DE2334546C2

DE2334546C2 - Echokompensator

Info

Publication number: DE2334546C2
Application number: DE19732334546
Authority: DE
Inventors: Harald Dipl.-Phys. 8000 München Höge
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1973-07-06
Filing date: 1973-07-06
Publication date: 1982-05-27
Also published as: DE2334546A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Echokompensator gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ein Echokompensator, bei dem ein von den Signalen der ankommenden Richtung des Vierdrahtweges gespeistes Verzweigungsnetzwerk mit einer Reihe von Ausgängen, die Systemen mit untereinander linear unabhängigen Impulsantworten entsprechen, vorgesehen ist, deren Ausgangssignale je über ein Einstellglied geführt und summiert als simuliertes Echosignal im subtrahierenden Sinn den Signalen der abgehenden Richtung des Vierdrahtweges zugesetzt ist, wobei jedes Einstellglied durch das integrierte Ausgangssignal eines das jeweilige Ausgangssignal des Verzweigungsnetzwerkes mit dem mit einem Bewertungsfaktor bewerteten Restechosignal multiplizierenden Multiplizierers einstellbar ist, ist durch den Aufsatz »An Adaptive Echo Canceller« von M. M. Sondhi in »The Bell System Technical Journal«, 1967, Seiten 497 bis 511 bekannt. Da jedoch Wählgeräusche und die Sprechsignale des nahen Teilnehmers das abgehende Signal des Vierdrahtweges für die Korrelation zeitweise weitgehend unbrauchbar machen und dazu führen können, daß eine zwischenzeitlich erzielte gute Einstellung der Einstellglieder wieder verlorengeht, erreichen die bekannten Echokompensatoren meist nur eine geringe Einstellgenauigkeit, die zudem erst nach längerer Zeit erreicht werden kann, da die Einstellgeschwindigkeit auf Grund der vorerwähnten Störungen in mäßigen Grenzen gehalten werden muß.

Weiterhin ist ein Echokompensator der eingangs genannten Art, bei dem die analogen Signale in digitale Signale umgewandelt und digital weiter verarbeitet werden, durch die DE-OS 20 63 183 bekannt Die auch auf Seite 71 der Zeitschrift »Electronics Letters«, Band 6, Nr. 3 vom 5. Febr. 1970 (S. 69-71) angegebene Anordnung nach Fig. 3 der DE-OS 20 63 183 weist außerdem eine Monitorstufe 81 (vgl. S. 15, Abs. 3), die die Quadrate der Koeffizienten des Ausgangssignals eines Registers 59 am Ende jeder Iteration und vor Aufnahme einer neuen Gruppe von Tastwerten summiert, wodurch sich der Restfehler der Iteration ergibt. Ist dieser Restfehler zu groß, z. B. wenn der nahe Teilnehmer spricht, stoppt die Monitorstufe 81 die Änderung der der Einstellung der Einstellglieder entsprechenden Koeffizientenwerte (vgl. Anspruch 12). Hierdurch wird erreicht, daß sich während der absolut ungeeigneten Zeitintervalle die erreichte Einstellung nicht verschlechtern kann.

Schließlich wurde durch die DE-AS 20 63 271 eine aus den Signalen der ankommenden und der abgehenden Richtung des Vierdrahtweges gesteuerte Entscheidungseinrichtung 10 bekannt, welche die Zuführung des Restechosignals zu den Multiplizierern zu drosseln vermag. Nachteilig ist jedoch, daß bei diesem Echokompensator das Gegensprechen nicht in das Rechenverfahren eingeht und deshalb unberücksichtigt bleibt, so daß bei ungünstigen Betriebsverhältnissen, beispielsweise bei fortwährendem Gegensprechen dieser Echokompensator nur eine unbefriedigende Einstellung finden kann.

Weiterhin ist aus der DE-OS 22 24 403 ein Echounterdrücker mit zwei Echopfadmodellen bekannt, bei dem die Echokompensation nach der Auswahl zwischen zwei, das Echo nachbildenden Schaltungseinheiten vorgenommen wird. Dazu ist ein Vergleicher erforderlich, der die Annäherung der Übertragungseigenschaften beider Schaltungseinheiten an die Übertragungseigenschaften des Echopfades miteinander vergleicht. Nachteilig bei diesem Echounterdrücker ist jedoch der durch die erforderlichen zwei Echopfadmodelle gegebene verhältnismäßig hohe schaltungstechnische Aufwand.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen mit vergleichsweise geringem Aufwand an Einstellmitteln realisierbaren adaptiven Echokompensator anzugeben, der die Nachteile der bekannten Echokompensatoren vermeidet und ein besser konvergierendes Einstellverhalten, insbesondere auch unter Berücksichtigung des Gegensprechens zeigt, als die bekannten Echokompensatoren.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Die einzelnen Baueinheiten und Einsteilmittel sind hierbei mit einem vergleichsweise geringen Aufwand

realisierbar weil die mit digitalen Baueinheiten und Einstellmitteln erreichbaren hohen Arbeitsgeschwindigkeiten einen seriellen Betrieb gestatten.

An Hand der Zeichnung sei ein Ausführungsbeispiel näher erläutert Es zeigen: >

F i g. 1 und 2 einen Echokompensator gemäß dem Hauptpatent, wobei Fig.2 ein Diegramm des Einstellverfahrens der Steuereinrichtung 10 nach Fig. 1 darstellt,

Fig.3 ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel in des Echirkompensators,

Fig.4 eine detaillierte Darstellung der Einrichtung 111 nach F i g. 3 und

F i g. 5 eine detaillierte Darstellung des ein Signal im Zweier-Exponenten-Code erzeugenden Codierers 16 r> nach F i g. 3.

F i g. 1 zeigt als Ausschnitt aus einer Fernsprechweitverbindung über eine oder mehrere laufzeitbehaftete Vierdrahtstrecken den Übergang von einer Vierdrahtstrecke mit einer ankommenden Richtung 1—2 und einer abgehenden Richtung 5—6 zu einer Zweidrahtstrecke 4 über eine mit einer Nachbildung ausgerüstete Gabel 3. Hierbei ist der Echokompensator einerseits in die ankommende Richtung 1—2 und andererseits in die abgehende Richtung 5—6 eingeschaltet, wobei jedoch 2~> zwischen diesem Echokompensator und der Gabel 3 sich durchaus noch eine längere Vierdrahtstrecke befinden kann.

Der adaptive Vierpol des Echokompensators besteht beispielsweise aus einer Filterbank mit einer größeren in Anzahl N eingangsseitig parallelgeschalteter Filter 21... 29, sodann aus den Filtern nachgeschaltcten Stellgliedern 61 ... 69, sowie einem nachfolgenden Summierer 7. Der Eingang dieses Vierpols ist aus dem Signal der ankommenden Richtung 1—2 gespeist; der r> Ausgang des Vierpols speist ein simuliertes Echosignal y über den Differenzverstärker 8 im subtrahierenden Sinn in die abgehende Richtung 5—6 ein. Im abgeglichenen Zustand hat der Vierpol annähernd die gleiche Übertragungsfunktion wie der des Echopfades vom Eingang des Vierpols über die Gabel 3 zurück zum Differenzverstärker 8, so daß am Ausgang des Differenzverstärkers 8 eine weitgehende Kompensation des über die Gabel 3 übergetretenen Echos y erfolgt. Das vom nahen Teilnehmer, welcher über die Zweidrahtstrecke 4 an die Gabel 3 angeschlossen ist, stammende Sprechsignal erscheint im abgehenden Weg 5 des Vierdrahtweges als das Signa' n. Das Signal e am Ausgang des Differenzverstärker 8 ergibt sich daher zu

"jO

e = y — y +11 = ~e+ η .

Die günstigsten Verhältnisse für die Einstellung der Stellglieder 61... 69 mittels der noch zu beschreibenden Korrelationsglieder ergeben sich bei der Verwendung eines Verzweigungsnetzwerkes, welches Systeme mit orthogonalen Impulsantworten enthält. Ein solches Verzweigungsnetzwerk läßt sich wie im vorliegenden Beispiel durch eingangsseitig parallelgeschaltete Filter 21... 29 aber z. B. auch durch ein reines Laufzeitglied mit einer größeren Anzahl von Abgriffen (vgl. Sondhi Fig. 2) oder durch Laguerre-Netzwerke (vgl. Sondhi Seite 506) realisieren. Im allgemeinen genügt jedoch die Bedingung, daß die Impulsantworten der Filter untereinander linear unabhängig sind.

Die einzelnen Ausgangssignale w\... Wn werden bei der Anordnung nach F i g. 1 durch die Ausgänge des Verzweigungsnetzwerkes 21... 29 erzeugt und nach Durchgang je eines der Stellglieder 61... 69 durch den Summierer 7 zu dem simulierten Echosignal y zusammengefaßt Da die Stellglieder 61... 69 jeweils eine einstellbare Verstärkung C\...cn aufweisen, die größer oder kleiner als 0 sein kann, ergibt sich am Ausgang des Summierers 7 das geschätzte bzw. simulierte Echosignal y zu

y =

Die Einstellung der Verstärkung der Stellglieder 61... 69 erfolgt jeweils durch das Ausgangssignal des zugehörigen Multiplizierers. Jeder dieser Multiplizierer 41 ... 49 wird einerseits von dem zugehörigen Ausgangssignal des Verzweigungsnetzwerkes 21... 29 und andererseits durch das mit einem Faktor k verstärkte Restechosignal e in der abgehenden Richtung 6 des Vierdrahtwegss gesteuert Je ein Ausgangssignal k ■ e ■ Wi der Multiplizierer, welches das Produkt des verstärkten Restechosignals ke mit dem zugehörigen Ausgangsignal w, des Verzweigungsnetzwerkes darstellt, steuert sodann über eines der nachgeschalteten Integrierglieder 51... 59 die Verstärkung c, des zugehörigen Stellgliedes.

Das Restechosignal ewird mit dem Bewertungsfaktor Jt multipliziert den Multiplizierern 41 ... 49 zugeführt. Zu diesem Zweck ist in der Zuleitung zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers 8 und die Multiplizierer 41... 49 ein Verstärker 9 eingeschaltet, welcher durch die Steuereinrichtung 10 in seiner Verstärkung k gesteuert ist. Dei Steuereinrichtung 10 ist ebenfalls das Restechosignal e und außerdem das Signal der Summe der Quadrate der Signale w, von einem Summierer 11 zugeführt, der die Anzahl von N Eingängen aufweist, von denen je einer über einen der Quadrierer 31... 39 mit einem der Ausgänge des Verzweigungsnetzwerkes 21... 29 verbunden ist. Die Steuereinrichtung 10 steuert den Bewertungsfaktor k in Abhängigkeit von dem Restecho e und von der Summe der quadrierten Ausgangssignale des Verzweigungsnetzwerkes derart, daß dieser Bewertungsfaktor k im Normalfall einen Maximalwert einnimmt und bei auftretenden Störgeräuschen η in der abgehenden Richtung des Vierdrahtweges 5—6 der Bewertungsfaktor /turn so mehr abgesenkt v/ird, je größer die Störgeräusche η sind und je besser die bereits erreichte Einstellgenauigkeit der Stellglieder 61 ... 69 ist Auftretende Störgeräusche η können z. B. Sprechsignale des nahen Teilnehmers 4 sein aber auch vom nahen Teilnehmer 4 ausgehende Signale einer Datenübertragung sein.

Durch die vorstehend beschriebene Art der Steuerung des Bewertungsfaktors k in Abhängigkeit von dem Restechosignal e und der Summe der quadrierten Ausgangssignale des Verzweigungsnetzwerkes ist die günstigste Einstellgeschwindigkeit für jeden jeweils folgendne Betriebszustand des Echokompensator erreichbar, so daß bei großen Abweichungen von der optimalen Einstellung in sehr kurzer Zeit ein befriedigender Zustand erreicht werden kann, jedoch auch bei ungünstigen Betriebsverhältnissen wie z. B. fortwährendem Gegensprechen oder bei Datenübertragung der Echokompensator seine optimale Einstellung in vergleichsweise kurzer Zeit findet.

Die vorstehenden Erläuterungen bezogen sich des leichteren Verständnisses halber auf eine Arbeitsweise des Echokompensators mit rein analogen Signalen.

Tatsächlich zeigt die Anordnung nach F i g. 1 jedoch einen Echokompensator, der mit digitalen Signalen arbeitet und daher das Signal χ über den Analog-Digital-Wandler 12 aus der ankommenden Richtung 1—2 erhält. Weiterhin gelangen die Signale y+n der abgehenden Richtung 5 über den Analog-Digital-Wandler 13 zum Differenzverstärker 8 dessen das Restechosignal e darstellende Ausgangssignal über den Digital-Analog-Wandler 14 in der abgehenden Richtung 6 verläßt. Für diese digitale Betriebsweise kann das Verzweigungsnetzwerk 21... 29 z. B. durch ein Schieberegister 20 realisiert werden, was später anhand der F i g. 3 noch näher erläutert wird. Die Steuereinrichtung 10 verarbeitet über den Summierer 11 und die vorgeschalteten Quadrierer 31 ... 39 die zu Taktzeiten im (m=0, 1, 2,...) abgetasteten Ausgangssignale w\(t_m)... wv(t_m) und das Restechosignal e(t,„) in llerationsschritten m.

Nachstehend wird anhand des in F i g. 2 dargestellten Diagramms das Verfahren zur Ermittlung des Bewertungsfaktors k aus dem Restechosignal e und der Summe £w,² der quadrierten Ausgangssignale des Verzweigungsnetzwerkes näher erläutert. Über den Quotientenbildner 71 wird unter Bewertung der Anzahl N der Ausgänge des Verzweigungsnetzwerkes während der Iteration /ndas Signal

nach der Bedingung Z,„> S„, ■ SIVabgefragt, wobei der Wert SW ■ S_n, über den Multiplizierer 78 gebildet wird. Die Größe SlV ist ein Schwellwert und ist größer als 1 zu wählen. Bei einer Ja-Entscheidung, d. h. wenn Z_n, ι (oder bei einer anderen nicht näher dargestellten Ausführungsform die Größe e,„- — a,„ ■ r_m — S_m) wesentlich größer als (Schwellwert SW) die vorherige Schätzung S_n, ist, so ist dies ein Anzeichen dafür, daß in der Gesprächsführung ein Übergang von der Phase

to »kein Gegensprechen« zu der Phase »Gegensprechen« vorliegt, und es wird demnach S,„ nicht mehr durch den gemittelten Wert Z_n, sondern den geschätzten Augenblickwert e_n,²-a,„ ■ r„, der Gegensprechleistung bestimmt, was durch Schließen des Schalters 82 realisiert

ti wird, welcher dem Speicher 84 den Wert e^ — a,,, ■ r,„ zuordnet. Im Falle des alleinigen Sprechens des fernen Teilnehmers oder bei fortlaufendem Gegensprechbetrieb trifft der Entscheider 80 die Nein-Entscheidung, so daß über den Schalter 83 der Speicher 84 den Wert Z_n,

:o einspeichert, was der Gleichsetzung S_n, + , = Z_n, entspricht.

Allgemein wird also der Schätzwert S_n,+1 für die mittlere Leistung des Gegensprechsignals durch die Beziehung

yv

gebildet, welches einen Schätzwert für die mittlere Leistung des Eingangssignals χ bildet. Das Signal a wird sodann mitteis des Multiplizieren 72 mit dem Wert r_m der in der vorherigen Iteration m—\ berechnet wurde, multipliziert. Die Größe r_m stellt ein Maß für die bereits erzielte Einstellgenauigkeit der Stellglieder 61... 69 dar und strebt daher gegen Null (/«-► 0).

Hiernach wird unter Mitwirkung der Multiplizierer 73 und 76, der Subtrahierer 74 und 75 sowie des Addierers 77 die Größe Z_n, aus den Größen e(t_m), a_mr_m /und S_n, gebildet, wobei die Größe e(t_m) der zur Taktzeit t_m auftretende Abtastwert des Restechosignals e ist. Die Größe a_mr_m ist nun ein Schätzwert für die Leistung des Restechos e und die hieraus gebildete Größe e* — a_mr_m ein Schätzwert für die augenblickliche Leistung des Störsignals η (ζ. B. bei Gegensprechen). Die Größe S_n, ist das bei der vorhergehenden Iteration m—\ gewonnene Maß für die gemittelte Leistung des Störsignals n.

Die Größe Z_m stellt eine über mehrere Schritte gciiiiücuc gcSChäUie Leistung des Störsignais π dar, wobei die Anzahl der Schritte, über die die Größe Z_n, gemittelt wird, durch die Konstante / festlegbar ist. Zweckmäßigerweise wird ungefähr /=0,2 gewählt, was einer Mittelung der Größe Z_n, Ober 5 Schritte entspricht, jedoch ist die Konstante /grundsätzlich zwischen einem Wert größer als 0 und dem Wert 1 frei wählbar. Die Größe Z_n, ergibt sich zu

Z„ - S_n, +/- te²(/J - a_mr_m - SJ, 0 </< 1

In dem Komparator 79 wird abgefragt, ob die Beziehung Z_m<Q gilt, d. h. ob sich für Z_n, ein negativer Wert ergibt. In diesem Fall liegt eine Fehlschätzung vor, da eine Leistung immer positiv sein muß, und dem Speicher 84, der den Wert für S_n, enthält, wird der neue S_m+i=0 zugeführt. Ist die Bedingung Z_m<0 nicht erfüllt, so wird der zweite Komparator 80 aktiviert und

60 ■J m + I

für Z,„<0

e² - a„,r„, fur Z_n, > SW ■ S₁₁, SW > 1

für sonst

bestimmt. Aus Gründen der leichteren Instrumentierung kann es auch vorteilhaft sein, wie bereits angedeutet, den Gegensprechbetrieb, bei dem

S_{111 +} I = e² - a,„ ■ r,„
gesetzt wird, durch die Bedingung
ei, - a_m ■ r,„ - S_n, > SW ■ S_n,

zu indizieren.

Durch die Multiplizierer 86 und 87, den Addierer 85 und den Quotientenbildner 88 wird aus den Größen r_m. a_mr,„, S_m +, sowie den Konstanten /Vund b nach der Berechnung von S _m + , der Verstärkungsfaktor A- für die Iteration m + 1 mit

50 bestimmt und der Verstärker S auf diesen neuen Verstärkungsfaktor k_m +/ eingestellt Die Konstante b muß im Bereich 0<£><l liegen. Für die optimale Einstellgeschwindigkeit der Stellglieder 61... 69 richtet sich der günstigste Wert der Konstanten b nach der Art und Statistik der vom Echokompensator zu übertragenden Signale und ist für Sprache etwa 6=03 und für digitale Signale bzw. weißes Rauschen b= 1.

Ober die Multiplizierer 89 und 90 sowie die Addier-Subtrahiereinrichtung 91 wird unter Verwendung der Größen r_m k_m+, und BmT_n, sowie der Konstanten cund (/nun der Wert r_m+i mit

= r_m-ck_m

-a_mr_m+d

berechnet und dem Speicher 92 zugeführt, so daß zur

Iteration m+1 der Wert r_{m + t} zur Verfügung steht.

Die Konstante c muß im Bereich 0 < c< 1 liegen. Für die optimale Einstellgeschwindigkeit richtet sich ihr günstigster Wert nach der Art und Statistik der zu übertragenden Signale und ist für Sprache etwa c=0,8 und für digitale Signale bzw. weißes Rauschen c= 1. Die Konstante d muß d>0 sein. Für rein niederfrequent durchverbundene Standverbindungen, in denen keinerlei Frequenzverwerfung zwischen dem ankommenden Signal χ und dem über die Gabel übergetretenen Echosignal y auftritt, kann der Wert für dsehr klein, z. B. d= 0,001 gewählt werden. Bei möglichen Frequenzverwerfungen zwischen den Signalen α und y, z. B. bei Trägerfrequenzstrecken zwischen dem Echokompensator und der zugehörigen Gabel, empfiehlt sich die Bemessung des Wertes von c/etwa zu d=0,0i.

Zu Beginn der Fernsprechverbindung und Beginn der Iteration (m=0) müssen die Anfangswerte £., r₀ festgelegt werden, da diese zum Start der Iteration benötigt werden. Da beim Einschalten des Echokompensators bei den Steilgliedern 61 ... 69 die Verstärkung c, = 0 gesetzt und daher nur die Echodämpfung der Gabel 3 vorhanden ist, diese aber nicht bekannt ist, muß r« auf einen mittleren Gabeldämpfungswert angepaßt werden. Zum Beispiel ist dem Gabeldämpfungswert GD=6 dB der Wert ni = 0,5 zuzuordnen. Für den Anfangswert So (Schätzwert der mittleren Leistung des Gegensprechsignals n), kann der Wert So = O gewählt werden, da zu Beginn des Telefongesprächs in den meisten Fällen entweder nur das Gegensprechsignal η oder nur das Eingangssignal χ am Echokompensator liegt. 1st nur χ vorhanden, so ist die Schätzung 5s = 0 richtig. Ist nur η vorhanden, so ist die Schätzung .Sn = O falsch, aber sie beeinflußt die Einstellung des Echokompensator nicht, da bei verschwindendem Eingangssignal χ die Einstellung der Einstellglieder 61 ... 69 unverändert bleibt. Nach einigen Lauten des Gegensprechsignals η hat sich aber bereits ein Wert S aufgebaut, der bei Einsatz des Eingangssignals χ bereits durchaus brauchbar ist.

F i g. 3 zeigt eine Ausführungsform des Echokompensator, die von der Anordnung nach F i g. 1 ausgeht, und sich von ihr im wesentlichen dadurch unterscheidet, daß das Verzweigungnetzwerk 21 ... 29 durch ein Schieberegister 20 realisiert ist, welches digital und zeitlich nacheinander (z. B. N= 256) seine Ausgangssignale Wj als Multiplexsignal abgibt, aus welchem das simulierte Echosignal +y mittels des Stellgliedes 60 (anstelle der Stellglieder 61... 69) und des Summierers 107 (anstelle des Summierers 7) in Zeitmuitiplextechnik digital erzeugt wird.

Weiterhin sind die Multiplizierer 41 ... 49 durch den Multiplizierer 40, die Integrierglieder 51... 59 durch das Integrierglied 50 und der Verstärker 9 durch das Multiplizierglied 109 ersetzt, wobei die Realisierung des Multiplizierers 40 und des Multipliziergliedes 109 auf Grund des verwendeten und später näher erläuterten Zweier-Exponenten-Code jeweils durch schnelle 4-Bk-Addierer erfolgt. Schließlich tritt an die Stelle der Quadrierer 31 ... 39 und des Summierers 11 die Einrichtung 111 (welche in Fig.4 noch detaillierter dargestellt ist) und an die Stelle der Steuereinrichtung 10 die mit HO bezeichnete Einrichtung. Die einzelnen Baueinheiten und Einstellmittel sind somit mit einem vergleichsweise geringem Aufwand realisierbar und können eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit erreichen.

Der Analog-Digital-Wandler 12 nach Fig.3 entspricht dem gleichbezeichneten Wandler der Anordnung nach Fig. 1 und codiert das analoge Eingangssignal .v der ankommenden Richtung mit einer vergleichsweise sehr feinstufigen Quantisierung _von beispielsweise 12 Bit pro Abtastwert. Die Abtastperiode T kann , hierbei entsprechend einer Bandbreitenbegrenzung des Analogsignals auf 4 kHz auf T= 125 \is festgesetzt sein. Das Differenzglied 108 der Anordnung nach F i g. 3 arbeitet im Gegensatz zu dem Differenzglied 8 der Anordnung nach Fig. 1 rein analog. Zwischen den

ίο Minuseingang des Differenzgliedes 108 und den Summierer 107 ist der Digital-Analog-Wandler 15 eingeschaltet, welcher die gleich feinstufige Quantisierung wie der Analog-Digital-Wandler 12 aufweist, so daß eine sehr gute Echounterdrückung in dem analog

ι ■-, arbeitenden Differenzglied 108 erzielt werden kann.

Das Signal e der abgehenden Richtung 6 wird dem Multiplizierglied 109 und der Steuereinrichtung 110 über den Codierer 16 als das im Zweier-Exponenten-Code dargestellte Signal P(e) zugeführt. Unter Anwen-

Ju dung dieser Zweier-Exponenten-Code ist für den speziellen Anwendungsfall eine Quantisierung mit 4 Bit ausreichend, ohne daß das Einlaufverhalten des Echokompensator hierunter merklich leidet. Der Codierer 16 ist an Hand der Fig. 5 später noch näher

>-, erläutert.

Zwischen die Einrichtung 111 und den Multiplizierer 40 einerseits und den Ausgang des als Schieberegister ausgeführten Verzweigungsnetzwerkes 20 andererseits ist der Umcodierer 17 eingeschaltet, welcher das Signal

jo W; in das im Zweier-Exponenten-Code codierte Signal P(W₁) umwandelt, welches unter den gegebenen Umständen wiederum mit 4 Bit ausreichend genau quantisiert ist.

Durch Anwendung des Zweier-Exponenten-Code

γ, lassen sich, wie bereits erwähnt, der Multiplizierer 40 und das Multiplizierglied 109 sehr einfach als schnelle 4-Bit-Addierer realisieren, aber auch die Einrichtung 111 und vor allem die Steuereinrichtung 110, welche entsprechend dem Diagramm nach F i g. 2 eine Vielzahl von Multiplikatoren und Divisionen durchzuführen hat, kann bedeutend vereinfacht werden, da bei dem Zweier-Exponenten-Code jede Multiplikation in eine Addition und jede Division in eine Subtraktion zurückführbar ist. Sind z. B. die Größen A₁ Q= \,2,...m)

« miteinander zu multiplizieren, so werden die Größen Aj nach der Vorschrift

Digitalwert von A₁

Exponentialcode P₁(A₁)

2" >\A\>2 '
2'>\A,\>r²

exponentialcodierten Größen P₁ zugeordnet.
Die Summe

- Σ Pj

wird nach der Vorschrift

l-'xponentialtoJc
/'Μ, ■ A₂ ... · A₁₁₁)

DigiUilwcrt
I'll · '!.'■■·

2" 2 ' 2 '

exponential decodiert, wodurch ein stark quantisierter Näherungswert [Ai ■ A₂ ... A,,,^ g, für das Produkt A\A₂ ... A_n,gewonnen wird.

Ebenso kann über den Exponentialcode eine Division auf eine Subtraktion zurückgeführt werden. Ist z. B. eine Division A\IA-i durchzuführen, so werden zuerst die Werte P\(A\), Pi(A₂) gebildet und nach der Subtraktion P=P]-P₂ in einen quantisierten Wert [/4,/A₂Ji, decodiert.

Die konkrete Anwendung des vorbeschriebenen Exponentialcode auf die Funktionseinheiten des Echokompensators wird nachstehend beispielhaft bei der in F i g. 4 detailliert dargestellten Ausgestaltung der Einrichtung 111 gezeigt. Der Einrichtung 111 wird vom Codierer 17 das mit 4 Bits exponentialcodierte Signal P(Wi) zugeführt und hat die Aufgabe, das exponentiell Signal P(Y₁ w,-²) zu erzeugen. Zu diesem Zweck erhält die Einrichtung 111 den Addierer 120, den Decodierer 121, den Akkumulator 122 und den Codierer 123.

Der Addierer 120 multipliziert das Signal P(w,) mit der Zahl 2, d. h. er führt unter Berücksichtigung des Exponentialcode die Funktion des Quadrierers durch, so daß das Signal P (w/) entsteht. Der Addierer 120 entspricht somit den Quadrierern 31 ... 39 nach Fig. 1. Zum Zweck des Aufsummierens wird das Signal P(wr) durch den Decodierer 121 in ein mit 9 Bit linear codiertes Signal wr decodiert und anschließend durch den Akkumulator 122 zu dem Signal X ^w? aufsummiert. Der Akkumulator 122 entspricht somit dem Summierer 11 nach Fig. !.Schließlich erzeugt der Codierer 123 das mit 4 Bits exponentialcodierte Signal fl(£ wf).

Die detaillierte Ausgestaltung der Codierer wird im folgenden an Hand des Codierers 16 erläutert, welcher in F i g. 5 dargestellt ist. Vorteilhafterweise ist der Codierer 16 als schneller Parallelwandier ausgeführt, wie er beispielsweise aus dem Aufsatz von H. Schmidt in »Electronic Design«, 26, 19. Dez. 1968, Seiten 57 bis 76 mit dem Titel »An Electronic Design practical guide to a/d conversion, Part 2« (insbes. S. 61, Fig. 3) bekannt ist. Der Codierer besteht aus parallel geschalteten Komparatoren 18, die im einzelnen mit I81, I82, .·· 18t& bezeichnet sind. Das am Eingang A anliegende Analogsignal wird parallel auf jeweils einen Eingang der Komparatoren 18 verteilt. Der andere Eingang der Komparatoren 18 liegt an Vergleichsspannungen U\, U₂ bis U\b, und es erscheint am Ausgang der Komparatoren jeweils der Zahlenwert »0« oder »1«, je nachdem ob die Eingangsspannungen größer oder kleiner als die Vergleichsspannungen sind. Die von den Komparatoren abgegebenen Zahlenwerte werden einen gesteuerten Umcodierer 19 zugeführt, an dessen Ausgang P Digitalzahlen im Zweier-Exponentencode erscheinen.

Hierzu 5 Blatt Zcichnuncen

Claims

Patentansprüche:

1. Echokompensator für ein Nachrichtenübertragungssystem mit einem Zweidraht-Vierdraht-Ober- -. gang, bei dem ein von den Signalen der ankommenden Richtung des Vierdrahtweges gespeistes Verzweigungsnetzwerk mit einer Reihe von Ausgängen, die Systemen mit untereinander linear unabhängigen Impulsantworten entsprechen, vorgesehen ist, deren ι ο Ausgangssignale je über ein Einstellglied einem Summierer zugeführt sind, dessen Ausgangssignal als simuliertes Echosignal im subtrahierenden Sinn den Signalen der abgehenden Richtung des Vierdrahtweges zugesetzt ist, wobei jedes Einstellglied durch das mittels eines Integriergliedes integrierte Ausgangssignal eines das jeweilige Ausgangssignal des Verzweigungsnetzwerkes mit dem mit einem Bewertungsfaktor bewerteten Restechosignal in der abgehenden Richtung des Vierdrahtweges multiplizierenden Multiplizierers einstellbar ist, wobei eine von dem Summensignal der quadrierten Ausgangssignale des Verzweigungsnetzwerkes und von dem Restechosignal gespeiste Steuereinrichtung den Bewertungsfaktor derart steuert, daß dieser Bewertungsfaktor im Normalfall einen Maximalwert einnimmt und bei auftretenden Störgeräuschen in der abgehenden Richtung des Vierdrahtweges wie

z. B. bei auftretenden Sprechsignalen des nahen Teilnehmers der Bewertungsfaktor um so mehr jo abgesenkt wird, je größer die Störgeräusche sind und je besser die bereits erreichte Einstellgenauigkeit der Einstellglieder ist, nach Patent 22 39 452, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzweigungsnetzwerk (20) digital und zeitlich nachein- 1 > ander seine Ausgangssignale (w) als Multiplexsignal abgibt, aus welchem das simulierte Echosignal (+y) erzeugt wird, und daß der Steuereinrichtung (110) zur Erzeugung des Bewertungsfaktors (k) das Summensignal (2 wi¹) der quadrierten Ausgangssignale (Wf-) des Verzweigungsnetzwerkes (20) und das Restechosignal fe,) jeweils im Zweier-Exponenten-Code zugeführt sind (F i g. 3).

2. Echokompensator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Multiplexsignal der Ausgangssignale (w) des Verzweigungsnetzwerkes (20) und des Restechosignals (e) dem Multiplizierer (40) ebenfalls jeweils im Zweier-Exponenten-Code zugeführt sind (F ig. 3).