JPS61228731A - エコ−除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点） ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン・アク
ーステイクスφスピーチ・アンド・シグナル・グロセツ
シング（ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵＳＴＩＣ８゜５ＰＥＥＣＨ、ＡＮＤシ、ＪＧＮＡ
Ｌ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ）ν１、ゲー２− ２７巻６号、　１９７９年、７６８〜７８１ページ）。

エコーキャンセラは、エコーのインパルス応答の長さ分
のタップ係数を持つ適応型（アダプティブ）フィルタを
用いて送出データ系列に対応した擬似エコー（エコーレ
プリカ）を生成することにより、２線／４線変換回路に
て送信回路から受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するよ
うに動作する。この時、適応フィルタの各タップ係数は
、エコーと受信信号が混在した混在信号からエコーレプ
リカを差引いた差信号と送信データとの相関をとること
により遂次修正される。このような適応フィルタの係数
修正即ち、エコーキャンセラの収束アルゴリズムについ
ては前記参考文献に記載されておシ、その代表的なもの
として、ストキャーステック・知られている。

２ｆｌＪ双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ
化が必要であシ、最近著しい技術進歩をとげているディ
ジ゛＾ル・デバイス技術を適用できる、ンｊ　　　　−
３＝ 方式が望ましい。この時、前述の適応型フィルタとして
ディジタルフィルタを用いて構成しようとすると、アナ
ログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ及びディジタル
／アナログｌ／Ａ）コンバータが必要となる。このうち
Ｄ／Ａコンバータの所要ビット数はシステムの要求条件
から定まり、例えば公衆通信網の加入者線への応用では
、１２ビット程度必要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバー
タの所要ビット数は、システム条件のみならず、前述の
エコーキャンセラの収束アルゴリズムにも依存する。例
えば、公衆通信網の加入者線に応用する場合、ストキャ
ーステック・イタレーション・アルゴリズムを採用する
と８ビット程度必要であるのに対し、サイン・アルゴリ
ズムでは１ビツトですむという特徴がある。ところが、
サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極性により
、適応フィルタのタップ係数の修正を行なうため、差信
号中に含まれている残留エコーの極性と差信号の極性と
が一致しなくなると、適応動作が不可能になるという４
ｑ−６，生じる。例えば、伝送路符号゛−４＝ としてバイフェーズ符号のような２値打号を使用した場
合、受信信号の存在により、残留エコー（エコーとエコ
ーレプリカとの差）レベルが受信信号レベルと同等程度
になると前述の問題が発生する。そこで、この問題を解
決するための従来技術について次に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される。とこでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部２にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信部
２にて発生された送信信号の一部はエコー成分としてノ
・イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フ
ィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。また、第５図の回路
に対向した相手側（今の説明では局側となる）から送出
された受信信号は、２線伝送路４及びノーイブリッド・
トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給される
。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号と
エコーが混在した混在信号となる。なおローパス・フィ
ルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成分を抑
圧することである。ローパス・フィルタ５の出力は減算
器１０に供給される。ここで、アダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９、減算器
１０、加算器１１、極性判定回路１２及び乗算器１３か
ら成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５の出力で
ある混在信号中のエコーを除去するように動作する。こ
れは、アダプティブ゛・ディジタルフィルタ８がエコー
レプリカを生成することにより実現される。そこでアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８について詳細に説明す
る。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号１０７は、第５
図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に
対応している。

２値データ系列１０５は遅延素子１００．、乗算器１０
１゜、　１０１１　、・・・、ｌ０ＩＲ−１及び係数発
生器Ａ、。

Ａｌ　、・・・＃　ＡＲ−ｓに供給される。Ｔ秒の遅延
を与える遅延素子１００１１１００１１　・＃　１００
　　　　は、タト１ この順に接続されてお如、各々フリップ・フロップで実
現することができる。ここでＮ及びＲは正整数であシ、
ＲはＮの約数とする。また２値データ系列１０５のデー
タレートは１／Ｔビット／秒である。遅延素子１００１
（１＝１．２．・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ
、乗算器１０１７．１０１汁１．・・・。

１０１３、−１及び係数発生器Ａｊ、Ａｌ＋１−・・・
Ｉ　Ａ　ｊ＋Ｒ−１に供給される。但し、ｊ＝１ｘＲで
ある。乗算器１０１ｉ、１０１に＋ｌ、・＝　＊　１０
１　ｋ４ｐ４−Ｒ（ｋ＝Ｏ＋　１　＋　・・・。

Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器Ａｋ　”　ｋ＋Ｒｅ
・・・。

Ａｋ＋Ｎ−Ｒの出力である各係数と入力データが掛けら
れた後、各乗算結果は、すべて加算器１０２に４：入力
され加算される。Ｒ個の加算器１０２・＃　１０２１　
＋・・・、１０２Ｒ−、の出力はスイッチ１０３０入力
接点となる。スイッチ１０３はＴ秒を同期とする多接点
スイッチであシ、Ｒ個の加算器１０２゜、１０２□：＋
＋＋。

１０２Ｒ−、の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出
力し、出力信号１０７となる。出力信号１０７はエコー
レプリカであ＃、Ｔ／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発生さ
れる。Ｒは補間定数（インターボレーシロン・ファクタ
）と呼ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除去するため
に通常Ｒは２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３
と同期して動作するスイッチ１０４は、スイッチ１０３
と入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４は、入力
信号１０６をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順番に分配する
機能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は、同期して
動作するスイッチ１０５に対応した接点に入力される信
号経路に存在する係数発生器に供給されている。次に係
数発生回路について詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生器Ａ、（１＝０．１．・・・
。

Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである。第７図
の入力信号２００は、第６図における２値データ系列１
０５又は遅延素子１００１．１００．、−。

１００Ｎ−□の出力信号に対応している。また、第７図
の入力信号２０１は、第６図におけるスイッチ１０４の
接点出力に対応している。さらに、第７図の出力信号２
０３は、第６図における係数発生器ＡＩの出力に対応し
ている。第７図において入力信号２００及び２０１は乗
算器２０４に供給されその乗算結果は加算器２０５の一
方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延素子
２０６を介して帰還されておシ、Ｔ秒毎に行なわれる係
数の更新は、乗算器２０４に供給されている入力信号２
００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値に加え
ることにより実現される。出力信号２０３が係数である
。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８によ多発生されたエコ
ーレプリカはＤ／Ａコンバータ９に供給され、ディジタ
ル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一方
の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５の
出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕
）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エコ
ー〕十〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー〕
−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器１
１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では、
クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識別
されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路１
４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダム
信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号の
振幅又は電力を参照して制御するという機能を果す。

振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は加算器１１の一方の入力となる。

工４．〒１０− １４の出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算
器１１にて加算された後、極性検出器１２にてその極性
のみ検出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算
器１３にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号とし
てアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。

第６図の入力信号が誤差信号に対応している。ここで前
述のアダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためＶＣ紘極性検出器１２にて、残留エコーの極
性を正しく検出することが必要となる。ところが減算器
１０の出力である差信号の中には受信信号が含まれてい
るから、第５図において、減算器ｌＯの出力を直接極性
検出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベル
が受信信号レベルと同郷程度になると、極性検出器１２
の出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなって
しまう。

従って、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応能
力が失なわれることになる。そこで、従来は第５図に示
したように加算器１１．振幅制御回路１４及びランダム
信号発生器１５を付加して、減算器ｌＯの出力信号であ
る差信号に受信信号レベルと同等程度のランダム信号を
加えることにより、アダプティブ・ディジタルフィルタ
８の適応動作を保証するという方法が用いられていた。

この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信号を差
信号に加えることにより、受信信号をキャンセルする確
率を発生させる。この確率は極性検出器１２にて、残留
エコーの極性が正しく得られる確率と表るからアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証されるこ
とになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためＫは、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としノ１−ドウエア規模が大きくなるという欠点があ
った。また誤差信号の極性を用いてタップ係数の更新を
行なっているため、サイン・アルゴリズムを採用した従
来の方法では収束時間が長いという欠点があった。

（発明の目的） そこで、本発明の目的は制御が簡単でかつｎ＼−ドウエ
ア規模の小さいエコー除去装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は収束時間の短いエコー除去装
置を提供することにある。

（発明の構成） 本発明は、２線／４線変換回路の４線側にて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に１送信デー
タ及び誤差信号を受け適応的にエコーレプリカを生成す
るためのアダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信
号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得る
ための減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するた
めの縦続接続された複数個のサンプル・ホールド回路と
、該減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・ホール
ド回路の出力との差又は和を得るための演算器と、該減
算器の出力と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出
力するためのスイッチと、該スイッチの出力の極性を判
定するための第１の極性−１３＝ 検出器と、該エコーレプリカの極性を判定するための第
２の極性検出器と、該第１の極性検出器の出力と該第２
の極性検出器の出力との相関を得るための相関器と、該
相関器の出力を定数倍するための重み付は回路とを少な
くとも具備し、該重み付は回路の出力に該第１の極性検
出器の出力を極性として付与して得た該誤差信号を該ア
ダプティブ・フィルタに帰還するように構成したことを
特徴とする。

（発明の原理） 本発明の第１のポイントは、アダプティブ・フィルタの
適応能力に妨害を与える受信信号に関し、受信信号がキ
ャンセルされる確率が零にならカいようにした点である
。２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターンの特
性によれば、現在の値と見・Ｔ秒（此は正整数）前の値
がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶対値が＃′！ホ
同一の値となる確率の最小値は零でないある正の値をと
る。従って差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）
について、現在の値とり・Ｔ秒前の値の差又は和をとる
ことにより、受信信号成分は零でないある正の値の確率
でキャンセルされることになる。それ故、その差又は和
の極性を検出すれば、残留エコー、符号が零でないある
正の値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィル
タの適応動作が保証される。この時、受信信号が零交差
するサンプリング位相に注目すれば、受信信号は零であ
るから前述の操作により受信信号をキャンセルすること
は不要となる。そこでサンプリング位相に依存して、前
述の操作を実行するか否かを選択して出力し、その出力
の極性をアダプティブ・フィルタに帰還することにより
適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アダプティブ・フィルタの
タップ係数の更新の際ステップ・サイズを適応的に変化
させるという点にある。本発明では残留エコーが大きい
場合には、擬似エコーの極性と残留エコーの極性とが強
い相関をもつのに対し、残留エコーが小さい場合には、
両者は相関をもたないという点に注目し、前記相関値に
依存しれ故、収束時間を従来に比べて大幅に短縮するこ
とが可能となる。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第５図と同一の機能を有するものとする。第
１図と第５図の相異点は、減算器１６、サンプルホール
ド回路ＳＨ１，ＳＨ，。

・・・、ＳＨＲの縦続接続から成る回路と、補間フィル
タ２２の有無と、極性検出器１９、相関器２０及び乗算
器２１から成る回路と、スイッチ２４の有無の４点であ
シ、その他の構成は第５図と全く同一である。これらの
相異点について説明する前に全体の構成について簡単に
述べる。入力端子１に供給された２値データ系列は、送
信部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給
される。

送信部２にて２値データ系列は伝送路符号に変換された
後、ハイブリッド・トランス３を介して２線伝送路４へ
送出される。ここに１ハイブリツド・トランス３のイン
ピーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が受信回
路へエコーとして漏れ込みローパス・フィルタ５に供給
される。一方、受信信号も伝送路４及びハイブリッド・
トランス３ヲ介シてローパス・フィルタ５に供給される
。ローパス・フィルタ５にて不要な高周波成分を抑圧さ
れた混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算器
１０に供給される。そこで、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８にて生成された擬似エコー（エコーレプリカ
）ｔｉ、Ｄ／Ａコンバータ９によりアナログ信号に変換
された後、補間フィルタ２２を介して減算器１０に入力
される。従って、減算器１０の出力である差信号（＝〔
混在信号〕−〔エコーレプリカ］＝（エコー）＋（ｌ！
倍信号−〔エコーレプリカ〕）の成分のうち、残留エコ
ー（＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）が受信信号に
比べて十分小さくなれば、受信信号は受信部６にて正確
に復調され、出力端子７には受信された２値データ系列
が響われる。なお、補間フィルタ２２は、Ｄ／Ａコンバ
ータ９の出力に含まれている高周波成分を抑圧する機能
を果すものである。ここで、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９、補間フィルタ２２、
減算器１０及び１６、スイッチ２４、極性検出器１２及
び乗算器１３から成る閉ループ回路はアダプティブ・デ
ィジタルフィルタ８の適応動作を実現するものである。

アダプティブ・ディジタルフィルタ８の構成については
、第５図の従来例で説明したものと同様に、第６図及び
第７図の構成と同一で良い。極性検出器１２の出力は乗
算器１３にて、乗算器２１の出力と掛けられ誤差信号と
してアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される
。次に、減算器１０の出力である差信号の極性と差信号
中の残留エコー成分の極性との関係について詳細に説明
するが、その前に伝送路符号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであシ同図（
ａ）はバイ７工−ズ符号を、（ｂｌはＭＳＫ（ミニマム
・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示
す。第２図（ａｌに示したように、）くイフェーズ符号
では・Ｏ”及び・１・のデータに対し極性の反転したパ
ルス波形を割当てる。両者のノくルスは共に、１ビット
幅Ｔ秒の中心で極性が反転しておシ、１ビツト内で正負
がノ（ランスしているという特徴をもっている。これに
対し、第２図（ｂ）に示したようにＭＳＫ符号では４種
類のノくルス波形を用意する。即ち、＠０”及び１”の
データに対しそれぞれ極性の反転した■モードとθモー
ドの２種類のパルス波形を用意する。これら２種類のモ
ード遷移は第２図（ｂ）の太い矢印で示されておシ、現
時点のモードは１ビツト前のモードにより決定される。

このＭＳＫ符号は、ビットの境界にて゛必ず極性が反転
するという特徴をもっている。なおＭＳＫ符号では６１
″に対しては、１ビツト内で正負のバランスが取れてい
るが、′″Ｏ″に対して゛は正負がバランスしていない
。しかしながら、第２図（ｂｌのモード遷移を示す太い
矢印の方向から明らかなように、連続するビット系列内
で＠０”が偶数個存在すれば正負のバランスは取れてお
シ、ＤＣ成分はほとんど無視できると言える。第２図に
示した伝送路符号は、第１図の送信部２にて出力される
ことになる。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信アイパターン例を示す。第３図（ａｔ及び（ｂ）は第
２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭＳＫ符
号の受信アイパターンである。同図に示すように、受信
アイパターンは高域成分がカットされ丸みを帯びたもの
となる。今、第３図（ａｔに注目する。Ｔ秒離れた４組
のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｊ＠＋　ｔ＠　）　
＋　（ｊｌ＋　ｉｔ　Ｌ　（ｔｓ＋ｔｌ）及び（ｔ９ｔ
ｓ）と仮定する。この時、ｔ＝　ｔ−’（ｍ＝ｏ、１，
２．３）のサンプル値からｔ＝ｔｍのサンプル値を差引
いた値をＡ、とすれば、Ａｏは表１のように与えられる
ことがわかる。

・０”と・ｌ”の出現確率は等しく１／２であると仮定
すると、Ａｏ””　Ｏ、Ａｔ”　０　、　ＡＩ−〇及び
Ａ８＝０　　となる確率は表１よりそれぞれし４　、１
／４　、　”／２及び１となる。この例では、第３図（
ａｔに示すＴ秒離り明らかなように、どのような位相を
とっても正／負の逆転は別にして表１に示す以外のパタ
ーンはあシ得ないことがわかる。

従って、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差
引いた値が零となる確率の最小値はし４となる。次に第
３図（ｂｌのＭＳＫ符号の受信アイパターンについて考
えると、第２図（ｂ）のモード遷移を参照してＡ、１ｌ
ｌｌは表２のように与えられる。

＝２１− “０”と“１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ、＝Ｏ、Ａ、＝０　、　Ａ、＝０　　及
びＡ、＝０となる確率は、表２よりそれぞれ１　、１／
２　、１／４及びし４となる。この例では第３図（ｂｌ
に示すＴ秒離れた４組のサンプル点について考えたが、
同図より明らかなように、どのような位相をとっても正
／負の逆転は別にして、表１に示す以外のパターンはあ
り得ないことがわかる。従って、ＭＳＫ・−２２− 符号の場合にも、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプ
ル値を差引いた値が零となる確率の最小値は１／４とな
る。以上、ノ（イフエーズ符号及びＭ８に符号を例に挙
げて述べたように、現在のサンプル値からＴ秒前のサン
プル値を差引いた値が零となる確率の最小値は共に１／
４となることがわかる。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明らか
である。さらに、今までは現在のサンプル値からＴ秒（
データレートは１々ビット／秒とする。）前のサンプル
値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサンプル値
からｌ−Ｔ秒（１は正整数）前のサンプル値を差引いた
値が零と々る確率の最小値も同様に１／４となることが
わかる。

次に、この確率がエコーキャンセラの適応動作の中でど
のような意味を持つかについて、第１図を参照して説明
する。

第１図に示す第１の発明の一実施例において、参照数字
１６は減算器、参照英字ＳＨ，、ＳＨ，。

・・・、ＳＨＲはサンプル・ホ、−ルド回路、参照数字
２４はスイッチ、参照数字１２は極性検出器である。こ
こで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作
を行なうためには、極性検出器１２にて、減算器ｌＯの
出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エ
コーレプリカ〕）中に含ｔｔする残留エコー（＝（エコ
ー）−（エコーレプリカ〕）成分の極性が正確に得られ
る確率が零でないという条件が必要であることは前に述
べた。

第１図において、サンプル・ホールド回路ＳＨ，。

ＳＨ，、・・・、ＳＨＲ及び減算器１６は、この条件を
満足する目的で付加されたものであシ、減算器１６の出
力には、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差
引いた差のサンプル値がＴ／Ｒ秒毎に現ねれるように動
作する。Ｒは前述の補間定数を示す正の整数である。減
算器１０の出力である差信号を入力とするＲ個のサンプ
ル・ホールド回路ＳＨ１，ＳＨ，、・・・、ＳＨＨの縦
続接続において、各サンプル・ホールドのサンプル位相
は等しく、各々Ｔ／Ｒ秒毎に入力信号、を標本化した後
その値を保持する。ここでは、標本ｙヒに要する時間は
無視できると仮定している。ＳＨ，に供給された減算器
ｌＯの出力である差信号は、Ｒ個のサンプル・ホールド
回路ＳＨ，、ＳＨ，、・・・、ＳＨＲの縦続接続の出力
、すなわちＳＨＨの出力となるまでにＴ秒遅延され、Ｔ
／Ｒ秒毎に減算器１６に供給される。すなわち、減算器
１６の１つの入力は、位相がＴ／Ｒ秒ずつ異なったＴ秒
遅れの該差信号となる。以上の動作により、減算器１６
の出力には現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を
差引いた差のサンプル値がＴ／Ｒ秒毎に現われる。表１
及び表２の説明で述べたように、減算器ｌＯの出力であ
る差信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力では
、確率ｌ／４以上で受信信号が零になることは明らかで
ある。一方、減算器１６の出力に含まれている残留エコ
ー成分について考えると、現在の残留エコーの値からＴ
秒前の残留エコーの値を差引いた値が残留エコー成分と
して減算器１６から出力される。現在の残留エコーの値
とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒
前の残留エコーの値はランダム雑音と′〆１すことがで
きる。Ｔ、　（、（：％’。

・　７０に二／ 秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称であシ、振
幅ｄがｌｄｌ≦ａ（但し０≦Ｊ）となる確率は、零でな
くある正の値をとる。従って、減算器１６の出力信号の
極性が残留エコーの現在値に一致する確率は２零でない
ある正の値をとることがわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１０の出力は共にス
イッチ２４の入力接点に供給される。さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている。ここで、
極性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ秒とする。

但しＲは補間定数でシ正整数とする。今Ｒ＝４と仮定す
ると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明らか
なように、サンプリング位相を適当に選択することによ
り受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する場合
がＴ秒内に２回存在することがわかる。受信信号が零交
差するサンプリング点では、減算器１０の出力である差
信号の中の受信信号成分は零となるから、差信号の極性
と残留エコーの極性は無条件に一致することになる。そ
こで、極性検出器１２のサンプリング位相に応じてスイ
ッチ２４、’ｒ２６− を動作させる、即ち受信信号が零交差するサンプリング
点ではスイッチ２４は減算器ｌＯの出力を選択して出力
し、その他のサンプリング点ではスイッチ２４は減算器
１６の出力を選択して出力するように構成することによ
り、アダグチイブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が
保証されることになる。以上の説明ではＲ＝４と仮定し
たが２以上の任意の整数でも良いことは明らかである。

また、アダプティブ・ディジタルフィルタ８　、Ｄ／Ａ
コンバータ９、スイッチ２４、極性検出器１２及び乗算
器１３の動作のサンプリング位相は、受信信号の位相に
合致させる必要があることは言うまでもない。なお第１
図では、遅延素子１７はＴ秒の遅延を与えるものとして
説明してきたが、表１及び表２の説明の中で述べたよう
に、遅延量として１・Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様
の効果が得られる。なお、第゛１図において、サンプル
・ホールド回路ＳＨ，、ＳＨ，、−・、８ＨＲの標本化
に要する時間は無視できると仮定していたが、これが成
立しない場合にはサンプル・ホールド回路の個数は、（
ＣＲＴ／／（Ｔ−ＲＪ　）　）＋１１個以上用意すれば
良い。ここに、−はサンプル・ホールド回路が標本化に
要する時間、〔ｘ〕はＸを越えない最大の整数をあられ
す。各サンプル・ホールド回路のサンプル周期は常にＴ
／Ｒで等しい。いま、隣り合ったサンプル・ホールド回
路の位相は互いに（Ｔ／Ｒ−ａ）だけずれている。この
とき、ひとつのサンプル・ホールド回路では標本化に要
する時間１を差し引いた（Ｔ／Ｒ−Ｊ）秒だけサンプル
値がホールドされる。例えば、Ｒ＝４．Ｊ＝Ｔ／３２の
とき、サンプル・ホールド回路の個数は５個以上用意す
ればよく、５個のサンプル・ホールド回路を直列接続し
た場合、全体のホールド時間は３５Ｔ／３２となる。こ
れは５個のサンプル・ホールド回路の直列接続で実現で
きる最大のホールド時間である。全体のホールド時間を
Ｔにするには、隣シ合ったサンプル・ホールド回路のサ
ンプル位相を順にＴ１５だけずらせばよい。また、４つ
のサンプル・ホールド回路のサンプル位相を順に７Ｔ／
３２ずらし、残シの１つを前段のサンプル・ホールドの
サンプル位相に対して４Ｔ／３２ずらせても全体のホー
ルド時間をＴにすることができる。このように、隣す合
ったサンプル・ホールド回路のサンプル位相を適当にず
らすことによって、全体のホールド時間をＴにすること
ができる。同様にして、Ｔ／Ｒよル小さい、いかなるー
に対しても、十分な数のサンプル・ホールド回路を直列
に接続してサンプル位相を適当に選べば、任意のホール
ド時間を得ることができる。従って、一般に標本化に要
する時間が無視できない場合でもＴの整数倍の任意のホ
ールド時間を得ることができる。

次に、第１図の相関器２０の動作について説明する。極
性検出器１２の出力と極性検出器１９の出力との相関値
に相関器２０にて計算され乗算器２１により２α（αは
定数）倍されて乗算器１３へ供給される。ここで、極性
検出器１２の出力には、減算器１０の出力である差信号
（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号］）について、現在の
値からＴ秒前の値を差引いた値の極性が現われる。一方
極性検出器１９の出力には、エコーレプリカの極２すｎ
− 性が現われる。そこで、残留エコーが大きい場合には残
留エコーの極性と、エコーレプリカの極性が相関をもつ
のに対し、残留エコーが小さい場合には両者は相関をも
たないという点に注目すれば、相関器２０の出力は、残
留エコーが大きい場合には大きな値を小さい場合には小
さな値となる。従って相関器２０の出力を乗算器２１に
て２α倍のスケーリングを施してステップ・サイズとし
て用い、このステップ・サイズに極性検出器１２の出力
の極性を付与してアダプティブ・ディジタルフィルタに
帰還することにより、収束時間を大幅に短縮することが
可能となる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すプ四ツク図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第
４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図
では加算器１８に置換えられていることであシ、その他
の部分は全く同一である。従って、第４図では減算器１
０の出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ秒
−３゜７゛ 前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、こ
の和の値の極性を極性検出器１２で検出することになる
。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受信
アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表３
に対応する表を求めてみる。まず、第３図（ａ）に注目
し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（
ｔ・ｅｉＯ’Ｌ（ｊｌｅ　ｔ、／）　＃　（ｉｌ＋　ｔ
、　）及び（ｔａｃｔｓ）と仮定する。この時、ｔｍ　
ｔｍ’（ｍ＝０　、１　、２　、３　）のサンプル値と
、ｔｍ　ｔｍのサンプル値の和をＢ１１１ｌとすれば、
Ｂｍは表３のように与えられることがわかる。同様に第
３図（ｂ）に対して、表４が得られる。

“Ｏ”と“ｌ”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ｂ、＝　ｏ　、　Ｂｔ＝ｏ　、　Ｂ＊＝ｏ
及びＢ、＝０となる確率は、表３に示すバイフェーズ符
号の場合にはそれぞれ’／２　、　’／４　、　’／２
及びｌとなシ、表４に示すＭＳＫ符号の場合にはそれぞ
れｌ　、　１／２　。

１／４　、１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ
秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は１／
４であシ、このことは任意のサンプリング位相で成シ立
つ。また、表３及び表４にはそれぞれバイフェーズ符号
及びＭＳＫ符号の場合を示したが、これら以外の伝送路
符号についても同様に考えれば、現在のサンプル値とＴ
秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は零で
ない値をもつことは明らかである。さらに、現在のサン
プル値とｌ−Ｔ秒（１は正整数）前のサンプル値との和
が零となる確率の最小値も同様に零でない値をもつこと
は言うまでもない。

そこで本発明の他の実施例である第４図の説明に戻ると
、減算器１０の出力である差信号は受信部６に供給され
ると共に、縦続接続されたＲ個のサンプル・ホールド回
路ＳＨ，、ＳＨ，、・・・、ＳＨＲのＳＨ，にも供給さ
れる。第１図の説明で述べたようにＳＨＲの出力には、
Ｔ／Ｒ秒毎に減算器１０の出力をＴ秒遅延させたサンプ
ル値が現われる。従って、加算器１８の出力には現在の
値とＴ秒前のサンプル値との和が現われることになる。

表３及び表４より、減算器１０の出力である差信号の中
の受信信号成分は、加算器１８の出力では確率１／４以
上で受信信号が零になることは明らかである。

一方、加算器１８の出力に含まれている残留エコ言３３
− −成分について考えると、現在の残留エコーの値とＴ秒
前の残留エコーの和が残留エコー成分として加算器１８
から出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留
エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残留エコー
の値は、ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の
残留エコーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが
Ｉｄｌ≦１（但し０≦Ｊ）となる確率は零ではなくある
正の値をとる。従って加算器１８の出力信号を入力とす
る極性検出器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確
に出力される確率は零でないある正の値をとることがわ
かる。それ故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の
適応動作が保証されることになる。なお第４図において
、サンプル−ホールド回路ＳＨ，、ＳＨ，、・・・、Ｓ
ＨＲの標本化に要する時間は無視できると仮定していた
が、これが成立しない場合には、第１図を用いて説明し
た実施例と同様の対策を施せばよい。また、相関器２０
の動作については、第１図と同様であるが、極性検出器
１２に供給されている信号が第４図では減算器ｌＯの出
力である差信号について現在の値とＴ秒前の値との和と
なっている点が異っている。差信号の残留エコー成分に
ついて考えれば第１図と同様に相関器２０の出力は残留
エコーの大きさに応じて変化するから、収束時間を大幅
に短縮することが可能となることは明らかである。

以上、本発明について詳細に説明したが、２線伝送路の
線路損失を補償するための線路等化器は、第１図及び第
４図において、受信部６の中に含めて考えても良いし、
ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入しても良い
。またＭＳＫ符号を採用した場合″′０”と”１″に対
するパルス波形が異なると七と、各々■モードとθモー
ドを有するという２つの理由により、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタ８の構成はバイフェーズ符号の場合と
着干異なる。即ち、＠０”及び″１”のパルス波形が異
なることに対応させて、タップ係数を２種類用意し個別
に更新させる必要があること、また、送信部２よりモー
ド信号を受けタップ係数を区別するコーレプリカが発生
されるサンプリング時点のみでエコーを除去するという
目的の場合には不要である。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように本発明によれば、差信号（＝〔
残留エコー〕十〔受信信号〕）について現在の値と１・
Ｔ秒（但しｌは正整数、Ｔはデータレートの逆数である
。）前の値との差又は和を求めることによ如、受信信号
成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。

従ってサンプリング時点が受信信号の零交差点に一致す
る場合には差信号の極性を、一致しない場合にはその差
又は和の極性を検出することにより、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタの適応動作が保証される。

また、本発明によればＴ秒の遅延を与える複数個のサン
プル・ホールド回路から成るブロックと、演算器（減算
又は加算）と、差信号と該演算器の出力のいずれか一方
を選択出力するスイッチとを組合せることにより、上述
の適応動作を保証できさいエコー除去装置を提供するこ
とができる。さらに本発明によれば、残留エコーの大き
さに応じてステップ・サイズを適応的に変化させること
ができるから、大幅な収束時間の短縮が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａ）　、　（ｂ）は伝送路符号のパルス波形の例を示す
図、第３図（ａ）　、　（ｂ）は受信アイパターンの例
を示す図、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック
図、第５図は従来例を示すブロック図、第６図はアダプ
ティブ・ディジタルフィルタの構成例を示す図、第７図
は係数発生器の構成例を示す図である。 図において、 ２は送信部、３はハイブリッドトランス、５はローパス
・フィルタ、６は受信部、７は出力端子、８はアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ、９はＤ／Ａコンバータ、１
０及び１６は減算器、１１及び１８は加算器、１２及び
１９は極性検出器、−１べ １３及び２１祉乗算器、１４社振幅制御回路、１５はラ
ンダム信号発生器、２４はスイッチ、２０は相関器、２
２は補間フィルタ、ＳＨｌ、　ＳＨ，。 −・、ＳＨＲはサンプル・ホールド回路、１００１ｅ１
００ｓ−”・−１００Ｉ−□は遅延素子、１０１゜、１
０：Ｊ、。 ・・・、１０１Ｎ−８は乗算器、１０２゜、１０２１．
・・・、１０２Ｒ，，１は加算器、１０３及び１０４は
多接点スイッチ、２０４は乗算器、２０５は加算器、２
０６は遅延素子、をそれぞれ示す。 早　　２　　口 ４１０！＋　　　　　　　　　宇′ （ａ） （ｂ） 昂　　３　　口 （ａ） （ｂ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
   へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤差
   信号を受け適応的にエコーレプリカを生成するためのア
   ダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在し
   た混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための減算
   器と、該減算器の出力を標本化し保持するための縦続接
   続された複数個のサンプル・ホールド回路と、該減算器
   の出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出
   力との差又は和を得るための演算器と、該減算器の出力
   と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出力するため
   のスイッチと、該スイッチの出力の極性を判定するため
   の第１の極性検出器と、該エコーレプリカの極性を判定
   するための第２の極性検出器と、該第１の極性検出器の
   出力と該第２の極性検出器の出力との相関を得るための
   相関器と、該相関器の出力を定数倍するための重み付け
   回路とを少なくとも具備し、該重み付け回路の出力に該
   第１の極性検出器の出力を極性として付与して得た該誤
   差信号を該アダプティブ・フィルタに帰還するように構
   成したことを特徴とするエコー除去装置。