces. Los valores óptimos a usar para N_{c} y N_{c} pueden obtenerse fácilmente por un experto en la técnica sin experimentación adicional.

La elección del N_{c} anterior está vinculada al diseño del decodificador 156. N_{c} es preferiblemente la mitad del número de derivaciones en el ecualizador 300 de control anticipativo de la figura 12. Sin perder generalidad, en la tabla 1 se muestra una posible elección de la secuencia de valores de código transmitidos repetidamente por el codificador 150. Una secuencia idéntica es utilizada también por el codificador 150, aplicada como el patrón 288 preparatorio en la figura 10.

TABLA 1

Patrón preparatorio típico
14	182	29	140	20	138	153	16
132	205	157	170	4	162	129	12
8	144	54	134	10	128	6	34
136	42	77	25	148	1	142	0

Una vez se ha dado salida a las N_{t} repeticiones, el flujo 186 de código se reconectará al eliminador 184 de c.c. y la salida subsiguiente del decodificador 156 corresponderá a la entrada aplicada como el flujo 100 de datos de la figura 3

Dentro del decodificador 156 de la figura 3, se realizará el siguiente inicio antes de que la primera muestra se lea de la señal 154 analógica:

1.: El interruptor 292 de la figura 10 se fija para controlar el paso del patrón 288 preparatorio a la señal 286 deseada de salida.

2.: El extractor 290 de datos de la figura 10 se fija para que el siguiente valor de entrada, el flujo 280 estimado de código, sea considerado un valor de ecualización de c.c. y por tanto desechado.

3.: El retardo 310 unitario de la figura 12 se inicia para dar salida a cero como la señal 312 retardada.

4.: El interpolador 326 de la figura 12 se inicia de manera que su próxima salida, la señal 328 de error interpolada, sea una copia de la señal 272 de error.

5.: El diezmador 304 de la figura 12 se inicia de manera que su próximo valor de entrada, la señal 302 parcialmente compensada, se copie al exterior como la señal 306 diezmada.

6.: Dentro del ecualizador 314 de realimentación y del ecualizador 300 de control anticipativo de la figura 12, cada retardo 350 unitario de la figura 14 se inicia para tener una salida nula.

\newpage

7.: Dentro del ecualizador 314 de realimentación de la figura 12, cada retardo 358 unitario de la figura 14 se inicia a cero.

8.: Dentro del ecualizador 300 de control anticipativo, cada retardo 358 unitario de la figura 14 se inicia a cero.

9.: El acumulador 424 de la figura 16 se inicia para dar salida a un valor de cero como el índice 426 de muestra de valor real.

10.: El filtro 394 de paso bajo se inicia con un estado interno de todo ceros.

11.: El interpolador 390 se inicia de manera que su próxima salida, la señal 392 interpolada de entrada, será el valor de la señal 246 digital de entrada.

A continuación, el decodificador 156 funciona tal como se describió anteriormente hasta que los valores N_{c}, N_{t} se hayan formado en el flujo 280 estimado de código de la figura 10. Llegados a este punto, el interruptor 292 se mueve para controlar el paso del flujo 280 estimado de código a la señal 286 deseada de salida. De aquí en adelante, el flujo 126 de datos debería corresponder a los datos leídos del flujo 128 de datos tal como se muestra en la figura 3.

También debe garantizarse que el codificador 150 y el decodificador 156 entren y salgan del modo de iniciación de manera que los valores en el flujo 100 de datos y en el flujo 126 de datos de la figura 3 se encuentren en correspondencia exacta. Un ejemplo de un método para conseguir esta sincronización es quebrantar la restauración de c.c. realizada por el eliminador 184 de c.c. Para indicar el comienzo de la preparación, el flujo 186 de código se fija al valor legal máximo de código durante más tiempo que el periodo normal de restauración de c.c., por ejemplo, 16 muestras. Esto viene seguido por la fijación del flujo 186 de código al valor legal mínimo de código para el mismo número de muestras. A continuación, el patrón preparatorio viene después que este patrón de sincronización. Similarmente, el final de la preparación puede señalizarse invirtiendo el orden del anterior patrón de sincronización - repetir el valor mínimo seguido por el valor máximo. Estos patrones de sincronización pueden ser detectados entonces por el decodificador 156 y utilizados para controlar el interruptor 292.

Son bien conocidas otras técnicas para tal sincronización, y se emplean en los módems actuales. Véase, por ejemplo, el documento V.34 del UIT-T, citado previamente.

Estimador de retardos alternativo

En el análisis anterior, el estimador 342 de retardos se formó mediante el examen de las ponderaciones de las derivaciones del filtro dentro del ecualizador 300 de control anticipativo. También son posibles otros medios de estimación de los retardos. Por ejemplo, puede utilizarse la señal 272 de error y la señal 274 compensada de la figura 10 para formar la estimación 270 del error de retardo según sigue:

\Delta= \frac{e}{\frac{dv}{dt}+k}

donde \Delta es la estimación 270 del error de retardo, v es la señal 274 compensada, e es la señal 272 de error y k es un parámetro que puede ser obtenido fácilmente por los expertos en la técnica sin experimentación adicional. El valor de k dependerá de las contribuciones relativas del ruido de señal y de la fluctuación de fase de reloj observada. En el presente sistema puede emplearse cualquier otro método de implementación de un medio de estimación del retardo para formar la estimación 270 del error de retardo.

Método de iniciación de un decodificador alternativo

Tal como se ha descrito anteriormente, los parámetros del decodificador 156 pueden establecerse empleando unos valores fijos de inicio seguidos por un periodo preparatorio durante el cual se transmite una secuencia de datos conocida. El método anteriormente descrito utiliza la secuencia preparatoria para realizar actualizaciones secuenciales de los parámetros del filtro 268 inverso y del estimador 264 de reloj sobre una base muestra a muestra.

También es posible realizar una única actualización en bloque de todos los parámetros. Durante la transmisión de la secuencia preparatoria, el decodificador 156 simplemente almacena los valores que aparecen como la señal 246 digital de entrada. Una vez que se ha transmitido la secuencia preparatoria completa, el decodificador 156 puede realizar un análisis de los valores adquiridos y calcular unos valores para sus parámetros internos.

Los cálculos necesarios para llevar a cabo la estimación de parámetros son los siguientes:

1.: Calcular el periodo digital fundamental, T_{u}, de la señal adquirida empleando un método de estimación de frecuencias. Esto puede realizarse utilizando cualquiera de una variedad de técnicas bien conocidas de tratamiento de señales, tal como un análisis autocorrelacional. Se sabe de antemano que T_{u} es aproximadamente el doble de N_{c}, la longitud de la secuencia preparatoria, suponiendo el uso de la frecuencia de muestreo preferida para el conversor 240 analógico-digital. La única fuente de diferencia será debida a diferencias entre la frecuencia de muestreo del reloj 236 del sistema telefónico y la mitad de la frecuencia de muestreo del conversor 240 analógico-digital.

2.: Iniciar el periodo 380 nominal de la figura 15 como \frac{T_{u}}{2\cdot N_{c}}.

3.: Volver a muestrear la señal 246 digital de entrada haciéndola pasar por el sincronizador 260 de reloj, con la estimación 270 del error de retardo fijada en cero, para formar la señal 266 sincronizada.

4.: Formar una matriz Y con 2 N_{c} columnas y N_{t} filas. Los elementos de Y son los valores de la señal 266 sincronizada tal como se han calculado antes. Estos se almacenan en la matriz rellenando la primera fila con muestras secuenciales de la señal 266 sincronizada, luego la segunda fila, etc.

5.: Calcular la media de cada columna de Y para formar r, un vector de 2.N_{c} elementos.

6.: Calcular una estimación de la energía, \sigma^{2}, de la componente de ruido de la señal de entrada empleando:

\sigma^{2} = \frac{1}{N_{c} \cdot N_{t}}\sum\limits^{N_{c}}_{j=1}\sum\limits^{N_{t}}_{i=1}(Y_{ij}-r_{i})^{2}

: donde Y_{ij} es el elemento en la columna i, fila j, de Y.

7.: Calcular el vector de N_{c} elementos, c, haciendo pasar los valores de la secuencia preparatoria, tales como los mostrados en la tabla 1, por un conversar, tal como el conversor 278 ley \mu-lineal.

8.: Formar una matriz A, con N_{f} + N_{b} columnas y N_{c} filas tal como la siguiente:

1

: donde N_{t} es el número de derivaciones del filtro en el ecualizador 300 de control anticipativo de la figura 12, y N_{b} es el número de derivaciones del filtro en el ecualizador 314 de realimentación. Por ejemplo, si N_{c} = 3, N_{f} = 4 y N_{b} = 2, entonces:

2

9.: Encontrar el valor de un vector de N_{f} + N_{b} elementos, z, que minimice e^{2} en la siguiente ecuación:

e^{2} = \frac{(Ax-c)^{r}(Ax-c)}{N_{c}} + \sigma^{2}\sum\limits^{N_{f}}_{i=1} x^{2}_{i} + e^{2}\sum\limits^{N_{f}+N_{b}}_{i=N_{f}+1}x^{2}_{i}

: Esta ecuación puede resolverse empleando técnicas bien conocidas de álgebra lineal, cálculo y métodos iterativos, que resultarán evidentes para los expertos en la técnica.

10.: Iniciar el valor 360 anterior de la figura 14 para cada derivación del ecualizador 300 de control anticipativo con X_{1}...X_{nf}, respectivamente.

11.: Iniciar el valor 360 anterior para cada derivación del ecualizador 314 de realimentación con X_{Nf+1}...X_{Nf+nb}, respectivamente.

12.: Una vez que se han calculado estos parámetros, puede comenzar el funcionamiento normal. Adviértase que los parámetros cambiarán posteriormente debido a las actualizaciones adaptativas basadas en la señal 272 de error, tal como se ha analizado anteriormente.

La secuencia anterior debería contemplarse como un ejemplo de otro método de llevar a cabo la iniciación del decodificador 156 mediante el uso de una secuencia preparatoria. También son posibles otros métodos y numerosas variantes. Por ejemplo, la secuencia preparatoria recibida puede truncarse en cada extremo para eliminar los efectos de las oscilaciones momentáneas al cambiar entre los modos normal y preparatorio: los niveles exactos de transición en el conversor 276 lineal-ley \mu y el conversor 278 ley \mu-lineal pueden ajustarse empleando la información preparatoria, pueden emplearse ecuaciones modificadas para cada valor 360 anterior, etc.

Adición de un canal de retorno Descripción

La figura 17 muestra un aspecto de la presente invención que combina el sistema de comunicación descrito anteriormente con un canal de retorno. El flujo 100 de datos se aplica al codificador 150 tal como se describió con referencia a la figura 3. Este a su vez se conecta a la red 134 telefónica digital a través de la conexión 132 de red digital. Los datos emergen exactamente igual de la red en la oficina central del cliente a través de la conexión 138 de red digital. La información digital es convertida a forma analógica por la interfaz 140 de línea y colocada en forma analógica en el bucle 122 local. En las instalaciones del cliente, la red 152 híbrida forma una señal 448 analógica entrante y un compensador 442 de ecos elimina contribuciones a la señal 448 analógica entrante procedentes de una señal 444 analógica saliente para formar la señal 154 analógica. La señal 154 analógica se aplica a continuación al decodificador 156, que proporciona el flujo 126 de datos.

El flujo 128 de datos procedente del cliente es convertido en la señal 444 analógica saliente por un modulador 446 según técnicas bien conocidas tales como las empleadas en los módems actuales, y luego se aplica al compensador 442 de ecos así como se suministra al bucle 122 local a través de la red 152 híbrida. En la oficina central, ésta es convertida en la conexión 136 de red digital por la interfaz 140 de línea. La red 134 telefónica digital transfiere los datos en la conexión 136 de red digital a la conexión 130 de red digital. A continuación, un demodulador 440 convierte estos en el flujo 102 de datos para el servidor.

Funcionamiento

El sistema mostrado en la figura 17 proporciona una completa comunicación dúplex entre dos abonados telefónicos: uno con conectividad digital y el otro con conectividad analógica. El funcionamiento del canal de emisión es tal como se ha descrito anteriormente en referencia a la figura 3, con un añadido. Para reducir los efectos del canal de retorno, se ha añadido el compensador 442 de ecos, insertado entre la red 152 híbrida y el decodificador 156.

El compensador 442 de ecos ajusta a escala la señal 444 analógica saliente y la resta de una señal 448 analógica entrante para producir la señal 154 analógica. Las técnicas y la implementación de compensadores de ecos son bien conocidas.

El canal de retorno puede implementarse utilizando una variante de la tecnología existente de módems. Véase por ejemplo el documento "A Duplex Modem Operating at Signalling" del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones.

"Rates of up to 14,400 Bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuits" Recommendation V.32bis, Ginebra, Suiza (1991), del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones. Los datos son modulados por el modulador 446 para formar una señal 444 analógica saliente que pueda ser transportada por el sistema telefónico. Las técnicas de modulación que pueden emplearse son muy conocidas. Por ejemplo, anteriormente se describen métodos capaces de transferencias de hasta 14.000 bits/segundo. Similarmente, en la Recomendación V.34, Ginebra, Suiza (1994), del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones, se describen métodos capaces de velocidades de transferencia de hasta 28.800 bits/segundo.

La señal 444 analógica saliente se coloca en el bucle 122 local, empleando la red 152 híbrida, tal como la que se emplea prácticamente en todos los equipos telefónicos. La red 152 híbrida convierte entre una interfaz de cuatro hilos (dos señales unidireccionales independientes) en un lado y una interfaz de dos hilos (una señal bidireccional) en el otro lado. La señal de dos hilos es simplemente la suma de las dos señales en el lado de cuatro hilos.

En la oficina central del cliente, los equipos de la compañía telefónica convierten la señal analógica en el bucle 122 local en la conexión 136 de red digital, que se muestrea a 8.000 muestras/segundo utilizando el reloj 236 del sistema telefónico. En Norteamérica, esta conversión se lleva a cabo para proporcionar ocho bits por muestra empleando una conversión no lineal, conocida como la ley \mu, para mejorar la relación señal/ruido de las señales de audio típicas.

Una vez convertida según la ley \mu, la señal del diente es transportada por la red 134 telefónica digital hasta que llega a las instalaciones del servidor. Adviértase que, puesto que el servidor tiene una conexión digital al sistema telefónico, la señal no es convertida a forma analógica por la oficina central del servidor. Sin embargo, pueden haber varias capas de interfaces (tales como la 'U' o la `S' de RDSI, etc.) interpuestas entre el servidor y la conexión 136 de red digital. Sin embargo, puesto que los mismos datos presentes en la conexión 136 de red digital también aparecen más tarde en la conexión 130 de red digital, estos equipos interpuestos pueden pasarse por alto. El demodulador 440 realiza la función inversa del modulador 446, tal como la realizan los módems actuales, con una pequeña excepción. Dado que tanto su entrada como su salida son digitales, puede implementarse completamente en equipos digitales, mientras que los módems existentes deben trabajar con una entrada analógica. Al igual que con el modulador 446, la implementación del demodulador 440 es bien conocida y se describe en la literatura, tal como en el documento "A Duplex Modem Operating at Signalling Rates of up to 14,400 Bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuits" Recommendation V.32bis, Ginebra, Suiza (1991), del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones.

Adviértase que incluso el canal de retorno puede exhibir un rendimiento superior a los módems tradicionales ya que la degradación de la señal sólo se producirá en el burle local del consumidor. Los módems existentes deben tratar con distorsiones que se producen en los bucles locales en ambos extremos del trayecto de comunicación.

Las implementaciones alternativas de esta invención pueden utilizar otros métodos o técnicas bien conocidos para proporcionar un canal de retorno o pueden eliminarlo por completo. Por tanto, la descripción de una implementación posible del canal de retorno se facilita tan sólo como ilustración y no debería interpretarse que limita el alcance de este aspecto de la invención.

Adviértase que la dotación de un canal de retorno también simplifica la sincronización del decodificador 156 y el codificador 150 y permite que el sistema se reinicie si fuese necesario.

El rendimiento del sistema puede ser vigilado por el decodificador 156 examinando la señal 272 de error de la figura 10. Si la señal 272 de error sobrepasa un valor dado, preferiblemente un tercio de la diferencia media entre valores líneas de la ley p, el decodificador 156 puede notificar al codificador 150, a través del canal de retorno, que debería reiniciarse el sistema.

Combinación con un codificador fuente

Es posible extender la función del codificador 150 y del decodificador 156 mostrados en la figura 3 para realizar transformaciones invertibles adicionales sobre el flujo 100 de datos antes de la aplicación al codificador 150. Los efectos de estas transformaciones pueden eliminarse aplicando la transformación inversa a la salida del decodificador 156 antes de producir el flujo 126 de datos. Ventajosamente, esta transformación puede proporcionar cualquier función invertible, incluyendo pero no limitadas a:

Corrección de errores

Pueden añadirse bits al flujo de datos para proporcionar una corrección y/o detección de errores empleando cualquiera de los métodos bien conocidos para tales operaciones. Éstos incluyen, por ejemplo, la codificación convolucional, los códigos bloque u otros esquemas de corrección o detección de errores bien documentados en la literatura. Adviértase que si en el trayecto de señales desde el conversor 276 lineal-ley \mu hasta el conversor 278 ley \mu-lineal, mostrado en la figura 10, se inserta también el mismo procesamiento de errores aplicado al flujo 126 de datos, se mejorará la calidad de la señal 286 deseada de salida, del valor 284 lineal y de la señal 272 de error y el rendimiento del decodificador 156 saldrá beneficiado.

Subconjunto de alfabeto fuente

Aunque existen 256 posibles palabras de acceso de ley \mu disponibles para la transmisión de datos, la conversión de ley A tiene como resultado que estas palabras se encuentren desigualmente espaciadas en el dominio lineal. Por tanto, algunos pares de palabras de acceso podrán confundirse más fácilmente por el decodificador 156 debido al ruido de línea u otros impedimentos. El codificador fuente puede restringir su producción a un subconjunto de estas palabras de acceso para mejorar la precisión del decodificador 156 a expensas de una menor velocidad de transmisión de datos bruta.

Esto también puede emplearse para adaptar el decodificador 156 a malas condiciones de línea mediante la reducción del alfabeto de palabras de acceso si el decodificador detecta que es incapaz de separar las palabras de acceso dentro de un criterio dado de error. Al reducir el conjunto de palabras de acceso, se tendrá como resultado unos márgenes de error mejorados a expensas de una velocidad de transmisión de datos reducida. Por tanto, el sistema puede manejar conexiones degradadas reduciendo la velocidad de transmisión de datos.

Uso con sistemas telefónicos de 56.000 bits/segundo

En algunos esquemas de transmisión MIC empleados por los sistemas telefónicos, el bit menos significativo de cada palabra de acceso de ocho bits se emplea para sincronización interna. Esta puede ser tratada transformando el flujo 100 de datos mediante la inserción de un bit cero una vez cada ocho bits de manera que el proceso de codificación descrito con referencia a la figura 5coloque el bit insertado en la posición del bit menos significativo de cada valor codificado aplicado a la conexión 132 de red digital. Estos ceros insertados serán retirados en el decodificador 156 por el tratamiento posterior del flujo 126 de datos. De esta manera, el uso por parte del sistema telefónico del bit de bajo orden no dañará los datos transmitidos, pero la velocidad máxima de transmisión de datos se verá reducida a 56.000 bits/segundo.

Compresión de datos

El codificador fuente puede proporcionar una compresión sin pérdidas (o con pérdidas) del flujo 100 de datos empleando cualquiera de las varias técnicas conocidas bien conocidas por los expertos en la técnica. Estas incluyen, pero no se limitan a, la compresión Lempel-Ziv, la codificación RLE (run-length), y la codificación Huffman. La inversión de la transformación elegida de compresión, que también es muy conocida, puede aplicarse al flujo 126 de datos.

Uso con otros sistemas telefónicos

Los métodos anteriores también pueden utilizarse con sistemas telefónicos que emplean operaciones no lineales de compresión/expansión distintas de la ley \mu para transportar la señal de audio. Por ejemplo, en muchas partes del mundo se emplea una codificación parecida, conocida como la ley A. Ciertos aspectos de la presente invención pueden adaptarse a tales sistemas sustituyendo todos los conversores ley \mu-lineal y lineal-ley \mu por sus equivalentes en ley A. Estos equivalentes también pueden implementarse empleando una tabla de consulta de 256 elementos. En este caso, la tabla se llenaría con la bien conocida conversión de ley A. Estas modificaciones resultarán evidentes para los expertos en la técnica.

Combinación con módems existentes

Un aspecto de la presente invención también puede emplearse junto con módems existentes. En un sistema tradicional, tal como el mostrado en la figura 1, el módem 104 puede modificarse para incorporar también la funcionalidad del codificador 150 descrito antes. Además, el módem 124 puede modificarse para incluir asimismo la funcionalidad del decodificador 156.

Cuando se conecta una llamada entre el módem 104 modificado y el módem 124, ambos funcionan al igual que para una conexión normal entre módems sin modificar. Tras haber completado su iniciación, el módem 104 puede enviar una solicitud de negociación al módem 124 empleando protocolos de negociación bien conocidos tales como los normalizados por la Unión Internacional de Telecomunicaciones. Si el módem 124 incluye una implementación del decodificador 156, puede responder favorablemente a la solicitud. De otra manera, se rechazará la solicitud, y se utilizarán las comunicaciones normales entre módems.

En cuanto se ha recibido una solicitud favorable, el módem 124 y el módem 104 pueden alternar a funcionar tal como se muestra en la figura 17, empezando con una secuencia de iniciación. De esta manera, un módem/decodificador combinado puede funcionar conjuntamente con otros módems actuales y, cuando sea posible, también proporcionar ventajosamente un rendimiento incrementado utilizando un aspecto de la presente invención.

Combinación con un servidor de bases de datos

Un aspecto de la presente invención puede emplearse con un servidor central para proporcionar comunicaciones de datos de cualquier tipo (información, audio, vídeo, etc.) entre un emplazamiento central y múltiples usuarios, tal como se muestra en la figura 18.

Un servidor 450 proporciona datos 452 de servidor a una interfaz 454 de servidor, la cual consta de una formación de codificadores tales como el codificador 150 descrito en el presente documento y, posiblemente, una formación de demoduladores tales como el demodulador 440. La interfaz 454 de servidor se conecta con la red 134 telefónica digital a través de una conexión 456 de servidor, tal como una interfaz MIC de RDSI. Cada abonado al servicio tiene una interfaz 460 de diente que consta del decodificador 156 y, opcionalmente, del compensador 442 de ecos y del modulador 446, similares a los mostrados en la figura 17. La interfaz 460 de diente funciona en una conexión 458 de diente para proporcionarle un flujo 462 de datos de cliente.

En conjunto, esta configuración permite que múltiples usuarios se comuniquen independientemente con un servidor o servidores centrales. Esta configuración es utilizable para cualquier tipo de servicio de datos, que incluye, pero no se limita a: la distribución de audio o música, servicios de Internet, el acceso a servicios de trabajo en red, distribución de vídeo o televisión, voz, distribución de información, validación de tarjetas de crédito, banca, acceso interactivo a ordenadores, gestión remota de inventarios, terminales en puntos de venta, y multimedia. Otras implementaciones o configuraciones de esta invención también pueden destinarse a estas y otras aplicaciones.

Transmisión de facsímiles a alta velocidad

Un aspecto de la presente invención, mostrado en la figura 19, puede utilizarse para la transmisión a alta velocidad de facsímiles. Un FAX 470 transmisor explora una imagen y la traduce en un flujo 472 de datos transmitido de una manera bien conocida. El flujo 472 de datos transmitido se transmite a un flujo 476 de datos recibido a través de un sistema 474 de distribución, tal como se muestra en la figura 17, por ejemplo. Un fax 478 receptor convierte de nuevo el flujo de datos en una imagen y la imprime o muestra de otra manera. El sistema 474 de distribución puede implementarse tal como se muestra en la figura 17, con el flujo 100 de datos reemplazado por el flujo 472 de datos transmitido y el flujo 126 de datos reemplazado por el flujo 476 de datos recibido. Además, el flujo 128 de datos y el flujo 126 de datos pueden emplearse en negociaciones protocolarias entre el fax receptor 478 y el FAX transmisor 470, tal como se describe en la Recomendación V.17, "A 2-Wire Modem for Facsimile Applications With Rates up to 14,400 b/s", Ginebra, Suiza (1991), del Sector para la Normalización de las Telecomunicaciones (UIT-T) de la Unión Internacional de Telecomunicaciones. De esta manera, los facsímiles del FAX 470 transmisor pueden transmitirse ventajosamente al fax 478 receptor a velocidades de transmisión más elevadas que lo que es posible empleando esquemas de transmisión convencionales.

Repetidor de RDSI/telefonía digital

Un aspecto de la presente invención también puede utilizarse con cualquier aplicación que pueda hacer uso de la RDSI o la telefonía digital. Esto puede proporcionar un equivalente funcional a la RDSI para la transmisión desde una parte conectada digitalmente hasta una segunda parte que sólo tiene conectividad analógica a la red telefónica. Esto podría hacerse, bien directamente, empleando un sistema tal como el mostrado en la figura 17, bien mediante el uso de un repetidor mediador, tal como el que se muestra en la figura 20.

Un abonado 480 digital puede realizar una llamada digital a un abonado 490 analógico que no tiene un acceso digital directo a la red telefónica digital sino que en cambio tiene una conexión 488 de abonado analógico. Empleando una conexión 482 digital, tal como una RDSI, una Switched-56, una TI, o similar, se abre una conexión totalmente digital entre el abonado 480 digital y un servidor 484 repetidor. El servidor 484 repetidor se comunica entonces a lo largo de una conexión 486 repetidora con el abonado 490 analógico utilizando cualquier medio disponible, tal como un módem tradicional un sistema tal como el mostrado en la figura 17. Con métodos apropiados de control de flujo, que son bien conocidos por los expertos en la técnica, al abonado digital le parecerá que se ha abierto una conexión digital con el abonado sólo analógico. Una conexión así puede emplearse para cualquier comunicación digital, tal como voz, datos, FAX digital, vídeo, audio, etc.

Adviértase que también se puede incorporar el servidor 484 repetidor en la propia red 134 telefónica digital para proporcionar una conectividad digital aparente a abonados analógicos de una manera transparente.

Ejemplo de implementaciones de seudocódigos

Los siguientes seudocódigos se facilitan para ayudar a la compresión de las diversas partes de la presente invención. No deberían considerarse implementaciones completas u óptimas. Adviértase que estos códigos ilustran el funcionamiento del sistema básico descrito anteriormente, sin ninguna de las mejoras adicionales analizadas. Aunque se dan como código informático, las implementaciones reales pueden ser como programas almacenados utilizados por un procesador, como equipos dedicados o como una combinación de ambos.

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(Tabla pasa a página siguiente)

Ejemplo de implementación del decodificador 156

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Ejemplo de implementación del sincronizador 260 de reloj

Iniciar la disposición de filtros para ser la respuesta en impulsos de un filtro de paso bajo con frecuencia digital de corte PI/Nu.

Iniciar la disposición de búfer 1pf todos en cero.

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Ejemplo de implementación del decodificador 156

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Aunque la invención se ha descrito en conexión con lo que actualmente se considera que son las realizaciones más prácticas y preferidas, debe entenderse que la invención no se limita a las realizaciones descritas.

Por ejemplo, puede obtenerse una solicitud preparatoria equivalente empleando el canal de retorno de la figura 17. El canal de retorno de la figura 17 también puede proporcionar otras configuraciones equivalentes para el control del flujo de información desde el decodificador 156 al codificador 150. Sin embargo, en tal configuración, la presente invención todavía proporciona la transferencia de datos entre el proveedor de datos y el consumidor.

Adicionalmente, la compensación de una línea telefónica puede conseguirse mediante otras configuraciones equivalentes, las cuales son bien conocidas por los expertos en la técnica; pueden emplearse procedimientos preparatorios equivalentes, pueden utilizarse métodos de ecualización diferentes y el sistema puede adaptarse a otros equipos de oficina central.

Claims

1. Sistema de transferencia de datos a alta velocidad para comunicación entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red (134) telefónica digital por un bucle (122) analógico, caracterizado porque comprende:

: un codificador (150) acoplado a dicha fuente de datos digitales, convirtiendo dicho codificador una entrada (100) procedente de dicha fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso correspondientes a valores de cuantificador utilizados por dicha red (134) telefónica digital;

: una interfaz (188) para transmitir dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador (150) a dicha red (134) telefónica digital; y

: un decodificador (156) acoplado por dicho bucle (122) analógico a dicha red (134) telefónica digital, en el que dicho bucle analógico proporciona una señal analógica a dicho decodificador, señal analógica que es una representación analógica de dicha serie de palabras de acceso, y en el que dicho decodificador es sensible a dicha señal analógica para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica.

2. Sistema según la reivindicación 1, caracterizado porque el codificador (150) comprende un conversor (180) para convertir un flujo (100) de datos fuente procedente de la fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes al conjunto de palabras de acceso, correspondiendo el conjunto de palabras de acceso a un conjunto de valores de cuantificación aplicados en una interfaz (140) de línea que acopla la red (134) telefónica digital con el bucle (122) analógico.

3. Sistema según la reivindicación 2, caracterizado porque un compensador (184) está acoplado al conversor (180) para recudir componentes de c.c.

4. Sistema según la reivindicación 3, caracterizado porque el compensador (184) está adaptado para modificar la serie de palabras de acceso insertando palabras de acceso de restauración de c.c. en dicha secuencia a intervalos regulares.

5. Sistema según la reivindicación 2, 3 ó 4, caracterizado porque el conversor (180) es un conversor serie-paralelo.

6. Sistema según cualquier reivindicación anterior, caracterizado porque las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden un conjunto de 255 palabras de acceso.

7. Sistema según cualquier reivindicación anterior, caracterizado porque las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden palabras de acceso codificadas según la ley \mu.

8. Sistema según cualquier reivindicación anterior, caracterizado porque las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden palabras de acceso codificadas según la ley A.

9. Sistema según cualquier reivindicación anterior, caracterizado porque el conjunto de palabras de acceso comprende un subconjunto de códigos de la red telefónica digital.

10. Sistema según cualquier reivindicación anterior, caracterizado porque el decodificador (156) comprende una interfaz al bucle (122) analógico que produce una señal de entrada en respuesta a una señal analógica transmitida al decodificador, unos medios (260, 262) para recuperar un reloj de la señal de entrada, un medio (268) para producir una seña ecualizada a partir de la señal de entrada, y un medio (276) para generar la serie reconstruida de palabras de acceso a partir de la señal ecualizada.

11. Sistema según la reivindicación 10, caracterizado porque los medios para recuperar el reloj comprenden un sincronizador (260) de reloj y un estimador (262) de reloj acoplado al sincronizador de reloj.

12. Sistema según la reivindicación 11, caracterizado porque el estimador (262) de reloj está adaptado para recibir una estimación del error de retardo procedente del medio (268) de producción de la señal ecualizada.

13. Sistema según la reivindicación 10 u 11, caracterizado porque el medio (268) de producción de la señal ecualizada comprende un filtro inverso adaptativo.

14. Sistema según la reivindicación 13, caracterizado porque el filtro (268) inverso adaptativo comprende un ecualizador (300) de control anticipativo acoplado para recibir una salida de dicho medio (260) de recuperación del reloj; un restador (308) que tiene una primera entrada, una segunda entrada y una salida, estando acoplada dicha primera entrada para recibir una salida de dicho ecualizador (300) de control anticipativo; y un ecualizador (314) de realimentación acoplado entre dicha salida de dicho restador y dicha segunda entrada.

15. Sistema según la reivindicación 14, caracterizado porque el ecualizador (300) de control anticipativo y el ecualizador (314) de realimentación se actualizan de manera adaptativa según una señal de error ajustado a escala.

16. Sistema según cualquiera de las reivindicaciones 10 a 15, caracterizado porque el medio para generar la serie reconstruida de palabras de acceso comprende un conversor (276) lineal según la ley \mu.

17. Sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 9, caracterizado porque se proporciona un medio para ajustar un parámetro dentro del decodificador (156) en respuesta a un patrón de señal recibido de dicha fuente de datos, y un medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica que es sensible a dicho medio de ajuste.

18. Sistema según la reivindicación 17, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un sincronizador (260) de reloj.

19. Sistema según la reivindicación 18, caracterizado porque dicho sincronizador (260) de reloj comprende un interpolador (390); un filtro (394) de paso bajo acoplado a dicho interpolador; un selector (398) acoplado a dicho filtro de paso bajo, en el que dicho selector genera al menos dos componentes de muestra; unos medios (404, 406) para ajustar a escala dichos al menos dos componentes de muestra, estando acoplados dichos medios de ajuste de escala a dicho selector; y un combinador (412) acoplado a dichos medios de ajuste de escala, en el que dicho combinador recibe y combina dichos componentes de muestra ajustados a escala.

20. Sistema según la reivindicación 19, caracterizado porque dicho sincronizador (260) de reloj se actualiza de manera adaptativa.

21. Sistema según cualquiera de las reivindicaciones 17 a 20, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un ecualizador (268).

22. Sistema según la reivindicación 21, caracterizado porque dicho ecualizador (268) comprende un filtro inverso.

23. Sistema según la reivindicación 22, caracterizado porque dicho filtro inverso comprende:

: un ecualizador (300) de control anticipativo que tiene una salida;

: un combinador (308) que tiene una primera entrada, una segunda entrada y una salida, en el que la salida de dicho ecualizador de control anticipativo está acoplada a la primera entrada; y

: un ecualizador (314) de realimentación acoplado entre la salida de dicho combinador y la segunda entrada.

24. Sistema según la reivindicación 21, caracterizado porque el ecualizador (268) es un ecualizador adaptativo.

25. Sistema según la reivindicación 17, caracterizado porque dicho medio de ajuste comprende un medio para comparar dicho patrón de señal recibido de dicha fuente de datos con un patrón de señal predeterminado.

26. Sistema según la reivindicación 17, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un sistema (260, 262) adaptativo de recuperación del reloj.

27. Sistema según la reivindicación 17, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un conversor (240) analógico-digital acoplado a un filtro (268) adaptativo.

28. Método de transferencia de datos a alta velocidad para comunicar entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red (134) telefónica digital por un bucle (122) analógico, que comprende las etapas de:

: convertir mediante un codificador (150) una entrada (100) procedente de dicha fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso correspondientes a valores de cuantificador utilizados por dicha red (134) telefónica digital;transmitir mediante una interfaz dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador (150) a dicha red (134) telefónica digital; y

: reconstruir mediante un decodificador (156) dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de una señal analógica proporcionada por dicho bucle (122) analógico, en el que el decodificador está acoplado por dicho burle analógico a dicha red (134) telefónica digital, y en el que dicha señal analógica es una representación analógica de dicha serie de palabras de acceso.

29. Método de transferencia de datos a alta velocidad según la reivindicación 28, caracterizado porque dicho método comprende la etapa de iniciar el decodificador (156) en respuesta a una señal analógica recibida por dicho decodificador procedente de dicho burle (122) analógico; y porque las palabras de acceso de la red (134) telefónica digital corresponden a un conjunto de valores de cuantificación aplicados en una interfaz (140) de línea que acopla dicha red telefónica digital a dicho bucle analógico.

30. Método según la reivindicación 29, caracterizado porque las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden representaciones moduladas por impulsos codificados de dichos valores de cuantificación.

31. Método según la reivindicación 30, caracterizado porque los valores de cuantificación son valores de cuantificación de ley \mu utilizados por dicha red telefónica digital.

32. Método según la reivindicación 29, 30 ó 31, caracterizado porque el decodificador está sincronizado a una frecuencia de reloj utilizada por dicha red telefónica digital.

33. Método según la reivindicación 32, caracterizado porque dicha frecuencia de reloj es aproximadamente 8000 muestras por segundo.

34. Método según cualquiera de las reivindicaciones 29 a 33, caracterizado por la etapa de preparación de dicho decodificador (156) utilizando un patrón preparatorio predeterminado.

35. Método según la reivindicación 34, caracterizado porque la selección del conjunto de palabras de acceso de la red telefónica digital se realiza según dicha preparación.

36. Método según la reivindicación 34 ó 35, caracterizado porque la etapa de preparación tiene lugar antes de la reconstrucción de las palabras de acceso.

37. Método según la reivindicación 34, 35 ó 36, caracterizado por la etapa de ajuste de un parámetro de dicho decodificador (156) según dicha preparación.

38. Método según la reivindicación 37, caracterizado porque dicho parámetro está asociado con un sincronizador (260) de reloj dentro de dicho decodificador (156).

39. Método según la reivindicación 37, caracterizado porque dicho parámetro está asociado con un filtro (268) inverso dentro de dicho decodificador (156).

40. Método según la reivindicación 37, 38 ó 39, caracterizado por la etapa adicional de actualización de dicho parámetro de dicho decodificador (156) según dicho patrón preparatorio predeterminado.

41. Método según cualquiera de las reivindicaciones 34 a 40, caracterizado porque dicha etapa de preparación comprende comparar un primer patrón preparatorio predeterminado recibido por dicho decodificador (156), procedente de dicho bucle (122) analógico, con un segundo patrón preparatorio predeterminado almacenado por dicho decodificador.

42. Sistema según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 27, caracterizado porque se proporciona un medio (290) para convertir la serie reconstruida de palabras de acceso en un flujo de datos digitales.

43. Sistema según la reivindicación 42, caracterizado porque el medio (290) para convertir la serie reconstruida de palabras de acceso comprende un conversor paralelo-serie.

44. Sistema según la reivindicación 42 ó 43, caracterizado porque el flujo de datos digitales se extrae a una velocidad de transmisión superior a 28,8 kbps.

45. Sistema según la reivindicación 1, caracterizado por un canal de retorno para transmitir información desde dicho abonado a dicha fuente.

46. Sistema según la reivindicación 45, caracterizado porque un demodulador (440) está acoplado a una interfaz para recibir información procedente del abonado.

47. Sistema según la reivindicación 46, caracterizado porque el demodulador (440) está adaptado para recibir una entrada digital y para producir una salida digital.

48. Sistema según la reivindicación 1, caracterizado porque el decodificador (156) comprende un medio para reducir la distorsión en la señal analógica.

49. Sistema según la reivindicación 48, caracterizado porque la distorsión comprende al menos una de:

: una distorsión eléctrica en el bucle (122) analógico;

: una distorsión debida a la conversión de digital a analógica en una interfaz (140) entre la red (134) telefónica digital y el bucle (122) analógico; y

: una distorsión debida a la filtración que tiene lugar en una interfaz (140) entre la red (134) telefónica digital y el bucle (122) analógico.

50. Sistema según la reivindicación 49, caracterizado porque la conversión de digital a analógica incluye un circuito (276) no lineal de compresión/expansión.

51. Método según cualquiera de las reivindicaciones 28 a 41, caracterizado porque la serie reconstruida de palabras de acceso se convierte en un flujo de datos digitales.

52. Método según la reivindicación 51, caracterizado porque el flujo de datos digitales se extrae a una velocidad de transmisión superior a 28,8 kbps.

53. Codificador (150) de transferencia de datos a alta velocidad adecuado para el uso en un sistema de transferencia de datos a alta velocidad según la reivindicación 1, para comunicar entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red (134) telefónica digital por un bucle (122) analógico, caracterizado porque el codificador está dispuesto para generar señales digitales para la transmisión por la red (134) telefónica digital y el bucle (122) analógico al abonado, y que comprende:

: un conversor (180) para convertir un flujo (100) de datos fuente procedente de la fuente de datos en una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso, correspondiendo el conjunto de palabras de acceso a un conjunto de valores de cuantificación aplicados en una interfaz (140) de línea que acopla la red (134) telefónica digital al bucle analógico (122); y

: una interfaz (188) acoplada al conversor (180) para transmitir dicha serie de palabras de acceso en forma digital desde dicho codificador (150) a dicha red (134) telefónica digital.

54. Codificador según la reivindicación 53, caracterizado porque comprende además un compensador (184) acoplado al conversor (180) para reducir componentes de c.c.

55. Codificador según la reivindicación 54, caracterizado porque el compensador (184) está adaptado para modificar la serie de palabras de acceso insertando palabras de acceso de restauración de c.c. en dicha secuencia a intervalos regulares.

56. Codificador según la reivindicación 53, 54 ó 55, adecuado para el uso en un sistema en el que las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden un conjunto de 255 palabras de acceso.

57. Codificador según la reivindicación 53, 54 ó 55, adecuado para el uso en un sistema en el que las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden palabras de acceso codificadas según la ley \mu.

58. Codificador según la reivindicación 53, 54 ó 55, adecuado para el uso en un sistema en el que las palabras de acceso de la red telefónica digital comprenden palabras de acceso codificadas según la ley A.

59. Codificador según cualquiera de las reivindicaciones 53 a 58, caracterizado porque el conversor (180) es un conversor serie-paralelo.

60. Codificador según cualquiera de las reivindicaciones 53 a 59, caracterizado porque el conjunto de palabras de acceso comprende un subconjunto de códigos de la red telefónica digital.

61. Decodificador (156) de transferencia de datos a alta velocidad adecuado para el uso en un sistema de transferencia de datos a alta velocidad según la reivindicación 10, para comunicar entre una fuente de datos digitales y un abonado analógico conectado a una red (134) telefónica digital por un bucle (122) analógico, caracterizado porque el decodificador comprende una interfaz para la conexión a dicho bucle (122) analógico, estando dispuesta dicha interfaz para producir una señal de entrada en respuesta a una señal analógica procedente del bucle analógico, siendo la señal analógica una representación analógica de una serie de palabras de acceso pertenecientes a un conjunto de palabras de acceso correspondientes a valores de cuantificador utilizados por dicha red (134) telefónica digital; unos medios (260, 262) para recuperar un reloj de dicha señal de entrada; un medio (268) para producir una señal ecualizada a partir de dicha señal de entrada; y un medio (276) para generar la serie reconstruida de palabras de acceso a partir de la señal ecualizada.

62. Decodificador según la reivindicación 61, caracterizado porque se proporciona un medio (290) para convertir la serie de palabras de acceso en un flujo de datos digitales.

63. Decodificador según la reivindicación 62, caracterizado porque el medio (290) de conversión comprende un conversor paralelo-serie.

64. Decodificador según la reivindicación 61, 62 ó 63, caracterizado porque los medios para recuperar el reloj comprenden un sincronizador (260) de reloj y un estimador (262) de reloj acoplado a dicho sincronizador de reloj.

65. Decodificador según la reivindicación 64, caracterizado porque el estimador (262) de reloj está adaptado para recibir una estimación del error de retardo procedente del medio (268) de producción de la señal ecualizada.

66. Decodificador según cualquiera de las reivindicaciones 61 a 65, caracterizado porque el medio de producción de la señal ecualizada comprende un filtro (268) inverso adaptativo.

67. Decodificador según la reivindicación 66, caracterizado porque el filtro (268) inverso adaptativo comprende:

: un ecualizador (300) de control anticipativo acoplado para recibir una salida de dicho medio (260) de recuperación del reloj;

: un restador (308) que tiene una primera entrada, una segunda entrada y una salida, estando acoplada dicha primera entrada para recibir una salida de dicho ecualizador (300) de control anticipativo; y

: un ecualizador (314) de realimentación acoplado entre dicha salida de dicho restador y dicha segunda entrada.

68. Decodificador según la reivindicación 67, caracterizado porque el ecualizador (300) de control anticipativo y dicho ecualizador (314) de realimentación se actualizan de manera adaptativa según una señal de error ajustado a escala.

69. Decodificador según la reivindicación 61, caracterizado porque el medio para reconstruir la serie de palabras de acceso comprende un conversor (276) lineal según la ley \mu.

70. Decodificador según cualquiera de las reivindicaciones 61 a 69, caracterizado porque se proporciona un medio para ajustar un parámetro dentro de dicho decodificador (156) en respuesta a un patrón de señal recibido de la fuente de datos, y el medio para reconstruir las palabras de acceso es sensible a dicho medio de ajuste.

71. Decodificador según la reivindicación 70, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un sincronizador (260) de reloj.

72. Decodificador según la reivindicación 71, caracterizado porque el sincronizador (260) de reloj comprende un interpolador (390); un filtro de paso bajo acoplado a dicho interpolador; un selector acoplado a dicho filtro de paso bajo, en el que dicho selector genera al menos dos componentes de muestra; unos medios para ajustar a escala dichos al menos dos componentes de muestra; estando acoplados dichos medios de ajuste de escala a dicho selector; y un combinador acoplado a dichos medios de ajuste de escala, en el que dicho combinador recibe y combina dichos componentes de muestra ajustados a escala.

73. Decodificador según la reivindicación 71, caracterizado porque dicho sincronizador (260) de reloj se actualiza de manera adaptativa.

74. Decodificador según cualquiera de las reivindicaciones 70 a 73, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un ecualizador (268).

75. Decodificador según la reivindicación 74, caracterizado porque dicho ecualizador (268) comprende un filtro inverso.

76. Decodificador según la reivindicación 74, caracterizado porque el ecualizador (268) es un ecualizador adaptativo.

77. Decodificador según la reivindicación 70, caracterizado porque dicho medio de ajuste comprende un medio para comparar dicho patrón de señal recibido de dicha fuente de datos con un patrón de señal predeterminado.

78. Decodificador según la reivindicación 70, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un sistema (260, 262) adaptativo de recuperación del reloj.

79. Decodificador según la reivindicación 70, caracterizado porque el medio para reconstruir dicha serie de palabras de acceso en forma digital a partir de dicha señal analógica comprende un conversor (240) analógico-digital acoplado a un filtro (268) digital adaptativo.