JPS6173432A

JPS6173432A - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPS6173432A
Application number: JP19611184A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-19
Filing date: 1984-09-19
Publication date: 1986-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去装置に関する０（従来技術の問題点）ベア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン番アク
ーステイクス・スヒーチ・アンド・シグナル・グロセツ
シング（ＩＥＢＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵ８ＴＩＣ８，５ＰＥＥＣＨ。

ＡＮＤ　５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥ８ＳＩＮＧ　）　２
７巻６号。

１９７９年、７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセ
２はエコーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持
つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて送出データ
系列に対応した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成す
ることにより、２線７４線変換回路にて送信回路から受
信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように動作する口こ
の時、適応フィルタの各タッグ係数は、エコーと受信信
号が混在した混在信号からエコーレプリカを差引いた差
信号と送出データとの相関をとることによシ遂次修正さ
れる。このような適応フィルタの係数修正即ちエコーキ
ャンセラの収束アルゴリズムについては前記参考文献に
記載されており、その代表的なものとして、ストキャー
ステック・イタレーション６１ノνゴリズム（５ｔｏｃ
ｈａｓｔｉｃ　ｉｔｅｒａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍ
　）とサイン・アルゴリズムが知られているコ２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ　）コンバータ及びディジタル／アナログＣＤ／Ａ＞
コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータの
所要ビット数はシステムの要求栄件から定まり、例えば
公衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度必
要とされるロ一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数は
、システム条件のみならず、前述のエコーキャンセラの
収束アルゴリズムにも依存する。

例えば、公衆通信網の加入者線に応用する場合、ストキ
ャーステック・イタレージ、ン・アルゴリズムを採用す
ると８ビット程度必要であるのに対し、サイン・アルゴ
リズムでは１ビツトですむという特徴がある。ところが
、サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極性によ
り、適応フィルタのタップ係数の修正を行なうため、差
信号中に含まれている残留エコーの極性と差信号の極性
とが一致しなくなると、適応動作が不可能になるという
問題が生じる。例えば、伝送路符号としてバイ７工−ズ
符号のような２値打号を使用した場合、受信信号の存在
によシ、残留エコー（エコーとエコーレプリカとの差）
レベルが受信信号レベルと同等程度になると前述の問題
が発生する。そこで。

この問題を解決するための従来技術について次に述べる
。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される０ここでは説明゛
を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５
図を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダグチイブ・ディジタルフィにり８
に人力される。送信部３にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信部
２にて発生された送信信号の一部はエコー成分としてハ
イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フィ
ルタ（ＬＰＦ）５に供給される。また、第５図の回路に
対向した相手＠（今の説明では局側となる）から送出さ
れた受信信号は、２線伝送路４及びハイブリッド・トラ
７ス３（ｒ−介してローパス・フィルタ５に供給される
。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号と
エコーが混在した′６！、狂信号となる０なおローパス
・フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成
分を抑圧することで６る。ローパス・フィルタ５の出力
は減算器１０に供給される。ここで、アダグチイブ・デ
ィジタルフィルタ８、Ｄ／人コンバータ（ＤＡＣ）９、
減算器１０、加算器１１、極性判定回路１２及び乗算器
１３から成る閉ループ回路は、ロドパス・フィルタ５の
出力である混在信号中のエコーを除去するように動作す
る。これは、アダプティブ・ディジタルフィルタ８がエ
コーレグリカを生成することにより実現される。そこで
アダプティブ・ディジタルフィルタ８について詳細に説
明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものであるロ第６図における
入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第５図の入力端子
１から供給された２値データ系列（＋１または−１の値
をとる）及び乗算器１３の出力に対応している。また、
第６図における出力信号１０７は、第５図のアダプティ
ブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に対応している。

２値データ系列１０５は、遅延素子１００８、乗算器１
０１゜。

１０１、、・・・・・、ｌ０ＩＢ−１及び係数発生器Ａ
Ｏｒ　ＡＩ　＋・・・・・。

ＡＲ−１に供給される０１秒の遅延、を与える遅延素子
１００＋　−１００ｔ、・・・・；　１００Ｎ／Ｒ−１
は、こ。順に接続されており、各々クリラグ・フロッグ
で実現することができる口ここでＮ及びＲは正整数であ
シ、ＲはＮの約数とする。また２値データ系列１０５の
データレートは１／Ｔビット／秒である。遅延素子１０
０１（ｉ＝１．２．・・・・・、Ｎ／ＦＬ−１沙出力は
それぞれ、乗算器１０１・　１０１＋１・・・・・、　
１０１、、、−１及Ｊ’　　　　　　ｊ　　　ｐび係数発生器Ａ　Ａ　や１．・・・・・＊Ａｊ＋１（−
１に供給さＪ＋　　　４れる。但し、ｊ＝ｉｘ几である。乗算器１０１ｋ。

１０１にや８．・・・・・、１０１ｉ。Ｎ−Ｒ（ｋ＝ｏ
ｔＬ・・・・・、Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器Ａ
ｋ、人１（＋Ｒｅ・・・・・。

Ａｋや、−８の出力である各係数と入力データが掛けら
れた後、各乗算結果は、すべて加算器１０２ｋに入力さ
れ加算されるａＲ個の加算器１０２ｏ、１０２．。

・・・・・、１０２．−１の出力はスイッチ１０３の入
力接点となる０スイツチ１０３はＴ秒を周期とする接点
スイッチであり、Ｒ個の加算器１０２゜、１０２．、・
・・・・。

１０２　ト１の出力をこの順１ｃ　Ｔ／Ｒ秒毎に選択し
て出力し、出力信号１０７となる。出力信号１０７はエ
コーレプリカであり、Ｔ／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発
生される。几は補間定数（インターボレージ、ン・７ア
クタ）と呼ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除去する
ために通常Ｒは２以上の整数となる。一方、スイッチ１
０３と同期して動作するスイッチ１０４は、スイッチ１
０３と入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４は、
入力信号１０６をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に項番に分配
する機能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は同期し
て動作するスイッチ１０５に対応した接点に入力される
信号経路に存在する係数発生器に供給されている。次に
係数発生回路について詳細に説明する０第７図は第６図
の係数発生器Ａｚ（ｌ＝０．ｉ。

・・・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したもので
ある。第７図の入力信号２００は、第６図における２値
データ系列１０５又は遅延素子１００．．１００２゜・
・・・・＋１００Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対応している
ロー！！た、第７図の入力信号２０１は、第６図におけ
るスイッチ１０４の接点出力に対応している。さらに、
第７図の出力信号２０３は、第６図における係数発生器
Ａｌの出力に対応している。第７図において入力信号２
００及び２０１は乗算器２０４　Ｋ供給されその乗算結
果は加算器２０５の一方の入力となる。加算器２０５の
出力はＴ秒の遅延素子２０６を介して帰還されており、
Ｔ秒毎に行なわれる係数の更新は、乗算器２０４に供給
されている入力信号２００及び２０１の相関値を１サン
プル前の係数値に加えることによシ実現される０出力信
号２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図の１ダ
プテイブ・ディジタルフィルタ８によシ発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では
、クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識
別されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路
１４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダ
ム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号
の振幅又は電力を参照して制御するという機能を果す。

振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は、加算器１１の一方の入力となる。

減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４の
出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１
にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３
にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダ
１テイブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図
の入力信号１０６が誤差信号に対応している。ここで前
述のアダグチイブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極性
を正しく検出することが必要となる。ところが減算器１
０の出力である差信号の中には、受信信号が含まれてい
るから、第５図において、減算器１０の出力を直接極性
検出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベル
が受信号レベルと同等程度になると、極性検出器１２の
出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなってし
まう。従って、アダグチイブ・ディジタルフィルタ８の
適応能力が失なわれることになる。そこで、従来は、第
５図に示したように加算器１１．振幅制御回路１４及び
ランダム信号発生器１５を付加して、減算器１０の出力
信号である差信号に受信信号レベルと同等程度のランダ
ム信号を加えることによシアダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８の適応動作を保証するという方法が用いられて
いた口この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信
号を差信号に加えることにより、受信信号管キャンセル
する確率を発生させる。この確率は極性恢出器１２にて
残留エコーの極性が正しく得られる確率となるから、ア
ダグチイブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証さ
れることになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があっ
た。また、誤差信号の極性を用いてタッグ係数の更新を
行っているため、サイン・アルゴリズムを採用した従来
の方法では、収束時間が長いという欠点があった。

（発明の目的）そこで本発明の目的は、制御が簡単でかつハードウェア
規模の小さいエコー除去の方法′ＩＩ：Ｓ供することに
ある。

また、本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除去
の方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば、２線／４＠変換回路の４線側にて、送
信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、
送信データ及び誤差信号を受けエコーレプリカを生成す
るためのアダグチイブ・フィルタと、該エコーと受信信
号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得る
ための減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するた
めの複数個のサンプル・ホールド回路と、該複数個のサ
ンプル・ホールド回路の出力を周期的に順次切換えて選
択出力するためのスイッチと、該減算器の出力と該スイ
ッチの出力との和もしくは差を得るための演算回路と、
該演算回路の出力の極性を判定するための第１の極性検
出器と、該エコーレプリカの極性を判定するための第２
の極性検出器１．と、該第１の極性検出器の出力と該第
２の極性検出器の出力との相関を得るための相関器と、
該相関器の出力を定数倍するための重みづけ回路とを少
なくとも具備し、該重みづけ回路の出力に該第１の極性
検出器の出力を極性として付与して得た該誤差信号を該
アダグチイブ・フィルタＫｉ還させるように構成したこ
とを特徴とするエコー除去装置が得られる。

（発明の原理）本発明の第１のポイントは、受信アイパターンの特性に
注目し、受信信号がキャンセルされる確率が零にならな
いように以下のように構成した口即ち２短杆号系を含む
伝送路符号の受信アイパターンの特性によれば、現在の
値と、ｌ−１秒（ｌは正整数）前の値がほぼ同一の値又
は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確率の
最小値は零でないある正の値をとる口従って差信号（＝
残留エコー十受信信号）について、現在の値と／−Ｔ秒
前の値の差又は和をとることによυ、受信信号成分は零
でないある正の値の確率でキャンセルされることになる
。それ故、その差又は和の極性を検出すれば、残留エコ
ーの符号が零でないある正の値の確率で検出できるから
、アダプティブ・フィルタの適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アダグチイブ・フィルタの
タッグ係数の更新の際ステップサイズを適応的に変化さ
せるという点にある。本発明では残留エコーが大きい場
合には、擬似エコーの極性と残留エコーの極性とが強い
相関をもつのに対し、残留エコーが小さい場合には両者
は相関をもたないという点に注目し、前記相関値に依存
して、ステップ・サイズを適応的に変化させる。それ故
、収束時間を従来に比べて大幅に短縮することが可能と
なる。

（実施例）次にＶ而を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本の発明の一実施例を示すブロック図である
。同図において、第５図と同一の参照番号を付与された
機能ブロックは、第５図と同一の機能をもつものとする
。第１図と第５図の相異点は、減算器１６、丈ングル・
ホールド回路ＳＨ，。

ＳＨ，、・・・・・、ＳＨＲ及びスイッチ１７から成る
回路と、補間フィルタ２２の有／無と、極性検出器１９
、相関器２０及び乗算器２１から成る回路の３点であり
、その他の構成は第５図と全く同一である。これらの相
異点について説明する前に全体の構成について簡単に述
べる。入力端子１に供給された２値データ系列は、送信
部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給さ
れる。送信部２にて２値データ系列は伝送路符号に変換
された後、ハイブリッド・トランス３を介して２線伝送
路４へ送出される。ここに、ハイブリッド・トランス３
のインピーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が
受信回路へエコーとして漏れ込みローパス・フィルタ５
に供給される。一方、受信信号も伝送路４及びハイブリ
、ド・トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給
される０ローパス・フィルタ５にて不要な高周波成分を
抑圧された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は
減算器１０に供給される口そこで、アダプティブ・ディ
ジタルフィルタ８にて生成された擬似エコ　　　　　一
（エコーレプリカ）は、Ｄ／Ａコンバータ９によりアナ
ログ信号に変換された後、補間フィルタ２２を介して減
算器１０に入力される０従って、減算器１０の出力でち
る差信号（＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エ
コー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）の成分の
うち、残留エコー（＝〔エコー〕−〔エコーレグリカ〕
）が受信信号に比べて十分小さくなれば、受信信号は受
信部６にて正確に復調され、出力端子７には受信された
２値データ系列が現われる。なお、補間フィルタ２２け
、　Ｉ）／Ａコンバータ９の出力に含まれている高調波
成分を抑圧する機能を果すものである。

ここで、アダグチイブ・ディジタルフィルタ８．１）／
Ａコンバータ９、補間フィルタ２２、減算器１０、減算
器１６、極性検出器１２及び乗算器１３から成る閉ルー
プ回路は、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応
動作を実現するものである。アダグチイブ・ディジタル
フィルタ８の構成については、第５図の従来例で説明し
たものと同様に、第６図及び第７図の構成と同一で良い
。極性検出器１２の出力は乗算器１３にで、乗算器２１
の出力と掛けられ誤差信号としてアダプティブ・ディジ
タルフィルタ８に供給される０次に極性検出器１２の出
力と、減算器１０の出力である差（８号中の残留エコー
成分の極性との関係について詳細に説明するが、その前
に伝送路符号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａｌはパイ７工−ズ符号を、（ｂｌはＭＳＫ（ミニマム
・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示
す。第２図（ａｌに示したように、バイフェーズ符号で
は＠０”及び“１″のデータに対し極性の反転したパル
ス波形を割当てる、両者のパルスは共に、１ビット幅Ｔ
秒の中心で極性が反転しておυ、１ビツト内で正負がパ
ラ／スしているという特徴をもっている。これに対し、
第２図［ｂｌに示したように、ＭＳＫ符号では４種類の
パルス波形を用意する。即ち、＠０”及び１１１のデー
タに対しそれぞれ極性の反転した■モードとＯモードの
２種類のパルス波形を用意する。これら２種類のモード
遷移は、第２図（ｂｌの太い矢印で示されておリ、現時
点のモードは、１ビツト前のモードにより決定される。

このＭ８に符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転す
るという特徴をもっている。

なおＭＳＫ符号では＠１”に対しては１ビツト内で正負
ツバランスが取れているが、′０”Ｋ対しては正負がバ
ランスしていない。しかしながら、第２図（ｂｌのモー
ド遷移を示す太い矢印の方向から明らかなように、連続
するビット系列内で＠０′が偶数個存在すれば正負のバ
ランスは取れておシ、ＤＣ成分はほとんど無視できると
言える。第２図に示した伝送路符号は、第１図の送信部
２にて出力されることになる。

は、第２図に対応してそれぞれバイ７工−ズ符号及びＭ
ＳＫ符号の受信アイパターンである。同図に示すように
、受信アイパターンは、高域成分がカットされ丸みを帯
びたものとなる。今、第３図ｆａｔに注目するつＴ秒離
れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔｏｗ　’
ａ′）ｙ（’ｔ＋　ＩＩすｚ　（’！　ｔ　Ｆ’）及び
（ｔｓ　ｔ　ｔｓ’）と仮定するＯこの時、ｔ＝ｔｍ′
（ｒｎ＝０−１．Ｌ　３　）のサンプル値から１＝１．
、のサンプル値を差引いた値をＡｍとすれば、Ａｍは表
１のように与えられることがわかる。

表１　バイフェーズ符号の場合の〜の値′″０”と“１
”の出現確率は等しく１／２であると仮定すると、Ａｏ
＝Ｏ＠　Ａ、＝＝Ｑ、　ｋｚ＝−０及びＡ、＝０となる
確率は表１よシそれぞれ１／４　、１／４　、１７２及
び１となる。この例では第３図（ａｌに示すＴ秒離れた
４組のサンプル点について考えたが、同図より明らかな
ようＫ、どのような位相をとっても。

正／負の逆転は別にして表１に示す以外のパターンはあ
り得ないことがわかる。従って、現在のサンプル値から
Ｔ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の最小
値は１／４となる。次に第３図（ｂｌのＭＳＫ符号の受
信アイパターンについて考えると、第２図（ｂｌのモー
ド遷移を参照してＡｍは表２のように与えられる〇表２　　ＭＳＫ符号の場合のへ。の値＠０”と＠１２の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａｏ＝０．　Ａ、＝Ｏ，Ａ、＝０及びＡ、
＝０となる確率は、表２よりそれぞれ１．１／２゜１／
４及び１／４となる。この例では第３図（ｂｌ　Ｋ示す
Ｔ秒離れた４組のサンプル点について考えたが、同図よ
り明らかなように、どのような位相をとっても正／負の
逆転は別にして、表１に示す以外のパターンはちり得な
いことがわかる。従って、Ｍ３に符号の場合にも、現在
のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零
となる確率の最小値は１／４となる。以上、バイフェー
ズ符号が及びＭＳＫ符号を例に挙げて述べたように、現
在のサンダル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が
零となる確率の最小値は共に１／４となることがわかる
。これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考え
ると、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明ら
かである。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ
秒（データレートは１／Ｔビット／秒とする。）前のサ
ンプル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサン
プル値から／−Ｔ秒（ｌけ正整数）前のサンプル値を差
引いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となる
ことがわかる。次に、この確率がエコーキャンセラの適
応動作の中でどのような意味を持つかについて、第１図
を参照して説明する。

第１図に示す実施例において、参照数字１６は減算器、
参照英字ＳＨ，，ＳＨ，，・・・・・、ＳＨＲはサンプ
ル・ホールド回路、参照数字１７はスイッチ、参照数字
１２は極性検出器である。ここで、アダグチイブ・ゲイ
ジタルフィルタ８が適応動作を行なうためには、極性検
出器１２にて、減算器１０の出力である差信号（＝〔エ
コー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）中に含ま
れる残留エコー（＝（エコー〕−〔エコーレフリカ〕）
成分の極性が正確に得られる確率が零でないという条件
が必要であることは前に述べた。第１図において、サン
ダル・ホールド回路ＳＨ，，ＳＨ，，・・・・・、８Ｈ
Ｒ。

スイッチ１７及び減算器１６は、この条件を満足する目
的で付加されたものであシ、減算器１６の出力には、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引い走差の
サンプル値がＴ／Ｒ秒毎に現われるように動作する。Ｒ
は前述の補間定数を示す正の整数である。減算器１０の
出力である差信号を入力とする８個のサンプル・ホール
ド回路ＳＨ，。

８Ｈ，、・・・・・、ＳＨＲのサンプル位相はとのＩＦ
ｉにＴ／Ｒ秒ずれており、各々１秒毎に入力信号を標本
化した後その値を保持する。ここでは、標本化に要する
時間は無視できると仮定している。８個のテングル・ホ
ールド回路ＳＨＩ、５Ｈ２１・・・・・、ＳＨ，の出　
　　　′力はスイッチエアの入力接点となる。スイッチ
１７は多接点スイッチであり、８個のサンプル・ホール
ド回路Ｓ馬、ｓＨ□・・・・・、８Ｈ８の出力をこのｊ
＠にＴ／Ｒ，秒毎に選択して出力し減算器１６に供給さ
れる。以上の動作により、減算器１６の出力には現在の
サンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた差のサン
プル値がＴ／Ｒ秒毎に現われる。表１及び表２の説明で
述べたように１減算器１０の出力である差信号の中の受
信信号成分は、減ｎ器１６の出力では確率１／４以上で
受信信号が零になることは明らかである。一方、減算器
１６の出力に含まれている残留エコー成分について考え
ると、現在の残留エコーの値からＴ秒前の残留エコーの
値を差引いた値が残留エコー成分として減算器１６から
出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコ
ーの値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値
は、ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留
エコーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄ
１くδ（但し０≦６）となる確率は、零でなくある正の
値をとる０従って、減算器１６の出力信号を入力とする
極性検出器１２、にて、現在の残留エコーの極性が正確
に出力される確率は零でないある正の値をとることがわ
かる。それ故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の
適応動作が保証されることになる。なお、第１図におい
て、サンダル・ホールド回路ＳＨ１゜ＳＨ，、・・・・
・、５）ＩＢの標本化に要する時間は無視できると仮定
していたが、これが成立しない場合にはサンプル・ホー
ルド回路の個数を２Ｈ個用意すれば良い。この時各サン
プル・ホールド回路は２ツテ１７の周期は２Ｔ秒となる
。

次に、第４図の相関器２ｏの動作について説明する。極
性検出器１２の出方と極性検出器１９の出力との相関値
は相関器２０にて計算され乗算器、１減算器１０の出力である差信号（＝〔残留エコー〕＋〔
受信信号〕）について、現在の値からＴ秒前の値を差引
いた値の極性が現われる。一方極性検出器１９の出力に
は、エコーレプリカの極性が現われる。そこで、残留エ
コーが大きい場合には残留エコーの極性と、エコーレグ
リカの極性が相関をもつのに対し、残留エコーが小さい
場合には両者は相関をもたないという点く注目すれば、
相関器２０の出力は、残留エコーが大きい場合には大き
な値を小さい場合には小さな値となる。従って相関器２
０の出力を乗算器２１１Ｃて２α倍のスケーリングを施
してステップ・サイズとして用い、このステップ・サイ
ズに極性検出器１２の出力のタに帰還することにより、
収束時間を大幅に短縮することが可能となる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第
４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図
では加算器１８に置換えられていることであシ、その他
の部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器
１０の出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ
秒前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、
この和の値の極性を極性検出器１２で検出することにな
る。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受
信アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表
３に対応する表を求めてみる。まず、第３図１ａ）に注
目し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ
（１０ｔ　ｔｏ’）　＊（’１　＋　’Ｉ’）　ｅ　（
ｔｔ　ｅ　Ｌｘ’）及び（ｔｓ＋ｔｓ’）と仮定する０
この時、ｔ＝賜’（＋ｎ＝０．１．２．３　）のサン７
°ル値と、１＝１ｍのサンプル値の和をＢｍとすれば、
Ｂｍは表３のように与えられることがわかる０同様に第
３図（ｂ）に対して、表４が得られる０表３　バイフェ
ーズ符号の場合のＢｍの値表４　　ＭＳＫ符号の場合の
ＢｍＯ値 ”０″と”１″の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ｂｏ＝Ｏ、Ｂ、　＝ｎ　、　Ｂ２＝Ｏ及び
Ｂ、＝Ｏとなる確率は、表３に示すバイフェーズ符号の
場合にはそれぞれ１／２　、１／４　、１／２及び１と
なり。

表４に示すＭＳＫ符号の場合には、それぞれ１゜１／２
．１／４．１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ
秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は１／
４であり、このことは、任意のサンプリング位相で成シ
立つ。また、表３及び表４にはそれぞれバイフェーズ符
号及びＭＳＫ符号の場合を示したが、これら以外の伝送
路符号についても同様に考えれば現在のサンプル値とＴ
秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は零で
ない値をもつことは明らかである。さらに、現在のサン
プル値と／−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値との和
が零となる確率の最小値も同様に零でない値をもつこと
は言うまでもないっそこで第４１閉の説明に戻ると、減算器１０の出力であ
る差信号は受信部６に供給されると共に、九個のサンプ
ル壷ホールド回路ＳＨ，，ＳＨ，、・・−・・。

ＳＨＲにも供給される０第１図の説明で述べたように、
スイツチ１７の出力には、Ｔ／Ｒ秒毎に減算器１０の出
力を１秒遅延させたサンプル値が現われる。従って、加
算器１８の出力には現在の値とＴ秒前のサンプル値との
和が現われることになるり表３及び表４よシ、減算器１
０の出力である差信号の中の受信信号成分は、加算器１
６の出力では確率１／４以上で受信信号が零になること
は明らかである。一方、加算器１８の出力に含まれてい
る残留エコー成分について考えると、現在の残留エコー
の値とＴ秒前の残留エコーの和が残留エコー成分として
加算器１８から出力される。現在の残留エコーの値とＴ
秒前の残留エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒前の
残留エコーの値は、ランダム雑音とみなすことができる
ａＴＴ秒前残留エコーの値の振幅分布は正負対称であり
、振＠ｄが１ｄ１くδ（但しＯ≦δ）となる確率は零で
はなくちる正の値をとる。従って加算器１８の出力信号
を入力とする極性検出器１２にて、現在の残留エコーの
極性が正確に出力される確率は零でないある正の値をと
ることがわかる。それ故、アダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８の適応動作が保証されることになる。なお第４
図において、サンプル・ホールド回路ＳＨ，，ＳＨ，，
・・・・・、、５ＨＩＬの標本化に要する時間は無視で
きると仮定していたが、これが成立しない場合には、サ
ンプル・ホールド回路の個数を２Ｒ個用意すれば良い。

この時、各サンプル・ホールド回路は２Ｔ秒毎に入力信
号を標本化し保持する。３またスイッチ１７の周期は２
Ｔ秒となる口また、相関器２０の動作については、第１
図と同様であるが、極性検出器１２に供給されている信
号が第４図では減算器１ｏの出力である差信号について
現在の値とＴ秒前の値との和となっている点が異ってい
る。差信号の残留エコー成分について考えれば第１図と
同様に相関器２０の出力は残留エコーの大きさに応じて
変化するから、収束時間を大幅に短縮することが可能と
なることは明らかである。

以上、実施例にもとづいて詳細に説明したが、Ｚ＠伝送
路の線路損失を補償するための線路等止器は、第１図及
び第４図において、受信部６の中に含めて考えても良い
し、ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入しても
良い。またＭＳＫ＃号を採用した場合°０”と′１″に
対するパルス波形が異なることと、各々ｅモードとｅモ
ードを有するという２つの理由によシアダグサイズ・デ
ィジ１’にフィルタ８の構成は、バイフェーズ符号の場
合と若干異なる。即ち、＠０１及び１１１のパルス波形
が異なることに対応させて、タップ係数を２種類用意し
個別に更新させる必要があること、また、送信部２よシ
モード信号を受けタップ係数を区別することが必要とな
る。また、補間フィルタ２２は、エコーレプリカが発生
されるサンプリング点のみでエコーが除去できれば良い
という目的の場合には不要である。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）について、現在の値と
Ｔ秒前の値との差又は和をとることによシ受信信号成分
は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。従っ
て、その差又は和の極性を検出することによシ、アダグ
チイブ・ディジタルフィルタの適応動作が保証される。

また、本発明によれば、Ｔ秒の遅延を与えろ複数個のサ
ンプル・ホールド回路とスイッチから成るブロックと、
減算器又は加算器を組合せることによシ、上述の適応動
作を保証できるから、制御が簡単でかつハードウェア規
模の小さいエコー除去装置が提供できる。さらに、本発
明によれば、残留エコーの大きさに応じてステップ・サ
イズを適応的に変化させることができるから大幅な収束
時間の短縮が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は、伝送路符号のパルス波形の例、第３図は受信アイパ
ターンの例、第４図は本発明の他の実施例を示すブロッ
ク図、第５図は従来例を示すブロック図、第６図はアダ
グチイブ・ディジタルフィルタの構成を示すブロック図
、第７図は係数発生器の構成を示すブロック図である。図において、２は送信部、３はハイブリッド・トランス、４は２線伝
送路、５はローパス・フィルタ、６は受信部、７は出力
端子、８はアダプティブ・ディジタルフィルタ、９はＤ
／Ａコンバータ、１０及び１６は減算器、１１及び１８
は加算器、１２及び１９は極性検出器、１３及び２１は
乗算器、１４は振幅制御回路、１５はランダム信号発生
器、１７はスイッチ、２０は相関器、２２は補間フィル
タ、８Ｈ１，ＳＨ，、・・・・・、ＳＨＲはサンプル・
ホールド回路、Ｚｏｏ、、１００．、・・・・・ｔ　１
００　Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、１０１゜、１０２．、・
・・・・、１０１Ｎ−１は乗算器、１０２゜、１０２．
、・・・・・ｅｌＯ２１Ｌ−１は加算器、１０３及び１
０４は多接点スイッチ、１０５は２値データ系列、１０
６は誤差信号、１０７はエコーレプリカ、Ａｏ、　Ａ、
　、・・・・・ｔＡＮ−１は係数発生器、２０４は乗算
器、２０５は加算器、２０６は遅延素子をそれぞ第２図・０・　　　（ａ）　　　　・１・（ｂ）第３図（ａ）（ｂ）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）２線／４線変換回路の４線側にて、送信回路より
受信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去装置で
あって、送信データ及び誤差信号を受けエコーレプリカ
を生成するためのアダプティブ・フィルタと、該エコー
と受信信号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの
差を得るための減算器と、該減算器の出力を標本化し保
持するための複数個のサンプル・ホールド回路と、該複
数個のサンプル・ホールド回路の出力を周期的に順次切
換えて選択出力するためのスイッチと、該減算器の出力
と該スイッチの出力との和もしくは差を得るための演算
回路と、該演算回路出力の極性を判定するための第１の
極性検出器と、該エコーレプリカの極性を判定するため
の第２の極性検出器と、該第１の極性検出器の出力と該
第２の極性検出器の出力との相関を得るための相関器と
、該相関器の出力を定数倍するための重みづけ回路とを
少なくとも具備し、該重みづけ回路の出力に該第１の極
性検出器の出力を極性として付与して得た該誤差信号を
該アダプティブ・フィルタに帰還させるように構成した
ことを特徴とするエコー除去装置。