JPH05347571A - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JPH05347571A JPH05347571A JP15477892A JP15477892A JPH05347571A JP H05347571 A JPH05347571 A JP H05347571A JP 15477892 A JP15477892 A JP 15477892A JP 15477892 A JP15477892 A JP 15477892A JP H05347571 A JPH05347571 A JP H05347571A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- clock
- echo
- tap coefficient
- information
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 クロック位相の変化に影響されずに、エコー
打消性能を安定化させることができるエコーキャンセラ
の提供を目的とする。 【構成】 適応型ＦＩＲフィルタの各タップ係数を位相
情報即ち位相進み、遅れ、不変情報に応じて複数設け、
これらタップ係数を位相情報および位相変化後のサンプ
ル数をもとに選択している。
打消性能を安定化させることができるエコーキャンセラ
の提供を目的とする。 【構成】 適応型ＦＩＲフィルタの各タップ係数を位相
情報即ち位相進み、遅れ、不変情報に応じて複数設け、
これらタップ係数を位相情報および位相変化後のサンプ
ル数をもとに選択している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばメタリック２線
ケーブルを用いて双方向でデータ伝送を行うトランシー
バに用いられるエコーキャンセラに関する。
ケーブルを用いて双方向でデータ伝送を行うトランシー
バに用いられるエコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】ネットワークにおけるディジタル化の進
展に伴い、既存のメタリック加入者線や構内網を用いて
データ伝送を行う２線式双方向データ伝送用トランシー
バの必要性が増大してきた。こうした２線式双方向のデ
ータ伝送用トランシーバでは、加入者線である２線のメ
タリックワイヤに上りと下がりの信号を乗せることによ
り、双方向のデータ伝送が行われる。このとき、上りと
下がりの信号はハイブリッド回路と呼ばれる方向性結合
器により、送受各々に分離される。これにより、双方向
データ伝送が可能になる。
展に伴い、既存のメタリック加入者線や構内網を用いて
データ伝送を行う２線式双方向データ伝送用トランシー
バの必要性が増大してきた。こうした２線式双方向のデ
ータ伝送用トランシーバでは、加入者線である２線のメ
タリックワイヤに上りと下がりの信号を乗せることによ
り、双方向のデータ伝送が行われる。このとき、上りと
下がりの信号はハイブリッド回路と呼ばれる方向性結合
器により、送受各々に分離される。これにより、双方向
データ伝送が可能になる。
【０００３】ところが、実際には、図４に示すように、
ハイブリット回路４０１と回線４０２との間のインピー
ダンス不整合により、送信側４０３の信号が受信側４０
４に漏れ、回り込み信号（エコー）４０５が発生する。
このエコー４０５は、本来受信すべき信号に重なってし
まうため、データ伝送時のエラーの原因となる。このた
め、上記エコー４０５と同一の疑似エコー４０６を人工
的に合成し、減算器４０７によりエコー４０５を含む受
信信号から差し引くことで、エコー４０５を除去するＥ
Ｃ（Echo Canceller）方式が２線式双方向データ伝送技
術として確立されている。
ハイブリット回路４０１と回線４０２との間のインピー
ダンス不整合により、送信側４０３の信号が受信側４０
４に漏れ、回り込み信号（エコー）４０５が発生する。
このエコー４０５は、本来受信すべき信号に重なってし
まうため、データ伝送時のエラーの原因となる。このた
め、上記エコー４０５と同一の疑似エコー４０６を人工
的に合成し、減算器４０７によりエコー４０５を含む受
信信号から差し引くことで、エコー４０５を除去するＥ
Ｃ（Echo Canceller）方式が２線式双方向データ伝送技
術として確立されている。
【０００４】図５は、このようなＥＣ方式を用いた従来
の受信データより生成したクロックのタイミングで動作
する一般的な２線式双方向データ伝送トランシーバの構
成を示す図である。
の受信データより生成したクロックのタイミングで動作
する一般的な２線式双方向データ伝送トランシーバの構
成を示す図である。
【０００５】同図に示すように、送信信号は、Ｄ／Ａ変
換器５０１およびハイブリッド回路５０２を介し伝送線
路５０３に送出される。このとき上述したように、ハイ
ブリッド回路５０２と伝送線路５０３との間のインピー
ダンス不整合により、受信側にエコーが回り込む。受信
信号は、このエコーと重畳し、Ａ／Ｄ変換器５０４に入
力される。Ａ／Ｄ変換器５０４の出力は、減算器５０５
に入力され、エコーキャンセラ５０６の出力（疑似エコ
ー）が差引かれる。このようにエコーの除去された受信
信号は、自動利得調整器（ＡＧＣ）５０７に入力され、
伝送路等での減衰が補償される。自動利得調整器５０７
の出力は、減算器５０８に入力され、等化器５０９の出
力が差引かれ、伝送路等の伝送特性により生じる符号間
干渉が除去される。減算器５０８の出力は、判定器５１
０に入力され、判定器５１０の判定結果として受信信号
が得られる。なお、Ｄ／Ａ変換器５０１、Ａ／Ｄ変換器
５０４等のタイミングクロックは、自動利得調整器５０
７の出力である受信信号から位相周期回路（ＰＬＬ）５
１１により、タイミング抽出される。
換器５０１およびハイブリッド回路５０２を介し伝送線
路５０３に送出される。このとき上述したように、ハイ
ブリッド回路５０２と伝送線路５０３との間のインピー
ダンス不整合により、受信側にエコーが回り込む。受信
信号は、このエコーと重畳し、Ａ／Ｄ変換器５０４に入
力される。Ａ／Ｄ変換器５０４の出力は、減算器５０５
に入力され、エコーキャンセラ５０６の出力（疑似エコ
ー）が差引かれる。このようにエコーの除去された受信
信号は、自動利得調整器（ＡＧＣ）５０７に入力され、
伝送路等での減衰が補償される。自動利得調整器５０７
の出力は、減算器５０８に入力され、等化器５０９の出
力が差引かれ、伝送路等の伝送特性により生じる符号間
干渉が除去される。減算器５０８の出力は、判定器５１
０に入力され、判定器５１０の判定結果として受信信号
が得られる。なお、Ｄ／Ａ変換器５０１、Ａ／Ｄ変換器
５０４等のタイミングクロックは、自動利得調整器５０
７の出力である受信信号から位相周期回路（ＰＬＬ）５
１１により、タイミング抽出される。
【０００６】ところで、上記エコーキャンセラ５０６
は、適応型有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタか
ら構成される。この疑似エコーを生成する適応型ＦＩＲ
フィルタのタップ係数は、最急降下法等の学習アルゴリ
ズムを用いて求められ、十分な時間をかけて学習し、収
束した後のタップ係数は、Ｄ／Ａ変換器５０１の出力か
ら、Ａ／Ｄ変換器５０４までの間のエコー経路の伝達特
性を与えるインパルス応答となる。
は、適応型有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタか
ら構成される。この疑似エコーを生成する適応型ＦＩＲ
フィルタのタップ係数は、最急降下法等の学習アルゴリ
ズムを用いて求められ、十分な時間をかけて学習し、収
束した後のタップ係数は、Ｄ／Ａ変換器５０１の出力か
ら、Ａ／Ｄ変換器５０４までの間のエコー経路の伝達特
性を与えるインパルス応答となる。
【０００７】図５に示すシステムの場合、位相周期回路
（ＰＬＬ）５１１から抽出されるタイミングクロックの
位相が変化しない限り、上記エコーキャンセラの出力で
ある疑似エコーをＡ／Ｄ変換器５０４の出力から差し引
くことにより、十分なエコー除去が行われる。
（ＰＬＬ）５１１から抽出されるタイミングクロックの
位相が変化しない限り、上記エコーキャンセラの出力で
ある疑似エコーをＡ／Ｄ変換器５０４の出力から差し引
くことにより、十分なエコー除去が行われる。
【０００８】しかしながら、クロック位相が変化した場
合、即ち、クロック位相が進んだ場合や遅れた場合に
は、クロック位相の変化が起きる直前のデータ系列がエ
コーキャンセラを構成する適応型ＦＩＲフィルタの遅延
線に残存している間、Ａ／Ｄ変換器５０４から出力され
るエコー信号と、エコーキャンセラ５０６からの出力で
ある疑似エコーとの間に誤差を生じ、エコー除去性能が
劣化する。
合、即ち、クロック位相が進んだ場合や遅れた場合に
は、クロック位相の変化が起きる直前のデータ系列がエ
コーキャンセラを構成する適応型ＦＩＲフィルタの遅延
線に残存している間、Ａ／Ｄ変換器５０４から出力され
るエコー信号と、エコーキャンセラ５０６からの出力で
ある疑似エコーとの間に誤差を生じ、エコー除去性能が
劣化する。
【０００９】これを、例えばエコー経路のインパルス応
答が、Ｄ／Ａ変換器５０１およびＡ／Ｄ変換器５０４の
タイミングクロックの周期をＴとして、３Ｔの時間内に
収まり、エコーキャンセラ５０６を構成する適応型ＦＩ
Ｒフィルタが３次の場合のモデルについて、図６〜図８
をもとに説明する。
答が、Ｄ／Ａ変換器５０１およびＡ／Ｄ変換器５０４の
タイミングクロックの周期をＴとして、３Ｔの時間内に
収まり、エコーキャンセラ５０６を構成する適応型ＦＩ
Ｒフィルタが３次の場合のモデルについて、図６〜図８
をもとに説明する。
【００１０】第６図はモデルの構成を示し、図中ｈ
´1 ，ｈ´2 ，ｈ´3 は十分な時間をかけて学習し、収
束した後の適応型ＦＩＲフィルタのタップ係数を表し、
その値は図７に示すエコー経路のインパルス応答例の値
ｈ(t) 、ｈ(2T)、ｈ(3T)を用いて、 ｈ´1 ＝ｈ(t)
、ｈ´2 ＝ｈ(2T)、ｈ´3 ＝ｈ(3T) ……（１） で表現されるとする。
´1 ，ｈ´2 ，ｈ´3 は十分な時間をかけて学習し、収
束した後の適応型ＦＩＲフィルタのタップ係数を表し、
その値は図７に示すエコー経路のインパルス応答例の値
ｈ(t) 、ｈ(2T)、ｈ(3T)を用いて、 ｈ´1 ＝ｈ(t)
、ｈ´2 ＝ｈ(2T)、ｈ´3 ＝ｈ(3T) ……（１） で表現されるとする。
【００１１】図８には図６に入力される送信パルス列の
例と、その各送信パルスに対応するエコーを示す。図８
における時刻０、Ｔ、２Ｔ、３Ｔ、４Ｔ＋△、５Ｔ＋
△、６Ｔ＋△、７Ｔ＋△…は受信データより、再生した
タイミングクロックによるサンプリング時刻を表し、こ
こではサンプリング時刻３Ｔの後に、クロック位相が△
だけ遅れた場合を示してある。なお、送信パルスはこの
サンプリング時刻でＤ／Ａを介して送出される。
例と、その各送信パルスに対応するエコーを示す。図８
における時刻０、Ｔ、２Ｔ、３Ｔ、４Ｔ＋△、５Ｔ＋
△、６Ｔ＋△、７Ｔ＋△…は受信データより、再生した
タイミングクロックによるサンプリング時刻を表し、こ
こではサンプリング時刻３Ｔの後に、クロック位相が△
だけ遅れた場合を示してある。なお、送信パルスはこの
サンプリング時刻でＤ／Ａを介して送出される。
【００１２】サンプリング時刻Ｔ、２Ｔ、３Ｔ、４Ｔ＋
△、５Ｔ＋△、６Ｔ＋△、７Ｔ＋△について、エコー打
消残差ｅ(t) （ｔは時間）を求めるとエコー信号から、
疑似エコーを引いてそれぞれ ｅ(T) ＝ｘ0 ｈ(T) −ｘ0 ｈ´1 ＝ｘ0 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝ ｅ(2T)＝｛ｘ1 ｈ(T) ＋ｘ0 ｈ(2T)｝−｛ｘ1 ｈ´1 ＋ｘ0 ｈ´2 ｝ ＝ｘ1 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ0 ｛ｈ(2T)−ｈ´2 ｝ ｅ(3T)＝｛ｘ2 ｈ(T) ＋ｘ1 ｈ(2T)＋ｘ0 ｈ(3T)｝ −｛ｘ2 ｈ´1 ＋ｘ1 ｈ´2 ＋ｘ0 ｈ´3 ｝ ＝ｘ2 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ1 ｛ｈ(2T)−ｈ´1 ｝ ＋ｘ0 ｛ｈ(3T)−ｈ´3 ｝ ｅ(4T+△) ＝｛ｘ3 ｈ(T+ △) ＋ｘ2 ｈ(2T+△) ＋ｘ1 ｈ(3T+△) ｝ −｛ｘ3 ｈ´1 ＋ｘ2 ｈ´2 ＋ｘ1 ｈ´3 ｝ ＝ｘ3 ｛ｈ(T+ △) −ｈ´1 ｝＋ｘ2 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝ ＋ｘ1 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(5T+△) ＝｛ｘ4 ｈ(T) ＋ｘ3 ｈ(2T+△) ＋ｘ2 ｈ(3T+△) ｝ −｛ｘ4 ｈ´1 ＋ｘ3 ｈ´2 ＋ｘ2 ｈ´3 ｝ ＝ｘ4 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ3 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝ ＋ｘ2 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(6T+△) ＝｛ｘ5 ｈ(T) ＋ｘ4 ｈ(2T)＋ｘ3 ｈ(3T+△) ｝ −｛ｘ5 ｈ´1 ＋ｘ4 ｈ´2 ＋ｘ3 ｈ´3 ｝ ＝ｘ5 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ4 ｛ｈ(2T)−ｈ´2 ｝ ＋ｘ3 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(7T+△) ＝｛ｘ6 ｈ(T) ＋ｘ5 ｈ(2T)＋ｘ4 ｈ(3T)｝ −｛ｘ6 ｈ´1 ＋ｘ5 ｈ´2 ＋ｘ4 ｈ´3 ｝ ＝ｘ6 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ5 ｛ｈ(2T)−ｈ´2 ｝ ＋ｘ4 ｛ｈ(3T)−ｈ´3 ｝ となる。これに式（１）を考慮すると ｅ(T) ＝０ ｅ(2T)＝０ ｅ(3T)＝０ ｅ(4T+△) ＝ｘ3 ｛ｈ(T+ △) −ｈ´1 ｝＋ｘ2 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝ ＋ｘ1 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(5T+△) ＝ｘ3 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝＋ｘ2 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(6T+△) ＝ｘ3 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(7T+△) ＝０ となり、クロック位相が変化した場合、クロック位相の
変化が起きる直前のデータ系列がエコーキャンセラを構
成している適応型ＦＩＲフィルタの遅延線に残存してい
る間、エコー信号と疑似エコーとの間に誤差が生ずる。
また、このことは、エコーキャンセラを構成する適応型
ＦＩＲフィルタの次数がＮ次の場合にも当てはまる。
△、５Ｔ＋△、６Ｔ＋△、７Ｔ＋△について、エコー打
消残差ｅ(t) （ｔは時間）を求めるとエコー信号から、
疑似エコーを引いてそれぞれ ｅ(T) ＝ｘ0 ｈ(T) −ｘ0 ｈ´1 ＝ｘ0 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝ ｅ(2T)＝｛ｘ1 ｈ(T) ＋ｘ0 ｈ(2T)｝−｛ｘ1 ｈ´1 ＋ｘ0 ｈ´2 ｝ ＝ｘ1 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ0 ｛ｈ(2T)−ｈ´2 ｝ ｅ(3T)＝｛ｘ2 ｈ(T) ＋ｘ1 ｈ(2T)＋ｘ0 ｈ(3T)｝ −｛ｘ2 ｈ´1 ＋ｘ1 ｈ´2 ＋ｘ0 ｈ´3 ｝ ＝ｘ2 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ1 ｛ｈ(2T)−ｈ´1 ｝ ＋ｘ0 ｛ｈ(3T)−ｈ´3 ｝ ｅ(4T+△) ＝｛ｘ3 ｈ(T+ △) ＋ｘ2 ｈ(2T+△) ＋ｘ1 ｈ(3T+△) ｝ −｛ｘ3 ｈ´1 ＋ｘ2 ｈ´2 ＋ｘ1 ｈ´3 ｝ ＝ｘ3 ｛ｈ(T+ △) −ｈ´1 ｝＋ｘ2 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝ ＋ｘ1 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(5T+△) ＝｛ｘ4 ｈ(T) ＋ｘ3 ｈ(2T+△) ＋ｘ2 ｈ(3T+△) ｝ −｛ｘ4 ｈ´1 ＋ｘ3 ｈ´2 ＋ｘ2 ｈ´3 ｝ ＝ｘ4 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ3 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝ ＋ｘ2 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(6T+△) ＝｛ｘ5 ｈ(T) ＋ｘ4 ｈ(2T)＋ｘ3 ｈ(3T+△) ｝ −｛ｘ5 ｈ´1 ＋ｘ4 ｈ´2 ＋ｘ3 ｈ´3 ｝ ＝ｘ5 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ4 ｛ｈ(2T)−ｈ´2 ｝ ＋ｘ3 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(7T+△) ＝｛ｘ6 ｈ(T) ＋ｘ5 ｈ(2T)＋ｘ4 ｈ(3T)｝ −｛ｘ6 ｈ´1 ＋ｘ5 ｈ´2 ＋ｘ4 ｈ´3 ｝ ＝ｘ6 ｛ｈ(T) −ｈ´1 ｝＋ｘ5 ｛ｈ(2T)−ｈ´2 ｝ ＋ｘ4 ｛ｈ(3T)−ｈ´3 ｝ となる。これに式（１）を考慮すると ｅ(T) ＝０ ｅ(2T)＝０ ｅ(3T)＝０ ｅ(4T+△) ＝ｘ3 ｛ｈ(T+ △) −ｈ´1 ｝＋ｘ2 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝ ＋ｘ1 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(5T+△) ＝ｘ3 ｛ｈ(2T+△) −ｈ´2 ｝＋ｘ2 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(6T+△) ＝ｘ3 ｛ｈ(3T+△) −ｈ´3 ｝ ｅ(7T+△) ＝０ となり、クロック位相が変化した場合、クロック位相の
変化が起きる直前のデータ系列がエコーキャンセラを構
成している適応型ＦＩＲフィルタの遅延線に残存してい
る間、エコー信号と疑似エコーとの間に誤差が生ずる。
また、このことは、エコーキャンセラを構成する適応型
ＦＩＲフィルタの次数がＮ次の場合にも当てはまる。
【００１３】したがって、従来の技術において、タイミ
ングクロックの位相が変化することにより、エコーキャ
ンセラのエコー打消性能が劣化するという問題があっ
た。
ングクロックの位相が変化することにより、エコーキャ
ンセラのエコー打消性能が劣化するという問題があっ
た。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】このように、受信デー
タより生成したクロックのタイミングで受信信号から疑
似エコーを差し引くことにより、２線式双方向データ伝
送を行う通信装置のエコーキャンセラでは、受信データ
より生成したクロック位相が変化すると、エコー打消性
能が劣化するという問題があった。
タより生成したクロックのタイミングで受信信号から疑
似エコーを差し引くことにより、２線式双方向データ伝
送を行う通信装置のエコーキャンセラでは、受信データ
より生成したクロック位相が変化すると、エコー打消性
能が劣化するという問題があった。
【００１５】そこで、本発明は、クロック位相の変化に
影響されずに、エコー打消性能を安定化させることがで
きるエコーキャンセラの提供を目的とする。
影響されずに、エコー打消性能を安定化させることがで
きるエコーキャンセラの提供を目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、第１の発明は、受信データより生成したクロックの
タイミングで受信信号から疑似エコーを差し引くエコー
キャンセラにおいて、前記クロックの位相情報に基づき
タップ係数を設定する。
め、第１の発明は、受信データより生成したクロックの
タイミングで受信信号から疑似エコーを差し引くエコー
キャンセラにおいて、前記クロックの位相情報に基づき
タップ係数を設定する。
【００１７】第２の発明は、受信データより生成したク
ロックのタイミングで受信信号から疑似エコーを差し引
くエコーキャンセラにおいて、前記クロックの位相進み
情報、位相遅れ情報および位相不変情報を記憶する位相
情報記憶手段と、前記クロックの位相進み後および位相
遅れ後のサンプル数を計数するサンプル数計数手段と、
前記クロックの位相進み、位相遅れおよび位相不変に応
じた各タップ係数を設定するタップ係数設定手段と、前
記位相情報記憶手段に記憶された情報および前記サンプ
ル数計数手段により計数されたサンプル数に基づき、前
記複数のタップ係数から１つのタップ係数を選択するタ
ップ係数選択手段とを具備する。
ロックのタイミングで受信信号から疑似エコーを差し引
くエコーキャンセラにおいて、前記クロックの位相進み
情報、位相遅れ情報および位相不変情報を記憶する位相
情報記憶手段と、前記クロックの位相進み後および位相
遅れ後のサンプル数を計数するサンプル数計数手段と、
前記クロックの位相進み、位相遅れおよび位相不変に応
じた各タップ係数を設定するタップ係数設定手段と、前
記位相情報記憶手段に記憶された情報および前記サンプ
ル数計数手段により計数されたサンプル数に基づき、前
記複数のタップ係数から１つのタップ係数を選択するタ
ップ係数選択手段とを具備する。
【００１８】
【作用】本発明のエコーキャンセラでは、例えば適応型
ＦＩＲフィルタの各タップ係数を位相情報即ち位相進
み、遅れ、不変情報に応じて複数設け、これらタップ係
数を位相情報および位相変化後のサンプル数をもとに選
択しているので、クロック位相の変化に影響されずにエ
コー打消性能を安定化させることができる。
ＦＩＲフィルタの各タップ係数を位相情報即ち位相進
み、遅れ、不変情報に応じて複数設け、これらタップ係
数を位相情報および位相変化後のサンプル数をもとに選
択しているので、クロック位相の変化に影響されずにエ
コー打消性能を安定化させることができる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づき説明す
る。
る。
【００２０】第１図は本発明の一実施例に関する２線式
双方向データ伝送通信装置の構成を示す図である。
双方向データ伝送通信装置の構成を示す図である。
【００２１】同図に示すハイブリッド回路１０１は、平
衡回路にインピーダンスを伝送線路１０２のインピーダ
ンスと整合させることによりＤ／Ａ変換器１０３を介し
て送出される送信信号１０４が受信側へ回り込むエコー
を防止するとともに受信信号１０５と送信信号１０４と
の分割を行う。
衡回路にインピーダンスを伝送線路１０２のインピーダ
ンスと整合させることによりＤ／Ａ変換器１０３を介し
て送出される送信信号１０４が受信側へ回り込むエコー
を防止するとともに受信信号１０５と送信信号１０４と
の分割を行う。
【００２２】伝送線路１０２、ハイブリッド回路１０１
を介して伝送される受信信号は、エコー１０６と重畳
し、Ａ／Ｄ変換器１０７に入力される。
を介して伝送される受信信号は、エコー１０６と重畳
し、Ａ／Ｄ変換器１０７に入力される。
【００２３】Ａ／Ｄ変換器１０７の出力は、減算器１０
８に入力され、エコーキャンセラ１０９の出力（疑似エ
コー）が差し引かれ、エコー信号が除去される。
８に入力され、エコーキャンセラ１０９の出力（疑似エ
コー）が差し引かれ、エコー信号が除去される。
【００２４】ここで、エコーキャンセラ１０９の構成図
を第２図に、エコーキャンセラ１０９のタップ係数修正
部を第３図に示す。
を第２図に、エコーキャンセラ１０９のタップ係数修正
部を第３図に示す。
【００２５】このエコーキャンセラの入力は、送信デー
タ１１０および受信信号からシステムクロックタイミン
グを抽出する位相同期回路１１１の位相制御信号１１２
である。例えば、２値データである位相進み制御信号
（位相を進めた直後から１、位相を遅らせるとφ）と、
位相遅れ制御信号（位相を遅れせた直後から１、位相を
進めるとφ）と、タップ係数修正量を与える判定誤差信
号とからなる。
タ１１０および受信信号からシステムクロックタイミン
グを抽出する位相同期回路１１１の位相制御信号１１２
である。例えば、２値データである位相進み制御信号
（位相を進めた直後から１、位相を遅らせるとφ）と、
位相遅れ制御信号（位相を遅れせた直後から１、位相を
進めるとφ）と、タップ係数修正量を与える判定誤差信
号とからなる。
【００２６】さて、図２において、位相進み制御信号お
よび位相遅れ制御信号は、位相情報記憶部２０１および
位相変化後サンプル数カウンタ部２０２に入力される。
よび位相遅れ制御信号は、位相情報記憶部２０１および
位相変化後サンプル数カウンタ部２０２に入力される。
【００２７】位相情報記憶部２０１は、例えばＤ−フリ
ップフロップ等で位相情報の記憶を行い、位相変化後サ
ンプル数カウンタ部２０２は、位相制御信号が入力され
た時点または任意の遅延をおいて、例えばカウンタ等に
より１〜Ｎ＋１（Ｎはエコーキャンセラのタップ数）の
カウントを行う。
ップフロップ等で位相情報の記憶を行い、位相変化後サ
ンプル数カウンタ部２０２は、位相制御信号が入力され
た時点または任意の遅延をおいて、例えばカウンタ等に
より１〜Ｎ＋１（Ｎはエコーキャンセラのタップ数）の
カウントを行う。
【００２８】位相情報記憶部２０１および位相変化後サ
ンプル数カウンタ部２０２の出力は、それぞれのタップ
係数選択部２０３-1、２０３-2…２０３-Nに入力され
る。タップ係数選択部２０３-1、２０３-2…２０３-N
は、位相情報および位相変化後サンプル数をもとに、タ
ップ係数を選択するもので、例えば第ｉタップ係数選択
部２０３-iの場合、位相進み状態で、位相変化後サンプ
ル数ｎが１≦ｎ≦ｉの時、タップ係数ｈｉ＋を選択し、
ｉ＜ｎの時は、ｈｉを選択する。また、位相遅れ状態
で、位相変化後サンプル数ｎが１≦ｎ≦ｉの場合、タッ
プ係数ｈｉ−を選択し、ｉ＜ｎの場合はタップ係数ｈｉ
を選択する。ここで、ｈｉは第ｉタップの係数を示し、
添字＋，−はそれぞれ、位相進み時タップ係数、位相遅
れ時タップ係数を示す。添字のないものは位相不変時タ
ップ係数を示す。
ンプル数カウンタ部２０２の出力は、それぞれのタップ
係数選択部２０３-1、２０３-2…２０３-Nに入力され
る。タップ係数選択部２０３-1、２０３-2…２０３-N
は、位相情報および位相変化後サンプル数をもとに、タ
ップ係数を選択するもので、例えば第ｉタップ係数選択
部２０３-iの場合、位相進み状態で、位相変化後サンプ
ル数ｎが１≦ｎ≦ｉの時、タップ係数ｈｉ＋を選択し、
ｉ＜ｎの時は、ｈｉを選択する。また、位相遅れ状態
で、位相変化後サンプル数ｎが１≦ｎ≦ｉの場合、タッ
プ係数ｈｉ−を選択し、ｉ＜ｎの場合はタップ係数ｈｉ
を選択する。ここで、ｈｉは第ｉタップの係数を示し、
添字＋，−はそれぞれ、位相進み時タップ係数、位相遅
れ時タップ係数を示す。添字のないものは位相不変時タ
ップ係数を示す。
【００２９】上記のとおり選ばれた各タップ係数は、そ
れぞれ対応する遅延器２０４-1、２０４-2…２０４-Nの
出力Ｘｉと乗算器２０５-1、２０５-2…２０５-Nにより
乗算され、加算器２０６により加え合され、疑似エコー
出力が生成される。
れぞれ対応する遅延器２０４-1、２０４-2…２０４-Nの
出力Ｘｉと乗算器２０５-1、２０５-2…２０５-Nにより
乗算され、加算器２０６により加え合され、疑似エコー
出力が生成される。
【００３０】また、各タップ係数の修正は、例えば最急
降下法に基づいて、図３に示すように、判定誤差信号ｅ
ｋとステップゲインαとを乗算器３０１において乗して
重み付けしたデータと各対応する遅延器データＸｉとの
乗算器３０２による乗算結果を加算器３０３により加え
ることにより行われる。
降下法に基づいて、図３に示すように、判定誤差信号ｅ
ｋとステップゲインαとを乗算器３０１において乗して
重み付けしたデータと各対応する遅延器データＸｉとの
乗算器３０２による乗算結果を加算器３０３により加え
ることにより行われる。
【００３１】この後、上記したエコーキャンセラ１０９
の出力である疑似エコーが差し引かれた受信信号は、自
動利得調整器１１４に入力され、伝送路等での減衰が補
償される。自動利得調整器１１４の出力は減算器１１５
に入力され、等化器１１６の出力が差引かれ、伝送路等
の伝送特性により生じる符号間干渉が除去される。減算
器１１５の出力は、判定器１１７に入力され、判定器１
１７の判定結果として受信信号が得られる。
の出力である疑似エコーが差し引かれた受信信号は、自
動利得調整器１１４に入力され、伝送路等での減衰が補
償される。自動利得調整器１１４の出力は減算器１１５
に入力され、等化器１１６の出力が差引かれ、伝送路等
の伝送特性により生じる符号間干渉が除去される。減算
器１１５の出力は、判定器１１７に入力され、判定器１
１７の判定結果として受信信号が得られる。
【００３２】このように本実施例装置では、受信信号か
ら生成されたクロック位相情報に対応してエコーキャン
セラの各タップ係数を複数設け、クロック位相変化に応
じて最適なタップ係数を選択しているので、クロック位
相変化によるエコーキャンセラの打消性能劣化の影響を
受けずに、安定した打消性能を得ることができる。
ら生成されたクロック位相情報に対応してエコーキャン
セラの各タップ係数を複数設け、クロック位相変化に応
じて最適なタップ係数を選択しているので、クロック位
相変化によるエコーキャンセラの打消性能劣化の影響を
受けずに、安定した打消性能を得ることができる。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
タップ係数を位相情報および位相変化後のサンプル数を
もとに選択しているので、クロック位相の変化に影響さ
れずにエコー打消性能を安定化させることができる。
タップ係数を位相情報および位相変化後のサンプル数を
もとに選択しているので、クロック位相の変化に影響さ
れずにエコー打消性能を安定化させることができる。
【図１】本発明の一実施例に関する２線式双方向データ
伝送通信装置の構成を示す図である。
伝送通信装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の一実施例に関するエコーキャンセラの
構成図である。
構成図である。
【図３】本発明の一実施例に関するタップ係数修正部の
構成図である。
構成図である。
【図４】エコーの発生を説明するための図である。
【図５】従来の２線式双方向データ伝送通信装置の構成
を示す図である。
を示す図である。
【図６】従来技術の問題点を説明する図である。
【図７】従来技術の問題点を説明する図である。
【図８】従来技術の問題点を説明する図である。
１０１…ハイブリッド回路 １０３…Ｄ／Ａ変換器 １０７…Ａ／Ｄ変換器 １０９…エコーキャンセラ １１１…位相周期回路 １１６…イコライザ １１７…判定器
Claims (2)
- 【請求項１】 受信データより生成したクロックのタイ
ミングで受信信号から疑似エコーを差し引くエコーキャ
ンセラにおいて、 前記クロックの位相情報に基づきタップ係数を設定する
ことを特徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項２】 受信データより生成したクロックのタイ
ミングで受信信号から疑似エコーを差し引くエコーキャ
ンセラにおいて、 前記クロックの位相進み情報、位相遅れ情報および位相
不変情報を記憶する位相情報記憶手段と、 前記クロックの位相進み後および位相遅れ後のサンプル
数を計数するサンプル数計数手段と、 前記クロックの位相進み、位相遅れおよび位相不変に応
じた各タップ係数を設定するタップ係数設定手段と、 前記位相情報記憶手段に記憶された情報および前記サン
プル数計数手段により計数されたサンプル数に基づき、
前記複数のタップ係数から１つのタップ係数を選択する
タップ係数選択手段とを具備することを特徴とするエコ
ーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15477892A JPH05347571A (ja) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15477892A JPH05347571A (ja) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | エコーキャンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05347571A true JPH05347571A (ja) | 1993-12-27 |
Family
ID=15591694
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15477892A Withdrawn JPH05347571A (ja) | 1992-06-15 | 1992-06-15 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05347571A (ja) |
-
1992
- 1992-06-15 JP JP15477892A patent/JPH05347571A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990831 |