JPS6251010B2 - - Google Patents

Info

Publication number
JPS6251010B2
JPS6251010B2 JP52068011A JP6801177A JPS6251010B2 JP S6251010 B2 JPS6251010 B2 JP S6251010B2 JP 52068011 A JP52068011 A JP 52068011A JP 6801177 A JP6801177 A JP 6801177A JP S6251010 B2 JPS6251010 B2 JP S6251010B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
digital
stored
echo canceller
signal
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
JP52068011A
Other languages
English (en)
Other versions
JPS52153315A (en
Inventor
Ansonii Hoona Otakaa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
KOMYUUNIKEISHONZU SATERAITO CORP
Original Assignee
KOMYUUNIKEISHONZU SATERAITO CORP
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by KOMYUUNIKEISHONZU SATERAITO CORP filed Critical KOMYUUNIKEISHONZU SATERAITO CORP
Publication of JPS52153315A publication Critical patent/JPS52153315A/ja
Publication of JPS6251010B2 publication Critical patent/JPS6251010B2/ja
Granted legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、エコー・キヤンセラ、特にエコ
ー・キヤンセラのハードウエアを簡単化するため
に対数フオーマツトを使用したエコー・キヤンセ
ラに関する。
（従来技術） 良く知られているように、長距離通信回線で
は、加入者端の電話機に接続される加入者線路は
２線式回線が用いられ、これらの加入者線路間を
接続する長距離線路は４線式回線が用いられ、こ
れら２線式−４線式の相互交換のためにハイブリ
ツドコイル及びバランス用ネツトワークから成る
ハイブリツド装置が設けられている。
しかし、２線式の加入者線は夫々線路長やイン
ピーダンスが異なるのでハイブリツド装置におい
て完全な整合をとることが困難であるため、この
不整合によつて、ハイブリツド装置の４線入力側
へ入る受信信号は４線出力側へ漏洩し、この漏洩
した信号が送話者に戻つてエコーとなり、通話品
質の劣下を招く問題を生ずる。
特に、４線式回線システムを極めて長距離の回
線に使用した場合にこのエコー信号は大きな通話
障害となる。
例えば、アメリカ大陸の西海岸と東海岸とを結
ぶ長距離通信回線では、１周の伝搬遅延（Round
Trip Delay）ｔRDは約70ms、衛星通信回線での
伝搬遅延ｔRDは約500msというように大きな場合
には、エコー・サプレツサ（反響抑圧装置）及び
又はエコー・キヤンセラ（反響消去装置）が商業
通信上必要である。
このため、過去45年間に亘つて、可成りの研
究、開発の努力がこのエコー・サプレツサについ
てなされてきた。エコー・サプレツサは、比較的
簡単な電気機械的スイツチや音声を感知して開閉
する電子スイツチで形成され、これが４線式回路
の送信側に設けられ、受信側よりハイブリツド装
置へ受信信号が入るときその信号の方向に応じて
送信側線路を遮断し、エコー信号が戻らないよう
にするものである。
この種のエコー除去技術及び方法についてはか
なりの改善がなされたにもかかわらず、これらの
装置は下記のような状況のもとでは２線式通信に
充分良好な品質を与えることができない問題があ
つた。問題を生じる場合を列記すると、 (a) 両加入者が同時に送話しようとする場合、即
ち、いわゆるダブル・トーク期間の場合。
(b) 通信に使用される電話機の送信信号レベル間
に大きな差がある場合。この場合、回路は公称
損失（ロス）を有するものとする。
(c) 伝送線路の損失が小さい場合、即ちエコー・
リターン・ロス（ERL）が減少するほどエコ
ーがよりに顕著となつて通話品質が低下する場
合。
又、これらいずれの条件においても前記伝送遅
延ｔRDの増加と共に通信品質に不利な影響を招く
が、通話加入者間の伝播時間が長いことだけが品
質に不利な影響をもたらす理由ではなく、他に、
エコー・リターン・ロス（ERL）の平均値μHL
及び標準偏差σHLに関する基準が相互に異なる電
話回線間で相互接続される事にも起因する。
上述の如きエコー・サプツレツサの問題を解消
するために、J.L.Kelly、Jr.により「エコー・キ
ヤンセラ」が提案され、この考え方の実施につい
てはM.J.Sondhiにより「An Adaptive Echo
Canceller（適応型エコー・キヤンセラ）」Bell
System Technical Journal（ベル・システム・
テクニカル・ジヤーナル）、第46巻、No.３、1967
年３月、第497〜511頁に記載されている。
この設計はアナログ技術を使用するものであ
る。換言すれば、アナログ遅延線がエコー信号の
複製を生成し、これを受信信号から差引く設計と
なつている。しかし、遅延時間が数10msにも及
ぶようなアナログ遅延線を実現することは困難な
ことである。
そこで、アナログ技術に関する上述の問題を解
決すべく、制御ループ内にデイジタル技術を使用
したいわゆる「デイジタル・エコー・キヤンセ
ラ」が開発された。
この設計についてはS.J.Campanellaその他に
よる「Analysis of an Adaplive Impulse
Response Echo Canceller（適応型インパルス応
答エコー・キヤンセラの解析）」、
COMSATTechnical Review（コムサツト・テク
ニカル・レビユー）、第２巻、No.１、1972年春、
第１ないし38頁に記載されている。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、このデイジタル・エコー・キヤ
ンセラの基本的方法は有効なものではあるがその
システムは複雑かつ高価なものである。このデイ
ジタル・エコー・キヤンセラが複雑かつ高価とな
る主な理由は、音声のダイナミツク・レンジが広
いことと、ハイブリツド装置とエコー・キヤンセ
ラとの間の往復遅延時間2tEが大であることに対
応するために装置が極めて膨大となるためであ
る。即ち、音声信号レベルが変化しても満足な結
果が得られるようにするためには、音声は11ない
し12ビツトの精度で、サンプルされ量子化され処
理されなければならない。そして、電話回線網に
おけるエコーの遅延2tEは50ms程度に達する。し
たがつて、8kHzのサンプル速度の場合、デイジ
タル・エコー・キヤンセラは1Kないし2Kバイト
（bytes）の音声サンプルを記憶する記憶装置を必
要とし、更に、これらサンプルを3MHzより大な
るクロツク速度で処理することができなければな
らない。その結果、このデイジタル・エコー・キ
ヤンセラは、今迄の最も複雑なエコー・サプレツ
サと比較して、複雑さとコストの点でほぼ２倍程
度のものとなるのである。
（問題点を解決するための手段） 本発明は、ハードウエアを簡単化すると共に、
デイジタル信号処理方法の具備する利点をも保持
するエコー・キヤンセラを提供することを目的と
するものである。
また、この発明は、デイジタル・エコー・キヤ
ンセラを再設計してその複雑さ、サイズ、コスト
を従来のエコー・サプレツサに匹敵する程度に迄
下げることを他の目的とするものである。
上述の目的およびその他の目的を達成する為に
本発明は下記の(a)〜(g)の事項を実現することによ
つて行つている。
(a) 受信経路および送信経路の双方において信号
をアナログ的に処理する。即ち、経路内では信
号をアナログ信号の形で伝える。そして、デイ
ジタル・エコー・キヤンセラ内部で処理するデ
イジタル信号のデイジタル・コードの選択につ
いては、如何なる通信回線基準に基づく経路に
おいても制限されないようにする。
(b) 音声サンプルおよびインパルス応答係数のサ
ンプルを、それぞれ符号、指数部と仮数部にて
表されるデータにエンコードし、この変換を直
接行うＡ／Ｄ変換器（アナログ・デイジタル・
コンバータ）を用いる。更に、音声サンプルお
よびインパルス応答係数のサンプルを、それぞ
れ非直線量子化の一手法であるところのＡ法則
（Ａ−Law）の手法を適用してエンコードす
る。この際のセグメント（折線）数は例えば７
ないし13セグメントとし、対数圧押した近似デ
ータに変換する。これによつて少なくとも11ビ
ツト・リニア・コードに相当する分解能及びダ
イナミツク・レンジを確保し、これにより記憶
素子の大幅な節約を達成する。尚、このＡ法則
の手法に基づき且つ符号、指数部と仮数部にて
表される近似データの構成を擬対数フオーマツ
トと呼ぶこととする。
(c) 疑似エコーを演算するためのたたみ込み演算
装置における掛算を音声サンプルおよびインパ
ルス応答係数サンプルの対数（底は２）の和と
して行なう。
(d) 未知変数であるところのエコー経路のインパ
ルス応答係数を同定する為の補正処理装置に具
備される相互相関器において、インパルス応答
係数は量子化信号（補正量）を加算する代り
に、ある定数を乗算（掛算）することによつて
更新する。この定数を乗算するというアルゴリ
ズムによれば、補正量を加算するというアルゴ
リズムよりも処理速度を向上させることが出
来、特に、複数の加算演算を行う場合にその効
果が顕著に現れ、更に、この高速アルゴリズム
によると、実際の通信回線のインパルス応答の
変化に対するインパルス応答係数の同定速度を
向上することができる。例えば、インパルス応
答の変化の一つはエコー経路の位相が一定に変
化する所謂「フエイズ・ロール」があり、他の
変化は同時に通信回線の両端に話者がいる場合
に生ずる所謂「ダブル・トーク」等があり、こ
の高速なアルゴリズムによつてこれらの変化に
高速に対応する事ができる。尚、この点に関し
ては、NATIONAL
TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE
−79CLR41、Conference Proceedings、
Vol.3、pages48.1.1−pages48.1.1.7、O.A.
HORNA著の“Ａ COMPARISON OF
IDENTIFICATION ALGORITHMS
EMPLOYED IN ECHO CANCELLER
IMPLEMENTATION”の第48.1.3ページから
第48.1.4ページの“ADAPTATION
CRITERIA”の章に示されている適応処理の
理論（theory of adaptation process）に極め
て詳しく示されている。
(e) 上記補正処理装置のフイードバツクループ
｛即ち、上記インパルス応答係数を適応的
（adaptive）に補正する為のループ｝をノンリ
ニア・ダンピング（non−linear dumping）の
作用によつて安定化する。即ち、信号の種々の
状態を検出し、そして補正処理装置がインパル
ス応答系を補正する前に、ある小さなスレシヨ
ルド・レベルを設定する事により振幅を非線的
に減衰させて振幅振動に対してダンピング作用
をさせる。尚、この技術に関しては、Comsat
Technical Review、Volume ７、Number2、
Fall 1977、Pages 409 to 428に記載の
“Stability of the correction loop”の章、第
409ページから第413ページに示されている。
(f) 実際のエコーと演算により得られた疑似エコ
ーとの差であるところの残留エコー信号を連続
的に適応性を示すセンタ・クリツパに通すこと
によつて、検知可能レベル以下の小さな歪みを
除去する。尚、この技術に関しては、Comsat
Technical Review、Volume ７、Number
２、Fall 1977、Pages 393 to 428に記載の
“Adaptive center clipper”の章、第415ペー
ジから第413ページに示されている。
(g) 送話者よりの音声信号をサンプリングする為
の周期（即ち、たたみ込処理を行う周期に相当
する）内をデジタル信号処理の為の期間とアナ
ログ信号処理する為の期間とに時分割し、アナ
ログ信号処理する期間にはデジタル信号処理を
停止するようにしてクロストークの発生を低減
させる。一例として、サンプリング周期を125
μｓ、その内のデジタル信号処理期間を100μ
ｓ、残りの25μｓをアナログ信号処理期間とす
る。
これら(a)〜(g)の事項に加えて、更に説明を続け
ると、音声サンプルｘiは擬対数フオーマツトに
エンコードされるが、このＡ法則のエンコーデイ
ングについてはTransmissions Systems for
Communications（通信用送信システム）第４
版、Bell TelephoneLaboratories、Inc.（ベル・
テレフオン・ラボラトリーズ・インコーポレーテ
ツド）1970年２月発行、に記載されている。そし
て、このデイジタル・フオーマツトは、40dBの
ダイナミツク・レンジにおいて良好な信号対雑音
比（30dB以上）を与え、そして同一の信号対雑
音比を得るに必要とされる11ビツト・リニア・コ
ードと比較すると、音声サンプルを記憶するため
のＸ−レジスタの規模を35％程度小さくすること
ができる。
又、インパルス応答係数を記憶するためのＨ−
レジスタのワードデータも、指数を３ビツト、仮
数を４ビツトとする擬対数フオーマツトでエンコ
ードされ処理される｛尚、Ｈ−レジスタの１ワー
ド（ｈiワード）は更に符号ビツトを付けて８ビ
ツトである｝ので、Ｈ−レジスタのサイズを27％
減少することができる。
ところで、特に、ハードウエアの節約は、マル
チプライヤの設計においてなされる。Ｘ−レジス
タにおける１ワード毎のサンプル（ｘiワード）
および上記ｈiワードは双方共に対数フオーマツ
トでエンコードされているので、ｘiワードとｈi
ワードとの積ｘi・ｈiは、log2（ｘi）＋log2（ｈi）
の和として実質的な掛算が成される。したがつて
本発明によれば、最大11ビツトと11ビツトとの掛
算を行なうデイジタル・エコー・キヤンセラにお
ける従来の乗算器は加算器で置き代えられてい
る。
Ｘ−レジスタに記憶される音声サンプルの平均
値又は実効値（root mean square values）を計
算するために新規なアルゴリズムが使用される。
尚、後述する実施例においては、平均値が計算さ
れるようになつている。
ただしこの加算器は、各サンプリング周期毎に
記憶されるサンプルｘiの絶対値を全て加算して
から算出するという一般的な方法の代りに、平均
値メモリの現在の内容から最も旧いサンプルを差
引きそして新規のサンプル｜ｘi+o+1｜を加えるこ
とにより平均値メモリの現在の内容を更新すると
いう手法が適用される。これにより、各サンプリ
ング周期における加算回路は減少し、回路の簡素
化を可能とした。又、特定の閾値よりも大なるサ
ンプルの絶対値｜ｘi+j｜を平均値メモリの内容
に加算するのみで平均値あるいは実効値を発生す
ることも行なわれる。尚、このアルゴリズムにて
算出される平均値又は実効値を擬rms値とよぶ。
このようにして、実効値を求める為の処理装置
におけるビツト数を減らすことができ、デイジタ
ル・エコー・キヤンセラにおいて同様の目的で従
来用いられている16ビツトの加算演算用アキユム
レータを簡単な加算器とオーバーフロー・カウン
タとで置き代え、回路の簡素化を可能としてい
る。
シミユレート即ち計算により発生される擬似エ
コー信号のアナログ減算が帰路において使用され
また、インパルス応答係数を補正する為の補正値
を適宜に修正する所謂Δｈ補正のために、デイジ
タル回路の代りにアナログ・コンパレータが使用
される。このように、安価な集積回路演算増幅器
およびコンパレータを使用することにより、従来
のエコーキヤンセラからＡ／Ｄ変換器及びＤ／Ａ
変換器を１個づつ省略することができ、回路を簡
単化することができると共に、帰還信号経路にお
ける量子化雑音および歪みを除去することができ
ることとなつた。
更に、このエコー・キヤンセラによれば、使用
の際に、デイジタル信号はエコー・キヤンセラの
処理装置内だけで使用されるものであり、異なる
音声チヤンネル基準、例えばC.C.I.R.により標準
化されているＡ法則あるいは他のμ法則のような
基準に従うための考慮を必要としないので、利用
し易いという効果をも兼備えている。
また、このエコー・キヤンセラの効率を所謂適
応型センタ・クリツパを帰路に設けることによつ
て向上させ、あるいは、適応型センタ・クリツパ
およびデイエンフアシスおよびプリエンフアシス
技術を使用することにより、該センタ・クリツパ
に発生する歪みを大きく減少させることができる
ようになつており、これは、簡単なハイブリツド
形アナログ−デイジタル回路でもつて、エコー発
生信号レベルに応じてクリツピング・レベルを最
適値に自動調整することにより実現している。尚
この技術に関しては、Comsat Technical
Review、Volume ７、Number ２、Fall 1977、
Pages 393 to 428に記載の、 “Adaptive center clipper”の章、第415ペー
ジから第416ページに示されている。
この発明特有の性質、上述された目的以外の目
的、概要、有用性、利点は、添付された図面及び
該図面に基づく以下に詳細な説明によつて更に明
らかにされる。
（実施例） 次に、この発明の実施例を図面と共に説明す
る。
先ず、本発明と従来のデイジタル・エコー・キ
ヤンセラとの相異を示すため第１図について説明
し、次に、第２図以降の図面に基づいて実施例を
第１図と対比しつつ説明する。
第１図は従来のデイジタル・エコー・キヤンセ
ラを説明するものである。
同図において、一方の加入者よりの入力電話信
号ｘ（ｔ）は増幅器１０１を介して入力され、該
増幅器１０１は、信号ｘ（ｔ）の信号レベルを調
整すると共に、エコー・キヤンセラのシステム全
体を過負荷から保護するためにある。
増幅器１０１の出力は、増幅器１０２を介して
４線−２線変換用のハイブリツド装置１０３の入
力に供給されると共に、他方においてはサンプ
ル・ホールド回路１０４に供給される。
サンプル・ホールド回路１０４の出力ｘ
（iT）｛ここで、Ｔはサンプリング周期を、ｉは
その順番を示す｝はＡ／Ｄ変換器１０５により11
ビツトのデイジタル・コードに変換される。11ビ
ツト・コードは符号用の１ビツトと信号ｘ
（iT）の振幅を示す10ビツトとより成る。ここで
は、信号対量子化雑音比を良好にするため、入力
電話信号のダイナミツク・レンジを40dBの範囲
でカバーする必要上、11ビツトの変換を行つてい
る。この11ビツトのデイジタル・サンプルｘo+1
はマルチプレクサ１０６において多重化され、Ｘ
−レジスタ１０７に記憶される。
Ｘ−レジスタ１０７はｎ×11ビツト即ち11ビツ
トで現わされるサンプルをｎ個記憶することがで
きるもものでなければならず、ｎは電話回線の予
期される伝搬遅延及びサンプル・ホールド回路１
０４のサンプル周波数に依存する関数である。通
常、個数ｎは、8kHz（サンプリング周期が、125
μＳ）のサンプル速度の場合、100＜ｎ＜500の範
囲内に設定される。上述のS.J.Campanellaその
他の説明によると、各11ビツトのサンプルは各サ
ンプリング周期中にＨ−レジスタ１０８内に記憶
されているｈi係数（インパルス応答係数）のう
ちの一つと掛算されなければならないので11ビツ
ト×11ビツトの掛算をおこなうことができる高速
の並列乗算器１０９が使用されている。並列乗算
器１０９より出力された積ｈi・ｘi+jは、Ｘ−レ
ジスタ１０７とＨ−レジスタ１０８より出力され
るサンプルの各々の正負の極性により決まる正又
は負の符号が附け加えられ、そしてアキユムレー
タ１１０において、積ｈi・ｘi+jの総和Σ（ｈi・
ｘi+j）が演算される。このアキユムレータは少
なくとも、20＋〔１＋log2n〕ビツトの容量を有す
るものでなければならない。
次に、積の総和は正規化するためにｎで演算さ
れ、そして評価されるエコー・サンプル（擬似エ
コー信号）であることを示す他の11ビツト・ワー
ドのデータとしてレジスタ１１１に記憶される。
乗算器１０９およびアキユムレータ１１０はデイ
ジタル・エコー・キヤンセラのたたみ込み処理装
置を構成している。
一方、４線−２線ハイブリツド装置１０３の帰
線側出力に漏洩した実際のエコー信号ECHOは帰
線中に介在されたサンプル・ホールド回路１１２
においてサンプルされる。サンプル・ホールド回
路１１２によりサンプルされたエコー信号ECHO
はＡ／Ｄ変換器１１３において11ビツトのデイジ
タル・コードに変換され減算器１１４へ出力され
る。そしてこの11ビツト・コードのエコー信号ｙ
jは減算器１１４においてレジスタ１１１からく
る評価エコー・サンプル（擬似エコー信号）ｒj
が減算される。
差εj（＝yj−rj）はＤ／Ａ変換器１１５によ
りアナログ信号Ｅ（ｔ）に変換され、アナログ音
声信号でもつて帰線に伝送される。
次に、Ｈ−レジスタ１０８の内容すなわちイン
パルス応答係数｛h1、h2……ｈo｝をサンプリン
グ周期毎に適応的かつ連続的に更新するためにデ
ジタル相関技術が適用されている。尚、このデイ
ジタル相互相関について、 NATIONAL TELECOMMUNICATIONS
CONFERENCE−79CLR41、Conference
Proceedings、Vol.3、pages48.1.1−
pages48.1.7、O.A.HORNA著、 “Ａ COMPARISON OF
IDENTIFICATION ALGORITHMS
EMPLOYED IN ECHO CANCELLER
IMPLEMENTATION”の第48.1.4ページから第
48.1.5ページの“Sign Correlation”の章に示さ
れている。
Ａ／Ｄ変換器１０５からマルチプレクサ１０６
を介して送られてくるデイジタル信号ｘiの絶対
値はアキユムレータ１１６の内容に遂次加えられ
る。ここでアキユムレータ１１６は10＋〔１＋
log2n〕ビツトの容量を有するものである。この
場合の総和すなわちΣ｜Ｘi｜は割算器１１７に
おいてｎで割算され、これにより入力電話信号ｘ
（ｔ）のｎサンプルの平均値が10ビツト・メモリ
１１８に記憶される。
Ｘ−レジスタ１０７における各サンプルはデイ
ジタル・コンパレータ１１９においてメモリ１１
８に記憶されている平均値と比較され、この比較
処理により２進コードの信号φｉが決定される。
信号φiは、加減算器１２０においてＨ−レジ
スタ１０８よりの相異なるインパルス応答係数ｈ
iに対し３ビツトのデータからなる補正量Δｈを
加え或は差引くことによつてＨ−レジスタ１０８
の内容を連続的に更新する為の指令をするもので
ある。即ち、この信号φiは、サンプリング周期
毎にインパルス応答係数ｈi（h1、h2……ｈoを代
表して示す）を補正する為に古い係数に補正量Δ
ｈを加え或は差引くことによつてＨ−レジスタ１
０８の内容を連続的に更新する指令をするもので
あり、演算処理回路１１６，１１７，１１８より
出力される実効値Xjを閾値として音声サンプル
ｘiがこの他値Xjを越えたときに加算又は減算を
行わせる。
一方、補正量Δｈの信号は11ビツト・デイジタ
ル・コンパレータ１２１において発生される。す
なわち、デイジタルコンパレータ１２１は減算器
１１４よりの誤差εjを入力すると、３個の参照
入力（第１図中のデジタルコンパレータ１２１に
おける３個の矢印で示す）と比較して３ビツトの
デジタル補正量Δｈに変換し、加減算器１２０へ
インパルス応答係数ｈiの補正のために供給され
る。
次に、かかる構成のデイジタル・エコー・キヤ
ンセラの動作理論について説明する。
エコー・キヤンセラにおけるエコー径路の特性
を推定するためには、エコー径路のモデル化と未
知変数の推定が必要である。モデルとしてインパ
ルス応答を利用することができるので、Ｈ−レジ
スタ１０８には推定されたエコー径路のインパル
ス応答のサンプルｈiがデイジタル・データの形
式でｎ個記憶されている。
Ｘ−レジスタ１０７はＡ／Ｄ変換器１０５より
のｎ個の最新の音声サンプルｘi+jを記憶してい
る。ｊ番目のサンプリング期間中、ｊ番目の擬似
エコー信号ｒjの評価は次式(1)に基づくたたみ込
み処理装置により計算されるのである。
次に、擬似エコー信号ｒjを実際のエコーｙjか
ら差引き、減算器１１４の出力に差信号εjとし
て現われる。即ち、残留エコーεjは、 εj＝ｙj−ｒj (2) となる。この残留エコーεjは検知されてから非
直線量子化されてＱ（εj）に変換される。これ
は、11ビツトからなる残留エコーεjを３ビツト
の符号関数Ｑ（εj）にコード変換するものであ
り、例えば、プログラマブルROM等で構成され
たルツクアツプ・テーブルが使用される。
各インパルス応答係数のサンプルｈiに対する
補正量Δｈi、jは、変形Widrow−Hoffの最小２
乗法（LMS）アルゴリズムを使用して計算され
る。このアルゴリズムは、インパルス応答係数を
同定するために最大傾斜法（steepest decent
method）を適用し、その最大傾斜方向
（gradient vector）を示す関数Sg（ｘi+j）と、そ
の傾斜方向の大きさを示す関数φi+jによつて推
定値を求める。すなわち、この補正のための補正
量Δｈi、jは次式(3)に基づいて求められる。尚、
この手法に関しては、Proc.IEEE、Vol.63、No.
12、Pagges1692to1716の“Adaptive Noise
Cancelling”の章において、B.Widrowらが詳細
に説明している。即ち、 Δｈi、j＝Ｑ（εj）・ｆ｛ｘｉ＋ｊ／Ｘｊ｝ ＝Ｑ（εj）・Ｓg（ｘi+j）・φi+j ……(3) 上記式(3)を更に詳しく説明すると、関数ｆ｛ｘ
i+j／Ｘj｝中のｘi+jはｊ番目のサンプリング時に
Ｘ−レジスタ１０７に格納されているｎ個の各音
声サンプルを示し、Ｘjは次式(4)で示すように実
効値（mean square value）を示し、更に次式の
ように、ｆ｛ｘi+j／Ｘj｝はｘi+jをＸjにより正規
化した値の絶対値とｘi+jの値に対応して決めら
れる符号関数Ｓg（ｘi+j）にて展開することによ
つて上記式(3)の右辺の式となつている。
ｆ｛ｘｉ＋ｊ／Ｘｊ｝＝Ｓg（ｘi+j）・（ｘｉ＋ｊ／
Ｘｊ） ＝Ｓg（ｘi+j）・φi+j 尚、上記式(3)において、 ｜ｘi+j｜＜Ｘjのとき、φi+j＝０。
｜ｘi+j｜＞Ｘjのとき、φi+j＝１。
である。
こうして求められる補正量Δｈi、jは各対応す
るサンプルｈiに加えられ、その結果生ずる新規
な値h′iは、 h′i＝ｈi＋Δｈi、j (5) となる。
これら更新された値h′iは次のサンプリング周
期における新しい音声サンプルｘi+j+1の組のため
の（ｊ＋１）番目の擬似エコー信号ｒj+1の計算
に使用される。新規な残留エコーεj+1は次の他
の補正量Δｈi、j+1の組を計算するのに使用され
る。この簡単な相互に使用する相関処理を使用す
ることによつて、Ｈ−レジスタにはインパルス応
答列が生成し、エコー経路の変化に応じて連続的
に更新される。
Campanella、Widrow及びO.A.Hornaは、この
アルゴリズムはSteepest descent法により収束、
即ちεj→Ｏとなることを示しており、この処理
が所定の条件の下で安定に作動することを証明し
ている。尚、この点に関しては、 NATIONAL TELECOMMUNICATIONS
CONFERENCE−79CLR42、Conference
Proceedings、Vol.3、pages48.1.1−
pages48.1.1.7、O.A.HORNA著、 “Ａ COMPARISON OF
IDENTIFICATION ALGORITHMS
EMPLOYED IN ECHO CANCELLER
IMPLEMENTATION”に極めて詳しく示されて
いる。
ところで最悪条件の場合、即ちハイブリツド回
路１０３のエコーリターンロス（ERL）が5dBよ
り小さい場合には、デイジタル・エコー・キヤン
セラは実際に入力エコー信号ｙjを26dB以上減衰
せしめて、必要なロス、即ち平均値（エコー許容
限）をμRL≧30dBを達成しなければならない。
このことは、式(2)による誤差信号の相対値が、 ｜εｊ｜／｜ｙｊ｜＝｜ｙｊ−ｒｊ｜／｜ｙｊ｜0.
05＜2-4(6) でなければならないことを意味する。
インパルス応答のサンプルｈiおよび入力電話
信号のサンプルｘi+jの双方は、従つて、６ビツ
ト以上の精度で量子化されなければならない。し
かし、音声のダイナミツク・レンジは約40dBで
あり、インパルス応答の振幅レンジはエコー・リ
ターンロスのレンジ（即ち24dBより大）と同じ
である。従つて、全ダイナミツク・レンジにおい
て必要なエコー減衰を達成するためには、音声サ
ンプルｘi+jの量子化は12ビツトでなければなら
ず、そしてインパルス応答係数のサンプルｈiの
量子化は少なくとも９ビツトでなければならな
い。
ハイブリツド回路１０３とエコー・キヤンセラ
との間の４線部分における遅延ｔEは通常、Ｏ＜
ｔE16ms程度である。従つて、インパルス応答
は最大2tE＝32ms遅延せしめられることとなる。
電話音声については、サンプリング周期は、Ｔs
125μＳでなければならない。可能な遅延レン
ジをすべてカバーするためには、Ｈ−レジスタ１
０８およびＸ−レジスタ１０７に記憶されなけれ
ばならないサンプル数ｎは少なくとも次式のよう
になる。即ち、 ｎ２ｔＥ／Ｔｓ＝３２０００／１２５＝256 (7) この場合少なくとも、256×（12＋９）＝5376ビ
ツト記憶されなければならない。
擬似エコー信号ｒjを上記式(1)によつて計算す
るためには、各サンプリング周期Ｔs＝125μＳに
256回の掛算と256回の加算を実行しなければなら
ない。これを実行するには乗算器において並列的
処理を行なうことが必要となので、デイジタル・
エコー・キヤンセラのハードウエア中におけるメ
モリの占める量が膨大となり、且つそのコストも
極めて大きくなる。
上述したように、従来技術においては装置の規
模が大きくなる等の問題があり、この様な問題点
に鑑みて本発明がなされている。
この発明においては、下記の如き段階をふむこ
とによつてハードウエアの複雑さを低減してい
る。
(a) 受信経路および送信経路の双方において信号
をアナログ的に処理する。即ち、信号は経路内
をアナログ信号の形で伝えられる。そして、デ
イジタル・エコー・キヤンセラのための内部的
デイジタル・コードの選択は如何なる通信回線
基準においても制限されない。
(b) 音声サンプルｘi+jは13セグメントＡ法則に
基づく７ビツトの擬対数フオーマツトでエンコ
ードされ、これは最小で11ビツト・リニア・コ
ードとに相当する分離能及びダイナミツク・レ
ンジを有するものである。インパルス応答のサ
ンプルｈiは同様に11セグメント８ビツトでエ
ンコードされ、これは10ビツト・リニア・コー
ドと等価なものである。このコード化によつて
メモリスペースを28％以上節約することができ
る。
(c) 上記対数フオーマツトで表わされる両サンプ
ルｘi+jおよびｈiのたたみ込み演算は、たたみ
込み処理装置（第２図の２１７，２１８参照）
においてｘi+jおよびｈiの夫々の対数の和とし
て得られる。そして全ての掛算は２個の４ビツ
トの加算器、512ビツトのROMおよび４ビツト
の乗算器によりなされる。このことによつて処
理装置の素子数を10分の１以下にすることがで
きる。
尚、この点については、COMSAT
Technical Review，Vol 10、No.１、Spring
1980、pages91to101の“Fast Algorithms for
the Computation of Binary Logarithms”に
おいて、O.A.Hornaが詳細に説明している。
(d) 対数コードにより、デイジタル相互関数に基
づく新規で高速な適応型補正アルゴリズムを容
易に実現する。
尚、この点に関してO.A.Hornaが、
NATIONAL TELECOMMUNICATIONS
CONFERENCE−79CLR41、Conference
Proceedings、Vol.3、pages48.1.1−
pages48.1.1.7の、 “Ａ COMPARISON OF
IDENTIFICATION ALGORITHMS
EMPLOYED IN ECHO CANCELLER
IMPLEMENTATION”において極めて詳しく
示している。
インパルス応答のサンプルｈiは、（１＋Δｈ
i、j）の値が掛算されることによつて更新され
る。すなわち、後述する式（24）で具体的に述
べるが、（１＋Δｈi、j）は、Δｈi、jの極性に
よつて１より大、又は１より小となるので、１
より小さな定数あるいは１より大きな定数がｈ
iに掛算されることとなる。尚、後述する式
（26）に示すように、Ｑ（εj）は所定の値であ
るから、Δｈi、jも定数であり、また、Δｈi、
ｊとｈiは対数であるから、実際には（１＋Δｈ
i、j）をｈiに加算することによつて、実質的な
掛算を行う。
この更新は以前は上記式(5)、即ち、Widrow
−Hoffアルゴリズムに従つてΔｈi、jを加える
ことによりなされたのであるが、この発明では
上述の手法により、Ｈ−レジスタにおけるイン
パルス応答立上り時間（buildup time）が、他
のアルゴリズムに比べてサンプルの絶対値｜ｈ
i｜に依存して変動することがより少なくなつ
た。
(e) この発明による設計によれば、インパルス応
答立上り時間（buildup time）が急速となり即
ち速い収束が行なわれるので、この発明よりは
るかに複雑で「高価」な相互相関アルゴリズム
を使用した従来のエコー・キヤンセラの設計と
比較した場合、エコー経路におけるいわゆる
「フエイズ−ロール」に関する設計が容易とな
る。
(f) また、急速なインパルス応答ｈiの立上り時
間によつて、ダブル−トーク検知装置の設計を
簡単化出来る。即ち、部分的に歪まされたイン
パルス応答ｈiは数ミリセコンドのうちに、例
えば「シングル・トーク」中のごく短い時間に
補正されるのである。肯定の「yeah（ヤー）」
について、常に歪んだインパルス応答を完全に
再生することができるものである。
(g) ある実施例においては、Ｘ−レジスタに記憶
される音声サンプルｘiの平均値を計算するの
に新規なアルゴリズムが使用される。
(h) 他の実施例においては、記憶された音声サン
プルの実効値の近似値Ｘj（以下、これを擬
rms値という）は常に４ビツト・アキユムレー
タのオーバー・フローの数をカウントすること
によつて計算される。
(i) また、擬rms値Ｘjは、アダプテイブ・セン
タクリツパの基準電圧（閾値）として使用さ
れ、これにより更に残留エコー信号εjをシス
テムのノイズ・レベル以下にする。
(j) また、値Ｘjは、誤差検知装置においてその
感度を調節するための基準として使用される。
即ち、この感度調節は非線形減衰（nonlinear
damping）と共に相関フイードバツク・ループ
においてインパルス応答係数を適宜補正するの
に適用され、インパルス応答係数の雑音を低減
する事ができると共に、ループの安定化を図る
ことができる。
(k) 最後に、どの動作をデイジタル的に処理する
とより効果的であるか、また、どの動作をアナ
ログ的に処理すると効果的であるかを注意深く
研究し、それに従つて信号処理の方法の選択が
行なわれる。一般的に、このような「ハイブリ
ツド」システムでは、数ボルトの振幅のパルス
を有するデイジタル部分間で、またミリボルト
単位の振幅の信号を有するアナログ部分間で常
にクロストークを生ずるものであるが、この問
題を解消すべくサンプリング間隔、即ち、Ｔs
＝125μＳの期間を時分割し、その期間ＴSのう
ち全てのデイジタル動作は例えば始めの100μ
Ｓの期間に行い、次いでデイジタル処理の為の
クロツクを停止し、そして残りの25μＳの間に
全アナログ処理を行う。このようにすることに
よつて、アナログ及びデイジタルシステムの両
方についての妨害の改善や、念の入つたシール
ドを施すことなしに夫々の動作が保障される。
これら(a)ないし(k)の項に示した簡単化の為の手
段を全て実施した場合、この発明のデイジタル・
エコー・キヤンセラはエコー信号をセンタ・クリ
ツパなしでほぼ22dB減衰することができる。セ
ンタ・クリツパを具備した状態では、更に8dB以
上の減衰が達成される；即ち、 ｜εｊ｜／｜ｙｊ｜＝｜ｙｊ−ｒｊ｜／｜ｙｊ｜＜0.
03(8) の結果が得られ、上記式(6)と比較して、好結果を
得ることができる（比較のため式(6)を参照）。
又、εjの変換時間（インパルス応答の最終値
の90％に到達するまでの時間）は常に250mSより
短かく、実際上これら特性は、28dB以上のダイ
ナミツク・レンジにわつたて、「フエイズ・ロー
ル」が4rad／Ｓより低い状態では不変である。
次に、本発明による実施例を第２図以下の図面
に基づいて説明する。このエコー・キヤンセラは
ハードウエアについて可成りの節約を実施したも
のでありながら、デイジタル・エコー・キヤンセ
ラの利点を保持するものである。
まず、第２図に基づいて構成を説明する。入力
電話信号ｘ（ｔ）は増幅器２０１を介して入力す
るがこの増幅器２０１はエコー・キヤンセラ処理
ループを過負荷状態にする信号を減衰するための
切換動作をする圧縮特性を具備するものである。
他の増幅器２０２は上述の如く信号が一方向へ通
過するのを保障するものである。
増幅器２０１を通過した信号ｘ（ｔ）はサンプ
ル・ホールド回路２０３でサンプルされる。ここ
で、信号の符号Ｓg（ｘi）が検知され、そして信
号の絶対値｜ｘ（iT）｜は特殊なＡ／Ｄ変換器
２０４において、13セグメントＡ法則に従つて直
接に３ビツト指数と３ビツト仮数とからなる信号
に変換される。尚、Ａ法則のフオーマツトは、底
を２とする数で簡単に変換され、そしてリニアな
11ビツト・フオーマツトに変換されるという有利
な特徴を有するが、この点に関しては、O.A.
Hornaが、COMSAT TECHNICAL REVIEW
Volume 10、No.１、Spring1980の第91ページない
し第101ページにおける、“Fast Algorithms for
the Computation of Binary Logarithms”の章
において詳細に示されている。
デイジタル化された全てのサンプルｘiはマル
チプレクサ２０５において多重化され、次いで３
個の並列接続したｎビツト・シフトレジスタ２０
６に記憶される。これらシフトレジスタはＸ−レ
ジスタ２０６を形成するものである。レジスタ長
ｎは200ｎ520ビツト長であり、ｎの正確な値
は予見される電話回線の遅延2tEの函数である。
第２図に示されるこの発明によるデイジタル・
エコー・キヤンセラにおいて、処理装置２０７は
最新の音声サンプルがＸ−レジスタ２０６に入力
されると、Ｘ−レジスタ２０６に保持されている
サンプルｘi+jの実効値Xjあるいは平均値ＸAVRを
演算する。Ｘ−レジスタ２０６の内容はデイジタ
ル・コンパレータ２０８において、処理装置２０
７に記憶されている値XjまたはＸAVRと比較さ
れ、デイジタル・コンパレータ２０８はインパル
ス応答係数の補正を行うための加減算器２０９を
制御する為の制御信号φjを発生する。このプロ
セスについては以下において説明する。
又、処理装置２０７に記憶された値は、Ｄ／Ａ
変換器２１０において、適応型アナログ・セン
タ・クリツパ２１１及びアナログ・コンパレータ
２１２をバイアスするのに使用する基準電圧ＶRE
Ｆに変換される。バンドパス・フイルタ２１３お
よびプリーエンフアシス回路２１４はセンタ・ク
リツパ２１１の入力端において直列に接続してお
り、一方デイーエンフアシス回路２１５は適応型
センタ・クリツパ２１１の出力端に接続してい
る。バンドパス・フイルタ２１３、プリーエンフ
アシス回路２１４及びデイーエンフアシス回路２
１５はセンタ・クリツパ２１１において生じる高
調波歪みを減少させ、そして帰路の周波数特性を
規定の値にリニアライズする。Ｘ−レジスタ２０
６およびＨ−レジスタ２１６に記憶されるサンプ
ルｘiおよびｈiは、それぞれ、対数乗算器２１７
に供給される。Ａ法則に基づきエンコードされた
サンプルｘiおよびｈi値を更にＡ法則から線形デ
ータに変換することなしに直接演算するために、
両方の指数が零の場合といずれか一方が零ではな
い場合との合計３通りの条件に対応した３種類の
方法で掛算が実行される。
ｘi、ｈiの双方の指数が零である場合には、
仮数は内部の乗算器において直接掛算される。
指数がｘi、ｈiの双方共に零ではない場合に
は、２個の内部の加算器において指数ｅの加算
と仮数ｍの加算が行なわれ、仮数加算器の出力
は内部の乗算器において２e倍される。
一方の指数が零ではなく、他方の指数が零で
ある場合には、両仮数は内部の乗算器において
直接に掛算され、そして零指数（指数が零）の
方の仮数は内部の乗算器の部分的な積出力に加
算される。
この可成り複雑なアルゴリズムについては第３
図により更に詳しく説明されるが、これによつて
乗算器２１７を標準化され且つ商業的に容易に入
手することができる集積回路を使用して最少の数
で実現することができる。
対数乗算器２１７からの出力結果ｈi・ｘi+j
は、20ビツト・アキユムレータ２１８の内容から
差引かれるか若しくは該内容に加えられる。ここ
で、乗算器２１７およびアキユムレータ２１８が
一体となつて上記式(1)に基づくエコーの概算値を
計算するためのたたみ込み処理装置を形成してい
る。
最大値のビツト（MSB）と符号ビツトとを加
えた11ビツトの信号はＤ／Ａ変換器２１９におい
てアナログ電圧の信号に変換され、この電圧信号
は差動増幅器２２０において４線−２線ハイブリ
ツド回路２２１の出力端よりのエコー信号ECHO
から差引かれる。
差動増幅器２２０からのアナログ誤差信号はサ
ンプル・ホールド回路２２２においてサンプルさ
れ、そしてこの誤差信号ｙj−ｒjはアナログ・コ
ンパレータ群２１２により基準電圧ＶREFと比較
される。アナログ・コンパレータ２１２の状態お
よび対応するサンプルｘiの符号Ｓg（ｘi）によつ
て上記式(3)に基づき、符号Ｓg（Δｈ）および補
正信号Δｈが決定される（上記式(3)を参照）。
これらのデイジタル信号Ｓg（Δｈ），Δｈは次
いで加減算器２０９に供給され、ここで値Δｈは
符号Ｓg（Δｈ）に応じて、Ｈ−レジスタ２１６
に記憶されたｈi値の仮数に対し加減算される。
Ｈ−レジスタ２１６はＸ−レジスタ２０６より
１サンプル分だけ長い（ｎ＋１）サンプルの記憶
領域を有するので、各サンプリング後は、最も旧
い音声サンプルｘiが新規のサンプルｘi+o+1に置
き換えられる時に、サンプルｘi及びそれに対応
するサンプルｈiは相対的にシフトすることとな
る。これは、Ｄ／Ａ変換器２１９より差動増幅器
２２０に供給される次の擬似エコー信号の計算の
ために必要となるからである。又、この付加的レ
ジスタ段は、インパルス応答係数ｈiがＨ−レジ
スタ２１６からたたみ込み処理装置２１７，２１
８に入るに先立つて該インパルス応答係数ｈiを
Δｈ補正するのに必要とされる時間を調整する機
能をも有する。
次に、たたみ込み処理装置の構成を第３図を参
照して更に詳しく説明する。各サンプリング周期
Ｔs＝125μｓの間、たたみ込み装置はｊ番目の擬
似エコー信号ｒjを計算するが、これは、式(1)に
よれば、 である。即ち、Ｘ−レジスタ２０６およびＨ−レ
ジスタ２１６に記憶されるサンプルｘi、ｘi+jの
ｎ個の積Ｐi＝ｈi・ｘi+jを記憶し、そしてｊ番目
のサイクルの最後の時点においてｒjをレジスタ
３０１に記憶する。そして、レジスタ３０１は第
３図に示される如くＤ／Ａ変換器３０２へ信号を
供給する。アナログ値ｒjは差動増幅器２２０に
おいてエコー信号ｙj（第２図参照）から差引か
れる。両サンプルは疑似対数フオーマツトでエン
コードされているので、零指数ｅx＝ｅh＝０に対
して、これらの絶対値は、 ｜ｘ｜＝ｍx×２×ｑx＝2xmx、 ｜ｈ｜＝ｍh×２×ｑh＝2xmh、 (12) である。ここで、ｑxおよびｑhはデイジタル−ア
ナログ・スケーリング・フアクタ（量子化段階）
であり、以下に説明するアルゴリズムを容易にす
るために、 ｑx＝ｑo＝１とされる。ｅx＞０、ｅh＞０のと
き、各サンプルの値は次式（13）で近似される。
｜ｘ｜＝２ex（１＋ｍx） ｜ｈ｜＝２eh（１＋ｍh） (13) ここで、定義により仮数は、 ｍx＜１、ｍh＜１である。従つて、たたみ込み
処理装置の対数乗算器に入るサンプル・フオーマ
ツトの組み合わせは４通り存在し得るが、この４
通りの相異なるアルゴリズムが、Ｐi＝ｘi+j・ｈi
の結果を得るために使用される。
第１に、ｅx＝ｅh＝０であり、数｜ｘ｜および
｜ｈ｜が３ビツト・ワイドのみであるとき（式
（12）を参照）、積は、 ｜Ｐi｜＝22×ｍx×ｍh (14) で求められる。乗算器３０３の出力端における積
｜Ｐi｜はルツク−アツプ・テーブルにより生成
される。即ち、４×26＝256ビツト読み出し専用
メモリにより生成される。このメモリは容易に入
手可能な安価なものを利用することができる。
第２、第３の場合として、 ｅx＝０、ｅh１又はｅx１、ｅh＝０であると
きは、積｜Ｐi｜は、まず後者の場合は、 ｜Ｐi｜＝２ex・（１＋ｍx）・２・ｍh ＝２ex+1（ｍh＋ｍx・ｍh） (15) により求められる。この場合は、また、部分的積
ｍxXmhも読み出し専用メモリより成る乗算器３
０３から読み出され、これは零指数を有する仮数
に加算される。更に、部分的積はマルチプレクサ
３０３から乗算器３０４を介してデコーダ３０５
よりの制御信号のもとで加算器３０６に転送され
る。更に、指数が零（零指数）の場合の仮数は、
マルチプレクサ３０４を介して、デコーダ３０５
の制御のもとで、加算器３０６に供給され、上記
式の積｜Ｐi｜が求められる。
総計ｍh＋ｍx・ｍhのデータ長さは５ビツト以
下（５ビツト・ワイド）であり、そして簡単な
中規模集積回路より成る４ビツトの加算器がこの
処理に使用される。
第４に、両者ともｅx１でｅh１であるとき
は、積｜Ｐi｜は log2｜Ｐi｜ ＝log2｛２ex（１＋ｍx）×２eh（１＋ｍh）｝ ＝ｅx＋log2（１＋ｍx）＋ｅh＋log2（１＋ｍh）
(16) で求められる（比較のために式（13）を参照）。
ここで、０ｍx＜１ 且つ、０ｍh＜１の場
合、次の近似式が適用される。
log2（１＋ｍ）＝ｍ (17) ２m＝１＋ｍ (18) この近似式を用いると上記式（16）は、 log2｜Ｐi｜＝ｅx＋ｅh＋ｍx＋ｍh ＝Ｅi＋Ｍi (19) と簡略化される。ここで、指数Ｅiは式（19）の
総和の全部である。
即ち、Ｅi＝（ｅx＋ｅh＋ｍx＋ｍh）であり、仮
数Ｍiは式（19）の余り或は、 Ｍi＝ｅx＋ｅh＋ｍx＋ｍh−Ｅiである。
積｜Ｐi｜は、 ｜Ｐi｜＝log2 -1（Ｅi＋Ｍi）＝２Ei（１＋Ｍi＋ε
M） (20) ここで、εMは補正項であり、Ｍxおよびｍhの
関数である。即ち、εM＝ｆ（ｍx、Ｍh）であ
り、常にεM＜2-3である。したがつて、これはｍ
xおよびｍhの最小有効ビツトLSBで表せる値より
も小さい。式（19）および（20）は、２個の加算
器即ち指数用加算器３０７および仮数用加算器３
０６により実施される。
仮数の積に対する２Eiの掛算は、ここでＥiはＥ
i(u)｛２、…、14｝、即ちＥiは２から14までの整数
であるが｛式（14）、（15）、（19）参照｝、部分的
積を２進数でＥiだけアキユムレータ３０８に進
入するに先立つてシフトさせることに等しい。こ
のことは第３図に示すように、読み出し専用メモ
リ若しくは、桁送り回路３０９によつて行なわれ
る。シフト回路３０９（しばしば、Barrel
shifterとよばれる）は桁送り制御装置３１０に
より制御され、この制御装置３１０はデコーダ３
１１においてデコードされた指数の総和Ｅiに応
動するものである。
EXORゲート３１２は符号ビツトＳg（ｘ）お
よびＳg（ｈ）を受信し、そしてアキユムレータ
３０８へ加／減モードを指示する。第３図につい
ての説明は以上の通りである。
このような一見複雑な掛算技術を使用する理由
は主に次の２つの効果を得る為にある： (a) 速度：すべての条件のもとで掛算は読み出し
専用メモリ３１０から読み出しそして単一の加
算を実行することによつて行なわれ、その結
果、掛算動作ｘi+j・ｈiおよびその積をアキユ
ムレータ３０８に加える全動作を一つのクロツ
ク周期Ｔcにおいて完了させることができる。
これは、トランジスタ−トランジスタ論理回
路（TTL Logic）および最長ｎ＝512ビツトの
レジスタを用いて容易に実現できる。尚、この
場合は、Ｔc＝200nsとなる。
(b) 単純性：対数乗算器２１７は小さな読み出し
専用メモリ３０３，３１０加算器３０６および
３０７と、いくつかのゲートで構成される。即
ち、上記アルゴリズムはすべてハードウエア化
の為のものであり、それを比較的に容易に実施
することができる。例えば、デコーダ３１１は
指数ｅ＝０或はｅ１、その他を検知するのみ
でよい。
再び第２図に戻つて、相互相関装置に基づく補
正装置について更に詳しく説明する。相互相関装
置アルゴリズムについては、O.A.Hornaによる
NATIONAL TELECOMMUNICATIONS
CONFERENCE−79CLR41Vol.3、pages48.1.1
to 48.1.7の “Ａ COMPARISON OF
IDENTIFICATION algorithms employed in
echo canceller implementation”に示したよう
に、既に説明した式(3)に基づき、インパルス応答
のｈiサンプルは下記の条件(a)〜(c)が満足された
ときのみΔｈi、jを加えることにより補正する
（式(5)参照）。この点に関して、NATIONAL
TELECOMMUNICATIONS CONFERENCE−
79CLR41 Vol.3、pages48.1.1 to 48.1.7の “Ａ COMPARISON OF
IDENTIFICATION algorithms employed in
echo canceller implementation”において、O.
A.Hornaが詳細に説明している。
即ち、 (a) 誤差電圧εjが基本量子化段階の或る倍数よ
り大きいとき。
(b) 対応するサンプル｜ｘi+j｜がＸ−レジスタ
に記憶されたサンプルの実効値に比例するＸj
より大のとき（コンパレータ２０８により発生
されるφi+j参照）。
(c) 補正プロセスを禁止する外的および／または
内的条件がいくつかあるとき。その最も重要な
場合として、エコーｙj及び送信音声信号がエ
コー経路に存在する所謂ダブル・トーク状態の
時は該インパルス応答係数の補正を行わない。
各ｈiサンプルは、また、Ａ−法則の８ビツト
のフオーマツトにエンコードされ、そしてＨ−レ
ジスタ２１６にＳg（ｈi）＋ｅh＋ｍhとして各々所
定の記憶領域に記憶される。ここで、各ｈiサン
プルは、３ビツトの指数ｅhすなわち整数ｅh(u)
｛０、…、６｝と、４ビツトの仮数ｍh（０＜ｍh
＜１）および、それに引続く符号Ｓg（ｈi）から
成る。最下位のビツト（LSB）、即ち、ｍhの第４
番目のビツト（第４番目のビツトは2-4に相当す
る）はたたみ込み処理装置（対数乗算２１７）に
入らない。これは、上記式(3)に基づく補正処理装
置においてのみ使用されるものであるので、ここ
で説明する。もし、ｅh＝０、即ちＡ−法則コー
ドのリニア・セグメントにおいて、相関式が式(5)
で与えられるものと同一であるものとすると、即
ちWidrow−Hoffの最小二乗アルゴリズムは、 h′i＝ｈi＋Δｈi、j ＝Ｓg（ｈi）・ｍh＋Δｈi、j (21) である（式(12)を参照）。
もし、ｅh１で、ｈi、j≪１であるものとする
と、式（17）に依つて、Δｈi、jを加えるプロセ
スは、ほぼ、 ｅh＋ｍh＋Δｈi、j ＝ｅh＋log2（１＋ｍh）＋log2（１＋Δｈi、j）
(22) となる。
式（22）の右辺は、式（13）に依れば、 log2｜ｈi｜＋log2｜１＋Δｈi、j｜ ＝log2｜h′i｜ (23) となる。ここで、サンプルh′iは補正されるべき
インパルス応答係数である。
h′i＝ｈi（１＋Δｈi、j） (24) よつて、サンプルh′iは乗算器によつてΔｈi、j
の符号に従つて１より大（＞１）もしくは１より
小（＜１）の値が掛算される。演算処理時間τCR
は従つてインパルス応答ｈiの振幅とは無関係に
一定であり、 τCR＝５×２bm-3×Ｔs (25) である。ここで、ｂnは仮数についてのビツト数
であり、Ｔsはサンプリング周期であり、即ち、
Ｔs＝125μｓである。４ビツト仮数の場合は、 τCR＝1.25msである。
よつて、τCRはWidrow−Hoffのアルゴリズム
を使用する他の相互相関装置の演算処理時間と比
較して１桁程度小さい。収束時間τCN即ち、エコ
ーリターンロスの増大（ERLE）がERLEの定常
状態より1dB低い点に到達する迄の時間について
も同様なことがいえる。この時間はエコーリター
ンロス、信号の統計値および振幅、その他の関数
であり、実験によつてのみ決定される。
また、高速な補正アルゴリズムによつて、上記
式(3)と(5)に基づく補正装置を大きく簡略化するこ
とができ、更に、Ｈ−レジスタ２１６のインパル
ス応答の応答速度（buildup time）を十分に速く
することができ、この点に関しては、
NATIONAL TELECOMMUNICATIONS
CONFERENCE−79CLR41 Vol.3、pages48.1.1
to 48.1.7の第48.1.4ページと第45.1.5ページに記
載されている式（25）、（26）、（27）により、O.
A.Hornaが説明している。
即ち、このアルゴリズムは、 (a) 誤差信号εjのために２つの量子化レベルの
みが使用される。換言すれば、Ｓg（εj）と１
ビツトの大きさである（コンパレータ２１２参
照）。よつて、 Ｑ（εj）(u)｛＋2-4、０、−2-4｝ (26) (b) したがつて、補正量Δｈi、jはただ一つの定
数、Δｈi、j＝2-4を待つことになる。これはレ
ジスタ２１６に保持される単一インパルス応答
の仮数ｍhの最下位のビツト（LSB）の値に相
当する。
(c) コンパレータ２１２に供給される誤差検知装
置の基準電圧ＶREFは信号Ｘjの擬rms値（回路
２０４とコンバータ２１０参照）に依る。この
アナログコンパレータ２１２は誤差を検出する
ものであり、よつて、高レベルの受信信号が存
在する場合においても或はその逆の場合におい
ても感度は低い。このことによつて、エコーの
減衰（＞23dB）は、23dBより大なるダイナミ
ツク・レンジにわたつて、受信音声信号レベル
に殆んど無関係となる。音声とは異なる振幅分
布を有し異なる周波数特性を有するホワイトノ
イズの場合、ダイナミツク・レンジは21dBで
ある。
(d) 上述の如く補正量Δｈi、jは最下位のｈi、即
ちたたみ込み処理装置の乗算器２１７に入らな
い第４番目の仮数ビツトに加えられる。このこ
とは、ノンリニア・フイードバツク・システム
の「不感領域」安定性に対応することができ
る。尚、これについては、COMSAT
TECHNICAL REVIEW、Volume7、
November2、Fall1977、pages 393 to 428の第
409ないし第413ページに記載される“Stability
of the corection loop”に示されている。この
技術は、(c)において説明されたが、デイジタ
ル・エコー・キヤンセラのフイードバツク・ル
ープを、該ループの内部ゲイン即ちハイブリツ
ド回路２２１のエコー・リターン・ロスが
24dB以上変化した場合でも安定性を保持する
ものである。
(e) 高いエコー・リターン・ロス、且つ受信信号
Ｘ（ｔ）のレベルが低レベルの状態でこのデイ
ジタル・エコー・キヤンセラを正しく動作させ
ることは、音声信号に含まれる高いピーク値を
使用することにより可能となつている。これら
の損失及び信号は、音声発音期間中のＴSP＝
125msでは実効値より15dB以上高く、従つて
フイードバツク・ループの内部ゲインが低いと
きでも誤差検知装置すなわちアナログコンパレ
ータ２１２を駆動することができる。
上述の如く（式(3)参照）、アナログ・コンパレ
ータ２１２、加減算器２０９およびセンタ・クリ
ツパ２１１の作用はＸ−レジスタに記憶されてい
る音声サンプルの平均値ＸAVR或は擬rms値に比
例する量Ｘjの関数である。
或は、 ここで、ｑRは比例定数である。上述のＸAVR或
はＸjはそのいずれも高い精度を要するものでは
ないので、Ｘjの計算に際して３つの簡単な近似
を行なうこととする。
平均値ＸAVRは第４図に示される平均値処理装
置において計算することができる。この装置によ
り実施されるアルゴリズムによつて、最新のサン
プル｜Ｘi+o+1｜がAVRレジスタ４０１の内容に
加えられ、「最も旧い」サンプル｜Ｘi｜は差引か
れる。これらサンプルの双方共先ずＡ−法則のリ
ニア・コンバータ４０２で変換され、そして一時
的にシフトレジスタ４０３および４０４にそれぞ
れ記憶される。次いで、演算ユニツト（ALU）
４０５によりAVRレジスタ４０１に対し値｜Ｘi+
ｏ＋１｜を加え、該レジスタから値｜ｘi+1｜を差引
くことが行なわれる。
また、コンバータ４０２は、｜ｘi+1｜ないし
｜Ｘi+o+1｜の各サンプルをリニア・フオーマツト
に変換し、次にこれらサンプルはデイジタル・コ
ンパレータ４０６（コンパレータ２０８に相当す
るもの）においてAVRレジスタ４０１に記憶さ
れている平均値ＸAVRと比較される。
サンプル｜ｘi+1｜………｜ｘi+o+1｜がレジス
タ４０１内のＸAVRより大なる場合は、信号φjは
補正処理の実行を指示する。即ち、補正量Δｈを
現在のｈiに加算するか又は差引くようにする。
新しい値はここでＨ−レジスタ２１６に記憶され
る。AVRレジスタ４０１内の平均値ＸAVRは、ま
た、Ｄ／Ａ変換器４０７（Ｄ／Ａ変換器２１０に
対応する）において、アナログ・コンパレータ２
１２およびアダプテイブ・センタ・クリツパ２１
１のための基準電圧ＶREFに変換される。
また、擬rms値Ｘj（式（27）参照）が計算さ
れる。２乗、加算、平方根の演算処理に代えて、
均似演算と新アルゴリズムが用いられる。
放物線Ｘ２ ｉ＋ｊについては、第５図に示される３
−セグメントの直線近似が採用される。即ち、 ここで、 ｜ｘi+1｜＜X0の場合、φ（ｘi+j）＝０、その他
の場合は、 φ（ｘi+j）＝ａ・｜ｘi+j｜−ｂ である。尚、ａ、ｂは定数値である。
同様の２−セグメント近似が第６図に示される
如くに平方根関数について使用されている。
Ｘj、φjおよび基準電圧ＶREFを発生する全回
路が第７図に示さされている。３ビツトの指数お
よび（Ａ−法則エンコード）サンプルｘi+jの仮
数のうちの順次に引続いた最上位のビツト
（M2、M1）のみが、デコーダ６０１およびシフ
ト・レジスタ（barrel shifter）６０２にそれぞ
れ入力する。このデイジタル信号は式（12）およ
び（13）によつて８ビツト・リニア・フオーマツ
トに変換される。すなわち、スイツチs1，s2図示
されるシフトレジスタ６０２の指数部により（１
＋ｍx）をシフトすることにより該リニア・フオ
ーマツトに変換する。この８ビツト・リニア・フ
オーマツトから、４個の最上位のビツト
（MSB）のみが４ビツト・アキユムレータ６０３
に加えられる。ここで式（28）による関数φ（ｘ
i+j）が発生する。アキユムレータのオーバーフ
ローの数（Ｃput）は、２進カウンタ６０４によ
りカウントされる。この場合、カウンタ６０４の
段数はＸ−レジスタ２０６に記憶されているビツ
ト数ｎに従つて選定される。従つて、ｎサンプル
の総計の近似値およびｎによる除算が行なわれる
（式（27）参照）。
たたみ込み演算サイクルの最後において、Ｘj
の最上位の８個のビツトがスタテイツク・メモリ
６０５に記憶される。この記憶された信号はオー
バーフロー／アンダフロー検知装置６０６に供給
される。この検知装置６０６は、音声とは統計的
に異なる特性の強い信号（例えばバースト・ノイ
ズ）が存在し、あるいは、記憶されている信号が
閾値（第６図参照）以下であるときは相互相関装
置の動作を禁止する。これは、又、Ｄ／Ａ変換器
６０７（コンバータ２１０に相当する）により基
準電圧ＶREFに変換される。
以下におけるたたみ込みサイクルにおいては、
擬rms処理装置２０７に入る各ｘi+jサンプルは８
ビツト・デイジタル・コンパレータ６０８（コン
パレータ２０８に相当する）においてメモリ６０
５に記憶されている値Ｘjと比較され、補正関数
φjが発生する（上記式（13））。３種の信号（イ
ンヒビツト信号）φ、Y0およびオーバーフロー
信号overはANDゲート６０９で結合され、Δｈ
i、jの加算器２０９を制御する信号φjが形成され
る。
（発明の効果） 以上述べたように、本発明は、動作効果の向上
及び費用の削減のために、たたみ込み処理に於て
対数コード化処理を行なつていることである。Ｘ
−レジスタの必要とするビツト数を削減するため
に、個別の入力信号サンプルが擬対数にコード化
される。Ｈ−レジスタの内容も同様なフオーマツ
トで記憶される。これら２つのレジスタの値は８
ビツトのワードで表わすことができる。従つて従
来必要な精度を得るために直線的な11ビツトのコ
ードを用い、11ビツト×11ビツトの大がかりなか
つ動作時間を要するたたみ込み処理を省略し、簡
単な加算及び減算処理に置き換えることができ
る。従つてたたみ込み処理を行なうためのハード
ウエアの約90％を省略することができるものであ
る。
図示説明された実施例は単に説明のためのもの
にすぎず、また、特許請求の範囲で限定されたこ
の発明の精神を逸脱することなしに上記の例につ
いて種々の変更を施すことができることは明らか
なことであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来のデイジタル・エコー・キヤンセ
ラのシステム・ダイヤグラム、第２図はこの発明
の対数型エコー・キヤンセラのシステム・ダイヤ
グラム、第３図は第２図に示されるシステムにお
いて浮動小数点または擬対数乗算器と加算用アキ
ユムレータを備えるたたみ込み処理装置のブロツ
ク・ダイヤグラム、第４図は第２図における相互
関数に基づく補正装置に使用される平均値処理装
置のブロツク・ダイヤグラム、第５図及び第６図
はこの発明の他の実施例におけるデイジタル実効
値処理装置に使用されるｙ＝x2とＺ＝ｙのグラ
フ、第７図は第２図における相互相関に基づく補
正装置に使用される平均値処理装置の他の実施例
において使用される相互相関処理装置の一部を構
成するデイジタル実効値処理装置のブロツク・ダ
イヤグラムである。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 受信信号についての一定数の最新の音声サン
    プルx1、…、xi、…xnを記憶するための装置
    と、 上記一定数に一致する一定数だけ評価されたイ
    ンパルス応答係数h1、…、hi、…hnを記憶する
    ための装置と、 上記記憶された音声サンプルおよび上記記憶さ
    れたインパルス応答係数に応答してエコー信号の
    近似値を発生するデイジタルたたみ込み装置と、 真のエコー信号から上記エコー信号の近似値を
    差引いて残留エコーに相当する誤差信号を発生す
    るための装置と、 上記残留エコーおよび上記記憶された音声サン
    プルに応答して上記記憶されたインパルス応答係
    数をそれぞれ更新する相互相関装置とを具備した
    長距離電話回線において使用されるデイジタル・
    エコー・キヤンセラであつて、 上記記憶された音声サンプルおよび上記記憶さ
    れたインパルス応答係数は符号、指数および仮数
    部分を有する対数フオーマツトにエンコードさ
    れ、上記デイジタルたたみ込み装置は上記記憶さ
    れた音声サンプルの対数と上記記憶されたインパ
    ルス応答係数の対数とを加算することにより掛算
    を行う装置を有し、 上記掛算装置により生成せられた積を記憶する
    ための装置を具備し、 上記記憶された積の値を上記エコー信号の近似
    値を示すアナログ信号に変換するための装置を具
    備し、 上記アナログ信号は上記減算のための装置内で
    アナログ的に差引かれることを特徴とするデイジ
    タル・エコー・キヤンセラ。 ２ デイジタル・エコー・キヤンセラにおける上
    記たたみ込み装置内の掛算を行う装置は； 上記記憶された音声サンプルの仮数と上記記憶
    されたインパルス応答係数の仮数とを掛算して部
    分積を生成する第１のマルチプライヤと、 上記部分積は上記記憶されたサンプルの指数お
    よび上記記憶されたインパルス応答係数の指数が
    共に零であるときに上記記憶のための装置に記憶
    される積を構成するものであり、零指数を有する
    仮数を上記第１のマルチプライヤにより生成され
    た上記部分積に対して上記記憶された音声サンプ
    ルの指数および上記記憶された係数の指数のうち
    のいずれか一方が零であつて双方共零ではないと
    きに加算する第１の加算器と、 上記第１の加算器は上記記憶のための装置に記
    憶される積を構成するものであり、上記記憶され
    た音声サンプルの指数と上記記憶されたインパル
    ス応答係数の指数とをこれら指数の双方が零では
    ないときに加算する第２の加算器と、 上記第２の加算器の出力に応答して上記部分積
    に上記第２の加算器の出力の関数を掛算すること
    によつて上記記憶のための装置に記憶される積を
    出力する第２のマルチプライヤと、 を具備したことを特徴とする特許請求の範囲第１
    項記載のデイジタル・エコー・キヤンセラ。 ３ デイジタル・エコー・キヤンセラにおける上
    記相互相関装置は： 上記減算のための装置からの上記誤差信号と基
    準値とを比較しそして上記記憶されたインパルス
    応答係数に対する補正の仮数に相当する量子化信
    号Δｈを発生する装置と、 上記記憶されたサンプルの平均値ＸAVEを生成
    する装置と、 上記平均値生成装置に制御されて、上記記憶さ
    れたインパルス応答係数に対し、マルチプライヤ
    によつて上記記憶されたインパルス応答係数の対
    数に対し上記比較のための装置からの量子化信号
    Δｈに１加算または１から量子化信号Δｈを減算
    数したものの対数を加算することにより掛算をす
    る装置と、 を具備することを特徴とする特許請求の範囲第１
    項記載のデイジタル・エコー・キヤンセラ。 ４ 前記デイジタル・エコー・キヤンセラは、 更に、上記平均値を生成する装置に接続して平
    均値ＸAVEのデイジタル値をアナログ電圧に変換
    する装置を具備し、上記アナログ電圧は上記基準
    値と比較する装置に供給されることを特徴とする
    特許請求の範囲第３項記載のデイジタル・エコ
    ー・キヤンセラ。 ５ デイジタル・エコー・キヤンセラは、 更に、上記引算のための装置の出力に接続した
    アナログ・センタ・クリツパを具備し、 上記センタ・クリツパは上記デイジタル−アナ
    ログ・コンバータからのアナログ電圧により制御
    される可変バイアスを有することを特徴とする特
    許請求の範囲第４項記載のデイジタル・エコー・
    キヤンセラ。 ６ デイジタル・エコー・キヤンセラにおける上
    記平均値を生成する装置は： 平均値レジスタと、 最新の音声サンプル｜ｘi+o+1｜および最も旧い
    サンプル｜ｘi｜をそれぞれ記憶する第１および
    第２のシフトレジスタと、 上記平均値レジスタおよび上記第１及び第２の
    シフトレジスタに接続して上記平均値レジスタの
    内容に値｜ｘi+o+1｜を加算するとともに値｜ｘi
    ｜を差引きその結果を上記平均値レジスタに記憶
    する算術演算装置と、 を具備することを特徴とする特許請求の範囲第３
    項記載のデイジタル・エコー・キヤンセラ。 ７ デイジタル・エコー・キヤンセラにおける上
    記相互相関装置は： 上記減算のための装置からの上記誤差信号を基
    準値と比較しそして上記記憶されたインパルス応
    答係数に対する補正の仮数に対応した量子化信号
    Δｈを発生する装置と、 上記記憶された音声サンプルの擬rms値ＸRMS
    を発生する装置と、 上記擬rms値発生装置に制御され、上記記憶さ
    れたインパルス応答係数に対して、マルチプライ
    ヤによつて上記記憶されたインパルス応答係数の
    対数と上記比較のための装置からの量子化信号Δ
    ｈにプラス１或はマイナス１したものの対数を加
    算することによつて掛算する装置と、を具備する
    ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ
    イジタル・エコー・キヤンセラ。 ８ デイジタル・エコー・キヤンセラは、 更に、上記擬rms値を発生する装置に接続して
    擬rms値ＸRMSのデイジタル値をアナログ電圧に
    変換するデイジタル−アナログ・コンバータを具
    備し、 上記アナログ電圧は上記比較のための装置に基
    準値として加えられることを特徴とする特許請求
    の範囲第７項記載のデイジタル・エコー・キヤン
    セラ。 ９ デイジタル・エコー・キヤンセラは、 更に、上記減算のための装置の出力に接続した
    アナログ・センタ・クリツパを具備し、 上記センタ・クリツパは上記デイジタル−アナ
    ログ・コンバータからのアナログ電圧により制御
    される可変バイアスを有することを特徴とする特
    許請求の範囲第８項記載のデイジタル・エコー・
    キヤンセラ。 １０ デイジタル・エコー・キヤンセラにおける
    上記擬rms値レジスタと、 各ｊ番目のサンプリング周期毎に所定の絶対値
    を超える各音声サンプル｜ｘi+j｜を加え記憶す
    るアキユムレータ装置と、 上記アキユムレータ装置からのオーバーフロー
    を計数するとともに、計数の内容を各サンプリン
    グ周期の終りの時点において上記擬rms値レジス
    タに記憶させるカウント装置と、 を具備することを特徴とする特許請求の範囲第９
    項記載のデイジタル・エコー・キヤンセラ。 １１ デイジタル・エコー・キヤンセラは、 更に、上記減算のための装置の出力を接続した
    アナログ・センタ・クリツパを具備し、 上記センタ・クリツパは上記相互相関装置によ
    り制御される可変バイアスを有することを特徴と
    する特許請求の範囲第１項記載のデイジタル・エ
    コー・キヤンセラ。
JP6801177A 1976-06-11 1977-06-10 Digital echo cancelling unit and rms value circuit Granted JPS52153315A (en)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US05/694,878 US4064379A (en) 1976-06-11 1976-06-11 Logarithmic echo canceller

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS52153315A JPS52153315A (en) 1977-12-20
JPS6251010B2 true JPS6251010B2 (ja) 1987-10-28

Family

ID=24790628

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP6801177A Granted JPS52153315A (en) 1976-06-11 1977-06-10 Digital echo cancelling unit and rms value circuit

Country Status (10)

Country Link
US (1) US4064379A (ja)
JP (1) JPS52153315A (ja)
AU (1) AU498268B2 (ja)
BR (1) BR7702093A (ja)
CA (1) CA1081380A (ja)
DE (1) DE2713478A1 (ja)
FR (1) FR2354666A1 (ja)
GB (2) GB1563742A (ja)
IT (1) IT1082391B (ja)
SE (1) SE418037B (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01132832U (ja) * 1988-02-29 1989-09-08

Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4113997A (en) * 1977-07-12 1978-09-12 Communications Satellite, Corporation Analog to digital signal of logarithmic format converter and analog to pseudo-rms value converter and echo canceller utilizing same
FR2451676A1 (fr) * 1979-03-12 1980-10-10 Soumagne Joel Detecteur d'echo notamment pour systeme de communication a interpolation de parole
US4283770A (en) * 1979-10-09 1981-08-11 Tellabs, Inc. Signal processor for digital echo canceller
JPS6046899B2 (ja) * 1980-09-26 1985-10-18 日本電気株式会社 反響消去装置
FR2496364A1 (fr) * 1980-12-17 1982-06-18 Trt Telecom Radio Electr Annuleur d'echo pour transmission telephonique par voies numeriques mettant en oeuvre une loi de codage pseudo-logarithmique
JPS57140040A (en) * 1981-02-24 1982-08-30 Nec Corp Echo canceller
US4602133A (en) * 1982-07-23 1986-07-22 Gte Lenkurt Incorporated Adaptive echo cancelling system and method utilizing linear code spacing
JPS5961233A (ja) * 1982-09-29 1984-04-07 Nec Corp 適応型反響消去装置
JPS59151546A (ja) * 1983-02-18 1984-08-30 Nec Corp 適応形反響消去装置
US4542265A (en) * 1983-05-20 1985-09-17 Gte Lenkurt Incorporated Echo canceller dynamic range extension
FR2564667B1 (fr) * 1984-05-15 1986-09-19 Trt Telecom Radio Electr Dispositif de commande d'un annuleur d'echo et d'un ecreteur de centre
US4584441A (en) * 1984-09-07 1986-04-22 At&T Bell Laboratories Bidirectional adaptive voice frequency repeater
US4628157A (en) * 1984-09-07 1986-12-09 At&T Bell Laboratories Bidirectional adaptive voice frequency repeater
NZ214905A (en) * 1985-01-29 1988-09-29 British Telecomm Noise cancellation by adaptive filter compensates for timing variations
US4811342A (en) * 1985-11-12 1989-03-07 Racal Data Communications Inc. High speed analog echo canceller
GB8625282D0 (en) * 1986-10-22 1986-11-26 British Telecomm Detecting faults in transmission lines
AU608822B2 (en) * 1987-06-29 1991-04-18 Digital Equipment Corporation Bus transmitter having controlled trapezoidal slew rate
JPH0195609A (ja) * 1987-10-08 1989-04-13 Oki Electric Ind Co Ltd 全二重モデム
US4866647A (en) * 1988-02-04 1989-09-12 American Telephone And Telegraph Company Continuously variable digital delay circuit
US4977591A (en) * 1989-11-17 1990-12-11 Nynex Corporation Dual mode LMS nonlinear data echo canceller
US5157653A (en) * 1990-08-03 1992-10-20 Coherent Communications Systems Corp. Residual echo elimination with proportionate noise injection
US5477535A (en) * 1991-11-04 1995-12-19 Nokia Telecommunications Oy Method of preventing a divergence of an adaptive echo canceller in a noisy signal environment
US5357609A (en) * 1992-03-25 1994-10-18 One Touch Systems, Inc. Site controller with echo suppression
DE4236272A1 (de) * 1992-10-27 1994-04-28 Siemens Ag Echokompensationsvorrichtung und 4/2-Drahtschnittstelle mit einer solchen Echokompensationsvorrichtung
JPH06232957A (ja) * 1993-01-29 1994-08-19 Toshiba Corp 音声通信装置
US6028929A (en) * 1997-11-14 2000-02-22 Tellabs Operations, Inc. Echo canceller employing dual-H architecture having improved non-linear echo path detection
US6424635B1 (en) * 1998-11-10 2002-07-23 Nortel Networks Limited Adaptive nonlinear processor for echo cancellation
US6693967B1 (en) * 2000-03-16 2004-02-17 Agere Systems Inc. Detecting encoding and encoding conversion for modem connections
US7065207B2 (en) * 2003-09-11 2006-06-20 Freescale Semiconductor, Inc. Controlling attenuation during echo suppression
DE102013202140A1 (de) * 2013-02-08 2014-08-14 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Überprüfung eines digitalen Multiplizierers
CN109831733B (zh) * 2019-02-26 2020-11-24 北京百度网讯科技有限公司 音频播放性能的测试方法、装置、设备和存储介质
CN114303188A (zh) * 2019-08-30 2022-04-08 杜比实验室特许公司 针对机器感知预调节音频

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2334546C2 (de) * 1973-07-06 1982-05-27 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Echokompensator
US3905028A (en) * 1973-08-02 1975-09-09 North Electric Co Direct digital logarithmic encoder
US3877026A (en) * 1973-10-01 1975-04-08 North Electric Co Direct digital logarithmic decoder
US3894200A (en) * 1973-10-10 1975-07-08 Communications Satellite Corp Adaptive echo canceller with digital center clipping

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01132832U (ja) * 1988-02-29 1989-09-08

Also Published As

Publication number Publication date
JPS52153315A (en) 1977-12-20
AU498268B2 (en) 1979-02-22
AU2388177A (en) 1978-10-05
SE7706422L (sv) 1977-12-11
FR2354666A1 (fr) 1978-01-06
IT1082391B (it) 1985-05-21
BR7702093A (pt) 1978-02-28
US4064379A (en) 1977-12-20
DE2713478A1 (de) 1977-12-29
GB1563743A (en) 1980-03-26
SE418037B (sv) 1981-04-27
FR2354666B1 (ja) 1984-06-08
CA1081380A (en) 1980-07-08
DE2713478C2 (ja) 1988-08-11
GB1563742A (en) 1980-03-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS6251010B2 (ja)
USRE35867E (en) Method and apparatus for controlling coefficients of adaptive filter
JP2853455B2 (ja) エコーキャンセラ
US4912758A (en) Full-duplex digital speakerphone
US3789165A (en) Echo canceller with variable threshold
US4007341A (en) Echo cancelling device
US4268727A (en) Adaptive digital echo cancellation circuit
JP2794999B2 (ja) エコーキャンセル方式
US4751730A (en) Process and system for improving echo cancellation within a transmission network
US5920548A (en) Echo path delay estimation
EP0280719B1 (en) Linear predictive echo canceller integrated with relp vocoder
JP2001526009A (ja) 音響エコー除去装置
JPH0618331B2 (ja) 経時変化特性を有する配線において発生するエコ−をディジタル消去するための装置
US6088445A (en) Adaptive filter system having mixed fixed point or floating point and block scale floating point operators
JP2654894B2 (ja) 反響消去装置およびその方法
US3780233A (en) Adpative echo cancellers with compandors
US4024358A (en) Adaptive echo canceller using differential pulse code modulation encoding
US7627111B2 (en) Noise matching for echo cancellers
US5359656A (en) Adaptive echo cancellation apparatus
EP0715407B1 (en) Method and apparatus for controlling coefficients of adaptive filter
CA1081851A (en) Pseudo rms value circuit
JPH07131389A (ja) エコーキャンセラ
JP3452341B2 (ja) エコーキャンセラ
JP2602750B2 (ja) 反響消去装置
JP3180543B2 (ja) 反響消去装置