JPS6251530B2 - - Google Patents
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- JPS6251530B2 JPS6251530B2 JP7029980A JP7029980A JPS6251530B2 JP S6251530 B2 JPS6251530 B2 JP S6251530B2 JP 7029980 A JP7029980 A JP 7029980A JP 7029980 A JP7029980 A JP 7029980A JP S6251530 B2 JPS6251530 B2 JP S6251530B2
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- JP
- Japan
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- echo
- signal
- output
- sampling
- echo canceller
- Prior art date
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- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は送受の同期の異なるデイジタル式４線
回線に挿入されるエコーキヤンセラに関する。
回線に挿入されるエコーキヤンセラに関する。
一般の電話回線は二線回線と四線回線とから成
つている。長距離電話回線の場合には、二線四線
変換点にあたるハイブリツドでのインピーダンス
ミスマツチングによる反射がエコーとなつて通話
障害を引き起こす。この様なエコー現象に対処す
るためエコーサプレツサあるいはエコーキヤンセ
ラが用いられる。エコーサプレツサは装置の構造
が比較的簡単なため低価格で実現できるが回線の
スイツチングによる音声の切断を伴う。エコーキ
ヤンセラは反響路特性を推定し、反響路モデルた
るフイルタを構成し、受信信号をこのフイルタに
通して得られる出力を疑似反響信号として実際の
反響信号から差し引く。従つて、特性的には優れ
ているが、演算量が多いため小型化が難かしかつ
た。しかし近年のIC化技術に伴い装置の大幅な
小型化が期待できる。今後、エコーキヤンセラが
エコー制御の主流となると思われる。
つている。長距離電話回線の場合には、二線四線
変換点にあたるハイブリツドでのインピーダンス
ミスマツチングによる反射がエコーとなつて通話
障害を引き起こす。この様なエコー現象に対処す
るためエコーサプレツサあるいはエコーキヤンセ
ラが用いられる。エコーサプレツサは装置の構造
が比較的簡単なため低価格で実現できるが回線の
スイツチングによる音声の切断を伴う。エコーキ
ヤンセラは反響路特性を推定し、反響路モデルた
るフイルタを構成し、受信信号をこのフイルタに
通して得られる出力を疑似反響信号として実際の
反響信号から差し引く。従つて、特性的には優れ
ているが、演算量が多いため小型化が難かしかつ
た。しかし近年のIC化技術に伴い装置の大幅な
小型化が期待できる。今後、エコーキヤンセラが
エコー制御の主流となると思われる。
一方、電話回線のデイジタル化が増々進められ
ており、エコーキヤンセラをデイジタル式四線回
線に挿入する必要性も生じて来た。デイジタル四
線回線の送信側及び受信側のクロツク系は同期し
ていない場合が多い。この様な非同期デイジタル
式四線回線にエコーキヤンセラを挿入すると、送
受非同期の故に送受の信号のサンプリング点の相
対間隔が時間とともに変化する。従つて、エコー
キヤンセラから見て、反響路（受信側から二線四
線変換のハイブリツドをとおり四線に至るまでの
経路）が時間的に変動することは容易に類推でき
る。また、送受の同期が異なると時間とともに位
相のずれが大きくなり、あるところで１サンプル
のデータが余るかあるいは不足する。これはスリ
ツプと呼ばれる。エコーキヤンセラにとつて、ス
リツプが発生するとき以外の時間的変動は特に重
大な問題とはいえない。というのは、この様な時
間的変動は比較的ゆつくりしており、アダプテイ
ブエコーキヤンセラ（反響路を逐次求めるエコー
キヤンセラであり、大部分のエコーキヤンセラは
このタイプである。）を用いている限りこの時間
的変動には一応追従可能だからてある。ところ
が、サンプルのスリツブが発生すると、エコーキ
ヤンセラの反響路が１サンプル周期分だけ瞬間に
ずれる。この様な大きな変動があるとエコーキヤ
ンセラの特性は大幅に劣化する。以上述べた事実
から、デイジタル四線回線にエコーキヤンセラを
挿入するには難点がある。
ており、エコーキヤンセラをデイジタル式四線回
線に挿入する必要性も生じて来た。デイジタル四
線回線の送信側及び受信側のクロツク系は同期し
ていない場合が多い。この様な非同期デイジタル
式四線回線にエコーキヤンセラを挿入すると、送
受非同期の故に送受の信号のサンプリング点の相
対間隔が時間とともに変化する。従つて、エコー
キヤンセラから見て、反響路（受信側から二線四
線変換のハイブリツドをとおり四線に至るまでの
経路）が時間的に変動することは容易に類推でき
る。また、送受の同期が異なると時間とともに位
相のずれが大きくなり、あるところで１サンプル
のデータが余るかあるいは不足する。これはスリ
ツプと呼ばれる。エコーキヤンセラにとつて、ス
リツプが発生するとき以外の時間的変動は特に重
大な問題とはいえない。というのは、この様な時
間的変動は比較的ゆつくりしており、アダプテイ
ブエコーキヤンセラ（反響路を逐次求めるエコー
キヤンセラであり、大部分のエコーキヤンセラは
このタイプである。）を用いている限りこの時間
的変動には一応追従可能だからてある。ところ
が、サンプルのスリツブが発生すると、エコーキ
ヤンセラの反響路が１サンプル周期分だけ瞬間に
ずれる。この様な大きな変動があるとエコーキヤ
ンセラの特性は大幅に劣化する。以上述べた事実
から、デイジタル四線回線にエコーキヤンセラを
挿入するには難点がある。
従来、この様なスリツプ現象に対処するため、
スリツプの発生が生じた瞬間にエコーキヤンセラ
の反響路を模疑するフイルタの特性を１サンプル
の遅延分だけ変化させれば良い。この方法は特開
昭53−34406号公報に示されているので詳細な説
明は省略する。この方法を用いると、スリツプの
発生による反響消去能力の劣化は防げる。しか
し、送受のタイミングの位相ずれを監視しスリツ
プの発生の瞬間を補えなければならない。又、電
話で会話を行うと両方向通話状態が生じる。この
間、エコーキヤンセラの適応動作は停止される。
前述の様に、スリツプ発生時以外の時間的変動に
は一応追従できる。しかし、両方向通話の間適応
動作が止められて再び適応開始する時には反響路
がかなり変化しているおそれがある。この様に、
装置構成上も特性上も問題がある。
スリツプの発生が生じた瞬間にエコーキヤンセラ
の反響路を模疑するフイルタの特性を１サンプル
の遅延分だけ変化させれば良い。この方法は特開
昭53−34406号公報に示されているので詳細な説
明は省略する。この方法を用いると、スリツプの
発生による反響消去能力の劣化は防げる。しか
し、送受のタイミングの位相ずれを監視しスリツ
プの発生の瞬間を補えなければならない。又、電
話で会話を行うと両方向通話状態が生じる。この
間、エコーキヤンセラの適応動作は停止される。
前述の様に、スリツプ発生時以外の時間的変動に
は一応追従できる。しかし、両方向通話の間適応
動作が止められて再び適応開始する時には反響路
がかなり変化しているおそれがある。この様に、
装置構成上も特性上も問題がある。
本発明の目的は、装置構成が簡単で反響消去量
の大きいデイジタルインターフエイスのエコーキ
ヤンセラの提供にある。
の大きいデイジタルインターフエイスのエコーキ
ヤンセラの提供にある。
本発明によれば、送信側と受信側が非同期なデ
イジタル式四線回線に挿入され、受信側デイジタ
ル信号を入力し記憶し複数組のフイルタ係数を持
ち記憶された前記受信側デイジタル信号に前記各
組のフイルタ係数を順次作用させてフイルタリン
グし１サンプル周期の間に前記フイルタリングの
結果を順次出力する補間フイルタと、反響路を模
疑し前記補間フイルタの出力信号を入力する反響
路モデルと、前記反響路モデルの出力信号と送信
側入力デイジタル信号との差をとる減算器とを有
し前記減算器出力を送信側出力デイジタル信号と
して遠端に出力する反響消去部とを有することを
特徴とするエコーキヤンセラが得られる。
イジタル式四線回線に挿入され、受信側デイジタ
ル信号を入力し記憶し複数組のフイルタ係数を持
ち記憶された前記受信側デイジタル信号に前記各
組のフイルタ係数を順次作用させてフイルタリン
グし１サンプル周期の間に前記フイルタリングの
結果を順次出力する補間フイルタと、反響路を模
疑し前記補間フイルタの出力信号を入力する反響
路モデルと、前記反響路モデルの出力信号と送信
側入力デイジタル信号との差をとる減算器とを有
し前記減算器出力を送信側出力デイジタル信号と
して遠端に出力する反響消去部とを有することを
特徴とするエコーキヤンセラが得られる。
本発明においては、時々刻々受信側信号のサン
プル間の補間を計算し、補間値を新たに出力する
補間フイルタを設けている。以下図を用いて、詳
細な説明を続ける。
プル間の補間を計算し、補間値を新たに出力する
補間フイルタを設けている。以下図を用いて、詳
細な説明を続ける。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。遠端話者からの信号はAD変換器６０でサ
ンプリングクロツクCK２に従つてデイジタル信
号に変換されｘkとなる。受信信号ｘkはDA変換
器３０でアナログ信号に変換される。DA変換器
３０のサンプリングクロツクCK２は受信デイジ
タル信号ｘkから抽出されるためAD変換器６０と
DA変換器３０のサンプリング周波数は一致す
る。（ただし、位相は一致しているとは限らな
い。）DA変換器３０から出力された信号はハイブ
リツド１０を通つて近端加入者２０に到達する。
しかし、その一部はハイブリツド１０から漏れて
AD変換器４０に加えられる。AD変換器４０はサ
ンプリングクロツクCK１に従つてデイジタル信
号ｙjに変換される。信号ｙjはエコーキヤンセラ
１００の送信側入力端子２に入力される。エコー
キヤンセラ１００においては、減算器１２０にて
反響路モデル１１０の出力に得られる疑似反響信
号ｙ＾jを信号ｙjから差し引く。減算器１２０の出
力信号ｅjは送信側出力端子３から出力される。
信号ｅjはさらに遠方に送られ、DA変換器５０で
アナログ信号に変換される。DA変換器５０のサ
ンプリングクロツクCK１は信号ｅjから抽出さ
れ、AD変換器４０のサンプリングクロツクCK１
と同一周波数となる。信号ｅjはさらに反響路モ
デル１１０に入力されてｅjが最小となる様に反
響路モデルのフイルタ係数を修正するのに用いら
れる。受信信号ｘkは補間フイルタ２００を介し
て送信側のタイミングの信号ｘjに変換されエコ
ーキヤンセラ１００の受信側端子１を通り反響路
モデル１１０に入力される。エコーキヤンセラ１
００の詳細な動作は、特願昭51−129891号明細書
（特開昭53−54408号公報）を参照して知ることが
できるのでここでは省略する。
ある。遠端話者からの信号はAD変換器６０でサ
ンプリングクロツクCK２に従つてデイジタル信
号に変換されｘkとなる。受信信号ｘkはDA変換
器３０でアナログ信号に変換される。DA変換器
３０のサンプリングクロツクCK２は受信デイジ
タル信号ｘkから抽出されるためAD変換器６０と
DA変換器３０のサンプリング周波数は一致す
る。（ただし、位相は一致しているとは限らな
い。）DA変換器３０から出力された信号はハイブ
リツド１０を通つて近端加入者２０に到達する。
しかし、その一部はハイブリツド１０から漏れて
AD変換器４０に加えられる。AD変換器４０はサ
ンプリングクロツクCK１に従つてデイジタル信
号ｙjに変換される。信号ｙjはエコーキヤンセラ
１００の送信側入力端子２に入力される。エコー
キヤンセラ１００においては、減算器１２０にて
反響路モデル１１０の出力に得られる疑似反響信
号ｙ＾jを信号ｙjから差し引く。減算器１２０の出
力信号ｅjは送信側出力端子３から出力される。
信号ｅjはさらに遠方に送られ、DA変換器５０で
アナログ信号に変換される。DA変換器５０のサ
ンプリングクロツクCK１は信号ｅjから抽出さ
れ、AD変換器４０のサンプリングクロツクCK１
と同一周波数となる。信号ｅjはさらに反響路モ
デル１１０に入力されてｅjが最小となる様に反
響路モデルのフイルタ係数を修正するのに用いら
れる。受信信号ｘkは補間フイルタ２００を介し
て送信側のタイミングの信号ｘjに変換されエコ
ーキヤンセラ１００の受信側端子１を通り反響路
モデル１１０に入力される。エコーキヤンセラ１
００の詳細な動作は、特願昭51−129891号明細書
（特開昭53−54408号公報）を参照して知ることが
できるのでここでは省略する。
次に第２図を用いて補間フイルタ２００の詳細
な説明を行う。クロツクCK２はタイミング回路
２５０に入力される。タイミング回路２５０は各
種制御信号を作り出す。第３図に示す様にCK２
と同じタイミングでRAM（ランダムアクセスメ
モリ）２４０の書き込みパルスWEを作る。サン
プリング時刻ｋ−１の時にWEが供給されると
RAM２４０のアドレスMAは０なので０番地にｘ
k-1が書き込まれる。8KHでサンプリング時にCK
２の間隔Ｔは125μseeである。RAM２４０のア
ドレスMAはＴ／16秒毎に変化する。サンプリン
グ時刻ｋの時RAM２４０のアドレスMAは０、
１、２、３の順序で変化する。RAM２４０のア
ドレス０にはｘk-1が格納されている。第３図に
示されている様にサンプリング時刻が変化する時
にアドレスMAは変化しない。従つて、サンプリ
ング時刻ｋ−１でWEのパルスが印加される時ア
ドレスMAは０であり、同様にサンプリング時刻
ｋ−３、ｋ−４にはアドレスMAはそれぞれ２、
３であつた。つまり、ｘk-1が格納されており、
アドレス１、２、３には夫々ｘk-2、ｘk-3、ｘk-4
が格納されている。ROM（リードオンメモリ）
２１０には複数組のフイルタ係数が書かれてあ
る。アドレス０〜３にはCK２からＴ／４秒だけ
ずれた時刻の補間値を出力する様な補間フイルタ
の係数が格納されている。アドレス４〜７、５〜
11、12〜15には夫々CK２からＴ／２、3T／４、
Ｔだけずれた時間の補間値を出力する様な補間フ
イルタの係数が格納されている。Ｔ／16秒毎に
MPY信号が出て重畳積分回路２３０の積和が実
行されるため、MPY信号が４個入力されると
ROM２１０の係数とRAM２４０のデータとが重
畳されて補間値ｘ１ ｋ−３が得られる（第４図参照）。
この補間値はｘk-3とｘk-2の間の最初の補間値で
あることを示している。サンプリング時刻ｋに、
この様にサンプリング値ｘk-2とｘk-3の間の点の
値が計算されているのは、次の理由による。つま
り、サンプリング時刻ｋにRAM２４０に格納さ
れているサンプリング値はｘk-1、ｘk-2、ｘk-3、
ｘk-4である。第４図に示す様に、これら４つの
データを用いて最も良く補間が得られるのはｘk-
３とｘk-2の間である。補間を行うためのフイルタ
の係数として、良く知られたsint／ｔなるサンプ
リング関係を用いれば良い。具体的には、サンプ
リング点からΔ離れた点の補間値ｘ＾〓で表わす
と、ｘ＾〓は次式で得られる。
な説明を行う。クロツクCK２はタイミング回路
２５０に入力される。タイミング回路２５０は各
種制御信号を作り出す。第３図に示す様にCK２
と同じタイミングでRAM（ランダムアクセスメ
モリ）２４０の書き込みパルスWEを作る。サン
プリング時刻ｋ−１の時にWEが供給されると
RAM２４０のアドレスMAは０なので０番地にｘ
k-1が書き込まれる。8KHでサンプリング時にCK
２の間隔Ｔは125μseeである。RAM２４０のア
ドレスMAはＴ／16秒毎に変化する。サンプリン
グ時刻ｋの時RAM２４０のアドレスMAは０、
１、２、３の順序で変化する。RAM２４０のア
ドレス０にはｘk-1が格納されている。第３図に
示されている様にサンプリング時刻が変化する時
にアドレスMAは変化しない。従つて、サンプリ
ング時刻ｋ−１でWEのパルスが印加される時ア
ドレスMAは０であり、同様にサンプリング時刻
ｋ−３、ｋ−４にはアドレスMAはそれぞれ２、
３であつた。つまり、ｘk-1が格納されており、
アドレス１、２、３には夫々ｘk-2、ｘk-3、ｘk-4
が格納されている。ROM（リードオンメモリ）
２１０には複数組のフイルタ係数が書かれてあ
る。アドレス０〜３にはCK２からＴ／４秒だけ
ずれた時刻の補間値を出力する様な補間フイルタ
の係数が格納されている。アドレス４〜７、５〜
11、12〜15には夫々CK２からＴ／２、3T／４、
Ｔだけずれた時間の補間値を出力する様な補間フ
イルタの係数が格納されている。Ｔ／16秒毎に
MPY信号が出て重畳積分回路２３０の積和が実
行されるため、MPY信号が４個入力されると
ROM２１０の係数とRAM２４０のデータとが重
畳されて補間値ｘ１ ｋ−３が得られる（第４図参照）。
この補間値はｘk-3とｘk-2の間の最初の補間値で
あることを示している。サンプリング時刻ｋに、
この様にサンプリング値ｘk-2とｘk-3の間の点の
値が計算されているのは、次の理由による。つま
り、サンプリング時刻ｋにRAM２４０に格納さ
れているサンプリング値はｘk-1、ｘk-2、ｘk-3、
ｘk-4である。第４図に示す様に、これら４つの
データを用いて最も良く補間が得られるのはｘk-
３とｘk-2の間である。補間を行うためのフイルタ
の係数として、良く知られたsint／ｔなるサンプ
リング関係を用いれば良い。具体的には、サンプ
リング点からΔ離れた点の補間値ｘ＾〓で表わす
と、ｘ＾〓は次式で得られる。
である。ここでＮはフイルタ係数の数であるが、
本実施例ではＮ＝４である。上式Δ＝Ｔ／４とし
て、計算するとｘ１ ｋ−３が得られる。ここで、ｘ１ ｋ
−３
のサフイツクス１は、１番目の補間値であること
を示す。ｘ１ ｋ−３はSET信号によりレジスタ２６０
に入力される。次の４つのMPY信号が入力され
ると次の補間値ｘ２ ｋ−３が出力される。これらｘｌ ｋ
−３
（ｌ＝１、２、３）は第４図の×印で示された補
間値である。〇印はサンプリング点の値である。
本実施例でｘ４ ｋ−３はｘk-2と一致する。サンプリン
グ時刻ｋの最後にCK２が入力されると同時に
WEがRAM２４０に供給され３番目にｘkが貯え
られる。但し、このときWEのタイミングは
RAM２４０の３番目の内容が重畳積分器２３０
に貯えられた後でなければならない。サンプリン
グ時刻ｋ＋１にはRAMのアドレスは３、０、
１、２の順序で変化する。これらのアドレスには
夫々ｘk、ｘk-1、ｘk-2、ｘk-3が格納されてい
る。そして、レジスタ２６０出力にはｘｌ ｋ−２（ｌ
＝１、２、３、４）が順に出力される。以上、述
べた様にレジスタ２６０出力にはＴ／４秒毎に更
新された補間値が現われる。従つて、エコーキヤ
ンセラ１００のタイミングで受信信号を読み出す
とＴ／４秒（約31μsec）の粗さのサンプリン
グ、つまり±Ｔ／８秒のバラツキのあるサンプリ
ングが行われることになる。この場合、特に、エ
コーキヤンセラ１００と補間フイルタ２００との
値のタイミングを合わせる必要はない。上述の如
く、補間フイルタ２００の出力段に設けられてい
るレジスタ２６０の出力にサンプル間の値が順次
現われているからである。
本実施例ではＮ＝４である。上式Δ＝Ｔ／４とし
て、計算するとｘ１ ｋ−３が得られる。ここで、ｘ１ ｋ
−３
のサフイツクス１は、１番目の補間値であること
を示す。ｘ１ ｋ−３はSET信号によりレジスタ２６０
に入力される。次の４つのMPY信号が入力され
ると次の補間値ｘ２ ｋ−３が出力される。これらｘｌ ｋ
−３
（ｌ＝１、２、３）は第４図の×印で示された補
間値である。〇印はサンプリング点の値である。
本実施例でｘ４ ｋ−３はｘk-2と一致する。サンプリン
グ時刻ｋの最後にCK２が入力されると同時に
WEがRAM２４０に供給され３番目にｘkが貯え
られる。但し、このときWEのタイミングは
RAM２４０の３番目の内容が重畳積分器２３０
に貯えられた後でなければならない。サンプリン
グ時刻ｋ＋１にはRAMのアドレスは３、０、
１、２の順序で変化する。これらのアドレスには
夫々ｘk、ｘk-1、ｘk-2、ｘk-3が格納されてい
る。そして、レジスタ２６０出力にはｘｌ ｋ−２（ｌ
＝１、２、３、４）が順に出力される。以上、述
べた様にレジスタ２６０出力にはＴ／４秒毎に更
新された補間値が現われる。従つて、エコーキヤ
ンセラ１００のタイミングで受信信号を読み出す
とＴ／４秒（約31μsec）の粗さのサンプリン
グ、つまり±Ｔ／８秒のバラツキのあるサンプリ
ングが行われることになる。この場合、特に、エ
コーキヤンセラ１００と補間フイルタ２００との
値のタイミングを合わせる必要はない。上述の如
く、補間フイルタ２００の出力段に設けられてい
るレジスタ２６０の出力にサンプル間の値が順次
現われているからである。
本実施例では説明を簡単にするために補間フイ
ルタの係数を４個、サンプリング間隔を４分割と
したが、実際にはフイルタの係数は16、サンプリ
ング間隔を16分割すれば実用可能な補間特性が得
られる。この場合、１サンプル周期に必要な積和
の回数は256となる。8KHzサンプリングの時１
回の積和時間は0.5μsec程度となり、容易に実現
可能である。又、受信信号ｘkのメモリとして
RAMを用いたがシフトレジスタを用いても良
い。補間フイルタ２００は上の説明では純粋な補
間を行うフイルタとしたが、補間特性に微分特性
を含わせ持たせるとエコーキヤンセラ１００の適
応速度が増す。つまり受信信号として入つてくる
音声信号は通常低周波成分が強い。従つて微分特
性を持つたフイルタを通ると高域が強調されて信
号のスペクトラムがフラツトに近づき適応速度が
増すのである。
ルタの係数を４個、サンプリング間隔を４分割と
したが、実際にはフイルタの係数は16、サンプリ
ング間隔を16分割すれば実用可能な補間特性が得
られる。この場合、１サンプル周期に必要な積和
の回数は256となる。8KHzサンプリングの時１
回の積和時間は0.5μsec程度となり、容易に実現
可能である。又、受信信号ｘkのメモリとして
RAMを用いたがシフトレジスタを用いても良
い。補間フイルタ２００は上の説明では純粋な補
間を行うフイルタとしたが、補間特性に微分特性
を含わせ持たせるとエコーキヤンセラ１００の適
応速度が増す。つまり受信信号として入つてくる
音声信号は通常低周波成分が強い。従つて微分特
性を持つたフイルタを通ると高域が強調されて信
号のスペクトラムがフラツトに近づき適応速度が
増すのである。
本実施例ではデイジタル信号が１チヤンネルの
場合について述べてあるが、例えばPCM24B端局
装置を用いた時の様に、24チヤンネルの信号が多
重化されている場合には、各チヤンネル毎に補間
してエコーキヤンセラすることになる。基本的動
作としては本実施例と同じである。
場合について述べてあるが、例えばPCM24B端局
装置を用いた時の様に、24チヤンネルの信号が多
重化されている場合には、各チヤンネル毎に補間
してエコーキヤンセラすることになる。基本的動
作としては本実施例と同じである。
本実施例では、補間フイルタを受信側に設けた
が必要とあらば送信側に設けても良いが、その場
合補間フイルタ２個用いねばならず、又きびしい
周波数特性が要求される。
が必要とあらば送信側に設けても良いが、その場
合補間フイルタ２個用いねばならず、又きびしい
周波数特性が要求される。
又、本実施では適応型エコーキヤンセラを用い
るものとして説明を行つたが、非適応型（固定）
エコーキヤンセラを用いることもできる。
るものとして説明を行つたが、非適応型（固定）
エコーキヤンセラを用いることもできる。
以上の説明からわかる様に、本発明では、送受
のクロツクのずれを測定する必要がない。又、送
受のデータのやりとりでタイミングを合わせるた
めの工夫をする必要もない。補間フイルタは標準
的な素子を用いて容易に実現できる。
のクロツクのずれを測定する必要がない。又、送
受のデータのやりとりでタイミングを合わせるた
めの工夫をする必要もない。補間フイルタは標準
的な素子を用いて容易に実現できる。
以上述べた如く、本発明によれば簡単な装置構
成で十分な特性のデイジタルインターフエイスの
エコーキヤンセラが実現できる。
成で十分な特性のデイジタルインターフエイスの
エコーキヤンセラが実現できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は本発明に関わる補間フイルタ２００の一
実施例を示すブロツグ図、第３図は補間フイルタ
２００のタイミングチヤート、第４図は補間の様
子を現わす図である。 第１図及び第２図において、１は送信側入力端
子、２は送信側入力端子、３は送信側出力端子、
１０はハイブリツド、２０は近端加入者、３０は
DA変換器、４０はAD変換器、５０はDA変換
器、６０はAD変換器、１００はエコーキヤンセ
ラ、１１０は反響路モデル、１２０は減算器、２
００は補間フイルタ、２１０はROM、２３０は
重畳積分回路、２４０はRAM、２５０はタイミ
ング回路、２６０はレジスタである。
第２図は本発明に関わる補間フイルタ２００の一
実施例を示すブロツグ図、第３図は補間フイルタ
２００のタイミングチヤート、第４図は補間の様
子を現わす図である。 第１図及び第２図において、１は送信側入力端
子、２は送信側入力端子、３は送信側出力端子、
１０はハイブリツド、２０は近端加入者、３０は
DA変換器、４０はAD変換器、５０はDA変換
器、６０はAD変換器、１００はエコーキヤンセ
ラ、１１０は反響路モデル、１２０は減算器、２
００は補間フイルタ、２１０はROM、２３０は
重畳積分回路、２４０はRAM、２５０はタイミ
ング回路、２６０はレジスタである。
Claims (1)
- １ 送信側と受信側が非同期なデイジタル式四線
回線に挿入され、受信側デイジタル信号を入力し
記憶し複数組のフイルタ係数を持ち記憶された前
記受信側デイジタル信号に前記各組のフイルタ係
数を順次作用させてフイルタリングし１サンプリ
ング周期の間に前記フイルタリングの結果を順次
出力する補間フイルタと、反響路を模疑し前記補
間フイルタの出力信号を入力する反響路モデル
と、前記反響路モデルの出力信号と送信側入力デ
イジタル信号との差をとる減算器とを有し前記減
算器出力を送信側出力デイジタル信号として遠端
に出力する反響消去部とを有することを特徴とす
るエコーキヤンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7029980A JPS56166647A (en) | 1980-05-27 | 1980-05-27 | Echo canceler |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7029980A JPS56166647A (en) | 1980-05-27 | 1980-05-27 | Echo canceler |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56166647A JPS56166647A (en) | 1981-12-21 |
| JPS6251530B2 true JPS6251530B2 (ja) | 1987-10-30 |
Family
ID=13427433
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7029980A Granted JPS56166647A (en) | 1980-05-27 | 1980-05-27 | Echo canceler |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56166647A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020241535A1 (ja) | 2019-05-31 | 2020-12-03 | 富士フイルム株式会社 | 光センサおよびセンシング装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6046899B2 (ja) * | 1980-09-26 | 1985-10-18 | 日本電気株式会社 | 反響消去装置 |
| JPS61126830A (ja) * | 1984-11-22 | 1986-06-14 | Nec Corp | 信号伝送方式 |
-
1980
- 1980-05-27 JP JP7029980A patent/JPS56166647A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020241535A1 (ja) | 2019-05-31 | 2020-12-03 | 富士フイルム株式会社 | 光センサおよびセンシング装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56166647A (en) | 1981-12-21 |
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