JPH0310255B2 - - Google Patents
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- JPH0310255B2 JPH0310255B2 JP58189805A JP18980583A JPH0310255B2 JP H0310255 B2 JPH0310255 B2 JP H0310255B2 JP 58189805 A JP58189805 A JP 58189805A JP 18980583 A JP18980583 A JP 18980583A JP H0310255 B2 JPH0310255 B2 JP H0310255B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/235—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers combined with adaptive equaliser
-
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- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、伝送路のデータ信号により発生され
たエコーを受信路のベースバンド信号内で取り消
すために伝送モデム内に用いられるエコーキヤン
セラに関するもので、このエコーキヤンセラは、
受信路の信号とエコーコピー信号との差信号を形
成する差動回路と、周期Ｔのサンプリング時点で
動作し、エラー信号の所定の作用を最小にするよ
うに調整される係数をもつた少なくとも１つのト
ワンスバーサルフイルタとを有し、前記の差信号
は、データを再生する識別回路に加えられ、エコ
ーコピー信号は、伝送路に接続されたデジタル処
理装置によつて、少なくとも伝送路のデータの周
期１／Ｔに等しいサンプリング周期Feで形成さ
れる。 エコーキヤンセラは、その単方向伝送路と受信
路とが、モデムが外部に対して２端子を有するよ
うにカツプリング回路によつて組合わされたモデ
ム内で使用される。その２端子を介して２つのモ
デム間がリンクされると、モデムの受信路内に望
ましくないエコー信号が発生することがあり、こ
のエコー信号は、同じモデムの伝送路内の信号に
よつてつくられ、その結合回路の不完全さおよび
リンク内の信号反射の両方または何れか一方に基
因する。エコーキヤンセラは、全２重伝送の場合
に、ローカルモデムの受信路内で遠距離モデムよ
りの有用信号に重畳される望ましくないエコー信
号を自動的に取り消すことを目的を有する。 勿論、ベースバンドエコーキヤンセラは、ベー
スバンドデータ伝送モデム内に直接に使用され
る。けれども、この代りに、これ等のエコーキヤ
ンセラを、受信信号の復調によつて受信器内に得
られるベースバンド信号に作用させることによつ
て、キヤリヤ変調を用いるデータ伝送モデムに使
用することが可能である。 前述のタイプのエコーキヤンセラに生じる幾つ
かの問題を示すために、その動作モードを簡単に
説明する。可調整のデジタル処理装置が唯１つの
トランスバーサルフイルタで構成され、このフイ
ルタはデータの周波数を有するサンプリング時点
で動作し、したがつてエコーキヤンセラ内のサン
プリング周波数Feはこの周波数１／Ｔに等しい
場合を考えれば十分である。したがつて、このデ
ジタルトランスバーサルフイルタは伝送路のデー
タ信号を周波数１／Ｔのサンプリング時点で処理
し、その係数は、そのサンプリング時点におい
て、受信路に現れるエコー信号の見せかけの信号
（通常これをエコーコピー信号と云う）を確実に
発生するように調整される。このデジタルエコー
コピー信号はアナログ形に変換され、次いで差動
回路に加えられ、エコー信号を取り消した信号を
形成するために、受信路内の信号より差引かれ
る。トランスバーサルフイルタの係数の調整の基
準は、エラー信号の所定の作用（一般的には二乗
平均値）を最小にすることである。このエラー信
号は、エコーキヤンセラが作動された時のエコー
信号またはエコーキヤンセラの収斂の間の残留エ
コー信号（エコー信号とエコーコピー信号の差）
表わすものでなければならず、このエコー信号ま
たは残留エコー信号は差動回路の出力信号内にあ
る。 従来は、トランスバーサルフイルタの係数の調
整のためにデジタル形に変換されるべきエラー信
号は、差動回路の出力信号によつて形成された。
したがつて、このようなエラー信号では、受信さ
れた有用なデータ信号が残留エコー信号に重畳さ
れ、その相対レベルは、収斂の間ますます大きく
なる。このことは、エラー信号をデジタル形に変
換するコンバータに関係し、残留エコー信号が比
較的高い場合にエコーキヤンセラの収斂をやめさ
せることがあるという問題を生じることがある。 この問題は、エラー信号をデジタル形に変換す
るのを安くするために余り正確でないアナログ−
デジタル変換器を使用しようとした場合に遭遇す
る。若し、エラー信号の簡単な１つの符号検出器
より成り、したがつて１ビツトデジタル信号をつ
くる最も簡単な形の変換器を使用すれば、エラー
信号のサンプリング時点において有用な受信信号
が残留エラー信号の振巾よりも大きな振巾を有
し、このためこの時点ではエラー信号の符号が残
留エコー信号を表わさないことが起きることがあ
る。このような欠陥は、エラー信号のサンプリン
グが受信データと同期してローカルクロツクによ
り行われるホモクロナスデータ伝送システムにお
いて特に重大な影響をもつ。このホモクロナスシ
ステムにおいては、エラー信号のサンプリング
は、受信された有用な信号が高い値をもつ時点に
おいて永久に行われ得る。この場合には、エコー
キヤンセラの収斂は、サンプリング時点におい
て、エコー信号が有用な受信信号の振巾よりも大
きい振巾をもつ時に始まるであろうが、この収斂
は、前記のサンプリング時点において、残留エコ
ー信号が有用な受信信号の高いレベルに達した時
に中止する。 この欠点を取り除くために、１ビツト変換器の
簡単さを残しながら１つの解決法が米国特許第
4334128号に詳細に説明されている。この米国特
許は、差動回路の出力信号と、データ周波数と調
和関係のない周波数をもち、有用な信受データ信
号と略々同じレベルでこの信号と全く相関関係の
ない、周期的な補助信号とを組合せるようにした
ものである。係数の調整に用いられるデジタル１
ビツト信号を得るために、前記のようにして形成
された組合せ信号を用いることによつて、ホモク
ロナスシステム内のエコーキヤンセラの収斂を得
ることが可能である。 フランス特許願第8020251号（PHF80−574）
に記載された別の解決法では、受信された有用信
号のレベルを算定し、サンプリング時点におい
て、差動回路の出力信号を、そのレベルに応じて
正および負の２つのしきい値と比較することによ
つて、前記の出力信号がこれ等２つの値の中間に
ある時にはエラーは零の値を有すると見倣し、ま
た前記の出力信号が正のしきい値または負のしき
い値よりも大きな絶対値を有するかどうかに応じ
て正かまたは負と見倣すようにしている。この解
決法によれば、エラー信号を表わし、係数の調整
に用いられるデジタル信号は２ビツトで形成さ
れ、エコーキヤンセラは残留エコー信号の極めて
定減された値迄収斂することができる。 本発明は、係数の調整に、補助信号の使用を全
く必要とせず、エラー信号の符号のみを用いて収
斂を可能とする全く別の方法で形成されたエラー
信号を用いることにより、同じ問題を極めて簡単
な別のより方で解決したものである。 本発明は、エコーキヤンセラが、調整可能な係
数を有する少なくとも１つのトランスバーサルフ
イルタを有し、各トランスバーサルフイルタの係
数の修正に用いられるエラー信号は、実際のサン
プリング時点において、該サンプリング時点での
差動回路の出力信号の値と、実際のサンプリング
時点での再生データ信号の値とその前のサンプリ
ング時点での再生データ信号の値との比が前以て
乗じられた、前のサンプリング時点における差動
回路の出力信号の値との差を形成することによつ
て決められ、係数の修正は、前記の再生データ信
号の２つの値が零と異なるかまたは少なくとも２
つの値の一方が零に等しいかに応じて行われまた
は行われないようにしたものである。 本発明のエコーキヤンセラを用いることによつ
て、受信データ信号が、トランスミツタ端におけ
る多レベルデータ信号、２レベルデータ信号また
は２レベルデータの擬似−３値符号化により得ら
れた３レベルデータよりつくられた場合に、この
受信データ信号に重畳されたエコー信号を取り消
すことが可能である。 ２レベルデータまたは擬似−３値符号化による
３レベルデータが送られる場合には、識別回路は
正および負のレベルをもつたデータ信号を再生す
ることができ、各トランスバーサルフイルタに対
するエラー信号は、実際のサンプリング時点とそ
の前のサンプリング時点における再生データ信号
の値が同じ符号を有するかまたは異なる符号を有
するかに応じて、フイルタの実際のサンプリング
時点とその前のサンプリング時点における差動回
路の出力信号の値の差かまたは和として形成され
る。 本発明の特に簡単な実施形態は次のようにする
と得られる、即ち、各トランスバーサルフイルタ
の係数の調整に、例えば前述したように２レベル
データまたは擬似−３値データの場合に対して形
成されたエラー信号ｅ(n)の符号を表わす信号Sgn
〔ｅ(n)〕を用いる。 本発明により形成されたエラー信号ｅ(n)の使用
は、エコー信号が、受信された有用信号より略々
低いレベルをもつ時に適切である。例えば長距離
線の場合がそうであるように、エコー信号が、受
信された有用信号よりも高いレベルを有する危険
がある場合には、各トランスバーサルフイルタの
係数の調整に対し、Sgn〔ｅ(n)〕によつて表わさ
れるエラー信号の符号と差動回路の出力信号の符
号とが異なる場合には零値をもち、前記の２つの
符号が同時に正または負のときには＋１または−
１に等しい値をもつ信号Ｅ(n)を用いるのが有利で
ある。このようにして、エコーキヤンセラの収斂
の最初の段階では、エコー信号は、差動回路の出
力信号の符号によつて形成された信号によつて、
受信された有用信号のレベル迄著しく低減され、
一方最終段階では、残留エコー信号は、本発明に
より形成された信号Sgn〔ｅ(n)〕により殆んど零
の値に低減される。 以下本発明を図面の実施例を参照して説明す
る。 第１図はベースバンドデータ伝送モデムに組込
んだエコーキヤンセラーの構造を示す。このモデ
ムは、単方向伝送路１と単方向受信路２を有し、
これ等の路は、ハイブリツド結合回路４により双
方向伝送線３に結合されている。 伝送路１は、１／Ｔの周波数でデータを発生す
るデータ源６に接続されている。このデータは２
レベルでも多レベル（即ち２以上のレベルを有す
る）タイプでもよい。図の実施例では、データ源
６よりのデータは線形エンコーダ７に加えられ、
このエンコーダは、最初のデータ信号よりも伝送
に適したスペクトルを有する符号化された信号を
発生する。最初のデータ信号が２レベルの場合に
は、例えば、２つのレベルを保つ符号化された信
号を有するバイフエーズ符号化を行うことができ
る。この代りに、零レベルを含む３つのレベルを
もつた符号化信号を有する所謂擬似−３値符号化
を行うこともできる。符号化されたデータ信号
は、結合回路４の伝送入口に加えられる前に、伝
送増巾器８で増巾される。このように伝送路１内
で処理されたデータ信号は、伝送線３を経て図示
しない遠隔のモデムに送られる。 同じようにして遠隔のモデムで送信されたデー
タ信号は、第１図に示すローカルモデムで受信さ
れ、結合回路４によつてこのモデムの受信路２の
入力に運ばれる。この受信路では、受信信号は先
づ受信増巾器９で増巾され、しかる後識別回路１
０に送られる。この識別回路は、受信信号をサン
プルし、図示しない受信機の他の部分で更に処理
するためのデータを発生する。若し遠隔送信機の
データ源でつくられたデータが２レベルタイプま
たは多レベルタイプで、これ等が符号化されなけ
れば、エコーキヤンセラが収斂すると、識別回路
１０は同じデータ信号を再生する。若し遠隔送信
機のデータ源で発生された２レベルデータがバイ
フエーズ符号化を受けると、識別回路１０はこの
２レベルを有するバイフエーズ符号化データを再
生する。若し遠隔送信機のデータ源よりの２レベ
ルデータが擬似−３値符号化を受けると、識別回
路１０は、最初の２レベルデータを再生する。こ
のように、識別回路１０は常に２レベルデータ信
号か多レベル信号を再生する。 受信信号をサンプルするため受信機特に識別回
路１０内で用いられるサンプリングパルスは、ク
ロツク発生器１１でつくられる。この発生器は、
公知の装置で１／Ｔの周波数の信号と同期され且
つデータ伝送用の遠隔モデル内で使用される１／
Ｔの周波数のクロツク信号Ｈを発生する。第１図
に示すホモクロナス伝送システムでは、発生器１
１でこのように同期されてつくられたクロツク信
号Ｈは、ローカルモデムのデータ源６よりデータ
を伝送するのにも使われる。 ローカルモデムの伝送路１より生じるデータ信
号が結合回路４の伝送入口に加えられると、伝送
路の増巾器９の出力にエコー信号ε(t)が現れる
が、このエコー信号は、結合回路のバランスの不
可避的な不備と伝送線３のインピーダンス不連続
との両方または何れか一方により信号反射を生じ
ることによるものである。増巾器９の出力では、
この寄生エコー信号ε(t)が、遠隔モデムよりの有
用なデータ信号ｓ(t)に重畳され、受信器内でのデ
ータの正しい再生を邪魔することがある。 エコーキヤンセラーは前記のエコー信号ε(t)を
取り消すことを目的とするもので、差動回路１２
を有し、この回路の（＋）入力には受信路で生じ
た信号ε(t)＋ｓ(t)が加えられ、その（−）入力に
はエコーコピー信号ε^(t)が加えられ、次のような
差信号が形成される。 ｒ(t)＝ｓ(t)＋〔ε(t)−ε^(t)〕 (1) この差信号の〔ε(t)−ε^(t)〕の部分は、エコー
キヤンセラーの収斂が行われると、略々零にな
る。 このような結果を得るために、エコーキヤンセ
ラーは可調整のデジタル処理装置１３を有する。
この装置は、データ源６でつくられた信号を受
け、差信号ｒ(t)内のエコー信号を取り消すエコー
コピー信号をサンプリング時点に発生するように
調整されねばならない。第１図は、データ源６に
より供給されたデータの周波数１／Ｔをもつサン
プリング時点に働く単一のデジタルトランスバー
サルフイルタ１３で形成された、処理装置を示
す。整数ｎで表わされるこれ等の時点nTにおい
て、このフイルタ１３はデジタルエコーコピー信
号ε^(t)を発生する。ここで、データの周波数１／
Ｔで動作するこのようなトランスバーサルフイル
タは、データの周波数１／Ｔの倍数であるサンプ
リング周波数Feで動作する処理装置に使用され
る基本回路であるということに留意すべきであ
る。 ｎの時点にトランスバーサルフイルタ１３の入
力に加えられるデータのサンプルをｄ(n)で表わ
す。このフイルタは、各時点ｎに、その入力に加
えられたＮサンプルｄ（ｎ−ｉ）（ｉは０からＮ−
１迄の整数）を蓄え、エコーコピー信号ε^のサン
プルを次の式に従つて計算するように構成されて
いる。 ε^(n)＝N-1 〓i=0 Ci・ｄ（ｎ−ｉ） (2) ここでCiはフイルタの係数を表わす。 このようにして計算されたデジタルエコーコピ
ー信号はデジタル−アナログ変換器１４に加えら
れ、この変換器は、差動回路１２の（−）入力に
加えられるアナログ信号ε^(t)を発生する。 トランスバーサルフイルターの係数Ciは調整可
能で、計算回路１６でｎの時点にデジタル形にさ
れ且つエコー信号または差信号ｒ(t)内に存する残
留エコー信号を表わすべきエラー信号ｅ(n)の所定
の作用を最小限にするように、制御回路１５で調
整される。前記のエラー信号ｅ(n)の計算のやり方
を以下に詳しく説明する。一般的に、フイルタ１
３の係数Ciは、エラー信号ｅ(n)の二乗平均値即ち
Ｅ〔｜ｅ(n)｜〕2を最小にすように調整される。こ
の場合、傾斜算法（gradient algorithm）を用い
て、係数Ciは次の帰納式に従つて反復して調整さ
れる。 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋α・Ｅ〔ｄ（ｎ −ｉ）・ｅ(n)〕 (3) ここでαは１より小さい係数である。 実際は、平均値を計算する必要を避けるために
（こと演算は演算子Ｅで示されている）、次の帰納
式の方が好ましい。 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ(n) (4) この式で、βは、１に比して小さな値を有し、
反復（ｎ＋１）での係数Ci（ｎ＋１）を得るため
に反復ｎで係数Ci(n)に加えられる修正の大きさを
決める一定の係数である。 漸化式(3)と(4)により量Ｅ〔｜ｅ(n)｜〕2を最小に
することは、トランスバーサルフイルタのＮ係数
Ciを、時点ｉ＝Ｎ−１の基準時点ｉ＝０で取られ
たエコー信号通路のインパルス応答のＮサンプル
giに収斂するこのを可能にするものでなくてはな
らない。ｉＮのような時点に対しては、サンプ
ルgiは零とする。時点ｎのエコー信号のサンプル
ε(n)は次のように表される。 (n)＝N-1 〓i=0 gi・ｄ（ｎ−１） (5) 式(2)と(5)とを較べれば、トランスバーサルフイ
ルタの係数がインパルス応答のサンプルgiに収斂
されると、サンプリング時ｎにおける残留エコー
信号ε(n)−ε^(n)が取り消され、またこれ等の時点
に差信号ｒ(n)は最早や有用な信号ｓ(n)を含まない
ということがわかる。 実際的な帰納式(4)は係数Ciに対して第２図の制
御回路１５で実施される。トランスバーサルフイ
ルタ１３の記憶位置にあるデータ信号ｄ（ｎ−ｉ）
は、エラー計算回路１６内で処理されたエラー信
号ｅ(n)を乗ずるために乗算回路１７に加えられ
る。かくしてつくられた積は乗算回路１８に送ら
れ、ここで一定の係数βが乗ぜられる。このよう
にしてつくられた修正項β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ(n)
は、加算回路１９とメモリ２０とで形成されたア
キユムレータに加えられる。前記の加算回路は、
時点ｎに計算された修正項と時点ｎにメモリ２０
の出力に現れた係数Ci(n)との和をつくる。時点
（ｎ＋１）においてメモリ２０の出力で得られる
この和は、トランスバーサルフイルタ１３内で時
点（ｎ＋１）に用いられるべき係数Ci（ｎ＋１）
を形成する。 係数Ciの調整に対して式(4)よりも実施が簡単な
帰納式を用いることも公知で、この式では、エラ
ー信号ｅ(n)の代りに、Sgn〔ｅ(n)〕として表した
その符号が用いられる。この場合帰納式(4)は Ci（ｎ＋１）＝Ci（ｎ）・＋β・ｄ（ｎ −ｉ）・Sgn〔ｅ(n)〕 (6) となる。 公知のエコーキヤンセラでは、トランスバーサ
ルフイルタ１３の係数Ciの調整に用いられるエラ
ー信号ｅ(n)は、差動回路１２により加えられたア
ナグロ信号ｒ(t)の、デジタル形に変換されたサン
プルｒ(n)によつて計算回路１６で形成される。例
えば80キロビツト／秒で伝送するベースアンド伝
送モデムに対しては、デジタルエラー信号ｅ(n)を
形成するための変換費が高くつくことがあり、こ
の変換の費用を低減するために、差信号ｒ(t)のサ
ンプルｒ(n)の符号をつくる１ビツトコンバータだ
けを用いることが試みられた。したがつて、係数
の修正のために、ｅ(n)の代りにｒ(n)を用いた帰納
式が用いられる。 けれども、この方法は次のような欠点がある。
即ち、或る場合には、残留エコー信号の高く且つ
許容できない程の値においてエコーキヤンセラの
収斂をやめることがある。実際には、サンプリン
グ時点ｎにおいて差信号は式(1)に従つて次のよう
に表すことができる。 ｒ(n)＝ｓ(n)＋〔ε(n)−ε^(n)〕 時点ｎにおいて、差信号ｒ(n)の符号は、２つの
信号ｓ(n)と〔ε(n)−ε^(n)〕の大きい方によつてき
まる。 サンプリング時点ｎにおいて、残留エコー信号
〔ε(n)−ε^(n)〕が有用な受信信号ｓ(n)よりも大きけ
れば、ｒ(n)の符号は残留エコー信号を表わすこと
にならず、係数の修正は必ずしも残留エコー信号
の減少を生じない。これは、例えば、短かい伝送
線ではエコーキヤンセラが動作入つた瞬間から、
また長い伝送線ではエコーキヤンセラの収斂の開
始後に夫々生じることがある。この欠点は、送信
と受信クロツクが同期しているホモクロナス伝送
システムにおいて特に問題である。このようなシ
ステムでは、サンプリング時点ｎは、有用な受信
信号ｓ(n)の振巾が大きい時点に永続的に生じるこ
とがあり、エコーキヤンセラが動作に入つた瞬間
から、または収斂の間に極めて急速に、有用な受
信信号ｓ(n)の大きな振巾と同じ程度の大きさの振
巾を有する残留エコー〔ε(n)−ε^(n)〕のままでエ
コーキヤンセラの収斂がとまるという事態が生じ
ることがある。 有用な受信信号がエコーキヤンセラの収斂に影
響を与えるのを防ぐために、本発明は、従来技術
において考えられた解決とは全く別の簡単な解決
を供するものである。 本発明では、実際のサンプリング時点ｎにおい
てトランスバーサルフイルタ１３の係数の修正に
用いられるエラー信号ｅ(n)は、差動回路１２より
出る信号ｒ(t)の時点ｎにおける値ｒ(n)と時点ｎ以
前のサンプリング時点における信号ｒ(t)の値との
差を形成することによつてエラー計算回路１６内
で決められ、前記の後者の値には、時点ｎに識別
回路により再生されたデータ信号の値ａ(n)と前記
の以前のカンプリング時点に再生されたデータ信
号の値との比が前以つて乗ぜられている。ここに
考えられている以前のサンプリング時点というの
は、時点nTのすぐ前のサンプリング時点（ｎ−
１）Ｔでもよく、この場合には、本発明によるエ
コーカヤンセラ内の係数giの調整に用いられるエ
ラー信号ｅ(n)は次の式で表わすことができる。 ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）・ａ(n)／ａ（ｎ−１）(
7) この式において差動回転路１２の出力信号の以
前の値ｒ（ｎ−１）に比ａ(n)／ａ（ｎ−１）を乗ずる
目的 は、データ信号の値とはあ無関係に差が確実に常
に同じ意味を有するように、以前の値を現在値ｒ
(n)に対して基準化することにある。 識別回路１０によつて再生されたデータ信号が
零レベルをもたない場合には、係数の修正はエラ
ー信号ｅ(n)で行われる。これは、例えば、零レベ
ルのない多レベルデータ、２レベルデータまたは
擬似−３値符号化データに対して行われる。識別
回路１０によつて再生されたデータ信号が零レベ
ルをもつ場合には、係数の修正は、データ信号ａ
(n)とａ（ｎ−１）の２つの値が零でない時にはエ
ラー信号で行われ、これ等の２つの値の少なくと
も一方が零に等しい時には行われない。 第３図は本発明のエコーキヤンセラーの一般的
な場合の実施例を示す。この第３図には、第１図
と同じ機能を有する素子は同じ符号で示してあ
る。差動回路１２より供給された信号ｒ(n)は、周
波数１／Ｔの信号Ｈにより作動されるサンプルホ
ールド回路５９でサンプルされる。このサンプル
された信号は遅延回路６０に加えられる。この遅
延回路は、サンプリング周期Ｔに等しい時間遅れ
を生じるので、サンプリング時点ｎには、差動回
路１２よりの信号ｒ(t)の値ｒ(n)とｒ（ｎ−１）と
が夫々遅延回路６０の入力と出力に得られる。識
別回路１０で再生されたデータ信号は遅延回路６
１に加えられる。この遅延回路もやはり周期Ｔに
等しい時間遅れを生じるので、時点ｎには、再生
されたデータ信号の値ａ(n)とａ（ｎ−１）が夫々
この回路６１の入力と出力に得られる。
ａ(n)／ａ（ｎ−１）は回路６２でつくられる。積算回
路 ６３は積ｒ（ｎ−１）・ａ(n)／ａ（ｎ−１）をつくり
、こ の積は差動回路６４に加えられる。この差動回路
６４の（＋）入力にはｒ(n)が加えられ、トランス
バーサルフイルタ１３の係数の制御回路１５に式
(7)に従つたエラー信号ｅ(n)を供給する。他方にお
いて、ANDゲート６５の２つの入力は夫々遅延
回路６１の入力と出力に接続されている。前記の
ANDゲート６５はロジツク信号Ｘを発生するが
この信号は、再生されたデータ信号の２つの値ａ
(n)とａ（ｎ−１）が零と異なる時にはエラー信号
ｅ(n)によつて係数の修正を可能にし、前記の２つ
の値ａ(n)とａ（ｎ−１）の少なくとも一方が零に
等しい時にはこの修正を許さない。ロジツク信号
Ｘの働きは、例えば、修正が許されなかつた時
に、加算回路１９（第２図）に加えられる係数の
修正項を取り消すことであつてもよい。 遠距離モデムによつて伝送されたデータ信号
が、２レベルまたは２レベルデータの擬似−３値
符号化による３レベルをもつ場合は、識別回路１
０は、サンプルされた信号ｒ(t)の符号の形の、正
または負レベルを有するデータを再生する。この
場合式(7)のエラー信号ｅ(n)は次のように書ける。 ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１） ・Sgn〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕 (8) これより、エラー信号ｅ(n)の計算を次と関係に
基づくことが可能であるということが導き出せ
る。 (9) ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１） ps(n)＞０の場合 ｅ(n)＝ｒ(n)＋ｒ（ｎ−１） ps(n)＜０の場合 ここでps(n)＝Sgn〔ｒ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ
（ｎ−１）〕 したがつて次のことが論証できる。すなわち、
トランスバーサルフイルタ１３の係数Ciが、本発
明によつて形成されたエコー信号ｅ(n)の二乗平均
値を最小にするように帰納式(3)または(4)に従つて
調整される場合には、これ等の係数Ciは、後に更
に詳述する条件において、エコー路のインパルス
応答のサンプルgiに収斂し、このことはエコー信
号が取り消されたことを示す。ことを簡単にする
ために、この論証に対し、識別回路１０で再生さ
れたデータは、サンプルされた信号ｒ(t)の符号に
よつて供給される２つのレベル＋１または−１を
有し、エラー信号は式(8)で表わされるものとす
る。 時点ｎおよび（ｎ−１）における残留エコー信
号をre(n)およびre（ｎ−１）で表すと、式(1)から
次の関係が導き出せる。 (10)ｒ(n)＝ｓ(n)＋re(n) ｒ（ｎ−１）＝ｓ（ｎ−１）＋re（ｎ−１） この場合 re(n)＝ε(n)−ε^(n) re（ｎ−１）＝ε（ｎ−１）−ε^（ｎ−１） サンプリング時点に、信受された有用な信号ｓ
(t)は残留エコー信号の振巾よりも大きい振巾を有
するものとする、即ち ｓ(n)＞re(n) ｓ（ｎ−１）＞re（ｎ−１） (11) これは、例えば、エコーキヤンセラが短かい伝
送線に対して動作された時点から実現される。 この条件(11)が実現されると、次のように書くこ
とができる。 Sgn〔ｒ(n)〕＝Sgn〔ｓ(n)〕 Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕＝Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕(12) (10)と(12)の関係を考慮すれば、エラー信号ｅ(n)の
表現(9)は次のように表すことができる。 ｅ(n)＝〔｜ｓ(n)｜−｜ｓ（ｎ−１）｜〕・Sgn
〔ｓ(n)〕＋re(n)−re（ｎ−１） ・Sgn〔ｓ(n)〕・Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕（13
） 受信された有用な信号ｓ(t)はサンプリング時点
ｎおよび（ｎ−１）には同じ振巾をもつものとす
る、 すなわち ｜ｓ(n)｜＝｜（ｎ−１）｜ （14） とする。 実際にこれは、例えば、短かい伝送線または平
衡送線に対して実現される。 最後に、条件（14）が実現されれば、式（13）
のエラー信号は次のように導き出すことができ
る。 ｅ(n)＝re(n)−re（ｎ−１）・Sgn〔ｓ(n)
〕・Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕（15） この式（15）は、条件(11)と（14）で表わした前
述の仮定と共に次のことを示す。すなわち、エラ
ー信号ｅ(n)は残留エコー信号に依存し、受信され
た有用な信号の振巾には最早や依存しないで、サ
ンプリング時点ｎと（ｎ−１）におけるこの信号
の符号にだけ依存する。 トランスバーサルフイルタの係数Ciの調整のた
めに式（15）のエラー信号を用いる本発明のエコ
ーキヤンセラの収斂を説明する。 式(2)および(5)により、時点ｎおよび（ｎ−１）
における残留エコー信号re(n)およびre（ｎ−１）
の式を導き出すのは容易である。 表記法を簡単にするために、ベクトルｇ→、Ｃ→
(n)、Ｄ→(n)およびＤ→（ｎ−１）の各転置が次の通り
であるとして、ベクトル表記を用いることができ
る。 ｇ→＝〔g0、g1……go-1〕 Ｃ→(n)＝〔C0(n)、C1(n)、……CN-1(n)〕 Ｄ→(n)＝〔ｄ(n)、ｄ（ｎ−１）、……ｄ（ｎ−Ｎ＋１
）〕 Ｄ→（ｎ−１）＝〔ｄ（ｎ−１）、ｄ（ｎ −２）、……ｄ（ｎ−Ｎ）〕 式（16）を考慮すると、式（15）のエラー信号
は次のようにベクトル表記で表わすことができ
る。 ｅ(n)＝Ｄ→(n)〔ｇ→−Ｃ→(n)〕−Ｄ→ｎ−
１）〔ｇ→−Ｃ→(n)〕・Sgn〔ｓ(n)〕・Sgn〔Ｓ（ｎ−
１）〕（17） 他方において、係数の調整に用いられる帰納式
(3)は次のようにベクトル表記で表わされる。 Ｃ→（ｎ＋１）＝Ｃ→(n)＋αE〔Ｄ→(n)・ｅ(n)〕（18
） ｅ(n)の式（17）を使えば、式（18）の平均値Ｅ
〔Ｄ(n)・ｅ(n)〕に対して次の式が得られる。 Ｅ〔Ｄ→(n)・ｅ(n)〕 ＝〔ｇ→−Ｃ→(n)〕・Ｅ〔Ｄ→(n)・Ｄ→(n)〕 −〔ｇ→−Ｃ→(n)〕・Ｅ 〔Ｄ→(n)・Ｄ→（ｎ−１）・Sgn〔Ｓ(n)〕 ・Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕 このＥ〔Ｄ(n)・ｅ(n)〕の表記において、第２項
は零に等しい。実際に、行列Ｄ(n)・Ｄ（ｎ−１）
の要素を形成する局地伝送データは、統計上受信
データｓ(n)およびｓ（ｎ−１）と無関係なので、
sgn〔ｓ(n)〕・sgn〔ｓ（ｎ−１）〕が掛けられている
これ等すべての成分は平均値零を有する。局地的
に伝送されるデータは統計上それ自身で独立なの
で、を恒等行列、σ2をデータの電力を表わす係
数とすると、行列Ｅ〔Ｄ(n)・Ｄ(n)〕はσ2で表わ
すことができる。したがつて、帰納式（18）は次
のように表すことができる。 Ｃ（ｎ＋１）＝Ｃ(n)＋α〔ｇ−Ｃ(n)〕σ2 この帰納式は正統的な形なので、ｎが無限の時
には次のように表すことができる。 Ｃ→(n)＝〔１−ασ2〕n＋ｇ→ ασ2＜１のように十分に小さい係数を選ぶと十
分に高い反復数ｎに対しては実際上Ｃ(n)＝ｇが得
られるが、これはエコーキヤンセラが収斂された
ことを証する。 条件(11)と（14）が満足されると、トランスバー
サルフイルタの係数の調整に対し、一般的な場合
には式(7)で形成されたエラー信号ｅ(n)の代りに、
または２レベル信号で再生されたデータの場合に
は式(8)または(9)で形成されたエラー信号ｅ(n)の代
りにこのエラー信号の符号即ちSgn〔ｅ(n)〕を用
いることができる。 第４図は、識別回路により再生されたデータ信
号が、信号ｒ(t)の符号で構成された正または負レ
ベルを有する場合に対して、信号Sgn〔ｅ(n)〕を
発生する計算回路１６の特別な実施例を示す。こ
の回路１６内では、式(9)より直接導き出される次
の関係に基づいてSgn〔ｅ(n)〕がつくられる。 （19）Sgn〔ｅ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）〕
Ps(n)＞０の場合 （19）Sgn〔ｅ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）〕
Ps(n)＞０の場合 Sgn〔ｅ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)＋ｒ（ｎ−１）〕 Ps(n)＜
０の場合 ここでPs(n)＝Sgn〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕 第４図には、第１図の同一機能を有する素子に
は同一符号をつけてある。第４図において、差動
回路１２はその（＋）入力に受信路よりの信号ε
(t)＋ｓ(t)を受け、その（−）入力はアナログ形に
変換されたエコーコピー信号ε^(t)を受ける。回路
１２より供給される差信号ｒ(t)は計算回路１６で
処理され、この回路内で、前記の差信号は、縦続
接続された２つのサンプルホールド回路２３と２
４に更に加えられる。第１の回路２３は周波数
１／Ｔのクロツク信号Ｈで作動され、第２の回路
２４は補足的な信号により作動される。この縦
続装置２３，２４の動作モードを第５図を参照し
て詳細に説明する。５ａは時点（ｎ−２）、（ｎ−
１）およびｎにおいてつくられた立ち上り縁を有
するロツク信号Ｈを示す。５ｂは信号を示す。
５ｃは回路２３の入力に加えられるアナログ差信
号を示し、時点（ｎ−２）、（ｎ−１）、ｎにおい
て値ｒ（ｎ−２）、ｒ（ｎ−１）、ｒ(n)をもつ。い
ま、サンプリング回路２３と２４は、その制御信
号Ｈおよびが低い状態の時は導通し、この信号
が高い状態の時は非導通であるとする。回路２３
の出力s1における（即ち回路２４の入力e2）にお
ける信号の形は、５ｄに示すように、これより導
き出せる。最後に、５ｅに示す回路２４の出力s2
の信号は、回路２４が導通になつた時に或る程度
の整定時間を考慮して５ｄより導き出せる。第５
図より明らかなように、クロツク信号Ｈの立ち上
り縁、例えば時点ｎにつくられた縁の直前では、
回路２３の入力e1の信号の値はｒ(n)であり、回路
２４の出力s2の信号の値はｒ（ｎ−１）である。 回路１６内で、差信号ｒ(t)は２つの比較器回路
２５と２６に加えられる。回路２４で得られた信
号は、直接に比較器回路２５の（−）入力に加え
られ、また反転増巾器２７を経て比較器回路２６
の（−）入力に加えられる。 このようにして、時点ｎにおけるクロツク信号
Ｈの立ち上り縁の直前に比較器回路２５の出力に
は次の値を有するロジツク信号が得られる。 Δ(n)＝１ ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）＞０の場合 および Δ(n)＝０ ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）＜０の場合 次の値を有するロジツク信号 Σ(n)＝１ ｒ(n)＋ｒ（ｎ＋１）＞０の場合 Σ(n)＝０ ｒ(n)＋ｒ（ｎ＋１）＜０の場合 は、同じ時点に比較器回路２６の出力に得られ
る。 論理値１と０が夫々符号＋と−を表わす場合
は、信号Δ(n)およびΣ(n)は、式（19）によつて
Sng〔ｅ(n)〕の大きさを得るのに必要な大きさSgn
〔ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）〕およびSgn〔ｒ(n)＋ｒ（ｎ−
１）〕を表わす。 このようにして得られた信号Δ(n)とΣ(n)は、ク
ロツク信号Ｈの立ち上り縁でサンプルされるよう
に、フリツプフロツプ２８と２９のＤ入力に加え
られる。サンプルされた信号Δ(n)とΣ(n)は開閉器
３０に加えられる。この開閉器は、式（19）によ
つて、ps(n)が正か負かに応じて信号Δ(n)か信号Σ
(n)の何れかを計算回路１６の出力２１に送るよう
に構成されている。前記の開閉器は、普通の通
り、第４図に示すように反転入力をもつANDゲ
ート３２、ANDゲート３３およびORゲート３４
とで形成される。この開閉器は、制御端子３９に
現れてps(n)を表わすロジツク制御信号によつて制
御される。この制御信号は次のようにして形成さ
れる。差信号ｒ(t)が比較器回路２２の（＋）入力
に加えられ、この比較器回路の（−）入力は零電
圧大地電位である。かくしてSgn〔ｒ(t)〕の大き
さを表わす比較器回路２２の出力信号は、EOR
ゲート３６の第１入力とフリツプフロツプのＤ入
力Ｄとに同時に加えられ、クロツク信号Ｈの立ち
上り縁でサンプルされる。フリツプフロツプ３７
の出力はEORゲート３６の第２入力に接続され
る。クロツク信号Ｈの立上り縁の時点ｎにおい
て、EORゲート３６の第１入力はSn〔ｒ(n)〕を受
け、一方その第２入力は、前の時点（ｎ−１）で
フリツプフロツプ３７に蓄えられていた。 Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕を受ける。ここで、比較器
回路２２と関係フリツプフロツプ３７は、第１図
および第３図に符号１０で示した識別回路の役を
行うことに留意すべきである。フリツプフロツプ
３７の出力は、データ信号ａ(n)＝Sgn〔ｒ(n)〕を
再生するのに用いることもできる。このようにし
て、ps(n)＝Sng〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕が負の
時には値１をもちまたps(n)が正の時には値０をも
つ信号ｃ(n)が、EORゲート３６の出力に得られ
る。信号ｃ(n)はフリツプフロツプ３８のＤ入力に
加えられ、クロツク信号Ｈの立ち上り縁でサンプ
ルされる。フリツプフロツプ３８の出力は開閉器
３０の制御信号を供給する。図の開閉器の回路図
から、ｃ(n)＝１（即ちps(n)＜０）かｃ(n)＝０（即ち
ps(n)＞０）かに応じて、信号Σ(n)か信号Δ(n)の何
れかがクロツク信号Ｈの立ち上り縁の時点ｎ後に
出力２１に現れるということがわかるであろう。
出力２１に現れるこの信号は、トランスバーサル
フイルタ１３の係数の制御回路に用いられる。 以上述べたところからわかる様に、本発明によ
り式(7)で形成されたエラー信号ｅ(n)またはこのエ
ラー信号の符号Sgn〔ｅ(n)〕の使用は、条件(11)と
（14）が確認された時に、エコーキヤンセラの収
斂をさせるが、これは、例えば、エコーキヤンセ
ラが作動された瞬間からの、適当に平衡された短
かい伝送線の場合がそうである。これに反して、
前記の信号ｅ(n)またはその符号Sgn〔ｅ(n)〕の使
用は、条件(11)と（14）が確認されなければ、エコ
ーの取り消しを生じる収斂をさせないが、これ
は、例えば、長距離または殆んど平衡されてない
伝送線の場合がそうである。 長距離伝送線に対しては、エコー信号ε(t)は、
エコーキヤンセラが作動されると、有用な受信信
号のレベルに比して高いレベルをもつ。前に説明
したように、エラー信号として差信号ｒ(t)の符号
即ちサンプリング時点ｎにおけるSgn〔ｒ(n)〕を
用いた従来のエコーキヤンセラは、長距離伝送線
に対し、最初の高レベルエコー信号を、有用な受
信信号の大きさの程度迄下げさせる。一方におい
て、若し長距離伝送線が殆んど平衡されていなけ
れば、受信信号ｓ(t)の大きさは、たとえホモクロ
ナス伝送線であつても、サンプリング時点で変化
し、従来のエコーキヤンセラでは残留エコー信号
のレベルの或る程度の低減にしか寄与しない。 差信号ｒ(t)の使用によつて、高レベルエコー信
号を有用な受信信号に迄下げることが可能とな
り、また本発明によつて決められたエラー信号の
符号の使用によつて、有用な受信信号と同レベル
の残留エコー信号を略々零迄下げることが可能と
なるので、本発明の１つの変形では、差信号ｒ(t)
とエラー信号ｅ(n)とを一緒に用い、係数の調整の
ためのエラー信号として用いられる信号Ｅ(n)を形
成する。 この実施例によれば、この２ビツト信号Ｅ(n)は
３つの値を取ることができる。すなわち、Sgn
〔ｒ(n)〕とSgn〔ｅ(n)〕が＋１または−１に等しい
同じ値をもつかどうかによる値＋１または−１
と、Sgn〔ｒ(n)〕とSgn〔ｅ(n)〕が異なる値をもつ
た時の値０である。この信号Ｅ(n)は、式（14）と
同様な帰納式に従つてトランスバーサルフイルタ
の係数の値を修正するのに用いられる、即ち Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Ｅ(n) Sgn〔ｒ(n)〕とSgn〔ｅ(n)〕が同じ値ならば係数
はこの共通の値に従つて修正されることがわかる
であろう。これ等の量が異なる値をもつ時は係数
は修正されない。 実際に、このような信号Ｅ(n)を好用するこの実
施例では、平衡または非平衡ですべての長さの伝
送線に対するホモクロナス伝送システムの難かし
い場合にも、エコーキヤンセラの収斂を可能にす
る。事実どのような場合でも、信号Ｅ(n)を形成す
るのに用いられるSzn〔ｒ(n)〕かSgn〔ｅ(n)〕の一
方が連続的に、係数を収斂方向に修正する正しい
値を取り、他方は、少なくとも時々、同じ正しい
値を取る。 第６図は、信号Ｅ(n)を計算する回路１６の実施
例を示す。第６図の回路１６は第４図の回路１６
のすべての素子を含み、これ等の素子の符号と配
置は第４図と同じてある。第６図の回路１６はそ
の外に、フリツプフロツプ３７の出力に形成され
た信号Sgn〔ｒ(n)〕と開閉器３０の出力に形成さ
れた信号Sgn〔ｅ(n)〕とを使用する論理回路４０
を有する。この論理回路は、ロジツク信号Sgn
〔ｅ(n)〕とSgn〔ｒ(n)〕から、係数の調整のために
加算および減算を行うのに最も実際的な２の補数
コード（two′s compliment code）で表わされ
た信号Ｅ(n)を形成するように配されている。次の
表に示した真理値表は、論理回路４０の機能を
示す。 【表】 Sgn Sgn 〓
たエコーを受信路のベースバンド信号内で取り消
すために伝送モデム内に用いられるエコーキヤン
セラに関するもので、このエコーキヤンセラは、
受信路の信号とエコーコピー信号との差信号を形
成する差動回路と、周期Ｔのサンプリング時点で
動作し、エラー信号の所定の作用を最小にするよ
うに調整される係数をもつた少なくとも１つのト
ワンスバーサルフイルタとを有し、前記の差信号
は、データを再生する識別回路に加えられ、エコ
ーコピー信号は、伝送路に接続されたデジタル処
理装置によつて、少なくとも伝送路のデータの周
期１／Ｔに等しいサンプリング周期Feで形成さ
れる。 エコーキヤンセラは、その単方向伝送路と受信
路とが、モデムが外部に対して２端子を有するよ
うにカツプリング回路によつて組合わされたモデ
ム内で使用される。その２端子を介して２つのモ
デム間がリンクされると、モデムの受信路内に望
ましくないエコー信号が発生することがあり、こ
のエコー信号は、同じモデムの伝送路内の信号に
よつてつくられ、その結合回路の不完全さおよび
リンク内の信号反射の両方または何れか一方に基
因する。エコーキヤンセラは、全２重伝送の場合
に、ローカルモデムの受信路内で遠距離モデムよ
りの有用信号に重畳される望ましくないエコー信
号を自動的に取り消すことを目的を有する。 勿論、ベースバンドエコーキヤンセラは、ベー
スバンドデータ伝送モデム内に直接に使用され
る。けれども、この代りに、これ等のエコーキヤ
ンセラを、受信信号の復調によつて受信器内に得
られるベースバンド信号に作用させることによつ
て、キヤリヤ変調を用いるデータ伝送モデムに使
用することが可能である。 前述のタイプのエコーキヤンセラに生じる幾つ
かの問題を示すために、その動作モードを簡単に
説明する。可調整のデジタル処理装置が唯１つの
トランスバーサルフイルタで構成され、このフイ
ルタはデータの周波数を有するサンプリング時点
で動作し、したがつてエコーキヤンセラ内のサン
プリング周波数Feはこの周波数１／Ｔに等しい
場合を考えれば十分である。したがつて、このデ
ジタルトランスバーサルフイルタは伝送路のデー
タ信号を周波数１／Ｔのサンプリング時点で処理
し、その係数は、そのサンプリング時点におい
て、受信路に現れるエコー信号の見せかけの信号
（通常これをエコーコピー信号と云う）を確実に
発生するように調整される。このデジタルエコー
コピー信号はアナログ形に変換され、次いで差動
回路に加えられ、エコー信号を取り消した信号を
形成するために、受信路内の信号より差引かれ
る。トランスバーサルフイルタの係数の調整の基
準は、エラー信号の所定の作用（一般的には二乗
平均値）を最小にすることである。このエラー信
号は、エコーキヤンセラが作動された時のエコー
信号またはエコーキヤンセラの収斂の間の残留エ
コー信号（エコー信号とエコーコピー信号の差）
表わすものでなければならず、このエコー信号ま
たは残留エコー信号は差動回路の出力信号内にあ
る。 従来は、トランスバーサルフイルタの係数の調
整のためにデジタル形に変換されるべきエラー信
号は、差動回路の出力信号によつて形成された。
したがつて、このようなエラー信号では、受信さ
れた有用なデータ信号が残留エコー信号に重畳さ
れ、その相対レベルは、収斂の間ますます大きく
なる。このことは、エラー信号をデジタル形に変
換するコンバータに関係し、残留エコー信号が比
較的高い場合にエコーキヤンセラの収斂をやめさ
せることがあるという問題を生じることがある。 この問題は、エラー信号をデジタル形に変換す
るのを安くするために余り正確でないアナログ−
デジタル変換器を使用しようとした場合に遭遇す
る。若し、エラー信号の簡単な１つの符号検出器
より成り、したがつて１ビツトデジタル信号をつ
くる最も簡単な形の変換器を使用すれば、エラー
信号のサンプリング時点において有用な受信信号
が残留エラー信号の振巾よりも大きな振巾を有
し、このためこの時点ではエラー信号の符号が残
留エコー信号を表わさないことが起きることがあ
る。このような欠陥は、エラー信号のサンプリン
グが受信データと同期してローカルクロツクによ
り行われるホモクロナスデータ伝送システムにお
いて特に重大な影響をもつ。このホモクロナスシ
ステムにおいては、エラー信号のサンプリング
は、受信された有用な信号が高い値をもつ時点に
おいて永久に行われ得る。この場合には、エコー
キヤンセラの収斂は、サンプリング時点におい
て、エコー信号が有用な受信信号の振巾よりも大
きい振巾をもつ時に始まるであろうが、この収斂
は、前記のサンプリング時点において、残留エコ
ー信号が有用な受信信号の高いレベルに達した時
に中止する。 この欠点を取り除くために、１ビツト変換器の
簡単さを残しながら１つの解決法が米国特許第
4334128号に詳細に説明されている。この米国特
許は、差動回路の出力信号と、データ周波数と調
和関係のない周波数をもち、有用な信受データ信
号と略々同じレベルでこの信号と全く相関関係の
ない、周期的な補助信号とを組合せるようにした
ものである。係数の調整に用いられるデジタル１
ビツト信号を得るために、前記のようにして形成
された組合せ信号を用いることによつて、ホモク
ロナスシステム内のエコーキヤンセラの収斂を得
ることが可能である。 フランス特許願第8020251号（PHF80−574）
に記載された別の解決法では、受信された有用信
号のレベルを算定し、サンプリング時点におい
て、差動回路の出力信号を、そのレベルに応じて
正および負の２つのしきい値と比較することによ
つて、前記の出力信号がこれ等２つの値の中間に
ある時にはエラーは零の値を有すると見倣し、ま
た前記の出力信号が正のしきい値または負のしき
い値よりも大きな絶対値を有するかどうかに応じ
て正かまたは負と見倣すようにしている。この解
決法によれば、エラー信号を表わし、係数の調整
に用いられるデジタル信号は２ビツトで形成さ
れ、エコーキヤンセラは残留エコー信号の極めて
定減された値迄収斂することができる。 本発明は、係数の調整に、補助信号の使用を全
く必要とせず、エラー信号の符号のみを用いて収
斂を可能とする全く別の方法で形成されたエラー
信号を用いることにより、同じ問題を極めて簡単
な別のより方で解決したものである。 本発明は、エコーキヤンセラが、調整可能な係
数を有する少なくとも１つのトランスバーサルフ
イルタを有し、各トランスバーサルフイルタの係
数の修正に用いられるエラー信号は、実際のサン
プリング時点において、該サンプリング時点での
差動回路の出力信号の値と、実際のサンプリング
時点での再生データ信号の値とその前のサンプリ
ング時点での再生データ信号の値との比が前以て
乗じられた、前のサンプリング時点における差動
回路の出力信号の値との差を形成することによつ
て決められ、係数の修正は、前記の再生データ信
号の２つの値が零と異なるかまたは少なくとも２
つの値の一方が零に等しいかに応じて行われまた
は行われないようにしたものである。 本発明のエコーキヤンセラを用いることによつ
て、受信データ信号が、トランスミツタ端におけ
る多レベルデータ信号、２レベルデータ信号また
は２レベルデータの擬似−３値符号化により得ら
れた３レベルデータよりつくられた場合に、この
受信データ信号に重畳されたエコー信号を取り消
すことが可能である。 ２レベルデータまたは擬似−３値符号化による
３レベルデータが送られる場合には、識別回路は
正および負のレベルをもつたデータ信号を再生す
ることができ、各トランスバーサルフイルタに対
するエラー信号は、実際のサンプリング時点とそ
の前のサンプリング時点における再生データ信号
の値が同じ符号を有するかまたは異なる符号を有
するかに応じて、フイルタの実際のサンプリング
時点とその前のサンプリング時点における差動回
路の出力信号の値の差かまたは和として形成され
る。 本発明の特に簡単な実施形態は次のようにする
と得られる、即ち、各トランスバーサルフイルタ
の係数の調整に、例えば前述したように２レベル
データまたは擬似−３値データの場合に対して形
成されたエラー信号ｅ(n)の符号を表わす信号Sgn
〔ｅ(n)〕を用いる。 本発明により形成されたエラー信号ｅ(n)の使用
は、エコー信号が、受信された有用信号より略々
低いレベルをもつ時に適切である。例えば長距離
線の場合がそうであるように、エコー信号が、受
信された有用信号よりも高いレベルを有する危険
がある場合には、各トランスバーサルフイルタの
係数の調整に対し、Sgn〔ｅ(n)〕によつて表わさ
れるエラー信号の符号と差動回路の出力信号の符
号とが異なる場合には零値をもち、前記の２つの
符号が同時に正または負のときには＋１または−
１に等しい値をもつ信号Ｅ(n)を用いるのが有利で
ある。このようにして、エコーキヤンセラの収斂
の最初の段階では、エコー信号は、差動回路の出
力信号の符号によつて形成された信号によつて、
受信された有用信号のレベル迄著しく低減され、
一方最終段階では、残留エコー信号は、本発明に
より形成された信号Sgn〔ｅ(n)〕により殆んど零
の値に低減される。 以下本発明を図面の実施例を参照して説明す
る。 第１図はベースバンドデータ伝送モデムに組込
んだエコーキヤンセラーの構造を示す。このモデ
ムは、単方向伝送路１と単方向受信路２を有し、
これ等の路は、ハイブリツド結合回路４により双
方向伝送線３に結合されている。 伝送路１は、１／Ｔの周波数でデータを発生す
るデータ源６に接続されている。このデータは２
レベルでも多レベル（即ち２以上のレベルを有す
る）タイプでもよい。図の実施例では、データ源
６よりのデータは線形エンコーダ７に加えられ、
このエンコーダは、最初のデータ信号よりも伝送
に適したスペクトルを有する符号化された信号を
発生する。最初のデータ信号が２レベルの場合に
は、例えば、２つのレベルを保つ符号化された信
号を有するバイフエーズ符号化を行うことができ
る。この代りに、零レベルを含む３つのレベルを
もつた符号化信号を有する所謂擬似−３値符号化
を行うこともできる。符号化されたデータ信号
は、結合回路４の伝送入口に加えられる前に、伝
送増巾器８で増巾される。このように伝送路１内
で処理されたデータ信号は、伝送線３を経て図示
しない遠隔のモデムに送られる。 同じようにして遠隔のモデムで送信されたデー
タ信号は、第１図に示すローカルモデムで受信さ
れ、結合回路４によつてこのモデムの受信路２の
入力に運ばれる。この受信路では、受信信号は先
づ受信増巾器９で増巾され、しかる後識別回路１
０に送られる。この識別回路は、受信信号をサン
プルし、図示しない受信機の他の部分で更に処理
するためのデータを発生する。若し遠隔送信機の
データ源でつくられたデータが２レベルタイプま
たは多レベルタイプで、これ等が符号化されなけ
れば、エコーキヤンセラが収斂すると、識別回路
１０は同じデータ信号を再生する。若し遠隔送信
機のデータ源で発生された２レベルデータがバイ
フエーズ符号化を受けると、識別回路１０はこの
２レベルを有するバイフエーズ符号化データを再
生する。若し遠隔送信機のデータ源よりの２レベ
ルデータが擬似−３値符号化を受けると、識別回
路１０は、最初の２レベルデータを再生する。こ
のように、識別回路１０は常に２レベルデータ信
号か多レベル信号を再生する。 受信信号をサンプルするため受信機特に識別回
路１０内で用いられるサンプリングパルスは、ク
ロツク発生器１１でつくられる。この発生器は、
公知の装置で１／Ｔの周波数の信号と同期され且
つデータ伝送用の遠隔モデル内で使用される１／
Ｔの周波数のクロツク信号Ｈを発生する。第１図
に示すホモクロナス伝送システムでは、発生器１
１でこのように同期されてつくられたクロツク信
号Ｈは、ローカルモデムのデータ源６よりデータ
を伝送するのにも使われる。 ローカルモデムの伝送路１より生じるデータ信
号が結合回路４の伝送入口に加えられると、伝送
路の増巾器９の出力にエコー信号ε(t)が現れる
が、このエコー信号は、結合回路のバランスの不
可避的な不備と伝送線３のインピーダンス不連続
との両方または何れか一方により信号反射を生じ
ることによるものである。増巾器９の出力では、
この寄生エコー信号ε(t)が、遠隔モデムよりの有
用なデータ信号ｓ(t)に重畳され、受信器内でのデ
ータの正しい再生を邪魔することがある。 エコーキヤンセラーは前記のエコー信号ε(t)を
取り消すことを目的とするもので、差動回路１２
を有し、この回路の（＋）入力には受信路で生じ
た信号ε(t)＋ｓ(t)が加えられ、その（−）入力に
はエコーコピー信号ε^(t)が加えられ、次のような
差信号が形成される。 ｒ(t)＝ｓ(t)＋〔ε(t)−ε^(t)〕 (1) この差信号の〔ε(t)−ε^(t)〕の部分は、エコー
キヤンセラーの収斂が行われると、略々零にな
る。 このような結果を得るために、エコーキヤンセ
ラーは可調整のデジタル処理装置１３を有する。
この装置は、データ源６でつくられた信号を受
け、差信号ｒ(t)内のエコー信号を取り消すエコー
コピー信号をサンプリング時点に発生するように
調整されねばならない。第１図は、データ源６に
より供給されたデータの周波数１／Ｔをもつサン
プリング時点に働く単一のデジタルトランスバー
サルフイルタ１３で形成された、処理装置を示
す。整数ｎで表わされるこれ等の時点nTにおい
て、このフイルタ１３はデジタルエコーコピー信
号ε^(t)を発生する。ここで、データの周波数１／
Ｔで動作するこのようなトランスバーサルフイル
タは、データの周波数１／Ｔの倍数であるサンプ
リング周波数Feで動作する処理装置に使用され
る基本回路であるということに留意すべきであ
る。 ｎの時点にトランスバーサルフイルタ１３の入
力に加えられるデータのサンプルをｄ(n)で表わ
す。このフイルタは、各時点ｎに、その入力に加
えられたＮサンプルｄ（ｎ−ｉ）（ｉは０からＮ−
１迄の整数）を蓄え、エコーコピー信号ε^のサン
プルを次の式に従つて計算するように構成されて
いる。 ε^(n)＝N-1 〓i=0 Ci・ｄ（ｎ−ｉ） (2) ここでCiはフイルタの係数を表わす。 このようにして計算されたデジタルエコーコピ
ー信号はデジタル−アナログ変換器１４に加えら
れ、この変換器は、差動回路１２の（−）入力に
加えられるアナログ信号ε^(t)を発生する。 トランスバーサルフイルターの係数Ciは調整可
能で、計算回路１６でｎの時点にデジタル形にさ
れ且つエコー信号または差信号ｒ(t)内に存する残
留エコー信号を表わすべきエラー信号ｅ(n)の所定
の作用を最小限にするように、制御回路１５で調
整される。前記のエラー信号ｅ(n)の計算のやり方
を以下に詳しく説明する。一般的に、フイルタ１
３の係数Ciは、エラー信号ｅ(n)の二乗平均値即ち
Ｅ〔｜ｅ(n)｜〕2を最小にすように調整される。こ
の場合、傾斜算法（gradient algorithm）を用い
て、係数Ciは次の帰納式に従つて反復して調整さ
れる。 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋α・Ｅ〔ｄ（ｎ −ｉ）・ｅ(n)〕 (3) ここでαは１より小さい係数である。 実際は、平均値を計算する必要を避けるために
（こと演算は演算子Ｅで示されている）、次の帰納
式の方が好ましい。 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ(n) (4) この式で、βは、１に比して小さな値を有し、
反復（ｎ＋１）での係数Ci（ｎ＋１）を得るため
に反復ｎで係数Ci(n)に加えられる修正の大きさを
決める一定の係数である。 漸化式(3)と(4)により量Ｅ〔｜ｅ(n)｜〕2を最小に
することは、トランスバーサルフイルタのＮ係数
Ciを、時点ｉ＝Ｎ−１の基準時点ｉ＝０で取られ
たエコー信号通路のインパルス応答のＮサンプル
giに収斂するこのを可能にするものでなくてはな
らない。ｉＮのような時点に対しては、サンプ
ルgiは零とする。時点ｎのエコー信号のサンプル
ε(n)は次のように表される。 (n)＝N-1 〓i=0 gi・ｄ（ｎ−１） (5) 式(2)と(5)とを較べれば、トランスバーサルフイ
ルタの係数がインパルス応答のサンプルgiに収斂
されると、サンプリング時ｎにおける残留エコー
信号ε(n)−ε^(n)が取り消され、またこれ等の時点
に差信号ｒ(n)は最早や有用な信号ｓ(n)を含まない
ということがわかる。 実際的な帰納式(4)は係数Ciに対して第２図の制
御回路１５で実施される。トランスバーサルフイ
ルタ１３の記憶位置にあるデータ信号ｄ（ｎ−ｉ）
は、エラー計算回路１６内で処理されたエラー信
号ｅ(n)を乗ずるために乗算回路１７に加えられ
る。かくしてつくられた積は乗算回路１８に送ら
れ、ここで一定の係数βが乗ぜられる。このよう
にしてつくられた修正項β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ(n)
は、加算回路１９とメモリ２０とで形成されたア
キユムレータに加えられる。前記の加算回路は、
時点ｎに計算された修正項と時点ｎにメモリ２０
の出力に現れた係数Ci(n)との和をつくる。時点
（ｎ＋１）においてメモリ２０の出力で得られる
この和は、トランスバーサルフイルタ１３内で時
点（ｎ＋１）に用いられるべき係数Ci（ｎ＋１）
を形成する。 係数Ciの調整に対して式(4)よりも実施が簡単な
帰納式を用いることも公知で、この式では、エラ
ー信号ｅ(n)の代りに、Sgn〔ｅ(n)〕として表した
その符号が用いられる。この場合帰納式(4)は Ci（ｎ＋１）＝Ci（ｎ）・＋β・ｄ（ｎ −ｉ）・Sgn〔ｅ(n)〕 (6) となる。 公知のエコーキヤンセラでは、トランスバーサ
ルフイルタ１３の係数Ciの調整に用いられるエラ
ー信号ｅ(n)は、差動回路１２により加えられたア
ナグロ信号ｒ(t)の、デジタル形に変換されたサン
プルｒ(n)によつて計算回路１６で形成される。例
えば80キロビツト／秒で伝送するベースアンド伝
送モデムに対しては、デジタルエラー信号ｅ(n)を
形成するための変換費が高くつくことがあり、こ
の変換の費用を低減するために、差信号ｒ(t)のサ
ンプルｒ(n)の符号をつくる１ビツトコンバータだ
けを用いることが試みられた。したがつて、係数
の修正のために、ｅ(n)の代りにｒ(n)を用いた帰納
式が用いられる。 けれども、この方法は次のような欠点がある。
即ち、或る場合には、残留エコー信号の高く且つ
許容できない程の値においてエコーキヤンセラの
収斂をやめることがある。実際には、サンプリン
グ時点ｎにおいて差信号は式(1)に従つて次のよう
に表すことができる。 ｒ(n)＝ｓ(n)＋〔ε(n)−ε^(n)〕 時点ｎにおいて、差信号ｒ(n)の符号は、２つの
信号ｓ(n)と〔ε(n)−ε^(n)〕の大きい方によつてき
まる。 サンプリング時点ｎにおいて、残留エコー信号
〔ε(n)−ε^(n)〕が有用な受信信号ｓ(n)よりも大きけ
れば、ｒ(n)の符号は残留エコー信号を表わすこと
にならず、係数の修正は必ずしも残留エコー信号
の減少を生じない。これは、例えば、短かい伝送
線ではエコーキヤンセラが動作入つた瞬間から、
また長い伝送線ではエコーキヤンセラの収斂の開
始後に夫々生じることがある。この欠点は、送信
と受信クロツクが同期しているホモクロナス伝送
システムにおいて特に問題である。このようなシ
ステムでは、サンプリング時点ｎは、有用な受信
信号ｓ(n)の振巾が大きい時点に永続的に生じるこ
とがあり、エコーキヤンセラが動作に入つた瞬間
から、または収斂の間に極めて急速に、有用な受
信信号ｓ(n)の大きな振巾と同じ程度の大きさの振
巾を有する残留エコー〔ε(n)−ε^(n)〕のままでエ
コーキヤンセラの収斂がとまるという事態が生じ
ることがある。 有用な受信信号がエコーキヤンセラの収斂に影
響を与えるのを防ぐために、本発明は、従来技術
において考えられた解決とは全く別の簡単な解決
を供するものである。 本発明では、実際のサンプリング時点ｎにおい
てトランスバーサルフイルタ１３の係数の修正に
用いられるエラー信号ｅ(n)は、差動回路１２より
出る信号ｒ(t)の時点ｎにおける値ｒ(n)と時点ｎ以
前のサンプリング時点における信号ｒ(t)の値との
差を形成することによつてエラー計算回路１６内
で決められ、前記の後者の値には、時点ｎに識別
回路により再生されたデータ信号の値ａ(n)と前記
の以前のカンプリング時点に再生されたデータ信
号の値との比が前以つて乗ぜられている。ここに
考えられている以前のサンプリング時点というの
は、時点nTのすぐ前のサンプリング時点（ｎ−
１）Ｔでもよく、この場合には、本発明によるエ
コーカヤンセラ内の係数giの調整に用いられるエ
ラー信号ｅ(n)は次の式で表わすことができる。 ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）・ａ(n)／ａ（ｎ−１）(
7) この式において差動回転路１２の出力信号の以
前の値ｒ（ｎ−１）に比ａ(n)／ａ（ｎ−１）を乗ずる
目的 は、データ信号の値とはあ無関係に差が確実に常
に同じ意味を有するように、以前の値を現在値ｒ
(n)に対して基準化することにある。 識別回路１０によつて再生されたデータ信号が
零レベルをもたない場合には、係数の修正はエラ
ー信号ｅ(n)で行われる。これは、例えば、零レベ
ルのない多レベルデータ、２レベルデータまたは
擬似−３値符号化データに対して行われる。識別
回路１０によつて再生されたデータ信号が零レベ
ルをもつ場合には、係数の修正は、データ信号ａ
(n)とａ（ｎ−１）の２つの値が零でない時にはエ
ラー信号で行われ、これ等の２つの値の少なくと
も一方が零に等しい時には行われない。 第３図は本発明のエコーキヤンセラーの一般的
な場合の実施例を示す。この第３図には、第１図
と同じ機能を有する素子は同じ符号で示してあ
る。差動回路１２より供給された信号ｒ(n)は、周
波数１／Ｔの信号Ｈにより作動されるサンプルホ
ールド回路５９でサンプルされる。このサンプル
された信号は遅延回路６０に加えられる。この遅
延回路は、サンプリング周期Ｔに等しい時間遅れ
を生じるので、サンプリング時点ｎには、差動回
路１２よりの信号ｒ(t)の値ｒ(n)とｒ（ｎ−１）と
が夫々遅延回路６０の入力と出力に得られる。識
別回路１０で再生されたデータ信号は遅延回路６
１に加えられる。この遅延回路もやはり周期Ｔに
等しい時間遅れを生じるので、時点ｎには、再生
されたデータ信号の値ａ(n)とａ（ｎ−１）が夫々
この回路６１の入力と出力に得られる。
ａ(n)／ａ（ｎ−１）は回路６２でつくられる。積算回
路 ６３は積ｒ（ｎ−１）・ａ(n)／ａ（ｎ−１）をつくり
、こ の積は差動回路６４に加えられる。この差動回路
６４の（＋）入力にはｒ(n)が加えられ、トランス
バーサルフイルタ１３の係数の制御回路１５に式
(7)に従つたエラー信号ｅ(n)を供給する。他方にお
いて、ANDゲート６５の２つの入力は夫々遅延
回路６１の入力と出力に接続されている。前記の
ANDゲート６５はロジツク信号Ｘを発生するが
この信号は、再生されたデータ信号の２つの値ａ
(n)とａ（ｎ−１）が零と異なる時にはエラー信号
ｅ(n)によつて係数の修正を可能にし、前記の２つ
の値ａ(n)とａ（ｎ−１）の少なくとも一方が零に
等しい時にはこの修正を許さない。ロジツク信号
Ｘの働きは、例えば、修正が許されなかつた時
に、加算回路１９（第２図）に加えられる係数の
修正項を取り消すことであつてもよい。 遠距離モデムによつて伝送されたデータ信号
が、２レベルまたは２レベルデータの擬似−３値
符号化による３レベルをもつ場合は、識別回路１
０は、サンプルされた信号ｒ(t)の符号の形の、正
または負レベルを有するデータを再生する。この
場合式(7)のエラー信号ｅ(n)は次のように書ける。 ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１） ・Sgn〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕 (8) これより、エラー信号ｅ(n)の計算を次と関係に
基づくことが可能であるということが導き出せ
る。 (9) ｅ(n)＝ｒ(n)−ｒ（ｎ−１） ps(n)＞０の場合 ｅ(n)＝ｒ(n)＋ｒ（ｎ−１） ps(n)＜０の場合 ここでps(n)＝Sgn〔ｒ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ
（ｎ−１）〕 したがつて次のことが論証できる。すなわち、
トランスバーサルフイルタ１３の係数Ciが、本発
明によつて形成されたエコー信号ｅ(n)の二乗平均
値を最小にするように帰納式(3)または(4)に従つて
調整される場合には、これ等の係数Ciは、後に更
に詳述する条件において、エコー路のインパルス
応答のサンプルgiに収斂し、このことはエコー信
号が取り消されたことを示す。ことを簡単にする
ために、この論証に対し、識別回路１０で再生さ
れたデータは、サンプルされた信号ｒ(t)の符号に
よつて供給される２つのレベル＋１または−１を
有し、エラー信号は式(8)で表わされるものとす
る。 時点ｎおよび（ｎ−１）における残留エコー信
号をre(n)およびre（ｎ−１）で表すと、式(1)から
次の関係が導き出せる。 (10)ｒ(n)＝ｓ(n)＋re(n) ｒ（ｎ−１）＝ｓ（ｎ−１）＋re（ｎ−１） この場合 re(n)＝ε(n)−ε^(n) re（ｎ−１）＝ε（ｎ−１）−ε^（ｎ−１） サンプリング時点に、信受された有用な信号ｓ
(t)は残留エコー信号の振巾よりも大きい振巾を有
するものとする、即ち ｓ(n)＞re(n) ｓ（ｎ−１）＞re（ｎ−１） (11) これは、例えば、エコーキヤンセラが短かい伝
送線に対して動作された時点から実現される。 この条件(11)が実現されると、次のように書くこ
とができる。 Sgn〔ｒ(n)〕＝Sgn〔ｓ(n)〕 Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕＝Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕(12) (10)と(12)の関係を考慮すれば、エラー信号ｅ(n)の
表現(9)は次のように表すことができる。 ｅ(n)＝〔｜ｓ(n)｜−｜ｓ（ｎ−１）｜〕・Sgn
〔ｓ(n)〕＋re(n)−re（ｎ−１） ・Sgn〔ｓ(n)〕・Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕（13
） 受信された有用な信号ｓ(t)はサンプリング時点
ｎおよび（ｎ−１）には同じ振巾をもつものとす
る、 すなわち ｜ｓ(n)｜＝｜（ｎ−１）｜ （14） とする。 実際にこれは、例えば、短かい伝送線または平
衡送線に対して実現される。 最後に、条件（14）が実現されれば、式（13）
のエラー信号は次のように導き出すことができ
る。 ｅ(n)＝re(n)−re（ｎ−１）・Sgn〔ｓ(n)
〕・Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕（15） この式（15）は、条件(11)と（14）で表わした前
述の仮定と共に次のことを示す。すなわち、エラ
ー信号ｅ(n)は残留エコー信号に依存し、受信され
た有用な信号の振巾には最早や依存しないで、サ
ンプリング時点ｎと（ｎ−１）におけるこの信号
の符号にだけ依存する。 トランスバーサルフイルタの係数Ciの調整のた
めに式（15）のエラー信号を用いる本発明のエコ
ーキヤンセラの収斂を説明する。 式(2)および(5)により、時点ｎおよび（ｎ−１）
における残留エコー信号re(n)およびre（ｎ−１）
の式を導き出すのは容易である。 表記法を簡単にするために、ベクトルｇ→、Ｃ→
(n)、Ｄ→(n)およびＤ→（ｎ−１）の各転置が次の通り
であるとして、ベクトル表記を用いることができ
る。 ｇ→＝〔g0、g1……go-1〕 Ｃ→(n)＝〔C0(n)、C1(n)、……CN-1(n)〕 Ｄ→(n)＝〔ｄ(n)、ｄ（ｎ−１）、……ｄ（ｎ−Ｎ＋１
）〕 Ｄ→（ｎ−１）＝〔ｄ（ｎ−１）、ｄ（ｎ −２）、……ｄ（ｎ−Ｎ）〕 式（16）を考慮すると、式（15）のエラー信号
は次のようにベクトル表記で表わすことができ
る。 ｅ(n)＝Ｄ→(n)〔ｇ→−Ｃ→(n)〕−Ｄ→ｎ−
１）〔ｇ→−Ｃ→(n)〕・Sgn〔ｓ(n)〕・Sgn〔Ｓ（ｎ−
１）〕（17） 他方において、係数の調整に用いられる帰納式
(3)は次のようにベクトル表記で表わされる。 Ｃ→（ｎ＋１）＝Ｃ→(n)＋αE〔Ｄ→(n)・ｅ(n)〕（18
） ｅ(n)の式（17）を使えば、式（18）の平均値Ｅ
〔Ｄ(n)・ｅ(n)〕に対して次の式が得られる。 Ｅ〔Ｄ→(n)・ｅ(n)〕 ＝〔ｇ→−Ｃ→(n)〕・Ｅ〔Ｄ→(n)・Ｄ→(n)〕 −〔ｇ→−Ｃ→(n)〕・Ｅ 〔Ｄ→(n)・Ｄ→（ｎ−１）・Sgn〔Ｓ(n)〕 ・Sgn〔ｓ（ｎ−１）〕 このＥ〔Ｄ(n)・ｅ(n)〕の表記において、第２項
は零に等しい。実際に、行列Ｄ(n)・Ｄ（ｎ−１）
の要素を形成する局地伝送データは、統計上受信
データｓ(n)およびｓ（ｎ−１）と無関係なので、
sgn〔ｓ(n)〕・sgn〔ｓ（ｎ−１）〕が掛けられている
これ等すべての成分は平均値零を有する。局地的
に伝送されるデータは統計上それ自身で独立なの
で、を恒等行列、σ2をデータの電力を表わす係
数とすると、行列Ｅ〔Ｄ(n)・Ｄ(n)〕はσ2で表わ
すことができる。したがつて、帰納式（18）は次
のように表すことができる。 Ｃ（ｎ＋１）＝Ｃ(n)＋α〔ｇ−Ｃ(n)〕σ2 この帰納式は正統的な形なので、ｎが無限の時
には次のように表すことができる。 Ｃ→(n)＝〔１−ασ2〕n＋ｇ→ ασ2＜１のように十分に小さい係数を選ぶと十
分に高い反復数ｎに対しては実際上Ｃ(n)＝ｇが得
られるが、これはエコーキヤンセラが収斂された
ことを証する。 条件(11)と（14）が満足されると、トランスバー
サルフイルタの係数の調整に対し、一般的な場合
には式(7)で形成されたエラー信号ｅ(n)の代りに、
または２レベル信号で再生されたデータの場合に
は式(8)または(9)で形成されたエラー信号ｅ(n)の代
りにこのエラー信号の符号即ちSgn〔ｅ(n)〕を用
いることができる。 第４図は、識別回路により再生されたデータ信
号が、信号ｒ(t)の符号で構成された正または負レ
ベルを有する場合に対して、信号Sgn〔ｅ(n)〕を
発生する計算回路１６の特別な実施例を示す。こ
の回路１６内では、式(9)より直接導き出される次
の関係に基づいてSgn〔ｅ(n)〕がつくられる。 （19）Sgn〔ｅ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）〕
Ps(n)＞０の場合 （19）Sgn〔ｅ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）〕
Ps(n)＞０の場合 Sgn〔ｅ(n)〕＝Sgn〔ｒ(n)＋ｒ（ｎ−１）〕 Ps(n)＜
０の場合 ここでPs(n)＝Sgn〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕 第４図には、第１図の同一機能を有する素子に
は同一符号をつけてある。第４図において、差動
回路１２はその（＋）入力に受信路よりの信号ε
(t)＋ｓ(t)を受け、その（−）入力はアナログ形に
変換されたエコーコピー信号ε^(t)を受ける。回路
１２より供給される差信号ｒ(t)は計算回路１６で
処理され、この回路内で、前記の差信号は、縦続
接続された２つのサンプルホールド回路２３と２
４に更に加えられる。第１の回路２３は周波数
１／Ｔのクロツク信号Ｈで作動され、第２の回路
２４は補足的な信号により作動される。この縦
続装置２３，２４の動作モードを第５図を参照し
て詳細に説明する。５ａは時点（ｎ−２）、（ｎ−
１）およびｎにおいてつくられた立ち上り縁を有
するロツク信号Ｈを示す。５ｂは信号を示す。
５ｃは回路２３の入力に加えられるアナログ差信
号を示し、時点（ｎ−２）、（ｎ−１）、ｎにおい
て値ｒ（ｎ−２）、ｒ（ｎ−１）、ｒ(n)をもつ。い
ま、サンプリング回路２３と２４は、その制御信
号Ｈおよびが低い状態の時は導通し、この信号
が高い状態の時は非導通であるとする。回路２３
の出力s1における（即ち回路２４の入力e2）にお
ける信号の形は、５ｄに示すように、これより導
き出せる。最後に、５ｅに示す回路２４の出力s2
の信号は、回路２４が導通になつた時に或る程度
の整定時間を考慮して５ｄより導き出せる。第５
図より明らかなように、クロツク信号Ｈの立ち上
り縁、例えば時点ｎにつくられた縁の直前では、
回路２３の入力e1の信号の値はｒ(n)であり、回路
２４の出力s2の信号の値はｒ（ｎ−１）である。 回路１６内で、差信号ｒ(t)は２つの比較器回路
２５と２６に加えられる。回路２４で得られた信
号は、直接に比較器回路２５の（−）入力に加え
られ、また反転増巾器２７を経て比較器回路２６
の（−）入力に加えられる。 このようにして、時点ｎにおけるクロツク信号
Ｈの立ち上り縁の直前に比較器回路２５の出力に
は次の値を有するロジツク信号が得られる。 Δ(n)＝１ ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）＞０の場合 および Δ(n)＝０ ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）＜０の場合 次の値を有するロジツク信号 Σ(n)＝１ ｒ(n)＋ｒ（ｎ＋１）＞０の場合 Σ(n)＝０ ｒ(n)＋ｒ（ｎ＋１）＜０の場合 は、同じ時点に比較器回路２６の出力に得られ
る。 論理値１と０が夫々符号＋と−を表わす場合
は、信号Δ(n)およびΣ(n)は、式（19）によつて
Sng〔ｅ(n)〕の大きさを得るのに必要な大きさSgn
〔ｒ(n)−ｒ（ｎ−１）〕およびSgn〔ｒ(n)＋ｒ（ｎ−
１）〕を表わす。 このようにして得られた信号Δ(n)とΣ(n)は、ク
ロツク信号Ｈの立ち上り縁でサンプルされるよう
に、フリツプフロツプ２８と２９のＤ入力に加え
られる。サンプルされた信号Δ(n)とΣ(n)は開閉器
３０に加えられる。この開閉器は、式（19）によ
つて、ps(n)が正か負かに応じて信号Δ(n)か信号Σ
(n)の何れかを計算回路１６の出力２１に送るよう
に構成されている。前記の開閉器は、普通の通
り、第４図に示すように反転入力をもつANDゲ
ート３２、ANDゲート３３およびORゲート３４
とで形成される。この開閉器は、制御端子３９に
現れてps(n)を表わすロジツク制御信号によつて制
御される。この制御信号は次のようにして形成さ
れる。差信号ｒ(t)が比較器回路２２の（＋）入力
に加えられ、この比較器回路の（−）入力は零電
圧大地電位である。かくしてSgn〔ｒ(t)〕の大き
さを表わす比較器回路２２の出力信号は、EOR
ゲート３６の第１入力とフリツプフロツプのＤ入
力Ｄとに同時に加えられ、クロツク信号Ｈの立ち
上り縁でサンプルされる。フリツプフロツプ３７
の出力はEORゲート３６の第２入力に接続され
る。クロツク信号Ｈの立上り縁の時点ｎにおい
て、EORゲート３６の第１入力はSn〔ｒ(n)〕を受
け、一方その第２入力は、前の時点（ｎ−１）で
フリツプフロツプ３７に蓄えられていた。 Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕を受ける。ここで、比較器
回路２２と関係フリツプフロツプ３７は、第１図
および第３図に符号１０で示した識別回路の役を
行うことに留意すべきである。フリツプフロツプ
３７の出力は、データ信号ａ(n)＝Sgn〔ｒ(n)〕を
再生するのに用いることもできる。このようにし
て、ps(n)＝Sng〔ｒ(n)〕・Sgn〔ｒ（ｎ−１）〕が負の
時には値１をもちまたps(n)が正の時には値０をも
つ信号ｃ(n)が、EORゲート３６の出力に得られ
る。信号ｃ(n)はフリツプフロツプ３８のＤ入力に
加えられ、クロツク信号Ｈの立ち上り縁でサンプ
ルされる。フリツプフロツプ３８の出力は開閉器
３０の制御信号を供給する。図の開閉器の回路図
から、ｃ(n)＝１（即ちps(n)＜０）かｃ(n)＝０（即ち
ps(n)＞０）かに応じて、信号Σ(n)か信号Δ(n)の何
れかがクロツク信号Ｈの立ち上り縁の時点ｎ後に
出力２１に現れるということがわかるであろう。
出力２１に現れるこの信号は、トランスバーサル
フイルタ１３の係数の制御回路に用いられる。 以上述べたところからわかる様に、本発明によ
り式(7)で形成されたエラー信号ｅ(n)またはこのエ
ラー信号の符号Sgn〔ｅ(n)〕の使用は、条件(11)と
（14）が確認された時に、エコーキヤンセラの収
斂をさせるが、これは、例えば、エコーキヤンセ
ラが作動された瞬間からの、適当に平衡された短
かい伝送線の場合がそうである。これに反して、
前記の信号ｅ(n)またはその符号Sgn〔ｅ(n)〕の使
用は、条件(11)と（14）が確認されなければ、エコ
ーの取り消しを生じる収斂をさせないが、これ
は、例えば、長距離または殆んど平衡されてない
伝送線の場合がそうである。 長距離伝送線に対しては、エコー信号ε(t)は、
エコーキヤンセラが作動されると、有用な受信信
号のレベルに比して高いレベルをもつ。前に説明
したように、エラー信号として差信号ｒ(t)の符号
即ちサンプリング時点ｎにおけるSgn〔ｒ(n)〕を
用いた従来のエコーキヤンセラは、長距離伝送線
に対し、最初の高レベルエコー信号を、有用な受
信信号の大きさの程度迄下げさせる。一方におい
て、若し長距離伝送線が殆んど平衡されていなけ
れば、受信信号ｓ(t)の大きさは、たとえホモクロ
ナス伝送線であつても、サンプリング時点で変化
し、従来のエコーキヤンセラでは残留エコー信号
のレベルの或る程度の低減にしか寄与しない。 差信号ｒ(t)の使用によつて、高レベルエコー信
号を有用な受信信号に迄下げることが可能とな
り、また本発明によつて決められたエラー信号の
符号の使用によつて、有用な受信信号と同レベル
の残留エコー信号を略々零迄下げることが可能と
なるので、本発明の１つの変形では、差信号ｒ(t)
とエラー信号ｅ(n)とを一緒に用い、係数の調整の
ためのエラー信号として用いられる信号Ｅ(n)を形
成する。 この実施例によれば、この２ビツト信号Ｅ(n)は
３つの値を取ることができる。すなわち、Sgn
〔ｒ(n)〕とSgn〔ｅ(n)〕が＋１または−１に等しい
同じ値をもつかどうかによる値＋１または−１
と、Sgn〔ｒ(n)〕とSgn〔ｅ(n)〕が異なる値をもつ
た時の値０である。この信号Ｅ(n)は、式（14）と
同様な帰納式に従つてトランスバーサルフイルタ
の係数の値を修正するのに用いられる、即ち Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Ｅ(n) Sgn〔ｒ(n)〕とSgn〔ｅ(n)〕が同じ値ならば係数
はこの共通の値に従つて修正されることがわかる
であろう。これ等の量が異なる値をもつ時は係数
は修正されない。 実際に、このような信号Ｅ(n)を好用するこの実
施例では、平衡または非平衡ですべての長さの伝
送線に対するホモクロナス伝送システムの難かし
い場合にも、エコーキヤンセラの収斂を可能にす
る。事実どのような場合でも、信号Ｅ(n)を形成す
るのに用いられるSzn〔ｒ(n)〕かSgn〔ｅ(n)〕の一
方が連続的に、係数を収斂方向に修正する正しい
値を取り、他方は、少なくとも時々、同じ正しい
値を取る。 第６図は、信号Ｅ(n)を計算する回路１６の実施
例を示す。第６図の回路１６は第４図の回路１６
のすべての素子を含み、これ等の素子の符号と配
置は第４図と同じてある。第６図の回路１６はそ
の外に、フリツプフロツプ３７の出力に形成され
た信号Sgn〔ｒ(n)〕と開閉器３０の出力に形成さ
れた信号Sgn〔ｅ(n)〕とを使用する論理回路４０
を有する。この論理回路は、ロジツク信号Sgn
〔ｅ(n)〕とSgn〔ｒ(n)〕から、係数の調整のために
加算および減算を行うのに最も実際的な２の補数
コード（two′s compliment code）で表わされ
た信号Ｅ(n)を形成するように配されている。次の
表に示した真理値表は、論理回路４０の機能を
示す。 【表】 Sgn Sgn 〓
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信路の信号とエコーコピー信号との差信号
を形成する差動回路と、周期Ｔのサンプリング時
点で動作し、エラー信号の所定の作用を最小にす
るように調整される係数をもつた少なくとも１つ
のトランスバーサルフイルタとを有し、前記の差
信号は、データを再生する識別回路に加えられ、
エコーコピー信号は、伝送路に接続されたデジタ
ル処理装置を用いることによつて、少なくとも伝
送路のデータの周期１／Ｔに等しいサンプリング
周期Feで形成されるようにした、伝送路のデー
タ信号により発生されたエコーを受信路のベース
バンド信号内で取り消すためにデータ伝送モデム
内に用いられるエコーキヤンセラにおいて、各ト
ランスバーサルフイルタの係数の修正に用いられ
る前記のエラー信号は、実際のサンプリング時点
において、該サンプリング時点での前記差動回路
の出力信号の値と、実際のサンプリング時点での
再生データ信号の値とその前のサンプリング時点
での再生データ信号の値との比が前以て乗じられ
た、前のサンプリング時点における差動回路の出
力信号の値との差を形成することによつて決め
ら、係数の修正は、前記の再生データ信号の２つ
の値が零と異なるかまたは少なくとも２つの値の
一方が零に等しいかに応じて行われまたは行われ
ないようにしたことを特徴とするベースバンドデ
ータ信号のエコーキヤンセラ。 ２ 各トランスバーサルフイルタの実際のサンプ
リング時点と前のサンプリング時点とは、データ
の周期Ｔだけまたはこの周期の分数分だけ互に離
された特許請求の範囲第１項記載のエコーキヤン
セラ。 ３ 各トランスバーサルフイルタの係数が、この
フイルタに対応するエラー信号の二乗平均値を最
小にするように調整される特許請求の範囲第１項
または第２項記載のエコーキヤンセラ。 ４ Ci(n)およびCi（ｎ＋１）を反復数ｎおよびｎ
＋１における係数Ciの値、βを１より小さい係
数、ｄ（ｎ−ｉ）をトランスバーサルフイルタに
蓄えられ、係数Ciに対応するデータ、ｅ(n)をエラ
ー信号とした場合に、エコーキヤンセラが、帰納
式 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・ｅ(n) に従つてトランスバーサルフイルタの各係数を反
復して調整するように配設された各トランスバー
サルフイルタの係数の制御回路を有する特許請求
の範囲第３項記載のエコーキヤンセラ。 ５ トランスミツタ端における２レベルベースバ
ンドデータ信号からかまたは２レベルデータの擬
似−３値符号化によりつくられた３レベルベース
バンドデータから生じた受信データ信号の補正に
適し、データ信号を再生する識別回路が正および
負のレベルを有するものにおいて、エコーキヤン
セラが、各トランスバーサルフイルタに対して、
エラー信号ｅ(n)を、実際のサンプリング時点およ
び前のサンプリング時点における再生データ信号
の値が同じ符号か異なる符号かに応じてフイルタ
の実際のサンプリング時点および前のサンプリン
グ時点における差動回路の出力信号の値の差また
は和として形成する計算回路を有する特許請求の
範囲第４項記載のエコーキヤンセラ。 ６ Sgn［ｅ(n)］をエラー信号ｅ(n)の符号を表わ
す信号とした場合に、エコーキヤンセラが、フイ
ルタの各係数を帰納式 Ci（ｎ＋１） ＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Sgn［ｅ(n)］ に従つて反復して調整するように配設された、各
トランスバーサルフイルタの係数の制御回路を有
する特許請求の範囲第３項記載のエコーキヤンセ
ラ。 ７ Ｅ(n)を、Sgn［ｅ(n)］で表わしたエラー信号
の符号と差動回路の出力信号の符号とが異なる時
には値０をもちまた前記の２つの符号が同時に正
または負の時には値＋１か−０をもつ信号とした
場合に、エコーキヤンセラが、帰納式 Ci（ｎ＋１）＝Ci(n)＋β・ｄ（ｎ−ｉ）・Ｅ(n) に従つてフイルタの各係数を反復して調整するよ
うに配設された、各トランスバーサルフイルタの
係数の制御回路を有する特許請求の範囲第３項記
載のエコーキヤンセラ。 ８ トランスミツタ端における２レベルベースバ
ンドデータ信号からかまたは２レベルデータの擬
似−３値符号化によりつくられた３レベルベース
バンドデータ信号から生じた受信データ信号の補
正に適し、データ信号を再生する識別回路が正お
よび負のレベルを有するものにおいて、エコーキ
ヤンセラが、各トランスバーサルフイルタに対し
て、信号Sgn［ｅ(n)］を、実際のサンプリング時
点と前のサンプリング時点における再生データ信
号が同じ符号をもつか異なる符号をもつかに応じ
てフイルタの実際のサンプリング時点および前の
サンプリング時点における差動回路の出力信号値
の差かまたは和として形成する計算回路を有する
特許請求の範囲第６項または第７項記載のエコー
キヤンセラ。 ９ 各トランスバーサルフイルタ内で使用される
信号Sgn［ｅ(n)］を形成するために、計算回路は、
フイルタのサンプリング周波数をもつ２つの相補
的なクロツク信号で作動される２つのサンプルホ
ールド回路の縦続装置を有し、差動回路の出力信
号は、この縦続装置の入力と２つの比較回路の一
方の入力に加えられ、前記の縦続装置の出力信号
は、前記の比較器回路の一方の他方の入力と、反
転増巾器を経て他方の比較器回路の他方の入力と
に接続され、これ等２つの比較器回路は、フイル
タの実際のサンプリング時点と前のサンプリング
時点における差動回路の出力信号の値の差または
和の符号を表わす信号Δ(n)およびΣ(n)を夫々形成
する特許請求の範囲第８項記載のエコーキヤンセ
ラ。 １０ 各トランスバーサルフイルタ内で使用され
る信号Sgn［ｅ(n)］を形成するために、計算回路
は、差動回路の出力信号の符号を形成する第３の
比較器回路と、一方の入力がこの第３の比較器回
路の出力信号を受けまた他方の入力は、フイルタ
のサンプリング周波数で前記の第３の比較器回路
の出力信号をサンプリングする双安定トリガ回路
の出力信号を受けるEORゲートとを有し、この
EORゲートは、フイルタの実際のサンプリング
時点と前のサンプリング時点における再生データ
の符号の積を表わす信号ｅ(n)を供給する特許請求
の範囲第８項または第９項記載のエコーキヤンセ
ラ。 １１ 信号Δ(n)，Σ(n)，ｃ(n)は、フイルタのサン
プリング周波数でサンプルされるために双安定ト
リガ回路に加えられ、信号Δ(n)とΣ(n)のサンプル
は、この信号Δ(n)またはΣ(n)のサンプルによつて
信号Sgn［ｅ(n)］を形成するために、信号ｃ(n)の
サンプルによつて制御される開閉器に加えられる
特許請求の範囲第９項または第１０項記載のエコ
ーキヤンセラ。 １２ 各トランスバーサルフイルタに対し、フイ
ルタの係数を特許請求の範囲第７に従つて調整す
るのに用いられる信号Ｅ(n)を形成する計算回路を
有するものにおいて、この計算回路は、開閉器か
ら供給された信号Sgn［ｅ(n)］および第３の比較
器回路の出力信号より、これ等２つの信号の符号
が異なる時には値０をまたこれ等２つの信号の符
号が同時に正または負の時には値＋１または−１
を有する信号Ｅ(n)を形成するように配設された論
理回路を有する特許請求の範囲第１１項記載のエ
コーキヤンセラ。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|
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