DE69633454T2

DE69633454T2 - Adaptives echounterdrückungsverfahren

Info

Publication number: DE69633454T2
Application number: DE69633454T
Authority: DE
Inventors: Johnny Karlsen; Anders Eriksson
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1995-10-11
Filing date: 1996-10-02
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2016-10-03
Also published as: WO1997014230A1; SE9503545L; CN1199519A; CA2234555C; JPH11513553A; KR100320315B1; SE505152C2; AU708551B2; SE9503545D0; DE69633454D1; EP0855110B1; AU7380296A; JP4027421B2; CN1098572C; KR19990064190A; US6137882A; CA2234555A1; EP0855110A1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein adaptives Echokompensationsverfahren, in welchem eine Anpassung bzw. Adaption eines Echokompensators in einer Umgebung mit niedrigem Signal-zu-Hintergrundrausch-Verhältnis verhindert wird.
Hintergrund der Erfindung
Ein Echo ist ein Problem, das die wahrgenommene Sprachqualität in Telefonsystemen mit langen Verzögerungen betrifft, z. B. Telefonieren über weite Distanzen oder Telefonsysteme, die lange Verarbeitungsverzögerungen verwenden, wie digitale zellulare Systeme. Das Echo tritt in vier-auf-zwei Leitungsumwandlungen in der PSTN- (öffentliches Telefonnetzwerk)/Teilnehmer-Schnittstelle auf. Um dieses Echo zu entfernen, werden Echokompensatoren gewöhnlich in Durchgangsvermittlungen bzw. -zentralen für Verkehr über lange Distanzen und in Mobildienstvermittlungszentren für zellulare Anwendungen bereitgestellt.
Aufgrund des Ortes des Echokompensators wird er adaptiv ausgebildet; derselbe Echokompensator wird für viele verschiedene Teilnehmer in dem PSTN verwendet. Diese Anpassung ist nicht nur zwischen verschiedenen Anrufen notwendig, sondern auch während jedes Anrufs, aufgrund der nicht festgelegten Art des Übertragungsnetzes, z. B. Phasenschlupf bzw. -sprünge, Drei-Parteien-Anrufe, etc.
Ein Problem bei diesem Filteranpassungsvorgang ist, dass das Filter divergieren kann, wenn das Eingangssignal auf einen Pegel abnimmt, der sich dem Pegel des Hintergrundrauschens annähert. Um zu verhindern, dass das Filter in Situationen divergiert, in welchen der Pegel des Hintergrundrauschens mit dem Signalpegel vergleichbar ist, wurde vorgeschlagen [1], das Aktualisieren des Filters zu unterbinden, wenn die Leistung des Eingangssignals geringer ist als ein gegebener Schwellwert. Um Probleme zu überwinden, die mit der Verwendung eines festen Schwellwertes verbunden sind, wird der Schwellwert in [1] adaptiv gemacht. Das Verfahren in [1] basiert auf einem Vergleich der Leistung des Eingangssignals mit dem Pegel des Hintergrundrauschens. Die Anpassung wird verhindert, wenn die Leistung des Echos (Leistung des Eingangssignals – Echopfadabschwächung bzw. engl. Echo Path Attenuation bzw. ERL) geringer ist als der Pegel des Hintergrundrauschens plus einen Spielraum von 1 bis 5 dB.
Ein Problem des beschriebenen Ansatzes ist seine Abhängigkeit von einem genauen Schätzwert der Echopfadabschwächung ERL. Falls ein hoher ERL-Wert geschätzt wird, kann die Anpassung vollständig unterbunden werden. Daher werden die Filterkoeffizienten "eingefroren" bzw. festgesetzt, und es wird kein neuer ERL-Schätzwert gefunden, angenommen ERL wird aus den Filterkoeffizienten geschätzt. Falls die Eigenschaften des echoerzeugenden Systems sich nun ändern, wird das Filter nicht imstande sein, sich der neuen Situation anzupassen. Daher ist das in [1] vorgeschlagene Verfahren zu konservativ, d. h. die Filteraktualisierung wird auch in den Situationen unterbunden, in denen dies vermieden werden sollte.
Dokument [3] beschreibt einen Echokompensator, in dem ein dynamischer Eingangssignalschwellwert aus dem Durchschnitt der Amplituden neuerer Eingangssignalproben bzw. Eingangssignal-Abtastwerte gebildet wird. Ein Kriterium für das Aktualisieren des Echokompensierfilters beruht teilweise darauf, ob die Amplitude der aktuellen Eingangssignalprobe diesen Schwellwert übersteigt.
Zusammenfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein adaptives Echokompensationsverfahren bereitzustellen, in dem eine Anpassung eines Echokompensators in einer Umgebung mit niedrigem Signal-zu-Hintergrundrausch-Verhältnis nur verhindert wird, wenn dies absolut notwendig ist.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung, zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen davon, wird am besten verständlich unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung zusammengenommen mit den begleitenden Zeichnungen, in welchen:
1 ein Blockdiagramm eines Echoerzeugungssystems zeigt;
2 ein Blockdiagramm eines Echokompensationssystems zeigt;
3 ein Zeitdiagramm der Eingangssignalleistung an einem Echokompensator zeigt; und
4 ein Flussdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
1 zeigt den Echoerzeugungsvorgang in einem Telefonsystem. Ein Teilnehmer A, der nachstehend Teilnehmer der Gegenseite bzw. Teilnehmer am fernen Ende ("far end subscriber") genannt wird, ist über eine Zwei-Drahtleitung mit einem Hybrid (ein Hybrid bildet die Schnittstelle zwischen einer Vier-Draht- und einer Zwei-Drahtverbindung, wie es im Stand der Technik wohlbekannt ist) verbunden. In ähnlicher Weise ist ein Teilnehmer B, der nachstehend Teilnehmer der eigenen Seite bzw. Teilnehmer am nahen Ende ("near end subscriber") genannt wird, mit einem anderen Hybrid über eine Zwei-Drahtleitung verbunden. Die Zwei-Drahtleitungen transferieren sowohl eingehende und ausgehende Sprachsignale. Ausgehende Sprache von dem Teilnehmer A der Gegenseite wird an den Teilnehmer B auf der eigenen Seite über die obere Zwei-Drahtleitung in 1 übertragen. In ähnlicher Weise wird ausgehende Sprache von dem Teilnehmer B auf der eigenen Seite zu dem Teilnehmer A der Gegenseite auf der unteren Zwei-Drahtleitung in 1 übertragen. Jedoch enthält auch die untere Zwei-Drahtleitung von dem Teilnehmer B an den Teilnehmer A ein Echo ausgehender Sprache von Teilnehmer A, welche der Hybrid bei Teilnehmer B nicht vollständig unterdrücken konnte. In ähnlicher Weise enthält die obere Zwei-Drahtleitung in 1 ein Echo ausgehender Sprache von Teilnehmer B.
2 zeigt, wie das Echo zurück an den Teilnehmer A auf der eigenen Seite kompensiert wird (eine ähnliche Anordnung ist auf der Gegenseite vorgesehen). Ein Eingangssignal x(n), wobei n eine diskrete Zeit bezeichnet, stellt Sprache von dem Teilnehmer A dar. Das Eingangssignal x(n) wird durch den Hybrid abgeschwächt (die Abschwächung ist durch die Echopfadabschwächung ERL (ERL = Echowiederkehrverlust) dargestellt), und das resultierende Echosignal s(n) wird mit dem Signal auf der eigenen Seite v(n) kombiniert, welches Sprache auf der eigenen Seite enthalten kann aber nicht muss. Daher enthält das resultierende Ausgangssignal y(n) sowohl das Signal der eigenen Seite als auch ein Echo von dem Signal der Gegenseite. Ferner wird das Eingangssignal x(n) auch an ein adaptives Filter weitergeleitet, das die Impulsantwort des Hybrids durch Anpassen seiner Filterkoeffizienten modelliert (eine typische Filterlänge besteht aus 512 Koeffizienten). Der resultierende Schätzwert des Echosignals s(n) wird als s(n) bezeichnet. Dieser Schätzwert wird von einem Ausgangssignal y(n) subtrahiert, und das resultierende Fehlersignal e(n) wird an das adaptive Filter zur Anpassung der Filterkoeffizienten und an die Zwei-Drahtleitung zurück zu dem Teilnehmer A der Gegenseite weitergeleitet.
Häufig wird das Echo s(n) unter Verwendung eines FIR (Finite Impulse Response bzw. Finites Impulsansprechen) modelliert und der Schätzwert s(n) wird durch das Verfahren des normierten kleinsten Durchschnittsquadrats (NLMS bzw. Normalized Least Mean Square) bestimmt (s. z. B. [2]). Für zeitinvariante Signale lässt sich zeigen, dass die stationäre Fehlanpassung, d. h. die Leistung des Fehlers des geschätzten Echos, E(s ^(n) – s(n))², für eine konstante Schrittgröße μ des NLMS-Verfahrens gleich ist zu (s. z. B. [2]):
wobei Ev²(n) die Varianz bzw. Abweichung des Rauschens v(n) der eigenen Seite (Signal von dem Teilnehmer B der eigenen Seite während Zeitperioden ohne Sprache) ist. Der Fehler im Schätzwert s ^(n) liegt jedoch an Fehlern in den geschätzten FIR-Koeffizienten ⎨b_k⎬. Diese Fehler der FIR-Filterkoeffizienten können angenähert werden durch (basierend auf Gleichung (45) in [2])
wobei N die Filterlänge ist. Unter der Annahme, dass das Filter in einem stationären Szenario konvergiert hat, ist die Varianz der Filterkoeffizienten gegeben durch (2). Falls nun die Leistung des Eingangssignals x(n) abnimmt, ergibt (2) eine erhöhte stationäre Varianz der Filterkoeffizienten und das Filter wird divergieren. Falls die Leistung von x(n) sich wieder erhöht, wird das Filter erneut konvergieren, aber der Schätzwertfehler E(s ^(n) – s(n))² kann unerwünscht hoch sein bevor das Filter erneut konvergiert hat. Daher ist eine Art von Steuerung des Aktualisierungsvorgangs des Filters wünschenswert, um zu verhindern, dass sich der Schätzwertfehler zu drastisch erhöht in Situationen mit nicht stationären Eigenschaften des Eingangssignals.
3 zeigt die oben beschriebene Situation in Form eines Zeitdiagramms. Kurve 1 in 3 stellt die Eingangsleistung R_x des Eingangssignals x(n) dar. In diesem Fall ist das Signal ziemlich stark und weit über dem Rauschpegel NL (v(n) ohne Sprache auf der eigenen Seite), durch die gestrichelte Linie in 3 dargestellt. In diesem Fall würde das Filter sogar in den Tälern der Kurve konvergieren. Falls jedoch die Distanz zwischen dem Rauschpegel NL und dem Signal verringert wird, entweder aufgrund einer niedrigen Signalleistung, wie durch Kurve 2 in 3 dargestellt, oder durch einen höheren Rauschpegel NL, wird das Filter in den Tälern divergieren. Wie oben erwähnt, vergleicht das in [1] beschriebene Verfahren die Leistung des Eingangssignals x(n) mit dem Pegel NL des Hintergrundrauschens, um dieses Problem zu überwinden. Eine Anpassung des Filters wird verhindert, wenn die Leistung des Echos s(n) geringer als der Pegel des Hintergrundrauschens, mit einem Spielraum von 1 bis 5 dB. Das heißt,
wobei ERL einen Schätzwert der Echopfadabschwächung bezeichnet und C ein konstanter Sicherheitsspielraum ist (im Bereich von 1 bis 5 dB).
Ein Problem des oben beschriebenen Ansatzes ist seine Abhängigkeit von einem genauen Schätzwertes der Echopfadabschwächung ERL. Wenn ein hoher ERL-Wert geschätzt wird, kann die Anpassung vollständig unterbunden werden, da R_x/ERL sehr wohl unter C·NL für alle Eingangssignalpegel sein kann. Daher werden die Filterkoeffizienten "eingefroren" und, unter der Annahme, dass ERL als die Summe der Quadrate der Filterkoeffizienten geschätzt wird, wird kein neuer ERL-Schätzwert gebildet. Daher ist Bedingung (3) zu konservativ. Die Filteranpassung kann in einem toten Punkt enden. Dies kann beispielsweise der Fall sein für ein Eingangssignal ähnlich der Kurve 3 in 3, welches vollständig unter der gestrichelten Linie ERL + NL + C liegt (ERL·NL·C, ausgedrückt in dB).
Die grundlegende Idee gemäß der vorliegenden Erfindung, dieses Problem zu überwinden, ist die Aktualisierung des Filters zu steuern durch Vergleichen eines Durchschnitts über die kurze Zeit R_x ^sta der Leistung von x(n) mit einem Durchschnitt über die lange Zeit R_x ^lta der Leistung von x(n). Falls das Durchschnitts über die kurze Zeit den Durchschnitts über die lange Zeit unterschreitet, wird die Filteranpassung unterbunden.
Die grundlegende Idee kann wie folgt in eine Formel gefasst werden: Die Anpassung wird unterbunden, wenn Rstax < max(γRltax , D) (4),wobei D eine vordefinierte Konstante ist (z. B. in der Größenordnung von –45 dBmO), die zum Unterbinden der Anpassung während Zeitperioden von sowohl geringer Eingangsleistung als auch geringen Hintergrundrauschpegeln verwendet wird, und wobei γ gegeben ist durch
Die Konstante α(> 0) stellt sicher, dass die Anpassung des Filters nie vollständig unterbunden wird (wenn der geschätzte ERL-Wert hoch ist, wird α in Gleichung (5) gewählt, da α in diesem Fall geringer als ERL·NL/R_x ^lta sein wird). Durch Wählen von α ≈ 1 (zum Beispiel 0,95) wird das Filter zumindest dann aktualisiert, wenn der Durchschnitt über die kurze Zeit R_x ^sta des Eingangssignals x(n) den Durchschnitt über die lange Zeit R_x ^lta übersteigt.
Das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Kurve 3 gezeigt. Der kurze Doppelpfeil R_x ^sta stellt den Durchschnitt über die kurze Zeit dar. Die Länge des Doppelpfeils stellt das Zeitintervall dar, über welches der Durchschnitt gebildet wird (typische Werte sind 60–70 Millisekunden). In ähnlicher Weise stellt der als R_x ^lta bezeichnete Doppelpfeil den Durchschnitt über die lange Zeit dar, der typischerweise über ein Zeitintervall berechnet wird, das mindestens eine Größenordnung länger ist als die Zeitperiode zum Berechnen des Durchschnitts über die kurze Zeit, beispielsweise einer Größenordnung von 4 Sekunden. Daher werden nur die neuesten Proben zum Berechnen des Durchschnitts über die kurze Zeit verwendet, während eine große Anzahl von Proben zum Berechnen des Durchschnitts über die lange Zeit verwendet werden. Wie aus der Figur ersichtlich, übersteigt der Durchschnitt über die kurze Zeit im Probenaugenblick n den Durchschnitt über die lange Zeit im gleichen Augenblick (der Abstand über der t-Achse stellt den entsprechenden Durchschnitt dar). Daher würde die vorliegende Erfindung in diesem Fall (Kurve 3, Probenaugenblick n) ein Filteraktualisieren erlauben, während das Verfahren gemäß dem Stand der Technik ein Filteraktualisieren unterbinden würde.
Eine bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf das Flussdiagramm in 4 beschrieben. In Schritt 10 wird die nächste Probe des Eingangssignals x(n) gesammelt. In Schritt 12 wird ein neuer Durchschnitt über die lange Zeit R_x ^lta mit der neuen Probe berechnet. In ähnlicher Weise wird in Schritt 14 einen neuer Durchschnitt über die kurze Zeit R_x ^sta mit der neuen Probe berechnet. In Schritt 16 wird γ gemäß obiger (5) berechnet. Im Schritt 16 wird ein Referenzpegel R gemäß der rechten Seite der obigen Relation (4) berechnet. In Schritt 20 wird der Durchschnitt über die kurze Zeit mit dieser Referenz verglichen. Falls der Durchschnitt über die kurze Zeit unter den Referenzpegel fällt, wird eine Filteraktualisierung in Schritt 24 unterbunden, andernfalls wird das Filter in Schritt 22 aktualisiert. Danach kehrt der Algorithmus zu Schritt 10 zum Sammeln der nächsten Probe zurück.
In einer vereinfachten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann D auf 0 gesetzt werden, was –∝ dBmO oder Hintergrundrauschen von null entspricht. In diesem Fall wird die rechte Seite von (4) immer gleich γR_x ^lta sein.
Der Fachmann wird verstehen, dass verschiedene Modifikationen und Veränderungen an der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden können, ohne den Rahmen derselben zu verlassen, der durch die angehängten Ansprüche definiert wird.
Quellenangaben

[1] WO 93/09608, Nokia Telecommunications OY
[2] D. T. M. Slock, "On the convergence behavior of the LMS and the normalized LMS algorithms", IEEE Transactions on Signal Progressing, 41(9): 2811–2825, September 1993
[3] US-A-3 789 165

Claims

Ein adaptives Echokompensationsverfahren, in welchem eine Anpassung bzw. Adaption eines Echokompensators in einer Umgebung mit niedrigem Signal-zu-Hintergrundrausch-Verhältnis verhindert wird, gekennzeichnet durch die Schritte: Bestimmen eines Durchschnitts über eine kurze Zeit (R_x ^sta) der Leistung von letzten Proben eines Eingangssignals x(n) des Echokompensators; Bestimmen eines Durchschnitts über eine lange Zeit (R_x ^lta) der Leistung von letzten Proben des Eingangssignals x(n); und Verhindern einer Anpassung des Echokompensators, wenn der Durchschnitt über die kurze Zeit niedriger ist, als das Maximum des Durchschnitts über die lange Zeit multipliziert mit einem vorbestimmten Faktor (γ) und einer ersten vorbestimmten Konstante (D) ist, wobei der vorbestimmte Faktor das Minimum ist von (a) einer zweiten vorbestimmten Konstante (α), die größer als Null ist, und (b) einem Produkt einer Rauschpegelschätzung und einer Echopfadabschwächungsschätzung (ERL) dividiert durch den Durchschnitt über die lange Zeit (R_x ^lta).
Das Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste vorbestimmte Konstante einem Hintergrundrauschpegel der Größenordnung von –45 dBmO entspricht.
Das Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite vorbestimmte Konstante ungefähr 1 ist.
Das Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite vorbestimmte Konstante gleich 0,95 ist.
Das Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Durchschnitt über die kurze Zeit, der über eine Zeitperiode der Größenordnung von 60–70 ms gebildet wird.
Das Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Durchschnittsleistung über der langen Zeit über eine Zeitperiode der Größenordnung von 4 Sekunden gebildet wird.
Das Verfahren nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass die erste vorbestimmte Konstante gleich 0 ist, was einem Hintergrundrauschen von Null entspricht.