JPS6173435A

JPS6173435A - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPS6173435A
Application number: JP19611784A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-19
Filing date: 1984-09-19
Publication date: 1986-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
、エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点）ペア線を用いて２線双方向テイジクル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン・アク
ースティクス・スピーチ・アンド・シグナル・プロセッ
シング（ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵＳＴＩＣ３，５ＰＥＥ−ＣＨ，ＡＮＤ　５ＩＧＮ
ＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ）　２７巻６号、１９７９
年、７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセラは、エ
コーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応
型（アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に
対応した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成すること
により、２線／４線変換回路にて送信回路から受信回路
に漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時適
応フィルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が混在
した混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号と送
出データとの相関をとることにより遂次修正される。こ
のような適応フィルタの係数修正即ち、エコーキャンセ
ラの収束アルゴリズムｆこついては前記参考文献に記載
されており、その代表的なものとして、ストキャーステ
ック・イタレーション・アルゴリズム（Ｓｔｏｃｈａｓ
ｔｉｃ　１ｔ−ｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）
とサイン・アルゴリズムが知られている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとするとアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ
）コンバータ及ヒディジタル／アナログ（１）／Ａ）コ
ンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータの所
要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例えは公
衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度必要
とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数は、
システム条件のみならず、前述のエコーキャンセラの収
束アルコリズムにも依存する。

例えば、公衆通信網の加入者線（こ応用する場合、スト
キャーステック・イタレーション・アルコリズムを採用
すると８ビット程度必要であるの（こ対し、サイン・ア
ルゴリズムでは１ビツトですむという特徴がある。とこ
ろが、サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極性
により、適応フィルタのタップ係数の修正を行なうため
、差信号中に含まれている残留エコーの極性と差信号の
極性とが一致しなくなると、適応動作が不可能になると
いう問題が生じる。例えば、伝送路符号としてバイフェ
ーズ符号のような２値打号を使用した場合受信信号の存
在により、残留エコー（エコーとエコーレプリカどの差
）レベルが受信信号レベルと同等程度になると前述の問
題が発生する。そこでこの問題を解決するための従来技
術について次に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側ζこ設置される。ここでは説明
を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５
図を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部３にて、２値テ一タ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信部
２にて発生された送信信号の一部はエコー成分としてハ
イフＩＪ　７ド・トランス３の出力に現われローパス・
フィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。また、第５図の回
路に対向した相手ｆｉ１１（今の説明では局側となる）
から送出された受信信号は、２線伝送路４及びノ・イブ
リッド・トランス３を介してローパス・フィルタ５に供
給される。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受
信信号とエコーが混在した混在信号となる。なおローパ
ス・フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数
成分を抑圧することテアル。ローパス・フィルタ５の出
力は減算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・
ディンタルフィルタ８．　Ｄ　／　Ａコンバータ（ＤＡ
Ｃ）９．減算器１０．加算器１１．極性判定回路１２及
び乗算器１３から成る閉ループ回路は、ローパス・フィ
ルタ５の出力である混在信号中のエコーを除去するよう
に動作する。これは、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８がエコーレプリカを生成することにより実現される
。そこでアダプティブ・ディジタルフィルタ８について
詳細に説明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。才だ、第６図における出力信号１０７は、第５
図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に
対応している。

２値データ系列１０５は、遅延素子ｉｏｏ、、乗算器１
０１０．１０１＋、　・・・・＝、１０１１−＋及び係
数発生器。。

Ａ１．・−ｒ　Ａ　Ｒ−ｒに供給される。Ｔ秒の遅延を
与える遅延素子１００．、１００□、・・・・・・、　
１００　Ｎ／Ｒ−１は、この順に接続されており、各々
フリップフロップで実現することができる。ここでＮ及
びＲは正整数であり、ＲはＮの約数とする。また２値テ
一タ系列１０５のデータレートは１／Ｔビット／秒であ
る。

遅延素子１００　ｉ　（ｉ　−１，２，・−・・・、Ｎ
／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１ｊ、１０Ｊ
＋＋、・・・・・・＋　１０１４＋ｎ−＋及び係数発生
器ＡＬＡ１＋＋、・・−・、Ａｌ＋Ｒ−１に供給される
。

但し、ｊ−ｉｘＲである。乗算器１０１ｘ、　１０１に
＋Ｒ。

・・−・・　１０１に＋Ｎ−ｕ　（ｋ　”　０，１．・
・−・−・、Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器Ａｋ、
Ａｈ＋ａ、・−−−”　＋　Ａ　ｋ＋Ｎ畦の出力である
各係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果は、す
べて加算器１０２ｋに入力され加算される。

Ｒ個の加算器１０２Ｇ＋ｔｏ２．、・＋＋−、１０２Ｒ
−１の出力はスイッチ１０３の入力接点となる。スイッ
チ１０３はＴ秒を周期とする多接点スイッチであり、Ｒ
個の加算器１０２゜＋　１０２＋＋”’　”＋　１０２
Ｒ−＋の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、
出力信号１０７となる。出力信号１０７はエコーレプリ
カでありＴ／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発生される。Ｒ
は補間定数（インターポレーション・ファクタ）と呼ば
れ、所要の信号帯域内でエコーを除去するために通常Ｒ
は２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３と同期し
て動作するスイッチ１０４は、スイッチ１０３と入出力
が逆転している。即ちスイッチ１０４は、入力信号１０
６をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順番に分配する機能を果
す。スイッチ１０４の各接点出力は、同期して動作する
スイッチ１０５に対応した接点に入力される信号経路に
存在する係数発生器ζこ供給されている。次に係数発生
回路（こついて詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生器Ａλ（ｔ＝０．１．・・・
−・。

Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである。第７図
の入力信号２００は、第６図における２値データ系列１
０５又は遅延素子１００１．１００２．・−・・・・。

１００Ｎ／ａ−ｓの出力信号に対応している。また、第
７図の入力信号２０１は、第６図におけるスイッチ１０
４の接点出力に対応している。さらに、第７図の出力信
号２０３は、第６図における係数発生器Ａ、１の出力に
対応している。第７図において入力信号２００及び２０
１は乗算器２０４に供給されその乗算結果は加算器２０
５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅
延素子２０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎に行なわ
れる係数の更新は、乗算器２０４に供給されている入力
信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値
に加えることにより実現される。出力信号２０３が係数
である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号かりアナロク信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（−〔エコー〕＋（受信信号
））からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー）＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６Ｊ囁器１
１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では、
クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識別
されたデータは出力端子７に現われる。

振幅制御回路１４は、ランタム信号発生器１５にて発生
されたランタム信号の最大振幅値を、減算器ｌＯの出力
である差信号の振幅又は電力を参照して制御するという
機能を果す。振幅制御回路１４にて制御された最大振幅
をもつランタム信号は、加算器１１の一方の入力となる
。減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４
の出力である振幅制限を受けたランタム信号は加算器１
１にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ
検出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１
３にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６
図の入力偏角１０６が誤差信号に対応している。ここで
前述のアダプティブディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極性
を正しく検出することが必要となる。ところが減算器１
０の出力である差信号の中には、受信信号が含まれてい
るから、第５図において、減算器１０の出力を直接極性
検出器１２ｆこ入力したと仮定すると、残留エコーレベ
ルが受信号レベルと同等程度になると、極性検出器１２
の出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなって
しまう。従って、アダプティブ・ディジタルフィルタ８
の適応能力が失なわれることになる。そこで、従来は、
第５図に示したように加算器１１．振幅制御回路１４及
びランダム信号発生器１５を付加して、減算器１０の出
力信号である差信号に受信信号レベルと同等程度のラン
タム信号を加えることｌこよりアダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８の適応動作を保証するという方法が用いら
れていた。この方法は、受信信号と同等レベル０）ラン
タム信号を差信号に加えることにより、受信信号をキャ
ンセルする確率を発生させる。この確率は極性検出Ｗ１
２ｆこて、残照エコーの極性が正しく得られる確率とな
るから、アダプティブ・ディンタルフィルタ８の適応動
作が保証されることになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランタム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要とし／％−ドウエア規模が大きくなるという欠点があ
った。また、誤差信号の極性を用いてタップ係数の更新
を行っているため、サイン・アルコリスムを採用した従
来の方法では、収束時間が長いという欠点があった。

（発明の目的）そこで本発明の目的は、制御が簡単でかつノ＼−ドウエ
ア規模の小さいエコー除去の方法を提供することにある
。また、本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除
去の方法を提供することにある。

（発明の構成）発明によれば２線／４線変換回路の４線側にて送信回路
より受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信テ
ーク及び誤差信号を受けエコーレプリカを生成するため
のアダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混
在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための
減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するための複
数個のサンプルホールド回路と、該複数個のサンプル・
ホールド回路の出力を周期的に順次切換えて選択出力す
るためのスイッチと、該減算器の出力と該スイッチの出
力との和もしくは差を得るための演算器と、該演算器の
出力の極性を判定するための第１の極性検出器と、該減
算器の出力の極性を判定するための第２の極性検出器と
、該エコーレプリカの極性を判定するための第３の極性
検出器と該第２の極性検出器の出力と該第３の極性検出
器の出力との相関を得るための相関器と、該相関器の出
力を定数倍するための重みづけ回路とを少なくとも具備
し、該重みつけ回路の出力に該第１の極性検出器の出力
を極性として付与して得た誤差信号を該アダプティブ・
フィルタｌこ帰還させるように構成したことを特徴とす
るエコー除去装置か得られる。

（発明の原理）本発明の第１のホイントは、受信アイパターンの特性に
注目し、受信信号かキャンでルされる確率が零１こなら
ないようｌこ以下のように構成した。

即ち２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターンの
特性によれば、現在の値と、１．Ｔ秒（ｔは正整数）前
の値がほぼ同一の値又は、逆極性で６各の絶対値がほぼ
同一の値となる確率の最小値は零でないある正の値をと
る。従って差信号（＝（残留エコー）十〔受信信号〕）
について、現在の値とｔ、Ｔ秒前の値の差又は和をとる
ことにより、受信信号成分は零でないある正の値の確率
でキャンセルされることになる。それ故、その差又は和
の極性を検出すれば、残留エコーの符号が零でないある
正の値の確率で検出できるから、アダプティブフィルタ
の適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アクブチイブ・フィルタの
タップ係数の更新の際、ステップ・サイズを適応的に変
化させるという点にある。本発明では、残留エコーが大
きい場合（こは、擬似エコーの極性と残留エコーの極性
と刀）強い相関をもつのに対し、残留エコーか小さい場
合（こは、両者は相関をもたないという点に注目し、前
記相関値に依存して、ステップ・サイズを適応的に変化
させる。

それ故、収束時間を従来に比べて大幅ｔこ短縮すること
が可能となる。

（実施例）次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において、第５図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは、第５図と同一の機能をもつものとする。

第１図と第５図の相異点は減算器１６．サンプル・ホー
ルド回路ＳＨ，、ＳＨ，、・−・・・・、ＳＨＲ及びス
イッチ１７から成る回路と、補間フィルタ２２の有／無
と、極性検出器１９及び２３゜相関器２０及び乗算器２
３から成る回路の３点であり、その他の構成は第５オ蚤
く同一である。これらの相異点について説明する前に全
体の構成について簡単に述べる。入力端子ｌに供給され
た２値データ系列は、送信部２及びアクブチイブ・ディ
ジタルフィルタ８に供給される。送信部２にて２値テ一
タ系列は伝送路符号に変換された後、ハイブリッド・ト
ランス３を介して２線伝送路４へ送出される。ここに、
ハイブリッド・トランス３のインピーダンス不整合に起
因して、送信部２の出力が受信回路へエコーとして漏れ
込みローパスフィルタ５に供給される。一方、受信信号
も伝送路４及びハイブリッド・トランス３を介してロー
パス・フィルタ５に供給される。ローパス・フィルタ５
にて不要な高周波成分を抑圧された混在信号（−〔エコ
ー〕＋（受信信号〕）は減算器１０に供給される。そこ
で、アダプティブ・ディジタルフィルタ８にて生成され
た擬似エコー（エコーレプリカ）は、Ｄ／Ａコンバータ
９によりアナログ信号に変換された後、補間フィルタ２
２を介して減算器１０に入力される。従って、減算器１
０の出力である差信号（−〔混在信号〕−〔エコーレプ
リカココ〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ
〕）の成分のウチ、残留エコー（冨〔エコー〕−〔エコ
ーレプリカ〕）が受信信号に比べて十分小さくなれば、
受信信号は受信部６にて正確に復調され、出力端子７に
は受信された２値デ一ク系列が現われる。なお補間フィ
ルタ２２は、Ｄ／Ａコンバータ９の出力に含まれている
高調波成分を抑圧する機能を果すものである。ここで、
アダプティブ・ディジタルフィルタ８．Ｄ／Ａコンバー
タ９．補間フィルタ２２゜減算器１０．減算器１６．極
性検出器１２及び乗算器１３から成る閉ループ回路は、
アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を実現
するものである。アダプティブ・ディジタルフィルタ８
の構成については、第５図の従来例で説明したものと同
様ｆこ、第６図及び第７図の構成と同一で良い。

極性検出器１２の出力は乗算器１３にて、乗算器２１の
出力と掛けられ誤差信号としてアダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８に供給される。次に極性検出器１２の出力
と、減算器１０の出力である差信号中の残留エコー成分
の極性との関係について詳細に説明するが、その前に伝
送路符号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａ）は、パイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＮ（ミニマ
ム・シフト・キーインク）符号のパルス波形をそれぞれ
示す。第２図（ａ）に示したように、パイフェーズ符号
では“０゛及び１１１のデータに対し極性の反転したパ
ルス波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅
Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内で正負が
バランスしているという特徴をもっている。これに対し
、第２図（ｂ）に示したように、ＭＳＫ符号では４種類
のパルス波形を用意する。即ち０°及び“１″のデータ
に対しそれぞれ極性の反転した■モードと○モードの２
種類のパルス波形を用意する。これら２種類のモード遷
移は、第２図（ｂ）の太い矢印で示されており、現時点
のモードは、１ビツト前のモードにより決定される。こ
のＭＳＫ符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転する
という特徴をもっている。なおＭＳＫ符号では“１゛に
対しては、１ビツト内で正負のバランスが取れているが
、１０゛に対しては正負がバランスしていない。しかし
ながら第２図（ｂ）のモード遷移を示す太い矢印の方向
から明らかなように、連続するビット系列内で“０゛が
偶数個存在すれば正負のバランスは取れており、ＤＣ成
分はほとんど無視できると言える。第２図に示した伝送
路符号は、第１図の送信部２にて出力されることになる
。′ は、第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭ
ＳＫ符号の受信アイパターンである。同図に示すように
、受信アイパターンは、高域成分がカットされ丸みを帯
びたものとなる。今、第３図（ａ）に注目する。Ｔ秒離
れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（’ｏ　ｒ　
’ｏ’）　ｒ　（’＋　＋　ｔＩ）　！　（ｔ２１ｔ２
）及び（１，，１；）と仮定する。この時、（−ｔｍ　
（ｍ　−０゜１、２．３　）のサンプル値からｔ−ｔｍ
のサンプル値を差引いた値をＡｍとすれば、Ａｍは表１
のようｌこ与えられることがわかる。

表１．パイフェース符号の場合のＡｍの値“０”と“１
゛の出現確率は等しく１／２であると仮定すると、Ａｏ
　＝　Ｏ，Ａ　Ｉ−０，Ａ　ｔ　＝　０及びＡ３＝０と
なる確率は、表１よりそれぞれｌ／４　、１／４　。

１／２及び１となる。この例では第３図（ａｌに示すＴ
秒離れた４組のサンプル点について考えたが、同図より
明らかなように、どのような位相をとっても、正／負の
逆転は別にして表１に示す以外のパターンはあり得ない
ことがわかる。従って、現在のサンプル値からＴ秒前の
サンプル値を差引いた値が零となる確率の最小値は１／
４となる。次に第３図（ｂｌのＭＳＫ符号の受信アイパ
ターンについて考えると、第２図（ｂ）のモード遷移を
参照してＡｍは表２のようｆこ与えられる。

“Ｏ゛と“１゛の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ。−０，Ａ、　−０，Ａ２　＝　Ｏ及び
Ａ、−０となる確率は、表２よりそれぞれ１．１／２゜
１／４及び１／４となる。この例では第３図（１））に
示すＴ秒離れた４組のサンプル点について考えたが同図
より明らかなように、どのような位相をきっても正／負
の逆転は別にして、表１に示す以外のパターンはあり得
ないことがわかる。従って、ＭＳＫ符号の場合にも、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値か
零となる確率の最小値は１／４となる　以上、ハイフェ
ーズ符号及びＭＳＫ符号を例に挙げて述べたように、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が
零となる確率の最小値は共に１／４となることがわかる
。これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考え
ると、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明ら
かである。さらに、今までは現在のサンプル値からＴ秒
（データレートは１／Ｔビット／秒とする。）前のサン
プル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサンフ
ル値からｔ、Ｔ秒（ｔは正整数）前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となるこ
とがわかる。次（こ、この確率かエコーキャンセラの適
応動作の中でどのような意味を持つかについて第１図を
参照して説明する。

第４図に示す第１の発明の一実施例（こおいて、参照数
字１６は減算器、参照英字ＳＨ１，Ｓ）ｌ、、・・・・
・・、ＳＨＲは、サンプル・ホールド回路、参照数字１
７はスイッチ、参照数字１２は極性検出器である。ここ
で、アダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためには、極性検出器１２にて、減算器１０の出
力である差信号（−〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコ
ーレプリカ））中に含まれる残留エコー（＝（エコー〕
−〔エコーレフリカ〕）ｔ、分の極性が正確ｌこ得られ
る確率が零でないという条件が必要であることは前に述
べた。第１図においてサンプル・ホールド回路ＳＨ，，
ＳＨ２，・−・、ＳＨＲ。

スイッチ１７及び減算器１６は、この条件を満足する目
的で付加されたものであり、減算器１６の出力には、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた差の
サンプル値がＴ／Ｒ秒毎に現われるように動作する。Ｒ
は前述の補間定数を示す正の整数である。減算器１０の
出力である差信号を入力とするＲ個のサンプル・ホール
ド回路ＳＨ。

Ｓ　Ｈ２、−’−・ｒ　Ｓ　Ｈｎのサンプル位相は、こ
の順ζこＴ／Ｒ秒ずれており各々Ｔ秒毎（こ入力信号を
標本化した後その値を保持する。ここでは、標本化に要
する時間は無視できると仮定している。Ｒ個のサンプル
・ホールド回ＷｒＳＨ，ＳＲ，，−−−−−，５Ｈ１１
の出力はスイッチ１７の入力接点となる。スイッチ１７
は多接点スイッチであり、Ｒ個のサンプル・ホールＦ　
回Ｗ＆　Ｓ　Ｈ１＋　Ｓ　Ｈ２＋　＝＝＝　ｒ　ＳＨＲ
”）　出力ヲＣノ／［ニＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し減
算器１６に供給される。

以上の動作により、減算器１６の出力には現在のサンプ
ル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた差のサンプル値
がＴ／Ｒ秒毎に現われる。表１及び表２の説明で述べた
ように、減算器１ｏの出力である差信号の中の受信信号
成分は、減算器１６の出力では、確率１／４以上で受信
信号が零になることは明らかである。一方、減算器１６
の出力に含まれている残留エコー成分について考えると
、現在の残留エコーの値からＴ秒前の残留エコーの値を
差引いた値が残留エコー成分として減算器１６から出力
される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残照エコーの
値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残照エコーの値は、
ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコ
ーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄ１く
σ（但し０≦σンとなる確率は、零でなくある正の値を
とる。従って、減算器１６の出力信号を入力とする極性
検出器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確（こ出
力される確率は零でないある正の値をとることがわかる
。それ故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応
動作が保証されることになる。なお第１図において、サ
ンプル・ホールド回路ＳＨ，。

ＳＨ，、・・　、ＳＨＨの標本化に要する時間は無視で
きると仮定していたが、これが成立しない場合にはサン
プル・ホールド回路の個数を２Ｒ個用意すれば良い。こ
の時各サンプル・ホールド回路は、２ツチ１７の周期は
２Ｔ秒となる。

次に、第１図の相関器２０の動作について説明する。極
性検出器２３の出力と極性検出器１９の出力との相関値
は相関器２０にて計算された後、乗算器２１により２′
α倍（αは定数）されて乗算器１３に供給される。ここ
で、極性検出器２３の出力には、減算器１０の出力であ
る差信号（＝（残留エコー〕＋（受信信号］）の極性が
、極性検出器１９の出力にはエコーレプリカの極性がそ
れぞれ現われる。そこで、残留エコーが大きい場合には
差信号の極性とエコーレプリカの極性とは相関をもつの
に対し、残協エコーが小さい場合１こは、両者は相関を
もたないという点に注目すれば、相′関器２０は残留エ
コーが大きい場合には大きい値を小さい場合には小さな
値を出力することになる。

従って相関器２０の出力に対し乗算器２１にて２α倍の
スケ−りングを施してステップ・サイズとして用い、こ
のステップ・サイズに極性検出器１２の出力の極性を付
与してアダプティブ・ティジタ大幅に短縮することが可
能となる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第
４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図
では加算ｇ＋　１８に置換えられていることであり、そ
の他の部分は全く同一である。従って、第４図では、減
算器１０の出力である差信号に関し、現在の差信号の値
とＴ秒前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現わ
れ、この和の値の極性を極性検出器１２で検出すること
になる。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びそ
の受信アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及
び表３に対応する表を求めてみる。まず、第３図（ａｌ
に注目し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれ
ぞれ（ＬＯＩ弓）１（’ｓ　＋　’＋）　＋　（’ｔｓ
　ｂ）及びＣ’ｓｔ　ｔｓ）と仮定する。この時ｔ　＝
　ｔ　’ｖ　（ｍ　−０，１，２，３）のサンプル値と
ｔ＝ｔｍのサンプル値の和をＢｍとすれば、Ｂｍは表３
のように与えられることがわかる。同様に第３図（ｂ）
に対して、表４が得られる。

表４．ＭＳＫ符号の場合のＢｍの値 “Ｏ゛と“１゛の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ｂｏ””　０．Ｂｌ　”　Ｏ，Ｂ２−０及
びＢ。

−〇となる確率は、表３薔こ示すパイフェーズ符号の場
合にはそれぞれ１／２，１／４，１／２及び１となり、
表４に示すＭＳＫ符号の場合にはそれぞれ１゜１／２．
１／４．１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ秒
前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は１／４
であり、このことは任意のサンプリング位相で成り立つ
。また、表３及び表４にはそれぞれバイフェーズ符号及
びＭＳＫ符号の場合を示したがこれら以外の伝送路符号
についても同様に考えれば現在のサンプル値とＴ秒前の
サンプル値との和が零となる確率の最小値は零でない値
をもつことは明らかである。さらに、現在のサンプル値
とｔ−７秒（ｔは正整数）前のサンプル値との和が零と
なる確率の最小値も同様に零でない値をもつことは言う
までもない。

そこで第４図の説明に戻ると、減算器１ｏの出力である
差信号は受信部６に供給されると共に、Ｒ個のサンプル
・ホールド囲路８葺、−ＳＨｎにも供給される。第１図
の説明で述べたように、スイッチ１７の出力には、Ｔ／
Ｒ秒毎に、減算器１０の出力をＴ秒遅延させたサンプル
値が現われる。従って、加算器１８の出力には，現在の
値とＴ秒前のサンプル値との和か現われることになる。

表３及び表４より、減算器１０の出力である差信号の中
の受信信号成分は、加算器１６の出力では確率１７４以
上で受信信号が零になることは明らかである。一方、加
算器１８の出力に含まれている残留エコー成分（ごつい
て考えると、現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコ
ーの和が残留エコー成分として加算器１８から出力され
る。

現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無
相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム
雑音きみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の
振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄｌ＜σ（但し
０≦σ）となる確率は零ではなくある正の値をとる。従
って加算器１８の出力信号を入力とする極性検出に，１
２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力される確
率は零でないある正の値をとることがわかる。それ故、
アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証
されることになる。なお第４図において、サンプル・ホ
ールド回路ＳＨ□、ＳＨ２，・・・・−・、ＳＨａの標
本化ｌこ要する時間は無視できると仮定していたがこれ
が成立しない場合には、サンプル・ホールド回路の個数
を２Ｒ個用意すれば良い。この時、各サンプル・ホール
ド回路は２Ｔ秒毎に入力信号を標本化し保持する。また
スイッチ１７の周期は２Ｔ秒となる。また、相関器２ｏ
の動作については第１図と同様であるのでここでは説明
を省略する。

以上、実施例に基づいて詳細に説明したが、２線伝送路
の線路損失を補償するための線路等止器は、第１図及び
第４図において、受信部６の中に含めて考えても良いし
、ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入しても良
い。またＭＳＫ符号を採用した場合゛Ｏ゛と“１゛に対
するパルス波形が異なることと、各々■モードと○モー
ドを有するという、２つの理由によりアダプティブ°デ
ィジクルフィルタ８の構成は、ハイフェーズ符号の場合
と若干異なる。即ち、“Ｏ゛及び“１゛のパルス波形が
異なることに対応させて、タップ係数を２種類用意し個
別に更新させる必要があること、また、送信部２よりモ
ード信号を受けタップ係数を区別することが必要となる
。また、補間フィルタ２２は、エコーレプリカが発生さ
れるサンプリング点のみでエコーが除去できれば良いと
いう目的の場合には不要である。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（−
（残留エコー）＋〔受信信号〕）について、現在の値と
１秒前の値との差又は和をとることにより受信信号成分
は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。従っ
て、その差又は和の極性を検出することｆこより、アダ
プティブ・ディジタルフィルタの適応動作が保証される
。また、本発明によれば、Ｔ秒の遅延を与える複数個の
サンプル・ホールド回路とスイッチから成るブロックと
減算器又は加算器を組合せることにより、上述の適応動
作を保証できるから、制御が簡単でかつハードウェア規
模の小さいエコー除去装置を提供できる。さらに、本発
明によれば、残留エコーの大きさに応じてステップ・サ
イズを適応的に変化させることができるから大幅な収束
時間の短縮が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図第２図（
ａ）、（ｂ）は、伝送路符号のパルス波形の例を示す図
、第３図（ａ）、（ｂ）は、受信アイパターンの例を示
す図、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図、
第５図は、従来例を示すフロック図、第６図はアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタの構成を示す図、第７図は係
数発生器の構成を示す図である。図において、２は送信部、３はハイブリッド・トランス
、４は２線伝送路、５はローパス・フィルタ、６は受信
部、７は出力端子、８はアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ、９はＤ／Ａコンバーク、１０及び１６は減算器、
１１及び１８は加算器、１２．１９及び２３は極性検出
器、１３及び２１は乗算器、１４は振幅制御回路、１５
はランタム信号発生器、１７はスイッチ、２０は相関器
、２２は補間フィルタ、ＳＨ，、ＳＲ２，・・・・・・
、ＳＨＲはサンプルホールド回路、１００１，１００．
、・−＋　１００　Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、１０１ｏ、
１０２．、・−・・、ｌ０ＩＮ−１は乗算器１０２、．
１０２１．−・−＝　、　１０２Ｒ−１？ｉ加算器、１
０３及び１０４は多接点スイッチ、２０４は乗算器、２
０５は加算器、２０６は遅延素子をそれぞれ示す。盃理六　イｔ　ｒｒｔ　−１−内　原　　晋第２図・０・　　　　（ａ）　　　　　、、１゜（ｂ）第３図（ａ）（ｂ）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受
信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及
び誤差信号を受けエコーレプリカを生成するためのアダ
プティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在した
混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための減算器
と、該減算器の出力を標本化し保持するための複数個の
サンプルホールド回路と、該複数個のサンプル・ホール
ド回路の出力を周期的に順次切換えて選択出力するため
のスイッチと、該減算器の出力と該スイッチの出力との
和もしくは差を得るための演算器と、該演算器の出力の
極性を判定するための第１の極性検出器と、該減算器の
出力の極性を判定するための第２の極性検出器と、該エ
コーレプリカの極性を判定するための第３の極性検出器
と、該第２の極性検出器の出力と該第３の極性検出器の
出力との相関を得るための相関器と、該相関器の出力を
定数倍するための重みづけ回路とを少なくとも具備し、
該重みづけ回路の出力に該第１の極性検出器の出力を極
性として付与して得た誤差信号を該アダプティブ・フィ
ルタに帰還させるように構成したことを特徴とするエコ
ー除去装置。