JPS5842664B2 - 適応型エコ−キャンセラ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、極と零を含む有理式によって近似される伝達
関数のエコーパスを経由して戻るエコー信号をキャンセ
ルするための適応型エコーキャンセラに関する。

電話回線におけるエコーは通話を妨害する影響を与える
から、幾つかの技術がその影響を軽減するために発明さ
れてきた。

発明された最初のものはエコーサプレッサである。

通常、エコーサプレッサは送信路の音声レベルに応動し
て自動的に選択的減衰を与え、それにより話者に戻って
くるエコーが抑圧される。

そのような装置は、信号源からエコーの戻り迄のエコー
遅延時間若しくは一巡伝播時間が長（ないような地上通
信路では普通は満足すべきものである。

通信衛星を経由した通信においては、伝送遅延はずっと
長く、エコーはより一層通話を妨害してしまう。

エコーサプレッション技術は基本的に返送信号路を中断
するものであり、両方の話者が話をしている即ち二重通
話の際に返送信号をチョッピングするので通話を混乱さ
せる傾向にある。

通話におけるこの品質の低下は、信号が加入者間の伝送
において長い伝播遅延を経るとき大きな影響を生ずる。

他のより高度な技術は、エコーのレプリカ（複製）が自
動的に若しくは適応的に原信号から合成され、戻ってき
た信号からそのレプリカを差し引いてエコーを消去する
エコーキャンセラである。

はとんどの従来のエコーキャンセラはトランスバーサル
フィルタと呼ばれるタップ付遅延線と調整可能な掛算器
とからなる適応型フィードフォワード装置を利用してエ
コーのレプリカを合成している。

掛算器はエコーとレプリカとの間の差から導出される制
御信号によって自動的に調整されている。

エコー信号が経由してくるエコーパスのインパルスレス
ポンスがかなり長い場合、エコーの打消しを効果的に行
なうためのトランスバーサルフィルタによるレプリカの
正確な合成は数多くのタップとそれに関連する掛算器を
必要とし、装置は複雑にそして高価になる。

事実、エコーキャンセラは高価故に広範囲には利用され
てきていない。

再帰型又は巡回型フィルタと呼ばれるフィードバック装
置は長いインパルスレスポンスを本来的に有しており、
正確なレプリカを合成することができるように思われる
。

再帰型フィルタの構成は簡単であるから、その１ような
装置の利用はエコーキャンセラを実現するにおいて複雑
さを軽減し従って低価格なものにすることができるよう
に考えられる。

しかし、再帰型フィルタの本来的性質に起因する困難な
問題として、その動作が残留エコーの二乗平均値を最小
化するより自動制御で容易に適応化し得ないことがある
。

実際上の応用では、再帰型フィルタは最も有効なエコー
相殺が与えられる動作点に収束しない。

それは特性上、従来のフィードフォワードエコーキャン
セラの場合における最適な固有の最小値でない適応アル
ゴリズムが収束できる幾つかの副最適掛算器タップ設定
点があるからである。

従って、本発明の目的は、従来のエコーキャンセラ回路
と同程度の複雑でもって高次のエコーキャンセルが可能
な再帰的であるが適応型の装置を提供することにある。

本発明は、ハイブリッドの受信路と送信路との間に接続
される形態をとる。

本発明の対象とするエコー信号が経由するエコーパスは
ノ・イブリッドの受信路と送信路及びノ・イブリッドの
漏洩路とからなり、その伝達関数は極と零を含む有理式
で近似されるものである。

′本発明の適応型エコーキャンセラの基本的
構成は、ハイブリッドの受信路に接続されそしてエコー
パスの伝達関数である有理式の分子多項式に等しい伝達
関数を有し、受信路上の信号に応答してエコー信号の部
分レプリカを発生するための第１の調整可能なトランス
バーサルフィルタ、ハイフリットの送信路に接続されそ
してエコーパスの伝達関数の有理式の分母多項式に等し
い伝達関数を有しエコー信号を変形するための第２の調
整可能なトランスバーサルフィルタ、第１と第２のトラ
ンスバーサルフィルタに接続されエコー信号の部分レプ
リカと変形されたエコー信号の信号差に応答して制御信
号を発生するための結合器、及び第１と第２の調整可能
なトランスバーサルフィルタに該制御信号を印加して残
留エコーを意味する信号差を最小化するための適応制御
ループとからなり、第１のトランスバーサルフィルタは
エコーパスの伝達関数の零の効果を消去し、第２のトラ
ンスバーサルフィルタは該エコーパスの伝達関数ノ極の
効果を消去するものである。

本発明の更に発展した構成によると、上述の本発明の適
応型エコーキャンセラにおいてハイブリッドからの送信
路上の送信信号に対してこれに影響を及ぼさない即ちト
ランスバレントな信号路を提供することができる。

そのような適応型エコーキャンセラの第１のものは、ハ
イブリッドからの送信路を形成するよう結合器の出力に
接続され、その設定が該第２の調整可能なトランスバー
サルフィルタにより制御されている再帰型フィルタを更
に含み、この再帰型フィルタは該第２の調整可能なトラ
ンスバーサルフィルタの伝達関数の逆数である伝達関数
を有し、送信路上の送信信号に対してトランスバレント
な信号路を提供している。

又、そのような適応型エコーキャンセラの第２のものは
、結合器の出力に接続されその設定が第２の調整可能な
トランスバーサルフィルタにより制御されており、該第
１の調整可能なトランスバーサルフィルタと協働して該
エコー信号のレプリカを発生するための再帰型フィルタ
、及びハイフリットの送信路に直接に接続されて送信信
号からエコー信号のレプリカを減算するための第２の結
合器とを更に含み、第１のトランスバーサルフィルタと
該再帰型フィルタの合成伝達関数はエコーパスの伝達関
数の有理式に等しいようにされている。

即ち、本発明のエコーキャンセラは２つのトランスバー
サルフィルタを用いており、それらのフィルタの出力の
差が結合器でとられ制御信号が発生されている。

第１のトランスバーサルフィルタへの入力はデジタル形
式の受信信号である。

第２のトランスバーサルフィルタへの入力はデジタル形
式におけるハイブリッドの出力としての送信信号である
。

制御信号は第１と第２のトランスバーサルフィルタの両
方を適応化して残留エコーを最小にする。

一方、第２のトランスバーサルフィルタをハイブリッド
の送信路に挿入することによりハイブリッドへの到来信
号に対し歪が生ずる。

ノ・イブリッドへの到来信号がない場合には、結合器の
出力はそのまま伝送される。

しかし、到来信号がある時はその信号に対して歪のない
伝送路が提供されなければならない。

このトランスバレントな信号路は再帰型フィルタによっ
て与えられ、その再帰型フィルタは第２のトランスバー
サルフィルタの適応化信号により調整され、第２のトラ
ンスバーサルフィルタの挿入により導入される歪を補償
している。

以下、本発明の詳細は実施例について図面を参照して説
明される。

第１図において、しばらく説明上一点鎖線で囲まれたボ
ックス１００の装置をないものとする。

１本の２方向回線１１１をノ・イブリッド１１４を経由
して２本の単方向回線１１２と１１３とに相互接続する
ための１つの送信端局が示されている。

ハイブリッド１１４は通常インピーダンス整合のための
平衡回路網（不図示）を含んでいる。

電話技術上の用語では、２方向回線１１１は２線式回線
としてそして単方向回線１１２と１１３は４線式回線と
して呼称されている。

前者は例えば電話加入者ループのような市内回線として
通常は用いられ、後者は遠隔通信用の市外回線として使
用され搬送伝送方式の形態をとる。

理想的には、受信回線１１２に生じた全ての信号は回線
１１１へのみ通過し、回線１１１からの到来信号はハイ
ブリッド１１４により単方向送信（戻り）回線１１３に
通過するように構成されている。

しかし、インピーダンス不整合はハイブリッド１１４に
接続された実際の伝送回線においては避けられないので
、回線１１２の信号エネルギーの一部は回線１１６上に
現われ、エコーサプレッサ若しくはエコーキャンセラが
ない場合は回線１１３へと戻っていく。

信号が回線１１２゜１１３及び１１６を伝播していくと
きの伝送遅延のために、戻り信号はエコーとなる。

戻り信号の全エコーパスとされるのは回線１１２、ハイ
ブリッド１１４を横切る漏洩路及び回線１１６とから、
なるものである。

これから説明するエコーキャンセラ１００は、回線１１
６と１１３との間の戻り信号路において感知できるよう
な中断なしに前述のエコーパスを経由したエコーを消去
するよう構成される。

回線１１２と１１・６とは実際上は搬送方式であること
ができ得、その場合装置１００はハイブリッド１１４か
ら離間して設けられているだろう。

更に、装置１００と同じ別のエコーキャンセラが伝送回
線１１２と１１３の他の端で通常は設けられている。

これは、回線１１３上の信号がエコーとして回線１１２
に部分的に戻るのを打消しするものである。

第１図で例示するエコーキャンセラはデジタル形式のも
のである。

従ってアナログ−デジタル変換器１１７と１１８及びデ
ジタル−アナログ変換器１１９が設けられ、アナログと
デジタルとの間の適当な信号変換を行なっている。

ここで第１図の伝送装置は幾つかの異なる形態をとり得
ることを強調したい。

例えば、もし回線１１２と１１３上の信号がデジタル信
号であれば、第１図の変換器は要求されない。

この場合、デジタル−アナログ及びその逆の変換は回線
１１２と１１６の構成部分となり、ハイブリッド１１４
に対しアナログ信号インターフェースを提供するよう２
つの単方向信号路で終端する。

エコーキャンセラはこれらのデジタル信号で直接に動作
するよう設計することができる。

しかし、もし必要ならばエコーキャンセラはアナログ回
路を用いても容易に実現され得る。

その場合は、もし回線１１２と１１３上の実際の伝送信
号がアナログ形式であれば信号変換は全く必要ではない
。

第１図のエコーキャンセラは変換器１１７と１１８によ
ってデジタル信号が与えられるトランスバーサルフィル
タ２００と３００とを含む。

フィルタ２００と３００の出力は信号結合器１２１に印
加されそれの差信号かつ（られ、その差信号はスイッチ
１２２と増幅器１２３と１２４を経由してフィルタ２０
０と３００に帰還されている。

エコー信号の特性は市内２線式回線１１１の変動により
変る。

このような変動は、例えば通話の際に形成される回線の
延長の接続と切断、若しくはＰＢＸや共同加入電話機を
経由する呼の転送等により生ずる。

従って、このような変動に従ってフィルタ２００と３０
０を調整即ち適応化することが必要である。

勿論、エコーパスでの回線１１２と１１６の直接的変動
もあり、それに対応する適応化が必要である。

この適応化はスイッチ１２２の閉成時におこなわれる。

回線１１１に変動がなく回線１１２上で伝送される信号
の特性の変化の場合においてもフィルタ２００と３００
の適応化は効果的なエコーキャンセルに必要である。

エコーキャンセラにおいては自動的な適応化が実際に伝
送されている信号を用いて達成されている。

ハイブリッド１１４から回線１１３への送信信号路は回
線１１６、変換器１１８、信号結合器１２１、再帰型フ
ィルタ４００、スイッチ１２６及び変換器１１９である
。

第１図のエコーキャンセラの構成では、後述するように
この送信信号路が送信信号に対して影響を及ぼさない即
ちトランスバレントになるようにされている。

フィルタ２００．３００及び４００は後に詳しく説明す
るが、トランスバーサルフィルタ２００と３００は各タ
ップ位置で調整可能な利得係数即ち重みづげがされてい
るタップ付き遅延線構造であり、エコーキャンセルを効
果的に達成するよう調整され得るものである。

フィルタ４００はやはり重みづげされたタップ付き遅延
線を有するが、フィードフォワードのトランスバーサル
フィルタでなくフィードバック即ち再帰型フィルタであ
る。

第１図のエコーキャンセラ構成では、ハイブリッド１１
４に並列にフィルタ２００がそしてハイブリッド１１４
に直列にフィルタ３００が配置されている。

この構成の配置により再帰的エコーキャンセラが実現さ
れる。

それは、エコーパスの伝達関数が零と極を含む有理式で
近似されるとき、零と極を呈する再帰型フィルタの特性
をモデル化することができるからである。

トランスバーサルフィルタ２００と３００により示され
る伝達関数の極と零はエコーパスの伝達関数の極と零を
相殺するのに用いられる。

トランスバーサルフィルタ２００は回線１１２上の信号
から回線１１６に現われるエコー信号の部分レプリカを
つ（す、）・イブリッド１１４の送信路に挿入されたト
ランスバーサルフィルタ３００は回線１１６に現われる
エコー信号を変形している。

このエコー信号の部分レプリカとエコー信号の変形され
たものとが信号結合器１２１に差動的に印加され、この
２つの差信号が制御信号として結合器１２１から出力さ
れ、トランスバーサルフィルタ２００と３００へ適応化
のために印加されている。

制御信号の最小絶対値がフィルタ２００と３００の最適
自動調整を意味する。

換言すると、トランスバーサルフィルタ２００は、回線
１１２、ハイブリッド１１４の漏洩路、変換器１１８を
含む回線１１２及びフィルタ３００の合成伝達関数をモ
デル化するよう適応化される。

即ち、エコーパスとフィルタ３００の合成伝達関数とフ
ィルタ２００の伝達関数とが等しいようにされる。

別な観点からみると、この構成のトランスバーサルフィ
ルタ２００と３００とは協働して周波数変数において多
項式である分子と分母とからなる有理式で近似されるエ
コーパスの伝達関数のモデルを形成するようにしている
。

エコーパスの伝達関数において零はその分子多項式の根
であり、極はその分母多項式の根である。

トランスバーサルフィルタ２００の伝達関数はエコーパ
スの伝達関数の有理式の分子多項式にそしてトランスバ
ーサルフィルタ３００の伝達関数はその有理式の分母多
項式になるように設計される。

トランスバーサルフィルタ２００がエコーパスの伝達関
数の零点の効果を補償し、トランスバーサルフィルタ３
００がエコーパスの伝達関数の極の効果を補償している
。

このエコーキャンセルについての回路動作を時間領域で
考えると、トランスバーサルフィルタ３００はエコーパ
スのインパルスレスポンスを時間圧縮したものに変形し
ており、トランスバーサルフィルタ２００のインパルス
レスポンスはこの時間圧縮されたインパルスレスポンス
に等しくされている。

従って、トランスバーサルフィルタ２００は著しくその
構成が簡単化される。

そして再帰的なこのエコーキャンセルは再帰型フィルタ
でないトランスバーサルフィルタ２００と３００とで達
成されるので、適応化の問題は解決されている。

これ迄の回路動作の説明では、エコーキャンセルについ
てなされてきたが、ハイブリッド１１４からの送信信号
に対し回路１１６から回路１１３への妨害のないトラン
スバレントな信号路が今迄説明してきた回路では提供さ
れていない。

これは再帰的なエコーキャンセルを達成するのにエコー
信号の時間圧縮のためエコー戻り路にトランスバーサル
フィルタ３００を挿入しているが、このトランスバーサ
ルフィルタ３００がハイブリッド１１４から回線１１６
を経由して回線１１３への送信信号が妨害するからであ
る。

この送信路をトランスバレントなものにするため、フィ
ルタ３００の伝達関数の逆数である伝達関数を有する再
帰型フィルタ４００が結合器１２１の出力に加えられる
。

これによりトランスバーサルフィルタ３００の伝達関数
は再帰型フィルタの伝達関数により補償され、ハイブリ
ッド１１４から回線１１３迄の信号路は送信信号に対し
いかなる歪も５えないトランスバレントなものになる。

再帰型フィルタ４００の出力は通常はスイッチ１２６に
より変換器１１９に与えられる。

これによりトランスバレントな信号路が形成され、２方
向回線１１１上の信号は損なわれることなくエコーキャ
ンセラを通っていくことができる。

２方向回線１１１からの信号もエコーキャンセラの動作
に影響を与えるが、これは有害なものである。

従って、禁止検出器１２７が回線１１２と１１６とに接
続され回線１１２上の信号の存在若しくは不存在時にお
ける回線１１１からの信号をアナログレベルで検出して
いる。

もしエコーキャンセラの動作が回線１１１からの信号の
存在時にも進行していると、回線１１１からきた回線１
１６上の信号がエコーキャンセルを行なう動作点に収束
せず発散してしまう。

禁止検出器１２７は回線１１６上の信号が回線１１１か
らの信号により生じている時はスイッチ１２２を開放し
制御ループを断ちエコーキャンセラの動作点が発散しな
いようにする。

禁止検出器１２７は又スイッチ１２６も制御しているこ
とに注意されたい。

スイッチ１２６はオプションであるがその目的は、結合
器１２１の出力を変換器１１９を経由して回線１１３へ
と直接に返送することにより若干であるがよす良好なエ
コーキャンセルをすることである。

勿論、このような信号路は２重通話の際若しくは信号が
２方向回線１１１からきｊている時は用いることができ
ない。

２方向回線１１１からの信号がある時は、その信号に対
しトランスバレントな信号路を形成するため結合器１２
１の出力は再帰型フィルタ４００を経由して回線１１３
に送られるべきである。

第２図と第３図に、第１図でブロックで示されているト
ランスバーサルフィルタ２００と３００の詳細な構成が
示されている。

両方のフィルタともタップ付き遅延線を含むデジタル形
式にある。

これらの基本的回路構成とその素子各々は周知であり、
本発明の特徴たるものではない。

第２図において、遅延素子２０１−１〜２０１−Ｎはタ
ップ付き遅延線である。

タイプ付き遅延線の各素子は第１図の変換器１１１でつ
くられるデジタルワード間の時間間隔に等しいＴ秒の遅
延を有する。

所与のデジタルワードが各遅延素子の入力に現われた時
、直前のデジタルワードはその出力にある。

従って、連続的ワードが連続した遅延素子の出力即ちタ
ップ付遅延線の各タップから得られる。

遅延線のタップで生じた個々のデジタルワードは掛算回
路２０２−０〜２０２−Ｎによってその利得が調整され
加算回路２２０で結合される。

加算回路２２０はこのフィルタ２００の出力を発生して
いる。

掛算回路２０２の各々は、その２つの入力と１つの出力
の間に可変利得（これは１より太きい、あるいは小さい
利得、正および負の利得を含む）を与えるデジタル掛算
器２０，３と２０４を含んでいる。

掛算器２０３の各々の利得係数は、そのそれぞれの累算
器を形成する遅延ユニット２０５とそれに関連する加算
器２０６によって与えられる信号の符号と大きさによっ
て決定される。

第１図の増幅器１２３からの適応制御信号は、掛算器２
０４の各々に与えられる。

これは掛算器２０３の利得係数を増分的に変化させる。

スイッチ１２２が閉成している間は、適応制御ループの
掛算回路２０２−０〜２０２−Ｎは、第１図の結合器１
２１の出力に従って最大のエコー相殺を行なうように、
すなわち最小二乗平均残留エコーとなるように収束する
。

スイッチ１２２が開放されている間では、素子２０５お
よび２０６から成る累算器は、フィルタ２００がその機
能を保つようそれ以前の利得設定値を保つように動作す
る。

第３図のトランスバーサルフィルタ３００は、第２図の
回路と本質的に同様であるから、その中の各々の素子の
詳細な説明は必要ない。

第３図を参照すれば、図中で第２図と等価な構成要素に
は第２図の番号より１００だけ大きい番号を付けである
。

第３図では、掛算器３０１−１〜３０２−Ｌの利得係数
には追加の出力ｂ１〜ｂＬが設けられており、これは第
１図の再帰フィルタ回路４００に与えられる。

もう一つの違いは、係数す。が１にされ、これによって
掛算回路３０２−００必要がなくなることである。

これによって第１図の装置の動作点が、フィルタ２００
および３００の掛算器のすべての利得係数がＯになって
しまう点に収束しないようにしている。

第１図の再帰型フィルタ４００の詳細な回路が第４図に
示されている。

その回路の中核部は第３図の回路と同様であるがその周
辺部は信号結合器４１０を持つフィードバック回路を形
成している。

結合器４１０に対する外部入力信号は、第１図の結合器
１２１によって供給される。

結合器４２０は結合器４１０に対する内部入力あるいは
フィードバック入力を供給する。

結合器４１０の出力は素子４０１−１ないし４０１−Ｌ
で形成されるタップ付き遅延線路に与えられている。

遅延素子４０１の各々は出力すなわち遅延線のタップを
掛算器４０３の出力に与え、掛算器の出力が結合器４２
０に与えられる。

ｂｌ、ｂ２ないしｂＩ、と名付けられた第３図のトラン
スバーサルフィルタ３００からの利得係数の符号はデジ
タル符号インバータ４１５によって反転されてから掛算
器４０３の各々に与えられる。

換言すれば、第３図および第４図の掛算器のそれぞれの
利得係数の大きさは等しく、符号は逆である。

即ち、再帰型フィルタ４００はトランスバーサルフィル
タ３００の適応化に追従し、２つのフィルタは正確に相
反の関係を常時維持している。

フィルタ３００と４００は同一の信号路に直列に配置さ
れており、同一の信号に対して逆の操作を行なうから、
回路３００によって与えられる直線歪みを本質的に除去
した信号を与えることができる。

これはハイブリッド１１４から回路１１３への信号路が
トランスバレントであることを意味する。

フィルタ３００において、ｂｏ係数を先に述べたように
１に選定したことは、フィルタ４０，０により、その出
力に掛算器を使用しな（でも補正される。

フィルタ３００と４００の重要な差は、フィルタ３００
はエコーキャンセルの適応化の制御ループ内にあるのに
対して、フィルタ４００はその外にあることである。

したがって、適応エコーキャンセラ内の再帰型フィルタ
４００には前述した適応性の問題は生じない。

これは適応化制御ループの動作に従属して動作するが、
これは適応化制御ループの動作を支配するその本質的な
構成要素ではない。

第５図は、第１図の代替装置であって、ここではエコー
キャンセラ５００は第１図とは異なり、もつと直接的な
トランスバレントな信号路を与える。

第５図の構成要素の内でその番号の下２桁が第１図の要
素と同じものは同一の構造と機能を持っている。

調整可能なフィルタ２００，３００゜、４００は第２図
、第３図、第４図にそれぞれ示されたものである。

第５図の適応化制御ループの中の回路要素２００，３０
０，５２１５２４を含む構成と動作は第１図のそれと同
様であり、それをこれ以上説明する必要はない。

本質的な差は、トランスバーサルフィルタ３００によっ
て制御される再帰型フィルタ回路４００が、第１図のよ
うに、トランスバーサルフィルタ３００を補償するため
だけではなく、エコー信号のレプリカ（写し）の合成を
完成するのに使用されるようになっていることである。

したがって再帰型フィルタ４００に対する信号入力は、
トランスバーサルフィルタ２００によってつくうれたエ
コー信号の部分的レプリカとなっている。

第５図の適応化制御ループが収束したときフィルタ４０
０は、その部分的レプリカを修正して高精度のエコー信
号のレプリカを完成して結合器５２５に与える。

即ちフィルタ２００と４００の合成伝達関数が有理式で
近似されるエコーパスの伝達関数となるようにされてい
る。

結合器５２５の他方の入力は変換器５１８の出力であり
、これはエコー信号を含む信号路となっている。

結合器５２５の出力は、スイッチ５２６に与えられる。

もちろん、この出力は第５図の適応化制御ループが収束
したときには最小化された残留エコー信号となっている
。

第１図のスイッチ１２６のオプション的性質をスイッチ
５２６も持っている。

変換器５１９は回路５１３ヘアナログ返送信号を与えて
いる。

この装置では、エコーパスの極と零点の両方を補償する
再帰的構造を与えるフィルタ２００と４００の組合せの
信号処理によりエコー信号のレプリカが合成される。

フィルタ４００は、第５図の適応化制御ルーフから除去
されているにもかかわらず、第１図の利点と同じ利点を
得るために、再帰型フィルタ４００はトランスバーサル
フィルタ３００により制御されそれに追従するよう動作
する。

合成されたレプリカは、次にエコーキャンセルを行なう
ためにエコー信号と直接に組合わされる。

回路４００は、第１図のような補償機能ではなく、信号
処理機能を達成している。

従って第５図の回路はフィルタ３００とフィルタ４００
の間の相対的な不正確さの影響を補償機能の上で受ける
ことは少ない。

先の議論において、第１図および第５図の適応化制御ル
ープの動作を制御する適応アルゴリズムは特別のもので
はないので、意図的に詳しく示さないことにしである。

これは当業者には周知の適応最小二乗誤差ループと同様
の設計上の考慮で実現することができる。

第１図と第５図の構成は、いずれも簡単な構成で再帰的
なエコーキャンセルを可能にするので、この動作特性は
実際に利益のあるものとなる。

多様な環境状態を模擬した種々のシュミレーションの各
々において、８個のタップの遅延線と各タップに接続さ
れた重みづげ用の掛算器とからなるトランスバーサルフ
ィルタ３００、フィルタ３００と相反的構成の再帰型フ
ィルタ４００、及び３２個のタップの遅延線と各タップ
に接続された重みづげ用の掛算器とからなるトランスバ
ーサルフィルタ２００とにより同等の複雑さの構成の従
来のトランスバーサルフィルタエコーキャンセラよりも
優れたエコーキャンセルが達成された。

適応化制御ループの利得〔すなわち第１図のそれぞれの
増幅器１２３，１２４のα１．α２と第５図のそれと等
価なもの〕とループの収束速度との関係の一般的な議論
については、１９６７年３月のベル・システム・テクニ
カル・ジャーナル誌ｐｐ、４９７−５１１のＭ６Ｍソン
デイの１適応的エコーキヤンセラ“と題する論文を参照
されたい。

利得の値を小さくすると、エコーキャンセルを実行する
収束の速度を低下させるし、一方位を大きくすると高速
で収束するが、収束の精度が制限されるので、α１．α
２の値としては、中間の値が選定される。

第１図および第５図では、α１の値はα２の値とは異な
っていることになっているが、同じ値となっていてもよ
い。

これによって第１図のループ利得増幅器１２３および１
２４を用いなくてもよいようになることはもちろん考え
られる。

制御ループのより詳細な説明、特に第１図および第５図
の制御ループとして使用される第２図および第３図の掛
算回路２０２および３０２の動作に固有な予測勾配アル
ゴリズムは、ＩＥＥＥ）ランザクジョン・オン・サーキ
ット・セオリーＶｏｌＣＴ−２０第２号ｐｐ、１２５−
１３６ （１９７３年３月）のＲ，Ｄキトリン、Ｊ、Ｅ
マゾ、Ｍ、Ｇティラーの１デジタル的に実現される適応
フィルタの勾配アルゴリズムの設計について〃と題する
論文に示されている。

この論文の特定の応用は適応デジタル等化量であるが、
使用される回路の形、それに種々の考慮は適応デジタル
エコーキャンセラの適応化制御ループとして容易に利用
できるものである。

エコーキャンセルを実行する装置について、以上デジタ
ル装置を利用する場合を説明してきたが、当業者にはこ
れと等価なアナログ回路技術を有利に応用できることは
明らかである。

デジタル装置の場合であっても、デジタル信号処理ネッ
トワークの演算機能を時分割的に使用し、実現する装置
を大幅に節約し、これによってデジタル掛算器のような
デジタル装置の高速性能を利用することができる。

換言すれば、時分割多重化によって回路の経済性を特に
符号化音声で比較的低速のワード周波数でよい場合に達
成できることになる。

図示のエコーキャンセラを一つあるいはそれ以上時分割
多重化して複数個の伝送チャネルを取扱ってシステムの
経済性を達成することもできる。

さらに、上述した装置は単に本発明の原理の応用の一例
を示したものにすぎないことを理解されたい。

本発明の精神と範囲を逸脱することなく、種々の他の構
成を利用することも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従う適応型エコーキャンセラの構成図
、第２図は第１図のトランスバーサルフィルタ２００の
詳細図、第３図は第１図のトランスバーサルフィルタ３
００の詳細図、第４図は第１図の再帰型フィルタ４００
の詳細図、及び第５図は本発明に従う他の適応型エコー
キャンセラの構成図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ハイブリッドの受信路と送信路及びパイプリッドの
   漏洩路とからなり極と零とを含む有理式によって近似さ
   れるエコーパスを経由して戻るエコー信号の適応型エコ
   ーキャンセラであって、該受信路に接続されそして該有
   理式の分子多項式に等しい伝達関数を有し、該受信路上
   の信号に応答して該エコー信号の部分レプリカを発生す
   るための第１の調整可能なトランスバーサルフィルタ（
   例えば２００）、 該送信路に接続されそして該有理式の分母多項式に等し
   い伝達関数を有し、該送信路上の信号を変形するための
   第２の調整可能なトランスバーサルフィルタ（例えば３
   ００）、 該第１と第２の調整可能なトランスバーサルフィルタの
   出力信号間の信号差を発生させるための結合器（例えば
   １２１）、 残留エコーを伴う該信号差を適応化制御に従って最小化
   するよう、該信号差に基づく制御信号を該第１と第２の
   調整可能なトランスバーサルフィルタに印加する適応制
   御ループ、及び エコー信号を含まない送信信号を導びく回路とからなる
   適応性エコーキャンセラ。 ２ ハイブリッドの受信路と送信路及びノ・イブリッド
   の漏洩路とからなり極と零とを含む有理式によって近似
   されるエコーパスを経由して戻るエコー信号の適応型エ
   コーキャンセラであって、該受信路に接続されそして該
   有理式の分子多項式に等しい伝達関数を有し、該受信路
   上の信号に応答して該エコー信号の部分レプリカを発生
   するための第１の調整可能なトランスバーサルフィルタ
   （例えば２００）、 該送信路に接続されそして該有理式の分母多項式に等し
   い伝達関数を有し、該送信路上の信号を変形するための
   第２の調整可能なトランスバーサルフィルタ（例えば３
   ００）、 該第１と第２の調整可能なトランスバーサルフィルタの
   出力信号の信号差を発生させるための結合器（例えば１
   ２１）、 残留エコーを伴う該信号差を適応化制御に従って最小化
   するよう、該信号差に基づく制御信号を該第１と第２の
   調整可能なトランスバーサルフィルタに印加する適応制
   御ループ、及び 該第２の調整可能なトランスバーサルフィルタの伝達関
   数の逆数である伝達関数を存しその設定が該第２の調整
   可能なトランスバーサルフィルタにより制御されている
   再帰型フィルタであって、該ハイブリッドからの送信路
   を形成するよう該結合量の出力に接続されて該送信路上
   の送信信号に対してトランスバレントな信号路を提供し
   ている再帰型フィルタとからなる適応型エコーキャンセ
   フ０ ３ ハイブリッドの受信路と送信路及びハイブリッドの
   漏洩路とからなり極と零とを含む有理式によって近似さ
   れるエコーパスを経由して戻るエコー信号の適応型エコ
   ーキャンセラであって、該受信路に接続されそして該有
   理式の分子多項式に等しい伝達関数を有し、該受信路上
   の信号に応答して該エコー信号の部分レプリカを発生す
   るための第１の調整可能なトランスバーサルフィルタ（
   例えば２００）、 該送信路に接続されそして該有理式の分母多項式に等、
   しい伝達関数を有し、該送信路上の信号を変形するため
   の第２の調整可能なトランスバーサルフィルタ（例えば
   ３００）、 該第１と第２の調整可能なトランスバーサルフィルタの
   出力信号の信号差を発生させるための結合器（例えば１
   ２１）、 残留エコーを意味する該信号差を適応化制御に従って最
   小化するよう、該信号差に基づく制御信号を該第１と第
   ２の調整可能なトランスバーサルフィルタに印加する適
   応制御ループ、 該第１の調整可能なトランスバーサルフィルタの出力に
   接続されその設定が該第２の調整可能なトランスバーサ
   ルフィルタにより制御されており、該第１の調整可能な
   トランスバーサルフィルタと協働して該エコー信号のレ
   プリカを発生するための再帰型フィルタ（例えば第５図
   の４００）、及び 該ハイブリッドの送信路に直接に接続されて該送信信号
   から該エコー信号のレプリカを減算するための第２の結
   合器（例えば第５図の５２５）とからなる適応型エコー
   キャンセラ。